JP2019068657A - Control arrangement of power conversion equipment - Google Patents

Abstract

To reduce output power error and input current distortion occurring by commutating state.SOLUTION: A control arrangement of power conversion equipment performing state control of each switch element in the power conversion equipment so that the power conversion equipment transits from the switch state of commutation source to the switch state of commutation destination via the commutating state includes an expansion amount calculation part 103 for calculating the expansion amount Don the basis of the zero-cross occurrence timing, i.e., the zero-cross timing of a current flowing through a reactor while the power conversion equipment 1 is in the commutating state, and the end timing of the commutating state, and a control section 104 for delaying the timing for performing state control of each switch element on the basis of the expansion amount Dafter ending the commutating state.SELECTED DRAWING: Figure 16

Description

本発明は電力変換装置の制御装置に関し、特に、スイッチングによる転流を行う電力変換装置の制御装置に関する。   The present invention relates to a control device for a power conversion device, and more particularly to a control device for a power conversion device that performs commutation by switching.

再生可能電源の大量導入に向けた電力系統の安定化のために蓄電池を用いる場合、電力系統と蓄電池の間に電力変換装置を使用することが多くなっている。この種の電力変換装置としては、現在、三相単相マトリックスコンバータ（ＭＣ）を適用した高周波絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータが注目されている（非特許文献１を参照）。これは双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの一種であり、変換回数が少なく高効率化を達成できることや、電解コンデンサなしで構成でき、システムの小型化、長寿命化に有利であることから注目され、盛んに研究されている。   When using a storage battery for stabilization of the power system for mass introduction of renewable power sources, a power converter is often used between the power system and the storage battery. As a power converter of this type, a high-frequency isolated AC / DC converter to which a three-phase single-phase matrix converter (MC) is applied is currently attracting attention (see Non-Patent Document 1). This is a kind of bi-directional isolated AC / DC converter, and it is noted because it can achieve high efficiency with a small number of conversions, can be configured without electrolytic capacitors, and is advantageous for system miniaturization and long life. , Has been actively researched.

非特許文献１には、三相単相マトリックスコンバータを適用した高周波絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの具体的な構成例として、三相単相マトリックスコンバータとフルブリッジ型のＡＣ／ＤＣコンバータとをトランスを挟んで相互に接続してなるＭＣ式デュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータが開示されている。このＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータは、トランスの漏れインダクタンスに起因するサージが発生しないことや、全半導体素子でソフトスイッチングが可能、大型の連系リアクトルが不要といった特徴があるため、小型化、高効率化、低コスト化などの観点で特に有利であると考えられている。   Non-Patent Document 1 discloses a transformer of a three-phase single-phase matrix converter and a full-bridge AC / DC converter as a specific configuration example of a high-frequency isolated AC / DC converter to which a three-phase single-phase matrix converter is applied. An MC dual active bridge (DAB) bi-directional isolated AC / DC converter is disclosed which is sandwiched and connected to each other. This MC type DAB type bidirectionally isolated AC / DC converter has the features that no surge due to transformer leakage inductance occurs, soft switching is possible with all semiconductor elements, and a large-sized interconnection reactor is unnecessary. Is considered to be particularly advantageous in terms of downsizing, high efficiency, cost reduction, and the like.

繁内宏治、外４名、「マトリックスコンバータを適用した双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの入力電流波形改善」、電気学会研究会資料、一般社団法人電気学会、２０１６年、Ｖｏｌ．ＳＰＣ−１６−１５３、ｐ．２５−３０Hiroji Shigeuchi, et al., “Improvement of Input Current Waveform of Bidirectional Insulated AC / DC Converter with Matrix Converter,” Institute of Electrical Engineers of Japan, Institute of Electrical Engineers of Japan, 2016, Vol. SPC-16-153, p. 25-30

ところで、電力変換装置を構成する各スイッチは通常トランジスタによって構成されており、各スイッチがスイッチングする際には、ゲートの活性化により切り替えが始まってから完全に切り替わった状態となるまでにある程度の時間を要する。その結果として、転流時に電源の短絡やインダクタの電流の遮断が起きるおそれがあるため、従来、これを防止すべく各スイッチのスイッチングタイミングに工夫が行われている。   By the way, each switch which comprises a power converter device is usually comprised by the transistor, When switching, each switch will start from switching start by activation of a gate until it will be in the state completely switched. It takes As a result, since there is a possibility that a short circuit of the power supply or interruption of the current of the inductor may occur at the time of commutation, conventionally, in order to prevent this, a device is devised for switching timing of each switch.

具体的に説明すると、例えばフルブリッジ型のＡＣ／ＤＣコンバータにおいては、転流元のスイッチ状態（上アームを構成する２つのスイッチの一方と、下アームを構成する２つのスイッチの一方とが導通している状態）から転流先のスイッチ状態（上アームを構成する２つのスイッチの他方と、下アームを構成する２つのスイッチの他方とが導通している状態）に遷移するまでの間に、上アームと下アームのすべてのスイッチをオフとするデッドタイムが設けられる。   Specifically, for example, in the full bridge type AC / DC converter, the switch state of the commutation source (one of the two switches constituting the upper arm and one of the two switches constituting the lower arm are conductive) During the transition to the switch state (the state in which the other of the two switches constituting the upper arm and the other of the two switches constituting the lower arm are conducting) from the commutation state) Dead time is provided to turn off all switches of the upper and lower arms.

また、三相単相マトリックスコンバータにおいては、転流元のスイッチ状態（転流元の相に対応する４つのスイッチ（上アームと下アームとで２つずつ）がいずれもオンの状態）から転流先のスイッチ状態（転流先の相に対応する４つのスイッチ（上アームと下アームとで２つずつ）がいずれもオンの状態）に遷移するまでの間に、転流元及び転流先のそれぞれについて一部のスイッチのみがオンとなる３種類のスイッチ状態を経由する転流シーケンスが設けられる。   Further, in the three-phase single-phase matrix converter, the switch state from the commutation source (the four switches corresponding to the commutation source phase (two each for the upper arm and the lower arm) are switched on) Commutation source and commutation before transition to the destination switch state (the four switches corresponding to the commutation destination phase (two each for the upper arm and the lower arm) are on) A commutation sequence is provided via three switch states in which only some switches are on for each of the above.

このように転流元のスイッチ状態から転流先のスイッチ状態に遷移するまでの間に設けられる過渡的なスイッチ状態を、以下では「転流中状態」と称する。三相単相マトリックスコンバータの場合においては、転流シーケンスを構成する３種類のスイッチ状態のそれぞれがこの転流中状態に相当する。   The transitional switch state provided between the commutation source switch state and the commutation destination switch state as described above is hereinafter referred to as a “commuting state”. In the case of a three-phase single-phase matrix converter, each of the three switch states making up the commutation sequence corresponds to this commutation state.

転流中状態を使用すると、電源の短絡とインダクタの電流の遮断は回避できる。しかしながら一方で、転流中状態を設けることは出力電力誤差や入力電流歪みが発生する原因になるので、これらを抑制することが求められている。   During the commutation state, shorts of the power supply and interruption of the inductor current can be avoided. However, since the provision of the commutation state causes the occurrence of output power error and input current distortion, it is required to suppress them.

したがって、本発明の目的の一つは、転流中状態を使用しつつも出力電力誤差や入力電流歪みを低減できる電力変換装置の制御装置を提供することにある。   Therefore, one of the objects of the present invention is to provide a control device of a power converter capable of reducing output power error and input current distortion while using commutation state.

本発明による電力変換装置の制御装置は、互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、一端が直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、一端が三相交流の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータと、前記第１のノードと前記第１のコイルとの間に挿入されたリアクトルとを有する電力変換装置が転流元のスイッチ状態から第１の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て転流先のスイッチ状態に遷移することとなるよう前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行う前記電力変換装置の制御装置であって、前記電力変換装置が前記第１の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第１のゼロクロス発生タイミングと、前記第１の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第１の延長量を算出する延長量算出部と、前記第１の延長量に基づいて、前記第１の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる制御部とを備える制御装置である。   A control device of a power conversion device according to the present invention is connected to a transformer having first and second coils magnetically coupled to each other, and one end connected to a fifth node constituting one end of a DC power supply, and the other end is the second A first unidirectional switch element connected to a third node constituting one end of the coil, one end connected to a sixth node constituting the other end of the DC power supply, and the other end being the third node Second unidirectional switch element connected to the third node, one end of which is connected to the fifth node, and the other end of which is connected to the fourth node of the other end of the second coil. An AC / DC converter having a switch element, and a fourth unidirectional switch element having one end connected to the sixth node and the other end connected to the fourth node; Connected to the seventh node corresponding to one phase, Is a first bidirectional switch element connected to a first node constituting one end of the first coil, one end is connected to an eighth node corresponding to the second phase of the three-phase alternating current, and the other end Is a second bidirectional switch element connected to the first node, one end is connected to a ninth node corresponding to the third phase of the three-phase alternating current, and the other end is connected to the first node A third bidirectional switching element, one end of which is connected to the seventh node, and the other end of which is connected to a second node of the other end of the first coil; A fifth bidirectional switch element having one end connected to the eighth node and the other end connected to the second node, and one end connected to the ninth node and the other end connected to the second node Matrix combiner having a sixth bidirectional switch element connected to a node of Power converter having a power source and a reactor inserted between the first node and the first coil is one or more commutations including a first commutation state from a commutation source switch state In the power converter, the state control of the first to fourth unidirectional switch elements and the first to sixth bidirectional switch elements is performed so as to transit to a switch state of a commutation destination through an intermediate state. A control device, comprising: a first zero cross generation timing at which a current flowing through the reactor crosses zero while the power conversion device is in the first commutation state; and the first commutation state And an extension amount calculation unit that calculates a first extension amount based on the end timing of the first and second extension amounts after the end of the first commutation state. Direction switch element and the first And a controller configured to delay the timing at which the state control of the sixth to sixth bidirectional switch elements is performed.

上記制御装置において、電力指令値、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、及び前記直流電源の電圧値に基づいて、第１及び第２の操作パラメータを算出する数値処理部と、前記第１及び第２の操作パラメータに基づき、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを示す複数の変調率を算出する変調部と、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、前記直流電源の電圧値、及び前記複数の変調率に基づいて、前記第１の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第１の電流値と、前記第１の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第２の電流値とを算出するリアクトル電流算出部とをさらに備え、前記延長量算出部は、前記第１及び第２の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第１及び第２の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第１のゼロクロス発生タイミングが前記第１の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第１の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第１の転流中状態の終了タイミングと前記第１のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第１の延長量を算出し、前記制御部は、前記複数の変調率のうち前記第１の転流中状態の終了後に対応するものに前記第１の延長量を加算することにより、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させることとしてもよい。   In the control device described above, numerical processing is performed to calculate first and second operation parameters based on the power command value, the voltage values of the first to third phases of the three-phase alternating current, and the voltage value of the DC power supply. Unit and a plurality of modulation factors indicating timings of performing state control of the first to fourth unidirectional switch elements and the first to sixth bidirectional switch elements based on the first and second operation parameters Of the first commutation state based on the modulation unit that calculates the first phase, the voltage value of the DC power source, and the plurality of modulation factors of the first to third phases of the three-phase alternating current, A first current value, which is a value of current flowing through the reactor at a start timing, and a voltage between the third node and the fourth node during powering after the first commutation state is ended. When the polarity switches for the first time The reactor further includes a reactor current calculation unit that calculates a second current value that is a value of the current flowing through the reactor at a timing when the polarity of the voltage between the first node and the second node first switches during regeneration. The extension amount calculation unit determines whether the current flowing through the reactor crosses the zero based on the first and second current values, and further determines that the current crosses the zero and the second. It is determined whether or not the first zero-crossing occurrence timing calculated based on the current value and the corresponding one of the plurality of modulation factors is a timing within the first commutation state. When it is determined that the timing is within the commutation state, the first extension amount is determined based on the end timing of the first commutation state and the first zero cross occurrence timing. And the control unit adds the first amount of extension to the corresponding one of the plurality of modulation factors after the end of the first commutation state to obtain the first to fourth one-way directions. The timing at which the state control of the switch element and the first to sixth bidirectional switch elements may be delayed.

また、上記各制御装置において、前記第１の転流中状態は、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であることとしてもよいし、前記第１の転流中状態は、前記第１及び第６の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第２乃至第５の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であることとしてもよい。   In each control device, the first commutation state may be a state in which all of the first to fourth unidirectional switching elements are off, or the first commutation state may be The middle state may be a state in which the first and sixth bidirectional switch elements flow current only in one direction only, and all of the second to fifth bidirectional switch elements are off.

本発明の他の一側面による電力変換装置の制御装置は、互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、一端が直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、一端が三相交流の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータと、前記第１のノードと前記第１のコイルとの間に挿入されたリアクトルとを有する電力変換装置が第１の転流元のスイッチ状態から第１の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て第１の転流先のスイッチ状態に遷移し、さらに、第２の転流元のスイッチ状態から第２の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て第２の転流先のスイッチ状態に遷移することとなるよう前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行う前記電力変換装置の制御装置であって、前記電力変換装置が前記第１の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第１のゼロクロス発生タイミングと、前記第１の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第１の延長量を算出するとともに、前記電力変換装置が前記第２の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第２のゼロクロス発生タイミングと、前記第２の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第２の延長量を算出する延長量算出部と、前記第１の延長量に基づいて、前記第１の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させ、前記第２の延長量に基づいて、前記第２の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる制御部とを備える制御装置である。   According to another aspect of the present invention, a control device of a power conversion device includes: a transformer having first and second coils magnetically coupled to each other; and one end connected to a fifth node constituting one end of the DC power supply; A first one-way switch connected at an end to a third node constituting one end of the second coil, one end connected to a sixth node constituting the other end of the DC power supply, and the other end A second unidirectional switch element connected to the third node, wherein one end is connected to the fifth node and the other end is connected to a fourth node constituting the other end of the second coil An AC / DC converter having a third unidirectional switch element, and a fourth unidirectional switch element having one end connected to the sixth node and the other end connected to the fourth node; To the seventh node corresponding to the first phase of the three-phase alternating current A first bi-directional switch element connected at the other end to the first node constituting the one end of the first coil, and an eighth node at the one end corresponding to the second phase of the three-phase alternating current A second bidirectional switch element connected at the other end to the first node, one end connected to a ninth node corresponding to the third phase of the three-phase alternating current, and the other end connected to the first node A third bidirectional switch element connected to the first node, and a fourth one connected at one end to the seventh node and at the other end to a second node constituting the other end of the first coil. A bidirectional switch element, a fifth bidirectional switch element having one end connected to the eighth node and the other end connected to the second node, and one end connected to the ninth node; A matrix having a sixth bidirectional switch element whose end is connected to the second node A power converter including a X-axis converter and a reactor inserted between the first node and the first coil includes a first commutation source switch state to a first commutation state 1 Transition to the switch state of the first commutation destination through the above commutation state, and further, one or more commutation states including the second commutation state from the second commutation source switch state In the power converter, the state control of the first to fourth unidirectional switch elements and the first to sixth bidirectional switch elements is performed so as to transit to the switch state of the second commutation destination. A control device, comprising: a first zero cross generation timing at which a current flowing through the reactor crosses zero while the power conversion device is in the first commutation state; and the first commutation state Based on the end timing of A second zero-crossing generation timing that is a timing at which a current flowing through the reactor crosses zero while the first conversion amount is calculated and the power converter is in the second commutation state; An extension amount calculation unit that calculates a second extension amount based on the end timing of the commutation state, and the first to third states after the end of the first commutation state based on the first extension amount. The timing to control the state of the fourth unidirectional switch element and the first to sixth bidirectional switch elements is delayed, and after the end of the second commutation state, based on the second extension amount It is a control device provided with the control part which delays the timing which performs state control of said 1st thru | or 4th one way switch element and said 1st thru | or 6th bidirectional switch element.

上記制御装置において、電力指令値、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、及び前記直流電源の電圧値に基づいて、第１及び第２の操作パラメータを算出する数値処理部と、前記第１及び第２の操作パラメータに基づき、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを示す複数の変調率を算出する変調部と、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、前記直流電源の電圧値、及び前記複数の変調率に基づいて、前記第１の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第１の電流値と、前記第１の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第２の電流値と、前記第２の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第３の電流値と、前記第２の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第４の電流値とを算出するリアクトル電流算出部とをさらに備え、前記延長量算出部は、前記第１及び第２の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第１及び第２の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第１のゼロクロス発生タイミングが前記第１の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第１の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第１の転流中状態の終了タイミングと前記第１のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第１の延長量を算出し、前記延長量算出部は、前記第３及び第４の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第３及び第４の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第２のゼロクロス発生タイミングが前記第２の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第２の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第２の転流中状態の終了タイミングと前記第２のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第２の延長量を算出し、前記制御部は、前記複数の変調率のうち前記第１の転流中状態の終了後に対応するものに前記第１の延長量を加算するとともに、前記複数の変調率のうち前記第２の転流中状態の終了後に対応するものに前記第２の延長量を加算することにより、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させることとしてもよい。   In the control device described above, numerical processing is performed to calculate first and second operation parameters based on the power command value, the voltage values of the first to third phases of the three-phase alternating current, and the voltage value of the DC power supply. Unit and a plurality of modulation factors indicating timings of performing state control of the first to fourth unidirectional switch elements and the first to sixth bidirectional switch elements based on the first and second operation parameters Of the first commutation state based on the modulation unit that calculates the first phase, the voltage value of the DC power source, and the plurality of modulation factors of the first to third phases of the three-phase alternating current, A first current value, which is a value of current flowing through the reactor at a start timing, and a voltage between the third node and the fourth node during powering after the first commutation state is ended. When the polarity switches for the first time At the time of regeneration, at the timing when the polarity of the voltage between the first node and the second node switches for the first time, the second current value which is the value of the current flowing through the reactor, and the start of the second commutation state A third current value which is a value of current flowing through the reactor at a timing, and a polarity of a voltage between the third node and the fourth node at the time of powering after the second commutation state is ended. Reactor current calculation which calculates the fourth current value which is the value of the current flowing through the reactor at the time when the first switching of the voltage, the timing of switching the polarity of the voltage between the first node and the second node at the time of regeneration for the first time And the extension amount calculation unit determines whether the current flowing through the reactor crosses the zero based on the first and second current values, and the zero cross is performed. When it is determined that the first zero crossing occurrence timing calculated based on the first and second current values and the corresponding ones of the plurality of modulation factors is determined during the first commutation. If it is determined whether it is the timing in the state and it is determined that it is the timing in the first commutation state, the end timing of the first commutation state and the first zero cross occurrence timing The first extension amount is calculated based on the second, and the extension amount calculation unit determines whether the current flowing through the reactor crosses zero based on the third and fourth current values, and determines that it crosses zero. And the second zero crossing occurrence timing calculated based on the third and fourth current values and the corresponding ones of the plurality of modulation factors is further within the second commutation state. timing If it is determined that it is a timing within the second commutation state, the second commutation state termination timing and the second zero cross occurrence timing are used. A second extension amount is calculated, and the control unit adds the first extension amount to the corresponding one of the plurality of modulation factors after the end of the first commutation state, and The first to fourth unidirectional switch elements and the first to sixth ones of the modulation factors are added by adding the second extension amount to the corresponding one after the end of the second commutation state. The timing of performing state control of the bidirectional switch element may be delayed.

また、上記各制御装置において、前記第１及び第２の転流中状態はそれぞれ、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であることとしてもよいし、前記第１の転流中状態は、前記第１及び第６の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第２乃至第５の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であり、前記第２の転流中状態は、前記第３及び第４の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第１，第２，第５，第６の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であることとしてもよい。   In each control device, each of the first and second commutation states may be in a state in which all of the first to fourth one-way switch elements are off, or The state of 1 during commutation is a state in which the first and sixth bidirectional switch elements respectively flow current only in one direction, and all of the second to fifth bidirectional switch elements are off. In the second commutation state, all of the first, second, fifth, and sixth bi-directional switch elements allow the third and fourth bi-directional switch elements to flow current only in one direction. May be in the off state.

電力変換装置が転流中状態であるときにリアクトル電流のゼロクロスが発生するような場合、転流先のスイッチ状態が終了するタイミングでリアクトル電流が所望の値（例えば、転流中状態の無い理想的な動作時と同じ値）となっているようにするためには、ゼロクロス後にもリアクトル電流の変化が継続することが必要である。しかしながら、電力変換装置が転流中状態である間には逆方向の電流の流れが抑制されるため、ゼロクロス後のリアクトル電流の変化が不十分となり、上記所望の値にまでリアクトル電流を変化させることができなくなる。電力変換装置は、リアクトル電流が所望の値になっていることを前提として電力の制御や入力電流の正弦波化制御を行うため、このようにリアクトル電流の変化が不十分になると、これらの制御に誤差が発生し、その結果として出力電力誤差や入力電流歪みが生じる。   When zero crossing of the reactor current occurs when the power conversion device is in the commutation state, the desired value of the reactor current is obtained at the timing when the switch state of the commutation destination ends (for example, the ideal without the commutation state) In order to achieve the same value as in the normal operation, it is necessary that the change of the reactor current continues even after the zero crossing. However, since the flow of current in the reverse direction is suppressed while the power conversion device is in the commutation state, the change of the reactor current after the zero crossing becomes insufficient, and the reactor current is changed to the desired value. It will not be possible. Since the power converter performs power control and sine wave control of the input current on the premise that the reactor current has a desired value, when the change of the reactor current becomes insufficient in this way, these controls are performed. In the output current, resulting in output power error and input current distortion.

本発明によれば、算出した延長量に基づいて、第１の転流中状態の終了後における第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御タイミングを遅延させるので、電力変換装置が第１の転流中状態である間に抑制されたリアクトル電流の変化分を、第１の転流中状態の終了後に取り戻すことができる。したがって、転流中状態を使用しつつも、出力電力誤差や入力電流歪みを低減することが可能になる。   According to the present invention, the state control timing of the first to fourth unidirectional switch elements and the first to sixth bidirectional switch elements after the end of the first commutation in progress state based on the calculated extension amount. Therefore, it is possible to recover a change in reactor current that has been suppressed while the power conversion device is in the first commutation state after the end of the first commutation state. Therefore, it is possible to reduce the output power error and the input current distortion while using the commutation state.

本発明の好ましい実施の形態による電力変換装置１及びその制御装置４の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the power converter device 1 by the preferable embodiment of this invention, and its control apparatus 4. FIG. 図１に示した電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ，ｖ_１，ｖ_２及び電流ｉ_ｅｕ，ｉ_ｅｖ，ｉ_ｅｗ，ｉ_Ｌ，ｉ_ｕの力行時の波形のシミュレーション結果を示す信号波形図である。A signal waveform diagram showing simulation results of waveforms during powering of voltages e _u , e _v , e _w , v ₁ , v ₂ and currents i _eu , i _ev , i _ew , i _L , i _u shown in FIG. 1 is there. 図２に示した領域Ａの拡大図である。It is an enlarged view of the area | region A shown in FIG. 図１に示した電圧ｖ_１，ｖ_２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの力行時の波形を模式的に示す信号波形図である。The voltage v _1, v ₂ and power running of the waveform of the reactor current i _L shown in FIG. 1 is a signal waveform diagram showing schematically. 図１に示した電圧ｖ_１，ｖ_２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの回生時の波形を模式的に示す信号波形図である。The voltage v _1, v ₂ and during regeneration of the waveform of the reactor current i _L shown in FIG. 1 is a signal waveform diagram showing schematically. デッドタイム近傍におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１の状態遷移を示す図である。It is a diagram illustrating a state transition of the switch element _{G 11, G 21} in the dead time near. 転流シーケンス近傍における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ（＝Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ），Ｓ_ｖｐ（＝Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ）の状態遷移を示す図である。Commutation sequence the bidirectional switching device in the vicinity _{S up (= G pu, G} up), S vp (= G pv, G vp) is a diagram showing a state transition of. 回生時のデッドタイムにおけるリアクトル電流ｉ_Ｌの変化の一例を示す図である。It is a figure showing an example of change of reactor current i _L in dead time at the time of regeneration. （ａ）は、図８のＤ_１０＜ｔ＜Ｄ_２０におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、（ｂ）は、図８のＤ_２０＜ｔ＜ｔ_１におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、（ｃ）は、図８のｔ_１＜ｔ＜ｔ_２におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図である。(A) is a diagram showing the state of the switch element _{G 11, G 21, G 12} , G 22 and reactor current _{i L} in the _D 10 _{<t <D 20} of FIG. 8, (b), the 8 D ₂₀ <a diagram showing the state of the switch element _{G 11, G 21, G 12} , G 22 and reactor current _{i L} at t _{<t 1,} in (c) is, _t 1 _{<t <t 2} in FIG. 8 it is a diagram showing a state of the switch element _{G 11, G 21, G 12} , G 22 and reactor current _{i L.} 回生時のデッドタイムにおけるリアクトル電流ｉ_Ｌの変化の他の一例を示す図である。It is a figure which shows another example of a change of reactor current i _L in the dead time at the time of regeneration. （ａ）は、図１０のＤ_１０＜ｔ＜Ｄ_２０におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、（ｂ）は、図１０のＤ_２０＜ｔ＜ｔ_１におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、（ｃ）は、図１０のｔ_１＜ｔ＜ｔ_２におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図である。(A) is a diagram showing the state of the switch element _{G 11, G 21, G 12} , G 22 and reactor current _{i L} in the _D 10 _{<t <D 20} of FIG. 10, (b) is shown in FIG. 10 D ₂₀ <a diagram showing the state of the switch element _{G 11, G 21, G 12} , G 22 and reactor current _{i L} at t _{<t 1,} in (c) is, _t 1 _{<t <t 2} in FIG. 10 it is a diagram showing a state of the switch element _{G 11, G 21, G 12} , G 22 and reactor current _{i L.} 力行時の転流シーケンスにおけるリアクトル電流ｉ_Ｌの変化の一例を示す図である。It is a figure showing an example of change of reactor current i _L in a commutation sequence at the time of power running. （ａ）は、図１２のＤ_１０＜ｔ＜ｔ_３における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、（ｂ）は、図１２のｔ_３＜ｔ＜ｔ_４における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図である。(A) is a diagram showing a bidirectional switching element _S up in _D 10 _<t <t ₃ in FIG. _{12, S vp, S wp,} S un, S vn, the status of _{S wn} and reactor current _{i L,} (b) are diagrams showing the bidirectional switching element _S up in _t 3 _{<t <t 4} in FIG. _{12, S vp, S wp,} S un, S vn, the status of _{S wn} and reactor current _{i L.} （ａ）は、図１２のｔ_４＜ｔ＜Ｄ_１１における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、（ｂ）は、図１２のＤ_１１＜ｔ＜ｔ_５における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図である。(A) is a diagram showing a bidirectional switching element _S up at _t 4 _{<t <D 11} of FIG. _{12, S vp, S wp,} S un, S vn, the status of _{S wn} and reactor current _{i L,} (b) are diagrams showing the bidirectional switching element _S up in _D 11 _<t <t ₅ in FIG. _{12, S vp, S wp,} S un, S vn, the status of _{S wn} and reactor current _{i L.} （ａ）は、図１２のｔ_５＜ｔ＜ｔ_６における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、（ｂ）は、図１２のｔ_６＜ｔ＜Ｄ_２１における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図である。(A) is a diagram showing a bidirectional switching element _S up at _t 5 _{<t <t 6} in FIG. _{12, S vp, S wp,} S un, S vn, the status of _{S wn} and reactor current _{i L,} (b) are diagrams showing the bidirectional switching element _S up at _t 6 _{<t <D 21} of FIG. _{12, S vp, S wp,} S un, S vn, the status of _{S wn} and reactor current _{i L.} 図１に示した制御装置４の機能ブロックを示す略ブロック図である。It is a schematic block diagram which shows the functional block of the control apparatus 4 shown in FIG. 図１６に示したリアクトル電流算出部１０２の処理で用いる関数ｆｕｎｃ（Ｄ）の説明図である。It is explanatory drawing of function func (D) used by the process of the reactor electric current calculation part 102 shown in FIG. 図１６に示した延長量算出部１０３が行う延長量算出処理を示すフロー図である。It is a flowchart which shows the extension amount calculation process which the extension amount calculation part 103 shown in FIG. 16 performs. 図１６に示した延長量算出部１０３が行う延長量算出処理を示すフロー図である。It is a flowchart which shows the extension amount calculation process which the extension amount calculation part 103 shown in FIG. 16 performs. 図１６に示した延長量算出部１０３が回生時に算出する延長量Ｄ_ｃｏｍ１，Ｄ_ｃｏｍ２を示す図である。FIG. 17 is a diagram showing extension amounts D _com1 and D _com2 calculated by the extension amount calculation unit 103 shown in FIG. 16 during regeneration. 図１６に示した延長量算出部１０３が力行時に算出する延長量Ｄ_ｃｏｍ１，Ｄ_ｃｏｍ２を示す図である。FIG. 17 is a diagram showing extension amounts D _com1 and D _com2 calculated by the extension amount calculation unit 103 shown in FIG. 16 at the time of power running. （ａ）は伝送電力Ｐの測定結果を示す図であり、（ｂ）は入力電流ｉ_ｅｕの歪み率の測定結果を示す図である。(A) is a figure which shows the measurement result of the transmission power P, (b) is a figure which shows the measurement result of the distortion factor of the input current _ieu . （ａ）（ｂ）はそれぞれ、図２１（ａ）に示した動作点Ａ（実施例）における電圧ｅ_ｕ及び入力電流ｉ_ｅｕの測定結果を示す図である。(A) (b) are diagrams showing the measurement result of the voltage _{e u} and the input current _{i eu} at the operating point A (Example) shown in FIG. 21 (a). （ａ）（ｂ）はそれぞれ、図２１（ａ）に示した動作点Ｂ（比較例）における電圧ｅ_ｕ及び入力電流ｉ_ｅｕの測定結果を示す図である。(A) (b) are diagrams showing the measurement result of the voltage _{e u} and the input current _{i eu} at the operating point B (Comparative Example) shown in FIG. 21 (a).

以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the attached drawings.

図１は、本実施の形態による電力変換装置１及びその制御装置４の構成を示す図である。   FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a power conversion device 1 and a control device 4 according to the present embodiment.

図１に示すように、本実施の形態による電力変換装置１は、三相単相マトリックスコンバータ１０と、トランス２０と、フルブリッジ型のＡＣ／ＤＣコンバータ３０と、保護回路４０とを有するＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータである。マトリックスコンバータ１０、トランス２０、及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、系統電源２と負荷３の間にこの順で接続される。以下では、系統電源２に接続されるマトリックスコンバータ１０の３つの端部をそれぞれ第７のノードｎ_７、第８のノードｎ_８、第９のノードｎ_９と称し、トランス２０に接続されるマトリックスコンバータ１０の２つの端部をそれぞれ第１のノードｎ_１、第２のノードｎ_２と称し、トランス２０に接続されるＡＣ／ＤＣコンバータ３０の２つの端部をそれぞれ第３のノードｎ_３、第４のノードｎ_４と称し、負荷３に接続されるＡＣ／ＤＣコンバータ３０の２つの端部をそれぞれ第５のノードｎ_５、第６のノードｎ_６と称する。また、第２のノードｎ_２の電圧に対する第１のノードｎ_１の電圧を電圧ｖ_１と称し、第４のノードｎ_４の電圧に対する第３のノードｎ_３の電圧を電圧ｖ_２と称する。 As shown in FIG. 1, power converter 1 according to the present embodiment is an MC type having a three-phase single-phase matrix converter 10, a transformer 20, a full bridge AC / DC converter 30, and a protection circuit 40. DAB type bi-directional isolated AC / DC converter. The matrix converter 10, the transformer 20, and the AC / DC converter 30 are connected in this order between the system power supply 2 and the load 3. Hereinafter, the three ends of matrix converter 10 connected to system power supply 2 are referred to as seventh node n ₇ , eighth node n ₈ , and ninth node n _{9, respectively,} and are connected to transformer 20. Two ends of the converter 10 are respectively referred to as a first node n ₁ and a second node n _2, and two ends of the AC / DC converter 30 connected to the transformer 20 are respectively referred to as third nodes n ₃ , referred to as a fourth node _{n 4,} the fifth node _{n 5} 2 two ends of the AC / DC converter 30 connected to the load 3, respectively, referred to as node _{n 6} of the sixth. Further, the first voltage of the node _{n 1} to the second node _{n 2} of the voltage referred to as a voltage _{v 1,} the third voltage node _{n 3} of for the fourth voltage of the node _{n 4} is referred to as a voltage _{v 2.}

トランス２０は、互いに磁気結合する２つのコイル２０ａ，２０ｂ（第１及び第２のコイル）を有して構成される。コイル２０ａ，２０ｂの巻き数は、それぞれＮ_Ｐ及びＮ_Ｓである。コイル２０ａの一端はリアクトルＬを介して第１のノードｎ_１でマトリックスコンバータ１０に接続され、コイル２０ａの他端は第２のノードｎ_２でマトリックスコンバータ１０に接続される。コイル２０ｂの一端は第３のノードｎ_３でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続され、コイル２０ｂの他端は第４のノードｎ_４でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続される。以下では、リアクトルＬを流れる電流をリアクトル電流ｉ_Ｌと称する。 The transformer 20 is configured to have two coils 20a and 20b (first and second coils) magnetically coupled to each other. The numbers of turns of the coils 20a and 20b are N _P and N _S respectively. One end of the coil 20a is connected to the matrix converter 10 at a _first node n1 via a reactor L, and the other end of the coil 20a is connected to the matrix converter 10 at a _second node n2. One end of the coil 20b is connected to the AC / DC converter 30 at a third node _{n 3,} the other end of the coil 20b is connected to the AC / DC converter 30 in the fourth node _{n 4.} Hereinafter, the current flowing through the reactor _L is referred to as a reactor current i _L.

ＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、単相交流電圧（コイル２０ｂ側）と直流電圧（負荷３側）とを相互に変換する装置である。負荷３は、例えば蓄電池やハイブリッドカーのモーターを駆動するための電力変換器であり、電力変換装置１から供給される直流電力によって動作する（充電される）場合（力行）と、逆に電力変換装置１に対して直流電力を供給する場合（回生）とがある。詳しくは後述するが、制御装置４は、力行の場合と回生の場合とで異なる動作を行う。負荷３の一端は第５のノードｎ_５でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続され、負荷３の他端は第６のノードｎ_６でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続される。また、第６のノードｎ_６の電圧に対する第５のノードｎ_５の電圧を電圧Ｖ_ｄｃと称する。 The AC / DC converter 30 is a device for mutually converting a single phase AC voltage (coil 20b side) and a DC voltage (load 3 side). The load 3 is, for example, a power converter for driving a motor of a storage battery or a hybrid car, and operates (charged) by DC power supplied from the power conversion device 1 (power running) and vice versa. There are cases where DC power is supplied to the device 1 (regeneration). Although described later in detail, the control device 4 performs different operations in the case of power running and in the case of regeneration. One end of the load 3 is connected to the AC / DC converter 30 at node _{n 5} of the fifth, the other end of the load 3 is connected to the AC / DC converter 30 at node _{n 6} of the sixth. Further, a fifth voltage of the node _{n 5} of the relative sixth voltage node _{n 6} of called voltage _{V dc.}

ＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、一端が第５のノードｎ_５に接続され、他端が第３のノードｎ_３に接続されたスイッチ素子Ｇ_１１（第１の片方向スイッチ素子）と、一端が第６のノードｎ_６に接続され、他端が第３のノードｎ_３に接続されたスイッチ素子Ｇ_２１（第２の片方向スイッチ素子）と、一端が第５のノードｎ_５に接続され、他端が第４のノードｎ_４に接続されたスイッチ素子Ｇ_１２（第３の片方向スイッチ素子）と、一端が第６のノードｎ_６に接続され、他端が第４のノードｎ_４に接続されたスイッチ素子Ｇ_２２（第４の片方向スイッチ素子）と、一端が第５のノードｎ_５に接続され、他端が第６のノードｎ_６に接続されたキャパシタＣ１とを有して構成される。 AC / DC converter 30 has one end connected to the node _{n 5} of the fifth switch elements _{G 11} whose other end is connected to the third node _{n 3} (first uni-directional switch element), one end of the A switch element G ₂₁ (second one-way switch element) connected to the _sixth node n ₆ and the other end connected to the third node n ₃ , and one end connected to the fifth node n ₅ a switching element G ₁₂ which end is connected to the fourth node n _{4 (third} unidirectional switching elements), one end connected to the node n ₆ of the sixth and the other end connected to the fourth node n ₄ a switching element G ₂₂ which is _(fourth unidirectional switching elements), one end connected to the node n ₅ of the fifth configuration and a capacitor C1 whose other end is connected to the node n ₆ of the sixth Be done.

スイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２はそれぞれ、例えばＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオードとを含んで構成される片方向スイッチである。スイッチ素子Ｇ_１１は、ダイオードのアノードが第３のノードｎ_３に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ_２１は、ダイオードのカソードが第３のノードｎ_３に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ_１２は、ダイオードのアノードが第４のノードｎ_４に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ_２２は、ダイオードのカソードが第４のノードｎ_４に接続されるように回路に組み込まれる。 The switch elements G ₁₁ , G ₂₁ , G ₁₂ and G ₂₂ are respectively connected in parallel with a semiconductor element such as a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) or an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). A one-way switch configured to include a selected diode. Switching element G ₁₁ is incorporated in the circuit as the anode of the diode is connected to the third node n _3, the switch element G ₂₁ is, the circuit as the cathode of the diode is connected to the third node n ₃ incorporated in the switch element G ₁₂ is incorporated in the circuit as the anode of the diode is connected to the fourth node n _4, the switch element G _22, the cathode of the diode is connected to the fourth node n ₄ To be incorporated in the circuit.

スイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２を構成する半導体素子の制御電極のそれぞれには、制御装置４から個別の制御信号が供給される。各制御信号は、それぞれハイ又はローいずれかの値を取る信号である。制御装置４は、これらの制御信号の値を個別に制御することにより、スイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２それぞれのオンオフ状態を個別に制御する。 An individual control signal is supplied from the control device 4 to each of the control electrodes of the semiconductor elements constituting the switch elements G ₁₁ , G ₂₁ , G ₁₂ and G ₂₂ . Each control signal is a signal that takes a high or low value, respectively. The control device 4 individually controls the on / off states of the switch elements G ₁₁ , G ₂₁ , G ₁₂ , G ₂₂ by individually controlling the values of these control signals.

マトリックスコンバータ１０は、三相交流電圧（系統電源２側）と単相交流電圧（コイル２０ａ側）とを相互に変換する装置である。系統電源２は、互いに２π／３ずつ位相のずれた正弦波信号によって表される交流電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗを生成する三相交流電源であり、例えば商用電源である。図１に示すように、ｕ相（第１相）に対応する交流電圧ｅ_ｕに対応する系統電源２の出力端は第７のノードｎ_７でマトリックスコンバータ１０に接続され、ｖ相（第２相）に対応する交流電圧ｅ_ｖに対応する系統電源２の出力端は第８のノードｎ_８でマトリックスコンバータ１０に接続され、ｗ相（第３相）に対応する交流電圧ｅ_ｗに対応する系統電源２の出力端は第９のノードｎ_９でマトリックスコンバータ１０に接続される。以下では、第７乃至第９のノードｎ_７〜ｎ_９を流れる電流をそれぞれ電流ｉ_ｅｕ，ｉ_ｅｖ，ｉ_ｅｗと称する。 The matrix converter 10 is a device that mutually converts a three-phase AC voltage (system power supply 2 side) and a single-phase AC voltage (coil 20 a side). The system power supply 2 is a three-phase AC power supply that generates AC voltages e _u , e _v and e _w represented by sine wave signals phase shifted from each other by 2π / 3, and is, for example, a commercial power supply. As shown in FIG. 1, the output end of the system power source 2 corresponding to the AC voltage e _u corresponding to the u-phase (first phase) is connected to a matrix converter 10 at node n ₇ of the 7, v-phase (second output end of the system power source 2 corresponding to the AC voltage e _v corresponding to the phase) is connected to the matrix converter 10 at node n ₈ of the eighth, corresponding to an AC voltage e _w corresponding to w-phase (phase 3) An output end of the system power supply 2 is connected to the matrix converter 10 at a _ninth node n9. Hereinafter, the currents flowing through the seventh to ninth nodes n _{7 to} n ₉ will be referred to as currents i _eu , i _ev and i _ew respectively.

マトリックスコンバータ１０は、一端が第７のノードｎ_７に接続され、他端が第１のノードｎ_１に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｕｐ（第１の双方向スイッチ素子）と、一端が第８のノードｎ_８に接続され、他端が第１のノードｎ_１に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｖｐ（第２の双方向スイッチ素子）と、一端が第９のノードｎ_９に接続され、他端が第１のノードｎ_１に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｗｐ（第３の双方向スイッチ素子）と、一端が第７のノードｎ_７に接続され、他端が第２のノードｎ_２に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｕｎ（第４の双方向スイッチ素子）と、一端が第８のノードｎ_８に接続され、他端が第２のノードｎ_２に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｖｎ（第５の双方向スイッチ素子）と、一端が第９のノードｎ_９に接続され、他端が第２のノードｎ_２に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｗｎ（第６の双方向スイッチ素子）と、交流リアクトルＬｆと、ダンピング抵抗Ｒｆと、入力キャパシタＣｆとを有して構成される。 Matrix converter 10 has one end connected to the node n ₇ of the seventh and the other end with the switching element S _up connected to the first node n _{1 (first} bidirectional switch element), one end of the eighth The switch element S _vp (second bidirectional switch element) connected to the node n ₈ and the other end is connected to the first node n ₁ , and one end is connected to the ninth node n ₉ and the other end The switch element S _wp (third bidirectional switch element) connected to the first node n ₁ , and one end thereof is connected to the seventh node n ₇ , and the other end is connected to the second node n ₂ a switching element S _{un (fourth} bidirectional switching element), one end connected to the node n ₈ of the eighth, the other end a second node connected switch elements n ₂ S _{vn (fifth} bidirectional a switching element), one end connected to the node n ₉ of 9 The other end configured to have the second node n ₂ to the connected switching element S _{wn (sixth} bidirectional switching element), and AC reactor Lf, and the damping resistor Rf, and an input capacitor Cf.

交流リアクトルＬｆは、第７のノードｎ_７とスイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎの接続点である第１０のノードｎ_１０との間に挿入されたインダクタと、第８のノードｎ_８とスイッチ素子Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｖｎの接続点である第１１のノードｎ_１１との間に挿入されたインダクタと、第９のノードｎ_９とスイッチ素子Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｗｎの接続点である第１２のノードｎ_１２との間に挿入されたインダクタとによって構成される。ダンピング抵抗Ｒｆは、これらのインダクタのそれぞれと並列に接続された３つの抵抗素子によって構成される。入力キャパシタＣｆは、デルタ結線又はスター結線によって互いに接続された３つのキャパシタによって構成されており、その３つの接続点はそれぞれ第１０乃至第１２のノードｎ_１０〜ｎ_１２に接続される。以下では、第１０乃至第１２のノードｎ_１０〜ｎ_１２を流れる電流をそれぞれ電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗと称する。 AC reactor Lf, the node _{n 7} and the switching element _S up _seventh, and an inductor inserted between the node _{n 10} of the 10 is the connection point of the _{S un,} eighth node _{n 8} and a switching element S of _vp, an inductor inserted between the node _{n 11} of the 11 is the connection point of the _{S vn,} node _{n 9} and switching element _S wp _ninth, twelfth node _{n 12} of a connecting point of _{S wn} And an inductor inserted therebetween. The damping resistor Rf is constituted by three resistive elements connected in parallel with each of these inductors. The input capacitor Cf is composed of three capacitors connected to each other by delta connection or star connection, and the three connection points are connected to _{tenth to twelfth} nodes n _{10 to} n ₁₂ respectively. Hereinafter, referred to as the tenth to twelfth node _n 10 _{~n 12} the current flowing the respective currents _i u _of, i v, _{i w.}

スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎはそれぞれ、直列に接続された２つのスイッチ素子によって構成される双方向スイッチである。具体的には、スイッチ素子Ｓ_ｕｐはスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｖｐはスイッチ素子Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｗｐはスイッチ素子Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｕｎはスイッチ素子Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｖｎはスイッチ素子Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｗｎはスイッチ素子Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎによって構成される。これらスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎはそれぞれ、上述したスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２と同様、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオードとを含んで構成される片方向スイッチである。 The switch elements S _up , S _vp , S _wp , S _un , S _vn , and S _wn are bi-directional switches each composed of two switch elements connected in series. Specifically, the switch element S _up is constituted by the switch elements G _pu and G _up , the switch element S _vp is constituted by the switch elements G _pv and G _vp , and the switch element S _wp is constituted by the switch elements G _pw and G _wp The switch element S _un is constituted by the switch elements G _nu and G _un , the switch element S _vn is constituted by the switch elements G _nv and G _vn , and the switch element S _wn is constituted by the switch elements G _nw and G _wn Ru. The switch elements G _pu , G _up , G _pv , G _vp , G _pw , G _np , G _nu , G _un , G _nv , G _vn , G _nw , G _wn are the switch elements G ₁₁ and G ₂₁ described above, respectively. , similar to the _{G 12, G 22,} is a one-way switch configured for example with a semiconductor element such as a MOSFET or IGBT, and a semiconductor device connected in parallel with a diode.

スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐは、第１のノードｎ_１と第１０のノードｎ_１０との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐは、第１のノードｎ_１と第１１のノードｎ_１１との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐは、第１のノードｎ_１と第１２のノードｎ_１２との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎは、第２のノードｎ_２と第１０のノードｎ_１０との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎは、第２のノードｎ_２と第１１のノードｎ_１１との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎは、第２のノードｎ_２と第１２のノードｎ_１２との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。なお、双方向スイッチを構成する２つのスイッチ素子の接続について、ここではそれぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続されるとしたが、それぞれのダイオードのカソードが相互に接続される向きで接続されることとしてもよい。 The switch elements G _pu and G _up are connected in this order between the first node n ₁ and the tenth node n ₁₀ in the direction in which the anodes of the respective diodes are connected to each other. The switch elements G _pv and G _vp are connected in this order between the first node n ₁ and the eleventh node n ₁₁ in the direction in which the anodes of the respective diodes are connected to each other. The switch elements G _pw and G _wp are connected in this order between the first node n ₁ and the twelfth node n ₁₂ in the direction in which the anodes of the respective diodes are connected to each other. The switch elements G _nu and G _un are connected between the second node n ₂ and the tenth node n ₁₀ in this order and in the direction in which the anodes of the respective diodes are connected to each other. The switch elements G _nv and G _vn are connected in this order between the second node n ₂ and the eleventh node n ₁₁ in the direction in which the anodes of the respective diodes are connected to each other. The switch elements G _nw and G _wn are connected between the second node n ₂ and the twelfth node n ₁₂ in this order and in the direction in which the anodes of the respective diodes are connected to each other. In addition, about connection of two switch elements which comprise a bidirectional switch, although it was supposed that it connected in the direction where the anode of each diode is mutually connected here, direction where the cathode of each diode is mutually connected May be connected.

スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎを構成する半導体素子の制御電極のそれぞれには、制御装置４から個別の制御信号が供給される。各制御信号は、それぞれハイ又はローいずれかの値を取る信号である。制御装置４は、これらの制御信号の値を個別に制御することにより、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎそれぞれのオンオフ状態を個別に制御する。 Switching element _{G pu, G up, G pv} , G vp, G pw, G wp, G nu, G un, G nv, G vn, G nw, to each of the control electrodes of the semiconductor elements constituting the _{G wn} is Individual control signals are supplied from the controller 4. Each control signal is a signal that takes a high or low value, respectively. The control device 4 controls the values of these control signals individually to control the switch elements G _pu , G _up , G _pv , G _vp , G _pw , G _wp , G _nu , G _un , G _un , G _nv , G _vn. , G _nw , and G _wn are individually controlled.

保護回路４０は、転流失敗時のリアクトル電流ｉ_Ｌを吸収するための回路であり、フルブリッジ接続された４つのダイオードからなる整流回路と、この整流回路と並列に接続された平滑コンデンサ及び負荷とによって構成される。負荷の両端電圧はＶ_ｐである。整流回路の２つの入力端はそれぞれ、第１のノードｎ_１及び第２のノードｎ_２に接続される。 The protection circuit 40 is a circuit for absorbing the reactor current i _L at the time of commutation failure, and includes a rectifier circuit consisting of four diodes connected in full bridge, a smoothing capacitor and a load connected in parallel with the rectifier circuit. And composed of The voltage across the load is V _p . Each of the two input ends of the rectifier circuit is connected to the first node n ₁ and second node n _2.

図２は、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ，ｖ_１，ｖ_２及び電流ｉ_ｅｕ，ｉ_ｅｖ，ｉ_ｅｗ，ｉ_Ｌ，ｉ_ｕの力行時の波形のシミュレーション結果を示す信号波形図である。同図には、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗによって表される三相交流の１周期分を示している。また、図３は、図２に示した領域Ａの拡大図である。ただし、このシミュレーションは転流中状態の使用による影響を考慮せずに行ったものであるため、後に説明する図１２に示すリアクトル電流ｉ_Ｌの歪みは図２及び図３には現れていない。 FIG. 2 is a signal waveform diagram showing simulation results of waveforms during powering of voltages e _u , e _v , e _w , v ₁ , v ₂ and currents i _eu , i _ev , i _ew , i _L , i _u . The figure shows one cycle of the three-phase alternating current represented by voltages e _u , e _v and e _w . FIG. 3 is an enlarged view of the area A shown in FIG. However, since this simulation is performed without considering the influence of the use of the commutation state, the distortion of the reactor current i _L shown in FIG. 12 described later does not appear in FIGS. 2 and 3.

三相交流の１周期は、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗの位相に応じて、図３に示すように１２個の空間Ｉ〜ＸＩＩに分けることができる。具体的には、電圧ｅ_ｕの位相が０以上π／６未満である空間Ｉ、π／６以上π／３未満である空間ＩＩ、π／３以上π／２未満である空間ＩＩＩ、π／２以上２π／３未満である空間ＩＶ、２π／３以上５π／６未満である空間Ｖ、５π／６以上π未満である空間ＶＩ、π以上７π／６未満である空間ＶＩＩ、７π／６以上４π／３未満である空間ＶＩＩＩ、４π／３以上３π／２未満である空間ＩＸ、３π／２以上５π／３未満である空間Ｘ、５π／３以上１１π／６未満である空間ＸＩ、１１π／６以上２π未満である空間ＸＩＩに分けることができる。図３に示した領域Ａは、空間ＩＶ内の領域となっている。 One cycle of the three-phase alternating current can be divided into 12 spaces I to XII as shown in FIG. 3 according to the phases of the voltages e _u , e _v and e _w . Specifically, a space I in which the phase of voltage e _u is 0 or more and less than π / 6, a space II in which π / 6 or more and less than π / 3, a space III in which π / 3 or more and less than π / 2, Space IV which is 2 or more and less than 2π / 3, space V which is 2π / 3 or more and less than 5π / 6, space VI which is 5π / 6 or more and less than π, space VII which is π or more and less than 7π / 6 Space VIII which is less than 4π / 3, space IX which is greater than 4π / 3 and less than 3π / 2, space X which is greater than 3π / 2 and less than 5π / 3, space XI which is greater than 5π / 3 and less than 11π / 6 It can be divided into space XII which is 6 or more and less than 2π. The area A shown in FIG. 3 is an area in the space IV.

空間Ｉ〜ＸＩＩそれぞれにおける制御装置４の動作は、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗの大小関係に応じて制御対象となるスイッチ素子が入れ替わること、及び、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗのうち中間の値を取るものの符号に応じて出力電圧が変わる場合があることのほかは、基本的に同一である。そこで以下では、空間Ｉ〜ＸＩＩに共通の説明を行う場合に、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗを各空間内で大きいものから順に電圧ｅ_ｍａｘ，ｅ_ｍｉｄ，ｅ_ｍｉｎと表記することとする。また、電流ｉ_ｅｕ，ｉ_ｅｖ，ｉ_ｅｗを各空間内で大きいものから順に電流ｉ_ｍａｘ，ｉ_ｍｉｄ，ｉ_ｍｉｎと表記することとする。さらに、電圧ｅ_ｍ及び電流ｉ_ｍ＿ｍｖを以下の式（１）（２）に示すように定義して、説明のために用いることとする。ただし、電流ｉ_ｍ＿ｍｖ，ｉ_{ｍａｘ＿ｍｖ}，ｉ_{ｍｉｄ＿ｍｖ}に符号「＿ｍｖ」は、それぞれ電流ｉ_ｍ，ｉ_ｍａｘ，ｉ_ｍｉｄの平均値であることを示している。 The operation of the control device 4 in each space I-XII, the voltage _{e u,} e v, switching element to be controlled in accordance with a magnitude relationship between _{e w} is replaced, and the voltage _{e u,} e v, the _{e w} Among them, basically the same except that the output voltage may change depending on the sign of the intermediate value. Therefore, in the following description, when common explanations are given to the spaces I to XII, the voltages e _u , e _v and e _w will be described as the voltages e _max , e _mid and e _{min in} order from the largest one in each space. . Further, currents _eu , i _ev , i _ew are represented as current i _max , i _mid , i _{min in} order from the largest one in each space. Furthermore, by defining a voltage _{e m} and current _{i M_mv} as shown in the following equation (1) (2), it will be used for description. However, the code "_mv" current _{i m_mv, i max_mv,} the _{i Mid_mv} indicates that each is an average value of the current _{i m, i max, i mid} .

図４は、電圧ｖ_１，ｖ_２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの力行時の波形を模式的に示す信号波形図であり、図５は、電圧ｖ_１，ｖ_２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの回生時の波形を模式的に示す信号波形図である。以下、これらの図を参照しながら、まず制御装置４による基本的なスイッチング制御について説明し、次いで、転流中状態について詳しく説明する。 FIG. 4 is a signal waveform diagram schematically showing waveforms during powering of voltages v ₁ and v ₂ and reactor current i _L. FIG. 5 is a diagram at the time of regeneration of voltages v ₁ and v ₂ and reactor current i _L It is a signal waveform diagram which shows a waveform typically. Hereinafter, basic switching control by the control device 4 will be described first with reference to these drawings, and then, the state during commutation will be described in detail.

初めに、図４及び図５に示したキャリア信号Ｃは、制御装置４の内部信号である。制御装置４は、最大値ＡＭＰに達するまで一定の割合で増加し続けた後、０に戻るという変化を繰り返すようキャリア信号Ｃを生成する。そして、キャリア信号Ｃが０であるタイミングを基準として、電力変換装置１の制御を行う。   First, the carrier signal C shown in FIGS. 4 and 5 is an internal signal of the control device 4. The control device 4 generates the carrier signal C so as to repeat the change of returning to 0 after continuing to increase at a constant rate until reaching the maximum value AMP. And control of the power converter device 1 is performed on the basis of the timing from which the carrier signal C is zero.

また、以下の説明では、キャリア信号Ｃの半周期を規格化してなる値により時間の経過を表現する。この表現によれば、キャリア信号Ｃの１周期は２となる。制御装置４の動作タイミングは、図示した変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１によって定義される。これら変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１は、基準タイミング（キャリア信号Ｃが０であるタイミング）からの経過時刻によって表され、図４に示した力行時には次の式（３）で、図５に示した力行時には次の式（４）でそれぞれ算出される。ただし、ｄ_０，ｄ_１は操作パラメータと呼ばれる数値であり、その算出方法については後述する。 In the following description, the elapsed time is represented by a value obtained by normalizing a half cycle of the carrier signal C. According to this expression, one cycle of the carrier signal C is two. The operation timing of the control device 4 is defined by the illustrated modulation factors D ₁₀ , D ₁₁ , D ₁₂ , D ₂₀ and D ₂₁ . These modulation factors D ₁₀ , D ₁₁ , D ₁₂ , D ₂₀ and D ₂₁ are represented by the elapsed time from the reference timing (the timing when the carrier signal C is 0), and during powering shown in FIG. At the time of power running shown in FIG. 5 in 3), they are calculated by the following equation (4). However, d ₀ and d ₁ are numerical values called operation parameters, and the calculation method will be described later.

基準タイミング及び変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２のそれぞれにより示されるタイミングは、制御装置４がスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎの状態を制御するタイミングである。具体的に説明すると、制御装置４は、図４に示す力行時においては、基準タイミングで電圧ｖ_１が−ｅ_ｍからｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ_１０により示されるタイミングで電圧ｖ_１がｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎからｅ_ｍに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ_１１により示されるタイミングで電圧ｖ_１がｅ_ｍからｅ_ｍｉｎ−ｅ_ｍａｘに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ_１２により示されるタイミングで電圧ｖ_１がｅ_ｍｉｎ−ｅ_ｍａｘから−ｅ_ｍに変化するよう各スイッチ素子を制御する。一方、図５に示す回生時においては、制御装置４は、基準タイミングで電圧ｖ_１が−ｅ_ｍからｅ_ｍに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ_１０により示されるタイミングで電圧ｖ_１がｅ_ｍからｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ_１１により示されるタイミングで電圧ｖ_１がｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎから−ｅ_ｍに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ_１２により示されるタイミングで電圧ｖ_１が−ｅ_ｍからｅ_ｍｉｎ−ｅ_ｍａｘに変化するよう各スイッチ素子を制御する。 The timings indicated by the reference timings and the modulation rates D ₁₀ , D ₁₁ and D ₁₂ are determined by the control device 4 using the switch elements G _pu , G _up , G _pv , G _vp , G _pw , G _wp , G _nu , G _un , G _un , G _nv , G _vn , G _nw , and G _wn are timings to control. More specifically, the control unit 4, at the time of power running shown in FIG. 4, controls the respective switching elements so that a voltage _{v 1} at the reference timing changes from -e _m to _e max _{-e min,} the modulation factor D voltage _{v 1} at the timing indicated by ₁₀ controls the respective switching elements so as to change from _e max _{-e min} to _{e m, e} min _{-e max} modulation rate voltage _{v 1} at the timing shown by the _{D 11} is from _{e m} It controls the switch elements to change the voltage _{v 1} at the timing indicated by the modulation index _{D 12} controls each switching element so as to vary the -e _m from _e min _{-e max.} On the other hand, during regenerative shown in FIG. 5, the control device 4 controls each switching element so that a voltage v ₁ at the reference timing changes from -e _m to e _m, the voltage at the timing indicated by the modulation index D ₁₀ v ₁ controls the respective switching elements so as to change from _{e m} to _e max _{-e min,} each switch so that the voltage _{v 1} at the timing indicated by the modulation index _{D 11} is changed from _e max _{-e min} to -e _m controls element, the voltage _{v 1} for controlling the switch elements so that changes from -e _m in _e min _{-e max} at the timing indicated by the modulation index _{D 12.}

また、変調率Ｄ_２０，Ｄ_２１のそれぞれにより示されるタイミングは、制御装置４がスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２の状態を制御するタイミングである。具体的に説明すると、制御装置４は、図４に示す力行時においては、変調率Ｄ_２０により示されるタイミングで電圧ｖ_２が−Ｖ_ｄｃからＶ_ｄｃに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ_２１により示されるタイミングで電圧ｖ_２がＶ_ｄｃから−Ｖ_ｄｃに変化するよう各スイッチ素子を制御する。一方、図５に示す回生時においては、制御装置４は、変調率Ｄ_２０により示されるタイミングで電圧ｖ_２がＶ_ｄｃから−Ｖ_ｄｃに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ_２１により示されるタイミングで電圧ｖ_２が−Ｖ_ｄｃからＶ_ｄｃに変化するよう各スイッチ素子を制御する。 The timings indicated by the modulation factors D ₂₀ and D ₂₁ are timings at which the control device 4 controls the states of the switch elements G ₁₁ , G ₂₁ , G ₁₂ and G ₂₂ . Specifically, in the powering mode shown in FIG. 4, the control device 4 controls each switch element so that the voltage v ₂ changes from −V _dc to V _dc at the timing indicated by the modulation factor D ₂₀ , modulation rate voltage _{v 2} at the timing shown by the _{D 21} controls each switching element so as to vary the _{-V dc} from _{V dc.} On the other hand, during regenerative shown in FIG. 5, the control unit 4, the voltage _{v 2} controls the switch elements to change from _{V dc} to _{-V dc} at the timing indicated by the modulation index _{D 20,} the modulation index _{D 21} voltage _{v 2} at the timing shown by the controls each switching element to change from _{-V dc} to _{V dc.}

制御装置４が以上のようなスイッチ素子の制御を行うことにより、電力変換装置１内において転流が発生する。その際、各スイッチ素子の動作遅延に起因して電源短絡やインダクタの電流の遮断が発生してしまうことを防止するため、制御装置４は、各スイッチ素子を瞬時に切り替えるのではなく、所定の転流中状態を経由して切り替えるようにしている。図４及び図５においては、図示した転流シーケンス及びデッドタイムがこの転流中状態に相当する。以下、これらについて詳しく説明する。   The control device 4 controls the switch elements as described above to generate commutation in the power conversion device 1. At that time, in order to prevent the occurrence of short circuit of the power supply or interruption of the current of the inductor due to the operation delay of each switch element, the control device 4 does not instantaneously switch each switch element but a predetermined one. It is made to switch via a commutation state. In FIGS. 4 and 5, the illustrated commutation sequence and dead time correspond to this commutation state. These will be described in detail below.

図６は、デッドタイム近傍におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１の状態遷移を示す図である。なお、ここではスイッチ素子Ｇ_１１がオンの状態からスイッチ素子Ｇ_２１がオンの状態に切り替える場合を取り上げて説明するが、他の場合（例えば、スイッチ素子Ｇ_２１がオンの状態からスイッチ素子Ｇ_１１がオンの状態に切り替える場合、スイッチ素子Ｇ_１２がオンの状態からスイッチ素子Ｇ_２２がオンの状態に切り替える場合など）についても同様である。 FIG. 6 is a diagram showing state transition of the switch elements G ₁₁ and G _{21 in} the vicinity of the dead time. Here, it is explained by taking a case where the switch element G ₁₁ is the switch element G ₂₁ from the ON state is switched to the on state, but in other cases (for example, switching element G ₁₁ switching element G ₂₁ from the ON state If is switching to the oN state, it is the same when, etc.) the switch element G ₁₂ is the switch element G ₂₂ from the oN state is switched to the oN state.

図６に示す例では、スイッチ素子Ｇ_１１がオン、スイッチ素子Ｇ_２１がオフとなっている状態が転流元のスイッチ状態Ｓａであり、スイッチ素子Ｇ_１１がオフ、スイッチ素子Ｇ_２１がオンとなっている状態が転流先のスイッチ状態Ｓｂである。制御装置４はこれらスイッチ状態Ｓａ，Ｓｂの間に、図６に示すように、スイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１の両方をオフとする転流中状態Ｓｔを介在させる。なお、転流中状態Ｓｔの継続時間は所定時間ｄ_ｄｔとする。これにより、各スイッチ素子の動作遅延に起因して第５のノードｎ_５と第６のノードｎ_６が短絡し、その結果として負荷３が短絡してしまう、という事態の発生を防止することが可能になる。 In the example shown in FIG. 6, the switch element G ₁₁ is ON, a state where switching element G ₂₁ is in the off commutation source switch state Sa, the switch element G ₁₁ is turned off, the switch element G ₂₁ is turned on and The switched state is the commutation destination switch state Sb. The control device 4 intervenes between the switch states Sa and Sb, as shown in FIG. 6, during the commutation state St in which both of the switch elements G ₁₁ and G ₂₁ are turned off. The duration of the commutation state St is a predetermined time d _dt . Thus, it node n ₆ of the node n ₅ of the fifth due to the operation delay of the switching element 6 is short-circuited, to prevent the result as the load 3 is short-circuited, occurrence of a situation that It will be possible.

次に図７は、転流シーケンス近傍における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ（＝Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ），Ｓ_ｖｐ（＝Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ）の状態遷移を示す図である。なお、ここでは双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐがオンの状態から双方向スイッチ素子Ｓ_ｖｐがオンの状態に切り替える場合を取り上げて説明するが、他の場合（双方向スイッチ素子Ｓ_ｖｐがオンの状態から双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐがオンの状態に切り替える場合、双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｎがオンの状態から双方向スイッチ素子Ｓ_ｖｎがオンの状態に切り替える場合など）についても同様である。 Next, FIG. 7 is a diagram showing state transition of the bidirectional switch elements S _up (= G _pu , G _up ) and S _vp (= G _pv , G _vp ) in the vicinity of the commutation sequence. Here, the case where the bi-directional switch element S _up is switched from the on state to the bi-directional switch element S _vp is switched to the on state will be described, but in other cases (from the bi-directional switch element S _vp is on If the bidirectional switch element S _up to switch on state, the bidirectional switching element S _vn bidirectional switch element S _un from the oN state is the same when, etc.) to switch the state of oN.

図７に示す例では、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐがともにオン、スイッチ素子Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐがともにオフとなっている状態が転流元のスイッチ状態Ｓａであり、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐがともにオフ、スイッチ素子Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐがともにオンとなっている状態が転流先のスイッチ状態Ｓｂである。制御装置４はこれらスイッチ状態Ｓａ，Ｓｂの間に、図７に示すように、３つの転流中状態Ｓｔ１〜Ｓｔ３をこの順で介在させる。なお、転流中状態Ｓｔ１〜Ｓｔ３それぞれの継続時間は、いずれも同じ所定時間ｄ_ｃｓとする。 In the example shown in FIG. 7, the switch elements _{G pu,} a _{G up} both turned on, the switch element _{G pv, state G vp} are both turned off are commutation source switch state Sa, the switch element _G pu, G _{The state in} which both _up are off and the switch elements G _pv and G _vp are both on is the switch state Sb of the commutation destination. As shown in FIG. 7, the control device 4 interposes the three in-commuting states St1 to St3 in this order between the switch states Sa and Sb. Incidentally, each of the durations commutation in state St1~St3 are all the same predetermined time _{d cs.}

転流中状態Ｓｔ１は、スイッチ素子Ｇ_ｕｐがオン、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐがオフという状態である。転流中状態Ｓｔ２は、スイッチ素子Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｖｐがオン、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｐｖがオフという状態である。転流中状態Ｓｔ３は、スイッチ素子Ｇ_ｖｐがオン、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖがオフという状態である。これにより、各スイッチ素子の動作遅延に起因して第７のノードｎ_７、第８のノードｎ_８、第９のノードｎ_９が相互に短絡し、その結果として系統電源２が短絡してしまう、という事態の発生を防止することが可能になる。また、すべてのスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐをすべて同時にオフするわけではないので、詳しくは後述するが、転流中状態Ｓｔ１〜Ｓｔ３においてもある程度リアクトル電流ｉ_Ｌを流すことが可能になる。つまり、電流経路が常に確保されており、インダクタの電流遮断の発生を防止することができる。 The commutation in progress state St1 is a state in which the switch element G _up is on and the switch elements G _pu , G _pv , and G _vp are off. The commutation state St2 is a state in which the switch elements G _up and _Gvp are on and the switch elements G _pu and G _pv are off. Commutation in state St3, the switch element _{G vp} is turned on, the switch element _{G pu, G up, G pv} is the state of off. As a result, the seventh node n ₇ , the eighth node n ₈ , and the ninth node n ₉ are short-circuited with each other due to the operation delay of each switch element, and as a result, the grid power supply 2 is shorted. Can be prevented. Further, not all switch elements G _pu , G _up , G _pv , and G _vp are simultaneously turned off, and therefore, although it will be described in detail later, the reactor current i _L flows to some extent also in the commutation state St1 to St3. Becomes possible. That is, the current path is always secured, and the occurrence of the current interruption of the inductor can be prevented.

このように、所定の転流中状態を経由してスイッチ素子の切り替えを行うことにより、電流経路を確保したうえで電源短絡を防止することができるが、一方で、転流中状態を設けることは、リアクトル電流ｉ_Ｌの誤差を発生させ、それによって出力電力誤差や入力電流歪みを発生させる。以下、リアクトル電流ｉ_Ｌに誤差が発生する原理について、３つの例を挙げて詳しく説明する。 As described above, by switching the switch elements via the predetermined commutation state, it is possible to prevent the power supply short circuit after securing the current path, but on the other hand, to provide the commutation state. Causes an error of the reactor current i _L , thereby causing an output power error and an input current distortion. Hereinafter, the principle of occurrence of an error in the reactor current i _L will be described in detail by giving three examples.

図８は、回生時のデッドタイムにおけるリアクトル電流ｉ_Ｌの変化の一例を示す図である。また、図９（ａ）は、図８のＤ_１０＜ｔ＜Ｄ_２０におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図９（ｂ）は、図８のＤ_２０＜ｔ＜ｔ_１におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図９（ｃ）は、図８のｔ_１＜ｔ＜ｔ_２におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図である。これらの図に示した回路は、それぞれの時刻における電力変換装置１の等価回路となっている。また、図８及び図９には、ｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎ≦（Ｎ_Ｐ／Ｎ_Ｓ）Ｖ_ｄｃである場合を示している。 FIG. 8 is a diagram showing an example of a change in reactor current i _L in a dead time at the time of regeneration. 9A is a diagram showing the states of the switch elements G ₁₁ , G ₂₁ , G ₁₂ , G ₂₂ and the reactor current i _{L when} D ₁₀ <t <D ₂₀ in FIG. Is a diagram showing the states of the switch elements G ₁₁ , G ₂₁ , G ₁₂ and G ₂₂ and the reactor current i _L at D ₂₀ <t <t ₁ in FIG. 8, and FIG. t ₁ <is a diagram showing a state of the switch element _{G 11, G 21, G 12} , G 22 and reactor current _{i L} at t _{<t 2.} The circuits shown in these figures are equivalent circuits of the power conversion device 1 at each time. 8 and 9 show the case where e _max −e _min ≦ (N _P / N _S ) V _dc .

リアクトル電流ｉ_Ｌに誤差が発生するのは、転流中状態Ｓｔにおいてリアクトル電流ｉ_Ｌのゼロクロス（プラスからマイナスへの変化、又は、マイナスからプラスへの変化）が発生する場合である。回生時においては、図５を参照すると理解されるように、電圧ｖ_２を変化させる際に設けるデッドタイムにおいて、このゼロクロスが発生する。デッドタイムは、キャリア信号Ｃの１周期の間に２回設けられるが、図８にはこのうち変調率Ｄ_２０に対応するデッドタイムのみを示しており、以下ではこれに着目して説明する。ただし、変調率Ｄ_２１に対応するデッドタイムについても同様である。 The error occurs in the reactor current i _L, (change to negative from positive, or the change from negative to positive) zero crossing of the reactor current i _L in the commutation in state St is if occurs. During regeneration, as will be appreciated with reference to FIG. 5, the dead time provided in changing the voltage v _2, the zero crossing occurs. The dead time is provided twice in one cycle of the carrier signal C. Of these, only the dead time corresponding to the modulation rate D ₂₀ is shown in FIG. 8, and the following description will be focused on this. However, The same applies to the dead time corresponding to the modulation index D _21.

まず、この場合における転流元のスイッチ状態Ｓａ（Ｄ_１０＜ｔ＜Ｄ_２０）では、制御装置４は、ｖ_１＝ｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎ、ｖ_２＝Ｖ_ｄｃとなるよう各スイッチ素子を制御する。ＡＣ／ＤＣコンバータ３０について具体的に言えば、制御装置４は、図９（ａ）に示すように、スイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２２をオン、スイッチ素子Ｇ_１２，Ｇ_２１をオフとする。この場合におけるリアクトル電流ｉ_Ｌは、図９（ａ）に破線で示したように、系統電源２に流れ込む方向（回生方向）に流れる。 First, in the switch state Sa (D ₁₀ <t <D ₂₀ ) at the commutation source in this case, the control device 4 controls each switch element so that v ₁ = e _max −e _min and v ₂ = V _dc. Do. Specifically speaking of the AC / DC converter 30, as shown in FIG. 9A, the control device 4 turns on the switch elements G ₁₁ and G ₂₂ and turns off the switch elements G ₁₂ and G ₂₁ . The reactor current i _L in this case flows in the direction (regeneration direction) flowing into the system power supply 2 as indicated by the broken line in FIG. 9A.

転流中状態Ｓｔ（Ｄ_２０＜ｔ＜ｔ_２）に入ると、制御装置４は、ｖ_１＝ｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎを維持したまま、スイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２２，Ｇ_１２，Ｇ_２１をすべてオフとする。その結果、リアクトル電流ｉ_Ｌがスイッチ素子Ｇ_２１，Ｇ_１２それぞれのダイオードを通って流れるので、電圧ｖ_２は−Ｖ_ｄｃに変化する。その結果、リアクトルＬの両端に印加される電圧が大きくなるので、図８に示すように、リアクトル電流ｉ_Ｌは急激に上昇し、０に達する時刻ｔ_１で流れなくなる。図９（ｃ）は、こうしてリアクトル電流ｉ_Ｌが流れなくなった状態を示している。また、リアクトル電流ｉ_Ｌが流れないので、図８に示すように、電圧ｖ_２は（Ｎ_Ｓ／Ｎ_Ｐ）（ｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎ）に等しくなる。 When the commutation state St (D ₂₀ <t <t ₂ ) is entered, the control device 4 maintains the switch elements G ₁₁ , G ₂₂ , G ₁₂ and G ₂₁ while maintaining v ₁ = e _max −e _min. All off. As a result, the reactor current i _L flows through the respective diodes of the switch elements G ₂₁ and G ₁₂ so that the voltage v ₂ changes to −V _dc . As a result, the voltage applied to both ends of the reactor L becomes large, and therefore, as shown in FIG. 8, the reactor current i _L rapidly rises and stops flowing at time t _{1 when} it reaches 0. FIG. 9C shows a state in which the reactor current i _L stops flowing in this way. Further, since the reactor current i _L does not flow, the voltage v ₂ is equal to (N _S / N _P ) (e _max −e _min ) as shown in FIG.

その後、転流先のスイッチ状態Ｓｂ（ｔ_２＜ｔ＜Ｄ_１１）に入ると、制御装置４は、ｖ_１＝ｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎを維持したまま、スイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２２をオフ、スイッチ素子Ｇ_１２，Ｇ_２１をオンとする。これにより、図８に示すように、再度リアクトル電流ｉ_Ｌが流れるようになり、電圧ｖ_２も−Ｖ_ｄｃに戻る。リアクトル電流ｉ_Ｌは、次のスイッチ素子の切り替えタイミング（変調率Ｄ_１１に対応するタイミング）まで、Ｄ_２０＜ｔ＜ｔ_１における増加率と同等の増加率で増加していく。 Thereafter, when the switch state Sb (t ₂ <t <D ₁₁ ) of the commutation destination is entered, the control device 4 turns off the switch elements G ₁₁ and G ₂₂ while maintaining v ₁ = e _max −e _min . and it turns on the switching element _{G 12, G 21.} As a result, as shown in FIG. 8, the reactor current i _L comes to flow again, and the voltage v ₂ also returns to −V _dc . The reactor current i _L increases at the same increase rate as the increase rate at D ₂₀ <t <t ₁ until the next switch element switching timing (timing corresponding to the modulation rate D ₁₁ ).

このように、本例においては、電力変換装置１が転流中状態Ｓｔである間に、リアクトル電流ｉ_Ｌが流れなくなる期間が発生する。その結果、図８に示したように、仮にこのような期間が存在しないとした場合（破線で示したもの）に比べて、転流中状態Ｓｔが終了する時刻ｔ_２以降のリアクトル電流ｉ_Ｌの値が小さくなる。つまり、リアクトル電流ｉ_Ｌに誤差が発生し、交流入力電流の歪みが発生することになる。 Thus, in the present example, a period in which the reactor current i _L stops flowing occurs while the power conversion device 1 is in the commutation state St. As a result, as shown in FIG. 8, reactor current i _L after time t ₂ when commutation in progress state St ends, as compared with the case where such a period does not exist (shown by a broken line). The value of becomes smaller. That is, an error occurs in the reactor current i _L and distortion of the AC input current occurs.

図１０は、回生時のデッドタイムにおけるリアクトル電流ｉ_Ｌの変化の他の一例を示す図である。また、図１１（ａ）は、図１０のＤ_１０＜ｔ＜Ｄ_２０におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図１１（ｂ）は、図１０のＤ_２０＜ｔ＜ｔ_１におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図１１（ｃ）は、図１０のｔ_１＜ｔ＜ｔ_２におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図である。 FIG. 10 is a diagram showing another example of the change of reactor current i _L in the dead time at the time of regeneration. 11A is a diagram showing the states of the switch elements G ₁₁ , G ₂₁ , G ₁₂ , G ₂₂ and the reactor current i _{L when} D ₁₀ <t <D ₂₀ in FIG. 10, and FIG. Is a diagram showing the states of the switch elements G ₁₁ , G ₂₁ , G ₁₂ and G ₂₂ and the reactor current i _L at D ₂₀ <t <t ₁ in FIG. 10, and FIG. t ₁ <is a diagram showing a state of the switch element _{G 11, G 21, G 12} , G 22 and reactor current _{i L} at t _{<t 2.}

図１０及び図１１はｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎ＞（Ｎ_Ｐ／Ｎ_Ｓ）Ｖ_ｄｃである場合を示しており、その他の点では、図８及び図９と同様である。この例では、ｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎ＞（Ｎ_Ｐ／Ｎ_Ｓ）Ｖ_ｄｃであることにより、図１０及び図１１（ｃ）に示すように、ｔ_１＜ｔ＜ｔ_２においても若干のリアクトル電流ｉ_Ｌが流れる。また、スイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２２の逆並列ダイオードが導通している状態であることから、この間における電圧ｖ_２はＶ_ｄｃに等しくなる。 FIGS. 10 and 11 show the case where e _max −e _min > (N _P / N _S ) V _dc , and the other points are the same as in FIGS. 8 and 9. In this _example, e _max by -e _min> is _{(N P / N S) V} dc, as shown in FIG. 10 and FIG. _{11 (c), t 1 <} t < slight reactor current even at _{t 2} i _L flows. Further, since the anti-parallel diodes of the switch elements G ₁₁ and G ₂₂ are in a conductive state, the voltage v ₂ in this period is equal to V _dc .

こうしてｔ_１＜ｔ＜ｔ_２においてもリアクトル電流ｉ_Ｌが流れることにより、図８の例に比べれば、転流中状態Ｓｔが終了する時刻ｔ_１以降のリアクトル電流ｉ_Ｌの値が大きくなる。しかしながら、仮にこのような期間が存在しないとした場合に比べて、転流中状態Ｓｔが終了する時刻ｔ_２以降のリアクトル電流ｉ_Ｌの値が小さくなるので、結果として、図８の例と同様にリアクトル電流ｉ_Ｌに誤差が発生し、交流入力電流の歪みが発生する。 Thus, the reactor current i _L flows even at t ₁ <t <t ₂ , so that the value of the reactor current i _L after time t ₁ when the commutation state St ends is larger than in the example of FIG. 8. However, since the value of reactor current i _L after time t ₂ when commutating state St ends is smaller than in the case where such a period does not exist temporarily, as a result, as in the example of FIG. An error occurs in the reactor current i _L and distortion of the AC input current occurs.

図１２は、力行時の転流シーケンスにおけるリアクトル電流ｉ_Ｌの変化の一例を示す図である。また、図１３（ａ）は、図１２のＤ_１０＜ｔ＜ｔ_３における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図１３（ｂ）は、図１２のｔ_３＜ｔ＜ｔ_４における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図１４（ａ）は、図１２のｔ_４＜ｔ＜Ｄ_１１における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図１４（ｂ）は、図１２のＤ_１１＜ｔ＜ｔ_５における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図１５（ａ）は、図１２のｔ_５＜ｔ＜ｔ_６における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図１５（ｂ）は、図１２のｔ_６＜ｔ＜Ｄ_２１における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図である。これらの図に示した回路は、それぞれの時刻における電力変換装置１の等価回路となっている。また、図１２〜図１５は、系統電源２から供給される三相交流が図２に示した空間ＩＶ内にある場合（すなわち、ｅ_ｍａｘ＝ｅ_ｕ、ｅ_ｍｉｄ＝ｅ_ｖ、ｅ_ｍｉｎ＝ｅ_ｗである場合）を示しており、以下ではこれに着目して説明する。ただし、系統電源２から供給される三相交流が他の空間にある場合についても同様である。 FIG. 12 is a diagram showing an example of a change in reactor current i _L in a commutation sequence at the time of powering. FIG. 13A shows the states of the bidirectional switch elements S _up , S _vp , S _wp , S _un , S _vn , S _wn and the reactor current i _{L when} D ₁₀ <t <t ₃ in FIG. 12. FIG. 13B is a diagram showing the states of the bidirectional switch elements S _up , S _vp , S _wp , S _un , S _vn , S _wn and the reactor current i _L at t ₃ <t <t ₄ in FIG. 12. 14A shows the bidirectional switch elements S _up , S _vp , S _wp , S _un , S _vn , S _wn and the reactor current i _L at t ₄ <t <D ₁₁ in FIG. FIG. 14B shows the bidirectional switch elements S _up , S _vp , S _wp , S _un , S _vn , S _wn, and the reactor current at D ₁₁ <t <t ₅ in FIG. It is a diagram showing a state of the i _L 15 (a) is a bidirectional switching element _S up at _t 5 _{<t <t 6} in FIG. _{12, S vp, S wp,} S un, S vn, a diagram showing a state of _{S wn} and reactor current _{i L} FIG. 15B shows the states of the bidirectional switch elements S _up , S _vp , S _wp , S _un , S _vn , S _wn and the reactor current i _L at t ₆ <t <D ₂₁ in FIG. 12. FIG. The circuits shown in these figures are equivalent circuits of the power conversion device 1 at each time. 12 to 15 show that the three-phase alternating current supplied from the system power supply 2 is in the space IV shown in FIG. 2 (ie, e _max = e _u , e _mid = e _v , e _min = e ₍ in the case of _w ), and in the following, attention will be focused on this. However, the same applies to the case where the three-phase alternating current supplied from the system power supply 2 is in another space.

力行時においては、図４を参照すると理解されるように、電圧ｖ_１の符号を変化させる際に設ける転流シーケンスにおいてリアクトル電流ｉ_Ｌのゼロクロスが発生し、それによってリアクトル電流ｉ_Ｌに歪みが発生する。このような転流シーケンスは、キャリア信号Ｃの１周期の間に２回設けられるが、図８にはこのうち変調率Ｄ_１１に対応する転流シーケンスのみを示しており、以下ではこれに着目して説明する。ただし、キャリア信号Ｃ＝０によって示される基準タイミングに対応する転流シーケンスについても同様である。 At the time of power running, as understood with reference to FIG. 4, a zero crossing of reactor current i _L occurs in a commutation sequence provided when changing the sign of voltage v ₁ , thereby causing distortion in reactor current i _L Occur. Although such a commutation sequence is provided twice during one cycle of the carrier signal C, FIG. 8 shows only the commutation sequence corresponding to the modulation factor D ₁₁ , and in the following, attention is focused on this To explain. However, the same applies to the commutation sequence corresponding to the reference timing indicated by the carrier signal C = 0.

まず、この場合における転流元のスイッチ状態Ｓａ（Ｄ_１０＜ｔ＜ｔ_３）では、制御装置４は、ｖ_１＝ｅ_ｕ−ｅ_ｖ、ｖ_２＝Ｖ_ｄｃとなるよう各スイッチ素子を制御する。マトリックスコンバータ１０について具体的に言えば、制御装置４は、図１３（ａ）に示すように、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｖをオン、スイッチ素子Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎをオフとする。この場合におけるリアクトル電流ｉ_Ｌは、図１３（ａ）に破線で示したように、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｖを通って負荷３に流れ込む方向（力行方向）に流れる。 First, in the switch state Sa (D ₁₀ <t <t ₃ ) at the commutation source in this case, the control device 4 controls each switch element so that v ₁ = e _u −e _v and v ₂ = V _dc. Do. Specifically speaking of the matrix converter 10, as shown in FIG. 13A, the control device 4 turns on the switch elements G _pu , G _up , G _vn , G _nv , and switches the switch elements G _pv , G _vp , G _{pw, G wp, G nu,} G un, G nw, to turn off the _{G wn.} The reactor current i _L in this case flows in the direction (power running direction) flowing into the load 3 through the switch elements G _pu , G _up , G _vn and G _nv as shown by the broken line in FIG.

転流中状態Ｓｔ１（ｔ_３＜ｔ＜ｔ_４）に入ると、制御装置４は、ｖ_２＝Ｖ_ｄｃを維持したまま、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｖｎをオフとする。スイッチ素子Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｎｖについては、オンの状態を維持する。その結果、図１３（ｂ）に示すように、リアクトル電流ｉ_Ｌはスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｖｎそれぞれのダイオードを通って流れるようになる。そのため、リアクトル電流ｉ_Ｌへの影響は見られない。 When entering the commutation state St1 (t ₃ <t <t ₄ ), the control device 4 turns off the switch elements G _pu and G _vn while maintaining v ₂ = V _dc . The switch elements G _up and G _nv are maintained in the on state. As a result, as shown in FIG. 13B, the reactor current i _L flows through the diodes of the switch elements G _pu and G _vn . Therefore, no influence on the reactor current i _L is observed.

続いて転流中状態Ｓｔ２（ｔ_４＜ｔ＜Ｄ_１１）に入ると、制御装置４は、ｖ_２＝Ｖ_ｄｃを維持したまま、スイッチ素子Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕをオンとする。スイッチ素子Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｎｖについては、ここでもオンの状態を維持する。そのため、リアクトル電流ｉ_Ｌへの影響は見られない。 Subsequently, when the commutation state St2 (t ₄ <t <D ₁₁ ) is entered, the control device 4 turns on the switch elements G _wp and G _nu while maintaining v ₂ = V _dc . The switch elements G _up and G _nv maintain the on state here as well. Therefore, no influence on the reactor current i _L is observed.

続いて転流中状態Ｓｔ３（Ｄ_１１＜ｔ＜ｔ_６）に入ると、制御装置４は、ｖ_２＝Ｖ_ｄｃを維持したまま、スイッチ素子Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｎｖをオフとする。こうなると、リアクトル電流ｉ_Ｌの転流が発生し、図１４（ｂ）に示すように、スイッチ素子Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｕを通ってリアクトル電流ｉ_Ｌが流れるようになる。図１２に示すように、リアクトル電流ｉ_Ｌは急激に低下し、０に達する時刻ｔ_５で流れなくなる。図１５（ａ）は、こうしてリアクトル電流ｉ_Ｌが流れなくなった状態を示している。また、リアクトル電流ｉ_Ｌが流れないので、図１２に示すように、電圧ｖ_１は（Ｎ_Ｐ／Ｎ_Ｓ）Ｖ_ｄｃに等しくなる。 Subsequently, when entering the commutation in state _{St3 (D 11 <t <t} 6), the control unit _4, while maintaining the v 2 _{= V dc,} the off switch element _G Stay _up-, the _{G nv.} When this happens, commutation of the reactor current i _L occurs, and as shown in FIG. 14B, the reactor current i _L flows through the switch elements G _pw , G _wp , G _un , and G _nu . As shown in FIG. 12, the reactor current i _L abruptly lowered, not flow at time t ₅ reaching zero. FIG. 15A shows a state in which the reactor current i _L stops flowing in this way. Further, since the reactor current i _L does not flow, the voltage v ₁ becomes equal to (N _P / N _S ) V _dc as shown in FIG.

その後、転流先のスイッチ状態Ｓｂ（ｔ_６＜ｔ＜Ｄ_２１）に入ると、制御装置４は、ｖ_２＝Ｖ_ｄｃを維持したまま、スイッチ素子Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｕｎをオンとする。これにより、図１２及び図１５（ｂ）に示すように、再度リアクトル電流ｉ_Ｌが流れるようになり、電圧ｖ_１もｅ_ｗ−ｅ_ｕに戻る。リアクトル電流ｉ_Ｌは、次のスイッチ素子の切り替えタイミング（変調率Ｄ_２１に対応するタイミング）まで、Ｄ_１１＜ｔ＜ｔ_５における減少率と同等の減少率で減少していく。 Thereafter, when the switch state Sb (t ₆ <t <D ₂₁ ) of the commutation destination is entered, the control device 4 turns on the switch elements G _pw and G _un while maintaining v ₂ = V _dc . As a result, as shown in FIG. 12 and FIG. 15 (b), the reactor current i _L comes to flow again, and the voltage v ₁ also returns to e _w -e _u . The reactor current i _L decreases at a reduction rate equivalent to the reduction rate at D ₁₁ <t <t ₅ until the switching timing of the next switch element (timing corresponding to the modulation rate D ₂₁ ).

このように、本例においては、電力変換装置１が転流中状態Ｓｔ３である間に、リアクトル電流ｉ_Ｌが流れなくなる期間が発生する。その結果、図１２に示したように、仮にこのような期間が存在しないとした場合（破線で示したもの）に比べて、転流中状態Ｓｔ３が終了する時刻ｔ_６以降のリアクトル電流ｉ_Ｌの値が大きくなる。つまり、リアクトル電流ｉ_Ｌに誤差が発生し、交流入力電流の歪みが発生することになる。 As described above, in this example, while the power conversion device 1 is in the commutation state St3, a period in which the reactor current i _L stops flowing occurs. As a result, as shown in FIG. 12, if compared with the case where such a period has not present (shown by a broken line), the reactor current after the time t ₆ of commutation in state St3 ends i _L The value of becomes larger. That is, an error occurs in the reactor current i _L and distortion of the AC input current occurs.

以上、転流中状態を設けることによって交流入力電流に歪みが発生する原理について、３つの例を挙げて説明した。次に、この歪みを軽減するための制御装置４の構成について、図１６〜図２０を参照しながら詳細に説明する。   In the above, the principle that distortion is generated in the AC input current by providing the commutating state has been described with three examples. Next, the configuration of the control device 4 for reducing the distortion will be described in detail with reference to FIGS.

図１６は、制御装置４の機能ブロックを示す略ブロック図である。同図に示すように、制御装置４は機能的に、数値演算部１００、変調部１０１、リアクトル電流算出部１０２、延長量算出部１０３、及び制御部１０４を有して構成される。   FIG. 16 is a schematic block diagram showing functional blocks of the control device 4. As shown in the figure, the control device 4 functionally includes a numerical operation unit 100, a modulation unit 101, a reactor current calculation unit 102, an extension amount calculation unit 103, and a control unit 104.

数値演算部１００は、外部から制御装置４に供給される電力指令値Ｐ^＊と、上述した電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ，Ｖ_ｄｃの実測値とに基づいて、図４及び図５にも示した操作パラメータｄ_０，ｄ_１（第１及び第２の操作パラメータ）を算出する機能部である。 4 and 5 are based on the power command value P ^* externally supplied to the control device 4 and the measured values of the voltages e _u , e _v , e _w and V _dc described above. It is a functional unit that calculates the operation parameters d ₀ and d ₁ (first and second operation parameters) that are also indicated.

具体的に説明すると、数値演算部１００はまず、電力指令値Ｐ^＊及び電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗの実測値に基づき、次の式（５）（６）により電流ｉ_ｍａｘ，ｉ_ｍｉｄの指令値ｉ_ｍａｘ ^＊，ｉ_ｍｉｄ ^＊を算出する。 Specifically, the numerical operation unit 100 first generates the currents i _max and i _mid according to the following equations (5) and (6) based on the measured values of the power command value P ^* and the voltages e _u , e _v and e _w. The command values i _max ^* and i _mid ^{* of} are calculated.

次いで数値演算部１００は、式（５）によって表される指令値ｉ_ｍａｘ ^＊，ｉ_ｍｉｄ ^＊を上掲した式（２）に電流ｉ_{ｍａｘ＿ｍｖ}，ｉ_{ｍｉｄ＿ｍｖ}として代入することにより、電流ｉ_ｍ＿ｍｖの指令値ｉ_ｍ ^＊を算出する。そして、指令値ｉ_ｍｉｄ ^＊，ｉ_ｍ ^＊を次の式（６）（７）に代入し、これらを操作パラメータｄ_０，ｄ_１の二元連立二次方程式として数値的に解くことにより、操作パラメータｄ_０，ｄ_１を算出する。ただし、式（６）（７）内のｆは、上述したキャリア信号Ｃの周波数である。 Next, the numerical operation unit 100 substitutes the command values i _max ^* and i _mid ^* represented by the equation (5) into the above equation (2) as the current i _{max_mv} and i _{mid_mv to specify} the command of the current _{im_mv} to calculate the value _i ^{m *.} Then, the command value _i ^mid _*, the _i ^{m *} is substituted into the following equation (6) (7) By solving these operating parameters _d 0, numerically as two yuan simultaneous quadratic equations _{d 1,} operation Parameters d ₀ and d ₁ are calculated. However, f in Formula (6) (7) is the frequency of the carrier signal C mentioned above.

変調部１０１は、数値演算部１００が算出した操作パラメータｄ_０，ｄ_１に基づき、変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１を算出する機能部である。この算出は、上述した式（３）（４）により実行される。 The modulation unit 101 is a functional unit that calculates the modulation rates D ₁₀ , D ₁₁ , D ₁₂ , D ₂₀ , and D ₂₁ based on the operation parameters d ₀ and d ₁ calculated by the numerical operation unit 100. This calculation is executed by the above-mentioned equations (3) and (4).

リアクトル電流算出部１０２は、キャリア信号Ｃの周期ごとに、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ，Ｖ_ｄｃの実測値と、変調部１０１によって算出された変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１とに基づいて、基準タイミング、変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１、及び次の基準タイミングのそれぞれに対応するリアクトル電流の電流値ｉ_０，ｉ_Ｄ１０，ｉ_Ｄ１１，ｉ_Ｄ１２，ｉ_Ｄ２０，ｉ_Ｄ２１，ｉ_２を算出する機能部である。具体的には、力行時には次の式（８）〜式（１４）によって、回生時には次の式（１５）〜式（２１）によって、それぞれ各電流値を算出する。 The reactor current calculation unit 102 _measures the measured values of the voltages e _u , e _v , e _w and V _dc for each period of the carrier signal C, and the modulation rates D ₁₀ , D ₁₁ and D ₁₂ , calculated by the modulation unit 101. based on the D _{20, D 21,} the reference timing, modulation factor _{D 10, D 11, D 12} , D 20, D 21, and the current value _i 0 of the reactor current corresponding to each of the next reference _{timing, i D10} , I _D11 , i _D12 , i _D20 , i _D21 , and i ₂ are calculated. Specifically, at the time of power running, each current value is calculated by the following formulas (8) to (14), and at the time of regeneration by the following formulas (15) to (21).

ここで、式（８）〜式（２１）中に示した関数ｆｕｎｃ（Ｄ）（Ｄは、基準タイミングからの経過時間）は、次の式（２２）で表される。ただし、式（２２）内の電流値ｉ_{２＿ｐｒｅ}は、１つ前の周期における電流ｉ_２である。 Here, the functions func (D) (D is an elapsed time from the reference timing) shown in the equations (8) to (21) are expressed by the following equation (22). However, the current value i 2 _{_pre} in equation (22) is the current i ₂ in the _immediately preceding cycle.

図１７は、関数ｆｕｎｃ（Ｄ）の説明図である。同図に示すように、関数ｆｕｎｃ（Ｄ）は、キャリア信号Ｃの１周期の開始タイミング（基準タイミング）から終了タイミングまで、一定の減少率（又は増加率）で単調に変化する関数である。１周期の開始タイミングにおける関数ｆｕｎｃ（Ｄ）の値はｉ_{２＿ｐｒｅ}−ｉ_０であり、１周期の終了タイミングにおける関数ｆｕｎｃ（Ｄ）の値は０となる。 FIG. 17 is an explanatory diagram of the function func (D). As shown in the figure, the function func (D) is a function that changes monotonously at a constant decreasing rate (or increasing rate) from the start timing (reference timing) of one cycle of the carrier signal C to the end timing. The value of the function func (D) at the start timing of one cycle is i 2 — _pre −i ₀ , and the value of the function func (D) at the end timing of one cycle is 0.

図１７の電流値ｉ_Ｌ１は、関数ｆｕｎｃ（Ｄ）を加算せずに各電流値を算出した場合の電流値ｉ_Ｌを示しており、電流値ｉ_Ｌ２は、式（８）〜式（２１）のとおりに各電流値を算出した場合の電流値ｉ_Ｌを示している。電流値ｉ_Ｌ１を見ると理解されるように、関数ｆｕｎｃ（Ｄ）を用いずに、電流値ｉ_Ｌの１周期平均値を０として各電流値を算出すると、同じ基準タイミングで算出される電流値ｉ_０と電流値ｉ_２とが不一致となってしまう場合がある。関数ｆｕｎｃ（Ｄ）は、この状況を補正するためのもので、関数ｆｕｎｃ（Ｄ）を用いることにより、電流値ｉ_Ｌ２に示すように、同じ基準タイミングで算出される電流値ｉ_０と電流値ｉ_２とが一致するようになる。 The current value i _{L1 in} FIG. 17 indicates the current value i _L when each current value is calculated without adding the function func (D), and the current value i _L2 is represented by Expression (8) to Expression (21) The current value i _L when each current value is calculated as shown in FIG. As understood from the current value i _L1 , the current calculated at the same reference timing can be calculated by calculating each current value with the one cycle average value of the current value i _L being 0 without using the function func (D). The value i ₀ and the current value i ₂ sometimes do not match. Function func (D) is for correcting this situation, and by using function func (D), current value i ₀ and current value calculated at the same reference timing as indicated by current value i _L2 i ₂ will match.

図１６に戻る。延長量算出部１０３は、電力変換装置１が転流中状態にある間にリアクトル電流ｉ_Ｌがゼロクロスするタイミングと、その転流中状態の終了タイミングとに基づいて、制御タイミングの延長量を算出する機能部である。延長量算出部１０３は、変調部１０１が算出した変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１と、リアクトル電流算出部１０２が算出した電流値ｉ_０，ｉ_Ｄ１０，ｉ_Ｄ１１，ｉ_Ｄ１２，ｉ_Ｄ２０，ｉ_Ｄ２１，ｉ_２とを用い、キャリア信号Ｃの周期ごとに、この延長量の算出を行う。以下、図１８〜図２１を参照しながら、延長量算出部１０３が行う処理について詳細に説明する。 It returns to FIG. The extension amount calculation unit 103 calculates the extension amount of control timing based on the timing when the reactor current i _L crosses zero while the power conversion device 1 is in the commutation state and the end timing of the commutation state. Functional unit. Extension amount calculation section 103 calculates modulation factors D ₁₀ , D ₁₁ , D ₁₂ , D ₂₀ and D ₂₁ calculated by modulation section 101, and current values i ₀ , i _D10 , i _D11 , and the like calculated by reactor current calculation section 102. The amount of extension is calculated for each cycle of the carrier signal C using i _D12 , i _D20 , i _D21 and i ₂ . Hereinafter, the process performed by the extension amount calculation unit 103 will be described in detail with reference to FIGS. 18 to 21.

図１８及び図１９は、延長量算出部１０３が行う延長量算出処理を示すフロー図である。また、図２０は、延長量算出部１０３が回生時に算出する延長量Ｄ_ｃｏｍ１，Ｄ_ｃｏｍ２（第１及び第２の延長量）を示す図であり、図２１は、延長量算出部１０３が力行時に算出する延長量Ｄ_ｃｏｍ１，Ｄ_ｃｏｍ２（第１及び第２の延長量）を示す図である。 18 and 19 are flowcharts showing the extension amount calculation process performed by the extension amount calculation unit 103. FIG. 20 is a diagram showing the extension amounts D _com1 and D _com2 (first and second extension amounts) calculated by the extension amount calculation unit 103 at the time of regeneration, and FIG. It is a figure which shows the amount of extension D _com1 and D _com2 (1st and 2nd amount of extension) which are sometimes calculated.

ここで、以下の説明では「対象転流中状態」という用語を用いる場合があるが、これは、電力変換装置１がその転流中状態にある間にリアクトル電流ｉ_Ｌがゼロクロスする転流中状態であり、上述したように、回生時、力行時ともにキャリア信号Ｃの１周期の間に２つ存在する。図２０には、この対象転流中状態を転流中状態Ｓｔ−１，Ｓｔ−２として明示し、図２１には、この対象転流中状態を転流中状態Ｓｔ３−１，Ｓｔ３−２として明示している。 Here, although the term “target commutating state” may be used in the following description, this is because during commutation in which the reactor current i _L crosses zero while the power conversion device 1 is in the commutating state. As described above, two are present during one cycle of the carrier signal C, both during regeneration and during powering. In FIG. 20, the target commutation state is clearly shown as a commutating state St-1, St-2. In FIG. 21, this target commutating state is commutating state St3-1, St3-2. As clearly stated.

図１８に示すように、延長量算出部１０３はまず、転流中状態継続時間ｄｔを取得する（ステップＳ１）。この転流中状態継続時間ｄｔは、回生時には図６に示した所定時間ｄ_ｄｔであり、力行時には図７に示した所定時間ｄ_ｃｓである。所定時間ｄ_ｄｔ，ｄ_ｃｓは、制御装置４内の図示しない記憶装置に予め記憶される。 As shown in FIG. 18, the extension amount calculation unit 103 first acquires the commutation state duration dt (step S1). The commutation state duration dt is the predetermined time _ddt shown in FIG. 6 at the time of regeneration, and is the predetermined time _dcs shown in FIG. 7 at the time of power running. The predetermined times d _dt and d _cs are stored in advance in a storage device (not shown) in the control device 4.

次いで延長量算出部１０３は、１つ目の対象転流中状態（第１の転流中状態。回生時には転流中状態Ｓｔ−１、力行時には転流中状態Ｓｔ３−１）に関して、前後のリアクトル電流ｉ_Ｌの値（第１及び第２の電流値）に基づき、実際にゼロクロスが発生するか否かを判定する（ステップＳ２）。 Next, the extension amount calculation unit 103 determines whether the first target commutating state (first commutating state; commutating state St-1 during regeneration, commutating state St3-1 during powering) before and after. Based on the values (first and second current values) of the reactor current i _L , it is determined whether or not zero crossing actually occurs (step S2).

ステップＳ２の処理について詳しく説明すると、まず回生時については、電流値ｉ_Ｄ２０（第１の電流値：第１の転流中状態の開始タイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）及び電流値ｉ_Ｄ１１（第２の電流値：第１の転流中状態が終了した後、第１のノードｎ_１と第２のノードｎ_２の間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）のそれぞれと０とを比較する処理となる。これらがｉ_Ｄ２０＜０＜ｉ_Ｄ１１の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、実際にゼロクロスが発生すると判定し、その他の場合に、実際にはゼロクロスが発生しないと判定する。一方、力行時については、電流値ｉ_０（第１の電流値：第１の転流中状態の開始タイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）及び電流値ｉ_Ｄ２０（第２の電流値：第１の転流中状態が終了した後、第３のノードｎ_３と第４のノードｎ_４の間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）のそれぞれと０とを比較する処理となる。これらがｉ_０＜０＜ｉ_Ｄ２０の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、実際にゼロクロスが発生すると判定し、その他の場合に、実際にはゼロクロスが発生しないと判定する。 The process of step S2 will be described in detail. First, for regeneration, current value i _D20 (first current value: value of current flowing through reactor L at start timing of first commutation state) and current value i _D11 (second current value: after completing the first commutation in state, the value of the current flowing through the first node n ₁ and the reactor L in polarity first switched timing of the voltage between the second node n ₂ And 0) are compared. When these satisfy the relationship of i _D20 <0 <i _D11 , the extension amount calculation unit 103 determines that the zero cross actually occurs, and in other cases, determines that the zero cross does not actually occur. On the other hand, for powering, current value i ₀ (first current value: value of current flowing through reactor L at start timing of first commutation state) and current value i _D20 (second current value: first value) Each of the values of the current flowing through reactor L) is compared with 0 at the timing when the polarity of the voltage between the _third node n ₃ and the fourth node n ₄ is switched for the first time after the state of 1 during commutation ends. Processing. When these satisfy the relationship of i ₀ <0 <i _D20 , the extension amount calculation unit 103 determines that a zero cross actually occurs, and in other cases, determines that a zero cross does not actually occur.

ステップＳ２においてゼロクロスが発生しないと判定した場合（ステップＳ３の否定判定）の延長量算出部１０３は、延長量Ｄ_ｃｏｍ１に０を設定し（ステップＳ８）、図１９のステップＳ９に処理を進める。一方、ステップＳ２においてゼロクロスが発生すると判定した場合（ステップＳ３の肯定判定）の延長量算出部１０３は、前後のリアクトル電流ｉ_Ｌの値、及び、対応する変調率に基づき、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ１}（第１のゼロクロス発生タイミング）を算出する（ステップＳ４）。具体的には、回生時には次の式（２３）、力行時には次の式（２４）によって、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ１}を算出する。 When it is determined in step S2 that the zero cross does not occur (negative determination in step S3), the extension amount calculation unit 103 sets 0 as the extension amount D _com1 (step S8), and proceeds the process to step S9 in FIG. On the other hand, when it is determined in step S2 that a zero cross occurs (the affirmative determination in step S3), the extension amount calculation unit 103 determines the zero cross occurrence timing D _ZERO1 based on the values of the reactor current i _L before and after and the corresponding modulation factor. (First zero crossing occurrence timing) is calculated (step S4). Specifically, the zero cross occurrence timing D _ZERO1 is calculated by the following equation (23) during regeneration and the following equation (24) during power running.

次に延長量算出部１０３は、ステップＳ１で取得した転流中状態継続時間ｄｔに基づき、算出したゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ１}が対象転流中状態内のタイミングか否かを判定する（ステップＳ５）。 Next, the extension amount calculation unit 103 determines whether the calculated zero crossing occurrence timing D _ZERO1 is within the target commutation state based on the commutation state duration dt acquired at step S1 (step S5). .

ステップＳ５の処理について詳しく説明すると、まず回生時については、転流中状態Ｓｔ−１の終了タイミングＤ_２０＋ｄｔと、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ１}とを比較する処理となる。これらがＤ_２０＋ｄｔ＞Ｄ_{ＺＥＲＯ１}の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、対象転流中状態内のタイミングであると判定し、その他の場合に、対象転流中状態内のタイミングでないと判定する。一方、力行時については、転流中状態Ｓｔ３−１の終了タイミングｄｔと、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ１}とを比較する処理となる。これらがｄｔ＞Ｄ_{ＺＥＲＯ１}の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、対象転流中状態内のタイミングであると判定し、その他の場合に、対象転流中状態内のタイミングでないと判定する。 The process of step S5 will be described in detail. First, at the time of regeneration, it is a process of comparing the end timing D ₂₀ + dt of the commutation in-progress state St-1 with the zero cross occurrence timing D _ZERO1 . If these satisfy the relationship of D ₂₀ + dt> D _{ZERO 1} , the extension amount calculation unit 103 determines that the timing is within the target commutation state, and in other cases it is not the timing within the target commutation state It is determined that On the other hand, during powering, the end timing dt of the in-commuting state St3-1 and the zero cross occurrence timing D _ZERO1 are compared. When these satisfy the relationship of dt> D _ZERO1 , the extension amount calculation unit 103 determines that it is the timing in the target commutation state, and in other cases, determines that it is not the timing in the target commutation state Do.

ステップＳ５において対象転流中状態内のタイミングでないと判定した場合（ステップＳ６の否定判定）の延長量算出部１０３は、延長量Ｄ_ｃｏｍ１に０を設定し（ステップＳ８）、図１９のステップＳ９に処理を進める。一方、ステップＳ５において対象転流中状態内のタイミングであると判定した場合（ステップＳ６の肯定判定）の延長量算出部１０３は、転流中状態継続時間ｄｔに基づいて決まる転流中状態の終了タイミングと、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ１}とに基づき、延長量Ｄ_ｃｏｍ１を算出する。具体的には、回生時には次の式（２５）、力行時には次の式（２６）によって、延長量Ｄ_ｃｏｍ１を算出する。 When it is determined in step S5 that the timing is not within the target commutation state (negative determination in step S6), the extension amount calculation unit 103 sets the extension amount D _com1 to 0 (step S8), and step S9 in FIG. Proceed to On the other hand, when it is determined in step S5 that the timing is within the target commutation state (affirmative determination of step S6), the extension amount calculation unit 103 determines that the commutation state is determined based on the commutation state duration dt. The extension amount D _com1 is calculated based on the end timing and the zero cross occurrence timing D _ZERO1 . Specifically, the extension amount D _com1 is calculated by the following equation (25) during regeneration and by the following equation (26) during power running.

次に、延長量算出部１０３はステップＳ９に移り、２つ目の対象転流中状態（第２の転流中状態。回生時には転流中状態Ｓｔ−２、力行時には転流中状態Ｓｔ３−２）についての処理を開始する。   Next, the extension amount calculation unit 103 proceeds to step S9, and the second target commutating state (second commutating state; commutation state St-2 at regeneration, power commutation state St3-). Start processing of 2).

延長量算出部１０３はまず、対象転流中状態の前後のリアクトル電流ｉ_Ｌ（第３及び第４の電流値）の値に基づき、実際にゼロクロスが発生するか否かを判定する（ステップＳ９）。この処理は、まず回生時については、電流値ｉ_Ｄ２１（第３の電流値：第２の転流中状態の開始タイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）及び電流値ｉ_２（第４の電流値：第２の転流中状態が終了した後、第１のノードｎ_１と第２のノードｎ_２の間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）のそれぞれと０とを比較する処理となる。これらがｉ_２＜０＜ｉ_Ｄ２１の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、実際にゼロクロスが発生すると判定し、その他の場合に、実際にはゼロクロスが発生しないと判定する。一方、力行時については、電流値ｉ_Ｄ１１（第３の電流値：第２の転流中状態の開始タイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）及び電流値ｉ_Ｄ２１（第４の電流値：第２の転流中状態が終了した後、第３のノードｎ_３と第４のノードｎ_４の間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）のそれぞれと０とを比較する処理となる。これらがｉ_Ｄ２１＜０＜ｉ_Ｄ１１の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、実際にゼロクロスが発生すると判定し、その他の場合に、実際にはゼロクロスが発生しないと判定する。 The extension amount calculation unit 103 first determines whether or not zero crossing actually occurs based on the values of the reactor current i _L (third and fourth current values) before and after the target commutation state (step S9). ). In this process, first, at the time of regeneration, the current value i _D21 (third current value: the value of the current flowing through the reactor L at the start timing of the second commutation state) and the current value i ₂ (fourth current value: after the second commutation in state is completed, respectively 0 of the first node n ₁ and the value of the current polarity is flowing through the reactor L in the first switching timing of the voltage between the second node n ₂₎ And the process of comparing. When these satisfy the relationship of i ₂ <0 <i _D21 , the extension amount calculation unit 103 determines that a zero cross actually occurs, and in other cases, determines that a zero cross does not actually occur. On the other hand, for powering, the current value i _D11 (third current value: the value of the current flowing through the reactor L at the start timing of the second commutation state) and the current value i _D21 (fourth current value: the fourth after 2 commutation in state is completed, compares the respective and 0 the third node n ₃ value of a current polarity flows through the reactor L in the first switching timing of the voltage between the fourth node n ₄₎ Processing. When these satisfy the relationship of i _D21 <0 <i _D11 , the extension amount calculation unit 103 determines that the zero cross actually occurs, and in other cases, determines that the zero cross does not actually occur.

ステップＳ９においてゼロクロスが発生しないと判定した場合（ステップＳ１０の否定判定）の延長量算出部１０３は、延長量Ｄ_ｃｏｍ２に０を設定し（ステップＳ１５）、処理を終了する。一方、ステップＳ９においてゼロクロスが発生すると判定した場合（ステップＳ１０の肯定判定）の延長量算出部１０３は、前後のリアクトル電流ｉ_Ｌの値、及び、対応する変調率に基づき、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ２}（第２のゼロクロス発生タイミング）を算出する（ステップＳ１１）。具体的には、回生時には次の式（Ｓ２７）、力行時には次の式（２８）によって、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ２}を算出する。 When it is determined in step S9 that the zero cross does not occur (negative determination in step S10), the extension amount calculation unit 103 sets 0 as the extension amount D _com2 (step S15), and ends the processing. On the other hand, when it is determined in step S9 that a zero cross occurs (the affirmative determination in step S10), the extension amount calculation unit 103 determines the zero cross occurrence timing D _ZERO2 based on the values of the reactor current i _L before and after and the corresponding modulation factor. (The second zero cross occurrence timing) is calculated (step S11). Specifically, the zero cross occurrence timing D _ZERO2 is calculated by the following equation (S27) during regeneration and the following equation (28) during power running.

次に延長量算出部１０３は、ステップＳ１で取得した転流中状態継続時間ｄｔに基づき、算出したゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ２}が対象転流中状態内のタイミングか否かを判定する（ステップＳ１２）。具体的には、まず回生時については、転流中状態Ｓｔ−２の終了タイミングＤ_２１＋ｄｔと、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ２}とを比較する。そして、これらがＤ_２１＋ｄｔ＞Ｄ_{ＺＥＲＯ２}の関係を満たす場合に、対象転流中状態内のタイミングであると判定し、その他の場合に、対象転流中状態内のタイミングでないと判定する。一方、力行時については、転流中状態Ｓｔ３−２の終了タイミングＤ_１１＋ｄｔと、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ２}とを比較する。これらがＤ_１１＋ｄｔ＞Ｄ_{ＺＥＲＯ２}の関係を満たす場合に、対象転流中状態内のタイミングであると判定し、その他の場合に、対象転流中状態内のタイミングでないと判定する。 Next, the extension amount calculation unit 103 determines whether the calculated zero crossing occurrence timing D _ZERO2 is a timing within the target commutation state based on the commutation state duration dt acquired in step S1 (step S12). . Specifically, first for regenerative compares the end timing _D 21 + dt states St-2 in commutation, and a zero-crossing generation timing _{D ZERO2.} Then, it is determined that they are in the case of satisfying the relationship of D _{21 +} dt> D _ZERO2, determines that the timing within a subject commutation state, otherwise, not the timing in a subject commutation state. On the other hand, at the time of powering, the end timing D ₁₁ + dt of the commutation state St 3-2 is compared with the zero cross occurrence timing D _{ZERO 2} . When these satisfy the relation of D ₁₁ + dt> D _{ZERO 2} , it is determined that the timing is within the target commutation state, and otherwise it is determined that the timing is not within the target commutation state.

ステップＳ１２において対象転流中状態内のタイミングでないと判定した場合（ステップＳ１３の否定判定）の延長量算出部１０３は、延長量Ｄ_ｃｏｍ２に０を設定し（ステップＳ１５）、処理を終了する。一方、ステップＳ１２において対象転流中状態内のタイミングであると判定した場合（ステップＳ１３の肯定判定）の延長量算出部１０３は、転流中状態継続時間ｄｔに基づいて決まる転流中状態の終了タイミングと、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ２}とに基づき、延長量Ｄ_ｃｏｍ２を算出する。具体的には、回生時には次の式（２９）、力行時には次の式（３０）によって、延長量Ｄ_ｃｏｍ２を算出する。 When it is determined in step S12 that the timing is not within the target commutation state (negative determination in step S13), the extension amount calculation unit 103 sets 0 as the extension amount D _com2 (step S15), and ends the process. On the other hand, when it is determined in step S12 that the timing is within the target commutation state (affirmative determination in step S13), the extension amount calculation unit 103 determines that the commutation state is determined based on the commutation state duration dt. The extension amount D _com2 is calculated based on the end timing and the zero cross occurrence timing D _ZERO2 . Specifically, the extension amount D _com2 is calculated by the following equation (29) during regeneration and the following equation (30) during powering.

図１６に戻る。延長量算出部１０３は、以上のようにして算出した延長量Ｄ_ｃｏｍ１，Ｄ_ｃｏｍ２を、転流中状態継続時間ｄｔとともに制御部１０４に供給する。制御部１０４は、延長量算出部１０３から供給されるこれらの情報の他、変調部１０１が算出した変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１と、リアクトル電流算出部１０２が算出した電流値ｉ_０，ｉ_Ｄ１０，ｉ_Ｄ１１，ｉ_Ｄ１２，ｉ_Ｄ２０，ｉ_Ｄ２１，ｉ_２とに基づいて、図１に示したスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎ，Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２の状態制御を行う。 It returns to FIG. The extension amount calculation unit 103 supplies the extension amounts D _com1 and D _com2 calculated as described above to the control unit 104 together with the commutation state duration dt. The control unit 104 includes the modulation factors D ₁₀ , D ₁₁ , D ₁₂ , D ₂₀ , and D ₂₁ calculated by the modulation unit 101 and the reactor current calculation unit 102 in addition to the information supplied from the extension amount calculation unit 103. Based on the calculated current values i ₀ , i _D10 , i _D11 , i _D12 , i _D20 , i _D21 , i ₂ , the switch elements G _pu , G _up , G _pv , G _vp , G _pw shown in FIG. , G _wp , G _nu , G _un , G _nv , G _vn , G _nw , G _wn , G ₁₁ , G ₂₁ , G ₁₂ and G ₂₂ are controlled.

具体的に説明すると、制御部１０４はまず、変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１のうち１つ目の対象転流中状態の電流ゼロクロスタイミング以降に到来するものに、延長量Ｄ_ｃｏｍ１を加算する処理を行う。この加算処理の対象となる変調率としては、回生時には変調率Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２１が該当し、力行時には変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１のすべてが該当する。 Specifically, the control unit 104 first receives modulation factors D ₁₀ , D ₁₁ , D ₁₂ , D ₂₀ , and D ₂₁ that arrive after the current zero cross timing of the first target commutation state, A process of adding the extension amount D _com1 is performed. The modulation factors to be subjected to the addition process correspond to modulation factors D ₁₁ , D ₁₂ and D ₂₁ at the time of regeneration, and all the modulation factors D ₁₀ , D ₁₁ , D ₁₂ , D ₂₀ and D ₂₁ at the time of power running. Do.

続いて制御部１０４は、変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１のうち２つ目の対象転流中状態の電流ゼロクロスタイミング以降に到来するものに、延長量Ｄ_ｃｏｍ２を加算する処理を行う。この加算処理の対象となる変調率としては、力行時には変調率Ｄ_１２，Ｄ_２１が該当する。回生時には、この加算処理の対象となる変調率は存在しない。 Subsequently, the control unit 104 causes the extension amount D _com2 to be _reached after the current zero cross timing of the second target commutating state among the modulation factors D ₁₀ , D ₁₁ , D ₁₂ , D ₂₀ , D _21. Perform processing to add. As the modulation factor to be subjected to the addition processing, the modulation factors D ₁₂ and D ₂₁ correspond to the time of power running. At the time of regeneration, there is no modulation factor to be subjected to the addition process.

これらの加算処理後の変調率を修正変調率Ｄ_１０ａ，Ｄ_１１ａ，Ｄ_１２ａ，Ｄ_２０ａ，Ｄ_２１ａとし、それぞれを数式で表すと、次の式（３１）及び式（３２）となる。式（３１）は回生時、式（３２）は力行時に対応している。図２０及び図２１には、修正変調率Ｄ_１０ａ，Ｄ_１１ａ，Ｄ_１２ａ，Ｄ_２０ａ，Ｄ_２１ａのそれぞれを、加算処理前の変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１とともに図示している。 These addition processing after the modulation factor correction modulation factor _{D 10a, D 11a, D 12a} , D 20a, and _{D 21a,} expressed respectively in a formula, the following equation (31) and (32). Equation (31) corresponds to regeneration and equation (32) to power. In FIG. 20 and FIG. 21, each of the corrected modulation rates D _10a , D _11a , D _12a , D _20a , D _21a is shown together with the modulation rates D ₁₀ , D ₁₁ , D ₁₂ , D ₂₀ , D ₂₁ before the addition processing. It is illustrated.

制御部１０４はさらに、延長量Ｄ_ｃｏｍ１，Ｄ_ｃｏｍ２に基づいて、キャリア信号Ｃの最大値ＡＭＰを修正する処理を行う。この処理は、キャリア信号Ｃの１周期をＤ_ｃｏｍ１＋Ｄ_ｃｏｍ２だけ延長するための処理であり、具体的には、回生時・力行時ともに次の式（３３）により修正最大値ＡＭＰａが算出される。 The control unit 104 further performs a process of correcting the maximum value AMP of the carrier signal C based on the extension amounts D _com1 and D _com2 . This process is a process for extending one cycle of the carrier signal C by D _com1 + D _com2 . Specifically, the correction maximum value AMPa is calculated by the following equation (33) during regeneration and during powering: .

以上のようにして修正変調率Ｄ_１０ａ，Ｄ_１１ａ，Ｄ_１２ａ，Ｄ_２０ａ，Ｄ_２１ａ及び修正最大値ＡＭＰａを求めた制御部１０４は、その後、修正最大値ＡＭＰａに基づいてキャリア信号Ｃの生成を行い、さらに、このキャリア信号Ｃが０であるタイミングを基準として、修正変調率Ｄ_１０ａ，Ｄ_１１ａ，Ｄ_１２ａ，Ｄ_２０ａ，Ｄ_２１ａのそれぞれに基づくタイミングで、図１に示したスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎ，Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２の状態制御を行う。その結果、図２０及び図２１に示すように、転流中状態を設けたことによって抑制されたリアクトル電流ｉ_Ｌの変化分が補償され、転流中状態を設けない場合と実質的に同振幅のリアクトル電流ｉ_Ｌを得ることが可能になる。 Above manner, the modified modulation factor _{D 10a, D 11a, D 12a} , D 20a, the control unit 104 of obtaining the _{D 21a} and modifications maximum AMPa is then the generation of the carrier signal C based on the modified maximum value AMPa Further, with reference to the timing at which the carrier signal C is 0, the switch element G _pu shown in FIG. 1 at a timing based on each of the corrected modulation rates D _{10 a} , D _{11 a} , D _{12 a} , D _{20 a} , D ₂₁ a. , G _up , G _pv , G _vp , G _pw , G _wp , G _nu , G _un , G _nv , G _vn , G _nw , G _wn , G ₁₁ , G ₂₁ , G ₁₂ and G ₂₂ are controlled. . As a result, as shown in FIGS. 20 and 21, the change in reactor current i _L suppressed by providing the commutation state is compensated, and the same amplitude as in the case where the commutation state is not provided. It is possible to obtain a reactor current i _L of

以上説明したように、本実施の形態による制御装置４によれば、算出した延長量Ｄ_ｃｏｍ１，Ｄ_ｃｏｍ２に基づいて、ゼロクロスに対応する転流中状態（回生時には転流中状態Ｓｔ−１，Ｓｔ−２、力行時には転流中状態Ｓｔ３−１，Ｓｔ３−２）の終了後におけるスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎ，Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２の状態制御タイミングを遅延させるので、電力変換装置１がこれらの転流中状態である間に抑制されたリアクトル電流ｉ_Ｌの変化分を、転流中状態の終了後に取り戻すことができる。したがって、転流中状態を使用しつつも、出力電力誤差や入力電流歪みを低減することが可能になる。 As described above, according to the control device 4 according to the present embodiment, the commutation state corresponding to the zero cross (the commutation state St-1, during regeneration ₎ , based on the calculated extension amounts D _com1 and D _com2 . St-2, when power running, switch elements G _pu , G _up , G _pv , G _vp , G _pw , G _wp , G _nu , G _un , G _un , G _nv after the end of the commutation state St 3-1, St 3-2) , G _vn , G _nw , G _wn , G ₁₁ , G ₂₁ , G ₁₂ , and G ₂₂ delay the state control timing, so that the reactor current is suppressed while the power conversion device 1 is in the commutation state. The change in i _L can be recovered after the end of the commutation state. Therefore, it is possible to reduce the output power error and the input current distortion while using the commutation state.

また、本実施の形態によれば、スイッチ素子の状態制御タイミングを遅延させた分だけキャリア信号Ｃの１周期を延長するので、スイッチ素子の状態制御タイミングの遅延によって他の状態制御タイミングに悪影響を与えることなくリアクトル電流ｉ_Ｌに新たな誤差が生ずることを防止できる。 Further, according to the present embodiment, since one cycle of the carrier signal C is extended by the delay of the state control timing of the switch element, the delay of the state control timing of the switch element adversely affects other state control timing. It is possible to prevent the occurrence of a new error in the reactor current i _L without applying it.

以下、電力変換装置１及び制御装置４を用いて実際に実験を行った結果を示しながら、本発明の効果について説明する。以下では、上記実施の形態による制御装置４を用いて実験を行った結果である実施例と、本発明の背景技術による制御装置４を用いて実験を行った結果である比較例とを示す。各実験で用いた各パラメータの値は、以下の表１に示すとおりである。また、スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎとしては、セミクロン社製のＳＫＭ１５０ＧＭ１２Ｔ４Ｇを用いた。 Hereinafter, the effect of the present invention will be described while showing the results of experiments actually performed using the power conversion device 1 and the control device 4. Below, the Example which is a result of having conducted experiment using the control apparatus 4 by the said embodiment, and the comparative example which is a result of having conducted experiment using the control apparatus 4 by the background art of this invention are shown. The values of each parameter used in each experiment are as shown in Table 1 below. As the switch elements S _up , S _vp , S _wp , S _un , S _vn , and S _wn , SKM150GM12T4G manufactured by SEMIKRON was used.

図２２（ａ）は伝送電力Ｐの測定結果を示す図であり、図２２（ｂ）は入力電流ｉ_ｅｕの歪み率（ＴＨＤ：Total Harmonic Distortion）の測定結果を示す図である。両図とも、横軸は電力指令値Ｐ^＊である。また、図２３（ａ）及び図２３（ｂ）はそれぞれ、図２１（ａ）に示した動作点Ａ（実施例）における電入力圧ｅ_ｕ及び入力電流ｉ_ｅｕの測定結果を示す図であり、図２４（ａ）及び図２４（ｂ）はそれぞれ、図２１（ａ）に示した動作点Ｂ（比較例）における入力電圧ｅ_ｕ及び入力電流ｉ_ｅｕの測定結果を示す図である。これらの図の横軸は時間である。 FIG. 22 (a) is a diagram showing the measurement results of the transmission power P, and FIG. 22 (b) is a diagram showing the measurement results of the distortion rate (THD: Total Harmonic Distortion) of the input current _ime . In both figures, the horizontal axis is the power command value P ^* . FIGS. 23 (a) and 23 (b) are diagrams showing the measurement results of the electric input pressure e _u and the input current i _eu respectively at the operating point A (example) shown in FIG. 21 (a). FIGS. 24 (a) and 24 (b) are diagrams showing the measurement results of the input voltage e _u and the input current i _{eu at} the operating point B (comparative example) shown in FIG. 21 (a). The horizontal axis of these figures is time.

図２２（ａ）を参照すると、比較例では動作領域によっては伝送電力Ｐに大きな誤差が生じているのに対し、実施例ではそのような誤差がほとんど生じていない。このことは、比較例と比べて、実施例では出力電力誤差が低減されていることを示している。   Referring to FIG. 22A, in the comparative example, a large error occurs in the transmission power P depending on the operation region, but in the embodiment, such an error hardly occurs. This indicates that the output power error is reduced in the example as compared to the comparative example.

次に図２２（ｂ）を参照すると、マイナスの電力指令値Ｐ^＊に対応する回生時においては、比較例では幅広い動作領域にわたって入力電流ｉ_ｅｕの歪み率が大きくなっているのに対し、実施例ではほぼすべての動作領域で入力電流ｉ_ｅｕの歪み率が抑制されている。例えば回生定格出力−１０００Ｗの６０％に相当する−６００Ｗにおいては、入力電流ｉ_ｅｕの歪み率が２３．５％から４．０％にまで抑制されている。一方、プラスの電力指令値Ｐ^＊に対応する力行時においては、低出力では実施例の歪み率が大きくなってしまっているものの、力行定格出力１０００Ｗの４０％程度以上で動作させた場合の歪み率としては、比較例よりも小さな値が得られている。したがって、実施例によれば、多くの実用的な動作領域で、比較例よりも入力電流の歪みが抑制されると言える。 Next, referring to FIG. 22 (b), at the time of regeneration corresponding to negative power command value P ^* , in the comparative example, the distortion rate of input current i _eu is increased over a wide operation region, while In the example, the distortion rate of the input current i _eu is suppressed in almost all operation regions. For example, in the -600W equivalent to 60% of the regeneration rated output -1000W, distortion factor of the input current _{i eu} is suppressed to 4.0% from 23.5%. On the other hand, at the time of power running corresponding to positive power command value P ^* , although the distortion rate of the embodiment becomes large at low power, the distortion when operated at about 40% or more of the power running rated output 1000W. The rate is smaller than that of the comparative example. Therefore, according to the embodiment, it can be said that distortion of the input current is suppressed more than in the comparative example in many practical operation regions.

このことは、図２３及び図２４に示した実験結果からも確認される。これらの図によれば、回生定格出力−１０００Ｗの６０％に相当する−６００Ｗ（図２２（ａ）に示した動作点Ａ，Ｂ）において、比較例では入力電流ｉ_ｅｕに大きな歪みが生じているのに対し、実施例では入力電流ｉ_ｅｕの歪みが抑制されている。 This is also confirmed from the experimental results shown in FIG. 23 and FIG. According to these figures, a large distortion occurs in the input current _eu in the comparative example at -600 W (operating points A and B shown in FIG. 22A) corresponding to 60% of the regenerative rated output -1000 W. In contrast, in the embodiment, distortion of the input current _eu is suppressed.

このように、本実施の形態による制御装置４によって出力電力誤差や入力電流歪みを低減できることは、実験の結果からも確認されている。   Thus, it is also confirmed from the results of experiments that the output power error and the input current distortion can be reduced by the control device 4 according to the present embodiment.

以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。   The preferred embodiments of the present invention have been described above, but the present invention is not limited to these embodiments in any way, and the present invention can be implemented in various aspects without departing from the scope of the present invention. Of course.

１ 電力変換装置
２ 系統電源
３ 負荷
４ 制御装置
１０ 三相単相マトリックスコンバータ
２０ トランス
２０ａ，２０ｂ コイル
３０ ＡＣ／ＤＣコンバータ
４０ 保護回路
１００ 数値演算部
１０１ 変調部
１０２ リアクトル電流算出部
１０３ 延長量算出部
１０４ 制御部
ＡＭＰ キャリア信号Ｃの最大値
ＡＭＰａ キャリア信号Ｃの修正最大値
Ｃ キャリア信号
Ｃ１ キャパシタ
Ｃｆ 入力キャパシタ
Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１ 変調率
Ｄ_１０ａ，Ｄ_１１ａ，Ｄ_１２ａ，Ｄ_２０ａ，Ｄ_２１ａ 修正変調率
Ｄ_ｃｏｍ１，Ｄ_ｃｏｍ２ 延長量
Ｄ_{ＺＥＲＯ１}，Ｄ_{ＺＥＲＯ２} ゼロクロス発生タイミング
Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎ，Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２ スイッチ素子
Ｌ リアクトル
Ｌｆ 交流リアクトル
Ｐ^＊ 電力指令値
Ｒｆ ダンピング抵抗
Ｓａ 転流元のスイッチ状態
Ｓｂ 転流先のスイッチ状態
Ｓｔ，Ｓｔ１〜Ｓｔ３ 転流中状態
Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ 双方向スイッチ素子
ｄ_０，ｄ_１ 操作パラメータ
ｄｔ，ｄ_ｄｔ，ｄ_ｃｓ 転流中状態継続時間
ｉ_Ｌ リアクトル電流 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 power converter 2 system power supply 3 load 4 control device 10 three-phase single-phase matrix converter 20 transformer 20a, 20b coil 30 AC / DC converter 40 protection circuit 100 numerical operation unit 101 modulation unit 102 reactor current calculation unit 103 extension amount calculation unit 104 control unit AMP corrected maximum value of the maximum value AMPa carrier signal C of the carrier signal C C carrier signal C1 capacitor Cf input capacitor _{D 10, D 11, D 12} , D 20, D 21 modulation factor _{D 10a, D 11a, D 12a} , D _20a , D _21a corrected modulation rate D _com1 , D _com2 extension amount D _ZERO1 , D _ZERO2 zero cross generation timing G _pu , G _up , G _pv , G _vp , G _pw , G _wp , G _nu , G _un , G _nv , G _vn , G _nw , G _wn , G ₁₁ , G ₂₁ , G ₁₂ , G ₂₂ switch element L reactor Lf AC reactor P ^* power command value Rf damping resistance Sa commutation source switch state Sb commutation destination switch state St, St 1 to St 3 commutation in progress state S _up , S _vp , S _wp , S _un , S _vn , S _wn bi-directional switch element d ₀ , d ₁ operating parameters dt, d _dt , d _cs commutation state duration i _L reactor current

Claims (8)

互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、
一端が直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、
一端が三相交流の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータと、
前記第１のノードと前記第１のコイルとの間に挿入されたリアクトルと
を有する電力変換装置が転流元のスイッチ状態から第１の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て転流先のスイッチ状態に遷移することとなるよう前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行う前記電力変換装置の制御装置であって、
前記電力変換装置が前記第１の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第１のゼロクロス発生タイミングと、前記第１の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第１の延長量を算出する延長量算出部と、
前記第１の延長量に基づいて、前記第１の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる制御部と
を備える制御装置。 A transformer having first and second coils magnetically coupled to each other;
A first unidirectional switch element having one end connected to a fifth node constituting one end of a DC power supply and the other end connected to a third node constituting one end of the second coil, the one end being the DC A second one-way switch element connected to a sixth node constituting the other end of the power supply and the other end connected to the third node, one end connected to the fifth node, and the other end A third unidirectional switch element connected to a fourth node constituting the other end of the second coil, and one end connected to the sixth node and the other end connected to the fourth node An AC / DC converter having a fourth unidirectional switch element;
A first bidirectional switch element, one end of which is connected to a seventh node corresponding to the first phase of the three-phase alternating current, and the other end of which is connected to a first node of one end of the first coil; Is connected to an eighth node corresponding to the second phase of the three-phase alternating current, and the other end is connected to the first node at the second bidirectional switch element, and one end thereof is the third phase of the three-phase alternating current A second bidirectional switch element connected to the ninth node corresponding to the other end, the other end connected to the first node, one end connected to the seventh node, and the other end connected to the first coil A fourth bidirectional switch element connected to a second node constituting the other end of the second, and a fifth bidirectional switch element having one end connected to the eighth node and the other end connected to the second node A switch element, and one end connected to the ninth node and the other end connected to the second node A matrix converter having a sixth bidirectional switching element which is,
A power converter having a reactor inserted between the first node and the first coil is switched from a commutation source switch state to one or more commutation states including a first commutation state. The control device of the power converter performs state control of the first to fourth unidirectional switch elements and the first to sixth bidirectional switch elements so as to transit to a switch state of a commutation destination through There,
Based on a first zero-cross occurrence timing at which the current flowing through the reactor crosses zero while the power conversion device is in the first commutation state, and an end timing of the first commutation state An extension amount calculation unit that calculates a first extension amount;
Timing for performing state control of the first to fourth unidirectional switch elements and the first to sixth bidirectional switch elements after the end of the first commutation state based on the first extension amount And a control unit for delaying the control signal. 電力指令値、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、及び前記直流電源の電圧値に基づいて、第１及び第２の操作パラメータを算出する数値処理部と、
前記第１及び第２の操作パラメータに基づき、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを示す複数の変調率を算出する変調部と、
前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、前記直流電源の電圧値、及び前記複数の変調率に基づいて、前記第１の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第１の電流値と、前記第１の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第２の電流値とを算出するリアクトル電流算出部とをさらに備え、
前記延長量算出部は、前記第１及び第２の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第１及び第２の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第１のゼロクロス発生タイミングが前記第１の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第１の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第１の転流中状態の終了タイミングと前記第１のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第１の延長量を算出し、
前記制御部は、前記複数の変調率のうち前記第１の転流中状態の終了後に対応するものに前記第１の延長量を加算することにより、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる
請求項１に記載の制御装置。 A numerical processing unit that calculates first and second operation parameters based on the power command value, the voltage values of the first to third phases of the three-phase alternating current, and the voltage value of the DC power supply;
Based on the first and second operation parameters, a plurality of modulation factors indicating timings of performing state control of the first to fourth unidirectional switch elements and the first to sixth bidirectional switch elements are calculated. A modulation unit,
Flow through the reactor at the start timing of the first state during commutation based on the voltage values of the first to third phases of the three-phase alternating current, the voltage values of the DC power supply, and the plurality of modulation factors The timing when the polarity of the voltage between the third node and the fourth node is switched for the first time during powering after the first current value which is the current value and the first commutation state is ended, regeneration Sometimes, the reactor further includes a reactor current calculation unit that calculates a second current value that is a value of current flowing through the reactor at a timing when the polarity of the voltage between the first node and the second node switches for the first time,
The extension amount calculation unit determines whether or not the current flowing through the reactor crosses the zero based on the first and second current values, and further determines that the first and second currents are determined to cross zero. Determining whether or not the first zero cross occurrence timing calculated based on the value and the corresponding one of the plurality of modulation factors is the timing within the first commutation state; The first extension amount is calculated based on the end timing of the first commutation state and the first zero cross occurrence timing when it is determined that the timing is within the in-flow state;
The control unit adds the first amount of extension to a corresponding one of the plurality of modulation factors after the end of the first commutation state, to thereby form the first to fourth unidirectional switch elements. The control device according to claim 1, wherein the timing of performing state control of the first to sixth bidirectional switch elements is delayed. 前記第１の転流中状態は、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子のすべてがオフである状態である
請求項１又は２に記載の制御装置。 The control device according to claim 1 or 2, wherein the first commutation state is a state in which all of the first to fourth one-way switch elements are off. 前記第１の転流中状態は、前記第１及び第６の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第２乃至第５の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態である
請求項１又は２に記載の制御装置。 In the first commutation state, the first and sixth bi-directional switch elements respectively conduct current only in one direction, and all the second to fifth bi-directional switch elements are off. The control device according to claim 1. 互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、
一端が直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、
一端が三相交流の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータと、
前記第１のノードと前記第１のコイルとの間に挿入されたリアクトルと
を有する電力変換装置が第１の転流元のスイッチ状態から第１の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て第１の転流先のスイッチ状態に遷移し、さらに、第２の転流元のスイッチ状態から第２の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て第２の転流先のスイッチ状態に遷移することとなるよう前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行う前記電力変換装置の制御装置であって、
前記電力変換装置が前記第１の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第１のゼロクロス発生タイミングと、前記第１の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第１の延長量を算出するとともに、前記電力変換装置が前記第２の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第２のゼロクロス発生タイミングと、前記第２の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第２の延長量を算出する延長量算出部と、
前記第１の延長量に基づいて、前記第１の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させ、前記第２の延長量に基づいて、前記第２の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる制御部と
を備える制御装置。 A transformer having first and second coils magnetically coupled to each other;
A first unidirectional switch element having one end connected to a fifth node constituting one end of a DC power supply and the other end connected to a third node constituting one end of the second coil, the one end being the DC A second one-way switch element connected to a sixth node constituting the other end of the power supply and the other end connected to the third node, one end connected to the fifth node, and the other end A third unidirectional switch element connected to a fourth node constituting the other end of the second coil, and one end connected to the sixth node and the other end connected to the fourth node An AC / DC converter having a fourth unidirectional switch element;
A first bidirectional switch element, one end of which is connected to a seventh node corresponding to the first phase of the three-phase alternating current, and the other end of which is connected to a first node of one end of the first coil; Is connected to an eighth node corresponding to the second phase of the three-phase alternating current, and the other end is connected to the first node at the second bidirectional switch element, and one end thereof is the third phase of the three-phase alternating current A second bidirectional switch element connected to the ninth node corresponding to the other end, the other end connected to the first node, one end connected to the seventh node, and the other end connected to the first coil A fourth bidirectional switch element connected to a second node constituting the other end of the second, and a fifth bidirectional switch element having one end connected to the eighth node and the other end connected to the second node A switch element, and one end connected to the ninth node and the other end connected to the second node A matrix converter having a sixth bidirectional switching element which is,
A power converter having a reactor inserted between the first node and the first coil is one or more commutations including a first commutation state from a switch state of a first commutation source The transition to the first commutation destination switch state via the middle state, and the second commutation source state to the second commutation state including the second commutation state from the second commutation source switch state. A control device of the power conversion device, which performs state control of the first to fourth unidirectional switch elements and the first to sixth bidirectional switch elements so as to make a transition to a commutation destination switch state. ,
Based on a first zero-cross occurrence timing at which the current flowing through the reactor crosses zero while the power conversion device is in the first commutation state, and an end timing of the first commutation state Calculating a first extension amount, and a second zero crossing occurrence timing at which the current flowing through the reactor crosses zero while the power conversion device is in the second commutation state; An extension amount calculation unit that calculates a second extension amount based on the end timing of the commutation state of
Timing for performing state control of the first to fourth unidirectional switch elements and the first to sixth bidirectional switch elements after the end of the first commutation state based on the first extension amount And the states of the first to fourth unidirectional switch elements and the first to sixth bidirectional switch elements after the end of the second commutation state based on the second extension amount. And a control unit for delaying the timing of performing control. 電力指令値、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、及び前記直流電源の電圧値に基づいて、第１及び第２の操作パラメータを算出する数値処理部と、
前記第１及び第２の操作パラメータに基づき、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを示す複数の変調率を算出する変調部と、
前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、前記直流電源の電圧値、及び前記複数の変調率に基づいて、前記第１の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第１の電流値と、前記第１の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第２の電流値と、前記第２の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第３の電流値と、前記第２の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第４の電流値とを算出するリアクトル電流算出部とをさらに備え、
前記延長量算出部は、前記第１及び第２の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第１及び第２の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第１のゼロクロス発生タイミングが前記第１の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第１の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第１の転流中状態の終了タイミングと前記第１のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第１の延長量を算出し、
前記延長量算出部は、前記第３及び第４の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第３及び第４の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第２のゼロクロス発生タイミングが前記第２の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第２の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第２の転流中状態の終了タイミングと前記第２のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第２の延長量を算出し、
前記制御部は、前記複数の変調率のうち前記第１の転流中状態の終了後に対応するものに前記第１の延長量を加算するとともに、前記複数の変調率のうち前記第２の転流中状態の終了後に対応するものに前記第２の延長量を加算することにより、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる
請求項５に記載の制御装置。 A numerical processing unit that calculates first and second operation parameters based on the power command value, the voltage values of the first to third phases of the three-phase alternating current, and the voltage value of the DC power supply;
Based on the first and second operation parameters, a plurality of modulation factors indicating timings of performing state control of the first to fourth unidirectional switch elements and the first to sixth bidirectional switch elements are calculated. A modulation unit,
Flow through the reactor at the start timing of the first state during commutation based on the voltage values of the first to third phases of the three-phase alternating current, the voltage values of the DC power supply, and the plurality of modulation factors The timing when the polarity of the voltage between the third node and the fourth node is switched for the first time during powering after the first current value which is the current value and the first commutation state is ended, regeneration Sometimes the second current value which is the value of the current flowing through the reactor at the timing when the polarity of the voltage between the first node and the second node switches for the first time, and the start timing of the second commutation state The third current value, which is the value of the current flowing through the reactor, and the polarity of the voltage between the third node and the fourth node during powering after the second commutation in progress state ends. The first time to change And a reactor current calculation unit for calculating a fourth current value which is a value of the current flowing through the reactor at the timing when the polarity of the voltage between the first node and the second node switches for the first time during regeneration. In addition,
The extension amount calculation unit determines whether or not the current flowing through the reactor crosses the zero based on the first and second current values, and further determines that the first and second currents are determined to cross zero. Determining whether or not the first zero cross occurrence timing calculated based on the value and the corresponding one of the plurality of modulation factors is the timing within the first commutation state; The first extension amount is calculated based on the end timing of the first commutation state and the first zero cross occurrence timing when it is determined that the timing is within the in-flow state;
The extension amount calculation unit determines whether or not the current flowing through the reactor crosses the zero based on the third and fourth current values, and further determines that the current crosses the third and fourth current. Determining whether the second zero crossing occurrence timing calculated based on the value and the corresponding one of the plurality of modulation factors is the timing within the second commutation state; The second extension amount is calculated based on the end timing of the second commutation state and the second zero cross occurrence timing when it is determined that the timing is within the in-flow state;
The control unit adds the first extension amount to the corresponding one of the plurality of modulation factors after the end of the first commutation state, and the second rotation factor among the plurality of modulation factors. State control of the first to fourth unidirectional switch elements and the first to sixth bidirectional switch elements is performed by adding the second extension amount to the corresponding one after the end of the in-flow state The control device according to claim 5, wherein the timing is delayed. 前記第１及び第２の転流中状態はそれぞれ、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子のすべてがオフである状態である
請求項５又は６に記載の制御装置。 The control device according to claim 5 or 6, wherein each of the first and second commutation state is a state in which all of the first to fourth one-way switch elements are off. 前記第１の転流中状態は、前記第１及び第６の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第２乃至第５の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であり、
前記第２の転流中状態は、前記第３及び第４の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第１，第２，第５，第６の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態である
請求項５又は６に記載の制御装置。 In the first commutation state, the first and sixth bi-directional switch elements respectively conduct current only in one direction, and all the second to fifth bi-directional switch elements are off. Yes,
In the second commutation state, all of the first, second, fifth, and sixth bi-directional switch elements allow the third and fourth bi-directional switch elements to flow current only in one direction. The control device according to claim 5 or 6, wherein

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