JP2018133950A - Power converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。 Embodiments described herein relate generally to a power conversion apparatus.
交流電力を直流電力に変換し、または直流電力を交流電力に変換する双方向の電力変換装置がある。このような電力変換装置の大容量化が望まれている。 There are bidirectional power converters that convert AC power into DC power or convert DC power into AC power. It is desired to increase the capacity of such a power conversion device.
自己消弧形の半導体スイッチング素子を用いることによって小型化をはかりつつ、大容量化を実現することができる電力変換方式として、モジュラーマルチレベルコンバータ（Modular Multilevel Converter、以下、ＭＭＣという。）の実用化が進められている。 A modular multilevel converter (hereinafter referred to as MMC) is put to practical use as a power conversion system that can realize a large capacity while achieving a reduction in size by using a self-extinguishing semiconductor switching element. Is underway.
このような大容量の電力変換装置は、基幹となる電力系統等で用いられる場合があるので、交流側や直流側に地絡等の事故を生じた場合であっても、運転を継続することが求められる。 Since such a large-capacity power converter may be used in the main power system, etc., operation should be continued even when an accident such as a ground fault occurs on the AC side or DC side. Is required.
実施形態は、交流側に地絡を生じた場合であっても、運転を継続することができる電力変換装置を提供する。 The embodiment provides a power conversion device that can continue operation even when a ground fault occurs on the AC side.
実施形態に係る電力変換装置は、直流電圧と交流電圧との間で双方向に電力を変換可能な電力変換装置である。前記電力変換装置は、スイッチング素子によって充放電を切り替え可能とされたコンデンサを含むセルが直列に接続されたアームを含む電力変換部と、前記スイッチング素子を駆動して位相シフトＰＷＭ制御によって前記セルの電圧を制御する制御部と、を備える。前記制御部は、第１周波数を有する第１キャリア信号および前記第１周波数よりも高い第２周波数を有する第２キャリア信号のうちのいずれか一方を出力する発振器を含む。前記発振器は、前記交流電圧の絶対値が所定の第１しきい値電圧の絶対値以上の場合に、前記第１キャリア信号を出力し、前記交流電圧の絶対値が前記第１しきい値電圧の絶対値よりも低い場合に、前記第２キャリア信号を出力する。 The power converter according to the embodiment is a power converter that can convert power bidirectionally between a DC voltage and an AC voltage. The power conversion device includes a power conversion unit including an arm in which a cell including a capacitor that can be switched between charge and discharge by a switching element is connected in series, and driving the switching element to perform phase shift PWM control of the cell. A control unit for controlling the voltage. The control unit includes an oscillator that outputs one of a first carrier signal having a first frequency and a second carrier signal having a second frequency higher than the first frequency. The oscillator outputs the first carrier signal when the absolute value of the AC voltage is greater than or equal to a predetermined first threshold voltage, and the absolute value of the AC voltage is the first threshold voltage. The second carrier signal is output when the absolute value of the second carrier signal is lower.
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には、同一の符号を付して詳細な説明を適宜省略する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
The drawings are schematic or conceptual, and the relationship between the thickness and width of each part, the size ratio between the parts, and the like are not necessarily the same as actual ones. Further, even when the same part is represented, the dimensions and ratios may be represented differently depending on the drawings.
In the present specification and drawings, the same elements as those described above with reference to the previous drawings are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted as appropriate.
（第１の実施形態）
図１は、本実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。
図２（ａ）、図２（ｂ）および図３は、本実施形態の電力変換装置の一部を例示するブロック図である。
図１に示すように、本実施形態の電力変換装置１０は、電力変換部２０と、制御部４０と、を備える。電力変換装置１０は、直流端子２１ａ，２１ｂを介して、直流電源または直流負荷（いずれも図示せず）に接続される。電力変換装置１０は、交流端子２１ｃ〜２１ｅを介して電力系統２に接続される。この例のように、電力変換装置１０と電力系統２との間に変圧器４を接続してもよい。電力変換装置１０は、電力系統２から供給される交流電力を、直流電力に変換して出力する。また、電力変換装置１０は、直流電力を交流電力に変換して、電力系統２に供給する。
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram illustrating a power conversion apparatus according to this embodiment.
FIG. 2A, FIG. 2B, and FIG. 3 are block diagrams illustrating a part of the power conversion device of this embodiment.
As illustrated in FIG. 1, the
電力変換部２０は、直流端子２１ａ，２１ｂと、交流端子２１ｃ〜２１ｅと、を含む。直流端子２１ａは、直流電源または直流負荷のｐ（Positive）側に接続され、直流端子２１ｂは、直流電源または直流負荷のｎ（Negative）側に接続される。交流端子２１ｃ〜２１ｅは、三相交流の各相（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）に接続される。交流端子２１ｃ〜２１ｅは、電力の入力端子ともなり、出力端子ともなる。直流端子２１ａ，２１ｂは、交流端子２１ｃ〜２１ｅが電力の入力端子のときには、出力端子となり、交流端子２１ｃ〜２１ｅが電力の出力端子のときには、入力端子となる。
The
電力変換部２０は、チョッパセル２２と、バッファリアクトル２４ａ〜２４ｆと、を含む。電力変換部２０は、チョッパセル２２を複数個含んでいる。電力変換部２０は、アーム２６ａ〜２６ｆを含む。各アーム２６ａ〜２６ｆは、それぞれ同数かつ複数個のチョッパセル２２を含んでおり、チョッパセル２２は直列に接続されている。１つのアーム２６ａは、ｐ側の直流端子２１ａとｎ側の直流端子２１ｂとの間に接続されている。他のアーム２６ｂは、アーム２６ａとｎ側の直流端子２１ｂとの間に接続されている。つまり、アーム２６ａ，２６ｂは、直流端子２１ａ，２１ｂ間で直列に接続されている。
The
アーム２６ｃ，２６ｄおよびアーム２６ｅ，２６ｆもアーム２６ａ，２６ｂと同様に、直流端子２１ａ，２１ｂ間に直列に接続されている。
Similarly to the
バッファリアクトル２４ａ〜２４ｆは、各アームと各交流端子との間で各アームに直列に接続されている。具体的には、バッファリアクトル２４ａは、アーム２６ａと交流端子２１ｃとの間でアーム２６ａに直列に接続され、バッファリアクトル２４ｂは、交流端子２１ｃとアーム２６ｂとの間でアーム２６ｂに直列に接続されている。また、バッファリアクトル２４ｃは、アーム２６ｃと交流端子２１ｄとの間でアーム２６ｃに直列に接続され、バッファリアクトル２４ｄは、交流端子２１ｄとアーム２６ｄとの間でアーム２６ｄに直列に接続されている。さらにバッファリアクトル２４ｅは、アーム２６ｅと交流端子２１ｅとの間でアーム２６ｅに直列に接続され、バッファリアクトル２４ｆは、交流端子２１ｅとアーム２６ｆとの間でアーム２６ｆに直列に接続されている。バッファリアクトル２４ａ〜２４ｆは、上下のアームに直流の短絡電流が流れることを防止する。
The
Ｕ相に直列接続された上下のアーム２６ａ，２６ｂをレグ２８ａと呼ぶ。つまり、レグ２８ａは、直列に接続されたアーム２６ａ，２６ｂを含む。同様に、Ｖ相に接続された上下のアーム２６ｃ，２６ｄ、Ｗ相に接続された上下のアーム２６ｄ，２６ｆをそれぞれレグ２８ｂ，２８ｃと呼ぶ。電力変換部２０は、直流端子２１ａ，２１ｂ間に、三相交流の各相に接続されたレグ２８ａ，２８ｂ，２８ｃを含んでいる。
The upper and
図２（ａ）に示すように、チョッパセル２２は、スイッチング素子３１，３２と、ダイオード３３，３４と、コンデンサ３５と、を含む。スイッチング素子３１，３２は、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＩＥＧＴ（Injection Enhanced Gate Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等の自己消弧形の半導体スイッチング素子である。ダイオード３３，３４は、たとえばファストリカバリダイオードである。スイッチング素子３１とダイオード３３は逆並列に接続されている。つまり、スイッチング素子３１のエミッタとダイオード３３のアノードが接続され、スイッチング素子３１のコレクタとダイオード３３のカソードが接続されている。同様に、スイッチング素子３２とダイオード３４は逆並列に接続されている。
As shown in FIG. 2A, the
スイッチング素子３１，３２は、カスコード接続されている。すなわち、スイッチング素子３１のエミッタとスイッチング素子３２のコレクタが接続されている。
The switching
カスコード接続されたスイッチング素子３１，３２は、コンデンサ３５に並列に接続されている。すなわち、スイッチング素子３１のコレクタがコンデンサ３５の一方の端子に接続され、スイッチング素子３２のエミッタがコンデンサ３５の他方の端子に接続されている。
The cascode-connected
チョッパセル２２は、スイッチング素子３１，３２を交互に適切に駆動することによって、端子２３ａ，２３ｂを介して、コンデンサ３５を充放電する。スイッチング素子３１，３２は、適切に駆動されてスイッチングすることによって、コンデンサ３５の両端の電圧を所望の値に制御する。コンデンサ３５は、端子２３ａが端子２３ｂよりも高電位になるように充電される。
The
チョッパセル２２は、端子２３ａ，２３ｂを介して、他のチョッパセル２２と直列に接続され、他の外部回路に接続される。チョッパセル２２が他のチョッパセル２２と直列に接続されるときには、チョッパセル２２の端子２３ｂに、他のチョッパセル２２の端子２３ａを接続する。
The
各チョッパセル２２のコンデンサ３５の両端には、電圧検出器３６が接続されており、電圧検出器３６によって各コンデンサ３５両端の電圧値が検出される。以下では、コンデンサ３５の両端の電圧をセル電圧Ｖｃｅｌｌと呼ぶ。検出されたセル電圧Ｖｃｅｌｌは、アナログディジタル変換されて、ディジタルデータとして扱われる。
A
チョッパセルの構成は、上述に限らず他の構成としてもよい。図２（ｂ）に示すように、チョッパセル１２２は、４つのスイッチング素子１３１〜１３４を含む。４つのスイッチング素子１３１〜１３３はフルブリッジ回路をなしている。すなわち、ハイサイドのスイッチング素子１３１にローサイドのスイッチング素子１３２が直列に接続され、ハイサイドのスイッチング素子１３３にローサイドのスイッチング素子１３４が直列に接続されている。そして、これら直列接続体同士は並列に接続されている。コンデンサ１３９は、直列接続体に並列に接続されている。
The configuration of the chopper cell is not limited to the above and may be other configurations. As shown in FIG. 2B, the
各スイッチング素子１３１〜１３４には、それぞれ逆並列にダイオード１３５〜１３８が接続されている。
コンデンサ１３９の充電および放電は、端子１２３ａ，１２３ｂを介して行われる。チョッパセル１２２は、他のチョッパセル１２２と端子１２３ａ，１２３ｂを介して接続される。
The
電力変換部２０のチョッパセル２２は、上述のチョッパセル１２２にすべて置き換えてもよい。フルブリッジ形のチョッパセル１２２では、コンデンサ１３９の両端の電圧の制御幅を広くとることができる。
All the
図１に戻って説明を続ける。電力変換部２０は、交流電圧検出器２９ｕ，２９ｖ，２９ｗを含む。交流電圧検出器２９ｕ，２９ｖ，２９ｗは、それぞれ交流端子２１ｃ，２１ｄ，２１ｅに接続されている。交流電圧検出器２９ｕは、電力系統２のＵ相の電圧を検出する。交流電圧検出器２９ｖは、電力系統２のＶ相の電圧を検出する。交流電圧検出器２９ｗは、電力系統２のＷ相の電圧を検出する。検出された各相の検出電圧Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗは、制御部４０に送出される。
Returning to FIG. The
電力変換部２０は、直流電圧検出器３０を含む。直流電圧検出器３０は、直流端子２１ａ，２１ｂ間に接続されている。直流電圧検出器３０は、電力変換部２０に入力され、または電力変換部２０から出力される直流電圧Ｖｄｃを検出して、制御部４０に送出する。
The
制御部４０は、電力制御回路４２と、ＰＷＭ回路４４と、事故判別回路４６と、を含む。制御部４０は、直流端子２１ａ，２１ｂ間の直流電圧Ｖｄｃ、電力系統２の各相の検出電圧Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗ、および直流電流指令値Ｉｄｃを入力して、電力変換部２０の各チョッパセル２２のスイッチング素子に駆動信号Ｖｇａｔｅを供給する。
電力制御回路４２は、直流端子２１ａ，２１ｂ間の直流電圧Ｖｄｃ、電力系統２の各相の検出電圧Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗ、および直流電流指令値Ｉｄｃにもとづいて、各相の電圧に対応する電圧指令値を生成する。各相の電圧指令値は、各相の検出電圧Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗをそれぞれ対応するレグのセル電圧Ｖｃｅｌｌの平均値で除することによって求められる。
The
ＰＷＭ回路４４は、電力制御回路４２に接続されている。図３に示すように、ＰＷＭ回路４４は、比較器５１−１，５１−２，…，５１−６Ｎと、キャリア信号生成部５２と、を含む。Ｎは、各アーム２６ａ〜２６ｆに含まれるチョッパセル２２の数である。
The
キャリア信号生成部５２は、発振器５２ａと、三角波生成部５２ｂ−１，５２ｂ−２，…，５２ｂ−６Ｎと、を含む。この例では、発振器５２ａの出力は、６×Ｎ本に分岐しており、分岐した各出力に三角波生成部５２ｂ−１，５２ｂ−２，…，５２ｂ−６Ｎが接続されている。
Carrier
発振器５２ａは、たとえば一定の周波数の方形波の信号を生成し、出力する。三角波生成部５２ｂ−１，５２ｂ−２，…，５２ｂ−６Ｎは、発振器５２ａから供給される方形波を、同一の周波数、同一の振幅、同一の立ち上がり時間および同一の下降時間を有し、それぞれ異なる位相の三角波に変換する。たとえば、１つ目の三角波生成部５２−１は、入力された方形波と同一の位相を有する三角波φＴ１に変換する。２つ目の三角波生成部５２−２は、入力された方形波とΔφだけ位相の異なる三角波φＴ２を出力する。Ｎ個目の三角波生成部は、入力された方形波と（Ｎ−１）×Δφだけ位相の異なる三角波を出力する。このようにして、１つのアームのチョッパセル２２に対応して、３６０°／Ｎずつ位相の異なる三角波が供給される。すべてのチョッパセルに対応して、６×Ｎ個の三角波が供給される。したがって、６×Ｎ個目の三角波生成部５２−６Ｎは、たとえば入力された方形波と（Ｎ−１）×Δφだけ位相の異なる三角波φＴ６Ｎを出力する。
The
電力制御回路４２は、電力系統２の三相交流の各相に対応する電圧指令値を出力する。比較器５１−１の一方には、電力制御回路４２から出力される電圧指令値のうちの１つが入力される。比較器５１−１の他方には、キャリア信号生成部５２のうちの１つの出力が供給される。この例では、比較器５１−１には、三角波生成部５２ｂ−１から出力される三角波φＴ１が供給される。
The
比較器５１−２の一方には、電力制御回路４２から出力される電圧指令値のうちの１つが入力され、他方には、三角波生成部５２ｂ−２から出力される三角波φＴ２が供給される。同様にして、比較器５１−６Ｎの一方には、電圧指令値のうちの１つが入力され、他方には、三角波φＴ６Ｎが入力される。
One of the voltage command values output from the
比較器５１−１〜５１−６Ｎは、キャリア信号である三角波と電圧指令値とを比較し、チョッパセル２２のスイッチング素子３１，３２のオン時間およびオフ時間をそれぞれ設定する。このように、本実施形態の電力変換装置１０は、位相シフトＰＷＭ方式により制御される。
Comparators 51-1 to 51-6N compare the triangular wave, which is a carrier signal, with the voltage command value, and set the ON time and OFF time of switching
発振器５２ａは、事故判別回路４６から供給される事故判別信号（選択信号）ＦＲによって、異なる発振周波数の信号φＨ，φＬを選択的に出力する。たとえば、発振器５２ａは、ハイレベルの事故判別信号ＦＲを入力した場合には、高い周波数の信号φＨを出力する。発振器５２ａは、ローレベルの事故判別信号ＦＲを入力した場合には、低い周波数の信号φＬを出力する。
The
発振器５２ａは、たとえば、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）等の内部クロックをカウンタによって分周して信号φＨ，φＬを生成する。信号φＨ，φＬの周波数は、カウンタのカウントアップの量を切り替えることによって設定される。
For example, the
後述するように、事故判別回路４６が電力系統の地絡等の事故を検出した場合に、電力変換装置１０は、事故判別信号ＦＲを切り替えて、より高い周波数を有する信号φＨにもとづいて動作する。そのため、チョッパセル２２のコンデンサ３５に印加されるセル電圧Ｖｃｅｌｌの過度な上昇や低下を抑制することができる。したがって、電力変換装置１０は、セル電圧Ｖｃｅｌｌに対する過電圧保護機能や低電圧保護機能によって遮断することなく、動作を継続することができる。
As will be described later, when the
事故判別回路４６は、比較器６１ｕ，６１ｖ，６１ｗと、しきい値電圧生成部６２ｕ，６２ｖ，６２ｗと、ＯＲ回路６３と、を含む。
The
比較器６１ｕ，６１ｖ，６１ｗのそれぞれの一方の入力には、電力系統の各相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが入力される。比較器６１ｕ，６１ｖ，６１ｗのそれぞれの他方の入力には、しきい値電圧生成部６２ｕ，６２ｖ，６２ｗの出力が接続されている。
The voltage Vu, Vv, Vw of each phase of the power system is input to one input of each of the
図４は、本実施形態の電力変換装置の一部の動作波形の例を示す波形図である。
図４には、Ｕ相の正常な電圧Ｖｕ（ｔ）＝Ｖｕ×ｃｏｓ（ωｔ）の時間変化が破線で示されており、合わせて、しきい値電圧生成部６２ｕで生成されるしきい値電圧Ｖｔｈｕが実線で示されている。たとえば、しきい値電圧Ｖｔｈｕは、以下のように設定される。
FIG. 4 is a waveform diagram illustrating an example of a part of operation waveforms of the power conversion device according to the present embodiment.
In FIG. 4, the time change of the normal voltage Vu (t) = Vu × cos (ωt) of the U phase is indicated by a broken line, and the threshold value generated by the threshold
Ｖｔｈｕ＝（１−ｂ）×Ｖｕ（ｔ），０＜ｂ＜１ （１） Vthu = (1−b) × Vu (t), 0 <b <1 (1)
ｂは、あらかじめ設定されるバンド幅に応じた係数である。つまり、しきい値電圧Ｖｔｈｕは、Ｕ相の電圧Ｖｕ（ｔ）の正常値から、バンド幅ｂ×Ｖｕ（ｔ）だけ低い電圧である。比較器６１ｕは、入力されるＵ相の電圧Ｖｕ（ｔ）が（１−ｂ）×Ｖｕ（ｔ）よりも低くなった場合に、ハイレベルの信号を出力する。
b is a coefficient corresponding to a preset bandwidth. That is, the threshold voltage Vthu is lower than the normal value of the U-phase voltage Vu (t) by a bandwidth b × Vu (t). The
他の相の電圧Ｖｖ（ｔ）＝Ｖｖ×ｃｏｓ（ωｔ＋２／３π），Ｖｗ（ｔ）＝Ｖｗ×ｃｏｓ（ωｔ−２／３π）に対しても同様に、しきい値電圧Ｖｔｈｖ，Ｖｔｈｗが設定される。 Similarly, the threshold voltages Vthv and Vthw are set for the voltages Vv (t) = Vv × cos (ωt + 2 / 3π) and Vw (t) = Vw × cos (ωt−2 / 3π) of the other phases. Is done.
Ｖｔｈｖ＝（１−ｂ）×Ｖｖ（ｔ），０＜ｂ＜１ （２）
Ｖｔｈｗ＝（１−ｂ）×Ｖｗ（ｔ），０＜ｂ＜１ （３）
Vthv = (1-b) × Vv (t), 0 <b <1 (2)
Vthw = (1−b) × Vw (t), 0 <b <1 (3)
比較器６１ｕ，６１ｖ，６１ｗの出力は、ＯＲ回路６３に接続されている。そのため、電力系統２の各相の電圧Ｖｕ（ｔ），Ｖｖ（ｔ），Ｖｗ（ｔ）のうち少なくともいずれか１つの電圧の瞬時値が、式（１）〜（３）で設定されたしきい値電圧よりも低くなった場合に、事故判別回路４６は、ハイレベルの事故判別信号ＦＲを出力する。
The outputs of the
事故判別回路４６は、各相の電圧Ｖｕ（ｔ），Ｖｖ（ｔ），Ｖｗ（ｔ）の瞬時値のすべてがしきい値電圧Ｖｔｈｕ，Ｖｔｈｖ，Ｖｔｈｗ以上の場合には、ローレベルの事故判別信号ＦＲを出力する。
The
上述したように、この例では、事故判別信号ＦＲがローレベルの場合には、発振器５２ａは、低い周波数の信号φＬを出力する。キャリア信号生成部５２は、低い周波数の信号φＬにもとづいて生成された三角波を比較器５１−１〜５１−６Ｎに供給する。したがって、チョッパセル２２は、低い方の周波数ｆＬでスイッチング動作する。
As described above, in this example, when the accident determination signal FR is at a low level, the
事故判別信号ＦＲがハイレベルの場合には、発振器５２ａは、信号φＬよりも高い周波数の信号φＨを出力する。キャリア信号生成部５２は、高い周波数の信号φＨにもとづいて生成された三角波を比較器５１−１〜５１−６Ｎに供給する。したがって、チョッパセル２２は、高い方の周波数ｆＨでスイッチング動作する。
When the accident determination signal FR is at a high level, the
なお、事故判別回路の論理回路の論理は、上述に限らず適切に設定することができる。たとえば、事故判別信号ＦＲがローレベルのときに、高い周波数の信号φＨで動作し、事故判別信号ＦＲがハイレベルのときに、低い周波数の周波数の信号φＬで動作するようにしてもよい。 The logic of the logic circuit of the accident determination circuit is not limited to the above and can be set appropriately. For example, when the accident determination signal FR is at a low level, the operation may be performed with a high-frequency signal φH, and when the accident determination signal FR is at a high level, the operation may be performed with a low-frequency signal φL.
以下では、ＰＷＭ回路４４が高い周波数ｆＨで動作する場合を、事故判別信号ＦＲはアクティブの状態であるとし、ＰＷＭ回路４４が低い周波数ｆＬで動作する場合を、事故判別信号ＦＲは非アクティブの状態であるということがある。
Hereinafter, when the
各相の電圧に対するしきい値電圧は、上述に限らず適切に設定することができる。たとえば、バンド幅を一定の値に設定してもよい。この場合には、各相の電圧の瞬時値に代えて実効値を計算し、計算された実効値と一定のバンド幅とを比較するようにしてもよい。 The threshold voltage for the voltage of each phase is not limited to the above and can be set appropriately. For example, the bandwidth may be set to a constant value. In this case, an effective value may be calculated instead of the instantaneous value of the voltage of each phase, and the calculated effective value may be compared with a certain bandwidth.
上述では、電力系統の各相の電圧のうち、いずれかの電圧がしきい値よりも低下した場合に、事故判別することとしたが、事故判別回路４６のＯＲ回路６３をＡＮＤ回路に変更することによって、すべての相の電圧がしきい値よりも低下した場合に事故判別するようにすることもできる。
In the above description, an accident is determined when one of the voltages of each phase of the power system falls below the threshold value. However, the
また、発振器を相ごとに設け、事故を検出した相ごとに信号φＨ，φＬの切り替えを行うようにしてもよい。 Further, an oscillator may be provided for each phase, and the signals φH and φL may be switched for each phase where an accident is detected.
図５は、本実施形態の電力変換装置の動作を説明するための動作波形の例である。
図５の最上段の図は、キャリア信号生成部５２から出力される任意の２つの三角波の波形φＴｉ，φＴｊを実線および破線によって示している。そして、２つの三角波φＴｉ，φＴｊに重ねて、いずれかの相の電圧指令値Ｖ＊が一点鎖線によって示されている。
図５の２段目の図は、電圧指令値Ｖ＊と実線の三角波φＴｉとの比較によって出力されたＰＷＭ信号ＰＷＭｉの波形を示している。
図５の３段目の図は、電圧指令値Ｖ＊と破線の三角波φＴｊとの比較によって出力されたＰＷＭ信号ＰＷＭｊの波形を示している。
図５の最下段の図は、２つのＰＷＭ波形にもとづいて出力される交流電圧ＯＵＴの波形を示している。
なお、いずれの動作波形の図も、説明のために単純化されており、実際の波形とは相違する場合がある。
FIG. 5 is an example of operation waveforms for explaining the operation of the power conversion device of this embodiment.
The uppermost diagram in FIG. 5 shows arbitrary two triangular wave waveforms φTi and φTj output from the carrier
The second diagram in FIG. 5 shows the waveform of the PWM signal PWMi output by comparing the voltage command value V * with the solid triangular wave φTi.
The third stage diagram of FIG. 5 shows the waveform of the PWM signal PWMj output by comparing the voltage command value V * with the dashed triangular wave φTj.
The lowermost diagram in FIG. 5 shows the waveform of the AC voltage OUT output based on the two PWM waveforms.
Note that each of the operation waveform diagrams is simplified for the sake of explanation, and may be different from an actual waveform.
図５に示すように、本実施形態の電力変換装置１０では、位相シフトＰＷＭ方式による制御を行い、インバータ動作をする。この例では、２つのＰＷＭ信号ＰＷＭｉ，ＰＷＭｊがＯＮするタイミングで出力の交流電圧ＯＵＴが決定されている。
As shown in FIG. 5, the
ＰＷＭｉがＯＦＦ、ＰＷＭｊがＯＮである期間をＴ１、ＰＷＭｉがＯＮ、ＰＷＭｊがＯＮである期間をＴ２とすると、期間Ｔ１，Ｔ２のそれぞれの期間において、チョッパセル２２のコンデンサ３５に蓄積されるエネルギと放出されるエネルギとがバランスすることによって、所望のセル電圧Ｖｃｅｌｌ１，Ｖｃｅｌｌ２が実現される。
Assuming that the period in which PWMi is OFF and PWMj is ON is T1, the period in which PWMi is ON, and the period in which PWMj is ON is T2, energy accumulated and discharged in the
時刻ｔｘにおいて、電力系統に地絡が生じた場合には、チョッパセル２２のコンデンサ３５に蓄積されるエネルギと放出されるエネルギとがアンバランスとなり、図５の最下段の交流電圧ＯＵＴの波形のように、ＰＷＭｉがＯＦＦ、ＰＷＭｊがＯＮである期間Ｔ１’以降、セル電圧Ｖｃｅｌｌ１はＶｃｅｌｌ１’に上昇する。上昇したセル電圧Ｖｃｅｌｌ１’が過電圧保護機能のしきい値に達すると、電力変換部２０のスイッチング動作が停止してしまう。また、蓄積され放出されるエネルギは、チョッパセル２２のコンデンサ３５ごとにばらつきが大きくなる。たとえば、ＰＷＭｉがＯＮ、ＰＷＭｊがＯＮである期間Ｔ２’におけるセル電圧Ｖｃｅｌｌ２’は、Ｖｃｅｌｌ１とＶｃｅｌｌ１’の差とは必ずしも同じとはならない。つまり、地絡事故発生のタイミング等によって、特定のコンデンサ３５には、より高い電圧が印加され得る。
When a ground fault occurs in the power system at time tx, the energy stored in the
期間Ｔ１，Ｔ２は、三角波φＴｉ，φＴｊの周波数、つまり、発振器５２ａが出力する信号の周波数により決定されており、信号の周波数が高いほど、期間Ｔ１，Ｔ２を短くすることができる。期間Ｔ１，Ｔ２を短くすることによって、コンデンサ３５に蓄積され放出されるエネルギのアンバランスで上昇するセル電圧Ｖｃｅｌｌの上昇自体を抑制し、上昇分のばらつきを抑えることができる。
The periods T1 and T2 are determined by the frequencies of the triangular waves φTi and φTj, that is, the frequency of the signal output from the
電力変換部２０の電力変換効率は、チョッパセル２２のスイッチング素子３１，３２等の損失に依存する。スイッチング素子３１，３２の損失は、スイッチング損失を含んでおり、スイッチング損失は、動作周波数が高いほど大きくなる。
The power conversion efficiency of the
そのため、キャリア信号の低い方の周波数ｆＬは、スイッチング損失を低減する観点から、より低い周波数が選定される。たとえば、低い方の周波数ｆＬは、変換する電力容量等に応じて１５０Ｈｚ程度に設定される。そして、高い方の周波数ｆＨは、セル電圧Ｖｃｅｌｌの上昇を抑制する観点から、より高い周波数が選定される。たとえば、高い方の周波数ｆＨは、事故発生期間の長さおよびスイッチング素子の許容損失等に応じて、ｆＬの２倍から９倍程度に設定される。 Therefore, a lower frequency fL of the carrier signal is selected from the viewpoint of reducing switching loss. For example, the lower frequency fL is set to about 150 Hz according to the power capacity to be converted. The higher frequency fH is selected from the viewpoint of suppressing an increase in the cell voltage Vcell. For example, the higher frequency fH is set to about 2 to 9 times fL depending on the length of the accident occurrence period and the allowable loss of the switching element.
本実施形態の電力変換装置１０の作用および効果について説明する。
本実施形態の電力変換装置１０では、直流電力を交流電力に変換する場合に、電力変換装置１０が供給される直流電流または直流電力が設定されていることがある。このような場合に、出力側の電力系統２に地絡等の事故を生じると、出力することができる交流電力が低下するため、チョッパセル２２のコンデンサ３５に蓄積され放出されるエネルギがアンバランスになり、セル電圧Ｖｃｅｌｌが設定よりも高くなることがある。
The operation and effect of the
In the
コンデンサ３５やスイッチング素子３１，３２には許容される最大の電圧が設定されているので、電力変換装置には、最大電圧を超えないように過電圧保護機能が実装されている。
Since the maximum allowable voltage is set for the
たとえば、過電圧保護機能は、６×Ｎ個のうちのいずれかのコンデンサ３５のセル電圧Ｖｃｅｌｌが規定の最大電圧の１．５倍等となったときに、上側のスイッチング素子３１を停止させ、下側のスイッチング素子３２をオンさせて、チョッパセル２２をバイパスする。その後、他のいくつかのチョッパセル２２のコンデンサで過電圧を検出した場合には、すべてのチョッパセル２２の充放電動作を停止する。
For example, the overvoltage protection function stops the
また、コンデンサ３５に蓄積され放出されるエネルギがアンバランスになることによって、セル電圧Ｖｃｅｌｌが設定よりも低くなる場合もある。そのため、電力変換装置１０は、チョッパセル２２に対する過電圧保護機能のほか、低電圧保護機能を有している。低電圧保護機能の場合については、コンデンサ３５の両端の電圧が規定の電圧の３０％以下等になった場合には、チョッパセル２２の充放電動作を停止する。
Moreover, the cell voltage Vcell may be lower than the setting due to the energy being stored and released in the
コンデンサ３５の両端には、効率低下を回避する観点から放電抵抗等を接続することができないので、過電圧保護機能によって一旦停止した電力変換部２０は、セル電圧Ｖｃｅｌｌが規定値以下に自然放電して低下するまで、動作を再開することができない。自然放電には、数分から数十分を要することがあり、その期間には、電力変換動作は停止される。低電圧保護機能によって電力変換部２０が停止した場合についても、適切な値まで充電するには、長時間を要し、電力変換動作は停止される。
Since a discharge resistor or the like cannot be connected to both ends of the
本実施形態の電力変換装置１０では、制御部４０は、出力側の各相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを常時監視している。制御部４０は、これらの相の電圧のうち少なくとも１つがそのしきい値電圧を下回った場合に、電力系統において地絡等の事故を生じたと判別することができる。
In the
事故判別回路４６は、いずれかの相が地絡等の事故を生じたことを判別した場合には、事故判別回路４６がアクティブな事故判別信号ＦＲを出力する。ＰＷＭ回路４４のキャリア信号生成部５２は、高い周波数の信号φＨに切り替えて、高い方の周波数ｆＨを有するキャリア信号（第２キャリア信号）を出力する。そのため、チョッパセル２２のコンデンサ３５に蓄積され放出されるエネルギがアンバランスになる期間を減少させることができるので、セル電圧Ｖｃｅｌｌが過電圧保護機能の動作する電圧まで上昇することを抑制することができる。そして、事故判別回路４６は、事故状態が解消されたときに、より低い周波数の信号φＬに切り替えて、キャリア信号（第１キャリア信号）を出力する。そのため、高い効率で電力変換を行うことが可能になる。
If the
上述では、コンデンサ３５に蓄積されるエネルギが放出されるエネルギよりも大きくなるようなアンバランスを生じた場合について説明をしたが、放出されるエネルギが蓄積されるエネルギよりも大きくなるようなアンバランスを生じた場合も同様である。つまり、事故発生によって、セル電圧Ｖｃｅｌｌが過剰に低くなり、異なるチョッパセル２２のセル電圧Ｖｃｅｌｌの値に大きなばらつきを生じ得る。本実施形態の電力変換装置１０では、高い方の周波数ｆＨに切り替えることによって、セル電圧Ｖｃｅｌｌの低下を抑制し、セル電圧Ｖｃｅｌｌのばらつきを抑えることができる。
In the above description, the case where an imbalance that causes the energy stored in the
図６は、直流送電システムを例示するブロック図である。
図６に示すように、直流送電システム１００は、電力系統２ａ，２ｂと、直流送電線６と、電力変換装置１０ａ，１０ｂと、を有する。電力系統２ａは、変圧器４ａおよび電力変換装置１０ａを介して直流送電線６の一端に接続されている。直流送電線６の他端には、電力変換装置１０ｂおよび変圧器４ｂを介して電力系統２ｂが接続されている。電力系統２ａの交流電力は、電力変換装置１０ａによって直流電力に変換され、直流送電線６を介して電力変換装置１０ｂに送電される。電力変換装置１０ｂは、直流送電線６によって送電されてきた直流電力を交流電力に変換して電力系統２ｂに連系する。送電は、電力系統２ｂから電力系統２ａに送電する場合にも同様にも同様に行うことができる。
FIG. 6 is a block diagram illustrating a DC power transmission system.
As shown in FIG. 6, the DC
電力変換装置１０ａ，１０ｂは、上述の実施形態において説明した電力変換装置１０と同じ構成を備えている。
The
たとえば、電力系統２ａから電力系統２ｂに送電する場合には、必要な送電電力に応じて電力変換装置１０ｂの直流電流または直流電力が設定される。このような場合に電力系統２ｂに地絡等の事故が生じた場合には、電力変換装置１０ｂのチョッパセル２２のコンデンサ３５に蓄積されるエネルギが過剰になり、セル電圧Ｖｃｅｌｌが過大に上昇するおそれがある。
For example, when power is transmitted from the
また、電力系統２ａから電力系統２ｂに送電する場合において、電力系統２ａ地絡事故を生じたときには、電力変換装置１０ａのコンデンサ３５から放出されるエネルギが過剰になり、セル電圧Ｖｃｅｌｌが過剰に低下するおそれがある。
In addition, when power is transmitted from the
本実施形態の電力変換装置１０ａ，１０ｂでは、電力系統の事故発生を判別し、高い方の周波数ｆＨに切り替えるので、セル電圧Ｖｃｅｌｌの過大な上昇や過剰な低下を抑制するとともに、セル電圧Ｖｃｅｌｌのばらつきを抑えることができる。そのため、安定して運転を継続することができる直流送電システム１００を構築することが可能になる。
In the
（変形例）
図７は、本変形例に係る電力変換装置の一部を例示するブロック図である。
上述したように、高い方の周波数ｆＨに切り替えた場合には、スイッチング素子３１，３２等のスイッチング損失が、低い方の周波数ｆＬの場合に比べて増大するので、スイッチング周波数の上限が制限される。たとえば事故状態の期間があらかじめ想定されている場合には、高い方の周波数ｆＨをその期間に応じてより高い値に設定することができる場合がある。
(Modification)
FIG. 7 is a block diagram illustrating a part of the power conversion device according to this variation.
As described above, when the frequency is switched to the higher frequency fH, the switching loss of the switching
図７に示すように、本変形例では、事故判別回路１４６は、タイマ回路１６４を含む。タイマ回路１６４は、ＯＲ回路６３の出力に接続されている。タイマ回路１６４は、ハイレベルの信号が入力された場合に、設定された時間幅Ｔｔのハイレベルの方形波を出力する。
As shown in FIG. 7, in this modification, the
電力系統２の各相の電圧のうち、いずれかの相の電圧がしきい値を下回った場合に、ＯＲ回路６３からハイレベルの信号が出力される。タイマ回路１６４は、ＯＲ回路６３から出力される信号の時間幅によらず、あらかじめ設定された時間幅Ｔｔの事故判別信号ＦＲを出力する。キャリア信号生成部５２では、高い方の周波数ｆＨを事故判別信号ＦＲの時間幅Ｔｔに応じて設定することができる。
A high level signal is output from the
本変形例では、高い方の周波数ｆＨで動作する期間があらかじめ設定されているので、高い方の周波数ｆＨをより適切な高い値に設定することができる。 In the present modification, the period for operating at the higher frequency fH is set in advance, so that the higher frequency fH can be set to a more appropriate high value.
（第２の実施形態）
図８は、本実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。
図９は、本実施形態の電力変換装置の一部を例示するブロック図である。
本実施形態の電力変換装置では、上述した他の実施形態の場合と、事故判別回路の構成が相違する。他の構成要素は同一であり、同一の構成要素には同一の符号を付して詳細な説明を適宜省略する。
(Second Embodiment)
FIG. 8 is a block diagram illustrating a power conversion apparatus according to this embodiment.
FIG. 9 is a block diagram illustrating a part of the power conversion apparatus according to this embodiment.
In the power conversion device of this embodiment, the configuration of the accident determination circuit is different from that of the other embodiments described above. The other components are the same, and the same components are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted as appropriate.
図８に示すように、本実施形態の電力変換装置２１０は、電力変換部２０と、制御部２４０と、を備える。制御部２４０は、電力制御回路４２と、ＰＷＭ回路４４と、事故判別回路２４６と、を含む。
As illustrated in FIG. 8, the
図９に示すように、事故判別回路２４６は、ｄｑ演算器２６１と、比較器２６２，２６４と、ディレイ回路２６６と、ＯＲ回路２６８と、を含む。
As shown in FIG. 9, the
ｄｑ演算器（第１演算器）２６１には、電力系統２の各相の検出電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが入力される。ｄｑ演算器２６１は、各相の検出電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに直交座標変換および回転座標変換を施して、ｄ軸出力電圧Ｖｄ、ｑ軸出力電圧Ｖｑ、および零相電圧Ｖ０を出力する。たとえば、ｄｑ演算器２６１は、以下の式（４）の行列式にしたがってｄｑ変換を行う。
Detection voltages Vu, Vv, and Vw of each phase of the
ｄ軸出力電圧Ｖｄおよびｑ軸出力電圧Ｖｑは、互いに直交する電圧ベクトルである。また、式（４）からわかるように、各相の電圧の振幅ａ，ｂ，ｃが等しい場合には、零相成分Ｖ０は０になる。 The d-axis output voltage Vd and the q-axis output voltage Vq are voltage vectors that are orthogonal to each other. Further, as can be seen from the equation (4), the zero-phase component V0 is 0 when the amplitudes a, b, c of the voltages of the respective phases are equal.
ｄｑ演算器２６１のｄ軸出力は、比較器２６２の一方の入力に接続されている。比較器２６２の他方の入力には、しきい値電圧出力部２６３が接続されている。しきい値電圧出力部２６３は、しきい値電圧Ｖｔｈ１を出力する。比較器２６２は、ｄ軸出力電圧Ｖｄとしきい値電圧Ｖｔｈ１とを比較する。比較器２６２は、ｄ軸出力電圧Ｖｄがしきい値電圧Ｖｔｈ１よりも低い場合に、ハイレベルの信号を出力する。比較器２６２は、ｄ軸出力電圧Ｖｄがしきい値電圧Ｖｔｈ１以上の場合には、ローレベルの信号を出力する。
The d-axis output of the
ｄｑ演算器２６１のｄ軸出力は、比較器２６４の一方の入力に接続されている。比較器２６２の他方の入力には、しきい値電圧出力部２６５が接続されている。しきい値電圧出力部２６５は、しきい値電圧Ｖｔｈ２を出力する。しきい値電圧Ｖｔｈ２は、しきい値電圧Ｖｔｈ１よりも高い値に設定されている。比較器２６４は、ｄ軸出力電圧Ｖｄとしきい値電圧Ｖｔｈ２とを比較する。比較器２６４は、ｄ軸出力電圧Ｖｄがしきい値電圧Ｖｔｈ２よりも低い場合に、ハイレベルの信号を出力する。比較器２６４は、ｄ軸出力電圧Ｖｄがしきい値電圧Ｖｔｈ２以上の場合には、ローレベルの信号を出力する。
The d-axis output of the
比較器２６４の出力は、ディレイ回路２６６に接続されている。ディレイ回路２６６は、ディレイ時間設定部２６６ａとＡＮＤ回路２６６ｂとを含む。ディレイ時間設定部２６６ａの出力は、ＡＮＤ回路２６６ｂの一方の入力接続されている。ＡＮＤ回路２６６ｂの他方の入力には、比較器２６４の出力が直接接続されている。
The output of the
ＡＮＤ回路２６６ｂは、比較器２６４から直接入力される信号およびディレイ時間設定部２６６ａによって遅延された信号の論理積を出力する。ＡＮＤ回路２６６ｂは、比較器２６４の出力およびディレイ時間設定部２６６ａの出力のいずれもハイレベルである期間にハイレベルの信号を出力する。より具体的には、ＡＮＤ回路２６６ｂは、比較器２６４の出力がハイレベルの場合には、ハイレベルの期間がディレイ時間ｔｄ以上であり、ディレイ時間ｔｄを超えて継続した期間にハイレベルの信号を出力する。ＡＮＤ回路２６６ｂは、比較器２６４の出力がハイレベルの場合であっても、ハイレベルの期間がディレイ時間ｔｄよりも短いときには、ローレベルの信号を出力する。ＡＮＤ回路２６６ｂは、比較器２６４の出力がローレベルの場合には、ローレベルの信号を出力する。つまり、ディレイ回路２６６は、入力された信号がハイレベルの場合に、ディレイ時間設定部２６６ａにおいて設定された遅延時間ｔｄだけ遅延させて出力する。
The AND
ＯＲ回路２６８の２つの入力のうち一方の入力には、比較器２６２の出力が接続されている。ＯＲ回路２６８の他方の入力には、ディレイ回路２６６の出力が接続されている。したがって、ＯＲ回路２６８は、比較器２６２から出力される信号およびディレイ回路２６６から出力される信号のうち少なくとも１つがハイレベルの場合に、ハイレベルの信号を出力する。ＯＲ回路２６８は、比較器２６２から出力される信号およびディレイ回路２６６から出力される信号のいずれもがローレベルの場合に、ローレベルの信号を出力する。
The output of the
ＯＲ回路２６８の出力は、ＡＮＤ回路２６９を介して、事故判別信号ＦＲとして出力される。
The output of the
事故判別回路２４６は、比較器２６２，２６４およびディレイ回路２６６によって、電力系統２の各相の電圧レベルを検出することができるので、事故の程度に応じた事故判別信号ＦＲを生成して出力することができる。
The
事故判別回路２４６は、事故判別信号ＦＲを他の要素に応じて生成することもできる。この例では、直流電流指令値Ｉｄｃの設定値が高い場合に、アクティブな事故判別信号ＦＲを出力する。また、この例では、セル電圧Ｖｃｅｌｌの測定値にもとづいて、事故判別信号ＦＲを出力する。
The
比較器２７１の一方には、直流電流指令値Ｉｄｃが入力される。直流電流指令値Ｉｄｃは、送電されるべき直流電力にしたがって設定されている。送電されるべき直流電力は、電力変換装置１０が直流送電システムに用いられる場合には、たとえば送電計画にもとづいてあらかじめ設定されている。指令値として、直流電流に代えて直流電力が設定されている場合もあり、比較器２７１には、あらかじめ設定されている直流電力指令値を電力変換装置１０に入力される直流電圧Ｖｄｃで除して、直流電流値として入力してもよい。
A DC current command value Idc is input to one side of the
比較器２７１の他方の入力には、しきい値設定部２７２が接続されている。しきい値設定部２７２は、直流電流指令値Ｉｄｃに関するしきい値Ｉｔｈを有する。比較器２７１は、直流電流指令値Ｉｄｃとしきい値Ｉｔｈとを比較する。比較器２７１は、直流電流指令値Ｉｄｃがしきい値Ｉｔｈ以上の場合には、ハイレベルの信号を出力する。比較器２７１は、直流電流指令値Ｉｄｃがしきい値Ｉｔｈよりも小さい場合にはローレベルの信号を出力する。
A threshold
しきい値Ｉｔｈは、たとえば電力変換装置２１０の定格電力にもとづいて設定される。電力変換装置２１０の定格出力時の直流電流指令値Ｉｄｃ１（＝１ｐｕ）とした場合に、しきい値Ｉｔｈは、たとえば、０．８×Ｉｄｃ１（＝０．８ｐｕ）のように設定される。つまり、直流電流指令値Ｉｄｃの設定値が、定格出力の８０％以上の場合に、事故判別回路２４６は、アクティブな事故判別信号ＦＲを出力することができる。直流電流指令値Ｉｄｃの設定値が、定格出力の８０％を下回っている場合には、事故判別回路２４６は、非アクティブな事故判別信号ＦＲを出力する。
Threshold value Ith is set based on the rated power of
比較器２７３の一方の入力には、平均セル電圧演算器２４８の出力が接続されている（図８）。平均セル電圧演算器２４８は、すべてのチョッパセル２２のセル電圧Ｖｃｅｌｌを入力して、その平均値を計算して出力する。つまり、比較器２７３には、平均セル電圧演算器２４８によって計算された平均値Ｖｃｅｌｌ＿ａｖｅが入力される。比較器２７３の他方の入力には、しきい値電圧出力部２７４が接続されている。しきい値電圧出力部２７４は、しきい値電圧Ｖｔｈ３を有する。比較器２７３は、セル電圧Ｖｃｅｌｌの平均値Ｖｃｅｌｌ＿ａｖｅとしきい値電圧Ｖｔｈ３とを比較する。比較器２７３は、平均値Ｖｃｅｌｌ＿ａｖｅがしきい値電圧Ｖｔｈ３以上の場合に、ハイレベルの信号を出力する。比較器２７３は、平均値Ｖｃｅｌｌ＿ａｖｅがしきい値電圧Ｖｔｈ３よりも低い場合に、ローレベルの信号を出力する。
The output of the average
しきい値Ｖｔｈ３は、電力変換装置１０の過電圧検出機能におけるしきい値よりも低い値に設定されている。しきい値電圧Ｖｔｈ３は、たとえば、平均値Ｖｃｅｌｌ＿ａｖｅの１．３倍等にあらかじめ設定されている。比較器２７３は、コンデンサ３５の両端電圧の実測値にもとづいて、事故判別信号ＦＲをアクティブにすることができる。
The threshold value Vth3 is set to a value lower than the threshold value in the overvoltage detection function of the
上述では、すべてのチョッパセル２２のコンデンサ３５の両端電圧の平均値をしきい値電圧と比較したが、コンデンサ３５の両端電圧は、アームごとに平均値を求めてしきい値と比較してもよいし、レグ（相）ごとに平均値を求めてしきい値と比較してもよい。
In the above description, the average value of the voltage across the
ＯＲ回路２６８の出力、比較器２７１の出力および比較器２７３の出力は、ＡＮＤ回路２６９に接続されている。事故判別回路２４６は、入力された信号のすべてがハイレベルの場合に、アクティブな事故判別信号ＦＲを出力する。したがって、事故判別回路２４６は、入力された信号のうち少なくとも１つがローレベルの場合には、非アクティブな事故判別信号ＦＲを出力する。
The output of the
本実施形態の電力変換装置１０の動作について説明する。
図１０（ａ）〜図１０（ｃ）は、本実施形態の電力変換装置の動作を説明するための波形図である。
図１０（ａ）〜図１０（ｃ）のそれぞれの上段の図には、電力系統２の各相の検出電圧の瞬時値Ｖｓｕ（ｔ），Ｖｓｖ（ｔ），Ｖｓｗ（ｔ）の時間変化が示されている。図１０（ａ）〜図１０（ｃ）のそれぞれの下段の図には、ｄ軸出力電圧Ｖｄの時間変化がしきい値電圧Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２とともに示されている。この例では、各相の電圧の振幅は等しいものとする。
Operation | movement of the
Fig.10 (a)-FIG.10 (c) are waveform diagrams for demonstrating operation | movement of the power converter device of this embodiment.
In each of the upper diagrams of FIG. 10A to FIG. 10C, the temporal changes in the instantaneous values Vsu (t), Vsv (t), and Vsw (t) of the detected voltages of the respective phases of the
図１０（ａ）には、電力系統２の３線すべてが地絡した場合の動作例が示されている。図１０（ａ）に示すように、時刻Ｔ０〜Ｔ１では、電力系統２は正常な電圧を供給している。
FIG. 10A shows an operation example when all three lines of the
時刻Ｔ０〜Ｔ１では、ｄ軸出力電圧Ｖｄは、式（４）より直流成分のみとなり、しきい値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２よりも高い電圧値を示す。そのため、この期間では、事故判別信号ＦＲは、ローレベル、すなわち非アクティブである。 At times T0 to T1, the d-axis output voltage Vd is only a direct current component from Equation (4) and shows a voltage value higher than the threshold values Vth1 and Vth2. Therefore, during this period, the accident determination signal FR is at a low level, that is, inactive.
時刻Ｔ１において、すべての相の電圧が地絡により０Ｖとなると、ｄ軸出力電圧Ｖｄは０Ｖとなり、しきい値Ｖｔｈ１よりも低くなる。そのため、事故判別信号ＦＲは、ハイレベル、すなわちアクティブとなる。したがって、発振器５２ａは、高い方の周波数ｆＨのキャリア信号を出力する。なお、ｄ軸出力電圧Ｖｄは、しきい値Ｖｔｈ２よりも低く、時刻Ｔ２を経過しても、ＶｄがＶｔｈ２よりも低い期間が継続する。時刻Ｔ１と時刻Ｔ２との間の期間は、ディレイ回路２６６のディレイ時間ｔｄ以上の長さを有している。
At time T1, when all the phase voltages become 0V due to the ground fault, the d-axis output voltage Vd becomes 0V, which is lower than the threshold value Vth1. Therefore, the accident determination signal FR is at a high level, that is, active. Accordingly, the
図１０（ｂ）には、電力系統２の３線のうち２線が地絡した場合の動作例が示されている。この例では、ａ×ｃｏｓ（ωｔ）およびｂ×ｃｏｓ（ωｔ−２π／３）が０Ｖになった場合が示されているが、他の２線が０Ｖとなっても以下と同様に説明される。
FIG. 10B shows an operation example when two of the three wires of the
図１０（ｂ）に示すように、時刻Ｔ１１において、ａ×ｃｏｓ（ωｔ）およびｂ×ｃｏｓ（ωｔ−２π／３）の相が地絡により０Ｖとなる。そのため、ｄ軸出力電圧Ｖｄは、式（４）より、以下の（５）式で表される。 As shown in FIG. 10B, at time T11, the phases of a × cos (ωt) and b × cos (ωt−2π / 3) become 0 V due to the ground fault. Therefore, the d-axis output voltage Vd is expressed by the following equation (5) from equation (4).
この場合のＶｄは、時刻Ｔ１１以降にわたって、しきい値電圧Ｖｔｈ１よりも高い。Ｖｄは、時刻Ｔ１１以降の時刻に２ωの周波数で振動し、しきい値Ｖｔｈ２よりも低くなる期間がある。 In this case, Vd is higher than the threshold voltage Vth1 after time T11. Vd oscillates at a frequency of 2ω at a time after time T11 and has a period during which it is lower than the threshold value Vth2.
時刻Ｔ１２〜Ｔ１３の期間では、Ｖｄは、しきい値Ｖｔｈ２よりも低くなり、時刻Ｔ１３〜Ｔ１４の期間では、Ｖｄは、しきい値Ｖｔｈ２以上になる。ここで、ディレイ回路２６６のディレイ時間ｔｄが（Ｔ１２〜Ｔ１３）の期間よりも長く設定されている場合には、比較器２６４の出力がハイレベルになる期間と、ディレイ時間設定部２６６ａの出力がハイレベルになる期間が重なることがない。したがって、ＡＮＤ回路２６６ｂは、時刻Ｔ１１以降にわたってローレベルを出力する。
In the period from time T12 to T13, Vd is lower than the threshold value Vth2, and in the period from time T13 to T14, Vd is equal to or higher than the threshold value Vth2. Here, when the delay time td of the
この例では、電力系統２の３線のうち２線が０Ｖとなっても、事故判別回路２４６は、アクティブな事故判別信号ＦＲを出力しない。そのため、電力変換装置２１０は、低い方の周波数ｆＬでの動作を継続することができる。
In this example, even if two of the three lines of the
図１０（ｃ）には、電力系統２の３線のうち１線が地絡して０Ｖとなった場合の例が示されている。この例では、ａ×ｃｏｓ(ωｔ）が０Ｖになった場合について示されているが、他の１線が０Ｖとなっても同様に説明される。
FIG. 10C shows an example in which one of the three wires of the
図１０（ｃ）に示すように、時刻Ｔ２１において、ａ×ｃｏｓ（ωｔ）が０Ｖになるので、ｄ軸出力電圧Ｖｄは、式（４）より、以下の（６）式で表される。 As shown in FIG. 10 (c), at time T21, a × cos (ωt) becomes 0V. Therefore, the d-axis output voltage Vd is expressed by the following equation (6) from equation (4).
この場合のＶｄはしきい値電圧Ｖｔｈ１よりも高い。また、Ｖｄは、時刻Ｔ２１以降しきい値電圧Ｖｔｈ２よりも高い。したがって、事故判別回路２４６は、アクティブな事故判別信号ＦＲを出力しない。そのため、電力変換装置２１０は、低い方の周波数ｆＬでの動作を継続することができる。
In this case, Vd is higher than the threshold voltage Vth1. Further, Vd is higher than the threshold voltage Vth2 after time T21. Therefore, the
なお、上述の２線地絡や１線地絡の場合には、電力変換装置は、低い方の周波数ｆＬでの動作を継続することができるが、地絡により送電することができる電力は実質的に小さくなる。そのため、このような状態を検出した場合には、送電電力を減らすために直流電流指令値を一時的に下げるようにしてもよい。 Note that in the case of the above-described two-wire ground fault or one-wire ground fault, the power conversion device can continue the operation at the lower frequency fL, but the power that can be transmitted by the ground fault is substantial. Become smaller. Therefore, when such a state is detected, the direct current command value may be temporarily lowered in order to reduce transmission power.
また、上述の例では、しきい値電圧Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２の値を適切に設定することによって、地絡する相数や、地絡時の電圧等に応じて、電力変換装置の動作の継続条件および停止条件を任意に設定することができる。 Further, in the above example, by appropriately setting the threshold voltages Vth1 and Vth2, depending on the number of ground faults, the voltage at the time of the ground fault, and the like, Stop conditions can be set arbitrarily.
本実施形態の電力変換装置の効果について説明する。
本実施形態の電力変換装置２１０では、事故判別回路２４６を有する制御部２４０を備えている。そして、事故判別回路２４６は、電力系統２の各相の電圧を入力して回転座標変換するｄｑ演算器２６１からｄ軸出力電圧Ｖｄを出力する。ｄ軸出力電圧Ｖｄは、あらかじめ設定されたしきい値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２と比較され、Ｖｄがこれらよりも低い電圧値のときに、事故判別回路２４６は、出力をアクティブにする。そのため、キャリア信号の周波数は、高い方の周波数ｆＨに設定され、セル電圧Ｖｃｅｌｌを過大な電圧値まで充電されることが防止される。したがって、電力変換装置は動作を継続することができる。
The effect of the power converter of this embodiment is demonstrated.
The
事故判別回路２４６は、比較器２７１を有することもできる。比較器２７１は、直流電流指令値Ｉｄｃをしきい値Ｉｔｈと比較して、事故判別信号ＦＲをアクティブにすることができる。
The
事故前に設定され入力されている直流電力が大きいほど、セル電圧Ｖｃｅｌｌの増加分は、大きくなる傾向にある。たとえば、電力変換装置２１０が直流送電システムに用いられ、直流電力の送電を受けている場合に、大きな電力を融通しているときに、電力系統２の地絡を生ずると、セル電圧Ｖｃｅｌｌの上昇により、過電圧保護機能が動作しやすい。そのため、事故前に融通している電力を表す直流電流指令値Ｉｄｃがしきい値Ｉｔｈよりも大きくなる場合には、過電圧保護機能が動作しないように、電力変換装置は、高い方の周波数ｆＨでの運転に切り替える。
As the DC power set and input before the accident is larger, the increase in the cell voltage Vcell tends to increase. For example, when the
たとえば、しきい値Ｉｔｈを０．８ｐｕとなるように設定すると、事故前の電力融通量が０．８ｐｕを超えたときに、交流電圧の低下を検出して、アクティブな事故判別信号ＦＲを出力することができる。 For example, when the threshold value Ith is set to 0.8 pu, when the power interchange amount before the accident exceeds 0.8 pu, a decrease in the AC voltage is detected and an active accident determination signal FR is output. can do.
さらに、事故判別回路２４６は、比較器２７３を有することもできる。比較器２７３は、実際のセル電圧Ｖｃｅｌｌの平均値Ｖｃｅｌｌ＿ａｖｅとしきい値電圧Ｖｔｈ３とを比較して、平均値Ｖｃｅｌｌ＿ａｖｅがしきい値電圧Ｖｔｈ３よりも高い場合に、アクティブな事故判別信号ＦＲを出力することができる。
Further, the
上述したいずれのしきい値電圧Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２やしきい値Ｉｔｈは、電力系統２の各相の電圧の低下や、融通する直流電力によって、事故後のセル電圧Ｖｃｅｌｌの増加分を見込んであらかじめ設定される。しかしながら、さまざまな状況に応じてセル電圧Ｖｃｅｌｌの増加分はさまざまに変化し、必ずしも見込んだとおりの電圧となるとは限らない。そこで、比較器２７３を用いて、実際のセル電圧Ｖｃｅｌｌにもとづいて、アクティブな事故判別信号ＦＲを出力し、過電圧保護機能が動作することを回避することができる。
Any of the above-described threshold voltages Vth1, Vth2 and threshold Ith are set in advance in anticipation of an increase in the cell voltage Vcell after the accident due to a decrease in the voltage of each phase of the
本実施形態では、事故判別回路２４６が比較器２７１，２７３のいずれか一方、または両方を有する。そのため、周波数が切り替わることによって、スイッチング素子等のスイッチング損失による発熱を抑制することができる。
In the present embodiment, the
（第３の実施形態）
図１１は、本実施形態の電力変換装置の一部を例示するブロック図である。
本実施形態の電力変換装置では、制御部のうち事故判別回路３４６が上述の他の実施形態の場合と相違する。同一の構成要素には同一の符号を付して詳細な説明を適宜省略する。
図１１に示すように、事故判別回路３４６は、ｄ軸出力電圧Ｖｄおよびｑ軸出力電圧Ｖｑの合成ベクトルの大きさを演算する合成ベクトル演算器３７５を含む。
(Third embodiment)
FIG. 11 is a block diagram illustrating a part of the power conversion apparatus according to this embodiment.
In the power conversion device of the present embodiment, the
As shown in FIG. 11, the
合成ベクトル演算器３７５は、ｄｑ演算器２６１と比較器２６２，２６４との間に接続されている。合成ベクトル演算器３７５には、ｄｑ演算器２６１からｄ軸出力電圧Ｖｄおよびｑ軸出力電圧Ｖｑが供給される。合成ベクトル演算器３７５は、ｄ軸出力電圧Ｖｄおよびｑ軸出力電圧Ｖｑの合成ベクトルの大きさＶｄｑを計算する。
The combined
比較器２６２，２６４は、合成ベクトルの大きさＶｄｑとしきい値電圧Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２とをそれぞれ比較し、比較結果にもとづいて事故判別信号ＦＲを出力する。
The
合成ベクトルの大きさＶｄｑがしきい値電圧Ｖｔｈ１よりも低い場合には、事故判別回路２４６は、アクティブな事故判別信号ＦＲを出力する。
When the magnitude Vdq of the combined vector is lower than the threshold voltage Vth1, the
合成ベクトルの大きさＶｄｑがしきい値電圧Ｖｔｈ２よりも低い期間が、あらかじめ設定されたディレイ時間ｔｄ以上継続する場合には、事故判別回路２４６は、アクティブな事故判別信号ＦＲを出力する。
When the period during which the combined vector magnitude Vdq is lower than the threshold voltage Vth2 continues for a preset delay time td or longer, the
電力変換装置は、アクティブな事故判別信号ＦＲによって、高い方の周波数ｆＨで動作する。 The power converter operates at the higher frequency fH by the active accident determination signal FR.
なお、第２の実施形態の場合のように、直流電流指令値Ｉｄｃに応じて事故判別信号ＦＲをアクティブにしたり、セル電圧Ｖｃｅｌｌの測定値にもとづいて事故判別信号ＦＲをアクティブにしたりしてもよい。 Note that, as in the case of the second embodiment, the accident determination signal FR may be activated according to the direct current command value Idc, or the accident determination signal FR may be activated based on the measured value of the cell voltage Vcell. Good.
本実施形態の電力変換装置の効果について説明する。
本実施形態の電力変換装置は、ｄｑ変換された電圧の合成ベクトルの大きさをしきい値電圧Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２と比較することによって、事故判別信号ＦＲを生成する。電力系統２の潮流には、運用状況によって、有効電力とともに無効電力も含まれる。本実施形態の電力変換装置では、ｄｑ変換された電圧の合成ベクトルの大きさを取得して、しきい値と比較することによって、電力系統２の状況をより詳細に把握して事故判別を行うことができる。
The effect of the power converter of this embodiment is demonstrated.
The power converter according to the present embodiment generates the accident determination signal FR by comparing the magnitude of the combined vector of the dq-converted voltage with the threshold voltages Vth1 and Vth2. The tidal current of the
上述した各実施形態については、複数の形態を組み合わせることができる。たとえば、第１の実施形態の事故判別回路４６に第２の実施形態の事故判別回路２４６を組み合わせてもよいし、第２の実施形態の事故判別回路２４６に第３の実施形態の事故判別回路３４６を組み合わせてもよい。
About each embodiment mentioned above, a some form can be combined. For example, the
以上説明した実施形態によれば、交流側に地絡を生じて動作を停止した場合であっても、事故解消時早急に運転を再開することができる電力変換装置を実現することができる。 According to the embodiment described above, it is possible to realize a power conversion device that can restart operation promptly when an accident is resolved even when the operation is stopped due to a ground fault on the AC side.
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他のさまざまな形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明およびその等価物の範囲に含まれる。また、前述の各実施形態は、相互に組み合わせて実施することができる。 As mentioned above, although some embodiment of this invention was described, these embodiment is shown as an example and is not intending limiting the range of invention. These novel embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are included in the scope of the invention described in the claims and the equivalents thereof. Further, the above-described embodiments can be implemented in combination with each other.
２，２ａ，２ｂ 電力系統、４，４ａ，４ｂ 変圧器、６ 直流送電線、１０，２１０ 電力変換装置、２０ 電力変換部、２２ チョッパセル、２４ バッファリアクトル、３１，３２ スイッチング素子、３３，３４ ダイオード、３５ コンデンサ、３６ 電圧検出器、４０，２４０ 制御部、４２ 電力制御回路、４４ ＰＷＭ回路、４６，１４６，２４６，３４６ 事故判別回路、５１−１〜５１−６Ｎ 比較器、５２ キャリア信号生成部、５２ａ 発振器、５２ｂ−１〜５２ｂ−６Ｎ 三角波生成部、６１ｕ，６１ｖ，６１ｗ 比較器、６２ｕ，６２ｖ，６２ｗ しきい値電圧生成部、６３ ＯＲ回路、１００ 直流送電システム、１６４ タイマ回路、２６１ ｄｑ演算器、２６２，２６４ 比較器、２６６ ディレイ回路、２７１，２７３ 比較器、３７５ 合成ベクトル演算器
2, 2a, 2b Power system, 4, 4a, 4b Transformer, 6 DC transmission line, 10, 210 Power conversion device, 20 Power conversion unit, 22 Chopper cell, 24 Buffer reactor, 31, 32 Switching element, 33, 34 Diode , 35 capacitor, 36 voltage detector, 40, 240 control unit, 42 power control circuit, 44 PWM circuit, 46, 146, 246, 346 accident determination circuit, 51-1 to 51-6N comparator, 52 carrier signal generation unit , 52a oscillator, 52b-1 to 52b-6N triangular wave generator, 61u, 61v, 61w comparator, 62u, 62v, 62w threshold voltage generator, 63 OR circuit, 100 DC power transmission system, 164 timer circuit, 261 dq Arithmetic unit, 262, 264 comparator, 266 delay circuit, 271, 273 comparator, 375 synthesis Vector arithmetic unit
Claims (10)
スイッチング素子によって充放電を切り替え可能とされたコンデンサを含むセルが直列に接続されたアームを含む電力変換部と、
前記スイッチング素子を駆動して位相シフトＰＷＭ制御によって前記セルの電圧を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
第１周波数を有する第１キャリア信号および前記第１周波数よりも高い第２周波数を有する第２キャリア信号のうちのいずれか一方を出力する発振器を含み、
前記発振器は、
前記交流電圧の絶対値が所定の第１しきい値電圧の絶対値以上の場合に、前記第１キャリア信号を出力し、
前記交流電圧の絶対値が前記第１しきい値電圧の絶対値よりも低い場合に、前記第２キャリア信号を出力する電力変換装置。 A power conversion device capable of converting power bidirectionally between a DC voltage and an AC voltage,
A power converter including an arm in which cells including a capacitor that can be switched between charge and discharge by a switching element are connected in series;
A control unit for driving the switching element and controlling the voltage of the cell by phase shift PWM control;
With
The controller is
An oscillator that outputs any one of a first carrier signal having a first frequency and a second carrier signal having a second frequency higher than the first frequency;
The oscillator is
When the absolute value of the AC voltage is equal to or greater than the absolute value of a predetermined first threshold voltage, the first carrier signal is output;
A power converter that outputs the second carrier signal when an absolute value of the AC voltage is lower than an absolute value of the first threshold voltage.
あらかじめ設定された第２しきい値電圧を出力する第２しきい値電圧生成部と、
前記第２しきい値電圧生成部に接続され、前記第２しきい値電圧と前記２つの出力電圧ベクトルのうちの１つの電圧値とを比較する第２比較器と、
を含む請求項４記載の電力変換装置。 The accident determination unit
A second threshold voltage generator for outputting a preset second threshold voltage;
A second comparator connected to the second threshold voltage generator for comparing the second threshold voltage with a voltage value of one of the two output voltage vectors;
The power converter device of Claim 4 containing these.
あらかじめ設定された第３しきい値電圧を出力する第３しきい値電圧生成部と、
前記第３しきい値電圧生成部に接続され、前記第３しきい値電圧と前記１つの電圧値とを比較して第１状態または第１状態とは異なる第２状態を出力する第３比較器と、
前記第１状態または前記第２状態のうちいずれか一方があらかじめ設定された遅延時間以上継続したときに前記第２キャリア信号を選択すべきとする前記選択信号を出力するディレイ回路と、
を含む請求項５記載の電力変換装置。 The accident determination unit
A third threshold voltage generator for outputting a preset third threshold voltage;
A third comparison connected to the third threshold voltage generator for comparing the third threshold voltage with the one voltage value and outputting a first state or a second state different from the first state; And
A delay circuit for outputting the selection signal to select the second carrier signal when either one of the first state or the second state continues for a preset delay time;
The power converter device of Claim 5 containing.
前記２つの出力電圧ベクトルの合成ベクトルの大きさにもとづいて前記選択信号を出力する請求項４記載の電力変換装置。
The accident determination unit
The power conversion device according to claim 4, wherein the selection signal is output based on a magnitude of a combined vector of the two output voltage vectors.
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