JP2019009964A - Motor control apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ブラシレスモータに電流を供給するモータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device that supplies current to a brushless motor.
従来、複数の磁極を有する回転子及び三相（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）のコイルを有する固定子を備えたブラシレスモータ、及びこのブラシレスモータに電流を供給するモータ制御装置が様々な用途に用いられている（例えば、特許文献１参照）。 Conventionally, there are various brushless motors including a rotor having a plurality of magnetic poles and a stator having three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) coils, and motor control devices that supply current to the brushless motor. Used for applications (see, for example, Patent Document 1).
特許文献１に記載のモータの制御装置は、６つのスイッチング素子（ＦＥＴ）が三相ブリッジ接続されたインバータ回路と、インバータ回路の各スイッチング素子をオン・オフさせる駆動信号を生成する制御部とを有している。制御部は、各スイッチング素子のオン・オフ状態を切り替える更新タイミングを、回転子の位置を示す位置信号のゼロクロスのタイミング及び進角調整部が保持する進角値に基づいて決定する。進角値がゼロの場合には進角調整が行われず、位置信号のゼロクロスのタイミングで各スイッチング素子のオン・オフ状態が切り替えられる。進角値がゼロでない場合には、スイッチング素子のオン・オフ状態を切り替える更新タイミングと位置信号のゼロクロスのタイミングとの間に進角値に応じた時間差が発生する。
The motor control device described in
また、特許文献１に記載の制御装置は、モータの回転速度の目標値毎に、当該回転速度でのモータの回転むらを抑制するために適した進角値を記憶している。この進角値は、例えば工場出荷時や電源投入時に設定され、１°毎に進角値を変化させてモータの回転むらの評価値を演算し、この評価値が最も小さいときの進角値をその目標回転速度での進角値としてメモリに記憶される。
In addition, the control device described in
しかし、上記のようにモータの回転速度の目標値毎に進角値を設定しても、モータの負荷が変動すると、各相の相電流の位相と回転子の電気角との関係が適切な範囲から外れ、トルクの減少によってモータの電力効率が低下してしまう場合がある。すなわち、特許文献１に記載のモータの制御装置は、モータの負荷変動が少ない用途には好適に用いることができても、負荷変動が大きい用途では必ずしも有効ではなかった。
However, even if the advance value is set for each target value of the rotation speed of the motor as described above, if the motor load fluctuates, the relationship between the phase current of each phase and the electrical angle of the rotor is appropriate. There is a case where the power efficiency of the motor is lowered due to a decrease in torque. That is, the motor control device described in
そこで、本発明は、制御対象であるブラシレスモータの負荷が変動しても、スイッチング素子のオン・オフ状態の切り替えタイミングと回転子の電気角との関係を適切な範囲に維持することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。 Accordingly, the present invention provides a motor capable of maintaining the relationship between the switching timing of the ON / OFF state of the switching element and the electrical angle of the rotor within an appropriate range even when the load of the brushless motor that is the control target fluctuates. An object is to provide a control device.
上記の目的を達成するため、本発明は複数の磁極を有する回転子及び三相のコイルを有する固定子を備えたブラシレスモータに電流を供給するモータ制御装置であって、各相毎に一対のスイッチング素子及び前記スイッチング素子に並列接続された還流ダイオードを有するインバータ回路部と、前記三相のうち一相を非通電相とし他の二相を通電相とする複数の通電モードを順次切り替えて前記インバータ回路部をＰＷＭ制御する制御部と、前記三相のコイルに誘起される誘起電圧と前記三相のコイルの中点電圧との比較に基づいて前記誘起電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部と、前記インバータ回路部から前記ブラシレスモータに供給される電流を検出する電流検出部とを備え、前記制御部は、前記ゼロクロス検出部による前記ゼロクロスの検出タイミングと前記通電モードの切り替えタイミングとの間の電気角を前記電流検出部の検出結果に基づいて変化させる、モータ制御装置を提供する。 In order to achieve the above object, the present invention is a motor control device for supplying current to a brushless motor having a rotor having a plurality of magnetic poles and a stator having a three-phase coil, and a pair of motor control devices for each phase. An inverter circuit unit having a switching element and a free-wheeling diode connected in parallel to the switching element, and sequentially switching a plurality of energization modes in which one of the three phases is a non-energized phase and the other two phases are energized phases, A control unit that performs PWM control of the inverter circuit unit, and a zero-cross detection unit that detects a zero-cross of the induced voltage based on a comparison between an induced voltage induced in the three-phase coil and a midpoint voltage of the three-phase coil; A current detection unit that detects a current supplied from the inverter circuit unit to the brushless motor, and the control unit includes the zero-cross detection unit. The electrical angle between the detection timing of Rokurosu the switching timing of the energization mode is changed based on a detection result of the current detecting section, to provide a motor control device.
本発明に係るモータ制御装置によれば、制御対象であるブラシレスモータの負荷が変動しても、スイッチング素子のオン・オフ状態の切り替えタイミングと回転子の電気角との関係を適切な範囲に維持することができ、モータ損失の低減によりモータ効率を向上させることができる。 According to the motor control device of the present invention, even when the load of the brushless motor to be controlled fluctuates, the relationship between the switching timing of the on / off state of the switching element and the electrical angle of the rotor is maintained within an appropriate range. The motor efficiency can be improved by reducing the motor loss.
［実施の形態］
本発明の実施の形態について、図１乃至図７を参照して説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、本発明を実施する上での好適な具体例として示すものであり、技術的に好ましい種々の技術的事項を具体的に例示している部分もあるが、本発明の技術的範囲は、この具体的態様に限定されるものではない。
[Embodiment]
Embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS. In addition, although embodiment described below is shown as a suitable specific example in implementing this invention, although there are some parts which have illustrated various technical matters that are technically preferable. The technical scope of the present invention is not limited to this specific embodiment.
図１は、本発明の実施の形態に係るモータ制御装置の概略構成を制御対象であるブラシレスモータと共に示す構成図である。 FIG. 1 is a configuration diagram showing a schematic configuration of a motor control device according to an embodiment of the present invention together with a brushless motor that is a control target.
ブラシレスモータ７は、複数の磁極を有する回転子７１と、三相のコイル７２１〜７２３を有する固定子７２と備えている。このブラシレスモータ７は、例えば自動車に搭載され、トランスミッションのアクチュエータの動作やギヤの噛み合い部の潤滑等のための油圧ポンプを駆動するために用いられる。本実施の形態では、ブラシレスモータ７の極対数が１であり、回転子７１が磁性の異なる一対の磁極（Ｎ極７１１及びＳ極７１２）を有している。ただし、これに限らず、回転子７１が複数対の磁極を有していてもよい。
The
固定子７２には、Ｕ相のコイル７２１、Ｖ相のコイル７２２、及びＷ相のコイル７２３が回転子７１の回転方向に沿って等間隔に配置されている。本実施の形態では、固定子７２に三相のコイル７２１〜７２３がそれぞれ１つずつ配置されているが、回転子７１が複数対の磁極を有している場合には、その磁極の数に対応する数の三相のコイル７２１〜７２３が固定子７２に配置される。
In the
制御装置１は、インバータ回路部２と、インバータ回路部２をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する制御部３と、抵抗分圧により三相のコイル７２１〜７２３の中点電圧を発生させる中点電圧生成部４と、三相のコイル７２１〜７２３に誘起される誘起電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部５と、インバータ回路部２からブラシレスモータ７に供給される電流を検出する電流検出部６とを有している。
The
インバータ回路部２は、三相ブリッジ接続された６つのスイッチング素子としてのトランジスタＴｕ１，Ｔｕ２，Ｔｖ１，Ｔｖ２，Ｔｗ１，Ｔｗ２と、これらのトランジスタＴｕ１，Ｔｕ２，Ｔｖ１，Ｔｖ２，Ｔｗ１，Ｔｗ２にそれぞれ並列接続された還流ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２，Ｄｖ１，Ｄｖ２，Ｄｗ１，Ｄｗ２とを有しており、Ｕ相電線２１，Ｖ相電線２２，及びＷ相電線２３を介してブラシレスモータ７の三相のコイル７２１〜７２３に三相交流電流を供給する。
The
Ｕ相のトランジスタＴｕ１及びＴｕ２、Ｖ相のトランジスタＴｖ１及びＴｖ２、及びＷ相のトランジスタＴｗ１及びＴｗ２は、それぞれ上側母線２４と下側母線２５との間に直列に接続されている。トランジスタＴｕ１，Ｔｖ１，Ｔｗ１は、インバータ回路部２の上側アーム２ａを構成し、トランジスタＴｕ２，Ｔｖ２，Ｔｗ２は、インバータ回路部２の下側アーム２ｂを構成する。Ｕ相電線２１は、Ｕ相の一対のトランジスタＴｕ１及びＴｕ２の間に接続され、Ｖ相電線２２は、Ｖ相の一対のトランジスタＴｖ１及びＴｖ２の間に接続されている。また、Ｗ相電線２３は、Ｗ相の一対のトランジスタＴｗ１及びＴｗ２の間に接続されている。
The U-phase transistors Tu1 and Tu2, the V-phase transistors Tv1 and Tv2, and the W-phase transistors Tw1 and Tw2 are connected in series between the
上側母線２４は、直流電源１０の＋側に接続されている。下側母線２５は、電流検出部６のシャント抵抗６１を介して直流電源１０の−側に接続されている。制御装置１が自動車に搭載されている場合、直流電源１０は例えばバッテリーである。シャント抵抗６１には、インバータ回路部２の母線電流が流れ、シャント抵抗６１の両端部間の電圧が増幅器６２によって増幅されて制御部３に出力される。電流検出部６によって検出される母線電流は、Ｕ相電線２１，Ｖ相電線２２，及びＷ相電線２３を介してブラシレスモータ７に供給される電流の総和である。
The
中点電圧生成部４は、抵抗値が共通の３つの抵抗器Ｒｃ１，Ｒｃ２，Ｒｃ３によって構成されている。抵抗器Ｒｃ１，Ｒｃ２，Ｒｃ３は、それぞれの一端が節点Ｃに接続され、抵抗器Ｒｃ１の他端はＵ相電線２１に、抵抗器Ｒｃ２の他端はＶ相電線２２に、抵抗器Ｒｃの他端はＷ相電線２３に、それぞれ接続されている。節点Ｃには、三相のコイル７２１〜７２３の中点電圧が発生する。なお、中点電圧生成部４としては、上側母線２４と下側母線２５との間に直列に配置された２つの抵抗器によって直流電源１０の電源電圧を分圧して中点電圧を発生させるものであってもよい。
The
ゼロクロス検出部５は、三相のコイル７２１〜７２３に誘起される誘起電圧と中点電圧生成部４の中点電圧との比較に基づいて、誘起電圧のゼロクロスを検出する。ゼロクロス検出部５は、Ｕ相電線２１と接地電位との間に直列に接続された抵抗器Ｒｕ１及びＲｕ２と、Ｖ相電線２２と接地電位との間に直列に接続された抵抗器Ｒｖ１及びＲｖ２と、Ｗ相電線２３と接地電位との間に直列に接続された抵抗器Ｒｗ１及びＲｗ２と、コンパレータＣ１，Ｃ２，Ｃ３とを有している。これらの抵抗器Ｒｕ１，Ｒｕ２，Ｒｖ１，Ｒｖ２，Ｒｗ１，Ｒｗ２の抵抗値は共通である。
The zero
コンパレータＣ１は、抵抗器Ｒｕ１及びＲｕ２によって分圧されたＵ相の分圧電圧と節点Ｃの中点電圧とを比較し、コンパレータＣ２は、抵抗器Ｒｖ１及びＲｖ２によって分圧されたＶ相の分圧電圧と節点Ｃの中点電圧とを比較する。また、コンパレータＣ３は、抵抗器Ｒｗ１及びＲｗ２によって分圧されたＷ相の分圧電圧と節点Ｃの中点電圧とを比較する。コンパレータＣ１，Ｃ２，Ｃ３は、それぞれの比較結果を示す信号を制御部３に出力する。コンパレータＣ１，Ｃ２，Ｃ３が出力する出力信号は、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧が中点電圧を越えて＋側又は−側に変化するゼロクロスが発生した際に信号状態が切り替わる。
The comparator C1 compares the divided voltage of the U phase divided by the resistors Ru1 and Ru2 with the midpoint voltage of the node C, and the comparator C2 compares the divided voltage of the V phase divided by the resistors Rv1 and Rv2. The voltage and the midpoint voltage of the node C are compared. The comparator C3 compares the divided voltage of the W phase divided by the resistors Rw1 and Rw2 with the midpoint voltage of the node C. The comparators C1, C2, and C3 output signals indicating the respective comparison results to the
制御部３は、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の三相のうち、一相を非通電相とし他の二相を通電相とする複数の通電モードを順次切り替えてインバータ回路部２をＰＷＭ制御する。また、制御部３は、上位コントローラ等の外部との通信によって回転速度指令を受け付け、この回転速度指令に応じた速度で回転子７１が固定子７２に対して回転するようにＰＷＭ制御を行う。
The
制御部３は、ＣＰＵ（演算処理装置）が記憶素子に記憶されたプログラムを実行することにより、位置検出手段３１、進角調整手段３２、転流制御手段３３、ＰＷＭ制御手段３４、及びドライブ制御手段３５として機能する。なお、これらの機能をＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）等のハードウェアによって実現してもよい。
The
位置検出手段３１は、ゼロクロス検出部５のコンパレータＣ１，Ｃ２，Ｃ３の出力信号に基づいて、固定子７２に対する回転子７１の位置を検出する。より具体的には、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相のうち、無通電相となっている相に発生するゼロクロスにより、回転子７１の位置を検出する。無通電相のコイルには、回転子７１のＮ極７１１及びＳ極７１２の接近ならびに離間によって鎖交磁束が変化することによる誘起電圧が発生するので、この無通電相におけるゼロクロスを検出することで、ゼロクロス発生時における回転子７１の回転位置を検出することが可能である。
The position detection unit 31 detects the position of the
なお、この位置検出処理では、通電モードの切り替え後に発生するパルス状のスパイク電圧や、通電相におけるＰＷＭ制御によるトランジスタのオフ時に還流ダイオードＤｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１のいずれかが導通することによる電圧変動の影響を無視し、スパイク電圧の消失後におけるトランジスタのオン時に生じるゼロクロスによって回転子７１の位置を検出する。
In this position detection process, a pulse-like spike voltage generated after switching the energization mode or a voltage fluctuation caused by one of the return diodes Du1, Dv1, Dw1 conducting when the transistor is turned off by PWM control in the energization phase. The position of the
また、ゼロクロス検出部５のコンパレータＣ１，Ｃ２，Ｃ３に替えて、ＡＤ変換器によって各相の分圧電圧及び中点電圧をデジタル値に変換し、位置検出手段３１がデジタル値の大小比較によって誘起電圧のゼロクロスを検出してもよい。
Further, instead of the comparators C1, C2 and C3 of the zero-
進角調整手段３２は、誘起電圧のゼロクロスの検出タイミングと通電モードの切り替えタイミングとの間の時間差に対応する電気角である進角を、電流検出部６の検出結果に基づいて変化させる。進角調整手段３２の具体的な処理内容については後述する。
The advance angle adjusting means 32 changes the advance angle, which is an electrical angle corresponding to the time difference between the zero cross detection timing of the induced voltage and the energization mode switching timing, based on the detection result of the
転流制御手段３３は、位置検出手段３１により検出された回転子７１の位置、及び進角調整手段３２によって演算された進角に基づいて、通電モードを切り替える切替信号をドライブ制御手段３５に出力する。転流制御手段３３が出力する切替信号は、６つのトランジスタＴｕ１，Ｔｕ２，Ｔｖ１，Ｔｖ２，Ｔｗ１，Ｔｗ２のうち、いずれをオン状態（導通状態）にするかを設定する信号である。転流制御手段３３は、回転子７１の回転に同期する回転磁界が固定子７２に発生するように、上側アーム２ａのトランジスタＴｕ１，Ｔｖ１，Ｔｗ１のうち何れか１つのトランジスタと、下側アーム２ｂのトランジスタＴｕ２，Ｔｖ２，Ｔｗ２のうち何れか１つのトランジスタとをオンさせる。この通電パターンは６通りであり、転流制御手段３３は６つの通電モードを順次切り替える。
The commutation control means 33 outputs a switching signal for switching the energization mode to the drive control means 35 based on the position of the
ＰＷＭ制御手段３４は、位置検出手段３１の検出結果に基づいて演算により求められる回転子７１の実回転速度と回転速度指令に基づく目標回転速度との偏差により、当該通電モードにおいて導通する上側アーム２ａ及び下側アーム２ｂのいずれかのトランジスタをオン状態とする時間の割合であるデューティー比を演算する。本実施の形態では、上側アーム２ａのトランジスタをＰＷＭ制御によりオン・オフさせる場合について説明するが、下側アーム２ｂのトランジスタをＰＷＭ制御によりオン・オフさせてもよい。ＰＷＭ制御手段３４は、実回転速度が目標回転速度よりも低い場合にはデューティー比を高め、実回転速度が目標回転速度よりも高い場合にはデューティー比を低くする。
The
ドライブ制御手段３５は、ＰＷＭ制御手段３４により演算されたデューティー比に基づいて上側アーム２ａのトランジスタをＰＷＭ制御によりスイッチングするキャリヤ周波数を設定し、転流制御手段３３の切替信号及びＰＷＭ制御手段３４により演算されたデューティー比に基づいてＰＷＭ変調信号を生成する。このＰＷＭ変調信号は、ドライブ回路３０に供給される。なお、キャリヤ周波数は、デューティー比に関わらず一定の固定値であってもよい。
The
ドライブ回路３０は、ＰＷＭ変調信号を増幅し、トランジスタＴｕ１，Ｔｕ２，Ｔｖ１，Ｔｖ２，Ｔｗ１，Ｔｗ２のそれぞれのベース端子に供給されるドライブ信号を出力する。例えば、上側アーム２ａのトランジスタＴｕ１と下側アーム２ｂのトランジスタＴｗ２とを導通させる通電モードでは、ＰＷＭ制御手段３４によって演算されるデューティー比の時間割合で、上側アーム２ａのトランジスタＴｕ１がオン状態となる。
The
図２乃至図４は、６つの通電モードを順次切り替えた際にインバータ回路部２から出力される各相の電圧、回転子７１の回転によって誘起される各相の誘起電圧、Ｖ相誘起電圧にＷ相誘起電圧の逆相電圧を合成した合成電圧、及びＶ相誘起電圧にＵ相誘起電圧の逆相電圧を合成した合成電圧の時間的な変化の一例を示すグラフである。なお、図２乃至図４では、ＰＷＭ制御による上側アーム２ａの各トランジスタＴｕ１，Ｔｖ１，Ｔｗ１のスイッチング波形（キャリヤ周波数でのオン・オフ波形）の図示を省略している。
2 to 4 show the voltage of each phase output from the
図２乃至図４において、（ａ）はＵ相電圧、（ｂ）はＶ相電圧、（ｃ）はＷ相電圧、（ｄ）はＵ相誘起電圧、（ｅ）はＶ相誘起電圧、（ｆ）はＷ相誘起電圧、（ｇ）はＶ相誘起電圧にＷ相誘起電圧の逆相電圧を合成した合成電圧、（ｈ）はＶ相誘起電圧にＵ相誘起電圧の逆相電圧を合成した合成電圧をそれぞれ示している。（ｇ）では、Ｖ相誘起電圧を破線で示し、Ｗ相誘起電圧の逆相電圧を一点鎖線で示している。また、（ｈ）では、Ｖ相誘起電圧を破線で示し、Ｕ相誘起電圧の逆相電圧を一点鎖線で示している。 2 to 4, (a) is a U-phase voltage, (b) is a V-phase voltage, (c) is a W-phase voltage, (d) is a U-phase induced voltage, (e) is a V-phase induced voltage, ( f) is a W-phase induced voltage, (g) is a synthesized voltage obtained by synthesizing a V-phase induced voltage and a reverse-phase voltage of the W-phase induced voltage, and (h) is a synthesized phase of the U-phase induced voltage and the V-phase induced voltage. Each synthesized voltage is shown. In (g), the V-phase induced voltage is indicated by a broken line, and the reverse phase voltage of the W-phase induced voltage is indicated by a one-dot chain line. Further, in (h), the V-phase induced voltage is indicated by a broken line, and the reverse phase voltage of the U-phase induced voltage is indicated by a one-dot chain line.
図２は、誘起電圧のゼロクロスが発生してから電気角で３０°遅れたタイミングで通電モードが切り替わる状態を示している。この状態は、高いモータ効率が得られる理想的な状態である。図３は、誘起電圧のゼロクロスが発生してから電気角で４５°遅れたタイミングで通電モードが切り替わる状態を示し、図４は、誘起電圧のゼロクロスが発生してから電気角で１５°遅れたタイミングで通電モードが切り替わる状態を示している。本実施の形態では、回転子７１が一対の磁極を有しているので、電気角が回転子７１の固定子７２に対する機械角と一致する。したがって、電気角で３０°に相当する時間は、回転子７１が１回転するのに要する時間の１２分の１である。なお、回転子７１がＮ対（Ｎは自然数）の磁極を有している場合には、機械角が電気角のＮ分の１となり、電気角で３０°に相当する時間は、回転子７１が１回転するのに要する時間の１／（１２×Ｎ）である。
FIG. 2 shows a state in which the energization mode is switched at a timing delayed by 30 ° in electrical angle from the occurrence of the zero cross of the induced voltage. This state is an ideal state in which high motor efficiency can be obtained. FIG. 3 shows a state where the energization mode is switched at a timing delayed by 45 ° in electrical angle after the zero cross of the induced voltage occurs, and FIG. 4 shows a delay of 15 ° in electrical angle after the occurrence of the zero cross of the induced voltage. A state in which the energization mode is switched at the timing is shown. In the present embodiment, since the
以下、図３に示すように、誘起電圧のゼロクロス発生後に通電モードが切り替わるタイミングが理想的な状態よりも遅れた状態を遅れ状態という。また、図４に示すように、誘起電圧のゼロクロス発生後に通電モードが切り替わるタイミングが理想的な状態よりも早い状態を進み状態という。遅れ状態や進み状態は、ブラシレスモータ７の負荷変動によって発生する。遅れ状態は、ブラシレスモータ７の負荷が増大したときに発生しやすく、遅れ状態が顕著になると、固定子７２の回転磁界と回転子７１の回転が同期しなくなる脱調が発生するおそれがある。また、進み状態は、ブラシレスモータ７の負荷が減少したときに発生しやすい。
Hereinafter, as shown in FIG. 3, a state in which the timing at which the energization mode is switched after the occurrence of the zero cross of the induced voltage is delayed from the ideal state is referred to as a delayed state. Further, as shown in FIG. 4, a state where the timing at which the energization mode is switched after the occurrence of the zero cross of the induced voltage is earlier than the ideal state is referred to as an advanced state. The delay state and the advance state are caused by the load fluctuation of the
本実施の形態では、トランジスタＴｕ１及びトランジスタＴｗ２がオン状態となる第１通電モード、トランジスタＴｖ１及びトランジスタＴｗ２がオン状態となる第２通電モード、トランジスタＴｖ１及びトランジスタＴｕ２がオン状態となる第３通電モード、トランジスタＴｗ１及びトランジスタＴｕ２がオン状態となる第４通電モード、トランジスタＴｗ１及びトランジスタＴｖ２がオン状態となる第５通電モード、トランジスタＴｕ１及びトランジスタＴｖ２がオン状態となる第６通電モードが、この順序で順次切り替わる。 In the present embodiment, the first energization mode in which the transistors Tu1 and Tw2 are turned on, the second energization mode in which the transistors Tv1 and Tw2 are in the on state, and the third energization mode in which the transistors Tv1 and Tu2 are turned on The fourth energization mode in which the transistor Tw1 and the transistor Tu2 are turned on, the fifth energization mode in which the transistor Tw1 and the transistor Tv2 are in the on state, and the sixth energization mode in which the transistor Tu1 and the transistor Tv2 are in the on state are in this order. Switch sequentially.
第１及び第４通電モードでは、Ｕ相及びＷ相が通電相となり、Ｖ相が無通電相となる。第２及び第５通電モードでは、Ｖ相及びＷ相が通電相となり、Ｕ相が無通電相となる。第３及び第６通電モードでは、Ｕ相及びＶ相が通電相となり、Ｗ相が無通電相となる。このようなモータ制御方法は、各相のトランジスタがオン状態である期間が電気角で１２０°であるので「１２０°通電制御方式」とも呼ばれ、三相ブラスレスモータの簡易的な制御方法として広く用いられている。 In the first and fourth energization modes, the U phase and the W phase are energized phases, and the V phase is a non-energized phase. In the second and fifth energization modes, the V phase and the W phase are energized phases, and the U phase is a non-energized phase. In the third and sixth energization modes, the U phase and the V phase are energized phases, and the W phase is a non-energized phase. Such a motor control method is also referred to as a “120 ° energization control method” because the period during which the transistors of each phase are on is 120 ° in electrical angle, and is a simple control method for a three-phase brassless motor. Widely used.
制御部３の位置検出手段３１は、各通電モードにおいて無通電相となっている相の誘起電圧のゼロクロスによって回転子７１の位置を検出する。例えば、第２通電モードでは、Ｕ相誘起電圧のゼロクロス（図２乃至図４参照）によってその時点での回転子７１の位置を検出する。以下、第２通電モード及び第３通電モードを例にとって、進角調整手段３２による進角の調整処理について詳細に説明する。
The position detection means 31 of the
第２通電モードでは、上側アーム２ａのＶ相のトランジスタＴｖ１及び下側アーム２ｂのＷ相のトランジスタＴｗ２がオン状態となり、トランジスタＴｖ１からＶ相電線２２を介してブラシレスモータ７に電流が供給される。この電流は、Ｖ相のコイル７２２及びＷ相のコイル７２３を流れてＷ相電線２３によってインバータ回路部２に復流し、トランジスタＴｗ２からシャント抵抗６１を介して直流電源１０の−側に流れる。
In the second energization mode, the V-phase transistor Tv1 of the
このとき、インバータ回路部２は、Ｖ相の誘起電圧とＷ相の誘起電圧の逆相電圧とを合成した合成電圧に抗してブラシレスモータ７に電流を供給する。以下、この第２通電モードにおける合成電圧を第２合成誘起電圧という。第２合成誘起電圧は、図２に示す理想状態では第２通電モードの期間の中間時点で最大となり、図３に示す遅れ状態では第２通電モードの中間時点よりも前に最大となり、図４に示す進み状態では第２通電モードの中間時点よりも後に最大となる。
At this time, the
一方、第２通電モードにおいて、ＰＷＭ制御によって上側アーム２ａのトランジスタＴｖ１がオン状態であるときにブラシレスモータ７に印加される電圧は一定であるので、シャント抵抗６１に流れる電流は、Ｖ相のコイル７２２及びＷ相のコイル７２３のリアクタンスの影響を受ける過渡現象の後には第２合成誘起電圧が小さいときほど大きくなる。
On the other hand, in the second energization mode, the voltage applied to the
同様に、第３通電モードでは、上側アーム２ａのＶ相のトランジスタＴｖ１及び下側アーム２ｂのＵ相のトランジスタＴｕ２がオン状態となる。このとき、インバータ回路部２は、Ｖ相の誘起電圧とＵ相の誘起電圧の逆相電圧とを合成した合成電圧に抗してブラシレスモータ７に電流を供給する。以下、この第３通電モードにおける合成電圧を第３合成誘起電圧という。第３合成誘起電圧は、理想状態では第３通電モードの期間の中間時点で最大となり、遅れ状態では第３通電モードの中間時点よりも前に最大となり、進み状態では第３通電モードの中間時点よりも後に最大となる。第３通電モードにおいてシャント抵抗６１に流れる電流は、過渡現象の後には第３合成誘起電圧が小さいときほど大きくなる。
Similarly, in the third energization mode, the V-phase transistor Tv1 of the
図５乃至図７は、第２通電モード時及び第３通電モード時に電流検出部６のシャント抵抗６１に流れる母線電流を示すグラフである。図５は、図２に示す理想状態における電流波形を示している。図６は、図３に示す遅れ状態における電流波形を示している。図７は、図４に示す進み状態における電流波形を示している。なお、図５乃至図７では、ＰＷＭ制御のデューティー比が５０％である場合を例にとって波形を示している。
5 to 7 are graphs showing the bus current flowing through the
進角調整手段３２は、進角の調整により、ゼロクロス検出部５によるゼロクロスの検出タイミングと、転流制御手段３３による通電モードの切り替えタイミングとの間の時間間隔を変化させる。より具体的には、電流検出部６の検出結果における電流のピーク値の変化量に基づいて、ゼロクロスの検出タイミングと通電モードの切り替えタイミングとの間の電気角を変化させる。ここで、ピーク値とは、上側アーム２ａのトランジスタ（第２通電モード及び第３通電モードではＶ相のトランジスタＴｖ１）がＰＷＭ制御によってオフ状態からオン状態となり、再びオフ状態となるまでの間の母線電流の最大値をいう。換言すれば、キャリヤ周波数の逆数にあたる１回のＰＷＭ周期においてブラシレスモータ７に供給される電流の最大値をいう。進角調整手段３２は、１つの通電モードの期間内における電流のピーク値の変化を解析し、進角を調整する。次に、この解析の方法について３つの具体例を説明する。
The advance angle adjusting means 32 changes the time interval between the zero cross detection timing by the zero
１つめの方法は、１つの通電モードの期間内における全てのピーク値の最大値及び最小値を抽出し、その差に基づいて進角を調整する方法である。この場合、ピーク値の最大値と最小値の差であるピーク値の変化量は、図５乃至図７に示すΔＩａとなる。図６に示す遅れ状態では、期間の後半で第２合成誘起電圧及び第３合成誘起電圧が低くなるので、図５に示す理想状態に比較してΔＩａが大きくなる。したがって、進角調整手段３２は、ΔＩａの大きさによって遅れ状態を検出することが可能であり、例えばΔＩａが所定の閾値よりも大きい場合に遅れ状態であると判定することができる。進角調整手段３２は、遅れ状態が検出された場合には、転流制御手段３３の制御処理に用いられる進角の値を通電モードの切り替えタイミングが早くなるように設定する。 The first method is a method of extracting the maximum value and the minimum value of all the peak values within the period of one energization mode and adjusting the advance angle based on the difference. In this case, the change amount of the peak value, which is the difference between the maximum value and the minimum value of the peak value, is ΔIa shown in FIGS. In the delayed state shown in FIG. 6, since the second combined induced voltage and the third combined induced voltage become lower in the latter half of the period, ΔIa becomes larger than the ideal state shown in FIG. Therefore, the advance angle adjusting means 32 can detect a delay state based on the magnitude of ΔIa. For example, when ΔIa is larger than a predetermined threshold, it can be determined that the delay state is present. When the delay state is detected, the advance angle adjusting means 32 sets the advance value used for the control process of the commutation control means 33 so that the switching timing of the energization mode is advanced.
また、図７に示すように進み状態が発生すると、遅れ状態が発生したときほどΔＩａが大きく変化しないが、通電モードの期間の前半でピーク値が最大となり、期間の終わりにかけてピーク値が低下する。したがって、このようなピーク値の変化によって進み状態を検出することができ、この進み状態が検出された場合には、転流制御手段３３の制御処理に用いられる進角の値を通電モードの切り替えタイミングが遅くなるように設定する。 Further, when the advance state occurs as shown in FIG. 7, ΔIa does not change as much as when the delay state occurs, but the peak value becomes maximum in the first half of the period of the energization mode, and the peak value decreases toward the end of the period. . Therefore, the advance state can be detected by such a change in the peak value. When this advance state is detected, the advance value used for the control process of the commutation control means 33 is switched to the energization mode. Set the timing to be late.
２つめの方法は、１つの通電モードの期間のうち、三相のコイル７２１〜７２３のリアクタンスによる過渡現象の影響が小さくなる時間帯における電流のピーク値の変化量に基づいて進角を調整する方法である。図５乃至図７では、この解析方法において進角調整手段３２が解析対象とする範囲を解析対象範囲Ａとして示している。この解析対象範囲Ａは、遅れ状態や進み状態の発生によるピーク値の変化が表れやすい範囲であり、例えば各通電モードの時間幅の前側３分の１を除く範囲である。
In the second method, the advance angle is adjusted based on the amount of change in the peak value of the current in a time zone in which the influence of the transient phenomenon due to the reactance of the three-
解析対象範囲Ａにおけるピーク値の最大値と最小値の差であるピーク値の変化量は、図５乃至図７に示すΔＩｂとなる。ΔＩｂは、図６に示すように遅れ状態が発生することによって大きくなるので、進角調整手段３２はΔＩｂの大きさによって遅れ状態を検出することができる。また、図７に示すように進み状態が発生した場合には、解析対象範囲Ａの前半でピーク値が最大となり、期間の終わりにかけてピーク値が低下するので、このようなピーク値の変化によって進み状態を検出することができる。 The change amount of the peak value, which is the difference between the maximum value and the minimum value of the peak value in the analysis target range A, is ΔIb shown in FIGS. Since ΔIb increases as a result of the occurrence of a delay state as shown in FIG. 6, the advance angle adjusting means 32 can detect the delay state based on the magnitude of ΔIb. Further, when an advance state occurs as shown in FIG. 7, the peak value becomes maximum in the first half of the analysis target range A, and the peak value decreases toward the end of the period. The state can be detected.
３つめの方法は、各通電モード内におけるピーク値のサンプリングタイミングを予め複数設定しておき、これらのサンプリングタイミングでのピーク値の相互比較によって遅れ状態や進み状態を検出する方法である。図５乃至図７では、サンプリングタイミングを上向きの矢印で示している。また、図５乃至図７の図示例では、各通電モードにおいて３つのサンプリングタイミングを示しているが、サンプリングタイミングの数は３に限らず、２又は４以上であってもよい。以下、３つのサンプリングタイミングのそれぞれを時間順に第１乃至第３サンプリングタイミングとして説明する。第１サンプリングタイミングは上記の解析対象範囲Ａにおける初期に、第２サンプリングタイミングは解析対象範囲Ａにおける中期に、第２サンプリングタイミングは解析対象範囲Ａにおける後期に、それぞれ設定されている。 The third method is a method in which a plurality of peak value sampling timings in each energization mode are set in advance, and a delay state or an advance state is detected by mutual comparison of peak values at these sampling timings. 5 to 7, the sampling timing is indicated by an upward arrow. 5 to 7 show three sampling timings in each energization mode, the number of sampling timings is not limited to three and may be two or four or more. Hereinafter, each of the three sampling timings will be described as first to third sampling timings in time order. The first sampling timing is set in the initial stage in the analysis target range A, the second sampling timing is set in the middle period in the analysis target range A, and the second sampling timing is set in the latter period in the analysis target range A.
図５に示す理想状態では、第２サンプリングタイミングにおけるピーク値が最も大きく、第２サンプリングタイミングにおけるピーク値と第１及び第３サンプリングタイミングにおけるピーク値との差が比較的小さい。図６に示す遅れ状態では、第１サンプリングタイミングにおけるピーク値が最も小さく、第３サンプリングタイミングにおけるピーク値が最も大きい。また、図７に示す進み状態では、第１サンプリングタイミングにおけるピーク値が最も大きく、第３サンプリングタイミングにおけるピーク値が最も小さい。したがって、これらのサンプリングタイミングにおけるピーク値の相互比較によっても、遅れ状態や進み状態を検出することができる。なお、当該通電モードにおいて導通する上側アーム２ａのトランジスタがＰＷＭ制御によってオフ状態であるときは、その次のＰＷＭ周期におけるピーク値をサンプル値として用いることができる。
In the ideal state shown in FIG. 5, the peak value at the second sampling timing is the largest, and the difference between the peak value at the second sampling timing and the peak value at the first and third sampling timings is relatively small. In the delay state shown in FIG. 6, the peak value at the first sampling timing is the smallest, and the peak value at the third sampling timing is the largest. In the advanced state shown in FIG. 7, the peak value at the first sampling timing is the largest, and the peak value at the third sampling timing is the smallest. Therefore, the delay state and the advance state can be detected also by mutual comparison of peak values at these sampling timings. When the transistor of the
（実施の形態の作用及び効果）
以上説明したように、制御部３は、各通電モードでの電流検出部６の検出結果に基づいて遅れ状態や進み状態を検出することができ、進角の調整によってゼロクロスの検出タイミングと通電モードの切り替えタイミングとの間の電気角を最適化することができる。これにより、ブラシレスモータ７の負荷が変動しても、通電モードの切り替えタイミングと固定子７２に対する回転子７１の電気角との関係を適切な範囲に維持することができ、モータ効率を良好に維持することができる。
(Operation and effect of the embodiment)
As described above, the
（付記）
以上、本発明を実施の形態に基づいて説明したが、これらの実施の形態は特許請求の範囲に係る発明を限定するものではない。また、実施の形態の中で説明した特徴の組合せの全てが発明の課題を解決するための手段に必須であるとは限らない点に留意すべきである。
(Appendix)
As mentioned above, although this invention was demonstrated based on embodiment, these embodiment does not limit the invention which concerns on a claim. In addition, it should be noted that not all the combinations of features described in the embodiments are essential to the means for solving the problems of the invention.
また、本発明は、その趣旨を逸脱しない範囲で適宜変形して実施することが可能である。例えば、上記実施の形態では、インバータ回路部２からブラシレスモータ７に供給される電流を母線電流によって検出したが、これに限らず、Ｕ相電線２１，Ｖ相電線２２，又はＷ相電線２３を流れる相電流によってインバータ回路部２からブラシレスモータ７に供給される電流を検出してもよい。また、電流の検出手段としては、シャント抵抗の電圧降下によるものに限らず、例えば磁電変換素子であるホール素子を用いた電流センサを用いてもよい。
Further, the present invention can be appropriately modified and implemented without departing from the spirit of the present invention. For example, in the above embodiment, the current supplied from the
また、上記実施の形態では、スイッチング素子としてトランジスタを用いた場合について説明したが、これに限らず、スイッチング素子としてＦＥＴを用いてもよい。また、固定子７２における三相のコイル７２１〜７２３の結線方法は、スター結線に限らず、デルタ結線でもよい。またさらに、ブラシレスモータ７及び制御装置１は、自動車用に限らず、各種機器の様々な用途に用いることが可能である。
Moreover, although the said embodiment demonstrated the case where a transistor was used as a switching element, it is not restricted to this, You may use FET as a switching element. Further, the connection method of the three-
１…制御装置（モータ制御装置）
２…インバータ回路部
３…制御部
５…ゼロクロス検出部
６…電流検出部
７…ブラシレスモータ
７１…回転子
７２…固定子
７２１…Ｕ相コイル
７２２…Ｖ相コイル
７２３…Ｗ相コイル
Ｄｕ１，Ｄｕ２，Ｄｖ１，Ｄｖ２，Ｄｗ１，Ｄｗ２…還流ダイオード
Ｔｕ１，Ｔｕ２，Ｔｖ１，Ｔｖ２，Ｔｗ１，Ｔｗ２…トランジスタ（スイッチング素子）
1 ... Control device (motor control device)
DESCRIPTION OF
Claims (2)
各相毎に一対のスイッチング素子及び前記スイッチング素子に並列接続された還流ダイオードを有するインバータ回路部と、
前記三相のうち一相を非通電相とし他の二相を通電相とする複数の通電モードを順次切り替えて前記インバータ回路部をＰＷＭ制御する制御部と、
前記三相のコイルに誘起される誘起電圧と前記三相のコイルの中点電圧との比較に基づいて前記誘起電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部と、
前記インバータ回路部から前記ブラシレスモータに供給される電流を検出する電流検出部とを備え、
前記制御部は、前記ゼロクロス検出部による前記ゼロクロスの検出タイミングと前記通電モードの切り替えタイミングとの間の電気角を前記電流検出部の検出結果に基づいて変化させる、
モータ制御装置。 A motor control device for supplying current to a brushless motor having a rotor having a plurality of magnetic poles and a stator having a three-phase coil,
An inverter circuit unit having a pair of switching elements for each phase and a free-wheeling diode connected in parallel to the switching elements;
A control unit that PWM-controls the inverter circuit unit by sequentially switching a plurality of energization modes in which one of the three phases is a non-energized phase and the other two phases are energized phases;
A zero-cross detector that detects a zero-cross of the induced voltage based on a comparison between an induced voltage induced in the three-phase coil and a midpoint voltage of the three-phase coil;
A current detection unit for detecting a current supplied from the inverter circuit unit to the brushless motor;
The control unit changes an electrical angle between a detection timing of the zero cross by the zero cross detection unit and a switching timing of the energization mode based on a detection result of the current detection unit,
Motor control device.
請求項１に記載のモータ制御装置。 The control unit changes an electrical angle between the detection timing of the zero cross and the switching timing of the energization mode based on a change amount of a peak value in a PWM cycle of a current detected by the current detection unit.
The motor control device according to claim 1.
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|---|---|---|---|---|
| JP2020188579A (en) * | 2019-05-14 | 2020-11-19 | アイシン精機株式会社 | Motor controller and electric pump |
| GB2618358A (en) * | 2022-05-05 | 2023-11-08 | Dyson Technology Ltd | A method of determining a position of a rotor of a brushless permanent magnet motor |
| JP7468381B2 (en) | 2021-01-27 | 2024-04-16 | 株式会社デンソー | Calculation device and motor drive device |
-
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