JP2018537944A - 電気機器、特に電気自動車を充電するための改善された充電デバイス - Google Patents

電気機器、特に電気自動車を充電するための改善された充電デバイス Download PDF

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Abstract

電気機器(EQ)用の充電デバイスは、
- 給電ネットワーク(R)に接続されるように意図された入力端子(E)と、
- 電気機器(EQ)に接続されるように意図された出力端子(S)と、
- 充電デバイスの入力端子(E)に接続されたフィルタ入力端子(Ef)およびフィルタ出力端子(Sf)を備えるフィルタモジュール(MF)であって、フィルタ出力端子(Sf)を介してフィルタ出力電圧(Vsf(t))を供給するように構成されたフィルタモジュール(MF)とを備える。
充電デバイスはフィードバックモジュール(MR)をさらに備え、フィードバックモジュール(MR)は、フィルタモジュール(MF)に結合されており、フィルタ出力端子(Sf)に接続されたフィードバック入力端子(Er)と、フィルタ入力端子(Ef)に接続されたフィードバック出力端子(Sr)とを備え、フィードバックモジュールは、フィルタ出力電圧(Vsf(t))からフィードバック電圧(Vsr(t))を生成して、充電デバイス(DIS)の非線形挙動に由来する入力電圧(Ve(t))の擾乱を補償するために、フィードバック出力端子(Sr)を介してフィードバック電圧を出力するように構成されている。

Description

本発明は、電気機器、特に電気自動車の電気エネルギーを充電するための充電デバイスに関するものである。
近年、少なくとも部分的に電力から動力を供給される自動車両の一群と、必要とされる電気エネルギーの供給源に必要なインフラストラクチュアとが大幅に発展した。
一般的には、電気自動車を充電するために充電デバイスが使用され、充電デバイスは、電気エネルギーの供給源に接続されて、電気自動車に、たとえばより具体的には車両に組み込まれた電気エネルギー蓄積デバイスに、適合された形態で電気エネルギーを供給するように意図されている。
多くの充電構成において、使用される電力の供給源は、遠隔で生成された電力を充電デバイスに送達する電源ネットワークである。
この状況において、特に使用される給電ネットワーク特性に関して、特定の条件下で、充電デバイスと給電ネットワークの間の相互作用が、充電デバイスに供給される入力電圧の擾乱をもたらすことが見いだされている。これらの擾乱は、充電デバイスの中で飽和する動作状態に達するパワーエレクトロニクス素子に由来し、結果的には充電デバイスの非線形挙動に由来することが特に究明されている。
これらの擾乱により、充電デバイスが電気機器の充電を停止するか、または充電デバイスもしくは電気機器が損傷する可能性がある。
この問題を解決するための現況技術の手法には、充電デバイスとネットワークの間の境界に容量性素子を追加するものがある。
しかしながら、この解決策では満足すべき結果がもたらされず、ネットワークと充電デバイスの間の境界にそのような容量性素子が備わっている構成であっても、接続された機器に対する擾乱のリスクは存続する。
したがって、本発明はこの問題を解決することを目的とするものである。
この目的のために、本発明は、電気機器用、特に電気自動車用の充電デバイスに関し、充電デバイスは、充電デバイスに少なくともAC入力電圧を供給する給電ネットワークに接続されるように意図されており、充電デバイスは、電気機器に少なくとも1つのDC出力電圧を供給するように構成されており、充電デバイスは、
- 給電ネットワークに接続されるように意図された入力端子と、
- 電気機器に接続されるように意図された出力端子と、
- 充電デバイスの入力端子に接続されたフィルタ入力端子、およびフィルタ出力端子を備えるフィルタモジュールであって、フィルタ出力端子を介してフィルタ出力電圧を供給するように構成されたフィルタモジュールとを備え、
充電デバイスはフィードバックモジュールをさらに備え、フィードバックモジュールは、フィルタモジュールに結合されており、フィルタ出力端子に接続されたフィードバック入力端子と、フィルタ入力端子に接続されたフィードバック出力端子とを備え、フィードバックモジュールは、フィルタ出力電圧からフィードバック電圧を生成して、充電デバイスの非線形挙動に由来する入力電圧の擾乱を補償するために、フィードバック出力端子を介してフィードバック電圧を出力するように構成されている。
本発明の一態様によれば、フィードバックモジュールのフィードバック入力端子とフィードバック出力端子の間には、タイマと、第1の増幅器と、前記モジュールに送達される入力信号に正弦関数を印加するように構成されたモジュールと、第2の増幅器とが、直列に配置されている。
本発明の一態様によれば、第1の増幅器はy=a*xタイプの関数によって定義される増幅器であって、yは第1の増幅器の出力信号であり、xは第1の増幅器の入力信号であり、aは第1の増幅器の利得である。
本発明の一態様によれば、第2の増幅器はy=b*xタイプの関数によって定義され、yは第2の増幅器の出力信号であり、xは第2の増幅器の入力信号であり、bは第2の増幅器の利得である。
本発明の一態様によれば、フィードバックモジュールは
Vsr(t)=b*sin(a*Vsf(t-τ))
タイプのフィードバック電圧を送達するように構成されており、Vsr(t)はフィードバック電圧であり、bは第2の増幅器の利得であり、aは第1の増幅器の利得であり、τはタイマによって設定された遅延であって、Vsf(t)はフィルタ出力電圧である。
本発明の一態様によれば、タイマの遅延は5〜500ミリ秒の間に構成される。
本発明の一態様によれば、第1の増幅器の利得は0.1〜10の間に構成される。
本発明の一態様によれば、第2の増幅器の利得は10〜5000の間にある。
本発明の一態様によれば、フィードバックモジュールは、充電デバイスの入力電圧と反対のフィードバック電圧を生成するように構成されている。
本発明の一態様によれば、充電デバイスは加算要素をさらに備え、加算要素は、充電デバイスの入力端子と、フィードバック出力端子と、フィルタ入力端子とに接続されており、加算要素は、入力電圧とフィードバック電圧の合計に相当するフィルタ入力電圧をフィルタモジュールに供給するように構成されている。
本発明の一態様によれば、充電デバイスは変換モジュールを備え、変換モジュールは、調整された電力を送達するように適合されており、変換モジュールは、調整された電力供給のために開閉を制御可能な少なくとも1つのスイッチを備え、入力電圧の擾乱は、少なくとも部分的に前記スイッチの飽和に由来するものである。
本発明の一態様によれば、擾乱は、給電ネットワークの、閾値よりも大きいインダクタンス値に対する前記スイッチの飽和に由来するものである。
本発明は、電気機器、特に電気自動車を充電するための方法にも関し、この方法は、充電デバイスに対して少なくとも1つのAC入力電圧を送達する給電ネットワークに接続された充電デバイスによって実施されるものであり、充電デバイスは、電気機器に少なくとも1つのDC出力電圧を供給し、充電デバイスは、
- 給電ネットワークに接続された入力端子と、
- 電気機器に接続された出力端子と、
- 充電デバイスの入力端子に接続されたフィルタ入力端子、およびフィルタ出力端子を備えるフィルタモジュールであって、フィルタ出力端子を介してフィルタ出力電圧を供給するフィルタモジュールとを備え、
この方法は、充電デバイスによって供給される出力電圧からの電気エネルギーで電気機器が充電される充電ステップを含み、
充電ステップでは、フィルタ出力電圧からフィードバック電圧が生成され、フィードバック電圧は、充電デバイスの非線形挙動に由来する入力電圧の擾乱を補償するために、フィルタ入力端子に接続されたフィードバック出力端子を介して出力される。
本発明は、単に例として示された以下の詳細な説明を、付図を参照しながら読めば、一層よく理解されよう。
本発明による充電デバイスの概略図である。 100μHのインダクタンスを有する給電ネットワークに対する充電デバイスの入力電圧の変化曲線の一例である。 750μHのインダクタンスを有する給電ネットワークに対する充電デバイスの入力電圧の変化曲線の一例である。 図1に示された充電デバイス用のフィルタモジュールモデルを示す図である。 図1に示された充電デバイスの、整流器モジュールと変換モジュールを組み合わせたトポロジを示す図である。 図1に示された充電デバイスのフィードバックモジュールを示す図である。 図6に示されたフィードバックモジュールと図4に示されたフィルタモジュールを組み合わせたトポロジを示す図である。 本発明による充電方法を示すブロック図である。 図1の充電デバイスのフィルタ入力電圧の変化曲線および図6のフィードバックモジュールによって供給されるフィードバック電圧の変化曲線を示す図である。
図1は本発明による充電デバイスDIS(以下デバイスDIS)を概略的に示す。
そのデバイスは電気機器EQの電気エネルギーの充電を遂行するように適合されている。より具体的には、デバイスDISは、機器EQに対して、電源ネットワークR(以下ネットワークR)によって供給された電気エネルギーから調整された電気エネルギーを供給するように意図されている。
この目的のために、デバイスDISの入力はネットワークRに接続されるように構成されており、デバイスDISの出力は機器EQに接続されるように構成されており、デバイスDISは機器EQに出力電圧Vs(t)を供給するように構成されている。詳細には、デバイスDISは機器EQにDC出力電圧Vs(t)を供給するように構成されている。
機器EQには、デバイスDISによって供給された電気エネルギーを蓄積し、かつこの電気エネルギーを回復するように意図された少なくとも1つの電気エネルギー蓄積デバイスSTOCKが備わっている。
好ましくは、機器EQは電気自動車である。電気自動車は、少なくとも部分的に電気エネルギーから推進されるように意図されている。この目的のために、蓄積デバイスSTOCKは車両の電気推進ユニット(図示せず)に電力を供給するように構成されている。たとえば、蓄積デバイスSTOCKはバッテリーなどの容量性デバイスを備える。
ネットワークRは、デバイスDISに入力電圧Ve(t)を供給するように構成されている。入力電圧Ve(t)は交番電圧である。たとえば、入力電圧Ve(t)は-320V〜320Vの間で振動する。さらに、入力電圧Ve(t)は、たとえば50Hz程度の周波数を有する。
ネットワークRはインダクタンスを有する。このインダクタンスは、たとえば100μH〜800μHの間に構成されている。任意選択で、このインダクタンスは抵抗と直列に配置される。
このインダクタンス値は、前述の擾乱の状況および強度を調整するパラメータである。本発明者らは、所与のインダクタンス値を超えると、ネットワークRによって供給される入力電圧がこれらの擾乱を示す可能性が徐々に大きくなることを発見した。
図2は、100μHのインダクタンスが従来技術の充電デバイスの入力に接続されたときの、ネットワークRによって送達される入力電圧の変化曲線を示す。図3は、750μHのインダクタンスを有するネットワークのそのような変化曲線を示す。
図2では、入力電圧が正弦波であって一定であることが理解され得る。図3では、約75ミリ秒後に入力電圧の擾乱が出現することが理解され得る。これらの擾乱は著しい歪みの形態であり、最小電圧と最大電圧の間に、図2の構成におけるこれらの最小電圧および最大電圧と比較して特に大きな差を誘起する。
これらの擾乱は、そのようなデバイスが備えるパワーエレクトロニクス素子の非線形挙動に由来するものである。実際は、デバイスDISに関して以下で説明されるように、充電デバイスは調整された電力を供給するように構成された電力コンバータを備える。この電源調整は、「絶縁ゲートバイポーラトランジスタ」の頭字語IGBTによって知られているスイッチなどの1つまたは複数のスイッチによって実施される。これらのスイッチは、カッティングサイクル(cutting cycles)の間、出力電力が規定された電力と一致するように開閉を制御される。
したがって、ネットワークRのインダクタンス値が比較的大きいと、そのようなコンバータのスイッチがスイッチの飽和に相当する動作点に達し、一般にそれらスイッチの一部および充電デバイスの一部の非線形挙動に通じることが見いだされている。詳細には、スイッチを流れる電流またはスイッチの端子における電圧は、スイッチを切り換えるように構成された制御デバイスの入力において使用される物理量に全体的に関連付けられ、それにより、スイッチ自体の制御がこの飽和効果によって影響を受ける。
本発明の目的は、給電ネットワークに結合されるように意図された充電デバイスの非線形挙動に由来するこれらの擾乱を、特に給電ネットワークのインダクタンスが所定値を超えるとき補償することである。給電ネットワークのインダクタンスがゼロでなければ、小さな擾乱が出現するはずである。非常に小さいインダクタンス値については、これらの擾乱は一般に許容できるものである。しかしながら、これらの擾乱は、特にこのインダクタンスが増加すると直ちに許容できなくなる。
擾乱が出現する要因は、ネットワークRのインダクタンスばかりではないことが留意される。実際は、ネットワークによって形成された構造の全体的な挙動および特性、デバイスDISならびに機器EQが、所与のインダクタンス値において擾乱が出現する可能性があるかどうかを決定する。
しかしながら、この点で、特定の値を超えるとインダクタンスの役割が優勢になることが観測された。
したがって、本発明による充電デバイスは、100μHを超えるインダクタンスを有する電源ネットワークに結合されるように特に適合され、350μHを超えるインダクタンスを有するネットワークに特に適している。実際は、このインダクタンス値を超えると、解消すべき擾乱が発生する可能性が強いことが見いだされた。
再び図1を参照して、デバイスDISは入力端子Eを備え、入力端子Eは、ネットワークRに接続されて、ネットワークRから入力電圧Ve(t)を受け取るように意図されている。デバイスDISは出力端子Sをさらに備え、出力端子Sは、機器EQに接続されて、デバイスDISが出力端子Sを介して機器EQに出力電圧Vs(t)を供給するように意図されている。
デバイスDISは、フィルタモジュールMF、整流器モジュールRED、変換モジュールCおよび出力フィルタモジュールMFSをさらに備える。加えて、本発明によれば、デバイスDISはフィードバックモジュールMRを備える。
フィルタモジュールMFは、入力端子Eに接続されたフィルタ入力端子Efと、フィルタ出力端子Sfとを備える。
フィルタモジュールMFは、フィルタ入力端子Efを介してモジュールMFに供給されたフィルタ入力電圧Vef(t)をフィルタリングすることにより、フィルタ出力端子Sfを介してフィルタ出力電圧Vsf(t)を供給するように構成されている。
以下でより詳細に説明されるように、フィルタモジュールMFのフィルタ入力端子Efは、有利には、フィルタモジュールMFにフィルタ入力電圧Vef(t)を供給するように構成された加算要素SOMを介して入力端子Eに接続される。
以下で説明されるように、加算要素は、フィルタ入力電圧が、入力電圧Ve(t)と、フィードバックモジュールによって供給され、以下で説明されるフィードバック電圧Vsr(t)との合計に相当するように特に構成されている。
フィルタモジュールMFは、たとえば既知の構造である。
フィルタモジュールは、たとえば低域通過フィルタ要素を形成する少なくとも1つのキャパシタC1を備える。
図4はフィルタモジュールMFの概略モデルを示す。有利には、このモデルの一部分として、フィルタモジュールMFは互いに接続された2つのセルを備える。それらのセルは、避雷要素のすべてまたは一部分を形成するキャパシタC1を備えるセルと、低域通過フィルタ要素を形成するキャパシタC2を備えるセルとである。有利には、キャパシタC1は、ネットワークRを介してデバイスDISに伝わる恐れのある雷関連の電気現象をフィルタリングするように構成されたツェナータイプダイオードのキャパシタンスを形成する。
たとえば、各セルは、それぞれ、高い分岐と、低い分岐と、高い分岐および低い分岐に接続され、対応するキャパシタC1またはC2が配置された垂直方向の分岐とを含む、3つの分岐を備える。高い分岐および低い分岐は、それぞれ、たとえば直列に配置されたコイルおよび抵抗を備える。第2のセルの1つまたは複数のコイルが、考慮に入れるべき上流の変換モジュールの非線形性からのコイルをさらに備えるので、第1のセルのものよりもわずかに高いインダクタンス値を有することが留意される。
入力電圧Ve(t)は、第1のセルの高い分岐の入力端子と低い分岐の入力端子の間の電位差に相当し、フィルタの出力電圧Vsf(t)は、第2のセルの高い分岐の出力端子と低い分岐の出力端子の間の電位差に相当する。
図4に示されたモデルは、フィルタモジュールMFに関する複数の可能なトポロジを対象として含むことに留意されたい。有利には、これらのトポロジのすべてまたは一部分において、フィルタモジュールは、コモンモードフィルタデバイスを形成する2つのセルならびにキャパシタを備える。キャパシタC1およびC2は、フィルタモジュールトポロジによって構成された構成要素のモデル化の結果に相当し、差動モードのフィルタ要素も形成する。このトポロジは、有利には、セル分岐がグラウンドに接続された追加のコモンモードフィルタ要素を備える。
整流器モジュールREDの入力はフィルタ出力端子Sfに接続されている。整流器モジュールREDの出力は変換モジュールCに接続されている。
整流器モジュールREDは、交番電圧であるフィルタ出力電圧Vsf(t)を、連続的な電圧である変換入力電圧Vec(t)へ変換するように構成されている。
整流器モジュールREDは、たとえば既知のタイプおよびトポロジの整流器モジュールである。
変換モジュールCの入力は整流器モジュールREDの出力に接続されている。変換モジュールCの出力は出力フィルタモジュールMFSに接続されている。
変換モジュールCは、変換入力電圧Vec(t)から変換出力電圧Vsc(t)を出力するように構成されている。
互いに接続された整流器モジュールREDと変換モジュールCの結合のトポロジの一例を示す図5を参照して、変換モジュールCは、コンバータCONVと、コンバータCONVを制御するように構成された制御モジュールCOMとを備える。たとえば、公称条件下では、変換出力電圧Vsc(t)は実質的に380Vである。
コンバータCONVはたとえばバックブーストコンバータである。
コンバータCONVは、たとえば開閉を制御可能な2つのスイッチSw1およびSw2を備える。スイッチSw1、Sw2は、たとえばIGBTスイッチである。たとえばコンバータの2つの低い分岐の一方にSw1が配置され、他方にSw2が配置されている。コンバータは、各々にダイオードが配置されている2つの高い分岐と、キャパシタが配置されている出力分岐とをさらに備える。キャパシタにわたる電圧は変換出力電圧Vsc(t)に相当する。
制御モジュールCOMは、変換モジュールCの出力において供給される電力を調整するためにスイッチSw1およびSw2の開閉を制御するように構成されている。
たとえば、採用される制御原理は、パルス幅変調された電圧、すなわちPWMに基づくものである。制御原理はたとえば電圧調整であり、すなわち制御原理が作用するように意図された物理量は電圧である。あるいは、制御原理は電流調整である。
たとえば、この調整はコイルLboostに流れる電流の値Iboostが調整される電流調整であり、前記コイルはコンバータ入力に配置されている。実際には、この電流の値は基準電流irefと比較され、前記基準電流は、たとえばコンバータCONVの出力において供給されるべき電圧設定値と入力電圧Ve(t)とに基づいて決定され、指令モジュールCOMは、この比較結果によってもたらされるHレベルまたはLレベルの論理信号に従ってスイッチを動作させる。たとえば、この信号のHレベルはスイッチの所与の状態(開または閉)に関連し、Lレベルはスイッチの別の所与の状態に関連する。
あるいは、調整は電圧調整である。たとえば、電圧Vsc(t)の値が直接調整される。
図5のバックブーストコンバータは、使用され得る可能なコンバータの一例であることが留意される。一般に、コンバータCONVは、コンバータCONVの出力において供給される電力を調整するために開閉を制御可能な少なくとも1つのスイッチを備える任意のコンバータであり得る。
出力フィルタモジュールMFSは、変換出力電圧Vsc(t)をフィルタリングすることによって出力電圧Vs(t)を供給するように構成されている。
この目的のために、出力フィルタモジュールMFSの入力は変換出力電圧Vsc(t)を供給する変換モジュールCの出力に接続されており、出力フィルタモジュールMFSはデバイスDの出力端子Sに相当する出力端子を有する。
出力フィルタモジュールMFSは、たとえば既知の構造である。
フィードバックモジュールMRはフィルタモジュールMFに結合されている。フィードバックモジュールMRは、フィルタ出力電圧Vsf(t)からフィードバック電圧Vsr(t)を生成して、前述の擾乱を補償するためにフィルタモジュールMFにフィードバック電圧Vsr(t)を供給するように構成されている。
より具体的には、フィードバックモジュールMRは、加算要素SOMを介してフィルタモジュールMFにフィードバック電圧Vsr(t)を供給するように構成されている。
フィードバックモジュールMRは、充電デバイスの入力電圧と反対のフィードバック電圧Vsr(t)を生成するように構成されている。
「反対」の概念は、後に図9を参照しながら理解されるように、フィードバック電圧が正弦波の形状ではないので真に逆位相に関するものではあり得ないにしても、逆位相の概念に合致するものである。また、「反対」は、入力電圧Ve(t)が極大値になる時点においてフィードバック電圧が極小値になり、入力電圧が極小値になる時点においてフィードバック電圧が極大値になることを意味する。このようにして、これらの2つの電圧の合計は、入力電圧の極大値よりも低い値を有する極大値および入力電圧の極小値よりも高い値を有する極小値を有する。
フィードバックモジュールMRはフィルタモジュールMFに対して並列に配置されている。
より具体的には、図4のフィルタモジュールMFに対するフィードバックモジュールMRの接続を示す図6および図7を参照して、フィードバックモジュールはフィルタモジュールMFのフィルタ出力端子Sfに接続されたフィードバック入力端子Erと、フィルタ入力端子Efに接続されたフィードバック出力端子Srとを含む。フィードバック出力端子Srは、加算要素SOMを介してフィルタ入力端子Efに接続されている。
有利には、フィードバックモジュールMRは次のタイプのフィードバック電圧を送達するように構成されている。
Vsr(t)=b*sin(a*Vsf(t-τ))
この目的のために、フィルタモジュールMFは、遅延タイマRET、第1の増幅器AMP1、フィルタモジュールが受け取る入力信号に正弦関数を印加するように構成されたモジュールSIN、および第2の増幅器AMP2を備える。これらの要素は、フィードバック入力端子Erとフィードバック出力端子Srの間で直列に配置されている。
タイマRETはフィルタ出力電圧Vsfに遅延τを導入するように構成されている。
言い換えれば、タイマRETは信号Vsf(t-τ)を出力するように構成されている。
遅延τは、有利には5〜500ミリ秒の間に構成される。
有利には、この遅延τは20〜300ミリ秒の間に構成される。これらの値は、100μH〜620μHの間のインダクタンス値を有するネットワークRに特に適している。
加えて、有利には、ネットワークインダクタンスが620μHよりも大きいとき、遅延τは30〜200ミリ秒の間にある。
第1の増幅器AMP1はy=a*xタイプの関数を有し、yは第1の増幅器AMP1の出力信号であり、xは第1の増幅器の入力信号であり、aは第1の増幅器の利得である。第1の増幅器の入力信号はタイマRETの出力信号であることが留意される。
有利には、aは0.1〜10の間に構成される。
有利には、この利得は0.2〜4の間にある。これらの値は、100μH〜620μHの間のインダクタンス値を有するネットワークRに特に適している。
加えて、有利には、ネットワークインダクタンスが620μHよりも大きいとき、利得aは0.3〜3の間にある。
モジュールSINはy=sin(x)タイプの出力信号を供給するように構成されており、yはモジュールSINの出力信号であり、xはその入力信号である。入力信号xは第1の増幅器によって出力された電圧である。
第2の増幅器AMP2はy=b*xタイプの関数を有し、yは第2の増幅器の出力信号であり、xは第2の増幅器の入力信号であり、bは第2の増幅器の利得である。第2の増幅器AMP2の入力信号がモジュールSINの出力信号であり、第2の増幅器の出力信号がフィードバック電圧Vsr(t)であることに留意されたい。
有利には、bは10〜5000の間に構成される。
有利には、この利得bは30〜3000の間にある。これらの値は、100μH〜620μHの間のインダクタンス値を有するネットワークRに特に適している。
加えて、有利には、ネットワークインダクタンスが620μHよりも大きいとき、利得bは60〜1500の間に構成される。
言い換えれば、フィードバックモジュールMRは次のタイプのフィードバック電圧を送達するように構成されている。
Vsr(t)=b*sin(a*Vsf(t-τ))
増幅器、タイマおよびモジュールSINが、それぞれ増幅機能、遅延などを遂行する演算子に対応することが留意される。「直列に」という用語は、これらの演算子が、フィルタ出力電圧を処理するための一続きの動作を形成するように順に連続して配置されてフィードバック電圧をもたらすことを意味する。
たとえば、論理演算子OR、AND、NORなどのタイプが当技術から知られている。それらの論理演算子は、たとえば個別部品の形態で、または電子基板の内部のたとえば集積回路タイプの形態で実施される。同様に、フィードバックモジュール演算子は任意の形態で実施され得る。
たとえば、フィードバックモジュール演算子は個別部品として実施され得る。たとえば、増幅器は演算増幅器を含むかまたは演算増幅器によって形成され、タイマは時限継電器を備えるかまたは時限継電器によって形成される。モジュールSINは、たとえば個別部品からも作製される。
あるいは、これらの演算子は、たとえばマイクロコントローラタイプといった、たとえば集積回路などの別の形態で実施され得る。
いくつかの実施形態では、これらの特徴が組み合わされ得、そこで、フィードバックモジュールは、これらの動作の一部分を実施するための集積回路を備え、少なくとも1つのモジュールMRの動作を実施するための少なくとも1つの個別部品を備える。
次に、入力電圧Ve(t)が図3を参照しながら説明されたような擾乱を有する構成の図を参照しながら、デバイスDISを用いて電気機器EQを充電する方法を説明する。
当初は、時間t0から始まる第1の充電ステップS1中に、ネットワークRは、t0に先立つ時点についてはゼロである入力電圧Ve(t)をデバイスDISに送達する。フィードバック電圧は、タイマRETの存在のためにゼロである。その結果、加算要素によってフィルタモジュールMFに実際に供給される電圧は、電圧Ve(t)である。
次いで、フィルタモジュールMFが、フィルタ入力電圧Vef(t)をフィルタリングすることよってフィルタ出力電圧Vsf(t)を供給する。
フィルタ出力電圧Vsf(t)が整流器モジュールREDに供給され、整流器モジュールが、交番電圧であるフィルタ出力電圧Vsf(t)を連続的な電圧である変換入力電圧Vec(t)に変換する。
次いで、変換モジュールCONVが、変換入力電圧から電力出力を調整して変換出力電圧Vsc(t)を出力する。次いで、出力フィルタモジュールMFSが、この電圧Vsc(t)をフィルタリングして、電気機器に供給される出力電圧Vs(t)を出力する。この電圧Vs(t)から、電気機器の蓄積デバイスSTOCKが電気エネルギーを蓄積し、この電気エネルギーは、機器EQが電気自動車であれば、たとえば推進するために、後に蓄積デバイスによって戻され得る。
時点t0+τから始まる第2の充電ステップS2中に、フィードバック電圧Vsr(t)がゼロでなくなる。
より具体的には、t-τが、t0+τからt0よりも大きくなり、それによりタイマRETはゼロでない電圧を出力する。この電圧は、第1の増幅器AMP1、モジュールSINおよび第2の増幅器AMP2によって連続的に変換され、それにより、フィードバック電圧はゼロでなく、Vsr(t)=b*sin(a*Vsf(t-τ))タイプである。
このゼロでないフィードバック電圧Vsr(t)を供給された加算要素SOMは、ネットワークRによって供給された入力電圧Ve(t)とフィードバック電圧Vsr(t)の合計に相当するフィルタ入力電圧Vef(t)を出力する。次いで、この合計がフィルタモジュールMFに供給され、フィルタモジュールMFによる連続した変換の後に、整流器モジュールRED、変換モジュールCおよび出力フィルタモジュールMFSが、供給されたVs(t)の出力電圧を機器EQに供給する。
パラメータa、bおよびτの値は、ネットワークおよび充電デバイスによって形成された組立体の所与の構成のために前もって決定されていることに留意されたい。言い換えれば、ステップS1およびS2中にこれらのパラメータの値が変更されることはない。
任意選択で、ステップS3中に、これらのパラメータの値が、たとえば関連する要素の経時変化からもたらされたネットワークおよび/または充電デバイスの挙動変化を考慮に入れるために、たとえば所定の時間間隔で変更される。
図9は、実質的に600μHの値を有するネットワークRのインピーダンスに関して、一方ではフィルタ入力電圧Vef(t)の変化、すなわち入力電圧Ve(t)とフィードバック電圧Vsr(t)の合計の変化を示し、第2に単一のフィードバック電圧Vsr(t)の変化を示すものである。
フィードバック電圧は時点t0+τまでゼロであり、t0+τからゼロでなくなる。
図3において、この曲線上で、目立った入力電圧Ve(t)の擾乱が、フィードバック電圧Vsr(t)のためにフィルタ入力電圧Vef(t)に伝えられないことが理解され得る。
詳細には、フィードバック電圧Vsr(t)の反対の構造が、入力電圧の擾乱の低周波数の構造に対応する極値を低減する効果があることが見いだされる。加えて、図3における曲線の輪郭が太くなる現象をもたらす擾乱の高周波成分も、図9においてフィルタ入力電圧の周波数に対する高周波パルスの形で見られるフィードバック電圧の高周波成分によって補償される。
本発明は多くの利点を有する。
実際、電源ネットワークと電気機器充電デバイスの間の電気エネルギー交換に影響を及ぼす擾乱の問題を解決することが可能になり、この擾乱は、充電デバイスにおけるパワーエレクトロニクスの非線形挙動に由来するものであり、前記挙動は特に高インダクタンスの電力ネットワークに対して生じる。
前記擾乱は、特に、所望の電圧と実際に得られる電圧の間の大きな偏差のために、接続された機器にかなり被害を与える恐れがあるものである。
高インピーダンスネットワークの場合には、大振幅の過電圧が生じる可能性がある。この状況では、いくつかの充電デバイスに含まれる、機器を保護するように意図された保護デバイスが起動され、ユーザが、どこで中断が起ったか説明する診断を得ることなく、バッテリーの充電が停止される。本発明によるデバイスは、そのような不安定性を克服し、結果的に中断なしでバッテリーを充電し続けることが可能になる。
その上、入力フィルタレベルにおいてフィードバック技術を使用する擾乱減衰原理により、デバイスとネットワークの間の境界における容量性素子の使用に基づく手法よりも、期せずして、より優れた結果がもたらされる。
加えて、提案された解決策は、スイッチを有する制御デバイスなどのいかなる能動的制御デバイスも不要な所定の構成のフィードバックループを使用することに頼るので、それ自体の複雑度が低い。
その結果、本発明は、既存の充電デバイスに対して低コストで容易に実施され得る。
本発明の原理は、フィルタモジュールが、ツェナーダイオードタイプの避雷機構に加えて、例としては高調波などの高周波現象をフィルタリングするための第2のキャパシタを備える実施形態において特に有利である。これらの高調波は、たとえば変換モジュールCのパワーエレクトロニクスによって生成されるものである。
実際、この場合、避雷の第1のキャパシタが存在する構成において生じる擾乱は、本発明によって特にうまく補償される。しかしながら、本発明は、フィルタモジュールが避雷を含まないときにも好結果を得る。
本発明により擾乱問題に対して提案された解決策は、充電デバイスの非線形挙動問題に対する全体的な解決策と考えられるものであることに留意されたい。言い換えれば、利得aまたは遅延τなどフィードバックモジュールの所与のパラメータの値は、全体的な擾乱問題の副問題に対する解決策を与える値を有するようには把握され得ない。
また、図8の充電方法の状況では、この方法は、パラメータa、bおよびτの値が決定される事前のステップS0を任意選択で含むことができる。
これを行うために、ネットワークR、デバイスDIS、および機器EQの蓄積デバイスSTOCKによって形成された構造は、当初は、充電デバイスの非線形性が、全体で非線形発振器を構成する簡単なシステムの形態でモデル化される。
次いで、パラメータa、bおよびτの値は、パラメータa、bおよびτの値に適応する条件をもたらす、位相空間においてモデル化されたシステムの、状態変数とも称される物理量の軌跡の収束条件に変換するリアプノフの理論下で得られたモデルの安定問題に対する解として決定される。
この決定方法がもたらす解は、(上記で与えられた定義の意味の範囲内で)入力電圧と反対であることが留意される。
任意選択のステップS3は、たとえば全く同様に行われる。
上記の説明は、単相のプロセスにおいて機器EQを充電するように適合されたデバイスDISの状況、すなわち通常L1とラベルを付けられた単相が単相の導体を介して機器に供給される状況で与えられている。
しかしながら、変形形態では、デバイスDISは3相のやり方で機器EQを充電するように適合される。
この変形形態(図示せず)では、デバイスDISは、デバイスDISが機器EQに給電するように適合された各相について、前述の機器系統を備える。
言い換えれば、デバイスDISは、各相について、入力フィルタモジュールと、整流器モジュールと、変換モジュールと、出力フィルタモジュールと、ネットワークによって対応する相についてデバイスDISに供給される入力電圧の擾乱を補償するフィードバック電圧を供給するためのフィルタモジュールに結合されたフィードバックモジュールとを備える。
他の実施形態がさらに可能である。
AMP1 第1の増幅器
AMP2 第2の増幅器
C 変換モジュール
C1 キャパシタ
C2 キャパシタ
CONV コンバータ
DIS 充電デバイス
E 入力端子
Ef フィルタ入力端子
EQ 電気機器
Er フィードバック入力端子
Iboost 電流の値
Lboost コイル
MF フィルタモジュール
MFS 出力フィルタモジュール
MR フィードバックモジュール
R 電源ネットワーク
RED 整流器モジュール
RET 遅延タイマ
S 出力端子
SIN フィルタモジュールが受け取る入力信号に正弦関数を印加するように構成されたモジュール
Sf フィルタ出力端子
Sr フィードバック出力端子
STOCK 電気エネルギー蓄積デバイス
Sw1 スイッチ
Sw2 スイッチ

Claims (13)

  1. 電気機器(EQ)用、特に電気自動車用の充電デバイスであって、前記充電デバイス(DIS)が、前記充電デバイスに少なくとも1つの交番入力電圧(Ve(t))を送達する給電ネットワーク(R)に接続されるように意図されており、前記充電デバイスが、前記電気機器に少なくとも1つの連続的な出力電圧(Vs(t))を供給するように構成されており、前記充電デバイスが、
    - 前記給電ネットワーク(R)に接続されるように意図された入力端子(E)と、
    - 前記電気機器(EQ)に接続されるように意図された出力端子(S)と、
    - 前記充電デバイスの前記入力端子(E)に接続されたフィルタ入力端子(Ef)およびフィルタ出力端子(Sf)を備えるフィルタモジュール(MF)であって、前記フィルタ出力端子(Sf)を介してフィルタ出力電圧(Vsf(t))を供給するように構成されたフィルタモジュール(MF)と、
    を備え、
    前記充電デバイスがフィードバックモジュール(MR)をさらに備え、前記フィードバックモジュール(MR)が、前記フィルタモジュール(MF)に結合されており、前記フィルタ出力端子(Sf)に接続されたフィードバック入力端子(Er)と、前記フィルタ入力端子(Ef)に接続されたフィードバック出力端子(Sr)とを備え、前記フィードバックモジュールが、前記フィルタ出力電圧(Vsf(t))からフィードバック電圧(Vsr(t))を生成して、前記充電デバイス(DIS)の非線形挙動に由来する前記入力電圧(Ve(t))の擾乱を補償するために、前記フィードバック出力端子(Sr)を介して前記フィードバック電圧を出力するように構成されている充電デバイス。
  2. 前記フィードバックモジュール(MR)が、前記フィードバック入力端子(Er)と前記フィードバック出力端子(Sr)の間で直列に配置された、タイマ(RET)、第1の増幅器(AMP1)、モジュール(SIN)に送達された入力信号に対して正弦関数を印加するように構成されたモジュール(SIN)、および第2の増幅器(AMP2)を備える請求項1に記載の充電デバイス。
  3. 前記第1の増幅器(AMP1)がy=a*xタイプの関数によって定義され、yは第1の増幅器の出力信号であり、xは第1の増幅器の入力信号であり、aは第1の増幅器の利得である請求項2に記載の充電デバイス。
  4. 前記第2の増幅器(AMP2)がy=b*xタイプの関数によって定義され、yは第2の増幅器の出力信号であり、xは第2の増幅器の入力信号であり、bは第2の増幅器の利得である請求項2または3に記載の充電デバイス。
  5. 前記フィードバックモジュール(MR)が次のタイプのフィードバック電圧(Vsr(t))を送達するように構成されており、
    Vsr(t)=b*sin(a*Vsf(t-τ))
    Vsr(t)はフィードバック電圧であり、bは第2の増幅器の利得であり、aは第1の増幅器の利得であり、τはタイマによって設定された遅延であって、Vsf(t)はフィルタ出力電圧である請求項2から4のいずれか一項に記載の充電デバイス。
  6. 前記タイマ遅延τが5〜500ミリ秒の間に構成されている請求項5に記載の充電デバイス。
  7. 前記第1の増幅器の利得が0.1〜10の間に構成されている請求項3、5または6に記載の充電デバイス。
  8. 前記第2の増幅器の利得が10〜5000の間に構成されている請求項4から6のいずれか一項に記載の充電デバイス。
  9. 前記フィードバックモジュール(MR)が、前記充電デバイスの前記入力電圧と反対の前記フィードバック電圧Vsr(t)を生成するように構成されている請求項1から8のいずれか一項に記載の充電デバイス。
  10. 前記充電デバイスが加算要素(SOM)をさらに備え、前記加算要素(SOM)が、前記充電デバイス(DIS)の前記入力端子(E)と、前記フィードバック出力端子(Sr)と、前記フィルタ入力端子(Ef)とに接続されており、前記加算要素(SOM)が、前記フィルタモジュールに対して、前記入力電圧(Ve(t))と前記フィードバック電圧(Vsr(t))の合計に相当するフィルタ入力電圧(Vef(t))を供給するように構成されている請求項1から9のいずれか一項に記載の充電デバイス。
  11. 前記充電デバイス(DIS)が変換モジュール(C)を備え、前記変換モジュール(C)が、調整された電力を送達するように適合されており、前記変換モジュールが、前記調整された電力を供給するために開閉を制御可能な少なくとも1つのスイッチ(Sw1、Sw2)を備え、前記入力電圧(Ve(t))の擾乱が、少なくとも部分的に前記スイッチの飽和に由来するものである請求項1から10のいずれか一項に記載の充電デバイス。
  12. 前記擾乱が、前記給電ネットワーク(R)の、閾値よりも大きいインダクタンス値に関する前記スイッチの飽和に由来するものである請求項11に記載の充電デバイス。
  13. 充電デバイス(DIS)に対して少なくとも交番入力電圧(Ve(t))を送達する給電ネットワーク(R)に接続された前記充電デバイスによって実施される、電気機器、特に電気自動車を充電するための方法であって、前記充電デバイスが、前記電気機器に少なくとも1つの連続的な出力電圧(Vs(t))を供給し、前記充電デバイスが、
    - 前記給電ネットワーク(R)に接続されるように意図された入力端子(E)と、
    - 前記電気機器(EQ)に接続されるように意図された出力端子(S)と、
    - 前記充電デバイス(DIS)の前記入力端子に接続されたフィルタ入力端子(Ef)およびフィルタ出力端子(Sf)を備えるフィルタモジュール(MF)であって、前記フィルタ出力端子を介してフィルタ出力電圧(Vsf(t))を供給するフィルタモジュール(MF)と、
    を備え、
    前記方法が、前記充電デバイスによって供給される前記出力電圧(Vs(t))からの電気エネルギーで前記電気機器(EQ)が充電される充電ステップを含み、
    前記充電ステップ中に、前記フィルタ出力電圧(Vsf(t))からフィードバック電圧(Vsr(t))が生成され、前記フィードバック電圧(Vsr(t))が、前記充電デバイスの非線形挙動に由来する入力電圧の擾乱を補償するために、前記フィルタ入力端子(Ef)に接続されたフィードバック出力端子(Sr)を介して出力される方法。
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