JP2018157650A - Inverter control apparatus and inverter control method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、インバータ制御装置及びインバータ制御方法に関するものである。 The present invention relates to an inverter control device and an inverter control method.
直流電源の出力を平滑化する蓄電手段と、蓄電手段の両端子にそれぞれ接続された複数対のスイッチング素子と、各スイッチング素子に並列に接続された整流素子と、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御して直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段と、を備えたインバータの放電装置において、制御手段は、蓄電手段に蓄積された電荷がスイッチング素子及び整流素子に変位電流として流れるように、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御している（特許文献１、２）。これらの放電装置は、各相の電圧指令値とキャリア信号の比較に基づいて、ＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をゲート駆動信号に変換することで、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する。
Power storage means for smoothing the output of a DC power supply, a plurality of pairs of switching elements connected to both terminals of the power storage means, rectifier elements connected in parallel to each switching element, and ON / OFF control of the switching elements And a control means for converting direct current power of the direct current power source into alternating current power, and the control means is configured so that the charge accumulated in the power storage means flows as a displacement current to the switching element and the rectifier element. The ON / OFF operation of the switching element is controlled (
しかしながら、従来技術では、放電処理において、各相の電圧指令値をゼロ電圧に設定するとともに、スイッチング素子が固定されたデューティ比でＯＮ／ＯＦＦ動作するように、スイッチング素子を制御するため、インバータから高ノイズが発生するという問題があった。 However, in the prior art, in the discharge process, the voltage command value for each phase is set to zero voltage, and the switching element is controlled so that the switching element is turned ON / OFF at a fixed duty ratio. There was a problem that high noise was generated.
本発明は、平滑コンデンサに蓄積された電荷を放電するときに発生する、ノイズを抑制できるインバータ制御装置及びインバータ制御方法を提供することである。 An object of the present invention is to provide an inverter control device and an inverter control method capable of suppressing noise generated when discharging electric charges accumulated in a smoothing capacitor.
本発明は、蓄電部に蓄積された電荷を放電する際に、インバータが出力する各相の交流電圧が同一電圧であって経時的に変化するように、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御することで上記課題を解決する。 The present invention controls the ON / OFF operation of each switching element so that the AC voltage of each phase output by the inverter is the same voltage and changes with time when discharging the electric charge accumulated in the power storage unit. This solves the above problem.
本発明によれば、平滑コンデンサに蓄積された電荷を放電するときに発生する、ノイズを抑制できる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the noise which generate | occur | produces when discharging the electric charge accumulate | stored in the smoothing capacitor can be suppressed.
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
≪第１実施形態≫
図１は、ハイブリッド車両の構成図である。本実施形態のインバータ制御装置はこのハイブリッド車両に搭載される。なお、本実施形態のインバータ制御装置は、ハイブリッド車両に限られず、モータを走行駆動源として走行する電気自動車に搭載してもよい。
<< First Embodiment >>
FIG. 1 is a configuration diagram of a hybrid vehicle. The inverter control device of this embodiment is mounted on this hybrid vehicle. Note that the inverter control device of the present embodiment is not limited to a hybrid vehicle, and may be mounted on an electric vehicle that travels using a motor as a travel drive source.
図１に示すように、ハイブリッド車両は、モータ５とエンジン６を備えており、モータ５又はエンジン６の両方又はいずれか一方により車両を走行駆動する。モータ５は、エンジン６と連結されており、主としてエンジン６を始動するために用いられるが、必要に応じてエンジン始動時のトルク不足を補うために用いられる。モータ５には、誘導電動機又は同期電動機が用いられ、例えば、３相交流モータが挙げられる。エンジン６は、トランスミッション（Ｔ／Ｍ）７を介して駆動輪を駆動する。
As shown in FIG. 1, the hybrid vehicle includes a
また、本実施例のハイブリッド車両は、上記モータ５及びエンジン６の他に、モータ５の電源である、二次電池等で構成されるバッテリ１（直流電源）と、バッテリ１の直流電力を交流電力に変換するインバータ３と、直流電力を平滑化するためのコンデンサ４とを備えている。バッテリ１は、リレー２を介してインバータ３に接続されている。
In addition to the
インバータ３は、複数のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６と、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に並列に接続され、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の電流方向とは逆方向に電流が流れる整流素子Ｄ１〜Ｄ６を有する。インバータ３は、バッテリ１の直流電圧を三相の交流電圧に変換してモータ５に出力する。本実施形態では、２つのスイッチング素子を直列接続した３対の回路がバッテリ１に並列に接続され、各対のスイッチング素子間とモータ５の三相入力部とがそれぞれ接続されている。スイッチング素子には、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタＩＧＢＴが挙げられ、整流素子には、例えば、ダイオードが挙げられる。
The
図１に示す例では、スイッチング素子Ｔｒ１とＴｒ２、スイッチング素子Ｔｒ３とＴｒ４、スイッチング素子Ｔｒ５とＴｒ６がそれぞれ直列に接続されている。スイッチング素子Ｔｒ１とＴｒ２の間とモータ５のＵ相、スイッチング素子Ｔｒ３とＴｒ４の間とモータ５のＶ相、スイッチング素子Ｔｒ５とＴｒ６の間とモータ５のＷ相がそれぞれ接続されている。また、以降の説明では、バッテリ１の正極とリレー２を介して電気的に接続可能なスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５を上アームとし、バッテリ１の負極とリレー２を介して電気的に接続可能なスイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６を下アームとする。なお、インバータ３の動作の詳細については後述する。
In the example shown in FIG. 1, switching elements Tr1 and Tr2, switching elements Tr3 and Tr4, and switching elements Tr5 and Tr6 are connected in series. The switching elements Tr1 and Tr2 are connected to the U phase of the
リレー２とインバータ３との間には、直流電圧を平滑化するためのコンデンサ４がバッテリ１と並列に接続されている。
A
車両コントローラ８は、中央演算装置ＣＰＵ、リードオンメモリＲＯＭ及びランダムアクセスメモリＲＡＭを備える。車両コントローラ８は、ハイブリッド車両のアクセル信号、ブレーキ信号、シフトポジション信号、キースイッチ信号等の運転者による操作情報９に基づいて、駆動トルク指令及びトルク指令値Ｔ＊を算出する。車両コントローラ８は、駆動トルク指令を、エンジン６を制御するエンジンコントローラ（図示しない）に出力するとともに、トルク指令値Ｔ＊をモータコントローラ１０（図２参照)に出力する。
The vehicle controller 8 includes a central processing unit CPU, a read-on memory ROM, and a random access memory RAM. The vehicle controller 8 calculates a drive torque command and a torque command value T * based on operation information 9 by the driver such as an accelerator signal, a brake signal, a shift position signal, and a key switch signal of the hybrid vehicle. The vehicle controller 8 outputs a drive torque command to an engine controller (not shown) that controls the
また、車両コントローラ８は、バッテリ１とインバータ３の間のリレー２を開閉する制御信号を出力する。車両コントローラ８は、運転者がキースイッチをオフにするのと連動して、リレー２を開放する制御信号を出力する。これにより、インバータ３には、バッテリ１の直流電圧が入力されなくなるため、インバータ３からモータ５への交流電圧の出力が停止される。さらに、車両コントローラ８は、コンデンサ４に蓄積された電荷を放電させるために、モータコントローラ１０に対して放電指令を出力する。
Further, the vehicle controller 8 outputs a control signal for opening and closing the
次に、図２を参照して、本実施形態に係るインバータ制御装置の概要について説明する。図２は、本実施形態に係るインバータ制御装置のブロック図である。本実施形態に係るインバータ制御装置は、インバータ３と、モータコントローラ１０を備えている。
Next, with reference to FIG. 2, the outline | summary of the inverter control apparatus which concerns on this embodiment is demonstrated. FIG. 2 is a block diagram of the inverter control device according to the present embodiment. The inverter control device according to the present embodiment includes an
図２では、図１と同じ構成には同一の記号を付し、繰り返しの説明は省略して、図１においてした説明を援用する。 In FIG. 2, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same symbols, and repeated description is omitted, and the description in FIG. 1 is used.
回転子位置センサ１１は、モータ５に設けられており、モータ５の回転子位置を支援す位置センサ信号を検出する。回転子位置センサ１１は、検出した位置センサ信号をモータコントローラ１０に出力する。回転子位置センサ１１には、例えば、レゾルバ、エンコータ等が挙げられる。
The
電流センサ１２は、インバータ３からモータ５に供給される各相の電流iｕ、iｖ、iｗを検出する。電流センサ１２は、検出した各相の電流センサ信号をモータコントローラ１０に出力する。
The
モータコントローラ１０は、インバータ３の動作を制御する。モータコントローラ１０には、車両コントローラ８（図１参照）から、トルク指令値Ｔ＊及び放電指令が入力される。また、モータコントローラ１０には、回転子位置センサ１１から、位置センサ信号が入力され、電流センサ１２から、各相の電流センサ信号が入力される。モータコントローラ１０は、トルク指令値Ｔ＊、放電指令、位置センサ信号、各相の電流センサ信号に基づいて、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成する。そして、モータコントローラ１０は、生成したＰＷＭ信号に基づいて、インバータ３を構成する各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６が所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦするように制御する。モータコントローラ１０は、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のゲート端子にそれぞれゲート駆動信号（Ｐｕ／Ｎｕ、Ｐｖ／Ｎｖ、Ｐｗ／Ｎｗ）を出力する。
The
なお、モータコントローラ１０には、放電指令が入力されていなければ、バッテリ１の直流電圧を交流変換してモータ５に供給する供給処理を実行し、放電指令が入力されると、コンデンサ４に蓄積された電荷を放電する放電処理を実行する。モータコントローラ１０は、放電指令の有無に応じて、異なるゲート駆動信号をインバータ３の各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対して出力する。
If a discharge command is not input to the
図３は、本実施形態に係るモータコントローラ１０の要部を示すブロック図である。本実施形態のモータコントローラ１０は、電流指令演算部２１と、電流制御部２２と、２相３相変換部２３と、ＰＷＭ変換部２４と、３相２相変換部２５と、電気角速度／磁極位置検出部２６と、デッドタイム設定部２７とを備える。
FIG. 3 is a block diagram showing a main part of the
電流指令演算部２１には、車両コントローラ８により算出されたトルク指令値Ｔ＊と、後述する電気角速度／磁極位置検出部２６により演算されたモータ５の電気角速度ωとが入力される。電流指令演算部２１は、トルク指令値Ｔ＊とモータ５の電気角速度ωに基づいて、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊を演算する。ここで、ｄ軸電流とは、モータ５に流れる３相電流（iｕ、iｖ、iｗ）の励磁電流成分であり、ｑ軸電流とはトルク電流成分である。例えば、電流指令演算部２１は、トルク指令値Ｔ＊とモータ５の電気角速度ωに対する、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊を予め演算してマップ化してもよい。電流指令演算部２１は、演算したｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊を、電流制御部２２へ出力する。
The torque command value T * calculated by the vehicle controller 8 and the electric angular velocity ω of the
電流制御部２２には、電流指令演算部２１により演算されたｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊と、後述する３相２相変換部により演算されたｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑとが入力される。電流制御部２２は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑとに基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を演算する。具体的には、電流指令値と実電流との変位差（ｉｄ＊−ｉｄ）、（ｉｑ＊−ｉｑ）をそれぞれ演算し、演算した変位差に対してＰＩ演算することにより、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を演算することができる。電流制御部２２は、演算したｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を、２相３相変換部２３へ出力する。なお、ＰＩ演算の例として、下記式（１）が挙げられる。
The
２相３相変換部２３には、電流制御部２２により演算されたｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊と、後述する電気角速度／磁極位置検出部２６により演算された磁極位置検出値θとが入力される。２相３相変換部２３は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊と磁極位置検出値θに基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換する。２相３相変換部２３は、変換した３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を、ＰＷＭ変換部２４へ出力する。
The two-phase / three-
また、２相３相変換部２３には、車両コントローラ８から放電指令が入力される。２相３相変換部２３は、放電指令を受信すると、上記のような変換動作を停止するとともに、３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊をそれぞれ０Ｖ（ゼロ電圧）に設定する。つまり、２相３相変換部２３は、放電指令を受信すると、３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊をゼロ電圧に切り替えて、ＰＷＭ変換部２４へ出力する。これにより、インバータ３が出力する各相の電圧には、互いに電圧位相差が発生せず、当該各相の電圧は同一電圧となり、その結果、モータ５に対して電流を流さずにコンデンサ４に蓄積された電荷を放電する。
In addition, a discharge command is input from the vehicle controller 8 to the two-phase / three-
ＰＷＭ変換部２４には、２相３相変換部２３により変換された３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊と、後述するデッドタイム設定部２７により設定されたデッドタイムＴｄが入力される。ＰＷＭ変換部２４は、３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊と搬送波をそれぞれ比較することで、各交流電圧指令値に対応するＰＷＭ信号を生成する。搬送波には、例えば、周波数が数ｋＨｚ〜１０数ｋＨｚ程度の三角波が挙げられる。ＰＷＭ変換部２４は、搬送波の周波数ｆｃを後述するデッドタイム設定部２７へ出力する。
The
そして、ＰＷＭ変換部２４は、各相のＰＷＭ信号それぞれに同一のデッドタイムＴｄを付加するとともに、ＰＷＭ信号の電圧をインバータ３の各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のゲート端子が駆動する電圧までレベルシフトさせる。最後にＰＷＭ変換部２４は、レベルシフトされたＰＷＭ信号から各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対応したゲート駆動信号（Ｐｕ／Ｎｕ、Ｐｖ／Ｎｖ、Ｐｗ／Ｎｗ）を生成する。ＰＷＭ変換部２４は、生成したゲート駆動信号をインバータ３の各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６へ出力する。なお、ゲート駆動信号を生成する方法は、上記方法に限定されず、ゲート駆動信号に同一のデッドタイムＴｄが付加されていれば、他の回路構成であってもよい。
The
ここで、デッドタイムとは、インバータ３の対をなすスイッチング素子のＯＮ期間が互いに重ならない期間である。このデッドタイムは、対をなすスイッチング素子がともにＯＮすることで、対をなすスイッチング素子にバッテリ１又はコンデンサ４から大電流が流れることを防ぐために設けられる。図１又は図２では、デッドタイムとは、例えば、上アームのスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間と下アームのスイッチング素子Ｔｒ２のＯＮ期間とが重ならない期間となる。デッドタイムとは、対をなすスイッチング素子のうち、一方側のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＦＦ期間と、他方側のスイッチング素子Ｔｒ２のＯＦＦ期間とが重なる期間となる。
Here, the dead time is a period in which the ON periods of the switching elements forming the pair of the
ＰＷＭ変換部２４は、対をなすスイッチング素子のゲート駆動信号がともにＯＦＦとなるタイミングを基準として、デッドタイムＴｄをゲート駆動信号に付加する。そのため、ゲート駆動信号がＯＮするタイミングは、デッドタイムＴｄの大きさに応じて異なる。例えば、デッドタイムＴｄが大きくなると、ゲート駆動信号がＯＮするタイミングは遅れ、反対に、デッドタイムＴｄが小さくなると、ゲート駆動信号がＯＮするタイミングは早まる。再び、図３に戻り、モータコントローラ１０の各ブロックについて説明する。
The
３相２相変換部２５には、電流センサ１２から各相の電流iｕ、iｖ、iｗが入力される。３相２相変換部２５は、各相の電流iｕ、iｖ、iｗをｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換して、電流制御部２２へ出力する。
The three-phase / two-
電気角速度／磁極位置検出部２６には、回転子位置センサ１１から、位置センサ信号が入力される。電気角速度／磁極位置検出部２６は、位置センサ信号に基づいて、磁極位置検出値θを演算する。また、電気角速度／磁極位置検出部２６は、演算した磁極位置検出値θを微分演算すること電気角速度ωを演算する。電気角速度／磁極位置検出部２６は、演算した磁極位置検出値θを、２相３相変換部２３と３相２相変換部２５それぞれに出力し、演算した電気角速度ωを、電流指令演算部２１へ出力する。
A position sensor signal is input from the
デッドタイム設定部２７には、車両コントローラ８から放電指令と、ＰＷＭ変換部２４から搬送波の周波数ｆｃとが入力される。
The dead
デッドタイム設定部２７は、放電指令を受信すると、デッドタイムＴｄを経時的に変化させる。デッドタイム設定部２７が設定するデッドタイムＴｄの具体例については後述する。反対に、デッドタイム設定部２７は、車両コントローラ８から放電指令を受信していない場合、すなわち、車両が走行中の場合には、デッドタイムＴｄを、所定の最小期間である最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎに設定する。
When receiving the discharge command, the dead
次に、放電処理におけるデッドタイムＴｄの設定方法について具体例を用いて説明する。 Next, a method for setting the dead time Td in the discharge process will be described using a specific example.
車両コントローラ８から放電指令を受信すると、ゲート駆動信号を生成するＰＷＭ変換部２４には、２相３相変換部２３で設定された、ゼロ電圧の３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が入力される。本実施形態では、デッドタイム設定部２７は、インバータ３の出力電圧である交流電圧において、各相の相間電圧が変化しないようにするため、各相のデッドタイムＴｄを一律に変化させる。これにより、各相の相間電圧に影響を与えることなく、各スイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を制御する。
When the discharge command is received from the vehicle controller 8, the
デッドタイム設定部２７は、まず、デッドタイムの範囲を設定するため、デッドタイムの最小値及び最大値を設定する。デッドタイム設定部２７は、最小値として上記最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎを設定する。
First, the dead
デッドタイム設定部２７は、スイッチング素子のターンオン期間（遅延時間）と搬送波の周波数ｆｃに基づいて、最大デッドタイムＴｄ＿ｍａｘを設定する。具体的には、デッドタイム設定部２７は、スイッチング素子のＯＮ期間が最小期間となるように、最大デッドタイムＴｄ＿ｍａｘを設定する。言い換えれば、最大デッドタイムＴｄ＿ｍａｘは、スイッチング素子がターンオン期間中にＯＦＦへ切り替わらないように設定され、下記式（２）を満たす。これにより、スイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦする回数は、デッドタイムＴｄを固定した場合にスイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦする回数と同じとなる。
The dead
なお、最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎ、最大デッドタイムＴｄ＿ｍａｘを設定する方法は特に限定されない。例えば、最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎ、最大デッドタイムＴｄ＿ｍａｘを、搬送波の周波数ｆｃ毎に予め実験等で求めておき、マップ保存してもよい。デッドタイム設定部２７は、保存したマップに基づいて、最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎ、最大デッドタイムＴｄ＿ｍａｘを設定してもよい。
The method for setting the minimum dead time Td_min and the maximum dead time Td_max is not particularly limited. For example, the minimum dead time Td_min and the maximum dead time Td_max may be obtained in advance for each carrier frequency fc through experiments or the like, and may be stored in a map. Dead
デッドタイム設定部２７は、次に、所定の波形を選択し、この波形の周波数でデッドタイムＴｄを変化させる。以降では、選択した波形として正弦波を用いて説明するが、これに限定されず、他の波形、例えば、余弦波、三角波であってもよい。
Next, the dead
デッドタイム設定部２７は、正弦波の周波数ｆｄとして、予め定めた基準周波数よりも高く、かつ、搬送波の周波数ｆｃよりも低い周波数を設定する。基準周波数とは、搬送波の周波数ｆｃに応じて異なる周波数であり、後述するインバータ３の出力電圧の周波数スペクトルにおいて、周波数ｆｃで発生するピークを分散化（側帯波化）できる周波数である。例えば、周波数ｆｄ又は基準周波数を予め実験等で求めておき、上記最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎ、最大デッドタイムＴｄ＿ｍａｘと同様に、マップ処理にて、搬送波の周波数ｆｃに対応する周波数ｆｄ又は基準周波数を設定してもよい。なお、正弦波の周波数ｆｄとしては、搬送波の周波数ｆｃの数％〜数１０％の周波数が好ましい。例えば、搬送波の周波数ｆｃが１０ｋＨｚの場合には、正弦波の周波数ｆｄを１００Ｈｚ〜１ｋＨｚに設定するのが好ましい。
The dead
以上のような設定処理を経て、デッドタイムＴｄは正弦波として設定される。ただし、当該正弦波は、最小値を最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎ、最大値を最大デッドタイムＴｄ＿ｍａｘ、周波数を周波数ｆｄの正弦波とする。デッドタイムＴｄは、下記式（３）、（４）で表わせる。デッドタイム設定部２７は、設定したデッドタイムＴｄを、ＰＷＭ変換部２４へ出力する。
Through the setting process as described above, the dead time Td is set as a sine wave. However, the sine wave is a sine wave having a minimum value as the minimum dead time Td_min , a maximum value as the maximum dead time Td_max , and a frequency as the frequency fd. The dead time Td can be expressed by the following formulas (3) and (4). The dead
次に、図２、４を参照して、モータコントローラ１０の放電処理時のゲート駆動信号について説明する。図４は、本実施形態の放電処理における、ゲート駆動信号のタイミングチャートである。
Next, with reference to FIGS. 2 and 4, the gate drive signal during the discharge process of the
図４（ａ）は、ＰＷＭ変換部２４に入力される３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊と搬送波のタイミングチャートである。
FIG. 4A is a timing chart of the three-phase AC voltage command values vu * , vv * , vw * input to the
図４（ａ）に示すように、モータコントローラ１０の放電処理では、ＰＷＭ変換部２４には、３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の０Ｖ（ゼロ電圧）が入力される。ＰＷＭ変換部２４は、この３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊と搬送波Ｃとをそれぞれ比較することで、各相に対応したＰＷＭ信号（図示なし）を生成する。３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は全てゼロ電圧であるため、生成した各相のＰＷＭ信号には、位相差は発生せず（位相差ゼロ）、当該各相のＰＷＭ信号は全て同一のパルス信号となる。なお、ＰＷＭ変換部２４は、搬送波Ｃとして周波数ｆｃの三角波を用いる。
As shown in FIG. 4A, in the discharge process of the
図４（ｂ）は、デッドタイムＴｄが最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎの場合に、ＰＷＭ変換部２４が出力するゲート駆動信号のタイミングチャートである。図４（ｃ）は、デッドタイムＴｄが最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎよりも大きく、最大デッドタイムＴｄ＿ｍａｘよりも小さい所定のデッドタイム（Ｔｄ＿ｍｉｎ＜Ｔｄ＜Ｔｄ＿ｍａｘ）の場合に、ＰＷＭ変換部２４が出力するゲート駆動信号のタイミングチャートである。図４（ｄ）は、デッドタイムＴｄが最大デッドタイムＴｄ＿ｍａｘの場合に、ＰＷＭ変換部２４が出力するゲート駆動信号のタイミングチャートである。
FIG. 4B is a timing chart of the gate drive signal output by the
図４（ｂ）では、ＰＷＭ変換部２４は、上記ＰＷＭ信号と最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎに基づいて、インバータ３の各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を駆動するゲート駆動信号（Ｐｕ／Ｎｕ、Ｐｖ／Ｎｖ、Ｐｗ／Ｎｗ）を出力している。
In FIG. 4 (b),
図４（ｂ）に示すように、モータコントローラ１０の放電処理時のゲート駆動信号は、上アームの各スイッチング素子（Ｔｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５）のＯＮ期間と、下アームの各スイッチング素子（Ｔｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６）のＯＮ期間とが重ならない信号となる。また、上アームの各スイッチング素子のゲート駆動信号のＯＮ及びＯＦＦの周期は同一となり、位相差はゼロとなる。同様に、下アームの各スイッチング素子のゲート駆動信号のＯＮ及びＯＦＦの周期は同一となり、位相差はゼロとなる。加えて、上アームの各スイッチング素子のＯＦＦ期間と、下アームの各スイッチング素子のＯＦＦ期間とが重なる期間は、最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎとなる。
As shown in FIG. 4B, the gate drive signal during the discharge process of the
図４（ｄ）では、デッドタイム設定部２７は、上記のように、スイッチング素子のＯＮ期間が最小期間となるデッドタイムを、最大デッドタイムＴｄ_ｍａｘに設定している。そのため、図４（ｄ）に示すゲート駆動信号がスイッチング素子に入力されると、スイッチング素子のＯＮ期間は最小期間となる。反対に、図４（ｂ）に示すゲート駆動信号がスイッチング素子に入力されると、スイッチング素子のＯＮ期間は最大期間となる。
In FIG. 4 (d), the dead
なお、図４（ｃ）、（ｄ）に示すゲート駆動信号は、デッドタイムが異なる以外は、図４（ｂ）に示すゲート駆動信号と同様の信号であるため、図４（ｂ）の説明を援用する。 Note that the gate drive signals shown in FIGS. 4C and 4D are the same signals as the gate drive signals shown in FIG. 4B except that the dead times are different, so that the description of FIG. Is used.
本実施形態では、モータコントローラ１０の放電処理において、デッドタイム設定部２７は、最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎから最大デッドタイムＴｄ＿ｍａｘの範囲内で、デッドタイムＴｄを経時的に変化させる。例えば、デッドタイム設定部２７は、正弦波を選択して、デッドタイムＴｄを正弦波の周波数で変化させる。デッドタイムＴｄは、最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎに設定された後（図４（ｂ））、正弦波の周波数ｆｄで変化するように連続的に設定され（図４（ｃ））、所定期間が経過すると、最大デッドタイムＴｄ＿ｍａｘに設定される（図４（ｄ））。つまり、ゲート駆動信号は、図４（ｂ）の状態から図４（ｃ）の状態を経て図４（ｄ）の状態となり、その後、再び図４（ｃ）の状態を経て図４（ｂ）の状態となる。以降、ゲート駆動信号は、時間の経過に応じて、図４（ｂ）から図４（ｄ）の状態へ又は図４（ｄ）の状態から図４（ｂ）の状態へ連続的に変化する。
In the present embodiment, in the discharge process of the
ゲート駆動信号が経時的に変化すると、インバータ３が出力する各相の交流電圧は経時的に変化する。例えば、図４（ｂ）では、スイッチング素子のＯＮ期間は、スイッチング素子のＯＦＦ期間よりも長い。図４（ｄ）では、スイッチング素子のＯＮ期間は、スイッチング素子のＯＦＦ期間よりも短い。インバータ３は、スイッチング素子のＯＮ期間及びＯＦＦ期間に応じた交流電圧を出力するため、図４（ｂ）と図４（ｄ）では、インバータ３は異なる交流電圧を出力している。
When the gate drive signal changes with time, the AC voltage of each phase output from the
なお、各スイッチング素子のゲート駆動信号のＯＮ及びＯＦＦが各相同一の動作であるため、デッドタイムＴｄの値にかかわらず、インバータ３が出力する交流電圧の相間電圧はゼロ電圧となる。例えば、デッドタイムが最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎ（図４（ｂ））の場合の相間電圧と、デッドタイムが最大デッドタイムＴｄ＿ｍａｘ（図４（ｄ））の場合の相間電圧はゼロ電圧である。これにより、デッドタイムＴｄを経時的に変化させたとしても、モータ５を駆動させることなく、コンデンサ４に蓄積された電荷を放電する。
In addition, since ON and OFF of the gate drive signal of each switching element are the same operations in each phase, the interphase voltage of the AC voltage output from the
このように、本実施形態では、インバータ３が変換する各相の交流電圧は同一電圧であって経時的に変化する。
Thus, in this embodiment, the alternating voltage of each phase which the
また、スイッチング素子がＯＦＦからＯＮへ切り替わるタイミングは経時的に変化する。例えば、図４（ｂ）では、上アーム又は下アームの各スイッチング素子は、インバータ３の各スイッチング素子が全てＯＦＦの状態から、最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎ経過後に、ＯＦＦからＯＮへ切り替わる。図４（ｄ）では、上アーム又は下アームの各スイッチング素子は、インバータ３の各スイッチング素子が全てＯＦＦの状態から、最大デッドタイムＴｄ＿ｍａｘ経過後に、ＯＦＦからＯＮへ切り替わる。
The timing at which the switching element is switched from OFF to ON changes with time. For example, in FIG. 4B, each switching element of the upper arm or the lower arm is switched from OFF to ON after the minimum dead time Td_min has elapsed from the state where all the switching elements of the
ここで、コンデンサ４に蓄積された電荷の放電について説明する。インバータ３の各スイッチング素子がＯＦＦの状態から、上アームの各スイッチング素子がＯＮすると、コンデンサ４に蓄積された電荷は、上アームの各スイッチング素子及び下アームの各整流素子（Ｄ２、Ｄ４、Ｄ６）に流れて消費される。同様に、インバータ３の各スイッチング素子がＯＦＦの状態から、下アームの各スイッチング素子がＯＮすると、コンデンサ４に蓄積された電荷は、下アームの各スイッチング素子及び上アームの各整流素子（Ｄ１、Ｄ３、Ｄ５）に流れて消費される。このように、各スイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦすると、コンデンサ４に蓄積された電荷は放電される。
Here, the discharge of the electric charge accumulated in the
ところで、各スイッチング素子がＯＦＦからＯＮへ切り替わるタイミングを固定して放電処理を実行することが一般的であり、この場合には、コンデンサ４に蓄積された電荷は、経時的に固定された一定タイミングで放電される。しかし、上記のように、本実施形態では、デッドタイムＴｄを経時的に変化させることで、スイッチング素子がＯＦＦからＯＮに切り替わるタイミング、つまり、スイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦするデューティ比は経時的に変化する。そのため、本実施形態では、コンデンサ４に蓄積された電荷の放電周期を、経時的に変化せることができる。
By the way, it is common to execute the discharge process with the timing at which each switching element switches from OFF to ON. In this case, the charge accumulated in the
次に、図５を参照して、本実施形態におけるデッドタイムの設定フローについて説明する。図５は、本実施形態のデッドタイム設定処理を示すフローチャートである。なお、以下に説明するデッドタイム設定処理は、モータコントローラ１０により実行される。
Next, a dead time setting flow in the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a flowchart showing the dead time setting process of the present embodiment. Note that the dead time setting process described below is executed by the
ステップＳ１０１では、モータコントローラ１０は、車両コントローラ８から放電指令を受信したか否かを判定する。放電指令が受信されていないと判定すると、ステップＳ１０２へ進み、反対に、放電指令が受信されたと判定すると、ステップＳ１０３へ進む。
In step S <b> 101, the
ステップＳ１０２では、モータコントローラ１０は、車両が走行状態と判断し、デッドタイムＴｄを最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎに設定して固定する。デッドタイムＴｄが設定されると、モータコントローラ１０は、デッドタイム設定処理を終了する。
In step S102, the
ステップＳ１０３では、モータコントローラ１０は、放電処理のために、経時的に変化するデッドタイムＴｄを設定する。例えば、モータコントローラ１０は、デッドタイムＴｄとして、最小値が最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎ、最大値が最大デッドタイムＴｄ＿ｍａｘ、周波数が周波数ｆｄの正弦波を設定する（上記式（３）、（４）参照）。なお、ステップＳ１０３では、モータコントローラ１０は、３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊をゼロ電圧に設定して固定する。
In step S103, the
ステップＳ１０４では、モータコントローラ１０は、ステップＳ１０３で設定された、デッドタイムＴｄと３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づいて、ゲート駆動信号（Ｐｕ／Ｎｕ、Ｐｖ／Ｎｖ、Ｐｗ／Ｎｗ）を生成する。そして、モータコントローラ１０は、生成したゲート駆動信号をインバータ３の各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６へ出力する。これにより、ステップＳ１０４では、コンデンサ４に蓄積された電荷の放電が開始される。
In step S104, the
ステップＳ１０５では、モータコントローラ１０は、所定期間経過したか否かを判定する。所定期間が経過していない場合には、ステップＳ１０４に戻り、所定期間経過している場合には、ステップＳ１０６へ進む。
In step S105, the
ステップＳ１０６では、モータコントローラ１０は、コンデンサ４に蓄積された電荷の放電が終了したか否かを判定する。モータコントローラ１０は、例えば、コンデンサ４に並列接続された電圧センサ（図示しない）の検出結果に基づいて、放電が終了したか否かを判定する。放電が終了していない場合には、ステップＳ１０４へ戻る。放電が終了している場合には、デッドタイム設定処理を終了させる。
In step S106, the
次に、図６を参照して、本実施形態に係るインバータ制御装置の奏する効果について説明する。図６は、本実施形態の放電処理における、インバータの出力電圧の周波数スペクトルの一例である。 Next, with reference to FIG. 6, the effect which the inverter control apparatus which concerns on this embodiment has is demonstrated. FIG. 6 is an example of a frequency spectrum of the output voltage of the inverter in the discharge process of the present embodiment.
図６（ａ）は、比較例に係るインバータ制御装置において、インバータの出力電圧の周波数スペクトルの一例であり、図６（ｂ）は本実施形態に係るインバータ制御装置において、インバータ３の出力電圧の周波数スペクトルの一例である。なお、比較例に係るインバータ制御装置とは、本実施形態に係るインバータ制御装置と比べて、放電処理におけるデッドタイムＴｄが最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎに固定されている点以外は、同様の構成のものとする。
FIG. 6A is an example of a frequency spectrum of the output voltage of the inverter in the inverter control device according to the comparative example, and FIG. 6B is an example of the output voltage of the
図６（ａ）、（ｂ）の横軸は周波数、縦軸は信号レベルを示す。信号レベルとは、出力電圧の周波数スペクトルの大きさを示しており、信号レベルが高くなるほど高ノイズの原因となる。 6A and 6B, the horizontal axis represents frequency, and the vertical axis represents signal level. The signal level indicates the magnitude of the frequency spectrum of the output voltage, and the higher the signal level, the higher the noise.
図６（ａ）では、周波数ｆｃ（搬送波の周波数）及び周波数ｆｃ３（周波数ｆｃの３倍周波数）において、信号レベルのピークが発生している。一般的に、搬送波により変調された信号を用いて交流電圧を発生させると、交流電圧の周波数成分には、搬送波の逓倍周波数毎に、信号レベルのピークが発生する。これらのピークは、ノイズとしてインバータ制御装置の周辺機器へ影響を与える恐れがある。また、これらのピークは、高周波騒音の原因となる恐れがある。 In FIG. 6A, signal level peaks occur at a frequency fc (carrier frequency) and a frequency fc3 (three times the frequency fc). In general, when an AC voltage is generated using a signal modulated by a carrier wave, a signal level peak occurs in the frequency component of the AC voltage for each multiplied frequency of the carrier wave. These peaks may affect peripheral devices of the inverter control device as noise. In addition, these peaks may cause high frequency noise.
一方、図６（ｂ）では、周波数ｆｃ及び周波数ｆｃ３の周辺の周波数帯（側帯波帯）において、信号レベルが発生している。また、図６（ａ）と同様に、周波数ｆｃ及び周波数ｆｃ３において、信号レベルのピークが発生している。しかし、この２つのピークは、図６（ａ）に示す２つのピークに比べていずれも制されている。つまり、図６（ｂ）では、ノイズの原因となるピークの分散化（側帯波化）により、ピークが抑制していることを示している。これは、上記のように、本実施形態では、デッドタイムＴｄを経時的に変化させることで、スイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を経時的に変化させているためである。 On the other hand, in FIG. 6B, signal levels are generated in the frequency bands (sidebands) around the frequency fc and the frequency fc3. Similarly to FIG. 6A, signal level peaks occur at the frequency fc and the frequency fc3. However, these two peaks are both controlled as compared with the two peaks shown in FIG. That is, in FIG. 6B, it is shown that the peak is suppressed by the dispersion of the peak that causes noise (sideband). This is because, as described above, in this embodiment, the duty ratio at which the switching element is turned ON / OFF is changed with time by changing the dead time Td with time.
以上のように、本実施形態に係るインバータ制御装置は、バッテリ１の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を有し、バッテリ１の直流電圧を多相の交流電圧に変換するインバータ３と、インバータ３とバッテリ１の間に並列接続されたコンデンサ４と、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するモータコントローラ１０と、を備えている。モータコントローラ１０は、コンデンサ４に蓄積された電荷を放電する際に、インバータ３が出力する各相の交流電圧を同一電圧であって経時的に変化するように、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する。交流電圧の各相の相間電圧はゼロ電圧（位相差ゼロ）となるとともに、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６がＯＮ／ＯＦＦするデューティ比は経時的に変化する。これにより、モータ５を駆動させることなく、コンデンサ４に蓄積された電荷を放電することができるとともに、放電時に発生するピークを抑制することができる。
As described above, the inverter control apparatus according to the present embodiment includes a plurality of pairs of switching elements Tr1 to Tr6 that are electrically connected to both terminals of the
また、本実施形態において、モータコントローラ１０は、放電処理において、デッドタイムＴｄを経時的に変化させる。そして、モータコントローラ１０は、交流電圧の各相のゲート駆動信号に対して一律に同一のデッドタイムＴｄを設定する。これにより、複雑な方法を要することなく、デッドタイムＴｄを経時的に変化させれば、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６がＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を経時的に変化させることができる。その結果、放電時に発生するピークを抑制することができる。
In the present embodiment, the
さらに、本実施形態において、モータコントローラ１０は、放電処理において、搬送波の周波数ｆｃに基づいてデッドタイムＴｄを変化させる。これにより、インバータ３の出力電圧の周波数スペクトルにおいて、ピークを分散化（側帯波化）することができ、その結果、ピークを抑制することができる。
Furthermore, in the present embodiment, the
加えて、本実施形態において、モータコントローラ１０は、放電処理において、各スイッチング素子Ｔｒ1〜Ｔｒ６がターンオン期間中にＯＦＦへと切り替わらないように、デッドタイムＴｄを設定する。各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６がＯＮ／ＯＦＦする回数は、デッドタイムＴｄの値にかかわらず、同じ回数となる。これにより、デッドタイムＴｄを経時的に変化させても、デッドタイムＴｄを固定した場合の放電時間と同時間で、コンデンサ４に蓄積された電荷を放電することができる。
In addition, in the present embodiment, the
また、本実施形態において、モータコントローラ１０は、少なくとも搬送波の周波数ｆｃよりも低い周波数ｆｄでデッドタイムＴｄを変化させる。これにより、インバータ３の出力電圧の周波数スペクトルにおいて、ピークの分散度を増加させることができ、その結果、ピークをより抑制することができる。
In the present embodiment, the
≪第２実施形態≫
次に、第２実施形態に係るインバータ制御装置について説明する。本実施形態に係るインバータ制御装置は、インバータ３と、モータコントローラ３０を備えている。モータコントローラ３０は、上述の実施形態に係るモータコントローラ１０と比べてブロックの構成が異なる以外は、同様の構成であるため、上述の実施形態で図２を用いた説明を援用する。
<< Second Embodiment >>
Next, an inverter control device according to the second embodiment will be described. The inverter control device according to the present embodiment includes an
次に図７を参照して、モータコントローラ３０について説明をする。図７は、本実施形態に係るモータコントローラ３０の要部を示すブロック図である。なお、上述の実施形態と同様の構成には同一の記号を付し、繰り返しの説明は省略して、上述の実施形態においてした説明を援用する。 Next, the motor controller 30 will be described with reference to FIG. FIG. 7 is a block diagram showing a main part of the motor controller 30 according to the present embodiment. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the structure similar to the above-mentioned embodiment, repeated description is abbreviate | omitted, and the description made in the above-mentioned embodiment is used.
本実施形態のモータコントローラ３０は、デッドタイム設定部２７の代わりに、ゼロ相電圧加算部４１を備えている点で、上述の実施形態に係るモータコントローラ１０と異なる。また、ＰＷＭ変換部２４は、上述の実施形態に係るＰＷＭ変換部２４と比べて、ゲート駆動信号を生成する際に使用するデッドタイムが異なる。
The motor controller 30 of the present embodiment is different from the
ゼロ相電圧加算部４１には、車両コントローラ８から放電指令と、２相３相変換部２３により変換された３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊と、ＰＷＭ変換部２４から搬送波の周波数ｆｃとが入力される。
The zero-phase
ゼロ相電圧加算部４１は、放電指令を受信すると、各相の電圧指令値を経時的に変化させる。ゼロ相電圧加算部４１が設定する電圧指令値の具体例については後述する。反対に、ゼロ相電圧加算部４１は、車両コントローラ８から放電指令を受信していない場合、すなわち、車両が走行中の場合には、後述するゼロ相電圧Ｖｚをゼロ電圧に設定する。そして、ゼロ相電圧加算部４１は、最終３相交流電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を、入力される３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に置き換えるとともに、ＰＷＭ変換部２４へ出力する。
When receiving the discharge command, the zero-phase
次に、放電処理における各相の電圧指令値の設定方法について具体例を用いて説明する。 Next, a method for setting the voltage command value of each phase in the discharge process will be described using a specific example.
車両コントローラ８から放電指令を受信すると、ゼロ相電圧加算部４１には、２相３相変換部２３で設定された、ゼロ電圧の３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が入力される。本実施形態では、ゼロ相電圧加算部４１は、インバータ３の出力電圧である三相交流電圧において、各相の相間電圧が変化しないようにするため、３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を一律に変化させる。具体的には、ゼロ相電圧加算部４１は、各相の相電圧の直流成分（ゼロ相電圧Ｖｚ）を、各相の電圧指令値に一律に加算する。これにより、インバータ３が出力する各相の相間電圧に影響を与えることなく、各スイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を制御する。
When a discharge command is received from the vehicle controller 8, zero-phase three-phase AC voltage command values vu * , vv * , and vw * set by the two-phase / three-
ゼロ相電圧加算部４１は、まず、ゼロ相電圧Ｖｚの範囲を設定するため、ゼロ相電圧Ｖｚの絶対値Ｋｚを設定する。
First, the zero phase
ゼロ相電圧加算部４１は、スイッチング素子のターンオン期間（遅延時間）と搬送波の周波数ｆｃに基づいて、絶対値Ｋｚを設定する。具体的には、ゼロ相電圧加算部４１は、スイッチング素子のＯＮ期間が最小期間となるように、絶対値Ｋｚを設定する。言い換えれば、絶対値Ｋｚは、スイッチング素子がターンオン期間中にＯＦＦへ切り替わらないように設定され、下記式（５）を満たす。これにより、スイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦする回数は、ゼロ相電圧Ｖｚを固定した場合にスイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦする回数と同じとなる。
The zero-phase
なお、ゼロ相電圧Ｖｚの絶対値Ｋｚを設定する方法は特に限定されない。例えば、搬送波の周波数ｆｃ毎に絶対値Ｋｚを予め実験等で求めておき、マップ保存してもよい。ゼロ相電圧加算部４１は、保存したマップに基づいて、ゼロ相電圧Ｖｚの絶対値Ｋｚを設定してもよい。
The method for setting the absolute value Kz of the zero phase voltage Vz is not particularly limited. For example, the absolute value Kz may be obtained in advance by experiment or the like for each frequency fc of the carrier wave and saved as a map. The zero phase
ゼロ相電圧加算部４１は、次に、所定の波形を選択し、この波形の周波数でゼロ相電圧Ｖｚを変化させる。以降では、選択した波形として正弦波を用いて説明するが、これに限定されず、他の波形、例えば、余弦波、三角波であってもよい。
Next, the zero-phase
ゼロ相電圧加算部４１は、正弦波の周波数ｆｚとして、予め定めた基準周波数よりも高く、かつ、搬送波の周波数ｆｃよりも低い周波数を設定する。例えば、周波数ｆｚ又は基準周波数を予め実験等で求めておき、上記ゼロ相電圧Ｖｚの絶対値Ｋｚと同様に、マップ処理にて、搬送波の周波数ｆｃに対応した周波数ｆｚを設定してもよい。なお、正弦波の周波数ｆｚとしては、搬送波の周波数ｆｃの数％〜数１０％の周波数が好ましい。例えば、搬送波の周波数ｆｃが１０ｋＨｚの場合には、正弦波の周波数ｆｚを１００Ｈｚ〜１ｋＨｚに設定するのが好ましい。なお、上記基準周波数は、上述の実施形態の説明で使用した基準周波数と同じ周波数であっても異なる周波数でもよい。
The zero-phase
以上のような設定処理を経て、ゼロ相電圧Ｖｚは正弦波として設定される。ただし、当該正弦波は、振幅をゼロ相電圧の絶対値Ｋｚ、振幅の中心をゼロ電圧、周波数を周波数ｆｚの正弦波とする。ゼロ相電圧Ｖｚは、下記式（６）で表せる。 Through the setting process as described above, the zero phase voltage Vz is set as a sine wave. However, the sine wave has an absolute value Kz of the zero-phase voltage as an amplitude, a zero voltage at the center of the amplitude, and a frequency as a sine wave having a frequency fz. The zero phase voltage Vz can be expressed by the following formula (6).
ゼロ相電圧加算部４１は、設定したゼロ相電圧Ｖｚを３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に一律に加算して、最終３相交流電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を演算する。そして、ゼロ相電圧加算部４１は、最終３相交流電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を、ＰＷＭ変換部２４へ出力する。
The zero-phase
本実施形態では、ＰＷＭ変換部２４には、ゼロ相電圧加算部４１により演算された最終３相交流電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊が入力される。また、ＰＷＭ変換部２４は、予め設定されたデッドタイムＴｄ（例えば、上述した実施形態の最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎ）を有しており、このデッドタイムＴｄを用いて、ゲート駆動信号を生成する。なお、ＰＷＭ変換部２４は、この２点以外の点は、上述した実施形態のＰＷＭ変換部２４と同様の機能を有しているため、説明を省略する。本実施形態では、放電処理において、ＰＷＭ変換部２４は、ゼロ相電圧加算部４１により演算された、経時的に変化する各相の電圧指令値（最終３相交流電圧指令値ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊）に基づいて、ゲート駆動信号を生成して各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６へ出力する。
In the present embodiment, the final three-phase AC voltage command values Vu1 * , Vv1 * , and Vw1 * calculated by the zero-phase
次に、図２、８を参照して、モータコントローラ３０の放電処理時のゲート駆動信号について説明する。図８は、本実施形態の放電処理における、ゲート駆動信号のタイミングチャートである。 Next, with reference to FIGS. 2 and 8, the gate drive signal during the discharge process of the motor controller 30 will be described. FIG. 8 is a timing chart of the gate drive signal in the discharge process of the present embodiment.
図８（ａ）は、ＰＷＭ変換部２４に入力される最終３相交流電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊と搬送波のタイミングチャートである。図８（ａ）では、最終３相交流電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を、ゼロ電圧に設定された３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に上記式（６）で表されるゼロ相電圧Ｖｚを加算したものとする。
FIG. 8A is a timing chart of final three-phase AC voltage command values Vu1 * , Vv1 * , Vw1 * input to the
図８（ａ）に示すように、モータコントローラ３０の放電処理では、ＰＷＭ変換部２４には、ゼロ相電圧加算部４１で演算された、経時的に変化する各相の電圧指令値が入力され、ＰＷＭ変換部２４は、この電圧指令値に基づいてゲート駆動信号を生成する。ＰＷＭ変換部４４は、最終３相交流電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊と搬送波Ｃとをそれぞれ比較することで、各相に対応したＰＷＭ信号（図示なし）を生成する。最終３相交流電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊には、各相間の位相差はないため、生成した各相のＰＷＭ信号には、位相差は発生せず（位相差ゼロ）、当該各相のＰＷＭ信号は全て同一のパルス信号となる。なお、ＰＷＭ変換部４４は、搬送波Ｃとして周波数ｆｃの三角波を用いるものとする。
As shown in FIG. 8A, in the discharge process of the motor controller 30, the voltage command value of each phase that changes with time and is calculated by the zero
図８（ｂ）は、ＰＷＭ変換部２４が出力するゲート駆動信号のタイミングチャートである。
FIG. 8B is a timing chart of the gate drive signal output from the
図８（ｂ）では、ＰＷＭ変換部２４は、上記ＰＷＭ信号と最小デッドタイムＴｄ＿ｍｉｎに基づいて、インバータ３の各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を駆動するゲート駆動信号（Ｐｕ／Ｎｕ、Ｐｖ／Ｎｖ、Ｐｗ／Ｎｗ）を出力している。
In FIG. 8 (b),
図８（ｂ）に示すように、モータコントローラ３０の放電処理時のゲート駆動信号は、上アームの各スイッチング素子（Ｔｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５）のＯＮ期間と、下アームの各スイッチング素子（Ｔｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６）のＯＮ期間とが重ならない信号となる。また、上アームの各スイッチング素子のゲート駆動信号のＯＮ及びＯＦＦの位相差はゼロとなり、同様に、下アームの各スイッチング素子のゲート駆動信号のＯＮ及びＯＦＦの位相差はゼロとなる。 As shown in FIG. 8B, the gate drive signal during the discharge process of the motor controller 30 is the ON period of each switching element (Tr1, Tr3, Tr5) of the upper arm and each switching element (Tr2, The signal does not overlap with the ON period of Tr4, Tr6). Further, the phase difference between ON and OFF of the gate drive signal of each switching element of the upper arm is zero, and similarly, the phase difference of ON and OFF of the gate drive signal of each switching element of the lower arm is zero.
また、本実施形態では、最終３相交流電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊が正弦波で表せるように、各相の電圧指令値は経時的に変化する。そのため、図８（ｂ）に示すように、上アームの各スイッチング素子のゲート駆動信号について、ＯＮ期間とＯＦＦ期間のＯＮ／ＯＦＦデューティ比は経時的に変化するとともに、ＯＦＦからＯＮへ切り替わるタイミングも経時的に変化する。同様に、下アームの各スイッチング素子のゲート駆動信号について、ＯＮ期間とＯＦＦ期間のＯＮ／ＯＦＦデューティ比は経時的に変化するとともに、ＯＦＦからＯＮへ切り替わるタイミングも経時的に変化する。これにより、上述した実施形態と同様に、インバータ３が出力する各相の交流電圧は同一電圧であって経時的に変化する。これにより、コンデンサ４に蓄積された電荷の放電タイミングは経時的に変化する。
In the present embodiment, the voltage command values of the respective phases change with time so that the final three-phase AC voltage command values Vu1 * , Vv1 * , and Vw1 * can be expressed by sine waves. Therefore, as shown in FIG. 8B, for the gate drive signal of each switching element of the upper arm, the ON / OFF duty ratio in the ON period and the OFF period changes with time, and the timing for switching from OFF to ON also changes. Changes over time. Similarly, for the gate drive signal of each switching element of the lower arm, the ON / OFF duty ratio in the ON period and the OFF period changes with time, and the timing for switching from OFF to ON also changes with time. Thereby, similarly to the above-described embodiment, the AC voltage of each phase output from the
次に、図９を参照して、本実施形態におけるゼロ相電圧の設定フローについて説明する。図９は、本実施形態のゼロ相電圧加算処理を示すフローチャートである。なお、以下に説明するゼロ相電圧加算処理は、モータコントローラ３０により実行される。 Next, with reference to FIG. 9, the flow of setting the zero phase voltage in the present embodiment will be described. FIG. 9 is a flowchart showing the zero-phase voltage addition process of the present embodiment. The zero-phase voltage addition process described below is executed by the motor controller 30.
ステップＳ２０１では、モータコントローラ３０は、車両コントローラ８から放電指令を受信したか否かを判定する。放電指令が受信されていないと判定すると、ステップＳ２０２へ進み、反対に、放電指令が受信されたと判定すると、ステップＳ２０３へ進む。 In step S <b> 201, the motor controller 30 determines whether a discharge command has been received from the vehicle controller 8. If it is determined that the discharge command has not been received, the process proceeds to step S202. Conversely, if it is determined that the discharge command has been received, the process proceeds to step S203.
ステップＳ２０２では、モータコントローラ３０は、車両が走行状態と判断し、ゼロ相電圧Ｖｚを演算しない（Ｖｚ＝０）とともに、最終３相交流電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を、入力される３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に置き換えて、ゼロ相電圧加算処理を終了する。 In step S202, the motor controller 30 determines that the vehicle is in a running state, does not calculate the zero-phase voltage Vz (Vz = 0), and receives the final three-phase AC voltage command values Vu1 * , Vv1 * , Vw1 *. The three-phase AC voltage command values vu * , vv * , and vw * are replaced with the zero-phase voltage addition process.
ステップＳ２０３では、モータコントローラ３０は、放電処理のために、ゼロ相電圧Ｖｚを設定して、各相の電圧指令値（最終３相交流電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊）を設定する。例えば、モータコントローラ３０は、ゼロ相電圧Ｖｚとして、振幅をゼロ相電圧の絶対値Ｋｚ、振幅の中心がゼロ電圧、周波数が周波数ｆｚの正弦波を設定する（上記式（６）参照）。 In step S203, the motor controller 30 sets the zero-phase voltage Vz and sets the voltage command values (final three-phase AC voltage command values Vu1 * , Vv1 * , Vw1 * ) for each phase for the discharge process. . For example, the motor controller 30 sets, as the zero-phase voltage Vz, a sine wave whose amplitude is the absolute value Kz of the zero-phase voltage, whose center is the zero voltage, and whose frequency is the frequency fz (see the above formula (6)).
ステップＳ２０４では、モータコントローラ３０は、ステップＳ２０３で設定された、各相の電圧指令値に基づいて、ゲート駆動信号（Ｐｕ／Ｎｕ、Ｐｖ／Ｎｖ、Ｐｗ／Ｎｗ）を生成する。そして、モータコントローラ３０は、生成したゲート駆動信号をインバータ３の各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６へ出力する。これにより、ステップＳ２０４では、コンデンサ４に蓄積された電荷の放電が開始される。
In step S204, the motor controller 30 generates a gate drive signal (Pu / Nu, Pv / Nv, Pw / Nw) based on the voltage command value of each phase set in step S203. Then, the motor controller 30 outputs the generated gate drive signal to the switching elements Tr1 to Tr6 of the
ステップＳ２０５、Ｓ２０６は、上述した実施形態に係るステップＳ１０５、Ｓ１０６と同様である。すなわち、ステップＳ２０５では、モータコントローラ１０により、所定期間が経過した否かの判定が行われ、所定期間が経過している場合には、ステップＳ２０６へ進み、所定期間が経過していない場合には、ステップＳ２０４へ戻る。また、ステップＳ２０６では、コンデンサ４に蓄積された電荷の放電が終了したか否の判定が行われ、放電が終了している場合には、放電処理を終了させ、放電が終了していない場合には、ステップＳ２０４へ戻る。
Steps S205 and S206 are the same as steps S105 and S106 according to the above-described embodiment. That is, in step S205, the
次に、図１０を参照して、本実施形態に係るインバータ制御装置の奏する効果について説明する。図１０は、本実施形態の放電処理における、インバータの出力電圧の周波数スペクトルの一例である。 Next, with reference to FIG. 10, the effect which the inverter control apparatus which concerns on this embodiment has is demonstrated. FIG. 10 is an example of a frequency spectrum of the output voltage of the inverter in the discharge process of the present embodiment.
図１０（ａ）は、比較例に係るインバータ制御装置において、インバータの出力電圧の周波数スペクトルの一例であり、図１０（ｂ）は本実施形態に係るインバータ制御装置において、インバータ３の出力電圧の周波数スペクトルの一例である。なお、比較例に係るインバータ制御装置とは、本実施形態に係るインバータ制御装置と比べて、放電処理における各相の電圧指令値がゼロ電圧に固定されている点以外は、同様の構成のものとする。
FIG. 10A is an example of the frequency spectrum of the output voltage of the inverter in the inverter control device according to the comparative example, and FIG. 10B is the output voltage of the
図１０（ａ）、（ｂ）の横軸は周波数、縦軸は信号レベルを示し、上述した実施形態で説明した図６（ａ）、（ｂ）と同様である。 In FIGS. 10A and 10B, the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the signal level, which is the same as FIGS. 6A and 6B described in the above-described embodiment.
図１０（ａ）では、周波数ｆｃ（搬送波の周波数）及び周波数ｆｃ３（周波数ｆｃの３倍周波数）において、信号レベルのピークが発生している。これは、上述した実施形態で説明した図６（ａ）と同様であるため、説明は省略する。 In FIG. 10A, signal level peaks occur at a frequency fc (carrier frequency) and a frequency fc3 (three times the frequency fc). Since this is the same as FIG. 6A described in the above-described embodiment, the description is omitted.
図１０（ｂ）では、周波数ｆｃ及び周波数ｆｃ３の周辺の周波数帯（側帯波帯）に、信号レベルが発生している。また、図１０（ａ）と同様に、周波数ｆｃ及び周波数ｆｃ３において、信号レベルのピークが発生している。しかし、この２つのピークは、図１０（ａ）に示す２つのピークに比べていずれも抑制されている。つまり、図１０（ｂ）では、ノイズの原因となるピークの分散化（側帯波化）により、ピークが抑制していることを示している。これは、上記のように、本実施形態では、各相の電圧指令値を経時的に変化させることで、スイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を経時的に変化させているためである。つまり、本実施形態においても、上述した実施形態と同様の効果が得られている。 In FIG. 10B, signal levels are generated in the frequency band (sideband) around the frequency fc and the frequency fc3. Similarly to FIG. 10A, signal level peaks occur at the frequency fc and the frequency fc3. However, these two peaks are both suppressed as compared with the two peaks shown in FIG. That is, FIG. 10B shows that the peak is suppressed due to the dispersion of the peak that causes noise (sideband generation). This is because, in the present embodiment, as described above, the duty ratio at which the switching element is turned ON / OFF is changed with time by changing the voltage command value of each phase with time. That is, also in this embodiment, the same effect as the above-described embodiment is obtained.
なお、本実施形態では、各相の電圧指令値を正弦波により経時的に変化させているため、図１０（ｂ）では、周波数ｆｃ２（周波数ｆｃの２倍周波数）及び周波数ｆｃ４（周波数ｆｃの４倍周波数）においても、信号レベルのピークが発生している。しかし、本実施形態と比較例では、スイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦする回数は同じ回数であるため、コンデンサ４から放電される電荷の総量は同じとなる。そのため、本実施形態では、比較例の放電時間と同じ時間で、コンデンサ４に蓄積された電荷を放電している。
In this embodiment, since the voltage command value of each phase is changed with time by a sine wave, in FIG. 10B, the frequency fc2 (twice the frequency fc) and the frequency fc4 (frequency fc) are shown. Even at a quadruple frequency), a signal level peak occurs. However, in the present embodiment and the comparative example, the number of times the switching element is turned on / off is the same, so the total amount of charge discharged from the
以上のように、本実施形態では、モータコントローラ３０は、放電処理において、各相の電圧指令値（最終３相交流電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊）を経時的に変化させる。そして、モータコントローラ３０は、一律に同一の電圧指令値を設定する。これにより、複雑な方法を要することなく、各相の電圧指令値を経時的に変化させれば、一定周期内において各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６がＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を経時的に変化させることができる。その結果、放電時に発生するピークを抑制することができる。 As described above, in the present embodiment, the motor controller 30 changes the voltage command values (final three-phase AC voltage command values Vu1 * , Vv1 * , Vw1 * ) of each phase with time in the discharge process. Then, the motor controller 30 uniformly sets the same voltage command value. Thus, if the voltage command value of each phase is changed with time without requiring a complicated method, the duty ratio at which each switching element Tr1 to Tr6 is turned ON / OFF within a certain period can be changed with time. Can do. As a result, peaks that occur during discharge can be suppressed.
また、本実施形態では、モータコントローラ３０は、放電処理において、搬送波の周波数ｆｃに基づいて各相の電圧指令値を変化させる。これにより、インバータ３の出力電圧の周波数スペクトルにおいて、ピークを分散化（側帯波化）することができ、その結果、ピークを抑制することができる。
Moreover, in this embodiment, the motor controller 30 changes the voltage command value of each phase based on the frequency fc of the carrier wave in the discharge process. Thereby, in the frequency spectrum of the output voltage of the
さらに、本実施形態では、モータコントローラ３０は、放電処理において、各スイッチング素子Ｔｒ1〜Ｔｒ６がターンオン期間中にＯＦＦへと切り替わらないように、各相の電圧指令値を設定する。各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６がＯＮ／ＯＦＦする回数は、電圧指令値の値にかかわらず、同じ回数となる。これにより、各相の電圧指令値を経時的に変化させても、各相の電圧指令値を固定した場合の放電時間と同時間で、コンデンサ４に蓄積された電荷を放電することができる。
Furthermore, in the present embodiment, the motor controller 30 sets the voltage command value of each phase so that the switching elements Tr1 to Tr6 are not switched to OFF during the turn-on period in the discharge process. The number of times each of the switching elements Tr1 to Tr6 is turned on / off is the same regardless of the value of the voltage command value. Thereby, even if the voltage command value of each phase is changed over time, the charge accumulated in the
加えて、本実施形態では、モータコントローラ３０は、少なくとも搬送波の周波数ｆｃよりも低い周波数ｆｚで各相の電圧指令値を変化させる。これにより、インバータ３の出力電圧の周波数スペクトルにおいて、ピークの分散度を増加させることができ、その結果、ピークをより抑制することができる。
In addition, in this embodiment, the motor controller 30 changes the voltage command value of each phase at a frequency fz that is at least lower than the frequency fc of the carrier wave. Thereby, in the frequency spectrum of the output voltage of the
なお、以上に説明した実施形態は、本発明の理解を容易にするために記載されたものであって、本発明を限定するために記載されたものではない。したがって、上記の実施形態に開示された各要素は、本発明の技術的範囲に属する全ての設計変更や均等物をも含む趣旨である。 The embodiment described above is described for facilitating the understanding of the present invention, and is not described for limiting the present invention. Therefore, each element disclosed in the above embodiment is intended to include all design changes and equivalents belonging to the technical scope of the present invention.
例えば、上述した第１実施形態では、デッドタイムＴｄを経時的に変化させ、また、上述した第２実施形態では、各相の電圧指令値を経時的に変化させる構成を例示したが、これに限定されない。放電処理において、デッドタイムＴｄ及び各相の電圧指令値を、同時に経時的に変化させる構成であってもよい。また、デッドタイムＴｄを経時的に変化する期間と、各相の電圧指令値を経時的に変化させる期間とを切り替える構成でもよい。いずれの場合においても、放電処理において、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のＯＮ／ＯＦＦするタイミングは経時的に変化する。そのため、インバータ３の出力電圧の周波数スペクトルにおいて、信号レベルのピークを、インバータ制御装置の周辺環境に応じた最小ピークまで抑制することができ、これにより、インバータ制御装置の周辺環境に柔軟に対応することができる。
For example, in the first embodiment described above, the dead time Td is changed over time, and in the second embodiment described above, the voltage command value of each phase is changed over time. It is not limited. In the discharge process, the dead time Td and the voltage command value of each phase may be changed simultaneously with time. Moreover, the structure which switches the period which changes dead time Td with time, and the period which changes the voltage command value of each phase with time may be sufficient. In any case, in the discharge process, the timing for turning on / off each of the switching elements Tr1 to Tr6 changes with time. Therefore, in the frequency spectrum of the output voltage of the
また、例えば、上述した２つの実施形態では、デッドタイムＴｄ又はゼロ相電圧Ｖｚを経時的に変化させるために、波形を選択する構成を例示したが、これに限定されない。例えば、経時的に変化するランダム値や乱数を選択してもよい。 Further, for example, in the two embodiments described above, the configuration in which the waveform is selected in order to change the dead time Td or the zero phase voltage Vz with time is exemplified, but the present invention is not limited to this. For example, a random value or a random number that changes with time may be selected.
さらに、例えば、上述した第２実施形態では、ゼロ電圧の３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊にゼロ相電圧を加算して、最終３相交流電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を設定する構成を例示したがこれに限られない。例えば、予め、ゼロ電圧の３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に所定の直流電圧指令値を加算し（オフセットを付加）、加算した３相交流電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊にゼロ相電圧Ｖｚを加算してもよい。なお、この場合には、ゼロ相電圧の絶対値Ｋｚから上記所定の直流電圧指令値を減算する必要があるが、上述した実施形態と同様に、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のＯＮ／ＯＦＦするタイミングは経時的に変化する。 Further, for example, in the second embodiment described above, the zero-phase voltage is added to the zero-voltage three-phase AC voltage command values vu * , vv * , and vw * to obtain the final three-phase AC voltage command values Vu1 * and Vv1 *. is exemplified the configuration that sets the Vw1 * not limited thereto. For example, a predetermined DC voltage command value is added to the zero voltage three-phase AC voltage command values vu * , vv * and vw * in advance (an offset is added), and the added three-phase AC voltage command values vu * and vv *. , Vw * may be added with zero phase voltage Vz. In this case, it is necessary to subtract the predetermined DC voltage command value from the absolute value Kz of the zero-phase voltage. However, as in the above-described embodiment, the switching elements Tr1 to Tr6 are turned on / off. Changes over time.
上記の直流電源は本発明のバッテリ１に相当し、上記のコンデンサ４は本発明の蓄電部に相当し、モータコントローラ１０、３０は本発明のコントローラに相当する。
The DC power source corresponds to the
１・・・バッテリ
２・・・リレー
３・・・インバータ
４・・・コンデンサ
５・・・モータ
１０・・・モータコントローラ
１１・・・回転子位置センサ
１２・・・電流センサ
DESCRIPTION OF
Claims (13)
前記インバータと前記直流電源の間に並列接続された蓄電部と、
前記各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するコントローラと、を備え、
前記コントローラは、前記蓄電部に蓄積された電荷を放電する際に、前記多相の交流電圧が同一電圧であって経時的に変化するように、前記各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するインバータ制御装置。 An inverter that has a plurality of pairs of switching elements electrically connected to both terminals of the DC power source, and converts the DC voltage of the DC power source into a multiphase AC voltage;
A power storage unit connected in parallel between the inverter and the DC power source,
A controller for controlling the ON / OFF operation of each of the switching elements,
The controller controls the ON / OFF operation of each switching element so that the multi-phase AC voltage is the same voltage and changes with time when discharging the electric charge accumulated in the power storage unit. Inverter control device.
前記コントローラは、デッドタイムを経時的に変化させるインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 1,
The controller is an inverter control device that changes a dead time with time.
前記コントローラは、搬送波の周波数に基づいて前記デッドタイムを変化させるインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 2,
The said controller is an inverter control apparatus which changes the said dead time based on the frequency of a carrier wave.
前記スイッチング素子は、前記スイッチング素子をＯＮさせるスイッチング信号の入力時からターンオン期間を経て、ＯＦＦからＯＮに切り替わり、
前記コントローラは、前記スイッチング素子が前記ターンオン期間中にＯＦＦへと切り替わらないように、前記デッドタイムを変化させるインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 2 or 3,
The switching element is switched from OFF to ON through a turn-on period from the input of a switching signal for turning on the switching element,
The controller is an inverter control device that changes the dead time so that the switching element does not switch to OFF during the turn-on period.
前記スイッチング素子は、前記スイッチング素子をＯＮさせるスイッチング信号の入力時からターンオン期間を経て、ＯＦＦからＯＮに切り替わり、
前記デッドタイムの最大値は、
Ｔｄ_ｍａｘ＜（１／（２×ｆｃ））−Ｔｏｎ
を満たすインバータ制御装置。
ただし、Ｔｄ_ｍａｘは前記デッドタイムの最大値、ｆｃは搬送波の周波数、Ｔｏｎは前記スイッチング素子のターンオン期間を示す。 The inverter control device according to claim 3 or 4,
The switching element is switched from OFF to ON through a turn-on period from the input of a switching signal for turning on the switching element,
The maximum value of the dead time is
Td_max <(1 / (2 × fc)) − T on
Meet inverter control device.
However, Td _max the maximum value of the dead time, fc is the carrier frequency, T on represents the turn-on period of the switching element.
前記コントローラは、少なくとも搬送波の周波数よりも低い周波数で、前記デッドタイムを変化させるインバータ制御装置。 The inverter control device according to any one of claims 3 to 5,
The controller is an inverter control device that changes the dead time at least at a frequency lower than a frequency of a carrier wave.
前記コントローラは、各相の電圧指令値を経時的に変化させるインバータ制御装置。 The inverter control device according to any one of claims 1 to 6,
The said controller is an inverter control apparatus which changes the voltage command value of each phase with time.
前記コントローラは、搬送波の周波数に基づいて前記各相の電圧指令値を変化させるインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 7,
The said controller is an inverter control apparatus which changes the voltage command value of each said phase based on the frequency of a carrier wave.
前記スイッチング素子は、前記スイッチング素子をＯＮさせるスイッチング信号の入力時からターンオン期間を経て、ＯＦＦからＯＮに切り替わり、
前記コントローラは、前記スイッチング素子が前記ターンオン期間中にＯＦＦへと切り替わらないように、前記各相の電圧指令値を設定するインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 7 or 8,
The switching element is switched from OFF to ON through a turn-on period from the input of a switching signal for turning on the switching element,
The said controller is an inverter control apparatus which sets the voltage command value of each said phase so that the said switching element may not switch to OFF during the said turn-on period.
前記各相の電圧指令値の最大値は、
Ｋｚ＜（１−２×Ｔｄ×ｆｃ）
を満たすインバータ制御装置。
ただし、Ｋｚは前記各相の電圧指令値の最大値、Ｔｄはデッドタイム、ｆｃは搬送波の周波数を示す。 The inverter control device according to claim 8 or 9,
The maximum value of the voltage command value for each phase is
Kz <(1-2 × Td × fc)
Meet inverter control device.
Where Kz is the maximum value of the voltage command value for each phase, Td is the dead time, and fc is the frequency of the carrier wave.
前記コントローラは、少なくとも搬送波の周波数よりも低い周波数で、前記各相の電圧指令値を変化させるインバータ制御装置。 It is an inverter control device according to any one of claims 8 to 10,
The said controller is an inverter control apparatus which changes the voltage command value of each said phase by the frequency lower than the frequency of a carrier wave at least.
前記コントローラは、デッドタイムを経時的に変化させるとともに、各相の電圧指令値を予め定められた所定の値に固定する第１の期間と、前記デッドタイムを予め定められた所定値に固定するとともに、前記各相の電圧指令値を経時的に変化させる第２の期間とを切り替えるインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 1,
The controller changes the dead time with time, fixes a voltage command value for each phase to a predetermined value, and fixes the dead time to a predetermined value. In addition, an inverter control device that switches between a second period in which the voltage command value of each phase is changed over time.
前記蓄電部に蓄積された電荷を放電する際に、前記各相の交流電圧が同一電圧であって経時的に変化するように、前記各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するインバータ制御方法。 An inverter having a plurality of pairs of switching elements electrically connected to both terminals of the DC power source, respectively, and an inverter that converts the DC voltage of the DC power source into a multiphase AC voltage; and parallel between the inverter and the DC power source An inverter control method of an inverter control device comprising a connected power storage unit,
An inverter control method for controlling the ON / OFF operation of each switching element so that the alternating voltage of each phase is the same voltage and changes with time when discharging the electric charge accumulated in the power storage unit.
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111106744A (en) * | 2018-10-26 | 2020-05-05 | 上海汽车集团股份有限公司 | Active discharge method and device for inverter |
Citations (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010130841A (en) * | 2008-11-28 | 2010-06-10 | Nissan Motor Co Ltd | Discharger for inverter |
| JP2010130845A (en) * | 2008-11-28 | 2010-06-10 | Nissan Motor Co Ltd | Charger for inverter |
| JP2010220287A (en) * | 2009-03-13 | 2010-09-30 | Aisin Seiki Co Ltd | Motor control device and vehicle system |
| US20110133546A1 (en) * | 2009-12-07 | 2011-06-09 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Systems and methods for discharging bus voltage using semiconductor devices |
| JP2011142706A (en) * | 2010-01-05 | 2011-07-21 | Daikin Industries Ltd | Inverter control device, drive device, air conditioner, capacitor discharge control program, and method of controlling capacitor discharge |
| JP2011211777A (en) * | 2010-03-29 | 2011-10-20 | Fuji Electric Co Ltd | Power converter, and auxiliary power supply device for vehicle |
| JP2012065481A (en) * | 2010-09-17 | 2012-03-29 | Hitachi Ltd | Pwm inverter control device and railroad vehicle provided with pwm inverter control device |
| JP2012147571A (en) * | 2011-01-12 | 2012-08-02 | Yaskawa Electric Corp | Inverter apparatus and motor drive system |
| JP2017051013A (en) * | 2015-09-03 | 2017-03-09 | 富士重工業株式会社 | Motor control device |
-
2017
- 2017-03-16 JP JP2017051057A patent/JP6880866B2/en active Active
Patent Citations (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010130841A (en) * | 2008-11-28 | 2010-06-10 | Nissan Motor Co Ltd | Discharger for inverter |
| JP2010130845A (en) * | 2008-11-28 | 2010-06-10 | Nissan Motor Co Ltd | Charger for inverter |
| JP2010220287A (en) * | 2009-03-13 | 2010-09-30 | Aisin Seiki Co Ltd | Motor control device and vehicle system |
| US20110133546A1 (en) * | 2009-12-07 | 2011-06-09 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Systems and methods for discharging bus voltage using semiconductor devices |
| JP2011142706A (en) * | 2010-01-05 | 2011-07-21 | Daikin Industries Ltd | Inverter control device, drive device, air conditioner, capacitor discharge control program, and method of controlling capacitor discharge |
| JP2011211777A (en) * | 2010-03-29 | 2011-10-20 | Fuji Electric Co Ltd | Power converter, and auxiliary power supply device for vehicle |
| JP2012065481A (en) * | 2010-09-17 | 2012-03-29 | Hitachi Ltd | Pwm inverter control device and railroad vehicle provided with pwm inverter control device |
| JP2012147571A (en) * | 2011-01-12 | 2012-08-02 | Yaskawa Electric Corp | Inverter apparatus and motor drive system |
| JP2017051013A (en) * | 2015-09-03 | 2017-03-09 | 富士重工業株式会社 | Motor control device |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111106744A (en) * | 2018-10-26 | 2020-05-05 | 上海汽车集团股份有限公司 | Active discharge method and device for inverter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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