JP2019004228A - Wavelength dispersion compensation filter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、光ファイバ通信における波長分散補償フィルタに関するものである。 The present invention relates to a chromatic dispersion compensation filter in optical fiber communication.
光ファイバを用いた長距離高速大容量の光通信のためには、光ファイバの持つ波長分散特性を補償する波長分散補償フィルタが重要となる。従来の波長分散補償フィルタには、ＦＩＲ（Finite Impulse Response：有限インパルス応答）フィルタで構成したフィルタがある（非特許文献１）。 For long-distance high-speed and large-capacity optical communication using an optical fiber, a chromatic dispersion compensation filter that compensates for the chromatic dispersion characteristics of the optical fiber is important. As a conventional chromatic dispersion compensation filter, there is a filter composed of an FIR (Finite Impulse Response) filter (Non-Patent Document 1).
図１に、従来のＦＩＲフィルタで構成した波長分散補償フィルタを示す。図１のＦＩＲフィルタは、遅延器１−1〜１−N-1、乗算器２−1〜２−N、加算器３−1〜３−N-1からなる。 FIG. 1 shows a chromatic dispersion compensation filter composed of a conventional FIR filter. The FIR filter of FIG. 1 includes delay devices 1-1 to 1-N-1, multipliers 2-1 to 2-N, and adders 3-1 to 3-N-1.
ＦＩＲフィルタは一般に入力信号を、縦続接続されたＮ−１個（Ｎ≧２）の遅延器１−1〜１−N-1により、順次遅延させる。この縦続接続されたＮ−１個の遅延器には、初段の入力も含めて信号分岐用のＮ個のタップが設けられている。これらの遅延器は、順次遅延された入力信号をＮ個の遅延信号（タップ信号）として得る、タップ付遅延線を構成している。 In general, the FIR filter sequentially delays an input signal by N-1 (N ≧ 2) delay devices 1-1 to 1-N-1 connected in cascade. The N-1 delay units connected in cascade are provided with N taps for signal branching including the first stage input. These delay units constitute a tapped delay line that obtains sequentially delayed input signals as N delay signals (tap signals).
このＮ個のタップ信号は、対応するＮ個の乗算器２−1〜２−Nによりそれぞれ重み係数（タップ係数ａk）を乗算される。タップ信号とタップ係数の乗算結果はＮ−１個の加算器３−1〜３−N-1によって順次加算総和されて、最終段の加算器３−N-1よりフィルタの出力信号が得られる。各遅延器１−1〜１−N-1は同一の構成であり、おのおの入力信号を単位サンプリング時間Ｔだけ遅延させる働きを持つ。このようなＦＩＲフィルタは、タップ係数ａkの設定により種々のフィルタ特性を実現することができる。 The N tap signals are respectively multiplied by a weight coefficient (tap coefficient ak) by corresponding N multipliers 2-1 to 2-N. The multiplication result of the tap signal and the tap coefficient is sequentially added and summed by N-1 adders 3-1 to 3-N-1, and the output signal of the filter is obtained from the final stage adder 3-N-1. . Each of the delay devices 1-1 to 1-N-1 has the same configuration, and has a function of delaying each input signal by a unit sampling time T. Such an FIR filter can realize various filter characteristics by setting the tap coefficient ak.
ＦＩＲフィルタの入力信号はアナログ信号として実施することができるが、サンプリングされたデジタル信号に対する遅延、乗算、加算の演算として、デジタル信号処理（ＤＳＰ）によるハードウェア的な、あるいはソフトウェア的な実施も可能である。 The FIR filter input signal can be implemented as an analog signal, but it can also be implemented in hardware or software by digital signal processing (DSP) as a delay, multiplication, or addition operation on the sampled digital signal. It is.
さて、光ファイバの波長分散補償フィルタをＦＩＲフィルタで構成した場合のタップ係数ａk（ｋはタップの添え字）は、以下の式（１）で表されることが知られている（非特許文献１の（９）を参照）。この式で、光の速度をｃ、光ファイバ長をｚ、波長をλ、光ファイバの分散係数をＤ、タップ付遅延線の単位遅延時間をＴ、円周率をπ、虚数単位（−１の平方根）をｊとしている。 Now, it is known that a tap coefficient ak (k is a tap index) when the chromatic dispersion compensation filter of an optical fiber is configured by an FIR filter is expressed by the following equation (1) (Non-patent Document). 1 (9)). In this equation, the speed of light is c, the optical fiber length is z, the wavelength is λ, the dispersion coefficient of the optical fiber is D, the unit delay time of the tapped delay line is T, the circumference is π, and the imaginary unit (−1 J).
この構成において、タップの総数Ｎは、以下の式（２）で表記される３以上の奇数となる。 In this configuration, the total number N of taps is an odd number of 3 or more expressed by the following equation (2).
ここで記号 Sign here
はｘを超えない最大の整数を示す。また図１以下同様であるが、タップを識別する添え字ｋは、奇数Ｎ個あるタップの中心（中央）となるタップを基点（ｋ＝０）として、正負の値をとるものとしている。 Indicates the largest integer not exceeding x. 1 and the following, the subscript k for identifying a tap takes a positive or negative value with a tap that is the center (center) of an odd number of N taps as a base point (k = 0).
この式（２）において、ＦＩＲフィルタのタップ数Ｎは、光ファイバの分散係数Ｄや光ファイバ長ｚに比例して増大する点に着目されたい。 In this formula (2), it should be noted that the tap number N of the FIR filter increases in proportion to the dispersion coefficient D of the optical fiber and the optical fiber length z.
なお、上記式（１）のタップ係数ａkが複素数であると同様に、入力信号も実数成分と虚数成分の２成分からなる複素信号として扱うことができ、遅延操作のほかタップ係数の乗算、乗算結果の加算のいずれも複素数に対する演算として実施可能であるのは以下同様である。 It should be noted that the input signal can be handled as a complex signal composed of two components, a real component and an imaginary component, in the same way as the tap coefficient ak in the above formula (1) is a complex number. It is the same in the following that any of the result additions can be implemented as an operation on a complex number.
また、図１では重み付けされたＮ個のタップ信号は、Ｎ−１個の２入力加算器によって順次加算して総和されているが、総和信号が出力できればよいので、ＦＩＲフィルタとして周知のようにＮ個の信号を同時並列に加算総和できる総和加算器（アキュムレータ）として構成することも可能である。 In FIG. 1, the weighted N tap signals are sequentially added and summed by N−1 two-input adders. However, as long as the sum signal can be output, it is known as an FIR filter. It is also possible to configure as a sum adder (accumulator) that can add and sum N signals simultaneously in parallel.
以上のように、従来のＦＩＲフィルタで構成した波長分散補償フィルタは、ファイバ長ｚや波長分散係数Ｄが決まると、タップの総数Ｎが決まりタップ係数が一意に決まるため、タップの総数Ｎに応じた多数の乗算器が必要な構成となっている。 As described above, in the chromatic dispersion compensation filter configured by the conventional FIR filter, when the fiber length z and the chromatic dispersion coefficient D are determined, the total number N of taps is determined and the tap coefficient is uniquely determined. A large number of multipliers are required.
上記以外の従来技術として、波長分散補償フィルタの高速化・小型化・低電力化のボトルネックとなる乗算器を削減する技術が報告されている（非特許文献２）。この従来技術では、入力信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）で周波数領域に変換し、そこで波長分散を補償して、逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）で時間信号に戻す方法である。この従来技術は、上記で説明した非特許文献１の従来技術と比較して、ファイバ長に応じた乗算器の増加量は少なくなる。しかしながら、非特許文献２の従来技術ではフーリエ変換器、逆フーリエ変換器が必要となるうえ、依然としてファイバ長に応じた乗算器が必要になることに変わりはない。
As a conventional technique other than the above, there has been reported a technique for reducing multipliers that are bottlenecks for speeding up, downsizing, and reducing power consumption of a chromatic dispersion compensation filter (Non-Patent Document 2). In this prior art, an input signal is converted into a frequency domain by Fast Fourier Transform (FFT), and chromatic dispersion is compensated there and returned to a time signal by Inverse Fourier Transform (IFFT). Compared with the prior art of
従来の波長分散補償フィルタでは、ファイバ長に応じた数の乗算器が必要であった。本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、ファイバ長に応じた数の乗算器を不要とする波長分散補償フィルタを提供することを目的とする。 In the conventional chromatic dispersion compensation filter, the number of multipliers corresponding to the fiber length is required. The present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide a chromatic dispersion compensation filter that does not require the number of multipliers corresponding to the fiber length.
本発明は、このような目的を達成するために、以下のような構成を備えることを特徴とする。 In order to achieve such an object, the present invention is characterized by having the following configuration.
（発明の構成１）
入力信号に対して単位遅延時間ＴのＮ（Ｎは３以上の奇数）タップのタップ付遅延線を構成する縦続接続されたＮ−１個の遅延器と、
前記タップ付遅延線から分岐されたタップ信号を更に遅延する分岐遅延器と、
前記分岐遅延器の遅延出力を加算総和して加算総和信号を出力する加算器と
を備えることを特徴とする波長分散補償フィルタ。
(
N-1 delay units connected in cascade to form a delay line with taps of N (N is an odd number of 3 or more) taps of unit delay time T with respect to an input signal;
A branch delay for further delaying the tap signal branched from the tapped delay line;
A chromatic dispersion compensation filter, comprising: an adder that adds a sum of delay outputs of the branch delay units and outputs a sum total signal.
（発明の構成２）
前記分岐遅延器は、単位となる位相Ｂに、中心タップを基点としたタップ添え字ｋの２乗を乗じた位相に当たる遅延量を与える
ことを特徴とする発明の構成１記載の波長分散補償フィルタ。
(Configuration 2)
2. The chromatic dispersion compensation filter according to
（発明の構成３）
前記位相Ｂは、光の速度をｃ、ファイバ長をｚ、波長をλ、ファイバの分散係数をＤ、タップ付遅延線の単位遅延時間をＴとして、
(
In the phase B, the speed of light is c, the fiber length is z, the wavelength is λ, the dispersion coefficient of the fiber is D, the unit delay time of the tapped delay line is T,
であることを特徴とする発明の構成２記載の波長分散補償フィルタ。
The chromatic dispersion compensation filter according to
（発明の構成４）
前記加算器の出力する加算総和信号に少なくともタップ係数の共通係数Ａを乗算する乗算器を備えた
ことを特徴とする発明の構成１ないし３のいずれか１項に記載の波長分散補償フィルタ。
(Configuration 4)
4. The chromatic dispersion compensation filter according to
（発明の構成５）
前記タップ付遅延線の入力側に、入力信号を入力信号の振幅で割り戻す除算器を備え、
前記乗算器は、前記加算器の加算総和信号に入力信号の振幅を更に乗算する
ことを特徴とする発明の構成４に記載の波長分散補償フィルタ。
(
A divider for dividing the input signal by the amplitude of the input signal is provided on the input side of the tapped delay line,
5. The chromatic dispersion compensation filter according to
（発明の構成６）
前記タップ付遅延線のタップ出力または前記タップ付遅延線を構成する前記遅延器の配置をタップ添え字ｋ＞０の部分において折り返して、ｋ＜０で同じｋの絶対値のタップのタップ信号とともに加算する加算器を備え、
該加算器の出力を前記分岐遅延器に入力する
ことを特徴とする発明の構成１ないし５のいずれか１項に記載の波長分散補償フィルタ。
(
The tap output of the tapped delay line or the arrangement of the delay elements constituting the tapped delay line is folded back at a portion of the tap suffix k> 0, together with the tap signal of the tap of the same absolute value k with k <0. An adder for adding,
6. The chromatic dispersion compensation filter according to any one of
（発明の構成７）
前記分岐遅延器を可変遅延器で構成して、分散係数Ｄの時間変動にに対応して前記分岐遅延線の遅延単位となる位相Ｂを可変とする
ことを特徴とする発明の構成１ないし６のいずれか１項に記載の波長分散補償フィルタ。
(Configuration 7)
The branch delay device is constituted by a variable delay device, and the phase B which is a delay unit of the branch delay line is made variable in response to the time variation of the dispersion coefficient D. The chromatic dispersion compensating filter according to any one of the above.
以上記載したように、本発明によれば、ファイバ長に応じた数の乗算器を不要とする波長分散補償フィルタ装置を提供することが可能となる。 As described above, according to the present invention, it is possible to provide a chromatic dispersion compensation filter device that does not require the number of multipliers corresponding to the fiber length.
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
本発明では、波長分散補償フィルタを構成するＦＩＲフィルタの式（１）、式（２）のタップ係数による重み付け演算を、波長分散補償フィルタの特性を利用して乗算を使わない形式に変形する。このようにすることで、ファイバ長に応じて乗算器を増やす必要のない波長分散補償フィルタを実現する。 In the present invention, the weighting calculation based on the tap coefficients in the equations (1) and (2) of the FIR filter constituting the chromatic dispersion compensation filter is transformed into a format that does not use multiplication by utilizing the characteristics of the chromatic dispersion compensation filter. In this way, a chromatic dispersion compensation filter that does not require an increase in multipliers according to the fiber length is realized.
このための式の変形を以下に示す。以下の式（３）ではわかりやすくするため、式（１）を以下の通りに表記する。 A modification of the equation for this is shown below. In the following formula (3), formula (1) is expressed as follows for easy understanding.
ここで、タップ係数ａkは複素数であって、上記式（３）のＡ、Ｂはタップによらない定数であり、指数関数の中の位相項のみがタップ係数の添え字ｋの二乗に比例して変化することに留意されたい。 Here, the tap coefficient ak is a complex number, and A and B in the above equation (3) are constants that do not depend on the tap, and only the phase term in the exponential function is proportional to the square of the subscript k of the tap coefficient. Note that it changes.
また、波長分散補償フィルタへの入力信号Ｒ（ｔ）を、複素信号として以下の式（４）のように表記する。 Further, the input signal R (t) to the chromatic dispersion compensation filter is expressed as a complex signal as in the following equation (4).
ここで右辺のＲは入力信号の振幅であり、φ(t)は入力信号の位相である。入力信号の位相φ(t)について、ｋ番目のタップ係数ａkと乗算されるのは、入力信号が遅延された信号であるから厳密にはφ(t−ｋＴ)であるが、個別のタップの演算としては便宜上タップによる遅延を除いて表記している。 Here, R on the right side is the amplitude of the input signal, and φ (t) is the phase of the input signal. The input signal phase φ (t) is multiplied by the k-th tap coefficient ak, which is strictly a φ (t−kT) since the input signal is a delayed signal. The calculation is shown excluding the delay due to the tap for convenience.
この入力信号Ｒ（ｔ）と式（３）のk番目のタップ係数ａkとの乗算結果は、 The multiplication result of this input signal R (t) and the k-th tap coefficient ak in equation (3) is
と、展開することができる。この式（５）でＡＲは各タップに共通の係数であるから、加算後にまとめてかけることができる。また、Ｂは式（３）で与えられるタップによらない位相、ｋはタップ添え字の整数であるから、Ｂｋ2は単位となる位相Ｂを整数の二乗倍した位相となる。この位相演算は、位相Ｂの整数の二乗倍の位相遅延により実現することができる。 And can be expanded. In this equation (5), since AR is a coefficient common to each tap, it can be applied together after addition. Further, since B is a phase that does not depend on the tap given by Equation (3), and k is an integer with a tap suffix, Bk 2 is a phase obtained by multiplying the unit phase B by the square of the integer. This phase calculation can be realized by a phase delay that is an integer square of phase B.
すなわち、入力信号とｋ番目のタップ係数との乗算結果は、共通係数を除き入力信号の位相をＢｋ2だけ遅延することによって、乗算器を使わずに算出することができる。つまり、乗算結果の信号の実部をＲｅ、虚部をＩｍとすると、以下の式で算出するのと同じ信号を、タップごとの遅延による位相操作と共通係数の乗算で実現することができる。 That is, the multiplication result of the input signal and the kth tap coefficient can be calculated without using a multiplier by delaying the phase of the input signal by Bk 2 except for the common coefficient. That is, assuming that the real part of the multiplication result signal is Re and the imaginary part is Im, the same signal as calculated by the following equation can be realized by phase operation by delay for each tap and multiplication of the common coefficient.
(実施例１)
図２に、上記の考え方に基づいた本発明の波長分散補償フィルタの第１の実施例を示す。図２には、遅延器１−1〜１−N-1、分岐遅延器４−1〜４−N、加算器３−1〜３−N-1、除算器５、乗算器６が示される。
(Example 1)
FIG. 2 shows a first embodiment of a chromatic dispersion compensation filter according to the present invention based on the above concept. FIG. 2 shows delay devices 1-1 to 1-N-1, branch delay devices 4-1 to 4-N, adders 3-1 to 3-N-1, a
本実施例１の波長分散補償フィルタでは、まず入力信号を入力信号の振幅成分Ｒによって割り戻して信号の振幅を正規化する、除算器５を有している。除算器５の出力は、従来と同様に、単位遅延時間ＴのＮタップのタップ付遅延線を構成する、縦続接続されたＮ−１個の遅延器１−1〜１−N-1の初段の遅延器１−1に入力される。
The chromatic dispersion compensation filter according to the first embodiment includes a
タップ付遅延線のタップから分岐出力されたＮ個のタップ信号は、分岐遅延器４−1〜４−Nによりタップ係数の位相成分の重み付けのために更に遅延される。分岐遅延器の遅延出力は従来例と同様にＮ−１個の加算器３−1〜３−N-1により順次加算総和される。 The N tap signals branched and output from the taps of the tapped delay line are further delayed by the branch delay units 4-1 to 4 -N for weighting the phase components of the tap coefficients. The delay outputs of the branch delay units are sequentially added and summed by N-1 adders 3-1 to 3-N-1 as in the conventional example.
最終段の加算器３−N-1の総和出力信号は、乗算器６によって入力信号の振幅Ｒとタップ係数の共通係数Ａにより乗算されて出力される。
The total output signal of the final stage adder 3-N-1 is multiplied by the
ただし、分岐遅延器４−1〜４−Nの遅延量は、タップ付遅延線の遅延器１−1〜１−N-1と異なり一定ではなく、式（３）の位相Ｂに当たる遅延時間を単位として、中心タップを基点としたタップ添え字ｋの２乗に比例する遅延量であるように構成されている。 However, the delay amount of the branch delay devices 4-1 to 4-N is not constant unlike the delay devices 1-1 to 1-N-1 of the tapped delay line, and the delay time corresponding to the phase B in the equation (3) is As a unit, the delay amount is proportional to the square of the tap suffix k with the center tap as a base point.
例えば、Ｎ＝３の場合、タップ添え字ｋ＝−１、０、１となり、各タップに対応する分岐遅延器による遅延位相はＢ、０、Ｂとなる。ｋ＝０の中心タップでは遅延位相は０であるから分岐遅延器は不要であり、中心タップからの出力はそのまま加算器に接続される。 For example, when N = 3, tap subscripts k = −1, 0, 1 and the delay phases by the branch delay devices corresponding to each tap are B, 0, B. Since the delay phase is 0 at the center tap of k = 0, the branch delay device is unnecessary, and the output from the center tap is directly connected to the adder.
Ｎ＝５の場合は、タップ添え字ｋ＝−２、−１、０、１、２となり、同様に各タップに対応する分岐遅延器による遅延位相は入力信号側から順に、４Ｂ、Ｂ、０、Ｂ、４Ｂとなる。 In the case of N = 5, tap subscripts k = −2, −1, 0, 1, 2, and similarly, the delay phases by the branch delay devices corresponding to each tap are 4B, B, 0 in order from the input signal side. , B, 4B.
以下同様に、Ｎ＝７の場合は、タップ添え字ｋ＝−３、−２、−１、０、１、２、３となり、各タップに対応する分岐遅延器による遅延位相は入力信号側から順に、９Ｂ、４Ｂ、Ｂ、０、Ｂ、４Ｂ、９Ｂなどとなる。 Similarly, when N = 7, tap subscripts k = −3, −2, −1, 0, 1, 2, 3, and the delay phase by the branch delay device corresponding to each tap is from the input signal side. In order, 9B, 4B, B, 0, B, 4B, 9B, etc.
図２のように、本発明の構成では、遅延器の数は増大するがファイバ長に比例して乗算器の数が増えることはない。 As shown in FIG. 2, in the configuration of the present invention, the number of delay devices increases, but the number of multipliers does not increase in proportion to the fiber length.
本実施例１の波長分散補償フィルタの入力側に備えられた除算器５は、入力信号Ｒ（ｔ）を入力信号の振幅Ｒで割り戻すことによって、タップ付遅延線に入力される信号を正規化して位相情報の取り扱いを容易にする。
The
フィルタ出力側の乗算器６は、最終段の加算器３−N-1の総和出力信号に、入力信号の振幅Ｒとタップ係数の共通係数Ａを乗算する。乗算器６は、上記式（５）または（６）にある各タップ共通の係数ＡＲを総和信号に掛けるものである。
The
（実施例２）
図３に、本発明の第２の実施例を示す。図３には、遅延器１、分岐遅延器４、加算器３、除算器５、乗算器６、加算器７が示される。
(Example 2)
FIG. 3 shows a second embodiment of the present invention. FIG. 3 shows a
実施例１においては、中心タップを除き分岐遅延器４が合計でＮ−１個必要であった。ここで式（１）または（３）にあるように、タップ係数ａkはタップ添え字ｋの２乗に依存するから、ｋの正負で同じ値を含む。言い換えるとタップ係数ａkは、ｋ＝０の中心タップを挟んで対称である。これを利用して、分岐遅延器４の数を半減することができる。
In the first embodiment, a total of N-1
すなわち図３にあるように、タップ付遅延線のタップ出力をｋ＞０の部分において入力側に折り返して、ｋ＜０で同じｋの絶対値のタップ出力と対にして２入力の加算器７で加算した後に、分岐遅延器に入力するようにすれば、分岐遅延器の数を
That is, as shown in FIG. 3, the tap output of the tapped delay line is folded back to the input side at a portion where k> 0, and is paired with the tap output of the same k absolute value when k <0. After adding in
個とほぼ半減することができる。 It can be almost halved.
図３では、タップ付遅延線を構成する遅延器を直線状に配列して、ｋ＞０の部分でタップ出力を折り返しているが、タップ付遅延線を構成する遅延器の配置をｋ＞０の部分で折り返し、タップ添え字ｋの絶対値が等しい２つのタップを隣接して出力を取り出し、分岐遅延器４の入力側で２入力の加算器７で加算しても良い。
In FIG. 3, the delay elements constituting the tapped delay line are arranged in a straight line and the tap output is folded back at a portion where k> 0. However, the arrangement of the delay elements constituting the tapped delay line is k> 0. The two taps having the same absolute value of the tap subscript k may be taken adjacent to each other and the output may be taken out and added by the two-input adder 7 on the input side of the
分岐遅延器４の出力側の総和用の加算器３の数も半減されるが、分岐遅延器４の入力側に２入力の加算器７が新たに必要となるので、加算器の総数は実施例１と同じである。
Although the number of summing
（実施例３）
図４に、本発明の第３の実施例を示す。図４には、遅延器１−1〜１−N-1、可変遅延器８−1〜８−N、加算器３−1〜３−N-1、除算器５、乗算器６が示される。
Example 3
FIG. 4 shows a third embodiment of the present invention. FIG. 4 shows delay devices 1-1 to 1-N-1, variable delay devices 8-1 to 8-N, adders 3-1 to 3-N-1, a
本実施例３では、遅延器１や加算器３の配置、接続は図２の実施例１と同じであるが、分岐遅延器４が可変遅延器８で構成されている。光ファイバの分散係数Ｄは、温度や機械的応力などの光ファイバの置かれた環境の変動により、ゆっくりと時間変動する。本実施例３では、時間変動する変数のＤに対応して、分岐遅延器の遅延単位となる位相Ｂを式（３）に従って可変とすることによって、ファイバの分散係数Ｄの変動に対応することが可能となる。
In the third embodiment, the arrangement and connection of the
式（３）にあるように、係数Ａは分散係数Ｄの変動に応じて変動するので、乗算器６で乗ずる係数Ａも可変とするのが望ましい。しかしＡはフィルタ全体にかかる係数であるのでフィルタ特性の形状には影響がなく、他の信号処理段におけるゲイン調整で変動を吸収することも可能であるので、フィルタとしては定数Ａは固定のままでも良い。
As shown in equation (3), since the coefficient A varies according to the variation of the dispersion coefficient D, it is desirable that the coefficient A multiplied by the
式（２）からも明らかなように、タップ総数Ｎも分散係数Ｄの変動に応じて変動するが、タップ数Ｎを可変とするのはハードウェア的には複雑となるので、変動の範囲を想定して充分な固定のタップ数で実現してもよい。デジタル信号処理（ＤＳＰ）によるソフトウェア的な実施であれば、式（２）や式（３）により分散係数Ｄの変動に応じてタップ数Ｎだけでなく定数Ａ、Ｂもすべて可変として、最適な波長分散補償フィルタの特性を実現することも可能である。 As apparent from the equation (2), the total number N of taps also varies according to the variation of the dispersion coefficient D. However, since it is complicated in hardware to make the number of taps N variable, the range of variation is limited. It may be realized with a sufficiently fixed number of taps. In the case of software implementation by digital signal processing (DSP), not only the number of taps N but also the constants A and B are all variable according to the variation of the dispersion coefficient D according to the equations (2) and (3). It is also possible to realize the characteristics of a chromatic dispersion compensation filter.
図４の実施例３においても、図３の実施例２と同様に、タップ信号ないし遅延器を折り返して分岐遅延線の数を半減することができるのは明らかである。 In the third embodiment shown in FIG. 4 as well, it is apparent that the number of branch delay lines can be halved by turning back the tap signal or the delay device as in the second embodiment shown in FIG.
以上述べたように、本発明によればＦＩＲフィルタで構成した波長分散補償フィルタの乗算器の数が削減されることにより、波長分散補償フィルタ装置の高速化・小型化・低電力化の効果が得られる。また、乗算器を必要としないため、設計の容易化の効果もある。 As described above, according to the present invention, the number of multipliers of the chromatic dispersion compensation filter constituted by the FIR filter is reduced, so that the effect of speeding up, downsizing, and lowering the power of the chromatic dispersion compensation filter device can be obtained. can get. Further, since a multiplier is not required, there is an effect of facilitating the design.
１−1〜１−N-1 遅延器
２−1〜２−N 乗算器
３−1〜３−N-1 加算器
４−1〜４−N 分岐遅延器
５ 除算器
６ 乗算器
７−1 加算器
８−1〜８−N 可変遅延器
1-1 to 1-N-1 delay unit 2-1 to 2-N multiplier 3-1 to 3-N-1 adder 4-1 to 4-N
Claims (7)
前記タップ付遅延線から分岐されたタップ信号を更に遅延する分岐遅延器と、
前記分岐遅延器の遅延出力を加算総和して加算総和信号を出力する加算器と
を備えることを特徴とする波長分散補償フィルタ。 N-1 delay units connected in cascade to form a delay line with taps of N (N is an odd number of 3 or more) taps of unit delay time T with respect to an input signal;
A branch delay for further delaying the tap signal branched from the tapped delay line;
A chromatic dispersion compensation filter, comprising: an adder that adds a sum of delay outputs of the branch delay units and outputs a sum total signal.
ことを特徴とする請求項１記載の波長分散補償フィルタ。 2. The chromatic dispersion compensation filter according to claim 1, wherein the branch delay device gives a delay amount corresponding to a phase obtained by multiplying a phase B as a unit by a square of a tap suffix k with a center tap as a base point.
ことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の波長分散補償フィルタ。 4. The chromatic dispersion compensation filter according to claim 1, further comprising a multiplier that multiplies at least the common coefficient A of the tap coefficients by the sum total signal output from the adder. 5.
前記乗算器は、前記加算器の加算総和信号に入力信号の振幅を更に乗算する
ことを特徴とする請求項４に記載の波長分散補償フィルタ。 A divider for dividing the input signal by the amplitude of the input signal is provided on the input side of the tapped delay line,
5. The chromatic dispersion compensation filter according to claim 4, wherein the multiplier further multiplies the sum total signal of the adder by an amplitude of an input signal.
該加算器の出力を前記分岐遅延器に入力する
ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の波長分散補償フィルタ。 The tap output of the tapped delay line or the arrangement of the delay elements constituting the tapped delay line is folded back at a portion of the tap suffix k> 0, together with the tap signal of the tap of the same absolute value k with k <0. An adder for adding,
6. The chromatic dispersion compensation filter according to claim 1, wherein an output of the adder is input to the branch delay device.
ことを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載の波長分散補償フィルタ。 7. The branch delay device is configured by a variable delay device, and the phase B as a delay unit of the branch delay line is made variable in response to a time variation of the dispersion coefficient D. The chromatic dispersion compensation filter according to any one of the above.
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