JP2018061143A - Chopper amplifier - Google Patents

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伴弘 小金
Tomohiro Kogane
伴弘 小金
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a chopper amplifier capable of effectively suppressing a residual ripple component of a chopping signal included in an output signal.SOLUTION: The chopper amplifier, having a pre-stage chopper circuit 1, a pre-stage amplifier 2, a post-stage chopper circuit 3 and a post-stage amplifier 5, includes: a notch filter circuit 4 for removing a component of a chopping signal included in an output signal of the post-stage chopper circuit 3, which is connected between the post-stage chopper circuit 3 and the post-stage amplifier 5; an auxiliary amplifier 6 for compensating for phase rotation by the notch filter circuit 4, which is connected between the input side of the pre-stage copper circuit 1 and the output side of the post-stage amplifier 5.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明はチョッピングによる残存リップル成分を抑制したチョッパー増幅器に関する。   The present invention relates to a chopper amplifier that suppresses a residual ripple component caused by chopping.

センサ信号等のように直流近傍の低周波の微弱信号を高精度に高ゲインで増幅するためには、増幅器の入力オフセット電圧や１／ｆのフリッカノイズを無視することができない。そこで従来の高精度で高ゲインの増幅器では、例えば、オートゼロ、チョッピング、ＣＤＳ（Correlated Double Samplinｇ）などの手法が採用されている。   In order to amplify a low-frequency weak signal in the vicinity of DC, such as a sensor signal, with high gain with high accuracy, the input offset voltage of the amplifier and 1 / f flicker noise cannot be ignored. Therefore, conventional high-accuracy and high-gain amplifiers employ techniques such as auto-zero, chopping, and CDS (Correlated Double Sampling).

しかし、オートゼロとＣＤＳの手法はオフセット電圧や１／ｆのフリッカノイズを抑圧する効果はあるものの、折返し雑音により信号帯域内の雑音が増加するという問題がある。これに対して、チョッピングの手法は、チョッピング信号によってオフセット電圧や１／ｆのフリッカノイズをチョッピング信号の周波数の奇数倍周波数の高周波領域に変換するだけであるので、雑音はオートゼロやＣＤＳほど増加することはない。   However, although the auto-zero and CDS methods have the effect of suppressing offset voltage and 1 / f flicker noise, there is a problem that noise in the signal band increases due to aliasing noise. On the other hand, the chopping method only converts the offset voltage or 1 / f flicker noise into a high frequency region of an odd multiple of the frequency of the chopping signal by the chopping signal, so that the noise increases by auto-zero or CDS. There is nothing.

図４に従来のチョッパー増幅器の構成を示す（例えば非特許文献１参照）。１１は前段チョッパー回路であり、差動の入力信号Ｖinをその入力信号Ｖinの周波数よりも少なくとも２倍以上の周波数の矩形波のチョッピング信号φ2、＊φ2（＊φ2はφ2に対して１８０度位相差をもつ信号）でチョッピングすることで高周波信号に変調する。 FIG. 4 shows a configuration of a conventional chopper amplifier (see, for example, Non-Patent Document 1). 11 is a front chopper circuit, a chopping signal phi 2 of the rectangular wave of at least 2 times more than the frequency of the input signal V in the input signal V in the differential, * phi 2 (* phi 2 is phi 2 The signal is modulated to a high-frequency signal by chopping with a signal having a phase difference of 180 degrees with respect to.

１２は前段チョッパー回路１１の出力信号を必要なレベルまで増幅する高ゲインの前段増幅器であり、相互コンダクタンス増幅器１２１と差動の出力抵抗ｒ04と差動の出力キャパシタＣ04を備えている。抵抗ｒ04とキャパシタＣ04は電流電圧変換も行う。 Reference numeral 12 denotes a high-gain preamplifier that amplifies the output signal of the pre-stage chopper circuit 11 to a required level, and includes a transconductance amplifier 121, a differential output resistor r04, and a differential output capacitor C04 . Resistor r 04 and capacitor C 04 also perform current-voltage conversion.

１３は後段チョッパー回路であり、前段増幅器１２から出力する変調出力信号を、前記したチョッピング信号φ2、＊φ2でチョッピングすることで、入力信号Ｖinと同じ周波数の信号に復調する。 13 is a rear stage chopper circuit, a modulated output signal output from the preamplifier 12, the chopping signal phi 2 described above, by chopping with * phi 2, and demodulates the signal of the same frequency as the input signal V in.

１４は後段増幅器であり、相互コンダクタンス増幅器１４１と出力抵抗ｒ05と出力キャパシタＣ05を備えている。抵抗ｒ05とキャパシタＣ05は電流電圧変換も行う。Ｃ3，Ｃ4は後段増幅器１４の位相補償用のキャパシタである。 A post-stage amplifier 14 includes a transconductance amplifier 141, an output resistor r05, and an output capacitor C05 . Resistor r 05 and capacitor C 05 also perform current-voltage conversion. C 3 and C 4 are capacitors for phase compensation of the post-stage amplifier 14.

以上のように構成される従来のチョッパー増幅器は、通常の使用時には、そのチョッパー増幅器の入力側と出力側との間に図示しないフィードバック回路が接続される。   In the conventional chopper amplifier configured as described above, during normal use, a feedback circuit (not shown) is connected between the input side and the output side of the chopper amplifier.

前段チョッパー回路１１は、図５に示すように、入力端子１１ａと出力端子１１ｃを接続するスイッチＳＷ1、入力端子１１ｂと出力端子１１ｄを接続するＳＷ2、入力端子１１ｂと出力端子１１ｃを接続するスイッチＳＷ3、入力端子１１ａと出力端子１１ｄを接続するＳＷ4によって構成されている。そして、チョッピング信号φ2が“Ｈ”で＊φ2が“Ｌ”のとき、スイッチＳＷ1，ＳＷ2がＯＮでスイッチングＳＷ3，ＳＷ4がＯＦＦに制御され、チョッピング信号φ2が“Ｌ”で＊φ2が“Ｈ”のとき、スイッチＳＷ1，ＳＷ2がＯＦＦでスイッチングＳＷ3，ＳＷ4がＯＮに制御される。後段チョッパー回路１３も同様の構成で同様に動作する。 As shown in FIG. 5, the pre-stage chopper circuit 11 connects the switch SW 1 connecting the input terminal 11a and the output terminal 11c, SW 2 connecting the input terminal 11b and the output terminal 11d, and connects the input terminal 11b and the output terminal 11c. The switch SW 3 is constituted by SW 4 connecting the input terminal 11a and the output terminal 11d. When the chopping signal φ 2 is “H” and * φ 2 is “L”, the switches SW 1 and SW 2 are ON and the switching SW 3 and SW 4 are OFF, and the chopping signal φ 2 is “L”. in * phi when 2 is "H", the switch SW 1, SW 2 switching SW 3, SW 4 is controlled to oN at OFF. The post-stage chopper circuit 13 operates similarly with the same configuration.

入力信号Ｖinは、直流に近い低周波帯域の電圧であるが、前段チョッパー回路１１においてチョッピング信号φ2、＊φ2でチョッピングされることにより高周波に変調される。このとき、チョッピング信号φ2、＊φ2にはデューティ５０％の矩形波が使用されるので、入力信号Ｖinはそのチョッピング信号φ2の周波数の奇数倍（１倍、３倍、５倍、・・・）の周波数に変調されて出力する。 Input signal V in is the voltage of a low frequency band near DC, chopping signal phi 2 at the preceding stage chopper circuit 11, is modulated to a high frequency by being chopped by * phi 2. In this case, the chopping signal phi 2, since the square wave of 50% duty is used for the * phi 2, the input signal V in is an odd multiple (1 times the frequency of the chopping signal phi 2, 3-fold, 5-fold, ..) Are modulated and output.

そして、それら奇数倍の周波数信号は前段増幅器１２で増幅される。このとき、この前段増幅器１２の相互コンダクタンス増幅器１２１に存在するオフセット電圧や１／ｆのフリッカノイズも、変調信号とともに増幅される。   These odd multiple frequency signals are amplified by the pre-amplifier 12. At this time, the offset voltage and 1 / f flicker noise existing in the transconductance amplifier 121 of the pre-stage amplifier 12 are also amplified together with the modulation signal.

前段増幅器１２の出力信号は、後段チョッパー回路１３においてチョッピング信号φ2、＊φ2でチョッピングされることにより、入力信号Ｖinに対応する変調成分は元の低周波信号に復調されるが、前段増幅器１２のオフセット電圧や１／ｆのフリッカノイズは、チョッピング信号φ2、＊φ2によるチョッピングによってそのチョッピング信号φ2の周波数の奇数倍の周波数に変調されて、高周波領域に移動する。 The output signal of the pre-amplifier 12, the chopping signal phi 2 at a subsequent stage chopper circuit 13, by being chopped by * phi 2, the modulation component corresponding to the input signal V in is demodulated into the original low-frequency signal, the preceding stage The offset voltage of the amplifier 12 and 1 / f flicker noise are modulated to a frequency that is an odd multiple of the frequency of the chopping signal φ 2 by chopping by the chopping signals φ 2 and * φ 2 , and move to the high frequency region.

そこで、後段チョッパー回路１３の出力信号を後段増幅器１４で増幅した出力信号Ｖoutを図示しないローパスフィルタに入力させることで、その出力信号Ｖoutに含まれている前段増幅器１２のオフセット電圧や１／ｆのフリッカノイズを除去することができる。なお、入力信号Ｖinは前段増幅器１２ですでに十分なレベルに増幅されているので、後段増幅器１４のオフセット電圧や１／ｆのフリッカノイズは、出力信号ＶoutのＳ／Ｎ比に大きな影響を与えない。 Therefore, by inputting the output signal V out obtained by amplifying the output signal of the post-stage chopper circuit 13 by the post-stage amplifier 14 to a low-pass filter (not shown), the offset voltage of the pre-stage amplifier 12 included in the output signal V out or 1 / The flicker noise of f can be removed. Since the input signal V in is amplified already sufficient level in pre-amplifier 12, the flicker noise of the offset voltage and 1 / f of the rear stage amplifier 14 has a large impact on the S / N ratios of the output signal V out Not give.

このようにして、入力信号Ｖinが微弱であっても、前段増幅器１２のオフセット電圧及び１／ｆのフリッカノイズの影響を抑制した高ゲインで高精度の出力信号を得ることができる。 In this way, even weak input signal V in is, can be a high gain to suppress the influence of flicker noise of the offset voltage and 1 / f of the pre-amplifier 12 to obtain a high accuracy of the output signal.

A.Bakker,J.Huijsinｇ,“A CMOS chopper opamp with inteｇrated low-pass filter”,Proc,ESSCIRC,09-1997.A. Bakker, J. Huijjsing, “A CMOS chopper opamp with integrated low-pass filter”, Proc, ESSCIRC, 09-1997.

ところが、図４で説明した従来のチョッパー増幅器は、チョッピング信号の成分を後段増幅器１４の後段に接続したローパスフィルタで完全に除去することが困難で、そのチョッピング信号の成分が、出力信号Ｖoutに矩形波の残存リップル成分として現れるという問題があった。 However, in the conventional chopper amplifier described in FIG. 4, it is difficult to completely remove the component of the chopping signal by the low-pass filter connected to the subsequent stage of the post-stage amplifier 14, and the component of the chopping signal is converted into the output signal Vout . There was a problem that it appeared as a residual ripple component of a rectangular wave.

本発明の目的は、出力信号に含まれるチョッピング信号の残存リプル成分を効果的に抑制できるようにしたチョッパー増幅器を提供することである。   An object of the present invention is to provide a chopper amplifier capable of effectively suppressing a residual ripple component of a chopping signal included in an output signal.

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、入力信号をチョッピング信号により変調する前段チョッパー回路と、該前段チョッパー回路の出力信号を増幅する前段増幅器と、該前段増幅器の出力信号を前記チョッピング信号により復調する後段チョッパー回路と、該後段チョッパー回路の出力信号を増幅する後段増幅器とを備えたチョッパー増幅器において、前記後段チョッパー回路と前記後段増幅器との間に、前記後段チョッパー回路の出力信号に含まれる前記チョッピング信号の成分を除去するノッチフィルタ回路を接続し、前記前段チョッパー回路の入力側と前記後段増幅器の出力側との間に、前記ノッチフィルタ回路による位相回りを補償する補助増幅器を接続した、ことを特徴とする。   In order to achieve the above object, the invention according to claim 1 is directed to a pre-stage chopper circuit that modulates an input signal with a chopping signal, a pre-stage amplifier that amplifies an output signal of the pre-stage chopper circuit, and an output signal of the pre-stage amplifier. In a chopper amplifier comprising a post-stage chopper circuit demodulated by the chopping signal and a post-stage amplifier that amplifies the output signal of the post-stage chopper circuit, the output of the post-stage chopper circuit is between the post-stage chopper circuit and the post-stage amplifier. An auxiliary amplifier that connects a notch filter circuit that removes a component of the chopping signal included in a signal and compensates for a phase shift by the notch filter circuit between the input side of the front-stage chopper circuit and the output side of the rear-stage amplifier. Is connected.

請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のチョッパー増幅器において、前記前段増幅器、前記後段増幅器及び前記補助増幅器をそれぞれ相互コンダクタンス増幅器で構成するとともに、前記前段増幅器の相互コンダクタンス増幅器と前記補助増幅器の相互コンダクタンス増幅器の相互コンダクタンスの値を同程度に設定したことを特徴とする。   According to a second aspect of the present invention, in the chopper amplifier according to the first aspect, the front-stage amplifier, the rear-stage amplifier, and the auxiliary amplifier are each composed of a transconductance amplifier, and the transconductance amplifier of the front-stage amplifier and the auxiliary amplifier The transconductance values of the transconductance amplifiers are set to the same level.

請求項３にかかる発明は、請求項１又は２に記載のチョッパー増幅器において、前記補助増幅器のゲインを前記前段増幅器のゲインより小さいゲインに設定したことを特徴とする。   According to a third aspect of the present invention, in the chopper amplifier according to the first or second aspect, the gain of the auxiliary amplifier is set to be smaller than the gain of the preceding amplifier.

請求項４にかかる発明は、請求項１、２又は３に記載のチョッパー増幅器において、前記ノッチフィルタ回路の非反転入力端子と前記後段増幅器の出力端子との間に位相補償用の第１のキャパシタを接続し、前記ノッチフィルタ回路の反転入力端子と接地との間に位相補償用の第２のキャパシタを接続したことを特徴とする。   The invention according to claim 4 is the chopper amplifier according to claim 1, 2, or 3, wherein the first capacitor for phase compensation is provided between the non-inverting input terminal of the notch filter circuit and the output terminal of the subsequent amplifier. And a second capacitor for phase compensation is connected between the inverting input terminal of the notch filter circuit and the ground.

請求項５にかかる発明は、請求項１、２又は３に記載のチョッパー増幅器において、前記ノッチフィルタ回路の非反転出力端子と前記後段増幅器の出力端子との間に位相補償用の第１のキャパシタを接続し、前記ノッチフィルタ回路の反転出力端子と接地との間に位相補償用の第２のキャパシタを接続したことを特徴とするチョッパー増幅器。   The invention according to claim 5 is the chopper amplifier according to claim 1, 2 or 3, wherein the first capacitor for phase compensation is provided between the non-inverting output terminal of the notch filter circuit and the output terminal of the subsequent amplifier. And a second capacitor for phase compensation is connected between the inverting output terminal of the notch filter circuit and the ground.

本発明によれば、ノッチフィルタ回路によって、後段増幅器から出力する出力信号に含まれていたチョッピング信号の残存リプル成分を抑制することができる。また、ノッチフィルタ回路の挿入による位相周りを、補助増幅器によって抑制して増幅動作の安定化を図ることができる。   According to the present invention, the remaining ripple component of the chopping signal included in the output signal output from the subsequent amplifier can be suppressed by the notch filter circuit. Further, the phase around due to the insertion of the notch filter circuit can be suppressed by the auxiliary amplifier, and the amplification operation can be stabilized.

本発明の第１の実施例のチョッパー増幅器の回路図である。1 is a circuit diagram of a chopper amplifier according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第２の実施例のチョッパー増幅器の回路図である。It is a circuit diagram of the chopper amplifier of the 2nd Example of this invention. ノッチフィルタ回路の一例の回路図である。It is a circuit diagram of an example of a notch filter circuit. 従来のチョッパー増幅器の回路図である。It is a circuit diagram of a conventional chopper amplifier. チョッパー回路の回路図である。It is a circuit diagram of a chopper circuit. 図４の従来のチョッパー増幅器の周波数特性図とナイキスト線図である。FIG. 5 is a frequency characteristic diagram and a Nyquist diagram of the conventional chopper amplifier of FIG. 4. 図１のチョッパー増幅器から補助増幅器を除去したときの周波数特性図とナイキスト線図である。FIG. 2 is a frequency characteristic diagram and a Nyquist diagram when an auxiliary amplifier is removed from the chopper amplifier of FIG. 1. 図１のチョッパー増幅器の周波数特性図とナイキスト線図である。FIG. 2 is a frequency characteristic diagram and a Nyquist diagram of the chopper amplifier of FIG. 1. ノッチフィルタ回路の周波数特性図である。It is a frequency characteristic figure of a notch filter circuit.

＜第１の実施例＞
図１に本発明の１つの実施例のチョッパー増幅器を示す。１は前段チョッパー回路であり、差動の入力信号Ｖinをその入力信号Ｖｉｎの周波数よりも少なくとも２倍以上の周波数の矩形波のチョッピング信号φ1、＊φ1（＊φ1はφ1に対して１８０度位相差をもつ信号）でチョッピングすることで高周波信号に変調する。 <First embodiment>
FIG. 1 shows a chopper amplifier according to one embodiment of the present invention. 1 is a front chopper circuit, a chopping signal phi 1 of the rectangular wave of at least 2 times more than the frequency of the input signal Vin of the input signal V in the differential, * phi 1 (* phi 1 to phi 1 On the other hand, the signal is modulated to a high frequency signal by chopping with a signal having a phase difference of 180 degrees.

２は前段チョッパー回路１の出力信号を必要なレベルまで増幅する高ゲインの前段増幅器であり、相互コンダクタンス増幅器２１と差動の出力抵抗ｒ01、差動の出力キャパシタＣ01を備えている。抵抗ｒ01、キャパシタＣ01は電流電圧変換も行う。 2 is a high-gain pre-amplifier for amplifying to a required level output signal of the preceding stage chopper circuit 1, the transconductance amplifier 21 and the output resistance r 01 of the differential, and an output capacitor C 01 of the differential. The resistor r 01 and the capacitor C 01 also perform current-voltage conversion.

３は後段チョッパー回路であり、前段増幅器２から出力する変調出力信号を前記したチョッピング信号φ1、＊φ1でチョッピングすることで、入力信号Ｖinと同じ周波数の信号に復調する。 3 is a rear stage chopper circuit, a chopping signal phi 1 that the modulated output signal outputted from the preamplifier 2, by chopping with * phi 1, and demodulates the signal of the same frequency as the input signal V in.

４はノッチフィルタ回路であり、後段チョッパー回路３の出力信号に含まれるチョッピング信号φ1、＊φ1の周波数成分を除去する。 A notch filter circuit 4 removes frequency components of the chopping signals φ 1 and * φ 1 included in the output signal of the subsequent chopper circuit 3.

５は後段増幅器であり、相互コンダクタンス増幅器５１と出力抵抗ｒ02と出力キャパシタＣ02を備えている。抵抗ｒ02とキャパシタＣ02は電流電圧変換も行う。相互コンダクタンス増幅器５１の出力端子とノッチフィルタ回路４の非反転入力端子との間に接続したキャパシタＣ1とノッチフィルタ回路４の反転入力端子と接地との間に接続したキャパシタＣ2は位相補償用である。 Reference numeral 5 denotes a post-stage amplifier, which includes a transconductance amplifier 51, an output resistor r02, and an output capacitor C02 . Resistor r 02 and capacitor C 02 also perform current-voltage conversion. A capacitor C 1 connected between the output terminal of the transconductance amplifier 51 and the non-inverting input terminal of the notch filter circuit 4 and a capacitor C 2 connected between the inverting input terminal of the notch filter circuit 4 and the ground are used for phase compensation. It is.

６は補助増幅器であり、前記した差動の入力信号Ｖinを入力して増幅する相互コンダクタンス増幅器６１と出力抵抗ｒ03と出力キャパシタＣ03を備えている。出力抵抗ｒ03とキャパシタＣ03は電流電圧変換も行う。相互コンダクタンス増幅器６１の出力端子は後段増幅器５の出力端子に共通接続される。 6 denotes an auxiliary amplifier, and an output capacitor C 03 and transconductance amplifier 61 which amplifies the input signal V in of the above-described differential output resistance r 03. The output resistor r 03 and the capacitor C 03 also perform current-voltage conversion. The output terminal of the transconductance amplifier 61 is commonly connected to the output terminal of the subsequent amplifier 5.

このように構成される本実施例のチョッパー増幅器は、通常の使用時には、そのチョッパ増幅器の入力側と出力側との間に、図示しないフィードバック回路が接続される。   In the chopper amplifier of this embodiment configured as described above, a feedback circuit (not shown) is connected between the input side and the output side of the chopper amplifier during normal use.

さて、入力信号Ｖinは、直流に近い低周波帯域の電圧であるが、前段チョッパー回路１においてチョッピング信号φ1、＊φ1でチョッピングされることにより、そのチョッピング信号φ1の周波数に変調される。このとき、チョッピング信号φ1、＊φ1にはデューティ５０％の矩形波が使用されるので、入力信号Ｖinはそのチョッピング信号φ1の周波数の奇数倍（１倍、３倍、５倍、・・・）の周波数に変調される。 Now, the input signal V in is the voltage of a low frequency band near DC, chopping signals phi 1 in the front stage chopper circuit 1, by being chopped by * phi 1, it is modulated to the frequency of the chopping signal phi 1 The At this time, chopping signals phi 1, since the square wave of 50% duty is used to * phi 1, the input signal V in is an odd multiple (1 times the frequency of the chopping signal phi 1, 3-fold, 5-fold, ...)).

そして、それら奇数倍の周波数信号は前段増幅器２で増幅される。このとき、この前段増幅器２の相互コンダクタンス増幅器２１に存在するオフセット電圧や１／ｆのフリッカノイズも、変調信号とともに増幅される。   These odd frequency signals are amplified by the preamplifier 2. At this time, the offset voltage and 1 / f flicker noise existing in the transconductance amplifier 21 of the pre-stage amplifier 2 are also amplified together with the modulation signal.

前段増幅器２の出力信号は、後段チョッパー回路３においてチョッピング信号φ1、＊φ1でチョッピングされることにより、入力信号Ｖinに対応する変調成分は元の低周波信号に復調されるが、前段増幅器２のオフセット電圧や１／ｆのフリッカノイズは、チョッピング信号φ1、＊φ1によるチョッピングによってそのチョッピング信号φ1の周波数の奇数倍の周波数に変調されて、高周波領域に移動する。 The output signal of the preamplifier 2, chopping signals phi 1 in the rear stage chopper circuit 3, by being chopped by * phi 1, the modulation component corresponding to the input signal V in is demodulated into the original low-frequency signal, the preceding stage The offset voltage of the amplifier 2 and the 1 / f flicker noise are modulated to a frequency that is an odd multiple of the frequency of the chopping signal φ 1 by chopping by the chopping signals φ 1 and * φ 1 , and move to a high frequency region.

後段チョッパー回路３の出力信号には、前述したようにチョッピング信号φ1の成分が含まれているが、ノッチフィルタ回路４によってその成分が除去される。そして、後段チョッパー回路３の出力信号を後段増幅器４で増幅した出力信号Ｖoutを図示しないローパスフィルタに入力することで、その出力信号Ｖoutから前段増幅器２のオフセット電圧や１／ｆのフリッカノイズを除去することができる。 The output signal of the post-stage chopper circuit 3 includes the component of the chopping signal φ 1 as described above, but the component is removed by the notch filter circuit 4. Then, the output signal Vout obtained by amplifying the output signal of the post-stage chopper circuit 3 by the post-stage amplifier 4 is input to a low-pass filter (not shown) so that the offset voltage of the pre-stage amplifier 2 and 1 / f flicker noise are output from the output signal Vout. Can be removed.

ノッチフィルタ回路４としては、図３に示すように、抵抗Ｒ41〜Ｒ45とキャパシタＣ41〜Ｃ45を使用したツインＴ型構成のものを使用することができる。その利得と位相の周波数特性は、例えば図９に示す特性となる。ｆｏはノッチ周波数であり、チョッピング信号φ1の周波数に設定されている。 As the notch filter circuit 4, as shown in FIG. 3, a twin T-type configuration using resistors R 41 to R 45 and capacitors C 41 to C 45 can be used. The frequency characteristics of the gain and phase are, for example, the characteristics shown in FIG. f o is a notch frequency, which is set to the frequency of the chopping signal φ 1 .

ところで、上記したように、ノッチフィルタ回路４によってチョッピング信号φ1の成分を除去することができるが、このノッチフィルタ回路４を追加すると、チョッパー増幅器の入出力間の周波数伝達関数が大きく変化し、位相が大きく回転して、動作が不安定になる。 By the way, as described above, the notch filter circuit 4 can remove the component of the chopping signal φ 1 , but when this notch filter circuit 4 is added, the frequency transfer function between the input and output of the chopper amplifier changes greatly, The phase is greatly rotated and the operation becomes unstable.

そこで、本実施例では、チョッパー増幅器の入力側と出力側との間に補助経路を設けて、その補助経路に補助増幅器６を挿入して位相補償を行うことで、動作の安定性を確保している。   Therefore, in this embodiment, an auxiliary path is provided between the input side and the output side of the chopper amplifier, and the auxiliary amplifier 6 is inserted in the auxiliary path to perform phase compensation, thereby ensuring operational stability. ing.

まず、本実施例のチョッパー増幅器の入出力間の周波数伝達関数を次の式（１）に示す。

Figure 2018061143
ここで、ｇm1，ｇm2，ｇm3はそれぞれ相互コンダクタンス増幅器２１，５１，６１の相互コンダクタンス、Ｈnotchはノッチフィルタ回路４の周波数伝達関数である。また、
Figure 2018061143
である。ωoはノッチ角周波数、Ｑは実数を表す。 First, the frequency transfer function between the input and output of the chopper amplifier of this embodiment is shown in the following equation (1).
Figure 2018061143
Here, g m1 , g m2 , and g m3 are the mutual conductances of the mutual conductance amplifiers 21, 51, and 61, respectively, and H notch is the frequency transfer function of the notch filter circuit 4. Also,
Figure 2018061143
It is. ω o represents a notch angular frequency, and Q represents a real number.

一方、図４で説明した従来のチョッパー増幅器の入出力間の周波数伝達関数は、次の式で示すように、

Figure 2018061143
となる。ここで、ｇｍ4，ｇｍ5はそれぞれ相互コンダクタンス増幅器１２１，１４１の相互コンダクタンスである。また、
Figure 2018061143
である。 On the other hand, the frequency transfer function between the input and output of the conventional chopper amplifier described in FIG.
Figure 2018061143
It becomes. Here, g m4 and g m5 are the mutual conductances of the mutual conductance amplifiers 121 and 141, respectively. Also,
Figure 2018061143
It is.

さて、図１の本実施例のチョッパー増幅器の回路は、図４の従来のチョッパー増幅器の回路に対して、ノッチフィルタ回路４と補助増幅器６を追加し接続したものに等しい。ここで、ノッチ角周波数ωo以外の周波数特性を変えないためには、ＣL1＝Ｃo4、ＣL2＝Ｃo5、ＣC1＝ＣC2、ｇm1＝ｇm4、ｇm2＝ｇm5、ＲL1＝ｒo4、ＲL2＝ｒo5と設定すればよい。 The chopper amplifier circuit of this embodiment shown in FIG. 1 is equivalent to the circuit of the conventional chopper amplifier shown in FIG. 4 in which a notch filter circuit 4 and an auxiliary amplifier 6 are added and connected. In order not to change the frequency characteristics other than the notch angular frequency ω o , C L1 = C o4 , C L2 = C o5 , C C1 = C C2 , g m1 = g m4 , g m2 = g m5 , R L1 = r o4, it may be set as R L2 = r o5.

このようにすることで、式（１）の伝達関数の第１の極の位置と第２の極の位置が、式（３）の伝達関数の第１の極の位置と第２の極の位置とほぼ同じになる。これにより、式（１）の伝達関数の周波数特性と式（２）の伝達関数の周波数特性の違いは、各伝達関数の分子の項によって決まることになる。   By doing so, the position of the first pole and the position of the second pole of the transfer function of Expression (1) are the same as the position of the first pole and the position of the second pole of the transfer function of Expression (3). It becomes almost the same as the position. Thus, the difference between the frequency characteristic of the transfer function of Expression (1) and the frequency characteristic of the transfer function of Expression (2) is determined by the numerator term of each transfer function.

ノッチフィルタ回路４のみを追加しただけの伝達関数は、式（１）において、Ｃ03＝０、ｇｍ3＝０、ｒ03＝∞とすることで得られる。この場合の周波数特性の例を図７（ａ）に示す。ノッチ周波数ｆｏ周辺で急激な位相変化があり、その辺り（点線で囲まれた部分）のナイキスト線図は図７（ｂ）に示す通りである。この図７（ｂ）では、軌跡が（−１，ｊ０）を回ってしまっているので、ノッチフィルタ回路４のみの場合は、動作不安定であることが分かる。 A transfer function in which only the notch filter circuit 4 is added can be obtained by setting C 03 = 0, g m3 = 0, and r 03 = ∞ in the equation (1). An example of frequency characteristics in this case is shown in FIG. There are sudden phase change around the notch frequency f o, the Nyquist diagram of the neighborhood (shown in phantom) is shown in FIG. 7 (b). In FIG. 7B, the trajectory has turned around (−1, j0), so that it is understood that the operation is unstable when only the notch filter circuit 4 is used.

図４に示した従来のチョッパー増幅器の周波数特性は、図６（ａ）に示す通り、式（３）の分母の位相回り９０度が最初に発生することがわかるが、ノッチフィルタ回路４の追加によって、ノッチフィルタ回路４の周波数特性である図９からもわかるように、さらに９０度回ってしまう。さらに、式（１）の分子の第二項の周波数特性により、ここでも９０度まわってしまう。   As shown in FIG. 6A, the frequency characteristic of the conventional chopper amplifier shown in FIG. 4 is found to occur first at 90 degrees around the phase of the denominator of Equation (3). Therefore, as shown in FIG. 9, which is the frequency characteristic of the notch filter circuit 4, the angle is further rotated by 90 degrees. In addition, the frequency characteristic of the second term of the numerator of formula (1) also turns 90 degrees here.

以上より、従来のチョッパー増幅器にノッチフィルタ回路４のみを追加しただけでは、最低でも２７０度は位相が回ってしまうことになる。これが、ノッチフィルタ回路４を追加しただけではナイキスト線図の軌跡が（−１，ｊ０）を回ってしまい不安定となる理由である。   As described above, if only the notch filter circuit 4 is added to the conventional chopper amplifier, the phase is rotated at least 270 degrees. This is the reason why the locus of the Nyquist diagram turns around (−1, j0) and becomes unstable if only the notch filter circuit 4 is added.

これに対して、本実施例のように、ノッチフィルタ回路４と共に補助増幅器６を追加した場合は、ノッチフィルタ回路４による位相回りを補償することできる。ｇm1＝ｇｍ3と設定することで、式（１）の分子の第２項と第４項がほぼ等しくなるので、虚数成分が非常に小さくなる。虚数成分が小さくなるということは周波数特性が無くなることを意味するので、位相回りも発生しなくなる。また、式（１）の分子の第１項にノッチフィルタ回路４の項があるので、最大で９０度の位相回りが発生するが、式（１）の分子の第３項が実数なので、９０度の位相回りを抑える方向に働く。 On the other hand, when the auxiliary amplifier 6 is added together with the notch filter circuit 4 as in the present embodiment, the phase shift by the notch filter circuit 4 can be compensated. By setting g m1 = g m3 , the second and fourth terms of the numerator of formula (1) are substantially equal, so the imaginary component becomes very small. The fact that the imaginary component becomes small means that the frequency characteristic is lost, and therefore no phase rotation occurs. Further, since there is a notch filter circuit 4 term in the first term of the numerator of the formula (1), a maximum phase shift of 90 degrees occurs, but since the third term of the numerator of the formula (1) is a real number, 90 It works in the direction to suppress the phase around the degree.

図８（ａ）に本実施例のチョッパー増幅器の周波数特性を、図８（ｂ）にそのナイキスト線図を示す。図８（ｂ）では、軌跡が（−１、ｊ０）をまわっていないため、補助増幅器６の追加によってノッチフィルタ回路４の位相回りを補償できていることが分かる。   FIG. 8A shows the frequency characteristics of the chopper amplifier of this embodiment, and FIG. 8B shows its Nyquist diagram. In FIG. 8B, it can be seen that the phase around the notch filter circuit 4 can be compensated by the addition of the auxiliary amplifier 6 because the locus does not go around (−1, j0).

なお、補助増幅器６のゲインは前段増幅器２のゲインに比べて小さく設定する。これにより、補助増幅器６の相互コンダクタンス増幅器６１のオフセット電圧や１／ｆノイズの影響を避けることができる。   Note that the gain of the auxiliary amplifier 6 is set smaller than the gain of the pre-stage amplifier 2. As a result, the influence of the offset voltage and 1 / f noise of the transconductance amplifier 61 of the auxiliary amplifier 6 can be avoided.

＜第２の実施例＞
以上説明した図１のチョッパー増幅器では、位相補償用のキャパシタＣ1をノッチフィルタ回路４の非反転入力端子と後段増幅器５の出力端子との間に接続し、位相補償用のキャパシタＣ2をノッチフィルタ回路４の反転入力端子と接地との間に接続したが、図２に示すように、位相補償用のキャパシタＣ1をノッチフィルタ回路４の非反転出力端子と後段増幅器５の出力端子との間に接続し、位相補償用のキャパシタＣ2をノッチフィルタ回路４の反転出力端子と接地との間に接続しても、全く同様に動作する。 <Second embodiment>
In the chopper amplifier of FIG. 1 described above, the phase compensation capacitor C 1 is connected between the non-inverting input terminal of the notch filter circuit 4 and the output terminal of the subsequent amplifier 5, and the phase compensation capacitor C 2 is notched. Although connected between the inverting input terminal of the filter circuit 4 and the ground, as shown in FIG. 2, the phase compensation capacitor C 1 is connected between the non-inverting output terminal of the notch filter circuit 4 and the output terminal of the subsequent amplifier 5. Even if the phase compensation capacitor C 2 is connected between the inverting output terminal of the notch filter circuit 4 and the ground, the same operation is performed.

１：前段チョッパー回路、２：前段増幅器、２１：相互コンダクタンス増幅器、３：後段チョッパー回路、４：ノッチフィルタ回路、５：後段増幅器、５１：相互コンダクタンス増幅器、６：補助増幅器、６１：相互コンダクタンス増幅器
１１：前段チョッパー回路、１２：前段増幅器、１２１：相互コンダクタンス増幅器、１３：後段チョッパー回路、１４：後段増幅器、１４１：相互コンダクタンス増幅器 1: front-stage chopper circuit, 2: front-stage amplifier, 21: transconductance amplifier, 3: rear-stage chopper circuit, 4: notch filter circuit, 5: rear-stage amplifier, 51: transconductance amplifier, 6: auxiliary amplifier, 61: transconductance amplifier 11: front-stage chopper circuit, 12: front-stage amplifier, 121: mutual conductance amplifier, 13: rear-stage chopper circuit, 14: rear-stage amplifier, 141: mutual conductance amplifier

Claims (5)

入力信号をチョッピング信号により変調する前段チョッパー回路と、該前段チョッパー回路の出力信号を増幅する前段増幅器と、該前段増幅器の出力信号を前記チョッピング信号により復調する後段チョッパー回路と、該後段チョッパー回路の出力信号を増幅する後段増幅器とを備えたチョッパー増幅器において、
前記後段チョッパー回路と前記後段増幅器との間に、前記後段チョッパー回路の出力信号に含まれる前記チョッピング信号の成分を除去するノッチフィルタ回路を接続し、
前記前段チョッパー回路の入力側と前記後段増幅器の出力側との間に、前記ノッチフィルタ回路による位相回りを補償する補助増幅器を接続した、
ことを特徴とするチョッパー増幅器。 A front-stage chopper circuit that modulates an input signal with a chopping signal, a front-stage amplifier that amplifies the output signal of the front-stage chopper circuit, a rear-stage chopper circuit that demodulates the output signal of the front-stage amplifier with the chopping signal, and the rear-stage chopper circuit In a chopper amplifier having a post-stage amplifier that amplifies an output signal,
A notch filter circuit for removing a component of the chopping signal included in the output signal of the post-stage chopper circuit is connected between the post-stage chopper circuit and the post-stage amplifier,
An auxiliary amplifier that compensates for a phase shift by the notch filter circuit is connected between the input side of the front stage chopper circuit and the output side of the rear stage amplifier.
A chopper amplifier characterized by that. 請求項１に記載のチョッパー増幅器において、
前記前段増幅器、前記後段増幅器及び前記補助増幅器をそれぞれ相互コンダクタンス増幅器で構成するとともに、前記前段増幅器の相互コンダクタンス増幅器と前記補助増幅器の相互コンダクタンス増幅器の相互コンダクタンスの値を同程度に設定したことを特徴とするチョッパー増幅器。 The chopper amplifier according to claim 1, wherein
The pre-stage amplifier, the post-stage amplifier, and the auxiliary amplifier are each configured by a mutual conductance amplifier, and the mutual conductance values of the pre-stage amplifier and the auxiliary amplifier are set to be approximately the same. Chopper amplifier. 請求項１又は２に記載のチョッパー増幅器において、
前記補助増幅器のゲインを前記前段増幅器のゲインより小さいゲインに設定したことを特徴とするチョッパー増幅器。 The chopper amplifier according to claim 1 or 2,
A chopper amplifier, wherein the gain of the auxiliary amplifier is set to be smaller than the gain of the preceding amplifier. 請求項１、２又は３に記載のチョッパー増幅器において、
前記ノッチフィルタ回路の非反転入力端子と前記後段増幅器の出力端子との間に位相補償用の第１のキャパシタを接続し、前記ノッチフィルタ回路の反転入力端子と接地との間に位相補償用の第２のキャパシタを接続したことを特徴とするチョッパー増幅器。 The chopper amplifier according to claim 1, 2 or 3,
A first capacitor for phase compensation is connected between the non-inverting input terminal of the notch filter circuit and the output terminal of the subsequent amplifier, and the phase compensation is connected between the inverting input terminal of the notch filter circuit and the ground. A chopper amplifier characterized by connecting a second capacitor. 請求項１、２又は３に記載のチョッパー増幅器において、
前記ノッチフィルタ回路の非反転出力端子と前記後段増幅器の出力端子との間に位相補償用の第１のキャパシタを接続し、前記ノッチフィルタ回路の反転出力端子と接地との間に位相補償用の第２のキャパシタを接続したことを特徴とするチョッパー増幅器。 The chopper amplifier according to claim 1, 2 or 3,
A first capacitor for phase compensation is connected between the non-inverting output terminal of the notch filter circuit and the output terminal of the subsequent amplifier, and the phase compensation is connected between the inverting output terminal of the notch filter circuit and the ground. A chopper amplifier characterized by connecting a second capacitor.
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018174476A (en) * 2017-03-31 2018-11-08 エイブリック株式会社 Differential amplifier
CN110048683A (en) * 2019-05-16 2019-07-23 重庆市渝沪芯科技有限公司 A kind of chopper current feedback magnifier of low noise
CN112583408A (en) * 2020-12-25 2021-03-30 上海贝岭股份有限公司 Gain-variable successive approximation type analog-to-digital converter and system on chip
JP7287794B2 (en) 2019-03-05 2023-06-06 日清紡マイクロデバイス株式会社 amplifier
CN117394809A (en) * 2023-12-07 2024-01-12 杭州晶华微电子股份有限公司 Fully differential instrumentation amplifier circuit, instrumentation amplifier, and integrated circuit
WO2024031991A1 (en) * 2022-08-09 2024-02-15 上海烨映微电子科技股份有限公司 Reference circuit

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018174476A (en) * 2017-03-31 2018-11-08 エイブリック株式会社 Differential amplifier
JP7287794B2 (en) 2019-03-05 2023-06-06 日清紡マイクロデバイス株式会社 amplifier
CN110048683A (en) * 2019-05-16 2019-07-23 重庆市渝沪芯科技有限公司 A kind of chopper current feedback magnifier of low noise
CN112583408A (en) * 2020-12-25 2021-03-30 上海贝岭股份有限公司 Gain-variable successive approximation type analog-to-digital converter and system on chip
WO2024031991A1 (en) * 2022-08-09 2024-02-15 上海烨映微电子科技股份有限公司 Reference circuit
CN117394809A (en) * 2023-12-07 2024-01-12 杭州晶华微电子股份有限公司 Fully differential instrumentation amplifier circuit, instrumentation amplifier, and integrated circuit
CN117394809B (en) * 2023-12-07 2024-03-26 杭州晶华微电子股份有限公司 Fully differential instrumentation amplifier circuit, instrumentation amplifier, and integrated circuit

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