JP2019047338A - デジタル信号処理回路、光送受信機、及び光送受信機の駆動方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】伝達関数の測定時に追加の装置を導入することなく、光受信機の伝達特性を簡便に測定することを課題とする。【解決手段】光送受信機は、光受信機における局発光と既知の量だけ周波数がずれた光信号を発生する光送信機と、前記局発光と前記光信号とを干渉させて差周波数の電気信号を出力する光受信機と、前記電気信号を基に伝達関数の周波数応答を測定するデジタル信号処理回路とを備えたことを特徴とする。【選択図】図1
Description
本発明は、デジタル信号処理回路、光送受信機、及び光送受信機の駆動方法に関する。
通信トラヒックの増大に対応するために、光伝送システムの高速・大容量化が求められている。近年、導入が進む光伝送システムは、DSP(digital signal processing)とコヒーレント検波を組み合わせたデジタルコヒーレント技術に基づいている。
1波長あたり100Gb/sの光伝送システムでは、Baud rateと変調方式は、例えば32Gbaud PDM-QPSK(偏波多重-4位相偏移変調)である。光送信機は直交した直線偏光(X偏波とY偏波)に、それぞれQPSKのベースバンド信号で変調することでPDM-QPSK光信号を生成する。受信機は受信光信号と局発光をコヒーレント検波することで光信号をベースバンド信号に復調し、DSPによってQPSK信号の復調を行う。
コヒーレント検波を用いることによりOOK (on-off-keying)方式に比較して、高い受信感度が実現できる。更に、光ファイバのX偏波とY偏波に異なる信号を乗せて偏波多重伝送し受信側で分離する偏波多重分離技術を併用した偏波多重QPSKによりOOK方式に比較して4倍の周波数利用効率向上が可能になる。
1波長あたりの伝送容量を増やすために、400Gb/sの光伝送システムでは、Baud rateと変調方式は、例えば、64Gbaud PDM-16QAM(偏波多重-16Quadrature amplitude modulation)や、または43Gbaud PDM-64QAMがあげられる。このように、今後の光伝送システムは1波長あたりの伝送容量を拡大させるために、Baud rateの上昇と変調方式の多値化が進む。
Baud rateの上昇と多値化に伴い、光送受信機には広帯域な伝達特性が求められる。また、一般に光送受信機は複数のレーン(X偏波の同相成分:XI、X偏波の直交成分:XQ、Y偏波の同相成分:YI、Y偏波の直交成分:YQ)を用いて信号を伝送し、レーン間の伝達関数の差は全体のシステム伝送特性の劣化を引き起こすため、レーン間の伝達関数の差を十分抑えることも求められる。光送受信機の伝達関数の周波数特性が不十分な場合やレーン間に差がある場合は、例えばDSPによって伝達関数の周波数応答やレーン間の伝達関数の差を補償する必要がある。
また、近年の光伝送装置では、CFP(C form-factor pluggable) MSA (multi-source agreement)及びOIF(optical internetworking forum)で機構、制御、電力などが規定されたトランシーバモジュールであるCFP2-ACO (analog coherent optics)が用いられる。CFP2−ACOモジュールには光部品とアナログ電気回路が内蔵され、ホストボードに実装されたDSP ASIC (application specific integrated circuit)とプラガブルコネクタを介して接続される。よって、CFP2-ACOモジュールに搭載された光部品とアナログ電気回路に加え、プラガブルコネクタやDSP ASICのインターフェース部であるADC(analog-to-digital converter)とDAC(digital-to-analog converter)の伝達関数の周波数特性を考慮し、伝達特性の周波数応答やそのレーン間の周波数応答の差を補償する必要がある。
光受信機の伝達関数を補償するためには、光受信機の伝達関数の周波数応答を測定しておく必要がある。
Elliot Eichen, John Schlafer, William Rideout, and John McCabe "Wide-Bandwidth Receiver/Photodetector Frequency Response Measurements Using Amplified Spontaneous Emission from a Semiconductor Optical Amplifier", Journal of Lightwave Technology, vol. 8, no. 6, June 1990
先行技術文献には光白色雑音源を用いて光受信機の伝達関数の周波数応答を測定する方法が示されている。
図7は、従来の光送受信機700を示しており、光送受信機700は、光送信機701及び光受信機702から成り立っている。受信機702は、光白色雑音源703と接続している。
光送信機701は送信信号処理部704と、DAC705と、ドライバアンプ706と、レーザ707と、変調器708を備える。
送信信号処理部704は入力電気信号に対して必要なデジタル信号処理を施す。DAC705は送信信号処理部の出力であるデジタル信号をアナログ電気信号へ変換する。ドライバアンプ706はアナログ電気信号を適切な振幅となるよう増幅して変調器708へ送信する。変調器708はレーザから送信された直線偏光のCW(Continuous Wave)光を直交した直線偏光に分離し、それぞれの直線偏光に対して電気信号で変調することで、光変調信号を生成する。X偏波708aとY偏波708bが偏波ビームコンバイナ708cで合波される。
光送信機の送信信号処理部704、及びDAC705のうち一部又は全部は、例えばASIC又はFPGA(Field-Programmable Gate Array)等のハードウェアで構成できる。また、これらの一部又は全部は、CPU(Central Processing Unit)等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能するソフトウェアでも構成できる。
CFP2−ACOトランシーバモジュールの場合、光送信機のうちアナログ電気回路であるドライバアンプと、光部品であるレーザと、変調器がCFP2−ACOトランシーバモジュールに含まれる。
光受信機702はレーザ709と、偏波分離部710と、偏波ダイバーシティ90度ハイブリッド711と、PD (photo diode)711aと、 TIA (transimpedance amplifier)712、ADC713と、及び受信信号処理部714を備える。
光受信機のADC713、受信信号処理部のうち一部または全部は、例えばASIC又はFPGA等のハードウェア機能部である。また、これらの一部又は全部は、CPU等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能するソフトウェアでも構成できる。
CFP2−ACOトランシーバモジュールの場合、光受信機のうち光部品であるレーザと、偏波ダイバーシティ90度ハイブリッドと、PDと、アナログ電気回路であるTIAがトランシーバモジュールに含まれる。
先行技術文献記載の方法に基づいて、コヒーレント光受信機の伝達関数の周波数応答を測定する方法を示す。光白色雑音源703は光受信機の帯域に比べて十分広帯域、かつ平坦な光スペクトルを有する光白色雑音を発生する。光白色雑音は光受信機によって局発光と干渉され、光電変換後にADC713によってデジタル信号に変換される。本デジタル信号をフーリエ変換することで、光受信機の伝達関数の周波数応答を測定することができる。
CFP2−ACOトランシーバモジュールを用いる光伝送装置は、CFP2−ACOモジュールを挿入するスロットを複数有し、光伝送装置に求められる伝送容量に応じてCFP2-ACOトランシーバが増設される。したがって通信施設などの実フィールドにおいて、光受信機の伝達関数の周波数特性を測定する必要がある。
しかしながら、実フィールドに光白色雑音発生器などの測定器を持ち込み光受信機の伝達関数の周波数特性を測定することは困難である。
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は光送受信機が、測定器を用いることなく光受信機の伝達関数の周波数特性を測定又は補償することができる光受信機特性測定方法、光受信機補償方法、光受信機測定システム、及び光受信機補償システムを得るものである。
本発明のデジタル信号処理回路の一様態は、光受信機の伝達関数の周波数応答を測定するためのデジタル信号処理回路であって、光送信機から光受信機側の局発光と既知の量だけ周波数がずれたCW光の光信号を発生させ、前記光受信機にて局発光と前記光信号を干渉させて差周波数の電気信号を得、前記電気信号を基に、前記光受信機の伝達関数の周波数応答を測定することを特徴とすることを特徴とする。
前記光送信機のレーザの発振周波数を制御して前記CW光と前記局発光の発振周波数の周波数差を与えて、前記伝達関数の周波数特性が測定されることを特徴とすることを特徴とする。
前記CW光の周波数と前記局発光の周波数に、単側波帯変調によって周波数fのシフト差を与えることを特徴とする。
前記CW光を光増幅器に入力し出力光強度を一定にすることを特徴とする。
また、本発明のデジタル信号処理回路の一様態は、光受信機の伝達関数の周波数応答を測定するためのデジタル信号処理回路であって、光送信機の光増幅器から発生するASE光を出力させ、前記光受信機にて局発光と前記ASE光を干渉させて電気信号を得、前記電気信号を基に、前記光受信機の伝達関数の周波数応答を測定することを特徴とする。
前記光送信機を構成する光変調器は、半導体の光変調器であることを特徴とする。
本発明の光送受信機の一様態は、光受信機における局発光と既知の量だけ周波数がずれた光信号を発生する光送信機と、前記局発光と前記光信号とを干渉させて差周波数の電気信号を出力する光受信機と、前記電気信号を基に伝達関数の周波数応答を測定するデジタル信号処理回路とを備えたことを特徴とする。
また、本発明の光送受信機の一様態は、光増幅器から発生するASE光を出力する光送信機と、局発光と前記ASE光を干渉させて電気信号を出力する光受信機と、前記電気信号をフーリエ変換して伝達関数の周波数応答を測定するデジタル信号処理回路とを備えたことを特徴とする。
光送受信機の駆動方法の一様態は、光送信機における局発光と既知の量だけ周波数がずれた光信号を発生するステップと、前記局発光と前記光信号を干渉させて差周波数の電気信号を出力するステップと、前記電気信号を基に伝達関数の周波数応答を測定するステップと、を有することを特徴とする光送受信機の駆動方法ことを特徴とする。
また、光送受信機の駆動方法の一様態は、増幅器から発生するASE光を出力するステップと、局発光と前記ASE光を干渉させて電気信号を出力するステップと、前記電気信号をフーリエ変換して伝達関数の周波数応答を測定するステップと、を備えたことを特徴とする。
本発明により、光受信機の伝達関数を測定、及び補償することができる。
以下、本発明の光送受信機の形態について、図を用いて詳細に説明する。但し、本発明は以下に示す実施の形態の記載内容に限定されず、本明細書等において開示する発明の趣旨から逸脱することなく形態および詳細を様々に変更し得ることは当業者にとって自明である。
[第1の実施の形態]
図1は、本発明の第1の実施の形態に係る光送受信機の構成を示す図である。
図1は、本発明の第1の実施の形態に係る光送受信機の構成を示す図である。
光送受信機100は光送信機101と光受信機102から構成される。
光送信機101は送信信号処理部103と、DAC104と、ドライバアンプ105と、レーザ106と、変調器107を備える。
送信信号処理部103は入力電気信号に対して必要なデジタル信号処理を施す。DAC104は送信信号処理部の出力であるデジタル信号をアナログ電気信号へ変換する。ドライバアンプ105はアナログ電気信号を適切な振幅となるよう増幅して変調器107へ送信する。変調器107はレーザから送信された直線偏光のCW(Continuous Wave)光を直交した直線偏光に分離し、それぞれの直線偏光に対して電気信号で変調することで、光変調信号を生成する。X偏波107aとY偏波107bが偏波ビームコンバイナ107cで合波される。
光送信機の送信信号処理部103、及びDAC104のうち一部又は全部は、例えばASIC又はFPGA(Field-Programmable Gate Array)等のハードウェアで構成できる。また、これらの一部又は全部は、CPU(Central Processing Unit)等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能するソフトウェアでも構成できる。
CFP2−ACOトランシーバモジュールの場合、光送信機のうちアナログ電気回路であるドライバアンプと、光部品であるレーザと、変調器がCFP2−ACOトランシーバモジュールに含まれる。
光受信機102はレーザ108と、偏波分離部109と、偏波ダイバーシティ90度ハイブリッド110と、PD (photo dio8de)110aと、 TIA111(transimpedance amplifier)、ADC112と、及び受信信号処理部113を備える。
レーザ108は局発光を偏波ダイバーシティ90度ハイブリッド110に送る。偏波ダイバーシティ90度ハイブリッド110は受信した光信号と局発光を干渉させる。フォトダイオード110aは干渉光をアナログ電流信号へ変換する。TIA111はアナログ電流信号をアナログ電圧信号に変換する。ADC112はアナログ電圧信号をデジタル信号へ変換する。受信信号処理部は入力デジタル信号に対して必要なデジタル信号処理を施す。
光受信機のADC112、受信信号処理部のうち一部または全部は、例えばASIC又はFPGA等のハードウェア機能部である。また、これらの一部又は全部は、CPU等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能するソフトウェアでも構成できる。
CFP2−ACOトランシーバモジュールの場合、光受信機のうち光部品であるレーザと、偏波ダイバーシティ90度ハイブリッド110と、PD110aと、アナログ電気回路であるTIA111がトランシーバモジュールに含まれる。
第1の実施の形態は、このような光送受信機において、レーザの発振周波数を制御することで光受信機の伝達関数の周波数応答を測定する。そして、測定結果に基づいて、例えばDSP113aで伝達関数の周波数応答とそのレーン間の差を補償するようにしたものである。
ここで、第1の実施の形態における光受信機の伝達関数の周波数特性を測定する際の具体的な構成と手順について述べる。
周波数応答測定時、変調器107へのアナログ電気信号の入力をとめる。これは、DAC104の出力電圧振幅を零とする設定、又はドライバアンプの出力をシャットダウンとすることで達成できる。変調器の4つ子マッハツェンダー変調器(XI, XQ, YI, YQ)のバイアスのうち、1つの子マッハツェンダー変調器のみCW光が最大透過するバイアスに設定し、残りの3つのマッハツェンダー変調器はCW光が最小透過(ヌル点)となるようバイアスを設定する。また、2つの親マッハツェンダー変調器のバイアス設定は任意である。これにより、変調器からは単一偏波のCW光が出力される。
光送信機101からの出力光を短い光ファイバを用いて光受信機102へ入力し、光送信機のレーザの発振周波数と、光受信機102のレーザの発振周波数との差周波数が予め指定された値となるようにレーザを制御する。すると光送信機から出力されたCW光と局発光が光受信機で干渉し、2つのレーザの差周波数と同じ周波数の電気の正弦波がTIA111から出力される。この電気の正弦波信号をADC112でデジタル信号に変換し、周波数と振幅を記録する。
電気の正弦波信号の振幅は光受信機を構成するPD110aと、TIA111と、ADC112を合わせた(CFP2−ACOの場合はプラガブルコネクタを含む)伝達関数の周波数特性に応じて変化する。よって、測定したい周波数範囲となるように、2つのレーザの差周波数を順次変更し、ADC112でデジタル信号に変換されたデジタル信号の周波数と振幅を順次計測することで、光受信機の伝達関数を測定することができる。
本測定データをもとに、例えば受信信号処理部113でDSP113aを施すことで光受信機の伝達関数の周波数応答やレーン間の伝達関数の差を補償することができる。
これによって、第1実施形態の光送受信機100は、光受信機102の伝達関数とそのレーン間差を測定、及び補償することが可能となる。
[第2の実施の形態]
図2は、本発明の第2の実施の形態に係る光送受信機200の構成を示す図である。
図2は、本発明の第2の実施の形態に係る光送受信機200の構成を示す図である。
光送信機201は送信信号処理部203と、DAC204と、ドライバアンプ205と、レーザ206と、変調器207を備える。
送信信号処理部203は入力電気信号に対して必要なデジタル信号処理を施す。DAC204は送信信号処理部の出力であるデジタル信号をアナログ電気信号へ変換する。ドライバアンプ205はアナログ電気信号を適切な振幅となるよう増幅して変調器207へ送信する。変調器207はレーザから送信された直線偏光のCW(Continuous Wave)光を直交した直線偏光に分離し、それぞれの直線偏光に対して電気信号で変調することで、光変調信号を生成する。X偏波207aとY偏波207bが偏波ビームコンバイナ207cで合波される。
光送信機の送信信号処理部203、及びDAC204のうち一部又は全部は、例えばASIC又はFPGA(Field-Programmable Gate Array)等のハードウェアで構成できる。また、これらの一部又は全部は、CPU(Central Processing Unit)等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能するソフトウェアでも構成できる。
CFP2−ACOトランシーバモジュールの場合、光送信機のうちアナログ電気回路であるドライバアンプと、光部品であるレーザと、変調器がCFP2−ACOトランシーバモジュールに含まれる。
光受信機202は、偏波分離部208と、偏波ダイバーシティ90度ハイブリッド209と、PD (photo diode)209aと、 TIA210(transimpedance amplifier)、ADC211と、及び受信信号処理部212を備える。
光受信機のADC211、受信信号処理部のうち一部または全部は、例えばASIC又はFPGA等のハードウェア機能部である。また、これらの一部又は全部は、CPU等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能するソフトウェアでも構成できる。
CFP2−ACOトランシーバモジュールの場合、光受信機のうち光部品である偏波ダイバーシティ90度ハイブリッドと、PDと、アナログ電気回路であるTIAがトランシーバモジュールに含まれる。
第1の実施の形態では光送信機と光受信機のそれぞれがレーザを備えているのに対し、第2の実施の形態では光送受信機が1台のレーザ206を共有している点が異なる。 1台のレーザからのCW光を分岐し一方を光送信機201に、他方を光受信機202へ入力している。本構成ではレーザを1台としているため、CFP2−ACOトランシーバモジュールの消費電力を減らせるメリットがある。しかしながら、レーザが1台のため第1の実施の形態のようにレーザの発振周波数を制御して光送信機から出力されるCW光と局発光の発振周波数の周波数差を与えて、光受信機の伝達関数の周波数特性を測定することはできない。
第2の実施の形態は、このような光送受信機200において、SSB(single side band)変調を用いて光受信機の伝達関数の周波数応答を測定する。そして、測定結果に基づいて、例えばDSP212aで伝達関数の周波数応答とそのレーン間の差を補償する。
ここで、第2の実施の形態における光受信機202の伝達関数の周波数特性を測定する際の具体的な構成と手順について述べる。
周波数応答測定時、DACの4レーンの出力のうち同じ偏波に対応する2レーンの出力から位相を90度ずらした同一周波数fの正弦波を出力する。残りのDACの2レーンは無出力とする。
例えば、X偏波207aに対応する2レーンから出力する場合、DAC204のXIレーンから出力される正弦波をcos 2πf tとすると、DAC204のXQレーンから出力される正弦波はsin 2πf tとなる。そして、DAC204のYIとYQレーンは無出力とする。ここで、fは周波数、tは時間である。
変調器207は通常運用時と同じバイアス設定とする。つまり、変調器のうち子マッハツェンダー変調器のバイアスはヌル点、親マッハツェンダー変調器のバイアスはIレーンとQレーンの位相差が90度となるように設定する。
すると、変調器207からの出力光の周波数は、変調器への入力光の周波数からfだけシフトしたものとなる(SSB変調)。このようにして、光送信機から出力されるCW光と局発光に周波数差fをつけることができる。
光送信機からの出力光を短い光ファイバを用いて光受信機へ入力すると光送信機から出力された周波数fだけシフトしたCW光と局発光が光受信機で干渉し、差周波数fと同じ周波数の電気の正弦波がTIA210から出力される。この電気の正弦波信号をADC211でデジタル信号に変換し、周波数と振幅を記録する。
電気の正弦波信号の振幅は光受信機を構成するPD209aと、TIA210と、ADC211を合わせた(CFP2-ACOの場合はプラガブルコネクタを含む)伝達関数の周波数特性に応じて変化する。よって、測定したい周波数範囲となるように、DAC204が出力する正弦波の周波数fを順次変更し、ADC211でデジタル信号に変換されたデジタル信号の周波数と振幅を順次計測することで、光受信機の伝達関数を測定することができる。
本測定データをもとに、例えば受信信号処理部212でDSP212aを施すことで光受信機202の伝達関数の周波数応答やレーン間の伝達関数の差を補償することができる。
これによって、第2実施形態の光送受信機200は、光受信機の伝達関数とそのレーン間差を測定、及び補償することが可能となる。
[第3の実施の形態]
図3は、本発明の第3の実施の形態に係る光送受信機の構成を示す図である。光送受信機300は、光送信機301、光受信機302、及びレーザ306から成り立っている。
図3は、本発明の第3の実施の形態に係る光送受信機の構成を示す図である。光送受信機300は、光送信機301、光受信機302、及びレーザ306から成り立っている。
光送信機301は、送信信号処理部303と、DAC304と、ドライバアンプ305と、変調器307を備える。
送信信号処理部303は入力電気信号に対して必要なデジタル信号処理を施す。DAC304は送信信号処理部の出力であるデジタル信号をアナログ電気信号へ変換する。ドライバアンプ305はアナログ電気信号を適切な振幅となるよう増幅して変調器307へ送信する。変調器307はレーザから送信された直線偏光のCW(Continuous Wave)光を直交した直線偏光に分離し、それぞれの直線偏光に対して電気信号で変調することで、光変調信号を生成する。X偏波307aとY偏波307bが偏波ビームコンバイナ307cで合波される。
光送信機の送信信号処理部303、及びDAC304のうち一部又は全部は、例えばASIC又はFPGA(Field-Programmable Gate Array)等のハードウェアで構成できる。また、これらの一部又は全部は、CPU(Central Processing Unit)等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能するソフトウェアでも構成できる。
CFP2−ACOトランシーバモジュールの場合、光送信機のうちアナログ電気回路であるドライバアンプと、光部品であるレーザと、変調器がCFP2−ACOトランシーバモジュールに含まれる。
光受信機302は、偏波分離部310と、偏波ダイバーシティ90度ハイブリッド311と、PD (photo diode)311aと、 TIA312(transimpedance amplifier)、ADC313と、及び受信信号処理部314を備える。
光受信機のADC313、受信信号処理部のうち一部または全部は、例えばASIC又はFPGA等のハードウェア機能部である。また、これらの一部又は全部は、CPU等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能するソフトウェアでも構成できる。
CFP2−ACOトランシーバモジュールの場合、光受信機のうち光部品である偏波ダイバーシティ90度ハイブリッドと、PDと、アナログ電気回路であるTIAがトランシーバモジュールに含まれる。
第1の実施の形態では光送信機と光受信機のそれぞれがレーザを備えているのに対し、第3の実施の形態では光送受信機が1台のレーザ306を共有している点が異なる。
第3の実施の形態では変調器307の後段に光増幅器308と光バンドパスフィルタ309を備えている点が第2の実施の形態と異なる。光増幅器は例えばEDFA(erbium doped optical fiber amplifier)、またはSOA (semiconductor optical amplifier)である。
第3の実施の形態では変調器307の後段に光増幅器308と光バンドパスフィルタ309を備えている点が第2の実施の形態と異なる。光増幅器は例えばEDFA(erbium doped optical fiber amplifier)、またはSOA (semiconductor optical amplifier)である。
第2の実施の形態ではDAC204から周波数fの正弦波を出力し、SSB変調を用いて変調器からの出力光の周波数を変調器207への入力光の周波数からfだけシフトさせる。しかしながら、正弦波の振幅は光送信機(DAC204と、ドライバアンプ205と、変調器207)の伝達関数の周波数応答に応じて変化する。
よって、DAC204から出力する正弦波の周波数fを順次変更するたびに、変調器207から出力される周波数がfシフトした単一偏波のCW光の強度も、光送信機201の周波数応答に応じて変化するため、光受信機202の伝達関数の周波数を正確に測定することができない。
そこで本発明の第3の実施の形態に係る光送受信機300は、変調器307の後段に光増幅器308を備える。光増幅器308は光増幅器の出力光強度が一定となる自動電力制御APC (auto power control)で動作させることができる。
よって、変調器307からのSSB変調されたCW光を光増幅器308に入力しAPC制御することで、周波数fを変更した際に生じる光送信機301の伝達関数の周波数特性に応じた光強度の変化を補償し、一定の出力光強度を得ることができる。
光バンドパスフィルタ309は光増幅器308で発生する不要なASE(amplified spontaneous emission)雑音を除去するためのフィルタである。光バンドパスフィルタ309は光受信機302の周波数特性と比べて十分広い帯域特性を有するため、測定対象の周波数範囲においてSSB変調されたCW光の強度を変化への寄与は無視できる。
光送信機301からの出力光を短い光ファイバを用いて光受信機302へ入力すると光送信機301から出力された周波数fだけシフトしたCW光と局発光が光受信機で干渉し、差周波数fと同じ周波数の電気の正弦波がTIA312から出力される。この電気の正弦波信号をADC313でデジタル信号に変換し、周波数と振幅を記録する。
電気の正弦波信号の振幅は光受信機302を構成するPD311aと、TIA312 と、ADC313を合わせた(CFP2-ACOの場合はプラガブルコネクタを含む)伝達関数の周波数特性に応じて変化する。よって、測定したい周波数範囲となるように、DAC304が出力する正弦波の周波数fを順次変更し、ADC313でデジタル信号に変換されたデジタル信号の周波数と振幅を順次計測することで、光受信機302の伝達関数を測定することができる。
本測定データをもとに、例えば受信信号処理部314でDSP314aを施すことで光受信機の伝達関数の周波数応答やレーン間の伝達関数の差を補償することができる。
これによって、第3の実施形態の光送受信機300は、光受信機302の伝達関数とそのレーン間差を測定、及び補償することが可能となる。
[第4の実施の形態]
図4は、本発明の第4の実施の形態に係る光送受信機400の構成を示す図である。
図4は、本発明の第4の実施の形態に係る光送受信機400の構成を示す図である。
光送受信機400は光送信機401と光受信機402から構成される。
光送信機401は送信信号処理部403と、DAC404と、ドライバアンプ405と、レーザ406と、変調器407を備える。
送信信号処理部403は入力電気信号に対して必要なデジタル信号処理を施す。DAC404は送信信号処理部の出力であるデジタル信号をアナログ電気信号へ変換する。ドライバアンプ405はアナログ電気信号を適切な振幅となるよう増幅して変調器407へ送信する。変調器407はレーザから送信された直線偏光のCW(Continuous Wave)光を直交した直線偏光に分離し、それぞれの直線偏光に対して電気信号で変調することで、光変調信号を生成する。X偏波407aとY偏波407bが偏波ビームコンバイナ407cで合波される。
光送信機の送信信号処理部403、及びDAC404のうち一部又は全部は、例えばASIC又はFPGA(Field-Programmable Gate Array)等のハードウェアで構成できる。また、これらの一部又は全部は、CPU(Central Processing Unit)等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能するソフトウェアでも構成できる。
CFP2−ACOトランシーバモジュールの場合、光送信機のうちアナログ電気回路であるドライバアンプと、光部品であるレーザと、変調器がCFP2−ACOトランシーバモジュールに含まれる。
光受信機402はレーザ411と、偏波分離部410と、偏波ダイバーシティ90度ハイブリッド412と、PD (photo diode) 412aと、 TIA413(transimpedance amplifier)、ADC414と、及び受信信号処理部415を備える。
光受信機のADC414、受信信号処理部のうち一部または全部は、例えばASIC又はFPGA等のハードウェア機能部である。また、これらの一部又は全部は、CPU等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能するソフトウェアでも構成できる。
CFP2−ACOトランシーバモジュールの場合、光受信機のうち光部品であるレーザと、偏波ダイバーシティ90度ハイブリッドと、PDと、アナログ電気回路であるTIAがトランシーバモジュールに含まれる。
第4の実施の形態では変調器407の後段に光増幅器408と光バンドパスフィルタ409を備えている点が第1の実施の形態と異なる。光増幅器408は例えばEDFA、またはSOAである。
第1の実施の形態では2台のレーザの発振周波数を制御して光送信機401から出力されるCW光と局発光の周波数差を与えて光受信機の伝達関数の周波数特性を測定した。第4の実施の形態では光増幅器408が出力するASE雑音を用いて光受信機の伝達関数の周波数特性を測定する。
ここで、第4の実施の形態における光受信機402の伝達関数の周波数特性を測定する際の具体的な構成と手順について述べる。
周波数応答測定時、光送信機401のレーザ406は消光する。DAC404の出力振幅や変調器の子マッハツェンダー変調器、及び親マッハツェンダー変調器のバイアス設定は任意である。
変調器からの出力光がない状態で光増幅器からASE雑音のみを発生させる。光増幅器がEDFAの場合、エルビウムイオンが添加された光ファイバに励起光を入力し、エルビウムイオンが励起状態から基底状態へ遷移することでASE雑音が発生する。
光バンドパスフィルタ409の透過帯域の中心周波数をレーザの発振周波数と同じ設定とすることで、不要なASE雑音を抑圧する。ここで光バンドパスフィルタは光受信機の周波数特性と比べて十分広い帯域特性を有する。よってバンドパスフィルタ409を通過したASE雑音は光白色雑音とみなすことができる。
光送信機401からの光白色雑音を短い光ファイバを用いて光受信機402へ入力すると、光送信機から出力された光白色雑音は光受信機によって局発光と干渉され、光電変換後にADC414によってデジタル信号に変換される。本デジタル信号をフーリエ変換することで、光受信機402の伝達関数の周波数応答を測定することができる。
本測定データをもとに、例えば受信信号処理部415でDSP415aを施すことで光受信機の伝達関数の周波数応答やレーン間の伝達関数の差を補償することができる。
これによって、第4実施形態の光送受信機は、光受信機402の伝達関数とそのレーン間差を測定、及び補償することが可能となる。
[第5の実施の形態]
図5は、本発明の第5の実施の形態に係る光送受信機500の構成を示す図である。構成としては第3の実施の形態に係る光送受信機と同じである。光送受信機500は、光送信機501、光受信機502、及びレーザ506から成り立っている。
図5は、本発明の第5の実施の形態に係る光送受信機500の構成を示す図である。構成としては第3の実施の形態に係る光送受信機と同じである。光送受信機500は、光送信機501、光受信機502、及びレーザ506から成り立っている。
光送信機501は送信信号処理部503と、DAC504と、ドライバアンプ505と、変調器507を備える。
送信信号処理部503は入力電気信号に対して必要なデジタル信号処理を施す。DAC504は送信信号処理部の出力であるデジタル信号をアナログ電気信号へ変換する。ドライバアンプ505はアナログ電気信号を適切な振幅となるよう増幅して変調器507へ送信する。変調器507はレーザから送信された直線偏光のCW(Continuous Wave)光を直交した直線偏光に分離し、それぞれの直線偏光に対して電気信号で変調することで、光変調信号を生成する。X偏波507aとY偏波507bが偏波ビームコンバイナ507cで合波される。
光送信機の送信信号処理部503、及びDAC504のうち一部又は全部は、例えばASIC又はFPGA(Field-Programmable Gate Array)等のハードウェアで構成できる。また、これらの一部又は全部は、CPU(Central Processing Unit)等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能するソフトウェアでも構成できる。
CFP2−ACOトランシーバモジュールの場合、光送信機のうちアナログ電気回路であるドライバアンプと、光部品であるレーザと、変調器がCFP2−ACOトランシーバモジュールに含まれる。
光受信機502は、偏波分離部510と、偏波ダイバーシティ90度ハイブリッド511と、PD (photo diode) 511aと、 TIA512(transimpedance amplifier)、ADC513と、及び受信信号処理部514を備える。
光受信機のADC513、受信信号処理部のうち一部または全部は、例えばASIC又はFPGA等のハードウェア機能部である。また、これらの一部又は全部は、CPU等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能するソフトウェアでも構成できる。
CFP2−ACOトランシーバモジュールの場合、光受信機のうち光部品である偏波ダイバーシティ90度ハイブリッドと、PDと、アナログ電気回路であるTIAがトランシーバモジュールに含まれる。
第4の実施の形態では光送信機401と光受信機402のそれぞれがレーザを備えているのに対し、第5の実施の形態では光送受信機500が1台のレーザを共有している点が異なる。1台のレーザからのCW光を分岐し一方を光送信機に、他方を光受信機へ入力している。本構成ではレーザを1台としているため、CFP2-ACOトランシーバモジュールの消費電力を減らせるメリットがある。しかしながら、レーザが1台のため第4の実施の形態のように光送信機へのレーザを消光しつつ、光受信機への局発光を入力させることができない。
第5の実施の形態は、このような光送受信機500において、光白色雑音を用いて光受信機の伝達関数の周波数応答を測定する。そして、測定結果に基づいて、例えばDSP514aで伝達関数の周波数応答とそのレーン間の差を補償するようにしたものである。
ここで、第5の実施の形態における光受信機502の伝達関数の周波数特性を測定する際の具体的な構成と手順について述べる。
周波数応答測定時、レーザ506からのCW光は分岐され、光送信機501と光受信機502それぞれに入力される。また、変調器507へのアナログ電気信号の入力をとめる。これは、DAC504の出力電圧振幅を零とする設定、又はドライバアンプの出力をシャットダウンとすることで達成できる。変調器507のうち、子マッハツェンダー変調器のバイアスはCW光が最小透過(ヌル点)となる設定、親マッハツェンダー変調器のバイアス設定は任意である。
変調器からの出力光パワーが最小となる状態で光増幅器からASE雑音のみを発生させる。光増幅器がEDFAの場合、エルビウムイオンが添加された光ファイバに励起光を入力し、エルビウムイオンが励起状態から基底状態へ遷移することでASE雑音が発生する。
光バンドパスフィルタ509の透過帯域の中心周波数をレーザの発振周波数と同じ設定とすることで、不要なASE雑音を抑圧する。ここで光バンドパスフィルタ509は光受信機の周波数特性と比べて十分広い帯域特性を有する。よって光バンドパスフィルタ509を通過したASE雑音は光白色雑音とみなすことができる。
光送信機501からの光白色雑音を短い光ファイバを用いて光受信機502へ入力すると、光送信機から出力された光白色雑音は光受信機によって局発光と干渉され、光電変換後にADC513によってデジタル信号に変換される。本デジタル信号をフーリエ変換することで、光受信機502の伝達関数の周波数応答を測定することができる。
本測定データをもとに、例えば受信信号処理部514でDSP514aを施すことで光受信機の伝達関数の周波数応答やレーン間の伝達関数の差を補償することができる。
これによって、第5実施形態の光送受信機500は、光受信機502の伝達関数とそのレーン間差を測定、及び補償することが可能となる。
[第6の実施の形態]
図6は、本発明の第6の実施の形態に係る光送受信機600の構成を示す図である。
図6は、本発明の第6の実施の形態に係る光送受信機600の構成を示す図である。
第5の実施の形態では変調器507を実現する材料について特に言及していないが、第6の実施の形態では、特に半導体材料を用いることを特徴とする。
第5の実施の形態では、周波数応答測定時、変調器507へのアナログ電気信号の入力をとめ、子マッハツェンダー変調器のバイアスをCW光が最小透過(ヌル点)設定とすることで、光増幅器への入力光パワーを最小とした。しかし、子マッハツェンダー変調器の消光比は有限のため微小なCW光が光増幅器へ入力され、微小なCW光が増幅され平坦な光白色雑音を発生させることができない場合がある。
そこで本発明の第6の実施の形態に係る光送受信機は、半導体の変調器607を用いる。光送受信機600は、光送信機601、光受信機602、及びレーザ606から成り立っている。
光送信機601は送信信号処理部603と、DAC604と、ドライバアンプ605と、変調器607を備える。
送信信号処理部603は入力電気信号に対して必要なデジタル信号処理を施す。DAC604は送信信号処理部の出力であるデジタル信号をアナログ電気信号へ変換する。ドライバアンプ605はアナログ電気信号を適切な振幅となるよう増幅して変調器607へ送信する。変調器607はレーザから送信された直線偏光のCW(Continuous Wave)光を直交した直線偏光に分離し、それぞれの直線偏光に対して電気信号で変調することで、光変調信号を生成する。X偏波607aとY偏波607bが偏波ビームコンバイナ607cで合波される。
光送信機の送信信号処理部603、及びDAC604のうち一部又は全部は、例えばASIC又はFPGA(Field-Programmable Gate Array)等のハードウェアで構成できる。また、これらの一部又は全部は、CPU(Central Processing Unit)等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能するソフトウェアでも構成できる。
CFP2−ACOトランシーバモジュールの場合、光送信機のうちアナログ電気回路であるドライバアンプと、光部品であるレーザと、変調器がCFP2−ACOトランシーバモジュールに含まれる。
光受信機602は、偏波分離部610と、偏波ダイバーシティ90度ハイブリッド611と、PD (photo diode) 611aと、TIA612(transimpedance amplifier)、ADC613と、及び受信信号処理部614を備える。
光受信機のADC613、受信信号処理部のうち一部または全部は、例えばASIC又はFPGA等のハードウェア機能部である。また、これらの一部又は全部は、CPU等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能するソフトウェアでも構成できる。
CFP2−ACOトランシーバモジュールの場合、光受信機のうち光部品である偏波ダイバーシティ90度ハイブリッドと、PDと、アナログ電気回路であるTIAがトランシーバモジュールに含まれる。
通常動作時、半導体の変調器607にはp層にマイナス、n層にプラスの逆バイアス電圧を印可する。このバイアス電圧をp層にプラス、n層にマイナスの順バイアス電圧を印可すると、半導体の変調器607内で光が吸収され、半導体の変調器607が光アッテネータとして動作する。
よって、周波数応答測定時、半導体の変調器607へのアナログ電気信号の入力をとめ、子マッハツェンダー変調器のバイアスをCW光が最小透過(ヌル点)設定とし、さらに半導体の変調器607へ順バイアス電圧を印可することで変調器からの出力光パワーを十分小さく抑えることができ、光増幅器からASE雑音のみを発生させることができる。光増幅器がEDFAの場合、エルビウムイオンが添加された光ファイバに励起光を入力し、エルビウムイオンが励起状態から基底状態へ遷移することでASE雑音が発生する。
光バンドパスフィルタ609の透過帯域の中心周波数をレーザの発振周波数と同じ設定とすることで、不要なASE雑音を抑圧する。ここで光バンドパスフィルタ609は光受信機の周波数特性と比べて十分広い帯域特性を有する。よって光バンドパスフィルタ609を通過したASE雑音は光白色雑音とみなすことができる。
光送信機601からの光白色雑音を短い光ファイバを用いて光受信機602へ入力すると、光送信機601から出力された光白色雑音は光受信機によって局発光と干渉され、光電変換後にADC613によってデジタル信号に変換される。本デジタル信号をフーリエ変換することで、光受信機602の伝達関数の周波数応答を測定することができる。
本測定データをもとに、例えば受信信号処理部614でDSP614aを施すことで光受信機の伝達関数の周波数応答やレーン間の伝達関数の差を補償することができる。
これによって、第6実施形態の光送受信機600は、光受信機602の伝達関数とそのレーン間差を測定、及び補償することが可能となる。
100, 200, 300, 400, 500, 600, 700 光送受信機
101, 201, 301, 401, 501, 601, 701 光送信機
102, 202, 302, 402, 502, 602, 702 光受信機
703 光白色雑音源
103, 203, 303, 403, 503, 603,704 送信信号処理部
104, 204, 304, 404, 504, 604, 705 DAC
105, 205, 305, 405, 505, 605 ドライバアンプ
106, 108, 206, 306, 406, 411, 506, 606, 707, 709 レーザ(LD)
107, 207, 307, 407, 507, 607, 708 変調器
107a, 207a, 307a, 407a, 507a, 607a, 708a X偏波
107b, 207b, 307b, 407b, 507b, 607b, 708b Y偏波
107c, 207c, 307c, 407c, 507c, 607c, 708c 偏波ビームコンバイナ
308, 408, 508, 508, 608 光増幅器
309, 409, 509, 609 光バンドパスフィルタ
109, 208, 310, 410, 510, 610, 710 偏波分離部
110, 209, 311, 412, 511, 611, 711 偏波ダイバーシティ90℃ハイブリッド
110a, 209a,311a, 412a, 511a, 611a, 711a PD
111, 210, 312, 413, 512, 612, 712 TIA
112, 211, 313, 414, 513, 613, 713 ADC
113, 212, 314, 415, 514, 614, 714 受信信号処理部
113a, 212a, 314a, 415a, 514a, 614a DSP
101, 201, 301, 401, 501, 601, 701 光送信機
102, 202, 302, 402, 502, 602, 702 光受信機
703 光白色雑音源
103, 203, 303, 403, 503, 603,704 送信信号処理部
104, 204, 304, 404, 504, 604, 705 DAC
105, 205, 305, 405, 505, 605 ドライバアンプ
106, 108, 206, 306, 406, 411, 506, 606, 707, 709 レーザ(LD)
107, 207, 307, 407, 507, 607, 708 変調器
107a, 207a, 307a, 407a, 507a, 607a, 708a X偏波
107b, 207b, 307b, 407b, 507b, 607b, 708b Y偏波
107c, 207c, 307c, 407c, 507c, 607c, 708c 偏波ビームコンバイナ
308, 408, 508, 508, 608 光増幅器
309, 409, 509, 609 光バンドパスフィルタ
109, 208, 310, 410, 510, 610, 710 偏波分離部
110, 209, 311, 412, 511, 611, 711 偏波ダイバーシティ90℃ハイブリッド
110a, 209a,311a, 412a, 511a, 611a, 711a PD
111, 210, 312, 413, 512, 612, 712 TIA
112, 211, 313, 414, 513, 613, 713 ADC
113, 212, 314, 415, 514, 614, 714 受信信号処理部
113a, 212a, 314a, 415a, 514a, 614a DSP
Claims (10)
- 光受信機の伝達関数の周波数応答を測定するためのデジタル信号処理回路であって、
光送信機から光受信機側の局発光と既知の量だけ周波数がずれたCW光の光信号を発生させ、
前記光受信機にて局発光と前記光信号を干渉させて差周波数の電気信号を得、
前記電気信号を基に、前記光受信機の伝達関数の周波数応答を測定することを特徴とするデジタル信号処理回路。 - 請求項1のデジタル信号処理回路において、
前記光送信機のレーザの発振周波数を制御して前記CW光と前記局発光の発振周波数の周波数差を与えて、前記伝達関数の周波数特性が測定されることを特徴とするデジタル信号処理回路。 - 請求項1のデジタル信号処理回路において、
前記CW光の周波数と前記局発光の周波数に、周波数fのシフト差を与えることを特徴とするデジタル信号処理回路。 - 請求項3のデジタル信号処理回路において、
前記CW光を光増幅器に入力し出力光強度を一定にすることを特徴とするデジタル信号処理回路。 - 光受信機の伝達関数の周波数応答を測定するためのデジタル信号処理回路であって、
光送信機の光増幅器から発生するASE光を出力させ、
前記光受信機にて局発光と前記ASE光を干渉させて電気信号を得、
前記電気信号を基に、前記光受信機の伝達関数の周波数応答を測定することを特徴とするデジタル信号処理回路。 - 請求項5のデジタル信号処理回路において、
前記光送信機を構成する光変調器は、半導体の光変調器であることを特徴とするデジタル信号処理回路。 - 光受信機における局発光と既知の量だけ周波数がずれた光信号を発生する光送信機と、
前記局発光と前記光信号とを干渉させて差周波数の電気信号を出力する光受信機と、
前記電気信号を基に伝達関数の周波数応答を測定するデジタル信号処理回路と
を備えたことを特徴とする光送受信機。 - 光増幅器から発生するASE光を出力する光送信機と、
局発光と前記ASE光を干渉させて電気信号を出力する光受信機と、
前記電気信号をフーリエ変換して伝達関数の周波数応答を測定するデジタル信号処理回路と
を備えたことを特徴とする光送受信機。 - 光送信機における局発光と既知の量だけ周波数がずれた光信号を発生するステップと、
前記局発光と前記光信号を干渉させて差周波数の電気信号を出力するステップと、
前記電気信号を基に伝達関数の周波数応答を測定するステップと、
を有することを特徴とする光送受信機の駆動方法。 - 増幅器から発生するASE光を出力するステップと、
局発光と前記ASE光を干渉させて電気信号を出力するステップと、
前記電気信号をフーリエ変換して伝達関数の周波数応答を測定するステップと、
を備えたことを特徴とする光送受信機の駆動方法。
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CN110058099A (zh) * | 2019-05-06 | 2019-07-26 | 青岛兴仪电子设备有限责任公司 | 一种电光调制器频率响应自动快速测量装置及方法 |
WO2023051554A1 (zh) * | 2021-09-29 | 2023-04-06 | 欧梯恩智能科技(苏州)有限公司 | 光传感解调模块和光传感*** |
-
2017
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