JP2019033343A - Power conversion device and folded dipole antenna - Google Patents

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啓介 野口
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貴大 古田
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Abstract

To provide a power conversion device with a reduced loss.SOLUTION: A power conversion device includes: a folded dipole antenna; and a rectification circuit that converts high-frequency power of a received electric wave into DC power. The folded dipole antenna has: a first element that extends from a first power feeding point to a first end; a second element that extends from a second power feeding point to a second end; a third element that extends from a third end to a fourth end along the first element and the second element, and that has a length of a half wavelength of a free space wavelength; a first folded part that connects between a first connection part located at a first power feeding point side from the first end, and a second connection part located at a fourth end side from the third end; and a second folded part that connects between a third connection part located at a second power feeding point side from the second end, and a fourth connection part located at a third end side from the fourth end. A length between the first power feeding point and the first connection part and a length between the second power feeding point and the third connection part are less than an electric length of a quarter wavelength. An element width of the third element is wider than element widths of the first element and the second element.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナに関する。   The present invention relates to a power conversion device and a folded dipole antenna.

従来より、基板の一主面上に、平衡二線型のアンテナと、平衡二線線路と、整流回路と、直流出力端子とを備え、前記平衡二線型のアンテナによりマイクロ波を受信し、このマイクロ波に基づき前記直流出力端子に直流電力を出力する平衡二線線路式レクテナがある。   Conventionally, a balanced two-wire antenna, a balanced two-wire line, a rectifier circuit, and a DC output terminal are provided on one main surface of the substrate, and microwaves are received by the balanced two-wire antenna. There is a balanced two-wire line rectenna that outputs DC power to the DC output terminal based on a wave.

前記平衡二線型のアンテナは、前記基板の一主面上に相対向する一対のアンテナ素子を有し、前記平衡二線線路は、前記基板の一主面上で前記各アンテナ素子の中央側端部に接続されそれらの各アンテナ素子の対向方向と直交する方向に延びる互いに平行な一対の線路を有する。   The balanced two-wire antenna has a pair of antenna elements facing each other on one main surface of the substrate, and the balanced two-wire line is a central end of each antenna element on the one main surface of the substrate. And a pair of parallel lines extending in a direction orthogonal to the facing direction of each of the antenna elements.

前記整流回路は、直流遮断用キャパシタと、前記一対の線路間に配置されたショットキーバリアダイオードと、このショットキーバリアダイオードの後段でこのショットキーバリアダイオードから所定間隔だけ離れて前記一対の線路間の配置された平滑用キャパシタとを有する。   The rectifier circuit includes a DC blocking capacitor, a Schottky barrier diode disposed between the pair of lines, and a distance between the pair of lines separated from the Schottky barrier diode at a subsequent stage of the Schottky barrier diode. And a smoothing capacitor.

前記直流出力端子は、前記平滑用キャパシタの後段で前記一対の線路のそれぞれに接続されており、前記マイクロ波の波長をλｇとして、前記所定間隔をλｇ／２２．５からλｇ／１４の範囲に設定したことを特徴とする。   The DC output terminal is connected to each of the pair of lines at the subsequent stage of the smoothing capacitor. The wavelength of the microwave is λg, and the predetermined interval is in the range of λg / 22.5 to λg / 14. It is characterized by setting.

前記平衡二線線路式レクテナは、さらに入力フィルタを備え、この入力フィルタは、前記平衡二線型のアンテナと前記ショットキーバリアダイオードとの間の前記一対の線路に設けられたことを特徴とする（例えば、特許文献１参照）。   The balanced two-wire line rectenna further includes an input filter, and the input filter is provided in the pair of lines between the balanced two-wire antenna and the Schottky barrier diode ( For example, see Patent Document 1).

特開２００７−１１６５１５号公報JP 2007-116515 A

従来の平衡二線線路式レクテナ（電力変換装置）は、平衡二線型のアンテナ（アンテナ）と整流回路との間に入力フィルタ（フィルタ）を設けている。これは、フィルタの誘導性成分で整流回路の容量性成分を相殺して、アンテナと整流回路とのインピーダンス整合を取るためである。   A conventional balanced two-wire rectenna (power converter) includes an input filter (filter) between a balanced two-wire antenna (antenna) and a rectifier circuit. This is because the capacitive component of the rectifier circuit is canceled by the inductive component of the filter to achieve impedance matching between the antenna and the rectifier circuit.

ところで、従来の電力変換装置は、フィルタにおける電力の損失が生じるため、損失が大きいという課題がある。   By the way, the conventional power converter device has a problem that the loss is large because the loss of power in the filter occurs.

そこで、損失を低減した電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナを提供することを目的とする。   Then, it aims at providing the power converter device and the return | turnback dipole antenna which reduced loss.

本発明の実施の形態の電力変換装置は、折返しダイポールアンテナと、前記折返しダイポールアンテナによって受信される電波の高周波電力を直流電力に変換する整流回路とを含む電力変換装置であって、前記折返しダイポールアンテナは、前記整流回路に接続される第１給電点から第１端まで延在する第１素子と、前記第１素子が延在する方向に沿って、前記整流回路に接続される第２給電点から第２端まで延在する第２素子と、前記第１端側の第３端から前記第２端側の第４端まで、前記第１素子及び前記第２素子に沿って延在し、前記電波の周波数における自由空間波長の半波長に対応する長さを有する第３素子と、前記第１素子の前記第１端よりも前記第１給電点側に位置する第１接続部と、前記第３素子の前記第３端よりも前記第４端側に位置する第２接続部とを接続する第１折返し部と、前記第２素子の前記第２端よりも前記第２給電点側に位置する第３接続部と、前記第３素子の前記第４端よりも前記第３端側に位置する第４接続部とを接続する第２折返し部とを有し、前記第１給電点と前記第１接続部との間の長さ、及び、前記第２給電点と前記第３接続部との間の長さは、前記電波の周波数における四半波長の電気長に対応する長さ未満であり、前記第１素子及び前記第２素子の素子幅よりも、前記第３素子の素子幅の方が広い。   A power conversion device according to an embodiment of the present invention is a power conversion device that includes a folded dipole antenna and a rectifier circuit that converts high-frequency power of a radio wave received by the folded dipole antenna into direct-current power. The antenna includes a first element that extends from a first feeding point connected to the rectifier circuit to a first end, and a second feeder that is connected to the rectifier circuit along a direction in which the first element extends. A second element extending from the point to the second end, and extending from the third end on the first end side to the fourth end on the second end side along the first element and the second element. A third element having a length corresponding to a half wavelength of a free space wavelength in the frequency of the radio wave, and a first connection portion located closer to the first feeding point than the first end of the first element; Than the third end of the third element. A first folded portion that connects the second connection portion located on the end side, a third connection portion that is located on the second feeding point side with respect to the second end of the second element, and A second folded portion for connecting the fourth connection portion located on the third end side with respect to the fourth end, a length between the first feeding point and the first connection portion, and The length between the second feeding point and the third connection portion is less than a length corresponding to a quarter-wave electrical length at the frequency of the radio wave, and the elements of the first element and the second element The element width of the third element is wider than the width.

損失を低減した電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナを提供することができる。   A power conversion device with reduced loss and a folded dipole antenna can be provided.

実施の形態の折返しダイポールアンテナ１００を含む電力変換装置３００を示す図である。It is a figure which shows the power converter device 300 containing the return | turnback dipole antenna 100 of embodiment. 折返しダイポールアンテナ１００の等価回路を示す図である。1 is a diagram showing an equivalent circuit of a folded dipole antenna 100. FIG. 折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の周波数を変化させた場合のインピーダンスを示すスミスチャートである。It is a Smith chart which shows the impedance at the time of changing the frequency of the electromagnetic wave which the return | turnback dipole antenna 100 receives. 放射インピーダンス、線路インピーダンス、入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。It is a Smith chart which shows the frequency characteristic of radiation impedance, line impedance, and input impedance. 電力変換装置３００の周波数に対する効率の特性と周波数に対する出力電圧の特性を示す図である。It is a figure which shows the efficiency characteristic with respect to the frequency of the power converter device 300, and the characteristic of the output voltage with respect to a frequency. エレメント１１０及び１３０の断面を示す図である。FIG. 4 is a view showing a cross section of elements 110 and 130. エレメント１１０及び１３０の等価半径を説明する図である。It is a figure explaining the equivalent radius of elements 110 and 130. FIG. エレメント１１０の厚さに対する折返しダイポールアンテナ１００のゲインの特性を示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a gain characteristic of a folded dipole antenna 100 with respect to a thickness of an element 110.

以下、本発明の電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナを適用した実施の形態について説明する。   Embodiments to which the power conversion device and the folded dipole antenna of the present invention are applied will be described below.

＜実施の形態＞
図１は、実施の形態の折返しダイポールアンテナ１００を含む電力変換装置３００を示す図である。以下では、ＸＹＺ座標系を用いて説明する。 <Embodiment>
FIG. 1 is a diagram illustrating a power conversion device 300 including a folded dipole antenna 100 according to an embodiment. Below, it demonstrates using an XYZ coordinate system.

電力変換装置３００は、折返しダイポールアンテナ１００と整流回路２００とを含む。電力変換装置３００は、折返しダイポールアンテナ１００が受信した高周波の電波の高周波電力を整流回路２００で直流電力に変換して出力する。   Power conversion device 300 includes a folded dipole antenna 100 and a rectifier circuit 200. The power converter 300 converts the high-frequency power of the high-frequency radio wave received by the folded dipole antenna 100 into DC power by the rectifier circuit 200 and outputs the DC power.

また、電力変換装置３００は、直流遮断部２５０をさらに含んでもよい。直流遮断部２５０は、直流成分を遮断するために設けられているが、直流遮断部２５０が不要な場合は、電力変換装置３００は、直流遮断部２５０を含まなくてもよい。   In addition, the power conversion device 300 may further include a DC blocking unit 250. Although the DC blocking unit 250 is provided to block the DC component, the power conversion device 300 may not include the DC blocking unit 250 when the DC blocking unit 250 is unnecessary.

折返しダイポールアンテナ１００は、誘導性のインピーダンス特性を有する。このため、電力変換装置３００は、折返しダイポールアンテナ１００、整流回路２００、及び直流遮断部２５０の他にフィルタを含まなくても、容量性のインピーダンスを示す整流回路２００と折返しダイポールアンテナ１００とのインピーダンス整合を取ることができる。以下、この詳細について説明する。   The folded dipole antenna 100 has inductive impedance characteristics. Therefore, even if the power conversion device 300 does not include a filter in addition to the folded dipole antenna 100, the rectifier circuit 200, and the DC blocking unit 250, the impedance between the rectifier circuit 200 that exhibits capacitive impedance and the folded dipole antenna 100 Can be consistent. The details will be described below.

折返しダイポールアンテナ１００は、エレメント１１０、１２０、１３０、接続エレメント１４０、１５０を有する。図１では図示を省略するが、折返しダイポールアンテナ１００は、例えば、ＦＲ−４(Flame Retardant type 4)規格の配線基板のような基板の表面に設けられる。折返しダイポールアンテナ１００は、例えば、基板の表面に設けられた銅箔をパターニングすることによって作製することができる。なお、折返しダイポールアンテナ１００を配置する基板は、配線基板に限られず、フレキシブル基板やその他の形式の基板であってもよい。また、折返しダイポールアンテナ１００は、銅以外の金属製であってもよい。   The folded dipole antenna 100 includes elements 110, 120, and 130 and connection elements 140 and 150. Although not shown in FIG. 1, the folded dipole antenna 100 is provided on the surface of a substrate such as a FR-4 (Flame Retardant type 4) standard wiring substrate, for example. The folded dipole antenna 100 can be manufactured, for example, by patterning a copper foil provided on the surface of the substrate. The substrate on which the folded dipole antenna 100 is disposed is not limited to the wiring substrate, and may be a flexible substrate or other types of substrates. The folded dipole antenna 100 may be made of a metal other than copper.

エレメント１１０は、給電点１１１、端部１１２、及び接続部１１３を有する。エレメント１１０は、第１素子の一例である。給電点１１１は、第１給電点の一例である。端部１１２は、第１端の一例である。接続部１１３は、第１接続部の一例である。エレメント１１０は、給電点１１１と端部１１２との間でＸ軸に沿って延在している。給電点１１１は、直流遮断部２５０のキャパシタ２５１を介して整流回路２００の端子２０１に接続される。端部１１２は、Ｘ軸方向において、エレメント１３０の端部１３１と概ね等しい位置に設けられている。接続部１１３は、給電点１１１と端部１１２との間に位置し、接続エレメント１４０が接続される。   The element 110 has a feeding point 111, an end portion 112, and a connection portion 113. The element 110 is an example of a first element. The feeding point 111 is an example of a first feeding point. The end portion 112 is an example of a first end. The connection unit 113 is an example of a first connection unit. The element 110 extends along the X axis between the feeding point 111 and the end 112. The feeding point 111 is connected to the terminal 201 of the rectifier circuit 200 via the capacitor 251 of the DC cutoff unit 250. The end 112 is provided at a position substantially equal to the end 131 of the element 130 in the X-axis direction. The connection part 113 is located between the feeding point 111 and the end part 112, and the connection element 140 is connected thereto.

給電点１１１と接続部１１３との間の長さＬ１は、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の電気長λeの四半波長（λe／４）に対応する長さ未満の長さに設定されている。ここで、電気長λeは、基板に設けられるエレメント１１０のような伝送媒体中を伝送される電磁波の波長であり、基板の比誘電率等によって短縮率が異なる。この短縮率によって電気長λeの四半波長（λe／４）に対応する長さは短縮される。   The length L1 between the feeding point 111 and the connection portion 113 is set to a length less than the length corresponding to the quarter wavelength (λe / 4) of the electrical length λe of the radio wave received by the folded dipole antenna 100. . Here, the electrical length λe is the wavelength of an electromagnetic wave transmitted through a transmission medium such as the element 110 provided on the substrate, and the shortening rate varies depending on the relative dielectric constant of the substrate. With this shortening rate, the length corresponding to the quarter wavelength (λe / 4) of the electrical length λe is shortened.

エレメント１２０は、給電点１２１、端部１２２、及び接続部１２３を有する。エレメント１２０は、第２素子の一例である。給電点１２１は、第２給電点の一例である。端部１２２は、第２端の一例である。接続部１２３は、第３接続部の一例である。エレメント１２０は、給電点１２１と端部１２２との間でＸ軸に沿って延在している。給電点１２１は、直流遮断部２５０のキャパシタ２５２を介して整流回路２００の端子２０２に接続される。端部１２２は、Ｘ軸方向において、エレメント１３０の端部１３２と略等しい位置に設けられている。接続部１２３は、給電点１２１と端部１２２との間に位置し、接続エレメント１５０が接続される。エレメント１２０は、平面視において、エレメント１３０のＸ軸方向の中央を通りＹ軸方向に伸延する軸を対称軸として、エレメント１１０と線対称になるように配置されている。   The element 120 includes a feeding point 121, an end portion 122, and a connection portion 123. The element 120 is an example of a second element. The feeding point 121 is an example of a second feeding point. The end 122 is an example of a second end. The connection unit 123 is an example of a third connection unit. The element 120 extends along the X axis between the feeding point 121 and the end 122. The feeding point 121 is connected to the terminal 202 of the rectifier circuit 200 through the capacitor 252 of the DC cutoff unit 250. The end 122 is provided at a position substantially equal to the end 132 of the element 130 in the X-axis direction. The connection part 123 is located between the feeding point 121 and the end part 122, and the connection element 150 is connected thereto. The element 120 is arranged so as to be symmetrical with the element 110 in a plan view with an axis passing through the center of the element 130 in the X-axis direction and extending in the Y-axis direction as a symmetry axis.

給電点１２１と接続部１２３との間の長さＬ２は、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の電気長λeの四半波長（λe／４）に対応する長さに設定されている。電気長λeの四半波長（λe／４）に対応する長さの意味は、長さＬ１と同様である。長さＬ２は、長さＬ１と等しい。   The length L2 between the feeding point 121 and the connection portion 123 is set to a length corresponding to the quarter wavelength (λe / 4) of the electrical length λe of the radio wave received by the folded dipole antenna 100. The meaning of the length corresponding to the quarter wavelength (λe / 4) of the electrical length λe is the same as that of the length L1. The length L2 is equal to the length L1.

なお、エレメント１１０の給電点１１１とエレメント１２０の給電点１２１とは、実際には、図１に示すよりも近接して配置される。このため、エレメント１１０の給電点１１１から端部１１２までの長さと、エレメント１２０の給電点１２１から端部１２２までの長さとは、エレメント１３０の端部１３１から端部１３２までの長さの約半分である。   Note that the feeding point 111 of the element 110 and the feeding point 121 of the element 120 are actually arranged closer than shown in FIG. Therefore, the length from the feeding point 111 to the end 112 of the element 110 and the length from the feeding point 121 to the end 122 of the element 120 are approximately the length from the end 131 to the end 132 of the element 130. It is half.

エレメント１３０は、端部１３１、１３２と接続部１３３、１３４とを有する。エレメント１３０は、第３素子の一例である。端部１３１は、第３端の一例であり、端部１３２は、第４端の一例である。接続部１３３は、第２接続部の一例であり、接続部１３４は、第４接続部の一例である。エレメント１３０は、端部１３１及び１３２を両端として、Ｘ軸に沿って延在している。すなわち、エレメント１３０は、エレメント１１０及び１２０と平行に配置されている。端部１３１のＸ軸方向における位置は、エレメント１１０の端部１１２の位置に等しく、端部１３２のＸ軸方向における位置は、エレメント１２０の端部１２２の位置に等しい。   The element 130 has end portions 131 and 132 and connection portions 133 and 134. The element 130 is an example of a third element. The end 131 is an example of a third end, and the end 132 is an example of a fourth end. The connection unit 133 is an example of a second connection unit, and the connection unit 134 is an example of a fourth connection unit. The element 130 extends along the X-axis with the end portions 131 and 132 as both ends. That is, the element 130 is disposed in parallel with the elements 110 and 120. The position of the end 131 in the X-axis direction is equal to the position of the end 112 of the element 110, and the position of the end 132 in the X-axis direction is equal to the position of the end 122 of the element 120.

エレメント１３０の長さ（端部１３１と１３２との間の長さ）は、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の自由空間波長λ０の半波長（λ０／２）に対応する長さに設定される。これは、エレメント１３０が折返しダイポールアンテナ１００の全長（Ｘ軸方向の端から端までの長さ）に対応する部分だからである。 Set to the length corresponding to the half wavelength of the free-space wavelength lambda 0 of the radio wave folded dipole antenna 100 receives (λ 0/2) (length between the ends 131 and 132) the length of the element 130 Is done. This is because the element 130 corresponds to the entire length of the folded dipole antenna 100 (length from end to end in the X-axis direction).

ここで、電波の自由空間波長λ０の半波長（λ０／２）に対応する長さとは、電波の自由空間波長λ０の半波長（λ０／２）である。 Here, the length corresponding to the half wavelength of the free-space wavelength lambda 0 of the radio wave (λ 0/2), a half wavelength of a radio wave of a free space wavelength λ0 (λ 0/2).

また、エレメント１３０の素子幅（Ｙ軸方向の幅）は、エレメント１１０、１２０の素子幅よりも太くされている。折返しダイポールアンテナ１００では、エレメント１１０、１２０の素子幅に対するエレメント１３０の素子幅でインピーダンスが決まる。エレメント１１０、１２０の素子幅よりもエレメント１３０の素子幅を太くすることにより、折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスを増大させることができる。   Further, the element width (width in the Y-axis direction) of the element 130 is larger than the element width of the elements 110 and 120. In the folded dipole antenna 100, the impedance is determined by the element width of the element 130 with respect to the element width of the elements 110 and 120. By making the element width of the element 130 larger than the element width of the elements 110 and 120, the impedance of the folded dipole antenna 100 can be increased.

整流回路２００は、インピーダンスが高いため、整流回路２００の容量性のインピーダンスと、折返しダイポールアンテナ１００の誘導性のインピーダンスとを整合させるには、折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスを高くする必要がある。   Since the rectifier circuit 200 has a high impedance, it is necessary to increase the impedance of the folded dipole antenna 100 in order to match the capacitive impedance of the rectifier circuit 200 and the inductive impedance of the folded dipole antenna 100.

このため、エレメント１３０の素子幅（Ｙ軸方向の幅）が、エレメント１１０、１２０の素子幅よりも太くなるようにしている。折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスと、整流回路２００のインピーダンスとを共役整合させることにより、整流回路２００での整流効率を増大させることができる。   For this reason, the element width (the width in the Y-axis direction) of the element 130 is made larger than the element width of the elements 110 and 120. The rectification efficiency in the rectifier circuit 200 can be increased by conjugate matching between the impedance of the folded dipole antenna 100 and the impedance of the rectifier circuit 200.

接続部１３３は、端部１３１と、エレメント１３０の長手方向（Ｘ軸方向）の中央（中点）との間に位置しており、接続エレメント１４０が接続される。接続部１３４は、端部１３２と、エレメント１３０の長手方向（Ｘ軸方向）の中央（中点）との間に位置しており、接続エレメント１５０が接続される。   The connection portion 133 is located between the end portion 131 and the center (middle point) in the longitudinal direction (X-axis direction) of the element 130, and the connection element 140 is connected thereto. The connection part 134 is located between the end part 132 and the center (midpoint) of the longitudinal direction (X-axis direction) of the element 130, and the connection element 150 is connected.

接続エレメント１４０は、エレメント１１０の接続部１１３と、エレメント１３０の接続部１３３とを接続する。接続エレメント１４０は、第１折返し部の一例である。接続部１１３と接続部１３３とのＸ軸方向における位置は等しく、接続エレメント１４０は、Ｙ軸に沿って延在している。   The connection element 140 connects the connection part 113 of the element 110 and the connection part 133 of the element 130. The connection element 140 is an example of a first folded portion. The connecting portion 113 and the connecting portion 133 have the same position in the X-axis direction, and the connecting element 140 extends along the Y-axis.

接続エレメント１５０は、エレメント１２０の接続部１２３と、エレメント１３０の接続部１３４とを接続する。接続エレメント１５０は、第２折返し部の一例である。接続部１２３と接続部１３４とのＸ軸方向における位置は等しく、接続エレメント１５０は、Ｙ軸に沿って延在している。   The connection element 150 connects the connection part 123 of the element 120 and the connection part 134 of the element 130. The connection element 150 is an example of a second folded portion. The positions of the connecting portion 123 and the connecting portion 134 in the X-axis direction are equal, and the connecting element 150 extends along the Y-axis.

エレメント１１０及び１２０と、エレメント１３０とは、接続エレメント１４０、１５０によって接続されている。接続エレメント１４０は、エレメント１１０の端部１１２、及び、エレメント１３０の端部１３１よりもＸ軸正方向側にオフセットして設けられている。また、接続エレメント１５０は、エレメント１２０の端部１２２、及び、エレメント１３０の端部１３２よりもＸ軸負方向側にオフセットして設けられている。   The elements 110 and 120 and the element 130 are connected by connection elements 140 and 150. The connection element 140 is provided offset from the end portion 112 of the element 110 and the end portion 131 of the element 130 on the X axis positive direction side. Further, the connection element 150 is provided offset from the end portion 122 of the element 120 and the end portion 132 of the element 130 toward the negative X-axis direction.

このように、接続エレメント１４０、１５０を、エレメント１１０及び１２０の端部１１２及び１２２とエレメント１３０の端部１３１及び１３２よりもＸ軸方向において中央側にオフセットして設けているのは、折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスを誘導性（インダクタンス性）にするためである。   As described above, the connection elements 140 and 150 are provided so as to be offset from the ends 112 and 122 of the elements 110 and 120 and the ends 131 and 132 of the element 130 toward the center side in the X-axis direction. This is to make the impedance of the antenna 100 inductive (inductive).

折返しダイポールアンテナ１００は、接続エレメント１４０、１５０を端部１１２、１２２、１３１、及び１３２よりもＸ軸方向において中央側にオフセットすることによって、インピーダンス特性を誘導性にすることができる。折返しダイポールアンテナ１００の誘導性のインピーダンスは、接続エレメント１４０、１５０の位置を設計段階で調整することによって、調節することができる。   The folded dipole antenna 100 can make the impedance characteristics inductive by offsetting the connection elements 140 and 150 to the center side in the X-axis direction from the ends 112, 122, 131, and 132. The inductive impedance of the folded dipole antenna 100 can be adjusted by adjusting the positions of the connection elements 140 and 150 at the design stage.

直流遮断部２５０は、キャパシタ２５１、２５２を有する。キャパシタ２５１は、給電点１１１と整流回路２００の端子２０１との間に直列に挿入されており、キャパシタ２５２は、給電点１２１と整流回路２００の端子２０２との間に直列に挿入されている。直流遮断部２５０は、ショットキーバリアダイオードの静電破壊防止のために、必要に応じて挿入する。   The DC blocking unit 250 includes capacitors 251 and 252. The capacitor 251 is inserted in series between the feed point 111 and the terminal 201 of the rectifier circuit 200, and the capacitor 252 is inserted in series between the feed point 121 and the terminal 202 of the rectifier circuit 200. The DC blocking unit 250 is inserted as necessary to prevent electrostatic breakdown of the Schottky barrier diode.

整流回路２００は、端子２０１、２０２、キャパシタ２１１、２１２、２１３、２１４、ダイオード２２１、２２２、２２３、２２４、及び出力端子２３１、２３２を含む。整流回路２００は、一例として、コッククロフト・ウォルトン型の整流回路である。   The rectifier circuit 200 includes terminals 201 and 202, capacitors 211, 212, 213, and 214, diodes 221, 222, 223, and 224, and output terminals 231 and 232. As an example, the rectifier circuit 200 is a Cockcroft-Walton rectifier circuit.

端子２０１には、キャパシタ２１１、２１２が直列に接続されており、端子２０２には、キャパシタ２１３、２１４が直列に接続されている。また、ダイオード２２１、２２２、２２３、２２４は、図１に示すように、キャパシタ２１１、２１２、２１３、２１４の間でたすき掛け状に接続されている。   Capacitors 211 and 212 are connected in series to the terminal 201, and capacitors 213 and 214 are connected in series to the terminal 202. In addition, the diodes 221, 222, 223, and 224 are connected to each other between the capacitors 211, 212, 213, and 214 as shown in FIG.

整流回路２００は、直流遮断部２５０を介して折返しダイポールアンテナ１００から入力される高周波電力を直流電圧に変換して、出力端子２３１、２３２から出力する。このような整流回路２００のインピータンスはダイオード２２１、２２２、２２３、２２４の端子間容量の影響で容量性である。   The rectifier circuit 200 converts the high-frequency power input from the folded dipole antenna 100 through the DC blocking unit 250 into a DC voltage and outputs the DC voltage from the output terminals 231 and 232. The impedance of the rectifier circuit 200 is capacitive due to the influence of the capacitance between the terminals of the diodes 221, 222, 223 and 224.

図２は、折返しダイポールアンテナ１００の等価回路を示す図である。図３は、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の周波数を変化させた場合のインピーダンスを示すスミスチャートである。   FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit of the folded dipole antenna 100. FIG. 3 is a Smith chart showing the impedance when the frequency of the radio wave received by the folded dipole antenna 100 is changed.

図２に示すように、折返しダイポールアンテナ１００の等価回路は、左側の伝送線路モードの等価回路１００Ａと、右側の放射モードの等価回路１００Ｂとで表される。   As shown in FIG. 2, the equivalent circuit of the folded dipole antenna 100 is represented by an equivalent circuit 100A in the left transmission line mode and an equivalent circuit 100B in the right radiation mode.

伝送線路モードの等価回路１００Ａは、給電点１１１、１２１、線路インピーダンス２Ｚｂ、及びトランスの巻線ＴＡ、ＴＢを含む。インピーダンスＺｂは、エレメント１１０の給電点１１１から接続点１１３までの線路の部分のインピーダンスであり、エレメント１２０の給電点１２１から接続部１２３までの線路の部分のインピーダンスである。２つあるため、等価回路１００Ａは、線路インピーダンス２Ｚｂを含む。 The transmission line mode equivalent circuit 100A includes feed points 111 and 121, a line impedance 2Zb, and transformer windings T A and T B. The impedance Zb is the impedance of the line portion from the feeding point 111 to the connection point 113 of the element 110, and is the impedance of the line portion from the feeding point 121 to the connection portion 123 of the element 120. Since there are two, the equivalent circuit 100A includes the line impedance 2Zb.

また、放射モードの等価回路１００Ｂは、インピーダンスＺｒを含む。インピーダンスＺｒは、折返しダイポールアンテナ１００の直列共振回路のインピーダンスである。インピーダンスＺｒの共振周波数をｆ０とする。伝送線路モードの等価回路１００Ａと放射モードの等価回路１００Ｂとの境界は、図２に示すように、巻線ＴＡ、ＴＢを有するトランスと、インピーダンスＺｒとの間である。 Further, the radiation mode equivalent circuit 100B includes an impedance Zr. The impedance Zr is the impedance of the series resonant circuit of the folded dipole antenna 100. The resonant frequency of the impedance Zr and f 0. As shown in FIG. 2, the boundary between the transmission line mode equivalent circuit 100A and the radiation mode equivalent circuit 100B is between a transformer having windings T A and T B and an impedance Zr.

このトランスの巻線ＴＡとＴＢとのインピーダンスのステップアップ比は、ｎ２：１である。ステップアップ比（ｎ２）は、エレメント１３０の素子幅の比，およびエレメント１１０，１２０とエレメント１３０と導体間隔で決まる。 Step-up ratio of the impedances of the windings T A and T B of the transformer, n 2: 1. The step-up ratio (n 2 ) is determined by the ratio of the element widths of the elements 130 and the spacing between the elements 110 and 120 and the elements 130 and the conductors.

このような等価回路１００Ａ、１００Ｂにおいて、放射インピーダンスｎ２Ｚｒ、線路インピーダンス２Ｚｂ、入力インピーダンスＺｉｎは、それぞれ、式（１）、（２）、（３）で表される。なお、入力インピーダンスＺｉｎは、等価回路１００Ａの給電点１１１、１２１から、等価回路１００Ａの線路インピーダンス２Ｚｂ側及び巻線ＴＡ、ＴＢと、等価回路１００Ｂとを見た入力インピーダンスである。また、Ｚｃは、エレメント１３０とエレメント１１０およびエレメント１３０とエレメント１２０で構成される平衡線路の特性インピーダンスのことである。 In such equivalent circuits 100A and 100B, the radiation impedance n 2 Zr, the line impedance 2Zb, and the input impedance Zin are expressed by equations (1), (2), and (3), respectively. The input impedance Zin is the feeding point 111 and 121 of the equivalent circuit 100A, and the line impedance 2Zb side and winding T A, T B of the equivalent circuit 100A, the input impedance looking into the equivalent circuit 100B. Zc is a characteristic impedance of a balanced line composed of the element 130 and the element 110 and the element 130 and the element 120.

Figure 2019033343
Figure 2019033343

Figure 2019033343
Figure 2019033343

Figure 2019033343
また、図３において、電力変換装置３００のシステムインピーダンスをＺ０、ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）がρｍになるときの反射係数の絶対値をΓｍとする。また、ここでは、エレメント１１０及び１２０の長さＬ１、Ｌ２（Ｌ１＝Ｌ２）をＬとする。なお、λeは、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の電気長である。
Figure 2019033343
 In FIG. 3, the system impedance of the power converter 300 is Z 0 , and the absolute value of the reflection coefficient when the VSWR (Voltage Standing Wave Ratio) is ρm is Γm. Here, the lengths L1 and L2 (L1 = L2) of the elements 110 and 120 are set to L. Λe is the electrical length of the radio wave received by the folded dipole antenna 100.

折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスが完全に整合している点（●）から、コンダクタンスが１（ｇ＝１）の等コンダクタンス線に沿って、ＶＳＷＲがρｍになる点ａ（○）までの長さＬの範囲は、次式（４）で表される。ＶＳＷＲがρｍになる点ａ（○）は、折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスが誘導性になる点である。   The length L from the point (●) where the impedance of the folded dipole antenna 100 is perfectly matched to the point a (（) where the VSWR becomes ρm along the isoconductance line of conductance 1 (g = 1) Is expressed by the following formula (4). A point a (◯) where VSWR becomes ρm is a point where the impedance of the folded dipole antenna 100 becomes inductive.

折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスが誘導性になることから、式（４）が成り立つ。   Since the impedance of the folded dipole antenna 100 becomes inductive, Expression (4) is established.

Figure 2019033343
従って、式（４）より、Ｌ／λeが１／４未満であれば良いことが分かる。換言すれば、長さＬがλe／４未満であれば良いことになる。
Figure 2019033343
 Therefore, it can be seen from equation (4) that L / λe should be less than ¼. In other words, it is sufficient if the length L is less than λe / 4.

図４は、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の周波数を４００ＭＨｚから６００ＭＨｚまで変化させた場合の放射インピーダンスｎ２Ｚｒ（破線）、線路インピーダンス２Ｚｂ（破線）、入力インピーダンスＺｉｎ（実線）を示すスミスチャートである。ここでは、ＶＳＷＲが２で、反射係数Γｍが１／３という条件で評価を行うこととする。反射係数Γｍは、ＶＳＷＲの値によって決まる。なお、図４のスミスチャートは、電力変換装置３００のシステムインピーダンスＺ０で正規化している。 FIG. 4 is a Smith chart showing radiation impedance n 2 Zr (dashed line), line impedance 2Zb (dashed line), and input impedance Zin (solid line) when the frequency of the radio wave received by the folded dipole antenna 100 is changed from 400 MHz to 600 MHz. It is. Here, the evaluation is performed under the condition that the VSWR is 2 and the reflection coefficient Γm is 1/3. The reflection coefficient Γm is determined by the value of VSWR. Note that the Smith chart of FIG. 4 is normalized by the system impedance Z 0 of the power converter 300.

電波の周波数を４００ＭＨｚから６００ＭＨｚまで変化させると、放射インピーダンスｎ２Ｚｒは、スミスチャートの中心を通る等抵抗線に沿って、４００ＭＨｚのときの容量性の値から、６００ＭＨｚのときの誘導性の値に変化し、５００ＭＨｚのときに円（○）で示すように、スミスチャートの中心を通る特性が得られた。すなわち、放射インピーダンスｎ２Ｚｒは、５００ＭＨｚにおいてＺ０になった。 When the frequency of the radio wave is changed from 400 MHz to 600 MHz, the radiation impedance n 2 Zr is changed from the capacitive value at 400 MHz to the inductive value at 600 MHz along the isoresistance line passing through the center of the Smith chart. As shown by a circle (◯) at 500 MHz, a characteristic passing through the center of the Smith chart was obtained. That is, the radiation impedance n 2 Zr became Z 0 at 500 MHz.

また、線路インピーダンス２Ｚｂは、スミスチャートの最外周円に沿って、４００ＭＨｚのときの誘導性の値から、６００ＭＨｚの容量性の値に変化し、５００ＭＨｚのときに三角（△）で示す特性が得られた。   Further, the line impedance 2Zb changes from an inductive value at 400 MHz to a capacitive value at 600 MHz along the outermost circle of the Smith chart, and a characteristic indicated by a triangle (Δ) is obtained at 500 MHz. It was.

また、入力インピーダンスＺｉｎは、４００ＭＨｚのときの誘導性の値から、６００ＭＨｚの容量性の値に変化し、５００ＭＨｚのときに、ダイアマーク（◇）で示すように、ＶＳＷＲが２になる円周上においてキンク頂点を有する特性になった。このときのエレメント１１０及び１２０の長さＬは、０．２２７６λeであった。   Further, the input impedance Zin changes from an inductive value at 400 MHz to a capacitive value at 600 MHz, and at 500 MHz on the circumference where VSWR is 2 as indicated by a diamond (◇). It became the characteristic which has a kink apex. At this time, the length L of the elements 110 and 120 was 0.2276λe.

従って、エレメント１１０及び１２０の長さＬ（Ｌ１、Ｌ２）を０．２２７６λeに設定すれば、５００ＭＨｚにおいて誘導性のインピーダンス特性を有する折返しダイポールアンテナ１００が得られることが分かった。   Therefore, it has been found that when the length L (L1, L2) of the elements 110 and 120 is set to 0.2276λe, the folded dipole antenna 100 having inductive impedance characteristics at 500 MHz can be obtained.

図５は、電力変換装置３００の周波数に対する効率（整流効率）の特性と、周波数に対する出力電圧の特性を示す図である。図５（Ａ）には効率の特性を実線で示し、図５（Ｂ）には出力電圧の特性を実線で示す。   FIG. 5 is a diagram illustrating the efficiency (rectification efficiency) characteristics with respect to the frequency and the output voltage characteristics with respect to the frequency of the power converter 300. In FIG. 5A, efficiency characteristics are indicated by a solid line, and in FIG. 5B, output voltage characteristics are indicated by a solid line.

ここでは比較用に、エレメント１１０及び１２０の長さＬ（Ｌ１、Ｌ２）の長さが電気長λeの四半波長（λe／４）に対応する長さ以上の折返しダイポールアンテナを折返しダイポールアンテナ１００の代わりに用い、直流遮断部２５０と整流回路２００との間にローパスフィルタを設けた比較用の電力変換装置の特性を破線で示す。   Here, for comparison, a folded dipole antenna whose length L (L1, L2) of the elements 110 and 120 is longer than the length corresponding to the quarter wavelength (λe / 4) of the electrical length λe is the folded dipole antenna 100. Instead, the characteristics of a comparative power converter in which a low-pass filter is provided between the DC blocking unit 250 and the rectifier circuit 200 are indicated by broken lines.

図５（Ａ）に示すように、折返しダイポールアンテナ１００を含む電力変換装置３００の効率は、破線で示す比較用の電力変換装置の効率に比べて、最大値が高くなるとともに、高周波数側において飛躍的に増大しており、広帯域化されている。   As shown in FIG. 5A, the efficiency of the power conversion device 300 including the folded dipole antenna 100 has a maximum value higher than the efficiency of the comparative power conversion device indicated by the broken line, and on the high frequency side. It has increased dramatically and has become wider.

また、図５（Ｂ）に示すように、折返しダイポールアンテナ１００を含む電力変換装置３００の出力電圧は、破線で示す比較用の電力変換装置の効率に比べて、最大値が高くなるとともに、高周波数側において飛躍的に増大しており、広帯域化されている。   In addition, as shown in FIG. 5B, the output voltage of the power conversion device 300 including the folded dipole antenna 100 has a maximum value higher than the efficiency of the comparative power conversion device indicated by the broken line, and is high. The frequency has increased dramatically, and the bandwidth has been increased.

このように、折返しダイポールアンテナ１００を含む電力変換装置３００では、効率及び出力電圧ともに、比較用の電力変換装置に比べて値が改善されるとともに、広帯域化されることが分かった。   Thus, it was found that in the power conversion device 300 including the folded dipole antenna 100, both the efficiency and the output voltage are improved as compared with the comparative power conversion device and the bandwidth is increased.

図６は、エレメント１１０及び１３０の断面を示す図である。図６（Ａ）、（Ｂ）には、Ｙ軸に沿って得られるエレメント１１０及び１３０の断面を示す。図６（Ａ）、（Ｂ）には、折返しダイポールアンテナ１００を搭載する基板１０を示す。また、図６（Ａ）、（Ｂ）では、高周波の電流がエレメント１１０及び１３０に流れる部分をグレーで示す。グレーで示す部分には、一例として、５００ＭＨｚの電流が表皮効果によって流れる。   FIG. 6 is a view showing a cross section of the elements 110 and 130. 6A and 6B show cross sections of the elements 110 and 130 obtained along the Y axis. 6A and 6B show a substrate 10 on which the folded dipole antenna 100 is mounted. In FIGS. 6A and 6B, a portion where a high-frequency current flows through the elements 110 and 130 is shown in gray. As an example, a current of 500 MHz flows in the gray portion due to the skin effect.

図６（Ａ）では、エレメント１１０の厚さをｔ１、素子幅をｗ１、エレメント１３０の厚さをｔ１、素子幅をｗ２とする。図６（Ｂ）では、エレメント１１０の厚さをｔ２、素子幅をｗ１、エレメント１３０の厚さをｔ２、素子幅をｗ２とする。厚さｔ１は、厚さｔ２よりも厚い。   In FIG. 6A, the thickness of the element 110 is t1, the element width is w1, the thickness of the element 130 is t1, and the element width is w2. In FIG. 6B, the thickness of the element 110 is t2, the element width is w1, the thickness of the element 130 is t2, and the element width is w2. The thickness t1 is thicker than the thickness t2.

一例として、図６（Ａ）に示すエレメント１１０の厚さｔ１は１８μｍ、素子幅ｗ１は０．１ｍｍ〜０．５ｍｍ、エレメント１３０の厚さをｔ１は１８μｍ、素子幅ｗ２は、２ｍｍ〜８ｍｍである。また、図６（Ｂ）に示すエレメント１１０の厚さｔ２は表皮深さの２倍、素子幅ｗ１は０．１ｍｍ〜０．５ｍｍ、エレメント１３０の厚さをｔ２は表皮深さの２倍、素子幅ｗ２は、２ｍｍ〜８ｍｍである。また、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電磁波の周波数が５００ＭＨｚである場合に、表皮深さは３μｍであり、２．４ＧＨｚである場合には、表皮深さは１μｍである。   As an example, the thickness 110 of the element 110 shown in FIG. 6A is 18 μm, the element width w1 is 0.1 mm to 0.5 mm, the thickness of the element 130 is t1 is 18 μm, and the element width w2 is 2 mm to 8 mm. is there. Further, the thickness t2 of the element 110 shown in FIG. 6B is twice the skin depth, the element width w1 is 0.1 mm to 0.5 mm, the thickness of the element 130 is t2 is twice the skin depth, The element width w2 is 2 mm to 8 mm. Further, when the frequency of the electromagnetic wave received by the folded dipole antenna 100 is 500 MHz, the skin depth is 3 μm, and when it is 2.4 GHz, the skin depth is 1 μm.

エレメント１１０及び１３０は、基板１０の表面に形成された銅箔をウェットエッチングのようなエッチング処理によってパターニングすることによって作製される。エッチング処理では、エレメント１１０及び１３０の上面はマスクによって保護されるため、平滑であるが、エレメント１１０及び１３０の側面は、エッチング処理で削られているため、上面に比べると平滑性が低く、表面が粗い。このため、エレメント１１０及び１３０の側面は、上面よりも高周波抵抗が増えるので損失が増える。   The elements 110 and 130 are manufactured by patterning the copper foil formed on the surface of the substrate 10 by an etching process such as wet etching. In the etching process, the upper surfaces of the elements 110 and 130 are smooth because they are protected by a mask. However, since the side surfaces of the elements 110 and 130 are shaved by the etching process, the smoothness is lower than the upper surface, and the surface. Is rough. For this reason, the side surfaces of the elements 110 and 130 have higher high-frequency resistance than the upper surface, so that the loss increases.

図６（Ａ）に示すように、エレメント１１０及び１３０を厚くすると、図６（Ｂ）に示すようにエレメント１１０及び１３０を薄くした場合に比べて、エレメント１１０及び１３０の側面を流れる電流の割合が増える。特に、素子幅が狭いエレメント１１０では、この傾向が顕著である。   As shown in FIG. 6A, when the elements 110 and 130 are made thicker, the ratio of the current flowing through the side surfaces of the elements 110 and 130 than in the case where the elements 110 and 130 are made thin as shown in FIG. Will increase. In particular, this tendency is remarkable in the element 110 having a narrow element width.

図７は、エレメント１１０及び１３０の等価半径を説明する図である。ここで、エレメント１１０の等価半径をｒ１、エレメント１３０の等価半径をｒ２とし、エレメント１１０と１３０との間の間隔（エレメント１１０及び１３０の素子幅の中央同士の間隔）をｄとする。なお、エレメント１１０の厚さはｔ１、素子幅はｗ１、エレメント１３０の厚さはｔ１、素子幅はｗ２である。   FIG. 7 is a diagram for explaining the equivalent radii of the elements 110 and 130. Here, the equivalent radius of the element 110 is r1, the equivalent radius of the element 130 is r2, and the distance between the elements 110 and 130 (the distance between the centers of the element widths of the elements 110 and 130) is d. The element 110 has a thickness t1, the element width is w1, the element 130 has a thickness t1, and the element width is w2.

等価半径ｒ１、ｒ２は、式（５）、（６）でそれぞれ表すことができ、インピーダンスのステップアップ比（ｎ２）は、式（７）で表すことができる。 The equivalent radii r1 and r2 can be expressed by equations (5) and (6), respectively, and the impedance step-up ratio (n 2 ) can be expressed by equation (7).

Figure 2019033343
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Figure 2019033343
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エレメント１１０の側面を流れる電流を低減して損失を減らすためには、側面を流れる電流が全体の２０％未満であることが望ましい。式（５）で得られるエレメント１１０の等価半径ｒ１について、側面を流れる電流との比を求めると、（０．３４ｔ１）／（０．３４ｔ１＋０．２５ｗ１）＜０．２を満たすことが望ましい。
Figure 2019033343
 In order to reduce the current flowing through the side surface of the element 110 and reduce the loss, it is desirable that the current flowing through the side surface is less than 20% of the total. When the ratio of the equivalent radius r1 of the element 110 obtained by Expression (5) to the current flowing through the side surface is obtained, it is preferable that (0.34t1) / (0.34t1 + 0.25w1) <0.2 is satisfied.

なお、ここでは、エレメント１１０と１３０の等価半径について説明したが、エレメント１１０と１２０は等しいサイズを有し、平面視で線対称に配置されるので、エレメント１２０の等価半径は、エレメント１１０の等価半径と等しい。   Although the equivalent radii of the elements 110 and 130 have been described here, the elements 110 and 120 have the same size and are arranged in line symmetry in a plan view, so the equivalent radius of the element 120 is equivalent to that of the element 110. Equal to radius.

図８は、エレメント１１０の厚さｔ１に対する折返しダイポールアンテナ１００のゲインの特性を示す図である。図８には、厚さｔ１を２μｍから５５μｍまで変化させた場合の計算結果を示す。   FIG. 8 is a diagram illustrating a gain characteristic of the folded dipole antenna 100 with respect to the thickness t1 of the element 110. In FIG. FIG. 8 shows a calculation result when the thickness t1 is changed from 2 μm to 55 μm.

折返しダイポールアンテナ１００のゲインの理論限界値は２．１５ｄＢｉであり、損失等を考慮して、現実的な値である２．０８ｄＢｉを評価基準とした。なお、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の周波数は５００ＭＨｚであり、表皮深さは３μｍである。   The theoretical limit value of the gain of the folded dipole antenna 100 is 2.15 dBi, and a practical value of 2.08 dBi is used as an evaluation criterion in consideration of loss and the like. The frequency of the radio wave received by the folded dipole antenna 100 is 500 MHz, and the skin depth is 3 μm.

図８に示すように、厚さｔ１が２μｍから５μｍ辺りまでは、ゲインが２．０８ｄＢｉ未満である。厚さｔ１が薄い領域では、表皮深さ（３μｍ）との関係で、厚さが不十分であることからゲインが低くなったことと考えられる。   As shown in FIG. 8, the gain is less than 2.08 dBi when the thickness t1 is from 2 μm to around 5 μm. In the region where the thickness t1 is thin, it is considered that the gain is low because the thickness is insufficient in relation to the skin depth (3 μm).

また、厚さｔ１が表皮深さの２倍になる６μｍでは、ゲインが２．０８に達しており、厚さｔ１が約１８μｍ以上になると、ゲインが２．０８未満になる。これは、厚さｔ１が高くなったことにより、エレメント１１０の側面を流れる電流が増えたためと考えられる。   Further, when the thickness t1 is 6 μm, which is twice the skin depth, the gain reaches 2.08, and when the thickness t1 is about 18 μm or more, the gain becomes less than 2.08. This is presumably because the current flowing through the side surface of the element 110 increased due to the increase in the thickness t1.

従って、折返しダイポールアンテナ１００の損失を低減する観点からは、エレメント１１０については、厚さｔ１と素子幅ｗ１が、（０．３４ｔ１）／（０．３４ｔ１＋０．２５ｗ１）＜０．２を満たし、かつ、厚さｔ１が表皮深さの２倍であることが望ましい。   Therefore, from the viewpoint of reducing the loss of the folded dipole antenna 100, for the element 110, the thickness t1 and the element width w1 satisfy (0.34t1) / (0.34t1 + 0.25w1) <0.2, and It is desirable that the thickness t1 is twice the skin depth.

以上、実施の形態の折返しダイポールアンテナ１００は、誘導性のインピーダンスを有するため、折返しダイポールアンテナ１００の誘導性のインピーダンスが整流回路２００の容量性のインピーダンスと整合するように調節すれば、電力変換装置３００がローパスフィルタを含まなく済む。換言すれば、折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスと、整流回路２００のインピーダンスとが共役の関係になるようにすればよい。   As described above, the folded dipole antenna 100 according to the embodiment has an inductive impedance. Therefore, if the inductive impedance of the folded dipole antenna 100 is adjusted to match the capacitive impedance of the rectifier circuit 200, the power conversion device 300 does not include a low-pass filter. In other words, the impedance of the folded dipole antenna 100 and the impedance of the rectifier circuit 200 may be conjugated.

電力変換装置３００は、折返しダイポールアンテナ１００と整流回路２００との間にローパスフィルタを含まないため、損失を低減することができる。すなわち、実施の形態によれば、損失を低減した折返しダイポールアンテナ１００及び電力変換装置３００を提供することができる。   Since the power conversion device 300 does not include a low-pass filter between the folded dipole antenna 100 and the rectifier circuit 200, loss can be reduced. That is, according to the embodiment, it is possible to provide the folded dipole antenna 100 and the power conversion device 300 with reduced loss.

なお、以上では、整流回路２００がコッククロフト・ウォルトン型の整流回路である形態について説明したが、整流回路２００はコッククロフト・ウォルトン型に限られるものではない。折返しダイポールアンテナ１００から出力される高周波電力を直流電力に整流できる整流回路であれば、どのような形式のものであってもよい。   In the above description, the rectifier circuit 200 is a cockcroft-Walton type rectifier circuit. However, the rectifier circuit 200 is not limited to the cockcroft-Walton type. Any type of rectifier circuit that can rectify the high-frequency power output from the folded dipole antenna 100 to DC power may be used.

また、以上では、一例として、折返しダイポールアンテナ１００が５００ＭＨｚの電波を受信する形態について説明したが、周波数は５００ＭＨｚに限られず、所望の周波数に応じて、折返しダイポールアンテナ１００の誘導性のインピーダンスを調整すればよい。このような調整は、主に、エレメント１３０、１１０、１２０の長さや間隔、及び、接続エレメント１４０、１５０のＸ軸方向における位置を設計段階で設定することによって行うことができる。   In the above, as an example, the configuration in which the folded dipole antenna 100 receives 500 MHz radio waves has been described. However, the frequency is not limited to 500 MHz, and the inductive impedance of the folded dipole antenna 100 is adjusted according to the desired frequency. do it. Such adjustment can be performed mainly by setting the lengths and intervals of the elements 130, 110, and 120 and the positions of the connection elements 140 and 150 in the X-axis direction at the design stage.

以上、本発明の例示的な実施の形態の電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナについて説明したが、本発明は、具体的に開示された実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。   The power conversion device and the folded dipole antenna according to the exemplary embodiment of the present invention have been described above. However, the present invention is not limited to the specifically disclosed embodiment, and Various modifications and changes can be made without departing from the scope.

１００ 折返しダイポールアンテナ
１１０、１２０、１３０ エレメント
１１１ 給電点
１１２ 端部
１１３ 接続部
１２１ 給電点
１２２ 端部
１２３ 接続部
１３１、１３２ 端部
１３３、１３４ 接続部
１４０、１５０ 接続エレメント
２００ 整流回路
２０１、２０２ 端子
２１１、２１２、２１３、２１４ キャパシタ
２２１、２２２、２２３、２２４ ダイオード
２５０ 直流遮断部
２５１、２５２ キャパシタ
３００ 電力変換装置 100 Folded Dipole Antenna 110, 120, 130 Element 111 Feed Point 112 End 113 Connection 121 Feed Point 122 End 123 Connection 131, 132 End 133, 134 Connection 140, 150 Connection Element 200 Rectifier Circuit 201, 202 Terminal 211, 212, 213, 214 Capacitors 221, 222, 223, 224 Diode 250 DC blocking unit 251, 252 Capacitor 300 Power converter

Claims (8)

折返しダイポールアンテナと、
前記折返しダイポールアンテナによって受信される電波の高周波電力を直流電力に変換する整流回路と
を含む電力変換装置であって、
前記折返しダイポールアンテナは、
前記整流回路に接続される第１給電点から第１端まで延在する第１素子と、
前記第１素子が延在する方向に沿って、前記整流回路に接続される第２給電点から第２端まで延在する第２素子と、
前記第１端側の第３端から前記第２端側の第４端まで、前記第１素子及び前記第２素子に沿って延在し、前記電波の周波数における自由空間波長の半波長に対応する長さを有する第３素子と、
前記第１素子の前記第１端よりも前記第１給電点側に位置する第１接続部と、前記第３素子の前記第３端よりも前記第４端側に位置する第２接続部とを接続する第１折返し部と、
前記第２素子の前記第２端よりも前記第２給電点側に位置する第３接続部と、前記第３素子の前記第４端よりも前記第３端側に位置する第４接続部とを接続する第２折返し部と
を有し、
前記第１給電点と前記第１接続部との間の長さ、及び、前記第２給電点と前記第３接続部との間の長さは、前記電波の周波数における四半波長の電気長に対応する長さ未満であり、
前記第１素子及び前記第２素子の素子幅よりも、前記第３素子の素子幅の方が広い、電力変換装置。 Folded dipole antenna and
A rectifier circuit that converts high-frequency power of radio waves received by the folded dipole antenna into DC power,
The folded dipole antenna is
A first element extending from a first feeding point connected to the rectifier circuit to a first end;
A second element extending from a second feeding point connected to the rectifier circuit to a second end along a direction in which the first element extends;
Extends along the first element and the second element from the third end on the first end side to the fourth end on the second end side, and corresponds to a half wavelength of free space wavelength at the frequency of the radio wave A third element having a length to
A first connecting portion located closer to the first feeding point than the first end of the first element; a second connecting portion located closer to the fourth end than the third end of the third element; A first folded portion for connecting
A third connecting portion located closer to the second feeding point than the second end of the second element; a fourth connecting portion located closer to the third end than the fourth end of the third element; And a second folded portion for connecting
The length between the first feeding point and the first connection part and the length between the second feeding point and the third connection part are equal to the electrical length of a quarter wavelength at the frequency of the radio wave. Less than the corresponding length,
The power conversion device, wherein an element width of the third element is wider than an element width of the first element and the second element. 前記折返しダイポールアンテナのインピーダンスは、誘導性である、請求項１記載の電力変換装置。   The power converter according to claim 1, wherein the folded dipole antenna has an inductive impedance. 前記誘導性のインピーダンスは、前記第１折返し部が前記第１端よりも前記第１給電点側にオフセットした前記第１接続部と、前記第３端よりも前記第４端側にオフセットした前記第２接続部とを接続することと、前記第２折返し部が前記第２端よりも前記第２給電点側にオフセットした前記第３接続部と、前記第３素子の前記第４端よりも前記第３端側にオフセットした前記第４接続部とを接続することによって実現される、請求項２記載の電力変換装置。   The inductive impedance includes the first connecting portion in which the first folded portion is offset to the first feeding point side with respect to the first end, and the offset to the fourth end side with respect to the third end. Connecting the second connecting portion, the third connecting portion in which the second folded portion is offset to the second feeding point side with respect to the second end, and the fourth end of the third element. The power conversion device according to claim 2, wherein the power conversion device is realized by connecting the fourth connection unit offset to the third end side. 前記折返しダイポールアンテナのインピーダンスと、前記整合回路のインピーダンスとは、共役の関係にある、請求項１乃至３のいずれか一項記載の電力変換装置。   The power converter according to any one of claims 1 to 3, wherein the impedance of the folded dipole antenna and the impedance of the matching circuit are in a conjugate relationship. 前記折返しダイポールアンテナのインピーダンスは、スミスチャートでキンク形状を有する、請求項１乃至４のいずれか一項記載の電力変換装置。   5. The power conversion device according to claim 1, wherein impedance of the folded dipole antenna has a kink shape on a Smith chart. 前記第１素子及び前記第２素子の厚さをｔ、前記第１素子及び前記第２素子の素子幅をｗとすると、前記厚さｔ及び前記素子幅ｗは、（０．３４ｔ）／（０．３４ｔ＋０．２５ｗ）＜０．２を満たし、かつ、前記厚さｔは、前記電波の周波数における表皮深さの２倍以上である、請求項１乃至５のいずれか一項記載の電力変換装置。   When the thickness of the first element and the second element is t, and the element width of the first element and the second element is w, the thickness t and the element width w are (0.34 t) / ( The power conversion according to any one of claims 1 to 5, wherein 0.34t + 0.25w) <0.2 is satisfied and the thickness t is at least twice the skin depth at the frequency of the radio wave. apparatus. 第１給電点から第１端まで延在する第１素子と、
前記第１素子が延在する方向に沿って、第２給電点から第２端まで延在する第２素子と、
前記第１端側の第３端から前記第２端側の第４端まで、前記第１素子及び前記第２素子に沿って延在し、受信周波数における自由空間波長の半波長に対応する長さを有する第３素子と、
前記第１素子の前記第１端よりも前記第１給電点側に位置する第１接続部と、前記第３素子の前記第３端よりも前記第４端側に位置する第２接続部とを接続する第１折返し部と、
前記第２素子の前記第２端よりも前記第２給電点側に位置する第３接続部と、前記第３素子の前記第４端よりも前記第３端側に位置する第４接続部とを接続する第２折返し部と
を有し、
前記第１給電点と前記第１接続部との間の長さ、及び、前記第２給電点と前記第３接続部との間の長さは、前記通信周波数の周波数における四半波長の電気長に対応する長さ未満であり、
前記第１素子及び前記第２素子の素子幅よりも、前記第３素子の素子幅の方が広い、折返しダイポールアンテナ。 A first element extending from the first feeding point to the first end;
A second element extending from a second feeding point to a second end along a direction in which the first element extends;
A length extending from the third end on the first end side to the fourth end on the second end side along the first element and the second element and corresponding to a half wavelength of the free space wavelength at the reception frequency A third element having a thickness;
A first connecting portion located closer to the first feeding point than the first end of the first element; a second connecting portion located closer to the fourth end than the third end of the third element; A first folded portion for connecting
A third connecting portion located closer to the second feeding point than the second end of the second element; a fourth connecting portion located closer to the third end than the fourth end of the third element; And a second folded portion for connecting
The length between the first feeding point and the first connection part and the length between the second feeding point and the third connection part are quarter-wave electrical lengths at the frequency of the communication frequency. Less than the length corresponding to
A folded dipole antenna in which the element width of the third element is wider than the element width of the first element and the second element. 前記第３素子の厚さをｔ、前記第３素子の素子幅をｗとすると、前記厚さｔ及び前記素子幅ｗは、（０．３４ｔ）／（０．３４ｔ＋０．２５ｗ）＜０．２を満たし、かつ、前記厚さｔは、前記通信周波数における表皮深さの２倍以上である、請求項７記載の折返しダイポールアンテナ。   When the thickness of the third element is t and the element width of the third element is w, the thickness t and the element width w are (0.34t) / (0.34t + 0.25w) <0.2. The folded dipole antenna according to claim 7, wherein the thickness t is equal to or greater than twice the skin depth at the communication frequency.
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Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61218206A (en) * 1985-03-25 1986-09-27 Yagi Antenna Co Ltd Dipole connection type folded antenna
US5043739A (en) * 1990-01-30 1991-08-27 The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy High frequency rectenna
JP2005045339A (en) * 2003-07-23 2005-02-17 Minowa Koa Inc Contactless identification data carrier and design method for contactless identification data carrier
JP2007208536A (en) * 2006-01-31 2007-08-16 Fujitsu Ltd Folded dipole antenna and tag using the same
JP2008160821A (en) * 2006-11-30 2008-07-10 Semiconductor Energy Lab Co Ltd Antenna and semiconductor device having the same
WO2009011376A1 (en) * 2007-07-18 2009-01-22 Murata Manufacturing Co., Ltd. Wireless ic device
JP2010021836A (en) * 2008-07-11 2010-01-28 Yazaki Corp Foldable dipole antenna, and dipole antenna
JP2011501513A (en) * 2007-10-11 2011-01-06 スリーエム イノベイティブ プロパティズ カンパニー RFID tag with improved dipole antenna
JP2011205635A (en) * 2010-03-25 2011-10-13 Sony Ericsson Mobilecommunications Japan Inc Antenna device and portable device
JP2015092802A (en) * 2013-11-08 2015-05-14 三菱電機株式会社 Rectenna device

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61218206A (en) * 1985-03-25 1986-09-27 Yagi Antenna Co Ltd Dipole connection type folded antenna
US5043739A (en) * 1990-01-30 1991-08-27 The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy High frequency rectenna
JP2005045339A (en) * 2003-07-23 2005-02-17 Minowa Koa Inc Contactless identification data carrier and design method for contactless identification data carrier
JP2007208536A (en) * 2006-01-31 2007-08-16 Fujitsu Ltd Folded dipole antenna and tag using the same
JP2008160821A (en) * 2006-11-30 2008-07-10 Semiconductor Energy Lab Co Ltd Antenna and semiconductor device having the same
WO2009011376A1 (en) * 2007-07-18 2009-01-22 Murata Manufacturing Co., Ltd. Wireless ic device
JP2011501513A (en) * 2007-10-11 2011-01-06 スリーエム イノベイティブ プロパティズ カンパニー RFID tag with improved dipole antenna
JP2010021836A (en) * 2008-07-11 2010-01-28 Yazaki Corp Foldable dipole antenna, and dipole antenna
JP2011205635A (en) * 2010-03-25 2011-10-13 Sony Ericsson Mobilecommunications Japan Inc Antenna device and portable device
JP2015092802A (en) * 2013-11-08 2015-05-14 三菱電機株式会社 Rectenna device

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