JP2018148750A - Electromagnetic field resonance type coupler - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電界または磁界共鳴によってワイヤレスで電力伝送を行う装置に用いる電磁界共鳴型カップラに関するものである。 The present invention relates to an electromagnetic resonance coupler used in an apparatus that wirelessly transmits electric power by electric field or magnetic field resonance.
ワイヤレス電力伝送は、有線による送電が困難、または利便性が低い場合に有力な電力伝送手段であり、その用途には、電気自動車等の移動体や回転体等が挙げられる。ワイヤレス電力伝送方式としては、主に電磁誘導、電磁界共鳴（電界共鳴、磁界共鳴の総称）、電界結合等があるが、そのうち電磁界共鳴方式は、電磁誘導方式より距離を離して電力伝送できる利点がある。 Wireless power transmission is an effective power transmission means when wired transmission is difficult or convenience is low, and its use includes moving bodies such as electric vehicles, rotating bodies, and the like. Wireless power transmission methods mainly include electromagnetic induction, electromagnetic resonance (generic name for electric field resonance, magnetic field resonance), electric field coupling, etc. Among them, the electromagnetic resonance method can transmit power at a greater distance than the electromagnetic induction method. There are advantages.
電磁界共鳴を用いたワイヤレス電力伝送装置は、電界共鳴または磁界共鳴を用いた方式により、ワイヤレス（無線、非接触）で交流電力を伝送する装置であり、この装置には、交流電源から給電された交流電力を受電側に送電する送電用カップラと、送電用カップラから送電された交流電力を受電する受電用カップラが用いられる。電界共鳴方式または磁界共鳴方式を用いたワイヤレス電力伝送装置の送電用カップラ、及び受電用カップラを電磁界共鳴型カップラと言う。 A wireless power transmission device using electromagnetic resonance is a device that transmits AC power wirelessly (wirelessly, non-contact) by a method using electric field resonance or magnetic field resonance, and is supplied with power from an AC power source. A power transmission coupler that transmits the AC power to the power receiving side and a power reception coupler that receives the AC power transmitted from the power transmission coupler are used. A power transmission coupler and a power reception coupler of a wireless power transmission device using an electric field resonance method or a magnetic field resonance method are referred to as an electromagnetic resonance coupler.
一般に、送電用カップラは、給電される交流電力の周波数で共振する送電用ＬＣ共振回路を備え、受電用カップラは、送電用ＬＣ共振回路から交流電力を受電する受電用ＬＣ共振回路を備えており、この送電用、受電用ＬＣ共振回路が電界共鳴または磁界共鳴することによって、ＬＣ共振する周波数成分の交流電力をワイヤレスで伝送することができる。ここで、送受電用ＬＣ共振回路のキャパシタ（電極等）間の電界共鳴を用いるのが電界共鳴方式、インダクタ（コイル等）間の磁界共鳴を用いるのが磁界共鳴方式である。 In general, a power transmission coupler includes a power transmission LC resonance circuit that resonates at a frequency of supplied AC power, and a power reception coupler includes a power reception LC resonance circuit that receives AC power from the power transmission LC resonance circuit. The power transmission / reception LC resonance circuit undergoes electric field resonance or magnetic field resonance, whereby the AC power of the frequency component that undergoes LC resonance can be transmitted wirelessly. Here, the electric field resonance method uses electric field resonance between capacitors (electrodes, etc.) of the LC resonance circuit for power transmission / reception, and the magnetic field resonance method uses magnetic field resonance between inductors (coils, etc.).
現実の電磁界共鳴型カップラにおいては、交流電力のワイヤレス伝送に用いられる上記ＬＣ共振（ノーマル共振と言う）以外に、ノイズ源となるコモンモード共振と呼ばれる不要共振が発生する問題がある。コモンモード共振の発生原因の一つには、送受電用カップラに接続される給受電ケーブル（一般的には同軸ケーブル）の外導体がグランド（以下ＧＮＤと記す）に接続された時、このＧＮＤと各カップラの電極が電界で容量結合されるため、コモンモード共振が発生することが挙げられる。また、送受信用カップラが収納されるシールドケース（以下ではケースと記す）と電極間が電界で容量結合されたり、一定の線径以上のコイルが有する容量成分によって、ケースとコイル間が電界で容量結合されると、コモンモード共振が引き起こされる。 In an actual electromagnetic resonance coupler, there is a problem that unnecessary resonance called common mode resonance that becomes a noise source occurs in addition to the LC resonance (referred to as normal resonance) used for wireless transmission of AC power. One of the causes of the occurrence of common mode resonance is when the outer conductor of a power supply / reception cable (generally a coaxial cable) connected to a power transmission / reception coupler is connected to the ground (hereinafter referred to as GND). Since the electrodes of each coupler are capacitively coupled by an electric field, common mode resonance occurs. In addition, the shield case (hereinafter referred to as the case) in which the transmission / reception coupler is housed and the electrode are capacitively coupled by an electric field, or the capacitance between the case and the coil is increased by the electric field due to the capacitive component of the coil having a certain wire diameter or more. When coupled, a common mode resonance is caused.
このコモンモード共振は、不要放射波となって漏れ電界を生じ、他の電子機器の誤動作を誘発したり、人体にも悪影響を及ぼす恐れがあるため、極力抑えることが好ましい。そこで本発明者らは、先の特許出願（特許文献１）において、コモンモード共振に対する対応策として主に四つの手段を提案している。 This common mode resonance is preferably an unnecessary radiation wave, which generates a leakage electric field, which may cause malfunction of other electronic devices or adversely affect the human body. Therefore, the present inventors have proposed four means mainly as countermeasures against common mode resonance in the previous patent application (Patent Document 1).
１）同軸ケーブルとカップラとの電界的な接続を切り離し、同軸ケーブルの先端にリンクコイルを配設することによって、リンクコイルと共振コイルとの磁界結合を用いて、電磁誘導により間接的に同軸ケーブルとカップラを電気的に接続する。電界的な接続を切り離すことによって、コモンモード共振による電流（コモンモード電流）を抑制し、漏れ電界を抑制する。 1) By disconnecting the electric field connection between the coaxial cable and the coupler and disposing the link coil at the tip of the coaxial cable, the coaxial cable is indirectly coupled by electromagnetic induction using magnetic coupling between the link coil and the resonance coil. And connect the coupler electrically. By disconnecting the electric field connection, the current due to the common mode resonance (common mode current) is suppressed, and the leakage electric field is suppressed.
２）同軸ケーブルの外導体とケースを導通させることにより、ケースと電極間、ケースとコイル間で発生した浮遊容量によるコモンモード電流を、ケースを通じて外導体に集中して流出させる。 2) By conducting the outer conductor of the coaxial cable and the case, the common mode current due to the stray capacitance generated between the case and the electrode and between the case and the coil is concentrated and discharged to the outer conductor through the case.
３）同軸ケーブルの外導体の周囲にフェライトコアを装着し、上記２）によってケースから外導体に流出したコモンモード電流をフェライトコアを通過させて低減させ、漏れ電界を抑制する。 3) A ferrite core is mounted around the outer conductor of the coaxial cable, and the common mode current flowing out from the case to the outer conductor by 2) is reduced by passing through the ferrite core, thereby suppressing the leakage electric field.
４）共振コイルの一端部をケースと導通させ、この経路からもコモンモード電流をケースに流出させる。これによって、電極とケース間の浮遊容量結合を弱め、コモンモード電流を低減し、漏れ電界を抑制する。 4) One end of the resonance coil is brought into conduction with the case, and the common mode current flows out from the path to the case. This weakens the stray capacitive coupling between the electrode and the case, reduces the common mode current, and suppresses the leakage electric field.
しかしながら、上記した特許文献１に記載された対応策は、安定的に漏れ電界を抑制することが難しい場合がある。例えば、ノーマル共振の高調波（スイッチング電源の動作周波数の高調波）とコモンモード共振の周波数が略一致する場合には、上記対応策３）によってフェライトコアで低減すべき電流値が大きくなるため、フェライトコア周辺の温度が高温になってしまう。フェライトコアは、通過電流を熱エネルギーに変換するため通過電流値が大きくなると発熱量も大きくなり、例えば、一般的な普及品を用いると、通過電流１００ｍＡ程度においてフェライトコアは６０〜７０℃程度にも達してしまう。フェライトコアは同軸ケーブルの根元（ケースとの接続コネクタ付近）に装荷されるため、設計によっては使用者が操作する接続コネクタ付近がこのような高温になると使用上の障害となる可能性がある。 However, the countermeasure described in Patent Document 1 described above may be difficult to stably suppress the leakage electric field. For example, if the harmonic of normal resonance (harmonic of the operating frequency of the switching power supply) and the frequency of common mode resonance are substantially the same, the current value to be reduced in the ferrite core is increased by the above countermeasure 3). The temperature around the ferrite core becomes high. Since the ferrite core converts the passing current into heat energy, the amount of heat generation increases as the passing current value increases. For example, when a general popular product is used, the ferrite core is about 60 to 70 ° C. at a passing current of about 100 mA. Will also reach. Since the ferrite core is loaded at the base of the coaxial cable (in the vicinity of the connector connected to the case), depending on the design, there is a possibility that the vicinity of the connector operated by the user may become an obstacle in use when the temperature is high.
また例えば、ケースを小型化してカップラを高密度化した場合には、上記対応策４）を用いても、コモンモード電流が期待したようにケースに流出しないことがある。この場合には、共振コイルの一端部とケースを導通させる経路を形成する隙間が狭くなるため、この経路を構成する導線の配置場所や長さ等に求められる精度が高くなり、設計からの僅かなずれが生じると、期待したコモンモード電流の低減効果が得られず、漏れ電界を抑制できない課題がある。 Further, for example, when the case is downsized and the coupler is densified, even if the above countermeasure 4) is used, the common mode current may not flow into the case as expected. In this case, since the gap that forms the path that connects the one end of the resonance coil and the case is narrowed, the accuracy required for the location and length of the conductors constituting this path is increased, and the design is slightly If the gap occurs, the expected reduction effect of the common mode current cannot be obtained, and there is a problem that the leakage electric field cannot be suppressed.
本発明はこのような問題を解決するためになされたものであり、コモンモード共振周波数を変化させることにより安定的に漏れ電界を抑制できる電磁界共鳴型カップラを提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve such a problem, and an object thereof is to provide an electromagnetic resonance coupler capable of stably suppressing a leakage electric field by changing a common mode resonance frequency.
上記した目的を達成するために、本発明に係る電磁界共鳴型カップラは、交流電源から給電された交流電力を送電する送電用カップラと、前記送電用カップラから送電された交流電力を受電する受電用カップラとを有し、前記送電用カップラは、前記給電された交流電力の周波数で共振する送電用ＬＣ共振回路と、前記交流電源に第１の同軸ケーブルで接続され、磁界結合によって前記送電用ＬＣ共振回路に交流電力を給電する第１のリンクコイルと、前記送電用ＬＣ共振回路と前記第１のリンクコイルを収納する第１のシールドケースとを備え、前記受電用カップラは、前記送電用ＬＣ共振回路から送電された交流電力を受電する受電用ＬＣ共振回路と、第２の同軸ケーブルで負荷に接続され磁界結合によって前記受電用ＬＣ共振回路から交流電力を受電する第２のリンクコイルと、前記受電用ＬＣ共振回路と前記第２のリンクコイルを収納する第２のシールドケースとを備え、前記送電用ＬＣ共振回路と前記受電用ＬＣ共振回路が電界共鳴または磁界共鳴することによって、前記送電用カップラから前記受電用カップラにワイヤレスで電力伝送する電磁界共鳴型カップラであって、前記第１のシールドケースは、前記第１の同軸ケーブルの外導体と導通しており、前記第２のシールドケースは、前記第２の同軸ケーブルの外導体と導通しており、前記送電用ＬＣ共振回路内の共振コイルと前記第１のシールドケースとの間、及び前記受電用ＬＣ共振回路内の共振コイルと前記第２のシールドケースとの間の少なくとも一方に、当該ＬＣ共振回路と当該シールドケースとを接続する付加容量が設けられていることを特徴とする。 In order to achieve the above object, an electromagnetic resonance coupler according to the present invention includes a power transmission coupler that transmits AC power fed from an AC power supply, and a power receiving power that receives AC power transmitted from the power transmission coupler. The power transmission coupler is connected to the power transmission LC resonance circuit that resonates at the frequency of the supplied AC power, and to the AC power source by a first coaxial cable, and is connected to the AC power source by magnetic field coupling. A first link coil that feeds AC power to the LC resonance circuit; and a first shield case that houses the LC resonance circuit for power transmission and the first link coil. A power receiving LC resonance circuit that receives AC power transmitted from the LC resonance circuit, and a second coaxial cable connected to a load and magnetically coupled from the power receiving LC resonance circuit. A second link coil that receives the flowing power; a power receiving LC resonance circuit; and a second shield case that houses the second link coil, the power transmission LC resonance circuit and the power receiving LC resonance circuit Is an electromagnetic resonance coupler that wirelessly transmits power from the power transmission coupler to the power reception coupler by electric field resonance or magnetic field resonance, wherein the first shield case is disposed outside the first coaxial cable. The second shield case is electrically connected to the outer conductor of the second coaxial cable, and is provided between the resonance coil in the power transmission LC resonance circuit and the first shield case. And the LC resonance circuit and the shield case are connected to at least one of the resonance coil in the power receiving LC resonance circuit and the second shield case. Wherein the additional capacitance is provided.
また、本発明に係る電磁界共鳴型カップラは、前記送電用ＬＣ共振回路内の共振コイルと前記第１のシールドケースとの間には、コモンモード共振周波数を変化させる第１の付加容量が設けられており、前記受電用ＬＣ共振回路内の共振コイルと前記第２のシールドケースとの間には、コモンモード共振周波数を変化させる第２の付加容量が設けられていることが好ましい。 In the electromagnetic resonance coupler according to the present invention, a first additional capacitor for changing a common mode resonance frequency is provided between the resonance coil in the power transmission LC resonance circuit and the first shield case. It is preferable that a second additional capacitor for changing a common mode resonance frequency is provided between the resonance coil in the power receiving LC resonance circuit and the second shield case.
また、本発明に係る電磁界共鳴型カップラは、前記送電用ＬＣ共振回路は、所定の間隔を隔てて配置された第１の電極及び第２の電極、並びに前記第１の電極に接続された第１の共振コイル及び前記第２の電極に接続された第２の共振コイルを具備し、 前記受電用ＬＣ共振回路は、所定の間隔を隔てて配置された第３の電極及び第４の電極、並びに前記第３の電極に接続された第３の共振コイル及び前記第４の電極に接続された第４の共振コイルを具備し、前記第１の付加容量は、前記第１の共振コイルと前記第１のシールドケースとの間、及び前記第２の共振コイルと前記第１のシールドケースとの間にそれぞれ配置されており、前記第２の付加容量は、前記第３の共振コイルと前記第２のシールドケースとの間、及び前記第４の共振コイルと前記第２のシールドケースとの間にそれぞれ配置されていることが好ましい。 In the electromagnetic resonance coupler according to the present invention, the LC resonance circuit for power transmission is connected to the first electrode and the second electrode arranged at a predetermined interval, and the first electrode. A second resonance coil connected to the first resonance coil and the second electrode; and the power receiving LC resonance circuit includes a third electrode and a fourth electrode arranged at a predetermined interval. , And a third resonance coil connected to the third electrode and a fourth resonance coil connected to the fourth electrode, wherein the first additional capacitor includes the first resonance coil and the fourth resonance coil. The second additional capacitor is disposed between the first resonance case and between the second resonance coil and the first shield case, and the second additional capacitor includes the third resonance coil and the first resonance case. Between the second shield case and the fourth resonance core. Which is preferably arranged between Le and the second shield case.
また、本発明に係る電磁界共鳴型カップラは、前記第１の付加容量は、前記第１の共振コイルの前記第１の電極と接続されていない端部と前記第１のシールドケースとの間、及び前記第２の共振コイルの前記第２の電極と接続されていない端部と前記第１のシールドケースとの間にそれぞれ配置されており、前記第２の付加容量は、前記第３の共振コイルの前記第３の電極と接続されていない端部と前記第２のシールドケースとの間、及び前記第４の共振コイルの前記第４の電極と接続されていない端部と前記第２のシールドケースとの間にそれぞれ配置されていることが好ましい。 In the electromagnetic resonance coupler according to the present invention, the first additional capacitance is between an end portion of the first resonance coil that is not connected to the first electrode and the first shield case. , And an end portion of the second resonance coil that is not connected to the second electrode and the first shield case, and the second additional capacitance is the third additional capacitor. The end of the resonance coil not connected to the third electrode and the second shield case, and the end of the fourth resonance coil not connected to the fourth electrode and the second It is preferable that they are respectively disposed between the shield cases.
また、本発明に係る電磁界共鳴型カップラは、前記付加容量は可変コンデンサを含むことが好ましい。 In the electromagnetic resonance coupler according to the present invention, it is preferable that the additional capacitor includes a variable capacitor.
また、本発明に係る電磁界共鳴型カップラは、前記第１の同軸ケーブルの外導体及び前記第２の同軸ケーブルの外導体にはフェライトコアが設けられていることが好ましい。 In the electromagnetic resonance coupler according to the present invention, it is preferable that a ferrite core is provided on the outer conductor of the first coaxial cable and the outer conductor of the second coaxial cable.
本発明によれば、コモンモード共振周波数を変化させることにより、安定的に漏れ電界を抑制できる電磁界共鳴型カップラを提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide an electromagnetic resonance coupler capable of stably suppressing a leakage electric field by changing a common mode resonance frequency.
以下、本発明の好ましい実施の形態における電磁界共鳴型カップラについて、図面を参照して詳細に説明する。なお、同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。 Hereinafter, an electromagnetic resonance coupler according to a preferred embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In addition, about each structural part which has the same function, the same code | symbol is attached | subjected and shown for simplification of illustration and description.
まず、図１を用いて、従来技術の電界共鳴型カップラ９００および本発明の一実施形態に係る電界共鳴型カップラ１００に共通する基本的な動作原理を説明する。両者の基本的な動作原理は共通することから、以下では主に本実施形態に係る電界共鳴型カップラ１００として説明する。 First, the basic operation principle common to the electric field resonance coupler 900 of the prior art and the electric field resonance coupler 100 according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. Since the basic operating principle of both is common, the following description will be mainly given as the electric field resonance type coupler 100 according to the present embodiment.
図１は、本実施形態に係る電界共鳴型カップラ１００の基本的な構成の一部を抜き出して示した斜視図であり、（Ａ）はその全体斜視図、（Ｂ）はそのうちの送電側を拡大した部分斜視図である。電界共鳴型カップラ１００は、送電用カップラ１１０と受電用カップラ１２０とを有し、送電用カップラ１１０が第１の同軸ケーブル１１で交流電源（図示せず）に接続され、受電用カップラ１２０が第２の同軸ケーブル２１で負荷（図示せず）に接続されている。 FIG. 1 is a perspective view illustrating a part of the basic configuration of an electric field resonance coupler 100 according to the present embodiment. FIG. 1A is an overall perspective view, and FIG. FIG. The electric field resonance coupler 100 includes a power transmission coupler 110 and a power reception coupler 120. The power transmission coupler 110 is connected to an AC power source (not shown) by the first coaxial cable 11, and the power reception coupler 120 is Two coaxial cables 21 are connected to a load (not shown).
同軸ケーブル１１、２１は、それぞれケーブル中央に中心導体１１ａ、２１ａを貫通させ、中心導体１１ａ、２１ａをそれぞれ囲うようにケーブル周縁に外導体１１ｂ、２１ｂを敷設しており、それぞれ所定の固有インピーダンスを有している。 The coaxial cables 11 and 21 pass through the center conductors 11a and 21a in the center of the cable, respectively, and the outer conductors 11b and 21b are laid on the cable periphery so as to surround the center conductors 11a and 21a, respectively. Have.
送電用カップラ１１０は、２つの電極（第１の電極と第２の電極）１１１、１１２と２つの共振コイル（第１の共振コイルと第２の共振コイル）１１３、１１４を備えている。２つの電極１１１、１１２は、ここでは一例として矩形状の平板電極としているが、これに限定されるものではない。電極１１１の電極１１２に近接する側の長辺とこれに対向する電極１１２の長辺とを所定の間隔を設けて平行に配置することで、電極１１１、１１２はキャパシタを形成している。共振コイル１１３、１１４は、それぞれの一端が電極１１１、１１２の端部にそれぞれ接続されている。これにより、２つの電極１１１、１１２と２つの共振コイル１１３、１１４は共振回路（送電用ＬＣ共振回路）１３０（図１（Ｂ）の点線で囲まれた部分）を形成している。送電用ＬＣ共振回路１３０の共振周波数は、給電される交流電力の周波数と略一致するように設計されている。 The power transmission coupler 110 includes two electrodes (first electrode and second electrode) 111 and 112 and two resonance coils (first resonance coil and second resonance coil) 113 and 114. The two electrodes 111 and 112 are rectangular plate electrodes as an example here, but are not limited thereto. By arranging the long side of the electrode 111 on the side close to the electrode 112 and the long side of the electrode 112 facing the electrode 111 in parallel at a predetermined interval, the electrodes 111 and 112 form a capacitor. One end of each of the resonance coils 113 and 114 is connected to the end of the electrodes 111 and 112, respectively. Accordingly, the two electrodes 111 and 112 and the two resonance coils 113 and 114 form a resonance circuit (power transmission LC resonance circuit) 130 (portion surrounded by a dotted line in FIG. 1B). The resonance frequency of the power transmission LC resonance circuit 130 is designed to substantially match the frequency of the AC power supplied.
同様に受電用カップラ１２０も、２つの電極１２１、１２２（第３の電極と第４の電極）と２つの共振コイル（第３の共振コイルと第４の共振コイル）１２３、１２４を備えており、電極１２１と電極１２２の対向する２つの長辺を所定の間隔を設けて平行に配置することで、電極１２１、１２２はキャパシタを形成している。そして、共振コイル１２３、１２４のそれぞれの一端が電極１２１、１２２の端部にそれぞれ接続されて共振回路（受電用ＬＣ共振回路）１４０を形成している。受電用ＬＣ共振回路１３０の共振周波数は、受電する交流電力の周波数と略一致するように設計されている。すなわち、受電用ＬＣ共振回路１３０の共振周波数は、送電用ＬＣ共振回路１３０の共振周波数と略一致する。 Similarly, the power receiving coupler 120 also includes two electrodes 121 and 122 (third electrode and fourth electrode) and two resonance coils (third resonance coil and fourth resonance coil) 123 and 124. The electrodes 121 and 122 form a capacitor by arranging two opposing long sides of the electrode 121 and the electrode 122 in parallel at a predetermined interval. Then, one end of each of the resonance coils 123 and 124 is connected to the end of each of the electrodes 121 and 122 to form a resonance circuit (power-receiving LC resonance circuit) 140. The resonance frequency of the power receiving LC resonance circuit 130 is designed to substantially match the frequency of the AC power to be received. That is, the resonance frequency of the power receiving LC resonance circuit 130 substantially matches the resonance frequency of the power transmission LC resonance circuit 130.
同軸ケーブル１１と２１、及び送電用カップラ１１０と受電用カップラ１２０は、それぞれ同様の構成を有していることから、以下では主として同軸ケーブル１１及び送電用カップラ１１０について説明し、同軸ケーブル２１及び受電用カップラ１２０については必要に応じて括弧内に対応する符号を記載することとする。なお、電極１１１と電極１１２の間隔、及び電極１２１と電極１２２の間隔については、両者を必ずしも一致させる必要はない。また、電極１１１と電極１１２の寸法、及び電極１２１と電極１２２の寸法についても、それらを必ずしも一致させる必要はない。 Since the coaxial cables 11 and 21 and the power transmission coupler 110 and the power reception coupler 120 have the same configuration, the coaxial cable 11 and the power transmission coupler 110 will be mainly described below. About the coupler 120 for use, the code | symbol corresponding to a parenthesis shall be described as needed. Note that the distance between the electrode 111 and the electrode 112 and the distance between the electrode 121 and the electrode 122 are not necessarily matched. Further, the dimensions of the electrode 111 and the electrode 112 and the dimensions of the electrode 121 and the electrode 122 are not necessarily matched.
図１（Ａ）で示すように、電界共鳴型カップラ１００は、送電用ＬＣ共振回路１３０の２つの電極１１１、１１２と、受電用ＬＣ共振回路１４０の２つの電極１２１、１２２とを略平行に対向配置することによって、送電用ＬＣ共振回路１３０と受電用ＬＣ共振回路１４０との間で電界共鳴させることができる。すなわち、電極１１１と１２１及び電極１１２と１２２とをそれぞれ所定の間隔を設けて対向配置させ、送電用ＬＣ共振回路１３０に所定周波数の交流電力が供給されると、送電用ＬＣ共振回路１３０の電極１１１、１１２と受電用ＬＣ共振回路１４０の電極１２１、１２２との間で電界共鳴が行われて、送電用カップラ１１０から受電用カップラ１２０に電力が供給される。 As shown in FIG. 1A, the electric field resonance coupler 100 includes two electrodes 111 and 112 of the power transmission LC resonance circuit 130 and two electrodes 121 and 122 of the power reception LC resonance circuit 140 substantially parallel to each other. By arranging them to face each other, electric field resonance can be performed between the power transmission LC resonance circuit 130 and the power reception LC resonance circuit 140. That is, when the electrodes 111 and 121 and the electrodes 112 and 122 are arranged to face each other at a predetermined interval and AC power of a predetermined frequency is supplied to the power transmission LC resonance circuit 130, the electrodes of the power transmission LC resonance circuit 130 Electric field resonance is performed between 111 and 112 and the electrodes 121 and 122 of the power reception LC resonance circuit 140, and power is supplied from the power transmission coupler 110 to the power reception coupler 120.
図１（Ｂ）で示すように、電界共鳴型カップラ１００は、送電用カップラ１１０の共振コイル１１３と１１４との間、及び受電用カップラ１２０の共振コイル１２３と１２４との間のそれぞれに、リンクコイル（第１のリンクコイル）１１５及びリンクコイル（第２のリンクコイル）１２５を備える。同軸ケーブル１１及び２１は、共振コイル１１３、１１４及び共振コイル１２３、１２４に接続されるのではなく、それぞれリンクコイル１１５及びリンクコイル１２５に接続される。 As shown in FIG. 1B, the electric field resonance type coupler 100 is linked between the resonance coils 113 and 114 of the power transmission coupler 110 and between the resonance coils 123 and 124 of the power reception coupler 120, respectively. A coil (first link coil) 115 and a link coil (second link coil) 125 are provided. The coaxial cables 11 and 21 are not connected to the resonance coils 113 and 114 and the resonance coils 123 and 124, but are connected to the link coil 115 and the link coil 125, respectively.
このようにリンクコイル１１５を備えることにより、同軸ケーブル１１からリンクコイル１１５に交流電力が供給されたとき、リンクコイル１１５と共振コイル１１３、１１４との間を磁界結合させることができ、これにより間接的に送電用カップラ１１０に交流電力を供給することができる。また、送電用カップラ１１０から受電用カップラ１２０にワイヤレス送電された交流電力は、共振コイル１２３、１２４とリンクコイル１２５との間の磁界結合によりリンクコイル１２５に供給することができ、さらに同軸ケーブル２１を伝送させて負荷に供給することができる。 By providing the link coil 115 in this way, when AC power is supplied from the coaxial cable 11 to the link coil 115, the link coil 115 and the resonance coils 113 and 114 can be magnetically coupled, thereby indirectly. Thus, AC power can be supplied to the power transmission coupler 110. Further, AC power wirelessly transmitted from the power transmission coupler 110 to the power reception coupler 120 can be supplied to the link coil 125 by magnetic field coupling between the resonance coils 123 and 124 and the link coil 125, and the coaxial cable 21. Can be transmitted and supplied to the load.
従って、従来技術の電界共鳴型カップラ９００および本発明の一実施形態に係る電界共鳴型カップラ１００に共通する基本的な動作原理は次のような一連の流れとなる。同軸ケーブル１１からリンクコイル１１５に交流電力が供給されると、リンクコイル１１５と共振コイル１１３、１１４との間の磁界結合により、送電用ＬＣ共振回路１３０に交流電力が供給され、電極１１１、１１２（送電用ＬＣ共振回路ＬＣ１３０）と電極１２１、１２２（受電用ＬＣ共振回路１４０）の電界共鳴によって、受電用ＬＣ共振回路１４０にワイヤレス送電される。そして、共振コイル１２３、１２４とリンクコイル１２５との間の磁界結合により、リンクコイル１２５に供給された交流電力は、さらに同軸ケーブル２１を伝送させて負荷に供給される。 Therefore, the basic operation principle common to the electric field resonance coupler 900 of the prior art and the electric field resonance coupler 100 according to an embodiment of the present invention is a series of flows as follows. When AC power is supplied from the coaxial cable 11 to the link coil 115, AC power is supplied to the power transmission LC resonance circuit 130 by magnetic field coupling between the link coil 115 and the resonance coils 113 and 114, and the electrodes 111 and 112. Wireless power is transmitted to the power receiving LC resonance circuit 140 by electric field resonance between the power transmission LC resonance circuit LC130 and the electrodes 121 and 122 (power reception LC resonance circuit 140). Then, due to the magnetic field coupling between the resonance coils 123 and 124 and the link coil 125, the AC power supplied to the link coil 125 is further transmitted through the coaxial cable 21 and supplied to the load.
一方、磁界共鳴型カップラ（従来技術の磁界共鳴型カップラ９００及び本発明の一実施形態に係る磁界共鳴型カップラ２００）の場合には、送電用ＬＣ共振回路１３０の共振コイル１１３、１１４と受信用ＬＣ共振回路の共振コイル１２３、１２４を対向配置することによって、送電用ＬＣ共振回路１３０と受電用ＬＣ共振回路１４０との間で磁界共鳴させるようにする。すなわち、共振コイル１１３、１１４及び共振コイル１２３、１２４とをそれぞれ所定の間隔を設けて対向配置させ、送電用ＬＣ共振回路１３０に所定周波数の交流電力が供給されると、送電用ＬＣ共振回路１３０の共振コイル１１３、１１４と受電用ＬＣ共振回路１４０の共振コイル１２３、１２４との間で磁界共鳴が行われて、送電用カップラ１１０から受電用カップラ１２０に電力を供給することができる。リンクコイル１１５、１２５を用いて、磁界結合により、同軸ケーブル１１、２１と間接的に交流電力を送電、受電する構成及び動作原理は、上記した電界共鳴型カップラの場合と同様である。 On the other hand, in the case of the magnetic field resonance type coupler (the magnetic field resonance type coupler 900 of the prior art and the magnetic field resonance type coupler 200 according to an embodiment of the present invention), the resonance coils 113 and 114 of the power transmission LC resonance circuit 130 and the reception coil are used. By arranging the resonance coils 123 and 124 of the LC resonance circuit to face each other, magnetic resonance is performed between the power transmission LC resonance circuit 130 and the power reception LC resonance circuit 140. That is, when the resonance coils 113 and 114 and the resonance coils 123 and 124 are arranged to face each other at a predetermined interval and AC power having a predetermined frequency is supplied to the power transmission LC resonance circuit 130, the power transmission LC resonance circuit 130. Magnetic resonance is performed between the resonance coils 113 and 114 and the resonance coils 123 and 124 of the power reception LC resonance circuit 140, and power can be supplied from the power transmission coupler 110 to the power reception coupler 120. The configuration and operating principle of transmitting and receiving AC power indirectly with the coaxial cables 11 and 21 by magnetic field coupling using the link coils 115 and 125 are the same as in the case of the electric field resonance coupler described above.
このように、送電用、受電用ＬＣ共振回路１３０、１４０がリンクコイル１１５、１２５を含む系と磁界のみで結合し、電界的に切り離されていることによって、ワイヤレス電力伝送を実現しつつ、コモンモード電流の発生を抑制可能となる。同軸ケーブル１１、２１の外導体がＧＮＤ接続された時であっても、コモンモード電流が抑制され、漏れ電界を抑制可能となる。この抑制手段は、特許文献１の従来技術にて提案した上述の対応策１）と同様である。 As described above, the power transmission / reception LC resonance circuits 130 and 140 are coupled to the system including the link coils 115 and 125 only by a magnetic field and are electrically disconnected, thereby realizing wireless power transmission and common. Generation of mode current can be suppressed. Even when the outer conductors of the coaxial cables 11 and 21 are GND-connected, the common mode current is suppressed and the leakage electric field can be suppressed. This suppression means is the same as the above countermeasure 1) proposed in the prior art of Patent Document 1.
次に図２を参照し、従来技術の電磁界共鳴型カップラ（電界共鳴型カップラ８００、磁界共鳴型カップラ９００）に発生するコモンモード電流ついて、より詳しく説明する。図２（Ａ）は、従来技術の電界共鳴型カップラ８００のうち、送電用カップラ８１０について、送電用ＬＣ共振回路１３０及びリンクコイル１１５をケース５５０に収納し、同軸ケーブル１１に接続した状態を示す断面模式図である。受電用カップラ８２０は、送電用カップラ８１０と同様の構成を有していることから、以下では送電用カップラ８１０について説明し、同軸ケーブル２１及び受電用カップラ８２０については必要に応じて括弧内に対応する符号を記載する。 Next, the common mode current generated in the electromagnetic resonance coupler (field resonance coupler 800, magnetic resonance coupler 900) of the prior art will be described in more detail with reference to FIG. FIG. 2A shows a state in which the power transmission LC resonance circuit 130 and the link coil 115 are housed in the case 550 and connected to the coaxial cable 11 in the power transmission coupler 810 of the electric field resonance coupler 800 of the prior art. It is a cross-sectional schematic diagram. Since the power receiving coupler 820 has the same configuration as that of the power transmission coupler 810, the power transmission coupler 810 will be described below, and the coaxial cable 21 and the power receiving coupler 820 are indicated in parentheses as necessary. The code to do is described.
図２（Ａ）のように、電極１１１（１２１）、１１２（１２２）及び共振コイル１１３（１２３）、１１４（１２４）、リンクコイル１１５（１２５）は、外部への不要放射波をシールドする効果のあるケース５５０内に収納される。ケース５５０は、一部が開放されており、この開放部に電極１１１（１２１）、１１２（１２２）が配置され、開放部を通じて、送電用カップラ８１０の電極１１１、１１２と、受電用カップラ８２０の電極１２１、１２２が電界共鳴を行う。従って、送電用カップラ８１０と受電用カップラ８２０は、開放部及び電極が対向するように所定の間隔をおいて配置される。 As shown in FIG. 2A, the electrodes 111 (121) and 112 (122), the resonance coils 113 (123) and 114 (124), and the link coil 115 (125) have an effect of shielding unnecessary radiation waves to the outside. Is housed in a case 550 with The case 550 is partially opened, and the electrodes 111 (121) and 112 (122) are disposed in the open portion, and the electrodes 111 and 112 of the power transmission coupler 810 and the power receiving coupler 820 are disposed through the open portion. The electrodes 121 and 122 perform electric field resonance. Therefore, the power transmission coupler 810 and the power reception coupler 820 are arranged at a predetermined interval so that the open portion and the electrode face each other.
同軸ケーブル１１（２１）の中心導体１１ａ（２１ａ）は、ケース５５０とは電気的に絶縁しつつ、ケース５５０を貫通してリンクコイル１１５（１２５）の一方の端部と接続されている。ＧＮＤ接続された同軸ケーブルの外導体１１ｂ（２１ｂ）はケース５５０と導通しており、リンクコイル１１５（１２５）の他方の端部もケース５５０と導通している。従って、同軸ケーブルの外導体１１ｂ（２１ｂ）はリンクコイル１１５（１２５）と導通接続されている。 The central conductor 11a (21a) of the coaxial cable 11 (21) penetrates the case 550 and is connected to one end of the link coil 115 (125) while being electrically insulated from the case 550. The outer conductor 11b (21b) of the GND-connected coaxial cable is electrically connected to the case 550, and the other end of the link coil 115 (125) is also electrically connected to the case 550. Therefore, the outer conductor 11b (21b) of the coaxial cable is conductively connected to the link coil 115 (125).
このように同軸ケーブル１１（２１）の外導体１１ｂ（２１ｂ）とケース５５０を導通させることにより、ケースと電極間、ケースとコイル間で発生した浮遊容量によるコモンモード電流を、ケース５５０を通じて外導体１１ｂ（２１ｂ）に集中させることができる。図２（Ａ）で示されるように、ケース５５０と電極１１１（１２１）、１１２（１２２）間は浮遊容量結合が生じ、また共振コイル１１３（１２３）と１１４（１２４）が有する容量成分によって共振コイル１１３（１２３）、１１４（１２４）とケース５５０間に浮遊容量結合が生じており、これらがコモンモード電流の発生原因となっている。 Thus, by conducting the outer conductor 11b (21b) of the coaxial cable 11 (21) and the case 550, the common mode current due to the stray capacitance generated between the case and the electrode and between the case and the coil is supplied to the outer conductor through the case 550. 11b (21b). As shown in FIG. 2A, stray capacitive coupling occurs between the case 550 and the electrodes 111 (121) and 112 (122), and resonance occurs due to the capacitive component of the resonance coils 113 (123) and 114 (124). A stray capacitive coupling is generated between the coils 113 (123) and 114 (124) and the case 550, and these cause generation of a common mode current.
同様に、従来技術の磁界共鳴型カップラ９００について示したものが図２（Ｂ）である。図２（Ｂ）は磁界共鳴型カップラ９００のうち、送電用カップラ９１０について、送電用ＬＣ共振回路２３０及びリンクコイル１１５をケース５５０に収納し、同軸ケーブル１１に接続した状態を示す断面模式図である。なお、受電用カップラ９２０は、送電用カップラ９１０と同様の構成を有していることから、以下では主として送電用カップラ９１０について説明し、同軸ケーブル２１及び受電用カップラ９２０については必要に応じて括弧内に対応する符号を記載する。 Similarly, FIG. 2B shows a magnetic resonance coupler 900 of the prior art. FIG. 2B is a schematic cross-sectional view showing a state in which the power transmission LC resonance circuit 230 and the link coil 115 are housed in the case 550 and connected to the coaxial cable 11 of the magnetic field resonance coupler 900. is there. Since the power receiving coupler 920 has the same configuration as the power transmission coupler 910, the power transmission coupler 910 will be mainly described below, and the coaxial cable 21 and the power receiving coupler 920 are parenthesized as necessary. Corresponding reference numerals are described in.
図２（Ｂ）のように、電極１１１（１２１）、１１２（１２２）及び共振コイル１１３（１２３）、１１４（１２４）、リンクコイル１１５（１２５）は、外部への不要放射波をシールドする効果のあるケース５５０内に収納される。ケース５５０は、一部が開放されており、この開放部に共振コイル１１３（１２３）、１１４（１２４）が配置され、開放部を通じて、送電用カップラ９１０の共振コイル１１３、１１４と、受電用カップラ９２０の共振コイル１２３、１２４が磁界共鳴を行う。従って、送電用カップラ９１０と受電用カップラ９２０は、開放部及び共振コイルが対向するように所定の間隔をおいて配置される。 As shown in FIG. 2B, the electrodes 111 (121) and 112 (122), the resonance coils 113 (123) and 114 (124), and the link coil 115 (125) have an effect of shielding unnecessary radiation waves to the outside. Is housed in a case 550 with The case 550 is partially opened, and the resonance coils 113 (123) and 114 (124) are arranged in the open part, and the resonance coils 113 and 114 of the power transmission coupler 910 and the power receiving coupler are passed through the open part. The resonant coils 123 and 124 of 920 perform magnetic field resonance. Therefore, the power transmission coupler 910 and the power reception coupler 920 are arranged at a predetermined interval so that the open portion and the resonance coil face each other.
同軸ケーブル１１（２１）、リンクコイル１１５（１２５）、及びケース５５０は、上記した図２（Ａ）の電界共鳴型カップラの場合と同様に接続され、導通しており、これによって、ケースと電極間、ケースとコイル間で発生した浮遊容量によるコモンモード電流を、ケース５５０を通じて外導体１１ｂ（２１ｂ）に集中させることができる。 The coaxial cable 11 (21), the link coil 115 (125), and the case 550 are connected and conducted in the same manner as in the case of the electric field resonance coupler of FIG. In the meantime, the common mode current due to the stray capacitance generated between the case and the coil can be concentrated on the outer conductor 11b (21b) through the case 550.
次に図３を参照し、本発明の一実施形態に係る電磁界共鳴型カップラ（電界共鳴型カップラ１００、磁界共鳴型カップラ２００）について説明する。図３（Ａ）は、電界共鳴型カップラ１００のうち、送電用カップラ１１０について、送電用ＬＣ共振回路１３０及びリンクコイル１１５をケース（第１のシールドケース）５５０に収納し、同軸ケーブル１１に接続した状態を示す断面模式図である。なお、受電用カップラ１２０は、送電用カップラ１１０と同様の構成を有し、受電用ＬＣ共振回路１４０及びリンクコイル１２５がケース（第２のシールドケース）５５０に収納されることから、以下では主として送電用カップラ１１０について説明し、同軸ケーブル２１及び受電用カップラ１２０については必要に応じて括弧内に対応する符号を記載する。 Next, an electromagnetic resonance coupler (an electric field resonance coupler 100, a magnetic resonance coupler 200) according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 3A shows the power transmission coupler 110 of the electric field resonance coupler 100 in which the power transmission LC resonance circuit 130 and the link coil 115 are housed in a case (first shield case) 550 and connected to the coaxial cable 11. It is a cross-sectional schematic diagram which shows the state which carried out. The power receiving coupler 120 has a configuration similar to that of the power transmitting coupler 110, and the power receiving LC resonance circuit 140 and the link coil 125 are housed in the case (second shield case) 550. The power transmission coupler 110 will be described, and the coaxial cable 21 and the power receiving coupler 120 will be described with reference numerals in parentheses as necessary.
送電用カップラ１１０（１２０）は、図２（Ａ）で示した従来技術の送電用カップラ８１０（８２０）に対して、共振コイル１１３（１２３）、１１４（１２４）とケース５５０との間に付加容量Ｃ１（Ｃ２）が追加されている。上述したようにコモンモード共振の発生原因となる浮遊容量は、ケース５５０と電極１１１（１２１）、１１２（１２２）間、及び共振コイル１１３（１２３）、１１４（１２４）とケース５５０間に発生するが、これらに加えて付加容量Ｃ１（Ｃ２）を人為的に追加すると、コモンモード電流の経路が変更され、コモンモード共振の共振周波数を変化させることができる。付加容量Ｃ１（Ｃ２）の追加によるコモンモード共振周波数の変化のメカニズムについては後述する。 A power transmission coupler 110 (120) is added between the resonance coils 113 (123) and 114 (124) and the case 550 with respect to the power transmission coupler 810 (820) of the prior art shown in FIG. A capacity C1 (C2) is added. As described above, the stray capacitance that causes the common mode resonance is generated between the case 550 and the electrodes 111 (121) and 112 (122), and between the resonance coils 113 (123) and 114 (124) and the case 550. However, if the additional capacitor C1 (C2) is artificially added in addition to these, the path of the common mode current is changed, and the resonance frequency of the common mode resonance can be changed. The mechanism of the change of the common mode resonance frequency by adding the additional capacitor C1 (C2) will be described later.
同様に、本発明の一実施形態に係る磁界共鳴型カップラ２００ついて示したものが図３（Ｂ）である。図３（Ｂ）は、磁界共鳴型カップラ２００のうち、送電用カップラ２１０について、送電用ＬＣ共振回路２３０及びリンクコイル１１５をケース５５０に収納し、同軸ケーブル１１に接続した状態を示す断面模式図である。なお、受電用カップラ２２０は、送電用カップラ２１０と同様の構成を有し、受電用ＬＣ共振回路１４０及びリンクコイル１２５がケース（第２のシールドケース）５５０に収納されることから、以下では主として送電用カップラ２１０について説明し、同軸ケーブル２１及び受電用カップラ２２０については必要に応じて括弧内に対応する符号を記載する。 Similarly, FIG. 3B shows a magnetic resonance coupler 200 according to an embodiment of the present invention. 3B is a schematic cross-sectional view showing a state in which the power transmission LC resonance circuit 230 and the link coil 115 are housed in the case 550 and connected to the coaxial cable 11 in the magnetic field resonance coupler 200. It is. The power receiving coupler 220 has the same configuration as that of the power transmitting coupler 210, and the power receiving LC resonance circuit 140 and the link coil 125 are housed in the case (second shield case) 550. The power transmission coupler 210 will be described, and the coaxial cable 21 and the power receiving coupler 220 will be described with reference numerals in parentheses as necessary.
送電用カップラ２１０（２２０）は、図２（Ｂ）で示した従来技術の送電用カップラ９１０（９２０）に対して、共振コイル１１３（１２３）、１１４（１２４）とケース５５０との間に付加容量Ｃ１（Ｃ２）が追加されている。図３（Ａ）の電界共鳴型カップラの場合と同様に、付加容量Ｃ１（Ｃ２）によって、共振コイル１１３（１２３）、１１４（１２４）とケース５５０との間の電界的な容量結合を追加することにより、コモンモード電流の経路が変更され、コモンモード共振の共振周波数を変化させることができる。 The power transmission coupler 210 (220) is added between the resonance coils 113 (123) and 114 (124) and the case 550 with respect to the prior art power transmission coupler 910 (920) shown in FIG. A capacity C1 (C2) is added. As in the case of the electric field resonance coupler of FIG. 3A, an electric field capacitive coupling between the resonance coils 113 (123) and 114 (124) and the case 550 is added by the additional capacitor C1 (C2). As a result, the path of the common mode current is changed, and the resonance frequency of the common mode resonance can be changed.
なお、本実施形態の電磁界共鳴型カップラ（電界共鳴型カップラ８００及び磁界共鳴型カップラ９００）に設けられる付加容量Ｃ１（Ｃ２）は、コモンモード電流の経路を変更し、コモンモード共振の共振周波数を変化させることができれば、共振コイル１１３（１２３）、１１４（１２４）とケース５５０との間における配置場所は、特に限定されない。 Note that the additional capacitor C1 (C2) provided in the electromagnetic resonance coupler (the electric field resonance coupler 800 and the magnetic resonance coupler 900) of the present embodiment changes the path of the common mode current to change the resonance frequency of the common mode resonance. Can be changed, the arrangement location between the resonance coils 113 (123) and 114 (124) and the case 550 is not particularly limited.
ただし、以下の理由から付加容量Ｃ１（Ｃ２）は、ＧＮＤ電位近傍、少なくとも共振コイル１１３（１２３）、１１４（１２４）の中間領域に配置することが好ましい。一つには、共振コイル１１３（１２３）、１１４（１２４）の端部のうち、電極１１１（１２１）、１１２（１２２）と接続される端部は、ノーマル共振状態において昇圧される（例えば１ｋＷ送電においては数ｋＶの電圧になる）ため、このような高圧部に付加容量Ｃ１（Ｃ２）配設すると、大電流が付加容量Ｃ１（Ｃ２）に流れ、電極１１１（１２１）、１１２（１２２）に本来の電流が流れ難くなり、電力伝送効率の低下を招きうることがある。また、付加容量Ｃ１（Ｃ２）はコンデンサ等で実現されることを考慮すると、コンデンサの耐圧性能の点からも電位の低い場所に配置することが好ましい。 However, the additional capacitor C1 (C2) is preferably disposed in the vicinity of the GND potential, at least in the middle region of the resonance coils 113 (123) and 114 (124) for the following reason. For example, among the ends of the resonance coils 113 (123) and 114 (124), the ends connected to the electrodes 111 (121) and 112 (122) are boosted in the normal resonance state (for example, 1 kW). Therefore, when the additional capacitor C1 (C2) is disposed in such a high voltage section, a large current flows through the additional capacitor C1 (C2), and the electrodes 111 (121) and 112 (122). In some cases, it is difficult for the current to flow and the power transmission efficiency may be reduced. Considering that the additional capacitor C1 (C2) is realized by a capacitor or the like, it is preferable to arrange the additional capacitor C1 (C2) in a place having a low potential from the viewpoint of the withstand voltage performance of the capacitor.
このため、図３に示す本実施形態においては、このような配置場所として、共振コイル１１３（１２３）の電極１１１（１２１）と接続されてない端部とケース５５０との間、共振コイル１１４（１２４）の電極１１２（１２２）と接続されていない端部とケース５５０との間に配置されている。この配置場所は、理想動作におけるＧＮＤ電位点Ｘに近いため、電位が低い。 For this reason, in this embodiment shown in FIG. 3, as such an arrangement place, the resonance coil 114 (the resonance coil 114 (123) between the end portion not connected to the electrode 111 (121) and the case 550 is provided. 124) is disposed between the case 550 and the end portion not connected to the electrode 112 (122). Since this arrangement location is close to the GND potential point X in the ideal operation, the potential is low.
また、付加容量Ｃ１（Ｃ２）は複数箇所にわけて配置してもよく、図３に示す本実施形態においては２箇所に配置されている。複数箇所に配置する場合、図示するように、理想動作におけるＧＮＤ電位点Ｘに対して位置対称かつ容量対称となるように配置されることが好ましい。これはＧＮＤ電位点Ｘの電位変動を抑えるための処置である。 Further, the additional capacitor C1 (C2) may be arranged at a plurality of locations, and is arranged at two locations in the present embodiment shown in FIG. When arranged at a plurality of locations, as shown in the drawing, it is preferable to arrange them so as to be position-symmetric and capacitively symmetric with respect to the GND potential point X in the ideal operation. This is a measure for suppressing potential fluctuations at the GND potential point X.
次に図５を参照し、電磁界共鳴型カップラに付加容量Ｃ１、Ｃ２を追加した効果（コモンモード共振周波数のシフト効果）を説明する。図５は、図２（Ａ）のように構成された従来技術の電界共鳴型カップラ８００（容量拡大なし）、図３（Ａ）のように構成された本実施形態の電界共鳴型カップラ１００（容量拡大例１、２）をそれぞれ周波数１３．５６ＭＨｚのスイッチング電源と同軸ケーブル１１、１２で接続し、それらの伝送効率の周波数特性を測定した結果である。縦軸は、送受電カップラ間の伝送効率η２１を、スイッチング電源の周波数１３．５６ＭＨｚにおける測定値を基準（０ｄＢ）として相対値で示したものであり、横軸は周波数である。ここでη２１は送受電カップラ間のＳパラメータのうち伝送特性を示すＳ２１の絶対値の二乗で定義される。尚、Ｓパラメータの基準インピーダンスは５０Ωとしている。 Next, referring to FIG. 5, the effect of adding the additional capacitors C1 and C2 to the electromagnetic resonance coupler (shift effect of the common mode resonance frequency) will be described. FIG. 5 shows a conventional electric field resonance coupler 800 configured as shown in FIG. 2A (without capacity expansion), and an electric field resonance coupler 100 according to the present embodiment configured as shown in FIG. This is a result of connecting capacity expansion examples 1 and 2 to a switching power supply having a frequency of 13.56 MHz with coaxial cables 11 and 12 and measuring frequency characteristics of their transmission efficiency. The vertical axis represents the transmission efficiency η21 between the power transmission and reception couplers as a relative value with the measurement value at the frequency of 13.56 MHz of the switching power supply as a reference (0 dB), and the horizontal axis represents the frequency. Here, η21 is defined as the square of the absolute value of S21 indicating transmission characteristics among the S parameters between the power transmission and reception couplers. The reference impedance of the S parameter is 50Ω.
その他主要パラメーターは以下の通りである。但し電極１１１、１１２、１２１、１２２は電極間容量を確保するため、図４に示すようにそれぞれ２層構造としている。電極１１１（１１２）は、上層１１１ａ（１１２ａ）とこれに対向する下層１１１ｂ（１１２ｂ）と、上下層間の導通を確保する金属支柱１１１ｃ（１１２ｃ）とを具備し、電極１２１、１２２も同様の構造を有する。
・送受電カップラ間距離 ７０ｍｍ
・電極１１１、１１２、１２１、１２２
形状：２層平板、
上層：電極間距離＝１５ｍｍ、長手方向の長さ＝４５５ｍｍ、幅＝２２０ｍｍ、電極厚さ２ｍｍ
下層：電極間距離＝１４５ｍｍ、長手方向の長さ＝４５５ｍｍ、幅１５５ｍｍ、電極厚さ２ｍｍ
上層と下層の距離：５５ｍｍ（上層下端から下層上端までの距離）
・共振コイル１１３、１１４、１２３、１２４
巻き数Ｎ１＝７、コイル長Ｈ１＝３４ｍｍ、コイル径Ｄ１＝３２ｍｍ、コイル間距離Ｌ＝１３．５ｍｍ
・リンクコイル１１５、１２５
巻き数Ｎ２＝３、コイル長Ｈ２＝７．５ｍｍ、コイル径Ｄ２＝３２ｍｍ
・シールドケース５５０
外形寸法＝４８０ｍｍ×４８０ｍｍ×８０ｍｍ
・付加容量Ｃ１、Ｃ２
容量拡大例１：３．５５ｐＦ
容量拡大例２：７．１ｐＦ
Other main parameters are as follows. However, the electrodes 111, 112, 121, and 122 each have a two-layer structure as shown in FIG. The electrode 111 (112) includes an upper layer 111a (112a), a lower layer 111b (112b) opposite to the upper layer 111a (112a), and a metal support 111c (112c) that secures conduction between upper and lower layers, and the electrodes 121 and 122 have the same structure. Have
・ 70mm distance between power transmission and reception couplers
・ Electrodes 111, 112, 121, 122
Shape: Two-layer flat plate,
Upper layer: distance between electrodes = 15 mm, length in longitudinal direction = 455 mm, width = 220 mm, electrode thickness 2 mm
Lower layer: distance between electrodes = 145 mm, length in longitudinal direction = 455 mm, width 155 mm, electrode thickness 2 mm
Distance between upper layer and lower layer: 55 mm (distance from lower end of upper layer to upper end of lower layer)
Resonant coils 113, 114, 123, 124
Number of turns N1 = 7, coil length H1 = 34 mm, coil diameter D1 = 32 mm, distance between coils L = 13.5 mm
・ Link coils 115, 125
Winding number N2 = 3, coil length H2 = 7.5 mm, coil diameter D2 = 32 mm
・ Shield case 550
External dimensions = 480 mm x 480 mm x 80 mm
・ Additional capacity C1, C2
Capacity expansion example 1: 3.55 pF
Capacity expansion example 2: 7.1 pF
図５に示すように、従来技術の電界共鳴型カップラ８００（容量拡大なし）の場合、スイッチング電源の周波数である１３．５６ＭＨｚ付近にノーマル共振点があり、それより高周波である７２．２８ＭＨｚ付近に不要共振であるコモンモード共振点が発生している。これに対して、図３（Ａ）に示すように、ＧＮＤ電位点Ｘに対して位置対称となるように２箇所に付加容量Ｃ１、Ｃ２＝３．５５ｐＦを配設した本実施形態の電界共鳴型カップラ８００（容量拡大例１）では、ノーマル共振点は１３．５６ＭＨｚ付近のままで、コモンモード共振点のみが５１．４ＭＨｚに変化している。さらに、この付加容量Ｃ１、Ｃ２をそれぞれ７．１ｐＦと増大させると、ノーマル共振点は一定のまま、コモンモード共振点のみが４５．４６ＭＨｚに減少していることがわかる。 As shown in FIG. 5, in the case of the electric field resonance coupler 800 of the prior art (without capacity expansion), there is a normal resonance point in the vicinity of 13.56 MHz which is the frequency of the switching power supply, and in the vicinity of 72.28 MHz which is higher than that. A common mode resonance point, which is an unnecessary resonance, has occurred. On the other hand, as shown in FIG. 3A, the electric field resonance of the present embodiment in which the additional capacitors C1 and C2 = 3.55 pF are arranged at two locations so as to be symmetrical with respect to the GND potential point X. In the type coupler 800 (capacity expansion example 1), the normal resonance point remains around 13.56 MHz, and only the common mode resonance point changes to 51.4 MHz. Further, when the additional capacitors C1 and C2 are increased to 7.1 pF, it can be seen that only the common mode resonance point is decreased to 45.46 MHz while the normal resonance point remains constant.
このように付加容量Ｃ１、Ｃ２を増大すると、ノーマル共振周波数は一定のまま、コモンモード共振周波数のみが減少する理由について、以下説明する。 The reason why only the common mode resonance frequency decreases while the normal resonance frequency remains constant when the additional capacitors C1 and C2 are increased will be described below.
図６は図３(Ａ)の構成で示す電界共鳴型カップラ１００におけるノーマル共振点での主たる電流及び主たる電界のパス（電流Ｉの経路及び電界Ｅの方向）を示している。ノーマル共振点では基本的にはケース５５０及び同軸ケーブル外導体１１ｂ（２１ｂ）には電流はほとんど流れない。ＧＮＤ電位点Ｘ近傍に付加された付加容量Ｃ１（Ｃ２）のインピーダンスＺは、周波数ωの関数としてωＣ１（ωＣ２）で表されるため、周波数が電源の高調波に比べて低いノーマル共振点においては、Ｃ１（Ｃ２）の容量の影響が無視できる。従って付加容量Ｃ１及びＣ２によるノーマル共振点の変動を起こさず共振による電力伝送を行うことができる。 FIG. 6 shows the main current and the main electric field path (the path of the current I and the direction of the electric field E) at the normal resonance point in the electric field resonance type coupler 100 shown in the configuration of FIG. At the normal resonance point, basically no current flows through the case 550 and the coaxial cable outer conductor 11b (21b). The impedance Z of the additional capacitor C1 (C2) added in the vicinity of the GND potential point X is represented by ωC1 (ωC2) as a function of the frequency ω. Therefore, at the normal resonance point where the frequency is lower than the harmonics of the power source. , C1 (C2) capacity can be ignored. Therefore, it is possible to perform power transmission by resonance without causing fluctuations in the normal resonance point due to the additional capacitors C1 and C2.
図７は図３(Ａ)の構成で示す電界共鳴型カップラ１００におけるコモンモード共振点での主たる電流及び主たる電界のパスを、図８は図２（Ａ）の構成で示す従来技術の電界共鳴型カップラ８００におけるにコモンモード共振点での主たる電流及び主たる電界のパスを示している。コモンモード共振点ではケース５５０及び同軸ケーブル外導体１１ｂ（２１ｂ）に電流が流れる。 7 shows the main current and main electric field path at the common mode resonance point in the electric field resonance coupler 100 shown in FIG. 3A, and FIG. 8 shows the conventional electric field resonance shown in FIG. 2A. The main current and the main electric field path at the common mode resonance point in the mold coupler 800 are shown. At the common mode resonance point, a current flows through the case 550 and the coaxial cable outer conductor 11b (21b).
コモンモード共振の本質は同軸ケーブル１１、２１が１／４波長モノポールアンテナとして共振することにある。図９は給電線（単純な給電同軸ケーブル）がモノポールアンテナとして機能した場合の共振周波数と給電線長との関係を示したグラフである。共振周波数が高くなるにつれて給電線長が短くなることが分かる。すなわち電源の基本周波数、具体的には図５で示す測定で用いられたスイッチング電源の周波数１３．５６ＭＨｚでは給電線が５．５ｍ程度なければモノポールアンテナとしての共振は発生しないが、より高い周波数、具体的には６７．８ＭＨｚでは１．２ｍ弱の給電線長で共振してしまう。従って、一般的に使用される１ｍ程度の短い同軸ケーブル１１、２１を用いると高周波数帯でモノポール共振、言い換えるとコモンモード共振が発生し易くなる。 The essence of common mode resonance is that the coaxial cables 11 and 21 resonate as a quarter-wave monopole antenna. FIG. 9 is a graph showing the relationship between the resonance frequency and the feed line length when the feed line (simple feed coaxial cable) functions as a monopole antenna. It can be seen that the length of the feeder line becomes shorter as the resonance frequency becomes higher. That is, at the basic frequency of the power source, specifically, the frequency of the switching power source used in the measurement shown in FIG. 5 is 13.56 MHz, resonance as a monopole antenna does not occur unless the feed line is about 5.5 m, but a higher frequency. Specifically, at 67.8 MHz, resonance occurs with a feed line length of less than 1.2 m. Therefore, when the coaxial cables 11 and 21 which are generally used of about 1 m are used, monopole resonance, that is, common mode resonance is likely to occur in a high frequency band.
図１０は電子情報通信学会編「アンテナ工学ハンドブック 第１版第７刷」のＰ４０６に記載のアマチュア無線用頂部装荷アンテナ（以下頂部装荷アンテナと記す）７００の図である。頂部装荷アンテナ７００は、ケーブル７０１に装荷したコイル７０２、及びアンテナ頂部に装荷した容量冠７０３により、アンテナ７００の波長短縮を実現している。この場合、図９で示した単純なモノポールアンテナに比べて同じアンテナ長でより低い共振点で共振することが知られている。すなわち、装荷コイル７０２、容量冠７０３を配設することによって、コモンモード共振周波数を下げることができる。容量冠７０３の寸法、もしくは装荷コイル７０２のインダクタンスを調整することで共振周波数の調整が可能である。 FIG. 10 is a diagram of an amateur radio top-loaded antenna 700 (hereinafter referred to as a top-loaded antenna) 700 described in P406 of “Antenna Engineering Handbook 1st Edition 7th Edition” edited by the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers. The top loaded antenna 700 realizes the wavelength reduction of the antenna 700 by the coil 702 loaded on the cable 701 and the capacity crown 703 loaded on the top of the antenna. In this case, it is known that the antenna resonates at a lower resonance point with the same antenna length as compared with the simple monopole antenna shown in FIG. That is, the common mode resonance frequency can be lowered by disposing the loading coil 702 and the capacity crown 703. The resonance frequency can be adjusted by adjusting the dimension of the capacity crown 703 or the inductance of the loading coil 702.
このような頂部装荷アンテナ７００を、図７に示す本発明に係る電界共鳴型カップラ１００及び図８に示す従来型の電界共鳴型カップラ８００と対比させると、コモンモード電流のパスにおいて、ケーブル７０１が同軸ケーブル１１（２１）及びケース５５０に、装荷コイル７０１が共振コイル１１３（１２３）、１１４（１２４）に、容量冠７０２が電極１１１（１２１）、１１２（１２２）にそれぞれ対応する。付加容量Ｃ１（Ｃ２）は、装荷コイル７０１のインダクタンスを調整することと同義であり、従って付加容量Ｃ１（Ｃ２）の増加によりコモンモード共振周波数を低下することができる。図７と図８におけるコモンモード電流のパスを比較すると、図７の場合は図８の場合に対し付加容量Ｃ１（Ｃ２）分の経路が増えており、これによりコモンモード共振周波数のシフトが発生することになる。なお、図７、８では電極、コイル、付加容量が対称的に配置されるため、電気的な動作としては図１０の頂部装荷アンテナ７００が２本近接する形態となる。 When such a top-loaded antenna 700 is compared with the electric field resonance coupler 100 according to the present invention shown in FIG. 7 and the conventional electric field resonance coupler 800 shown in FIG. 8, the cable 701 is connected in the common mode current path. In the coaxial cable 11 (21) and the case 550, the loading coil 701 corresponds to the resonance coils 113 (123) and 114 (124), and the capacitance crown 702 corresponds to the electrodes 111 (121) and 112 (122), respectively. The additional capacitor C1 (C2) is synonymous with adjusting the inductance of the loading coil 701. Therefore, the common mode resonance frequency can be lowered by increasing the additional capacitor C1 (C2). Comparing the common mode current paths in FIG. 7 and FIG. 8, in the case of FIG. 7, the path for the additional capacitor C1 (C2) is increased compared to the case of FIG. 8, and this causes a shift in the common mode resonance frequency. Will do. 7 and 8, since the electrodes, coils, and additional capacitors are arranged symmetrically, the electric operation is such that two top-loading antennas 700 in FIG. 10 are close to each other.
次に図１１を用いて、本実施形態の電界共鳴型カップラについて、漏れ電界強度の抑制効果を示す。図１１は、図２（Ａ）のように構成された従来技術の電界共鳴型カップラ８００、図３（Ａ）のように構成された本実施形態の電界共鳴型カップラ１００をそれぞれ周波数１３．５６ＭＨｚのスイッチング電源と同軸ケーブル１１、１２で接続し、それらの電界強度の周波数特性を測定した結果である。縦軸は、スイッチング電源の周波数１３．５６ＭＨｚにおける測定値を基準（０ｄＢ）として電界強度を相対値で示したものであり、横軸は周波数である。 Next, with reference to FIG. 11, the effect of suppressing the leakage electric field strength is shown for the electric field resonance type coupler of the present embodiment. FIG. 11 shows a conventional electric field resonance coupler 800 configured as shown in FIG. 2A and an electric field resonance coupler 100 according to the present embodiment configured as shown in FIG. This is a result of measuring the frequency characteristics of the electric field strengths of these switching power supplies connected with the coaxial cables 11 and 12. The vertical axis represents the electric field strength as a relative value with the measured value at the frequency of 13.56 MHz of the switching power supply as a reference (0 dB), and the horizontal axis represents the frequency.
その他主要パラメーターは以下の通りである。但し電極１１１、１１２、１２１、１２２は電極間容量を確保するため図４に電極１１１、１１２を例として示すようにそれぞれ２層構造としている。電極１１１（１１２）は、上層１１１ａ（１１２ａ）とこれに対向する下層１１１ｂ（１１２ｂ）と、上下層間の導通を確保する金属支柱１１１ｃ（１１２ｃ）とを具備し、電極１２１、１２２も同様の構造を有する。
・送受電カップラ間距離 ７０ｍｍ
・電極１１１、１１２、１２１、１２２
形状：２層平板、
上層：電極間距離＝１５ｍｍ、長手方向の長さ＝４５５ｍｍ、幅＝２２０ｍｍ、電極厚さ２ｍｍ
下層：電極間距離＝１４５ｍｍ、長手方向の長さ＝４５５ｍｍ、幅１５５ｍｍ、電極厚さ２ｍｍ
上層と下層の距離：５５ｍｍ（上層下端から下層上端までの距離）
・共振コイル１１３、１１４、１２３、１２４
巻き数Ｎ１＝７、コイル長Ｈ１＝３４ｍｍ、コイル径Ｄ１＝３２ｍｍ、コイル間距離Ｌ＝１３．５ｍｍ
・リンクコイル１１５、１２５
巻き数Ｎ２＝３、コイル長Ｈ２＝７．５ｍｍ、コイル径Ｄ２＝３２ｍｍ
・シールドケース５５０
外形寸法＝４８０ｍｍ×４８０ｍｍ×８０ｍｍ
・付加容量Ｃ１、Ｃ２ １．２ｐＦ
Other main parameters are as follows. However, the electrodes 111, 112, 121, and 122 each have a two-layer structure as shown in FIG. The electrode 111 (112) includes an upper layer 111a (112a), a lower layer 111b (112b) opposite to the upper layer 111a (112a), and a metal support 111c (112c) that secures conduction between upper and lower layers, and the electrodes 121 and 122 have the same structure. Have
・ 70mm distance between power transmission and reception couplers
・ Electrodes 111, 112, 121, 122
Shape: Two-layer flat plate,
Upper layer: distance between electrodes = 15 mm, length in longitudinal direction = 455 mm, width = 220 mm, electrode thickness 2 mm
Lower layer: distance between electrodes = 145 mm, length in longitudinal direction = 455 mm, width 155 mm, electrode thickness 2 mm
Distance between upper layer and lower layer: 55 mm (distance from lower end of upper layer to upper end of lower layer)
Resonant coils 113, 114, 123, 124
Number of turns N1 = 7, coil length H1 = 34 mm, coil diameter D1 = 32 mm, distance between coils L = 13.5 mm
・ Link coils 115, 125
Winding number N2 = 3, coil length H2 = 7.5 mm, coil diameter D2 = 32 mm
・ Shield case 550
External dimensions = 480 mm x 480 mm x 80 mm
・ Additional capacitance C1, C2 1.2pF
図１１（Ａ）は従来技術の電界共鳴型カップラ８００の測定データであり、スイッチング電源の周波数である１３．５６ＭＨｚ付近のノーマル共振点において、電界強度が最大（０ｄＢ）となっている。スイッチング電源は通常、動作周波数（基本波）の他に、その定数倍の高調波がノイズとして発生し、特に奇数倍の高調波は大きいことが知られている。図１１（Ａ）においては、３次高調波が発生する４０．６８ＭＨｚ付近、５次高調波が発生する６７．８ＭＨｚ付近、７次高調波が発生する９４．９２ＭＨｚ付近に、それぞれ電界強度のピークが発生している（丸印と数字で図示）。それぞれのピークにおける電界強度の測定値は表１の通りである。 FIG. 11A shows measurement data of the electric field resonance coupler 800 of the prior art, and the electric field strength is maximum (0 dB) at a normal resonance point near 13.56 MHz which is the frequency of the switching power supply. It is known that a switching power supply usually generates a harmonic of a constant multiple in addition to an operating frequency (fundamental wave) as noise, and particularly an odd multiple of a harmonic is large. In FIG. 11A, the electric field intensity peaks near 40.68 MHz where the third harmonic is generated, near 67.8 MHz where the fifth harmonic is generated, and 94.92 MHz where the seventh harmonic is generated. Has occurred (illustrated with circles and numbers). Table 1 shows the measured electric field strength at each peak.
表１および図１１（Ａ）に示すように、５次高調波の帯域である６７．８ＭＨｚ付近における電界強度が特に大きい。これは、コモンモード共振がこの帯域に発生していることに起因する。コモンモード共振と、スイッチング電源の５次高調波の発生周波数がほぼ一致していることから、６７．８ＭＨｚ付近で大きな漏れ電界が生じてしまっている。 As shown in Table 1 and FIG. 11A, the electric field strength in the vicinity of 67.8 MHz, which is the band of the fifth harmonic, is particularly large. This is due to the occurrence of common mode resonance in this band. Since the common mode resonance and the generation frequency of the fifth harmonic of the switching power supply substantially coincide with each other, a large leakage electric field is generated in the vicinity of 67.8 MHz.
図１１（Ｂ）は本実施形態の電界共鳴型カップラ８００の測定データであり、付加容量Ｃ１、Ｃ２によってコモンモード共振の周波数を６７．８ＭＨｚ付近から６２．５ＭＨｚ付近に減少させることによって、６７．８ＭＨｚ付近の電界強度を抑制した実施例である。丸印と数字で図示したピークにおいて、それぞれの電界強度の測定値は表２の通りである。 FIG. 11B shows measurement data of the electric field resonance type coupler 800 of the present embodiment. By reducing the frequency of the common mode resonance from about 67.8 MHz to about 62.5 MHz by the additional capacitors C1 and C2, 67. This is an example in which the electric field strength in the vicinity of 8 MHz is suppressed. Table 2 shows the measured values of the electric field strength at the peaks indicated by circles and numbers.
５次高調波の周波数帯である６７．８ＭＨｚ付近において、表２で示す本実施形態の電界強度相対値は−２３ｄＢと、表１で示した従来技術の−８ｄＢに比べて１５ｄＢ抑制できていることがわかる。付加容量Ｃ１、Ｃ２によって、コモンモード共振の共振周波数を、ノーマル共振の高調波と一致しない周波数にずらすことができ、その結果、漏れ電界のピーク値を減少する結果が得られた。 In the vicinity of 67.8 MHz, which is the frequency band of the fifth harmonic, the electric field strength relative value of the present embodiment shown in Table 2 is -23 dB, which is 15 dB lower than the conventional technique shown in Table 1 of -8 dB. I understand that. By the additional capacitors C1 and C2, the resonance frequency of the common mode resonance can be shifted to a frequency that does not coincide with the harmonics of the normal resonance, and as a result, the peak value of the leakage electric field is reduced.
さらに、上述した特許文献１の対応策３）と同様に、同軸ケーブルの外導体の周囲にフェライトコアを装荷することによって、本発明によりピーク値が減少された漏れ電界を、フェライトコアによってさらに低減することも可能である。本発明によって、漏れ電界のピーク値は減少しているため、従来技術のようにフェライトコアで低減すべき電流値が大き過ぎて、フェライトコア周辺の温度が高温になり過ぎることもない。 Further, similarly to the countermeasure 3) of Patent Document 1 described above, by loading the ferrite core around the outer conductor of the coaxial cable, the leakage electric field whose peak value is reduced by the present invention is further reduced by the ferrite core. It is also possible to do. According to the present invention, since the peak value of the leakage electric field is reduced, the current value to be reduced in the ferrite core is not too high as in the prior art, and the temperature around the ferrite core does not become too high.
付加容量Ｃ１、Ｃ２の具体的部材としては、電極またはコンデンサ等、容量を生じるものであれば特に限定されない。付加容量Ｃ１、Ｃ２のいずれか一方または両方に、可変コンデンサを含めた構成とすると、可変コンデンサを含む付加容量Ｃ１、Ｃ２の容量値を可変とすることができる利点がある。付加容量Ｃ１、Ｃ２の容量値を調整することによって、同軸ケーブル１１、１２の長さや種類等によって固有インピーダンスが変化したり、構成部材（共振コイル等）のケース５５０への取付寸法のばらつきによって浮遊容量が変化したり、交流電源から給電される周波数が多少変化した場合にでも、コモンモード共振周波数を適宜調整可能となり、安定的に漏れ電界を抑制可能となる。 The specific members of the additional capacitors C1 and C2 are not particularly limited as long as they generate capacitance, such as electrodes or capacitors. If one or both of the additional capacitors C1 and C2 includes a variable capacitor, there is an advantage that the capacitance values of the additional capacitors C1 and C2 including the variable capacitor can be made variable. By adjusting the capacitance values of the additional capacities C1 and C2, the specific impedance changes depending on the length and type of the coaxial cables 11 and 12, or floats due to variations in the mounting dimensions of the constituent members (resonant coils, etc.) to the case 550. Even when the capacitance changes or the frequency of power supplied from the AC power source changes somewhat, the common mode resonance frequency can be adjusted as appropriate, and the leakage electric field can be stably suppressed.
なお、図１１（Ａ）及び図５（容量拡大なし）で示された従来技術の電界共鳴型カップラ８００は、上述の通り主要パラメーターが同一であるところ、コモンモード共振点が図１１（Ａ）においては６７．８ＭＨｚ付近、図５においては７２．２８ＭＨｚ付近と異なっている。これは主に同軸ケーブル１１、２１の長さとその配置方法（弛ませ方や這わせ方）に僅かな違いがあることに起因する。 11A and FIG. 5 (without capacity expansion), the electric field resonance coupler 800 of the prior art has the same main parameters as described above, but the common mode resonance point is the same as in FIG. In FIG. 5, it is different from around 67.8 MHz, and in FIG. 5, it is different from around 72.28 MHz. This is mainly due to the slight difference between the lengths of the coaxial cables 11 and 21 and the arrangement method (how to loosen or twist).
以上のように、本発明に係る電磁界共鳴型カップラによれば、不要共振であるコモンモード共振の共振周波数を付加容量Ｃ１、Ｃ２によって変化させることができる。これによって、他の電子機器の誤動作を回避可能な周波数帯や、法的規制が緩やかなＩＳＭ（Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ｓｃｉｅｎｃｅ Ｍｅｄｉｃａｌ）周波数帯にコモンモード共振周波数をずらすことができる。また、コモンモード周波数が、交流電源の高調波と略一致し大きな漏れ電界を発生している場合には、当該高調波と一致しない周波数帯にコモンモード共振周波数をずらすことによって、漏れ電界を抑制可能となる。また、付加容量Ｃ１、Ｃ２として可変コンデンサを用いると、同軸ケーブルのインピーダンスや交流電源の動作周波数が変化したり、ケースと電極、共振コイルの間に自然発生する浮遊容量がケースの形状変化等によって変化した場合であっても、付加容量Ｃ１、Ｃ２の容量値を調整することによって、コモンモード共振周波数を適宜調整可能となり、安定的に漏れ電界を抑制可能となる。さらに、本発明によりピーク値が減少された漏れ電界を、フェライトコアによって一層低減することも可能である。 As described above, according to the electromagnetic resonance coupler according to the present invention, the resonance frequency of common mode resonance, which is unnecessary resonance, can be changed by the additional capacitors C1 and C2. This makes it possible to shift the common mode resonance frequency to a frequency band in which malfunction of other electronic devices can be avoided or an ISM (Industry Science Medical) frequency band where legal regulations are mild. In addition, when the common mode frequency substantially matches the harmonics of the AC power supply and generates a large leakage electric field, the leakage electric field is suppressed by shifting the common mode resonance frequency to a frequency band that does not match the harmonics. It becomes possible. In addition, when a variable capacitor is used as the additional capacitors C1 and C2, the impedance of the coaxial cable and the operating frequency of the AC power supply change, or the stray capacitance that naturally occurs between the case and the electrode and the resonance coil may change due to a change in the shape of the case. Even if it changes, by adjusting the capacitance values of the additional capacitors C1 and C2, the common mode resonance frequency can be adjusted as appropriate, and the leakage electric field can be stably suppressed. Further, the leakage electric field whose peak value is reduced by the present invention can be further reduced by the ferrite core.
以上、本発明に係る電磁界共鳴型カップラの一例を示したが、本実施の形態における記述は、これに限定されるものではない。本実施の形態における電磁界共鳴型カップラの細部構成及び詳細な動作等に関しては、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。例えば、リンクコイル１１５（１２５）には、これと直接または並列に接続するインピーダンス調整用のキャパシタを含んでいても良い。また例えば、同軸ケーブル１１、２１に流れるコモンモード電流値を測定し、その測定値から付加容量Ｃ１、Ｃ２を構成する可変コンデンサの容量値を調整するような機構を含んでいても良い。この他、送電用カップラおよび受電用カップラの双方が付加容量を具備する構成を示したが、送電用カップラおよび受電用カップラのいずれか一方のみが付加容量を有する構成としてもよい。
Although an example of the electromagnetic resonance coupler according to the present invention has been described above, the description in the present embodiment is not limited to this. The detailed configuration and detailed operation of the electromagnetic resonance coupler in the present embodiment can be appropriately changed without departing from the spirit of the present invention. For example, the link coil 115 (125) may include an impedance adjustment capacitor connected directly or in parallel with the link coil 115 (125). Further, for example, a mechanism may be included in which the value of the common mode current flowing in the coaxial cables 11 and 21 is measured and the capacitance value of the variable capacitor constituting the additional capacitors C1 and C2 is adjusted from the measured value. In addition, although the configuration in which both the power transmission coupler and the power reception coupler have the additional capacity is shown, only one of the power transmission coupler and the power reception coupler may have the additional capacity.
１１、２１ 同軸ケーブル
１３ フェライトコア
１００ 電界共鳴型カップラ（電磁界共鳴型カップラ）
２００ 磁界共鳴型カップラ（電磁界共鳴型カップラ）
１１０、２１０ 送電用カップラ
１２０、２２０ 受電用カップラ
１３０、２３０ 送電用ＬＣ共振回路
１４０、２４０ 受電用ＬＣ共振回路
１１１、１１２、１２１、１２２ 電極
１１３、１１４、１２３、１２４ 共振コイル
１１５、１２５ リンクコイル
５５０ シールドケース
Ｃ１、Ｃ２ 付加容量
11, 21 Coaxial cable 13 Ferrite core 100 Electric field resonance coupler (electromagnetic resonance coupler)
200 Magnetic resonance coupler (electromagnetic resonance coupler)
110, 210 Power transmission coupler 120, 220 Power reception coupler 130, 230 Power transmission LC resonance circuit 140, 240 Power reception LC resonance circuit 111, 112, 121, 122 Electrode 113, 114, 123, 124 Resonance coil 115, 125 Link coil 550 Shield case C1, C2 Additional capacity
Claims (6)
前記送電用カップラは、前記給電された交流電力の周波数で共振する送電用ＬＣ共振回路と、前記交流電源に第１の同軸ケーブルで接続され、磁界結合によって前記送電用ＬＣ共振回路に交流電力を給電する第１のリンクコイルと、前記送電用ＬＣ共振回路と前記第１のリンクコイルとを収納する第１のシールドケースとを備え、
前記受電用カップラは、前記送電用ＬＣ共振回路から送電された交流電力を受電する受電用ＬＣ共振回路と、第２の同軸ケーブルで負荷に接続され磁界結合によって前記受電用ＬＣ共振回路から交流電力を受電する第２のリンクコイルと、前記受電用ＬＣ共振回路と前記第２のリンクコイルを収納する第２のシールドケースとを備え、
前記送電用ＬＣ共振回路と前記受電用ＬＣ共振回路が電界共鳴または磁界共鳴することによって、前記送電用カップラから前記受電用カップラにワイヤレスで電力伝送する電磁界共鳴型カップラであって、
前記第１のシールドケースは、前記第１の同軸ケーブルの外導体と導通しており、
前記第２のシールドケースは、前記第２の同軸ケーブルの外導体と導通しており、
前記送電用ＬＣ共振回路内の共振コイルと前記第１のシールドケースとの間、及び前記受電用ＬＣ共振回路内の共振コイルと前記第２のシールドケースとの間の少なくとも一方に、当該ＬＣ共振回路と当該シールドケースとを接続する付加容量が設けられている
ことを特徴とする電磁界共鳴型カップラ。 A power transmission coupler that transmits AC power fed from an AC power source, and a power receiving coupler that receives AC power transmitted from the power transmission coupler,
The power transmission coupler is connected to a power transmission LC resonance circuit that resonates at the frequency of the supplied AC power, and to the AC power source through a first coaxial cable, and AC power is supplied to the power transmission LC resonance circuit by magnetic field coupling. A first link coil that feeds power; a first shield case that houses the LC resonance circuit for power transmission and the first link coil;
The power receiving coupler includes a power receiving LC resonant circuit that receives AC power transmitted from the power transmitting LC resonant circuit, and a AC power from the power receiving LC resonant circuit that is connected to a load by a second coaxial cable and is magnetically coupled. A second link coil that receives power, a second shield case that houses the second LC coil and the second link coil,
An electromagnetic resonance coupler that wirelessly transmits power from the power transmission coupler to the power reception coupler by causing the power transmission LC resonance circuit and the power reception LC resonance circuit to resonate in an electric field or a magnetic field,
The first shield case is electrically connected to an outer conductor of the first coaxial cable;
The second shield case is electrically connected to an outer conductor of the second coaxial cable;
The LC resonance is provided between at least one of the resonance coil in the power transmission LC resonance circuit and the first shield case and between the resonance coil in the power reception LC resonance circuit and the second shield case. An electromagnetic resonance coupler having an additional capacitor for connecting a circuit and the shield case.
前記受電用ＬＣ共振回路内の共振コイルと前記第２のシールドケースとの間には、コモンモード共振周波数を変化させる第２の付加容量が設けられている
ことを特徴とする請求項１に記載の電磁界共鳴型カップラ。 Between the resonance coil in the power transmission LC resonance circuit and the first shield case, a first additional capacitor for changing a common mode resonance frequency is provided,
The second additional capacitor for changing a common mode resonance frequency is provided between the resonance coil in the power receiving LC resonance circuit and the second shield case. Electromagnetic resonance type coupler.
前記受電用ＬＣ共振回路は、所定の間隔を隔てて配置された第３の電極及び第４の電極、並びに前記第３の電極に接続された第３の共振コイル及び前記第４の電極に接続された第４の共振コイルを具備し、
前記第１の付加容量は、前記第１の共振コイルと前記第１のシールドケースとの間、及び前記第２の共振コイルと前記第１のシールドケースとの間にそれぞれ配置されており、
前記第２の付加容量は、前記第３の共振コイルと前記第２のシールドケースとの間、及び前記第４の共振コイルと前記第２のシールドケースとの間にそれぞれ配置されている
ことを特徴とする請求項２に記載の電磁界共鳴型カップラ。 The LC resonance circuit for power transmission is connected to a first electrode and a second electrode arranged at a predetermined interval, and a first resonance coil and a second electrode connected to the first electrode. A second resonant coil formed,
The power receiving LC resonance circuit is connected to a third electrode and a fourth electrode arranged at a predetermined interval, and a third resonance coil and the fourth electrode connected to the third electrode. A fourth resonant coil formed,
The first additional capacitor is disposed between the first resonance coil and the first shield case, and between the second resonance coil and the first shield case, respectively.
The second additional capacitor is disposed between the third resonance coil and the second shield case, and between the fourth resonance coil and the second shield case, respectively. The electromagnetic resonance coupler according to claim 2, wherein
前記第２の付加容量は、前記第３の共振コイルの前記第３の電極と接続されていない端部と前記第２のシールドケースとの間、及び前記第４の共振コイルの前記第４の電極と接続されていない端部と前記第２のシールドケースとの間にそれぞれ配置されている
ことを特徴とする請求項３に記載の電磁界共鳴型カップラ。 The first additional capacitance is between the first shield case and an end portion of the first resonance coil that is not connected to the first electrode, and the second resonance coil. Arranged between the end not connected to the electrode and the first shield case,
The second additional capacitor is provided between the second shield case and the end of the third resonance coil that is not connected to the third electrode, and the fourth resonance coil. The electromagnetic resonance coupler according to claim 3, wherein the electromagnetic resonance coupler is disposed between an end portion not connected to an electrode and the second shield case.
ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電磁界共鳴型カップラ。 The electromagnetic resonance coupler according to claim 1, wherein the capacitor includes a variable capacitor.
ことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電磁界共鳴型カップラ。 6. The electromagnetic resonance type according to claim 1, wherein a ferrite core is provided on the outer conductor of the first coaxial cable and the outer conductor of the second coaxial cable. Coupler.
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