JP2019047566A - マイクロ波整流回路 - Google Patents

Abstract

【課題】受電したマイクロ波がアンテナから外部空間へ再放射されることを抑制し得るマイクロ波整流回路を提供すること。
【解決手段】交流電力を整流するマイクロ波整流回路であって、前記交流電力が入力される入力線路と、前記入力線路の出力側の分岐点からｎ（ｎは３以上の正の整数）本に分岐する複数の分岐線路と、前記複数の分岐線路それぞれに配設されて、当該分岐線路を通流する前記交流電力を整流する整流部と、前記複数の分岐線路のうちの少なくともｎ−１本の分岐線路の前記整流部の前段に設けられ、一の分岐線路を通流して前記整流部に到達する前記交流電力に対して、他のｎ−１本の分岐線路を通流して前記整流部に到達する前記交流電力がそれぞれ、ｋ（ｋは１〜ｎ−１の正の整数）×１８０／ｎ°ずつ異なる位相差を有するように、前記交流電力の位相をシフトする位相シフト部と、を備える。
【選択図】図１

Description

本開示は、マイクロ波整流回路に関する。

アンテナでマイクロ波帯域の電磁波を受電し、得られた高周波電力を整流して直流電力に変換（ＲＦ−ＤＣ変換）するレクテナ装置（Rectifying Antenna：レクチファイア・アンテナとも称される）が知られている（例えば、特許文献１や特許文献２を参照）。

この種のレクテナ装置で使用される整流回路（以下、「マイクロ波整流回路」と称する）においては、当該マイクロ波整流回路内からアンテナ側への反射波を抑制する要請がある。

一般に、高周波電力が使用される回路においては、回路間の接続部でインピーダンスが異なると反射波が起こる。そして、マイクロ波整流回路において、アンテナ側への反射波が発生した場合、当該反射波は、アンテナから外部空間へ再放射され、電力損失の増大を引き起こし、加えて、他の用途の電波への悪影響を及ぼすことにもなる。

特開２０１４−０２３０６９号公報 特開２０１２−０２３８５７号公報

かかる問題を解決するため、例えば、特許文献１には、整流ダイオードからなる整流部の前段に、オープンスタブによる高調波遮断フィルタと基本波のマッチング回路を配設することが記載されている。

しかしながら、特許文献１の従来技術においては、レクテナ装置内で発生する反射波が一定であることが前提となっている。一方、電磁波の伝搬態様は、実際には大きく変化する。その結果入力電力は変化するが、整流回路の非線形性のために整流部における反射特性は変化する。基本波の整合回路のパラメータはそれに併せて変化させる必要がある。そのため、特許文献１の従来技術では移動体などの電波環境が変化する応用ではアンテナ側への反射波を抑制することは、困難である。

また、特許文献２では、マイクロ波電力を２つの整流回路に分けて入力し、一方にλ／４の長さの線路を入れることで反射された波が互いに逆位相になり受信アンテナからの再放射が抑制されることが述べられている。しかし、我々の解析に寄れば、この技術は不十分であり、さらに広範囲な条件で反射を抑制し高いＲＦ／ＤＦ変換効率を実現する方法が存在する。

本開示は、上記の問題点に鑑みてなされたもので、電波環境が変化し整流部での反射特性が変化した場合でも受電したマイクロ波がアンテナから外部空間へ再放射されることを抑制し得るマイクロ波整流回路を提供することを目的とする。

前述した課題を解決する主たる本開示は、
交流電力を整流するマイクロ波整流回路であって、
前記交流電力が入力される入力線路と、
前記入力線路の出力側の分岐点からｎ（ｎは３以上の正の整数）本に分岐する複数の分岐線路と、
前記複数の分岐線路それぞれに配設されて、当該分岐線路を通流する前記交流電力を整流する整流部と、
前記複数の分岐線路のうちの少なくともｎ−１本の分岐線路の前記整流部の前段に設けられ、一の分岐線路を通流して前記整流部に到達する前記交流電力に対して、他のｎ−１本の分岐線路を通流して前記整流部に到達する前記交流電力がそれぞれ、ｋ（ｋは１〜ｎ−１の正の整数）×１８０／ｎ°ずつ異なる位相差を有するように、前記交流電力の位相をシフトする位相シフト部と、
を備える、マイクロ波整流回路である。

本開示に係るマイクロ波整流回路によれば、受電したマイクロ波がアンテナから外部空間へ再放射されることを抑制すると共に、ＲＦ／ＤＣ変換効率を高く維持することができる。

第１の実施形態に係るマイクロ波整流回路の構成の一例を示す図 比較例に係るマイクロ波整流回路の構成を示す図 第１の実施形態に係るマイクロ波整流回路の構成の回路定数の一例を示す図 分岐本数による総反射率の関係を示す図 回路シミュレーションに用いた回路の詳細を示す図 第１の実施形態に係るマイクロ波整流回路における回路シミュレーションのシミュレーション結果を示す図 第１の実施形態に係るマイクロ波整流回路における回路シミュレーションのシミュレーション結果を示す図 第２の実施形態に係るマイクロ波整流回路の構成の一例を示す図 集中定数回路の回路素子の回路パラ-メータと位相シフト量の関係の一例を示す図 第２の実施形態に係るマイクロ波整流回路における回路シミュレーションのシミュレーション結果を示す図 第２の実施形態に係るマイクロ波整流回路における回路シミュレーションのシミュレーション結果を示す図

以下に添付図面を参照しながら、本開示の好適な実施の形態について詳細に説明する。尚、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

（第１の実施形態）
[マイクロ波整流回路の構成]
以下、図１を参照して、第１の実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの構成の一例について説明する。本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、例えば、上記したレクテナ装置に適用される。

図１は、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの構成の一例を示す図である。

本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、入力線路２、位相シフト部３、及び整流部４を備えている。

入力線路２には、アンテナ１から受電した高周波電力（以下、「入力波Ｖｉｎ」とも称する）が入力される。入力線路２の出力側には、分岐点Ｌ０からｎ（ｎは３以上の正の整数）本に分岐する分岐線路Ｌｎ１、Ｌｎ２・・Ｌｎｎが接続されている。そして、入力線路２に入力された入力波Ｖｉｎは、分岐点Ｌ０から、複数の分岐線路Ｌｎ１、Ｌｎ２・・Ｌｎｎそれぞれに分岐して後段側に向かう。

分岐線路Ｌｎ１、Ｌｎ２・・Ｌｎｎの本数は、分岐点Ｌ０において多重反射の成分が互いに打ち消し合うように可能な限り多数とすることが望ましく、少なくとも３本以上とされる。

以下では、ｎ本の分岐線路Ｌｎ１、Ｌｎ２・・Ｌｎｎのうちの特定の分岐線路を指す場合には、図１の上側からｊ番目（ｊ≦ｎ）の分岐線路を「分岐線路Ｌｎｊ」と称して説明する。又、図１の上側からｊ番目（ｊ≦ｎ）の構成を、「位相シフト部３ｎｊ」、「整流部４ｎｊ」等と称して説明する。

位相シフト部３は、ｎ本の分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎのうちの少なくとも（ｎ−１）本の分岐線路において、分岐点Ｌ０と整流部４の間に配設され、整流部４で発生する反射波の基本波成分の合成が、分岐点Ｌ０においてゼロとなるように、通過する高周波電力（入力波Ｖｉｎ及び反射波）の位相をシフトする。

本実施形態に係る位相シフト部３は、一の分岐線路Ｌｎ１を通流して整流部４ｎ１に到達する高周波電力に対して、他のｎ−１本の分岐線路Ｌｎ２、Ｌｎ２、Ｌｎ３・・Ｌｎｎを通流して整流部４ｎ２、４ｎ３・・４ｎｎに到達する高周波電力がそれぞれ、ｋ（ｋは１〜ｎ−１の正の整数）×１８０／ｎ°ずつ異なる位相差を有するように、高周波電力の位相をシフトする。

具体的には、位相シフト部３は、分岐線路Ｌｎ１の位相シフト量を０°とすると、位相シフト部３ｎ２は通過する高周波電力を１８０／ｎ°位相シフトさせ、位相シフト部３ｎ３は通過する高周波電力を２×１８０／ｎ°位相シフトさせ、位相シフト部３ｎ４は通過する高周波電力を３×１８０／ｎ°位相シフトさせ、・・・位相シフト部３ｎｎは、通過する高周波電力を（ｎ−１）×１８０／ｎ°位相シフトさせる。

位相シフト部３は、例えば、複数の分岐線路Ｌｎ２・・Ｌｎｎそれぞれに設けられた線路長調整部３ｎ２・・３ｎｎであって、複数の分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎそれぞれの整流部４ｎ１・・４ｎｎまでの伝送線路の長さによって、位相シフト量を調整する。但し、位相シフト部３は、これに限らず、π型回路等の集中定数回路で実現することも可能である。又、位相シフト部３の位相シフト方向は、位相遅れ方向、あるいは位相進み方向のいずれであってもよい。

これによって、整流部４ｎ１・・４ｎｎで発生する反射波の合成は、分岐点Ｌ０において、ゼロとなる。加えて、これによって、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波の成分の合成についても、ゼロに近づけることができる（詳細は後述）。

整流部４は、複数の分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎそれぞれの位相シフト部３の後段に配設されて、入力波Ｖｉｎを整流する。整流部４は、ダイオードを用いて構成され、例えば、シングルシャント型の整流回路、又はボルテージダブラ型の整流回路によって構成される。

複数の分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎのそれぞれ上に配設された整流部４ｎ１・・４ｎｎは、同一の反射特性を有するように構成される。整流部４ｎ１・・４ｎｎは、それぞれ、例えば、同一特性のダイオード、及び同一種別の回路構成が用いられる。これによって、各整流部４ｎ１・・４ｎｎで発生する反射波は、略同一の波形となる。

整流部４ｎ１・・４ｎｎそれぞれが生成した直流電力は、後段の集電部（図示せず）に出力され、当該集電部において合成される。尚、この場合、各整流部４の特性を同一に保つため、各整流部４の出力電圧を同じにしておく必要があり、加えて集電部で各整流部４を短絡することが重要である。

尚、各分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎは、分岐点Ｌ０において入力線路２とインピーダンス整合するように、分岐点Ｌ０に接続されている。換言すると、各分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎに配設される整流部４及び位相シフト部３の回路定数は、分岐点Ｌ０において各分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎと入力線路２とがインピーダンス整合するように設定されている。但し、各分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎにおいて、分岐点Ｌ０と位相シフト部３の間でインピーダンス整合を行うλ／４線路等を設けてもよい。

［マイクロ波整流回路の動作］
以下、図２〜図４を参照して、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの動作について説明する。

図２は、比較例に係るマイクロ波整流回路Ｈの構成を示す図である。

まず、比較例に係るマイクロ波整流回路Ｈを参照して、入力線路２の出力側の分岐点Ｌ０から２股の分岐線路Ｌｓ、Ｌｔに分岐させ、当該２股の分岐線路Ｌｓ、Ｌｔに位相シフト部３を設けることによる反射波の相殺作用について説明する。

比較例に係るマイクロ波整流回路Ｈは、入力線路２の分岐点Ｌ０から二股に分岐した一方側の分岐線路Ｌｓと他方側の分岐線路Ｌｔとを有し、一方側の分岐線路Ｌｓには、９０度の位相シフトを行う位相シフト部３ｓを介して整流部４ｓが配設され、他方側の分岐線路Ｌｔには、整流部４ｔが分岐点Ｌ０に直結された構成となっている。

比較例に係るマイクロ波整流回路Ｈにおいて、入力波Ｖｉｎが入力線路２に入力されると、まず、一方側の整流部４ｓにおいて反射波（図２中には、Ｖｒｓで示す）が発生すると共に、他方側の整流部４ｔにおいても反射波（図２中には、Ｖｒｔで示す）が発生する。

但し、一方側の反射波Ｖｒｓと他方側の反射波Ｖｒｔは、整流部４ｓの反射特性と整流部４ｔの反射特性とが同一であるため、同一波形となっている。又、一方側の反射波Ｖｒｓは、入力波Ｖｉｎが位相シフト部３ｓを介して入力されるため、他方側の反射波Ｖｒｔに対して、整流部４への到着時点で９０°の位相差を有するものとなっている。

一方側の反射波Ｖｒｓは、再度、位相シフト部３ｓを通過して、分岐点Ｌ０に到達する。一方、他方側の反射波Ｖｒｔは、そのまま、分岐点Ｌ０に到達する。従って、分岐点Ｌ０においては、一方側の反射波Ｖｒｓは、他方側の反射波Ｖｒｔに対して、１８０°の位相差を有することになる。つまり、分岐点Ｌ０においては、一方側の反射波Ｖｒｓと他方側の反射波Ｖｒｔは、同一波形で、互いに位相が反転した状態となっている。従って、一方側の反射波Ｖｒｓと他方側の反射波Ｖｒｔとは、分岐点Ｌ０から入力線路２に向かう際に互いに打ち消し合うことになる。

このように、比較例に係るマイクロ波整流回路Ｈにおいては、入力波Ｖｉｎを分岐して入力する整流部４ｓと整流部４ｔを配設すると共に、整流部４ｓ又は整流部４ｔの一方の前段に位相シフト部３ｓを配設することによって、反射波（反射波Ｖｒｓと反射波Ｖｒｔ）の相殺作用を期待することができる。

しかしながら、比較例に係るマイクロ波整流回路Ｈにおいては、多重反射に起因した再放射を抑制することができないという問題を有する。

詳述すると、分岐点Ｌ０に戻ってきた一方側の反射波Ｖｒｓは、すべてが入力線路２に戻るわけではなく、一部は、元来た分岐線路Ｌｓに再反射する（図２中では、Ｖｒｓ１で示す）。又、同様に、分岐点Ｌ０に戻ってきた他方側の反射波Ｖｒｔは、一部は、元来た分岐線路Ｌｔに再反射する（図２中には、Ｖｒｔ１で示す）。

分岐点Ｌ０において再反射等した反射波Ｖｒｓ１、Ｖｒｔ１は、それぞれ、整流部４ｓと整流部４ｔにおいて反射し、再び分岐点Ｌ０に戻ってくる。この際の再反射波Ｖｒｓ１と再反射波Ｖｒｔ１は、再び分岐点Ｌ０に戻ってくる際には、位相がそろった状態となる。その結果、当該反射波Ｖｒｓ１、Ｖｒｔ１は、互いに打ち消されることなく、入力線路２からアンテナ１側に向かい、アンテナ１から再放射されることになる。

本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、上記に鑑みて、再反射等した反射波（以下、多重反射の成分とも称する）が、再び、分岐点Ｌ０に戻ってきた際にも、合成がゼロに近づくように、分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎの本数を３本以上にすると共に、位相シフト部３により分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎに通流する高周波電力の位相を、それぞれ１８０／ｎ°ずつシフトする。

ここで、図３を参照して、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの分岐点Ｌ０における電圧の挙動について説明する。

図３は、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの回路定数の一例を示す図である。

まず、多重反射については除外して、分岐点Ｌ０の電圧の挙動について説明する。本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、分岐点Ｌ０においてインピーダンス整合を行うために、入力線路２の特性インピーダンスをＺ_０／ｎとすると、分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎそれぞれの特性インピーダンスはＺ_０となっている。入力線路２と分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎの間でインピーダンス整合が成り立っているので、入力波は各分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎに等分されて進む。その際の分岐点Ｌ０の電圧波形Ｆ_０（ｔ）は、入力波の各分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎに進行する波形Ａｓｉｎωｔと同じ波形となり、Ｆ_０（ｔ）＝Ａｓｉｎωｔである。尚、各波形の電力は、入力線路２上で「１」とすると、各分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎにおいては「１／ｎ」となり、総計は入力側と同じ「１」である。

各分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎには、通常同じ電気長Ｅ_ａの取り付け部があり、また末端には同一特性の整流回路４ｎ１・・４ｎｎがある。位相シフト部３は、その途中に配設され、例えば、分岐線路Ｌｎ１での位相シフト量をゼロ、分岐線路Ｌｎ２での位相シフト量をΔ、分岐線路Ｌｎ３での位相シフト量を２Δ等、以降同様にΔずつ増加し、第ｊ番目の分岐線路Ｌｎｊでの位相シフト量が（ｊ−１）Δとなるようにする（但し、Δ＝１８０°／ｎである）。

各分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎに分岐した入力波は、末端の整流部４ｎ１・・４ｎｎですべて同じ反射を受ける。その反射係数をｒとする。ｒは一般には絶対値が１以下の複素数である。この際、分岐線路Ｌｎ１を進んだ入力波が反射波となって、再度、分岐点Ｌ０に戻ってくる際には、整流部４ｎ１での反射１回分及び電気長Ｅ_ａの通過２回分の遅延が発生する。そして、ｊ番目（ｊ≦ｎ）の分岐線路Ｌｎｊでは、反射波は、更に位相シフト部３ｎｊでの遅延が追加され、１回の反射と２Ｅ_ａ＋２（ｊ−１）Δの遅延を受けて分岐点Ｌ０に戻る。よって、分岐線路Ｌｎｊを進んだ入力波が反射波となって、再度、分岐点Ｌ０に戻ってくる際には、反射波の波形はＡｒｓｉｎ（ωｔ＋２Ｅ_ａ＋２（ｊ−１）Δ）である。

従って、分岐点Ｌ０における電圧Ｆ_１（ｔ）は、各分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎの反射波の合計より、次式（１）のように表すことができる。

ここで、Δ＝１８０°／ｎなので、ｓｉｎｎΔ＝０ である。つまり、１回反射した反射波のみを考慮すると、比較例にて説明したマイクロ波整流回路（図２）と同様に、分岐点Ｌ０における電圧は、Ｆ_１（ｔ）＝０である。尚、式（１）において、ｎで割っているのは、分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎ内の特性インピーダンスはＺ_０であるのに対し、分岐点Ｌ０でのインピーダンスはＺ_０／ｎとなるためである。

次に、多重反射を考慮した場合の分岐点Ｌ０の電圧の挙動について説明する。

ここで、分岐点Ｌ０の電圧が時間に寄らずゼロということは、グランド端子と短絡していることと同じであり、反射波は、分岐点Ｌ０において位相を１８０°反転して元来た経路を戻る。この際、各分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎから分岐点Ｌ０に戻ってきた反射波は、それぞれ、分岐点Ｌ０において、略同一の度合いで、再び、元来た分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎへと戻る。このとき、ｊ番目の分岐線路Ｌｎｊの反射波の波形は、Ａｒｓｉｎ（ωｔ＋π＋２Ｅ_ａ＋２（ｊ−１）Δ） である。この反射波は、整流部４側に進み、整流部４で再反射を受けて、再び、２Ｅ_ａ＋２（ｊ−１）Δの遅延を受けて、分岐点Ｌ０に戻ってくる。そして、かかる反射は、各分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎにおける分岐点Ｌ０と整流部４ｎ１・・４ｎｎの間で、多重に繰り返される。

従って、ｊ番目の分岐線路Ｌｎｊで、ｐ回目に分岐点Ｌ０に戻ってきた反射波の波形は、Ａｒ^ｐｓｉｎ（ωｔ＋ｐπ＋２Ｅ_ａ＋２（ｊ−１）Δ）となる。その結果、ｐ回反射した際には、分岐点Ｌ０における合計の電圧Ｆ_ｐ（ｔ）は、次式（２）のように表すことができる。

このとき、ｐ＜ｎならば右辺のｓｉｎｐπの項がゼロなので、分岐点Ｌ０での電圧は、Ｆ_ｐ（ｔ）＝０となる。そして、ｐ回反射した反射波は、１回目の反射波と同様に、短絡点での反射となり、位相反転して再び来た分岐線路をもどる。但し、ｎ回目（分岐線路の本数と同じ値を表す）の反射ではｐ＝ｎとなるため、この式（２）では、分母もゼロになる。そこで、式（２）をｐ＝ｎとして計算し直すと、ｎ回反射した反射波の分岐点Ｌ０における合計の電圧Ｆ_ｎ（ｔ）は、次式（３）のように表すことができる。

従って、多重反射を考慮した場合、分岐点Ｌ０における電圧Ｆ_ｎ（ｔ）は、式（３）のように表せることを意味する。そして、当該式（３）の電圧Ｆ_ｎ（ｔ）は、分岐点Ｌ０から入力線路２側に戻る反射波の電圧を表す。従って、入力線路２側から見た反射率η（入力波が入力線路２に入力されたときに入力線路２側に戻る反射波の割合を表す。以下、「総反射率η」と称する）は、ｎ回反射した反射波の合成成分のみを考えればよく、次式（４）のように表すことができる。

式（４）のように総反射率ηはｒ^ｎ倍であり、ｒ＜１なので、分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎの本数ｎが大きいほど、減衰が大きいことが分かる。つまり、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕでは、多重反射成分も減衰させることができる。

図４は、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕのｎ相分岐による総反射率ηを示す図である。

図４は、図３のマイクロ波整流回路において、各整流部４の個別の反射率を変化させた場合の総反射率ηの変化を示すシミュレーション結果である。本シミュレーションでは、各整流部４に抵抗を置き、その抵抗値を変えることで、各整流部４の個別の反射率を変化させている。尚、図４中では、横軸が各整流部４の個別の反射率を表し、縦軸が総反射率ηを表す。

図４には、分岐線路Ｌｎｎの分岐本数ｎと総反射率ηの関係を示すため、分岐線路Ｌｎｎの分岐本数ｎを変化させたとときのシミュレーション結果を示している。図４中において、ｎ＝１のグラフは分岐線路の本数が１本の場合（分岐無し）の総反射率η、ｎ＝２のグラフは分岐線路の本数が２本の場合の総反射率η、ｎ＝３のグラフは分岐線路の本数が３本の場合の総反射率η、ｎ＝４のグラフは分岐線路の本数が４本の場合の総反射率η、ｎ＝５のグラフは分岐線路の本数が５本の場合の総反射率η、及び、ｎ＝６のグラフは分岐線路の本数が６本の場合の総反射率ηをそれぞれ表す。

尚、分岐線路の本数が１本の場合には、１回の反射が起きて戻ってくるだけなので、総反射率ηは整流部４の反射率と同一になる。図４から分かるように、分岐本数ｎが増えるごとに反射率が低下する。その変化の大きさは、式（４）で予測された結果と数値的にも一致している。

特許文献２では、２分岐して両線路に９０°の位相差を付けると、反射波の位相差が１８０°になるので打ち消し合う、としか説明されていない。しかし、ここで解析したように、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいては、ｎ分岐すればｎ回目の多重反射成分のみが入力線路２側に戻るため、総反射率ηは、１回の反射率ｒのｎ乗（＝ｒ^ｎ）に減少させることができることが判る。換言すると、分岐本数ｎを増やせば増やすほど、アンテナ１からの再放射を抑制することができる。

（動作検証）
次に、図５〜図７を参照して、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの動作検証のために行ったシミュレーションの結果を説明する。

本シミュレーションにおいては、図１に示したマイクロ波整流回路Ｕと同様のシミュレーション回路において、入力波Ｖｉｎを入力し、当該入力波Ｖｉｎの入力電力を変化させたときの、反射波を算出している。

図６、図７は、シミュレーション結果を示す図である。図６は、ＲＦ／ＤＣ変換効率を示し、図７は、総反射率（入力波のうち、反射波として入力線路２に戻る割合）を示す。

本回路シミュレーションにおいては、図１に示したマイクロ波整流回路Ｕの分岐線路の本数を変更した場合のＲＦ／ＤＣ変換効率及び総反射率をそれぞれ算出している。

図６、図７の各グラフは、それぞれ、以下のマイクロ波整流回路のシミュレーション結果を表す。尚、図６、図７中において、グラフｎ＝１は分岐本数が１本（分岐なし）の態様、グラフｎ＝２は分岐本数が２本の態様、グラフｎ＝３は分岐本数が３本の態様、グラフｎ＝４は分岐本数が４本の態様、グラフｎ＝５は分岐本数が５本の態様、グラフｎ＝１６は分岐本数が１６本の態様それぞれを示す。

位相シフト部３の位相シフト量は、上記したように、一の分岐線路Ｌｎ１を通流して整流部４ｎ１に到達する高周波電力に対して、他のｎ−１本の分岐線路Ｌｎ２、Ｌｎ２、Ｌｎ３・・Ｌｎｎを通流して整流部４ｎ２、４ｎ３・・４ｎｎに到達する高周波電力がそれぞれ、ｋ（ｋは１〜ｎ−１の正の整数）×１８０／ｎ°ずつ異なる位相差を有するように、高周波電力の位相をシフトするように設定されている。

つまり、位相シフト部３は、分岐線路Ｌｎ１、Ｌｎ２、Ｌｎ３・・Ｌｎｎに入力する高周波電力の位相を、それぞれ１８０／ｎ°ずつ（ここでは、２分岐の場合は９０°ずつ、３分岐の場合は６０°ずつ、４分岐の場合は４５°ずつ、５分岐の場合は３６°ずつ、１６分岐の場合は１１．２５°ずつ）シフトする。

尚、図５は、本回路シミュレーションに用いた整流部４の構成を示し、マイクロ波用レクテナ回路の一つであるボルテージダブラ回路である。本回路シミュレーションのその他の条件としては、ＧａＮ製のショットキーダイオード（ＳＢＤ）から抽出した回路パラメータを用いた。アノード直径が４μｍΦのダイオード６個で、回路図上のダイオード１個になる。ドット１個に対し、オン抵抗２６Ω、接合容量０．０３ｐＦ、耐圧は４０Ｖ、としている。計算条件としては、出力電圧は１０Ｖに固定し、分岐の無い１回路の場合の入力電力を５．８ＧＨｚで１ｍＷ〜１００Ｗまで変化させる。信号源および入力線路の特性インピーダンスは５０Ωとしている。分岐線路の特性インピーダンスも５０Ωとし、Ｌ０点での整合を取るため入力線路側にλ／４の変成器を置いている。また、図５の整合回路は、単独ボルテージダブラでＰｉｎ＝１Ｗの際に反射が最小になるように設定している。

図６、図７を参照すると、大電力側（整流部４の反射が最小となる入力電力１Ｗを基準）では反射率が低減し、その分ＲＦ／ＤＣ変換効率が上昇している。また、低電力側（整流部４の反射が最小となる入力電力１Ｗを基準）では反射率が１となる電力下限が、分岐本数ｎを増すごとに、より低い電力側へと伸びている。

これは、総反射率ηがｎのべき乗で減少する現象とは異なる現象も付随すると考えられる。反射率が１とならないのは、入力電力が弱く整流用ダイオードがオンの状態にならないためであり、整流部４における反射率の上昇がその傾向を早めている。しかし、多分岐で多重反射を繰り返すことで整合が取れる条件が発生し、その結果反射が抑制され、それがダイオードの状況を変化させる正帰還がかかるものと考えられる。

このように、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいては、分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎの分岐本数ｎを増やすことによって、総反射率ηを低減させるとともに、整流部４の反射率ｒが１に近い状態を低減させることが可能であり、その結果、ＲＦ／ＤＣ変換効率を上昇させることができる。

以上のように、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕによれば、受電したマイクロ波がアンテナから外部空間へ再放射されることを抑制すると共に、ＲＦ／ＤＣ変換効率を高く維持することができる。

（第２の実施形態）
次に、図８〜図１１を参照して、第２の実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕについて説明する。本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、位相シフト部３を集中定数回路で構成している点で、第１の実施形態と相違する。尚、第１の実施形態と共通する構成については、説明を省略する。

図８は、第２の実施形態に係る位相シフト部３の構成の一例を示す図である。

本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕでは、各位相シフト部３ｎ２・・３ｎｎをπ型回路で構成する。

π型回路は、インダクタンス素子Ｌ１、第１のキャパシタＣ１及び第２のキャパシタＣ２を含んで構成される。そして、π型回路は、インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンス、第１のキャパシタＣ１のキャパシタンス、及び第２のキャパシタＣ２のキャパシタンスを適宜設定することによって、通過する高周波電力の位相シフト量を調整することができる。

図９は、π型回路の回路素子の回路パラ-メータ（インダクタンス素子Ｌ１のインダクタ、第１のキャパシタＣ１及び第２のキャパシタＣ２のキャパシタンス）と位相シフト量の関係の一例を示す図である。尚、図９は、高周波電力が５．８ＧＨｚの場合における、位相シフト量を示している。

本実施形態に係る位相シフト部３は、分岐点Ｌ０から分岐する各分岐線路上にπ型回路を設け、図９に示すように、分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎ毎にπ型回路の回路素子の回路パラ-メータを調整することによって、位相シフト量を調整する。尚、分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎ毎の位相シフト量は、第１の実施形態で説明したとおりである。

図１０、図１１は、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの回路シミュレーションのシミュレーション結果を示す図である。図１０、図１１は、それぞれ、相シフト部３をπ型回路で構成している点でのみ、図６、図７の回路シミュレーションと相違する。

図１０、図１１の各グラフは、図６、図７と同様、グラフｎ＝１は分岐本数が１本（分岐なし）の態様、グラフｎ＝２は分岐本数が２本の態様、グラフｎ＝３は分岐本数が３本の態様、グラフｎ＝４は分岐本数が４本の態様、グラフｎ＝５は分岐本数が５本の態様を示す。

図１０、図１１から、位相シフト部３をπ型回路で構成した場合であっても、第１の実施形態と同様に、高いＲＦ／ＤＣ変換効率を確保できることが分かる。

以上のように、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいても、整流部４で発生する反射波がアンテナ１から外部空間へ再放射されることを抑制するとことができ、加えて、ＲＦ／ＤＣ変換効率を向上させることが可能である。

集中定数回路としてπ型回路で説明したが、Ｔ型回路やそれらの多段構成でも形成可能である。集中定数回路は、基本波以外の高調波に関しては反射が大きく、これ自体で高調波抑止効果を持つ。そのため、高調波に対しては、各位相シフト部３ｎ２・・３ｎｎを集中定数回路で構成することが望ましい。

（その他の実施形態）
本発明は、上記実施形態に限らず、種々に変形態様が考えられる。

上記実施形態では、マイクロ波整流回路Ｕの一例として、分岐線路Ｌｎ１・・Ｌｎｎに位相シフト部３、及び整流部４を有する構成を示した。しかしながら、より好適には、整流部４の前段には、更に、高調波を遮蔽するフィルタ部（例えば、オープンスタブ）を配設するのが望ましい。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、請求の範囲を限定するものではない。請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。

本開示に係るマイクロ波整流回路によれば、受電したマイクロ波がアンテナから外部空間へ再放射されることを抑制することができる。

１ アンテナ
２ 入力線路
３ 位相シフト部
４ 整流部
Ｌ０ 分岐点
Ｌｎ１、Ｌｎ２、Ｌｎ３・・Ｌｎｎ 分岐線路
Ｕ マイクロ波整流回路
Ｖｉｎ 入力波

Claims (4)

1. 交流電力を整流するマイクロ波整流回路であって、
   前記交流電力が入力される入力線路と、
   前記入力線路の出力側の分岐点からｎ（ｎは３以上の正の整数）本に分岐する複数の分岐線路と、
   前記複数の分岐線路それぞれに配設されて、当該分岐線路を通流する前記交流電力を整流する整流部と、
   前記複数の分岐線路のうちの少なくともｎ−１本の分岐線路の前記整流部の前段に設けられ、一の分岐線路を通流して前記整流部に到達する前記交流電力に対して、他のｎ−１本の分岐線路を通流して前記整流部に到達する前記交流電力がそれぞれ、ｋ（ｋは１〜ｎ−１の正の整数）×１８０／ｎ°ずつ異なる位相差を有するように、前記交流電力の位相をシフトする位相シフト部と、
   を備える、マイクロ波整流回路。
2. 前記交流電力は、アンテナを介して前記入力線路に入力される、
   請求項１に記載のマイクロ波整流回路。
3. 前記位相シフト部は、前記複数の分岐線路は分布定数線路であり、それぞれの前記整流部までの線路長を異ならせる線路長調整部である、
   請求項１又は２に記載のマイクロ波整流回路。
4. 前記位相シフト部は、集中定数回路である、
   請求項１乃至３のいずれか一項に記載のマイクロ波整流回路。
   

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