JP2019083658A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】簡易な構成の電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置は、直流電力を所定電圧の直流電力に変換するチョッパ回路と、チョッパ回路の出力側に設けられる直流−直流変換器と、直流−直流変換器の出力側に接続される第１トランス及び第２トランスと、直流−直流変換器と第１の一次側巻線１３１Ａとの間に直列に挿入される第１コンデンサＣ１と、直流−直流変換器と第２の一次側巻線１３１Ｂとの間に直列に挿入される第２コンデンサＣ２と、第１の二次側巻線１３２Ａに接続される第１整流回路と、第２の二次側巻線１３２Ｂに接続される第２整流回路とを含む。チョッパ回路の出力電圧を調整して第１整流回路の第１出力電圧Ｖ１を調整し、直流−直流変換器のスイッチングの１周期における通電時間を調整して第２整流回路の第２出力電圧Ｖ２を調整する。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。
従来より、架線より集電装置を介して供給される直流電力を所定の電圧値に昇圧する昇圧チョッパと、前記昇圧チョッパから出力される直流電力を交流電力に変換するインバータと、を有し、直列に接続された複数の組合せ回路と、前記複数の組合せ回路と並列に接続され、離線補償用の電力を蓄える離線補償用コンデンサと、前記離線補償用コンデンサと並列に接続された放電抵抗器と、前記放電抵抗器と直列に接続された放電接触器と、を備えた電力変換装置がある。複数の前記組合せ回路を構成している複数の昇圧チョッパのそれぞれは、同時に駆動されるスイッチング素子を備え、一つの昇圧用コイルを共用して昇圧動作を行う（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１６−１２７６８０号公報
ところで、従来の電力変換装置は、複数の昇圧チョッパを含むため、構成が簡易ではなかった。
そこで、簡易な構成の電力変換装置を提供することを目的とする。
本発明の実施の形態の電力変換装置は、直流電力を所定電圧の直流電力に変換するチョッパ回路と、前記チョッパ回路の出力側に設けられる直流−直流変換器と、第１の一次側巻線及び第１の二次側巻線を有し、前記直流−直流変換器の出力側に接続される第１トランスと、第２の一次側巻線及び第２の二次側巻線を有し、前記直流−直流変換器の出力側に接続される第２トランスと、前記直流−直流変換器と前記第１の一次側巻線との間に直列に挿入される第１コンデンサと、前記直流−直流変換器と前記第２の一次側巻線との間に直列に挿入される第２コンデンサと、前記第１の二次側巻線に接続される第１整流回路と、前記第２の二次側巻線に接続される第２整流回路とを含み、前記チョッパ回路の出力電圧を調整することによって、前記第１整流回路の第１出力電圧を調整し、前記直流−直流変換器のスイッチングの１周期における通電時間を調整することによって、前記第２整流回路の第２出力電圧を調整する。
簡易な構成の電力変換装置を提供することができる。
実施の形態１の電力変換装置１００を示す図である。 ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａの回路構成を示す図である。 ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａ、１２０Ｂの出力電流を示す図である。 ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａ、１２０Ｂの出力電流を示す図である。 ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａ、１２０Ｂの出力電流を示す図である。 実施の形態１の変形例の電力変換装置１００Ｍを示す図である。 実施の形態２の電力変換装置２００を示す図である。
以下、本発明の電力変換装置を適用した実施の形態について説明する。
＜実施の形態１＞
図１は、実施の形態１の電力変換装置１００を示す図である。電力変換装置１００は、入力端子１０１、チョッパ回路１１０、平滑コンデンサ１１５、ＤＣ(Direct Current)-ＤＣコンバータ１２０Ａ、１２０Ｂ、コンデンサ１２５Ａ、１２５Ｂ、トランス１３０Ａ、１３０Ｂ、整流回路１４０Ａ、１４０Ｂ、平滑コンデンサ１４５Ａ、１４５Ｂ、電圧検出部１５０、電圧センサ１５１Ａ、１５１Ｂ、制御部１６０、及び、出力端子１７１Ａ、１７１Ｂ、１７２Ａ、１７２Ｂを含む。
ここでは、一例として、電力変換装置１００が電車に搭載されており、架線で実現される直流電源１０から入力端子１０１を介して供給される直流電力を２種類の電圧の直流電力に変換して、出力端子１７１Ａ、１７１Ｂ、１７２Ａ、１７２Ｂから負荷２０Ａ、２０Ｂに供給する形態について説明する。
日本国内では、一例として、架線から供給される直流電力の定格電圧は１５００Ｖであるが、架線から供給される直流電力の電圧は、約９００Ｖ〜約１８００Ｖの範囲で変動し得る。
負荷２０Ａと負荷２０Ｂは、駆動電圧の異なる機器であり、負荷２０Ａに供給される直流電力の電圧は、負荷２０Ｂに供給される直流電力の電圧よりも高い。一例として、出力端子１７１Ａ、１７２Ａから負荷２０Ａに供給される直流電力の電圧は７００Ｖであり、出力端子１７１Ｂ、１７２Ｂから負荷２０Ｂに供給される直流電力の電圧は４００Ｖである。負荷２０Ａの一例は、電車の車内の温度及び湿度を調整するエアコンディショナ等であり、負荷２０Ｂの一例は、電車の車内に設けられる照明等である。
入力端子１０１は、電力変換装置１００に直流電力が入力される端子であり、直流電源１０に接続されている。厳密には、入力端子１０１には電車のパンタグラフが接続され、電車の走行中にパンタグラフが直流電源１０としての架線に接触することによって、直流電力が供給される。
チョッパ回路１１０は、入力端子１０１の出力側に接続されており、制御部１６０から入力されるＰＷＭ(Pulse Modulated Width)駆動信号によって駆動制御が行われ、入力端子１０１を介して直流電源１０から供給される直流電力を所定の電圧値の直流電力に変換して出力する。
ＰＷＭ駆動信号は、制御部１６０からチョッパ回路１１０に入力される。また、所定の電圧値は、一例として、１１００Ｖである。ここでは、一例として、チョッパ回路１１０は昇降圧型である。
チョッパ回路１１０は、スイッチング素子をＰＷＭ駆動信号でスイッチングすることによって、入力端子１０１から入力される直流電力を所定の電圧値の直流電力に変換する電源回路であれば、どのような形式のものであってもよい。チョッパ回路１１０のスイッチング周波数は、一例として５ｋＨｚである。
平滑コンデンサ１１５は、チョッパ回路１１０の２つの出力端子の間に接続され、チョッパ回路１１０の出力電圧を平滑化する。
ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａは、平滑コンデンサ１１５を介してチョッパ回路１１０の出力側に接続されており、制御部１６０によって駆動制御が行われる。ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａは、入力端子１２１Ａ１、１２１Ａ２と出力端子１２２Ａ１、１２２Ａ２を有する。
ここで、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａの回路構成の説明に図２を用いる。図２は、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａの回路構成を示す図である。
図２に示すように、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａは、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、入力端子１２１Ａ１、１２１Ａ２、及び、出力端子１２２Ａ１、１２２Ａ２を有する。スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４は、それぞれ、トランジスタ１Ｍ、２Ｍ、３Ｍ、４Ｍと、ダイオード１Ｄ、２Ｄ、３Ｄ、４Ｄとを有する半導体スイッチング素子である。
トランジスタ１Ｍ、２Ｍ、３Ｍ、４Ｍは、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であり、制御部１６０から入力されるゲート駆動信号によって、オン／オフの切替制御（駆動制御）が行われる。スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のオン／オフを切り替えることは、トランジスタ１Ｍ、２Ｍ、３Ｍ、４Ｍのオン／オフを切り替えることによって行われる。
ダイオード１Ｄ、２Ｄ、３Ｄ、４Ｄは、それぞれ、トランジスタ１Ｍ、２Ｍ、３Ｍ、４Ｍに逆並列接続される還流ダイオードである。なお、ゲート駆動信号は、制御部１６０からトランジスタ１Ｍ、２Ｍ、３Ｍ、４Ｍに入力される。
トランジスタ１Ｍのドレインは、入力端子１２１Ａ１に接続される。トランジスタ１Ｍのソースは、トランジスタ２Ｍのドレインと、出力端子１２２Ａ１とに接続される。トランジスタ１Ｍは、オンになると、入力端子１２１Ａ１から出力端子１２２Ａ１に電流を流す。ダイオード１Ｄのカソード及びアノードは、それぞれ、トランジスタ１Ｍのドレイン及びソースに接続される。
トランジスタ２Ｍのソースは、入力端子１２１Ａ２に接続される。トランジスタ２Ｍのドレインは、トランジスタ１Ｍのソースと、出力端子１２２Ａ１とに接続される。トランジスタ２Ｍは、オンになると、出力端子１２２Ａ１から入力端子１２１Ａ２に電流を流す。ダイオード２Ｄのカソード及びアノードは、それぞれ、トランジスタ２Ｍのドレイン及びソースに接続される。
トランジスタ３Ｍのドレインは、入力端子１２１Ａ１に接続される。トランジスタ３Ｍのソースは、トランジスタ４Ｍのドレインと、出力端子１２２Ａ２とに接続される。トランジスタ３Ｍは、オンになると、入力端子１２１Ａ１から出力端子１２２Ａ２に電流を流す。ダイオード３Ｄのカソード及びアノードは、それぞれ、トランジスタ３Ｍのドレイン及びソースに接続される。
トランジスタ４Ｍのソースは、入力端子１２１Ａ２に接続される。トランジスタ４Ｍのドレインは、トランジスタ３Ｍのソースと、出力端子１２２Ａ２とに接続される。トランジスタ４Ｍは、オンになると、出力端子１２２Ａ２から入力端子１２１Ａ２に電流を流す。ダイオード４Ｄのカソード及びアノードは、それぞれ、トランジスタ４Ｍのドレイン及びソースに接続される。
以上のような構成のＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ａにおいて、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のオン／オフは、スイッチＳ１及びＳ４の組と、スイッチＳ２及びＳ３の組とに分けて、スイッチング周期毎に逆位相で行われる。
すなわち、スイッチＳ１及びＳ４をオンにする期間には、スイッチＳ２及びＳ３をオフにする。また、スイッチＳ２及びＳ３をオンにする期間には、スイッチＳ１及びＳ４をオフにする。
スイッチング周期の１周期は、スイッチＳ１及びＳ４をオン（スイッチＳ２及びＳ３をオフ）にする期間、デッドタイム（ＤＴ）、スイッチＳ２及びＳ３をオン（スイッチＳ１及びＳ４をオフ）にする期間、及びデッドタイム（ＤＴ）によって構築される。
各スイッチング周期において、スイッチＳ１及びＳ４、又は、スイッチＳ２及びＳ３をオンにする時間は、制御部１６０によって制御される。スイッチＳ１及びＳ４、及び、スイッチＳ２及びＳ３がオンにされる時間は、スイッチＳ１及びＳ４、及び、スイッチＳ２及びＳ３を電流が流れる時間であるため、ここでは通電時間と称す。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ａは、上述のような制御を行うことにより、入力端子１２１Ａ１、１２１Ａ２に入力される直流電力の電圧値を所望の電圧値に変換して出力端子１２２Ａ１、１２２Ａ２から出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ａがスイッチング制御を行うことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ａが出力する電流１は、高周波電流になる。
実施の形態１では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０ＡのスイッチＳ１及びＳ４、及び、スイッチＳ２及びＳ３をオンにする通電時間は、すべてのスイッチング周期において一定値に設定される。
なお、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａ及び１２０Ｂは、直流−直流変換器の一例であり、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａは、直流−直流変換器のうちの第１変換部の一例である。
ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂは、平滑コンデンサ１１５を介してチョッパ回路１１０の出力側でＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａと並列に接続されており、制御部１６０によって駆動制御が行われる。ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂは、入力端子１２１Ｂ１、１２１Ｂ２、及び、出力端子１２２Ｂ１、１２２Ｂ２を有する。ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂは、直流−直流変換器のうちの第２変換部の一例である。
ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂの回路構成は、図２に示すＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａの回路構成と同一であるため、ここでは説明を省略するが、以下では、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂについても、スイッチＳ１及びＳ４とスイッチＳ２及びＳ３のオン／オフの切り替えを行うものとして説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ｂがスイッチング制御を行うことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ｂが出力する電流２は、高周波電流になる。
ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂは、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａとは異なり、スイッチング周期の１周期の間におけるスイッチＳ１及びＳ４、及び、スイッチＳ２及びＳ３の通電時間を調整（制御）することによって、チョッパ回路１１０から入力される直流電力の電圧値を調整（制御）する。この詳細は後述する。
コンデンサ１２５Ａは、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａとトランス１３０Ａの一次側コイル１３１Ａとの間に直列に挿入されている。コンデンサ１２５Ａは、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａと一次側コイル１３１Ａとの間に流れる電流１の共振周波数ｆ１を設定するために設けられている。電流１の共振周波数ｆ１は、コンデンサ１２５Ａの静電容量Ｃ１と、トランス１３０Ａの漏れインダクタンスＬ１とによって決定される。
コンデンサ１２５Ｂは、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂとトランス１３０Ｂの一次側コイル１３１Ｂとの間に直列に挿入されている。コンデンサ１２５Ｂは、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂと一次側コイル１３１Ｂとの間に流れる電流２の共振周波数ｆ２を設定するために設けられている。電流２の共振周波数ｆ２は、コンデンサ１２５Ｂの静電容量Ｃ２と、トランス１３０Ｂの漏れインダクタンスＬ２とによって決定される。
ここで、電流１の共振周波数ｆ１は、電流２の共振周波数ｆ２よりも高くなるように設定されている。このような共振周波数ｆ１、ｆ２の設定は、静電容量Ｃ１、Ｃ２、漏れインダクタンスＬ１、Ｌ２を適切な値に設定することによって実現することができる。
トランス１３０Ａは、一次側コイル１３１Ａと二次側コイル１３２Ａを有する高周波絶縁型のトランスである。一次側コイル１３１Ａの両端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ａの出力端子１２２Ａ１、１２２Ａ２に接続されている。二次側コイル１３２Ａの両端は、整流回路１４０Ａの２つの入力端子に接続されている。
ここでは、一例として、一次側コイル１３１Ａと二次側コイル１３２Ａの巻数比は、１１：７である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ａから入力される高周波電力の電圧が１１００Ｖである場合には、トランス１３０Ａは、７００Ｖの高周波電力を整流回路１４０Ａに出力する。
なお、トランス１３０Ａは、第１トランスの一例であり、一次側コイル１３１Ａと二次側コイル１３２Ａは、それぞれ、第１の一次側巻線及び第１の二次側巻線の一例である。
トランス１３０Ｂは、一次側コイル１３１Ｂと二次側コイル１３２Ｂを有する絶縁型のトランスである。一次側コイル１３１Ｂの両端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ｂの出力端子１２２Ｂ１、１２２Ｂ２に接続されている。二次側コイル１３２Ｂの両端は、整流回路１４０Ｂの２つの入力端子に接続されている。
ここでは、一例として、一次側コイル１３１Ｂと二次側コイル１３２Ｂの巻数比は、１１：４である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ｂから入力される高周波電力の電圧が１１００Ｖである場合には、トランス１３０Ｂは、４００Ｖの高周波電力を整流回路１４０Ｂに出力する。
なお、トランス１３０Ｂは、第２トランスの一例であり、一次側コイル１３１Ｂと二次側コイル１３２Ｂは、それぞれ、第２の一次側巻線及び第２の二次側巻線の一例である。
整流回路１４０Ａは、二次側コイル１３２Ａに接続されており、出力側には平滑コンデンサ１４５Ａを介して出力端子１７１Ａ、１７２Ａが接続されている。整流回路１４０Ａは、４つのダイオードがブリッジ接続された回路構成を有する。整流回路１４０Ａは、二次側コイル１３２Ａから入力される高周波電力を整流して出力する。整流回路１４０Ａは、第１整流回路の一例である。
整流回路１４０Ｂ、二次側コイル１３２Ｂに接続されており、出力側には平滑コンデンサ１４５Ｂを介して出力端子１７１Ｂ、１７２Ｂが接続されている。整流回路１４０Ｂは、４つのダイオードがブリッジ接続された回路構成を有する。整流回路１４０Ｂは、二次側コイル１３２Ｂから入力される高周波電力を整流して出力する。整流回路１４０Ｂは、第２整流回路の一例である。
平滑コンデンサ１４５Ａ、１４５Ｂは、それぞれ、整流回路１４０Ａ、１４０Ｂの２つの出力端子の間に接続されており、整流回路１４０Ａ、１４０Ｂによって整流された電力を平滑化する。
電圧検出部１５０は、電圧センサ１５１Ａ、１５１Ｂに接続されている。電圧センサ１５１Ａ、１５１Ｂは、それぞれ、平滑コンデンサ１４５Ａ、１４５Ｂの両端間電圧Ｖ１、Ｖ２を検出する。電圧検出部１５０は、電圧センサ１５１Ａ、１５１Ｂによってそれぞれ検出される平滑コンデンサ１４５Ａ、１４５Ｂの両端間電圧Ｖ１、Ｖ２を表す信号を制御部１６０に出力する。
平滑コンデンサ１４５Ａの両端間電圧Ｖ１は、出力端子１７１Ａ、１７２Ａの出力電圧であり、平滑コンデンサ１４５Ｂの両端間電圧Ｖ２は、出力端子１７１Ｂ、１７２Ｂの出力電圧である。
制御部１６０は、電圧検出部１５０によって検出される平滑コンデンサ１４５Ａ、１４５Ｂの両端間電圧Ｖ１、Ｖ２に基づき、チョッパ回路１１０の出力電圧の制御と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ａ及び１２０Ｂの出力電圧の制御とを行う。
出力端子１７１Ａ、１７２Ａは、平滑コンデンサ１４５Ａを介して、それぞれ、整流回路１４０Ａの２つの出力端子に接続されている。出力端子１７１Ａ、１７２Ａには、負荷２０Ａが接続されるため、出力端子１７１Ａ、１７２Ａは、負荷２０Ａに所定の電圧値の直流電力を出力する。出力端子１７１Ａ、１７２Ａの出力電圧Ｖ１は、７００Ｖである。
出力端子１７１Ｂ、１７２Ｂは、平滑コンデンサ１４５Ｂを介して、それぞれ、整流回路１４０Ｂの２つの出力端子に接続されている。出力端子１７１Ｂ、１７２Ｂには、負荷２０Ｂが接続されるため、出力端子１７１Ｂ、１７２Ｂは、負荷２０Ｂに所定の電圧値の直流電力を出力する。出力端子１７１Ｂ、１７２Ｂの出力電圧Ｖ２は、４００Ｖである。
以上のような構成を有する電力変換装置１００において、出力電圧Ｖ１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０ＡがスイッチＳ１及びＳ４、及び、スイッチＳ２及びＳ３をオンにする通電時間を一定値に保持した状態で、チョッパ回路１１０の出力電圧を調整することによって調整される。
具体的には、出力電圧Ｖ１が７００Ｖよりも低い場合には、制御部１６０は、電圧検出部１５０によって検出される両端間電圧Ｖ１を用いたフィードバック制御を行うことにより、チョッパ回路１１０の出力電圧を上昇させて７００Ｖに調整する。また、出力電圧Ｖ１が７００Ｖよりも高い場合には、制御部１６０は、電圧検出部１５０によって検出される両端間電圧Ｖ１を用いたフィードバック制御を行うことにより、チョッパ回路１１０の出力電圧を低下させて７００Ｖに調整する。
また、電力変換装置１００において、出力電圧Ｖ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０ＢがスイッチＳ１及びＳ４、及び、スイッチＳ２及びＳ３をオンにする通電時間を調整することによって調整される。
上述のように、出力電圧Ｖ１を調整するためにチョッパ回路１１０の出力電圧が上昇又は低下されると、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂの入力端子１２１Ｂ１、１２１Ｂ２に入力される電圧も上昇又は低下する。このように、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂの入力電圧は、チョッパ回路１１０の出力電圧の上昇又は低下の影響を受ける。
例えば、出力電圧Ｖ１が６９０Ｖである場合に、チョッパ回路１１０の出力電圧が上昇されて出力電圧Ｖ１が７００Ｖに調整されたときに、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂの通電時間を調整せずに固定すると、出力電圧Ｖ２が４２０Ｖになる場合が有り得る。また、出力電圧Ｖ１が７１０Ｖである場合に、チョッパ回路１１０の出力電圧が低下されて出力電圧Ｖ１が７００Ｖに調整されたときに、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂの通電時間を調整せずに固定すると、出力電圧Ｖ２が３８０Ｖになる場合が有り得る。
電力変換装置１００では、このような場合に、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂの通電時間を調整することによって、出力電圧Ｖ２を４００Ｖに調整する。
次に、図３乃至図５を用いて、電力変換装置１００の動作について説明する。図３乃至図５は、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａ、１２０Ｂの出力電流（電流１、２）を示す図である。図３乃至図５において、横軸は時間を表し、縦軸は電流値を示す。ここでは、電流１の波形を実線で示し、電流２の波形を破線で示す。
また、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａ、１２０Ｂのスイッチング周期は、１００μｓ（マイクロ秒）で共通である。
また、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａでは、スイッチング周期の１周期に２回ある通電時間は４０μｓずつに固定され、スイッチング周期の１周期に２回あるデッドタイムは１０μｓずつに固定されることとする。また、電流１の共振周期の半周期は３５μｓであることとする。
ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａのスイッチング周期の１周期では、１回目の通電時間にスイッチＳ１及びＳ４がオンにされ、１０μｓのデッドタイムが設けられ、２回目の通電時間にスイッチＳ２及びＳ３がオンにされ、１０μｓのデッドタイムが設けられるという順番で、スイッチＳ１、Ｓ４とスイッチＳ２、Ｓ３のスイッチングが行われる。
図３には、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂの通電時間を初期状態に設定した状態における電流１、２の波形と、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａ、１２０Ｂの駆動状態（スイッチＳ１、Ｓ４をオンにする期間、デッドタイム、スイッチＳ２、Ｓ３をオンにする期間、及び、デッドタイム）を示す。
初期状態では、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂの通電時間は４０μｓであり、デッドタイムは１０μｓである。なお、デッドタイムの最小期間は、５μｓであり、これ以上短くすることはできない。また、デッドタイムの最長期間は、１５μｓであり、これ以上長くすることはできない。
電流１の共振周波数ｆ１は、電流２の共振周波数ｆ２よりも高いため、電流１の周期は電流２の周期よりも短い。一例として、電流１の半周期は３５μｓであり、電流２の半周期は４５μｓである。
図３に示す初期状態では、電流１の半周期（３５μｓ）がＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａの通電時間（４０μｓ）よりも短いため、電流１の波形は、半周期のすべてが通電時間内に収まっている。一方、電流２の半周期（４５μｓ）はＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂの通電時間（４０μｓ）よりも長いため、電流２の波形は、半周期の最後の部分が欠けている。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ｂの通電時間をさらに長くすれば、電流２が流れる時間が長くなるため、出力電圧Ｖ２を上昇させることができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ｂの通電時間をさらに短くすれば、電流２が流れる時間が短くなるため、出力電圧Ｖ２を低下させることができる。
図４に示す状態では、図３に示す初期状態よりもＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ｂの通電時間が長くなっており、４５μｓに設定されている。この状態では、デッドタイムは最小期間の５μｓに設定されている。
電流１は半周期（３５μｓ）がＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａの通電時間（４０μｓ）よりも短いため、電流１の波形は、半周期のすべてが通電時間内に収まっている。一方、電流２の半周期（４５μｓ）は、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂの通電時間（４５μｓ）に等しいため、電流２の波形は、半周期のすべてが通電時間内に収まっている。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ｂの通電時間を長くすれば、初期状態よりも電流２が流れる時間が長くなるため、出力電圧Ｖ２を上昇させることができる。
図５に示す状態では、図３に示す初期状態よりもＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ｂの通電時間が短くなっており、３５μｓに設定されている。この状態では、デッドタイムは最長期間の１５μｓに設定されている。
電流１は半周期（３５μｓ）がＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａの通電時間（４０μｓ）よりも短いため、電流１の波形は、半周期のすべてが通電時間内に収まっている。一方、電流２の半周期（４５μｓ）は、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂの通電時間（３５μｓ）よりも短いため、電流２の波形は、半周期の最後の部分が欠けている。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ｂの通電時間を短くすれば、初期状態よりも電流２が流れる時間が短くなるため、出力電圧Ｖ２を低下させることができる。
以上のように、電流１は半周期（３５μｓ）は、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａの通電時間（４０μｓ）よりも短いため、電流１の波形は、半周期のすべてが常に通電時間内に収まっている。このため、チョッパ回路１１０の出力電圧を調整することにより、出力電圧Ｖ１を調整することができる。
また、電流２については、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂの通電時間を３５μｓから４５μｓの間で調整することによって、電流２が流れる時間を電流２の半周期（４５μｓ）以下に設定することができる。このため、チョッパ回路１１０の出力電圧が変動しても、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ｂの通電時間を調整することにより、出力電圧Ｖ２を調整することができる。
以上、実施の形態１によれば、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａ、１２０Ｂの出力電流（電流１、２）の共振周波数に対してｆ１＞ｆ２の関係を持たせることにより、１つのチョッパ回路１１０と、２つのＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａ、１２０Ｂとを含む構成で、出力電圧Ｖ１、Ｖ２を調整できる電力変換装置１００を提供することができる。
電力変換装置１００は、１つのチョッパ回路１１０と、２つのＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａ、１２０Ｂとを含む簡易な構成であるため、実施の形態１によれば、簡易な構成の電力変換装置を提供することができる。
また、以上では、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａ、１２０Ｂの出力電流（電流１、２）の共振周波数に対してｆ１＞ｆ２の関係を持たせる形態について説明した。しかしながら、ｆ１＞ｆ２の関係は必須ではない。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ａの通電時間が電流１の共振周波数の半周期以下の時間になるように調整すれば、チョッパ回路１１０の出力電圧に対して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ａの出力電圧を調整することができ、出力電圧Ｖ１を調整することができる。
この場合において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ａの通電時間を電流１の共振周波数の半周期に等しい時間に設定した場合に、出力電圧Ｖ１が７００Ｖ以上になるように、チョッパ回路１１０の出力電圧を調整すればよい。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ａの通電時間を電流１の共振周波数の半周期に等しい時間に設定した場合に、チョッパ回路１１０の出力電圧が、出力電圧Ｖ１が７００Ｖ未満になるような出力電圧である場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ａの通電時間を調整しても、出力電圧Ｖ１を７００Ｖに調整することができないからである。
また、この場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ａと１２０Ｂとで、スイッチング周期が異なっていてもよい。
また、以上では、電力変換装置１００を電車に搭載する形態について説明したが、電力変換装置１００の用途は電車に限られるものではない。電力変換装置１００は、電車以外にも使うことができるものであり、例えば、太陽電池用又は燃料電池用のパワーコンディショナ（ＰＣＳ：Power Conditioning System）に適用することができる。
また、以上では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ａ及び１２０Ｂと、一次側コイル１３１Ａ及び１３１Ｂとの間に、コンデンサ１２５Ａ及び１２５Ｂがそれぞれ直列に接続される形態について説明した。
しかしながら、電力変換装置１００は、コンデンサ１２５Ａ及び１２５Ｂにそれぞれ直列に接続されるリアクトルをさらに含んでもよい。図６は、実施の形態１の変形例の電力変換装置１００Ｍを示す図である。電力変換装置１００Ｍは、図１に示す電力変換装置１００Ｍにリアクトル１２６Ａ、１２６Ｂを追加した構成を有する。
リアクトル１２６Ａは、コンデンサ１２５Ａと一次側コイル１３１Ａとの間に直列に接続されている。リアクトル１２６Ａは、第１リアクトルの一例であり、リアクトル１２６Ａのインダクタンスは、第１インダクタンスの一例である。
リアクトル１２６Ｂは、コンデンサ１２５Ｂと一次側コイル１３１Ｂとの間に直列に接続されている。リアクトル１２６Ｂは、第２リアクトルの一例であり、リアクトル１２６Ｂのインダクタンスは、第２インダクタンスの一例である。
電力変換装置１００Ｍでは、電流１の共振周波数ｆ１は、コンデンサ１２５Ａの静電容量Ｃ１と、リアクトル１２６Ａのインダクタンスと、トランス１３０Ａの漏れインダクタンスＬ１とによって決定され、電流２の共振周波数ｆ２は、コンデンサ１２５Ｂの静電容量Ｃ２と、リアクトル１２６Ｂのインダクタンスと、トランス１３０Ｂの漏れインダクタンスＬ２とによって決定される。リアクトル１２６Ａ及び１２６Ｂのインダクタンスは、それぞれ、共振周波数ｆ１及びｆ２と、トランス１３０Ａ及び１３０Ｂの漏れインダクタンスＬ１及びＬ２との関係で適切な値に設定すればよい。例えば、共振周波数ｆ１及びｆ２を設定するために、トランス１３０Ａの漏れインダクタンスＬ１とトランス１３０Ｂの漏れインダクタンスＬ２とでは足りないような場合には、リアクトル１２６Ａ及び１２６Ｂを追加することで、共振周波数ｆ１及びｆ２を確実に設定することができる。
また、図６では、リアクトル１２６Ａがコンデンサ１２５Ａと一次側コイル１３１Ａとの間に直列に接続され、リアクトル１２６Ｂがコンデンサ１２５Ｂと一次側コイル１３１Ｂとの間に直列に接続される形態について説明したが、リアクトル１２６ＡはＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ａとコンデンサ１２５Ａとの間で直列に接続されていてもよく、同様に、リアクトル１２６Ｂは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ｂとコンデンサ１２５Ｂとの間で直列に接続されていてもよい。
また、図６では、電力変換装置１００Ｍがリアクトル１２６Ａ及び１２６Ｂを含む形態について説明したが、電力変換装置１００Ｍは、リアクトル１２６Ａ又は１２６Ｂのいずれか一方のみを含む構成であってもよい。
＜実施の形態２＞
図７は、実施の形態２の電力変換装置２００を示す図である。電力変換装置２００は、実施の形態１の電力変換装置１００において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ａ、１２０Ｂを１つに纏めた構成を有する。このため、以下では相違点を中心に説明する。また、実施の形態１の電力変換装置１００の構成要素と同様の構成要素には同一符号を付し、その説明を省略する。
電力変換装置２００は、入力端子１０１、チョッパ回路１１０、平滑コンデンサ１１５、ＤＣ-ＤＣコンバータ２２０、コンデンサ１２５Ａ、１２５Ｂ、トランス１３０Ａ、１３０Ｂ、整流回路１４０Ａ、１４０Ｂ、平滑コンデンサ１４５Ａ、１４５Ｂ、電圧検出部１５０、電圧センサ１５１Ａ、１５１Ｂ、制御部２６０、及び、出力端子１７１Ａ、１７１Ｂ、１７２Ａ、１７２Ｂを含む。
ＤＣ-ＤＣコンバータ２２０は、平滑コンデンサ１１５を介してチョッパ回路１１０の出力側に接続されており、制御部２６０によって駆動制御が行われる。ＤＣ-ＤＣコンバータ２２０は、入力端子２２１Ａ１、２２１Ａ２と出力端子２２２Ａ１、２２２Ａ２を有する。ＤＣ-ＤＣコンバータ２２０は、直流−直流変換器の一例である。
入力端子２２１Ａ１、２２１Ａ２と出力端子２２２Ａ１、２２２Ａ２は、それぞれ、ＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａの入力端子１２１Ａ１、１２１Ａ２と出力端子１２２Ａ１、１２２Ａ２に対応する。ＤＣ-ＤＣコンバータ２２０の回路構成は、図２に示すＤＣ-ＤＣコンバータ１２０Ａの回路構成と同様である。
入力端子２２１Ａ１、２２１Ａ２は、チョッパ回路１１０の２つの出力端子に接続されている。また、出力端子２２２Ａ１、２２２Ａ２は、トランス１３０Ａの一次側コイル１３１Ａと、トランス１３０Ｂの一次側コイル１３１Ｂとに接続されている。
トランス１３０Ａの一次側コイル１３１Ａと、トランス１３０Ｂの一次側コイル１３１Ｂとは、ＤＣ-ＤＣコンバータ２２０の出力側において分岐された２つの線路にそれぞれ接続されている。２つの線路のうち、一次側コイル１３１Ａが接続される線路は第１線路の一例である、一次側コイル１３１Ｂが接続される線路は第２線路の一例である。このように、一次側コイル１３１Ａと一次側コイル１３１Ｂとは、互いに並列に接続されている。
また、電流１は、ＤＣ-ＤＣコンバータ２２０の出力側において、コンデンサ１２５Ａを介してトランス１３０Ａの一次側コイル１３１Ａに流れる電流であり、電流２は、ＤＣ-ＤＣコンバータ２２０の出力側において、コンデンサ１２５Ｂを介してトランス１３０Ｂの一次側コイル１３１Ｂに流れる電流である。
制御部２６０は、電圧検出部１５０によって検出される平滑コンデンサ１４５Ａ、１４５Ｂの両端間電圧に基づき、チョッパ回路１１０の出力電圧の制御と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２０の出力電圧の制御とを行う。ＤＣ−ＤＣコンバータ２２０の出力電圧の制御は、実施の形態１におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１２０Ｂの出力電圧の制御と同様に行えばよい。
前提条件として、電流１の共振周波数ｆ１は、電流２の共振周波数ｆ２よりも高くなるように設定されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２０がスイッチＳ１及びＳ４をオンにする通電時間と、スイッチＳ２及びＳ３をオンにする通電時間とは、互いに等しく、電流１の共振周期の半周期よりも長い。
電力変換装置２００において、出力電圧Ｖ１は、チョッパ回路１１０の出力電圧を調整することによって調整され、出力電圧Ｖ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２０がスイッチＳ１及びＳ４、及び、スイッチＳ２及びＳ３をオンにする通電時間を調整することによって調整される。この制御手法は、実施の形態１と同様である。
従って、実施の形態２によれば、電流１、２の共振周波数に対してｆ１＞ｆ２の関係を持たせることにより、１つのチョッパ回路１１０と、１つのＤＣ-ＤＣコンバータ２２０とを含む構成で、出力電圧Ｖ１、Ｖ２を調整できる電力変換装置２００を提供することができる。
電力変換装置２００は、１つのチョッパ回路１１０と、１つのＤＣ-ＤＣコンバータ２２０とを含む簡易な構成であるため、実施の形態２によれば、簡易な構成の電力変換装置を提供することができる。
なお、電力変換装置２００は、図６に示す電力変換装置１００Ｍと同様に、コンデンサ１２５Ａ及び１２５Ｂにそれぞれ直列に接続されるリアクトル１２６Ａ及び１２６Ｂをさらに含んでもよい。また、電力変換装置２００は、リアクトル１２６Ａ又は１２６Ｂのいずれか一方のみをさらに含む構成であってもよい。
以上、本発明の例示的な実施の形態の電力変換装置について説明したが、本発明は、具体的に開示された実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。
１００、２００ 電力変換装置
１１０ チョッパ回路
１２０Ａ、１２０Ｂ、２２０ ＤＣ-ＤＣコンバータ
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４ スイッチ
１２５Ａ、１２５Ｂ コンデンサ
１３０Ａ、１３０Ｂ トランス
１３１Ａ、１３１Ｂ 一次側コイル
１３２Ａ、１３２Ｂ 二次側コイル
１４０Ａ、１４０Ｂ 整流回路
１５０ 電圧検出部
１６０、２６０ 制御部

Claims (8)

  1. 直流電力を所定電圧の直流電力に変換するチョッパ回路と、
    前記チョッパ回路の出力側に設けられる直流−直流変換器と、
    第１の一次側巻線及び第１の二次側巻線を有し、前記直流−直流変換器の出力側に接続される第１トランスと、
    第２の一次側巻線及び第２の二次側巻線を有し、前記直流−直流変換器の出力側に接続される第２トランスと、
    前記直流−直流変換器と前記第１の一次側巻線との間に直列に挿入される第１コンデンサと、
    前記直流−直流変換器と前記第２の一次側巻線との間に直列に挿入される第２コンデンサと、
    前記第１の二次側巻線に接続される第１整流回路と、
    前記第２の二次側巻線に接続される第２整流回路と
    を含み、
    前記チョッパ回路の出力電圧を調整することによって、前記第１整流回路の第１出力電圧を調整し、前記直流−直流変換器のスイッチングの１周期における通電時間を調整することによって、前記第２整流回路の第２出力電圧を調整する、電力変換装置。
  2. 前記直流−直流変換器は、前記チョッパ回路の出力側において互いに並列に接続される第１変換部と第２変換部とを有し、
    前記第１の一次側巻線は、前記第１変換部の出力側に接続され、
    前記第２の一次側巻線は、前記第２変換部の出力側に接続され、
    前記第１コンデンサは、前記第１変換部と前記第１の一次側巻線との間に直列に挿入され、
    前記第２コンデンサは、前記第２変換部と前記第２の一次側巻線との間に直列に挿入される、請求項１記載の電力変換装置。
  3. 前記第１の一次側巻線及び前記第２の一次側巻線は、前記直流−直流変換器の出力側で分岐された第１線路及び第２線路にそれぞれ接続され、
    前記第１コンデンサは、前記直流−直流変換器と前記第１の一次側巻線との間で前記第１線路に直列に挿入され、
    前記第２コンデンサは、前記直流−直流変換器と前記第２の一次側巻線との間で前記第２線路に直列に挿入される、請求項１記載の電力変換装置。
  4. 前記第１トランスの第１漏れインダクタンスと前記第１コンデンサの第１静電容量によって決まる前記第１の一次側巻線に流れる電流の第１共振周波数は、前記第２トランスの第２漏れインダクタンスと前記第２コンデンサの第２静電容量によって決まる前記第２の一次側巻線に流れる電流の第２共振周波数よりも高い、請求項１乃至３のいずれか一項記載の電力変換装置。
  5. 前記直流−直流変換器と前記第１の一次側巻線との間で、前記第１コンデンサに直列に接続される第１リアクトルと、
    前記直流−直流変換器と前記第２の一次側巻線との間で、前記第２コンデンサに直列に接続される第２リアクトルと
    をさらに含む、請求項１記載の電力変換装置。
  6. 前記直流−直流変換器は、前記チョッパ回路の出力側において互いに並列に接続される第１変換部と第２変換部とを有し、
    前記第１の一次側巻線は、前記第１変換部の出力側に接続され、
    前記第２の一次側巻線は、前記第２変換部の出力側に接続され、
    前記第１コンデンサ及び前記第１リアクトルは、前記第１変換部と前記第１の一次側巻線との間に直列に挿入され、
    前記第２コンデンサ及び前記第２リアクトルは、前記第２変換部と前記第２の一次側巻線との間に直列に挿入される、請求項５記載の電力変換装置。
  7. 前記第１の一次側巻線及び前記第２の一次側巻線は、前記直流−直流変換器の出力側で分岐された第１線路及び第２線路にそれぞれ接続され、
    前記第１コンデンサ及び前記第１リアクトルは、前記直流−直流変換器と前記第１の一次側巻線との間で前記第１線路に直列に挿入され、
    前記第２コンデンサ及び前記第２リアクトルは、前記直流−直流変換器と前記第２の一次側巻線との間で前記第２線路に直列に挿入される、請求項５記載の電力変換装置。
  8. 前記第１トランスの第１漏れインダクタンス、前記第１リアクトルの第１インダクタンス、及び前記第１コンデンサの第１静電容量によって決まる前記第１の一次側巻線に流れる電流の第１共振周波数は、前記第２トランスの第２漏れインダクタンス、前記第２リアクトルの第２インダクタンス、及び前記第２コンデンサの第２静電容量によって決まる前記第２の一次側巻線に流れる電流の第２共振周波数よりも高い、請求項５乃至７のいずれか一項記載の電力変換装置。
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