JP2018050097A - Base station device, perturbation vector search method and program - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、移動通信システムにおける基地局装置、摂動ベクトル探索方法及びプログラムに関するものである。 The present invention relates to a base station apparatus, a perturbation vector search method, and a program in a mobile communication system.
近年、限られた周波数帯域で無線通信における伝送高速化を実現するため、周波数利用効率向上のための研究が数多くなされてきた。その中でも、送受信両方で複数のアンテナを同時に利用することにより、単位周波数当たりの伝送容量を増やすMIMO(Multi−Input Multi−Output;多入力多出力)技術が着目を浴び、その一部は既に実用化され更なる高度化のための検討も活発に行われている。 In recent years, many studies have been made to improve frequency utilization efficiency in order to realize high-speed transmission in wireless communication in a limited frequency band. Among them, MIMO (Multi-Input Multi-Output) technology, which increases transmission capacity per unit frequency by simultaneously using multiple antennas for both transmission and reception, has attracted attention, and some of them are already in practical use. Study for further advancement has been actively conducted.
MIMOには、1つの無線送信装置としての基地局が1つの無線受信装置としての通信端末装置(移動局、端末)と同一時刻・同一周波数で複数の信号を送信するSingle−User MIMO(以下「SU−MIMO」という。)と、1つの基地局が複数の異なる通信端末装置に同一時刻・同一周波数で信号を送信、あるいは複数の異なる基地局が1つの通信端末装置に同一時刻・同一周波数で信号を送信するMulti−User MIMO(以下「MU−MIMO」という。)がある。MU−MIMOとしては、1つの基地局が複数の異なる通信端末装置に同一時刻・同一周波数で信号を送信する下りリンク(Downlink:DL)MU−MIMO(以下「DL−MU−MIMO」という。)がある。 In MIMO, a single-user MIMO (hereinafter, “a base station as one wireless transmission device) transmits a plurality of signals at the same time and at the same frequency as a communication terminal device (mobile station, terminal) as one wireless reception device. SU-MIMO ”) and one base station transmits signals to a plurality of different communication terminal devices at the same time and the same frequency, or a plurality of different base stations transmit one communication terminal device to the same time and the same frequency. There is Multi-User MIMO (hereinafter referred to as “MU-MIMO”) that transmits signals. As MU-MIMO, one base station transmits a downlink (DL) MU-MIMO (hereinafter referred to as “DL-MU-MIMO”) to a plurality of different communication terminal apparatuses at the same time and the same frequency. There is.
上記DL−MU−MIMOにおける空間多重を実現する方法として、非線形プリコーディング(Nonlinear Precoding:NLP)を用いるDL−MU−MIMO(以下「NLP DL−MU−MIMO」という。)方式が提案されている。NLP DL−MU−MIMO方式において、通信端末装置は、受信信号を同相成分(In−phase channel:I−ch)と直交成分(Quadrature channel:Q−ch)の方向に、一定の幅(Modulo幅)の整数倍だけ平行移動した点を同一の点とみなすModulo演算を行う。これにより、基地局は、Modulo幅の任意の整数倍の信号(摂動ベクトル)を変調信号に加算可能となるため、送信電力が小さくなるように空間フィルタを送信信号に乗算する前に摂動ベクトルを適切に選択して各通信端末装置宛の信号に加算する(非特許文献1参照)。 As a method for realizing spatial multiplexing in the DL-MU-MIMO, a DL-MU-MIMO (hereinafter referred to as “NLP DL-MU-MIMO”) method using non-linear precoding (NLP) has been proposed. . In the NLP DL-MU-MIMO scheme, a communication terminal apparatus receives a received signal in a fixed width (Modulo width) in the direction of an in-phase component (In-phase channel: I-ch) and a quadrature component (Quadrature channel: Q-ch). A modulo operation is performed in which points translated by an integral multiple of) are regarded as the same point. As a result, the base station can add a signal (perturbation vector) that is an integer multiple of the modulo width to the modulation signal, so that the perturbation vector is multiplied before the transmission signal is multiplied by the spatial filter so that the transmission power is reduced. Appropriate selection is made and added to the signal addressed to each communication terminal device (see Non-Patent Document 1).
上記非線形プリコーディングを用いるNLP DL−MU−MIMO方式では、通信端末装置が受信信号に対してModulo演算を施す場合、基地局装置は、空間フィルタリング適用前の各送信信号に対してModulo幅の任意の整数倍の信号を加算する自由度を得ることができる。この加算可能な信号を摂動ベクトル(Perturbation Vector)と呼ぶ。この摂動ベクトルのうち最も電力効率を改善するものを、空間多重する全ての通信端末装置の伝搬路状態を考慮して全探索する方法がVP(Vector Perturbation)MU−MIMO方式である。このVP DL−MU−MIMO方式は、基地局装置の送信処理の演算量が大きいもののフル送信ダイバーシチ利得を得ることができ、非常に良好な特性を示すNLP DL−MU−MIMO方式である(非特許文献1参照)。 In the NLP DL-MU-MIMO scheme using nonlinear precoding, when a communication terminal apparatus performs a modulo operation on a received signal, the base station apparatus can arbitrarily specify a modulo width for each transmission signal before applying spatial filtering. It is possible to obtain a degree of freedom for adding signals of an integer multiple of. This signal that can be added is called a perturbation vector. The VP (Vector Perturbation) MU-MIMO method is a method in which all the perturbation vectors that have the most improved power efficiency are searched in consideration of the propagation path states of all the communication terminals that are spatially multiplexed. This VP DL-MU-MIMO scheme is an NLP DL-MU-MIMO scheme that can obtain a full transmission diversity gain, although it has a large calculation amount of transmission processing of the base station apparatus, and exhibits very good characteristics (non- Patent Document 1).
上記VP DL−MU−MIMO方式では、Channel Inversion(CI)に基づく空間フィルタリング前の各送信信号に減算する摂動ベクトルとして無限に存在する摂動ベクトルの候補の中から最適摂動ベクトルを超球探索(木構造を有する階層探索において超球の概念を用いて探索範囲を削減した探索法)により探索するSphere Encoding VP(以下「SE−VP」という。)が提案されている(非特許文献3)。また、探索範囲をあらかじめ制限した上で準最適な摂動ベクトルを効率的に探索するQR Decomposition M−Algorithm VP(以下「QRM−VP」という。)が検討されている(非特許文献2参照)。 In the VP DL-MU-MIMO scheme, the optimal perturbation vector is hyperspherically searched from among the perturbation vector candidates that exist infinitely as perturbation vectors to be subtracted from each transmission signal before spatial filtering based on Channel Inversion (CI) (tree There has been proposed Sphere Encoding VP (hereinafter referred to as “SE-VP”) that searches by a hierarchical search having a structure by a search method that reduces the search range using the concept of a supersphere (Non-Patent Document 3). Further, a QR Decomposition M-Algorithm VP (hereinafter referred to as “QRM-VP”) that efficiently searches for a suboptimal perturbation vector after limiting the search range in advance has been studied (see Non-Patent Document 2).
また、上記VP DL−MU−MIMO方式と異なり、各通信端末装置が受けるユーザ間干渉を考慮して、逐次的に各通信端末装置宛の信号に加算する摂動ベクトルを算出するTHP MU−MIMO方式がある(非特許文献2参照)。 Also, unlike the VP DL-MU-MIMO scheme, a THP MU-MIMO scheme for calculating a perturbation vector to be sequentially added to a signal addressed to each communication terminal apparatus in consideration of inter-user interference received by each communication terminal apparatus. (See Non-Patent Document 2).
更に、上記THP DL−MU−MIMO方式において、送信側の基地局装置で取得した伝搬路行列に対し格子基底縮小(Lattice Reduction:LR)という処理を加えることで伝搬路行列をあらかじめ準直交化し、上記VP DL−MU−MIMO方式より遥かに少ない演算量でVP DL−MU−MIMOに近い特性を得ることのできるLR−THPがある(特許文献1参照)。格子基底縮小アルゴリズムとしては、LLL−Algorithm(Lenstra−Lenstra−Lovasz Algorithm:LLLA)を用いる方法や一括基底準直交化法(Joint Quasi−Orthogonalization:JQO)を用いる方法が提案されている(非特許文献3および非特許文献4参照) Furthermore, in the THP DL-MU-MIMO scheme, the propagation path matrix is pre-quasi-orthogonalized by applying a process called lattice reduction (LR) to the propagation path matrix acquired by the transmission-side base station apparatus, There is LR-THP that can obtain characteristics close to VP DL-MU-MIMO with a much smaller calculation amount than the VP DL-MU-MIMO method (see Patent Document 1). As a lattice reduction algorithm, a method using LLL-Algorithm (Lenstra-Lenstra-Lovasz Algorithm: LLLA) or a method using collective quasi-orthogonalization (JQO) has been proposed (non-patent literature). 3 and Non-Patent Document 4)
上記非線形プリコーディングを用いるNLP DL−MU−MIMO方式では、送信側で取得した伝搬路行列に対し事前に格子基底縮小(LR)という処理を施した後に、累積メトリックを最小化する最適摂動ベクトルの探索アルゴリズムとして、最適解が得られることが保証される深さ優先探索アルゴリズムに対し、最適解が得られないことが確定した候補に対してのみ探索の打ち切り操作または探索範囲の限定操作を行う分枝限定法を適用して効率的に探索するアルゴリズムを適用したLR−VPが提案されている(非特許文献5、6参照)。このNLP DL−MU−MIMO方式におけるLR−VPでは、上記SE−VPに対し伝送性能を劣化させることなく、また、上記SE−VPやQRD−THPに比べ演算量を大幅に削減可能である、とされている。 In the NLP DL-MU-MIMO method using the nonlinear precoding, an optimal perturbation vector that minimizes the cumulative metric is obtained after a process called lattice basis reduction (LR) is performed on the propagation path matrix acquired on the transmission side in advance. As a search algorithm, in contrast to a depth-first search algorithm that guarantees that an optimal solution can be obtained, a search censoring operation or a search range limiting operation is performed only for candidates for which it is determined that an optimal solution cannot be obtained. LR-VP to which an algorithm for efficiently searching by applying a branch and bound method is applied has been proposed (see Non-Patent Documents 5 and 6). In the LR-VP in the NLP DL-MU-MIMO scheme, it is possible to significantly reduce the calculation amount without deteriorating the transmission performance compared to the SE-VP and compared to the SE-VP and QRD-THP. It is said that.
しかしながら、上記非線形プリコーディングを用いるDL−MU−MIMO方式におけるLR−VPでは、最適摂動ベクトルの探索するときの演算量が一定ではなく最適摂動ベクトルを所定時間内に探索することができない場合がある、という課題がある。 However, in the LR-VP in the DL-MU-MIMO scheme using nonlinear precoding, the amount of calculation when searching for the optimal perturbation vector is not constant, and the optimal perturbation vector may not be searched within a predetermined time. There is a problem.
本発明の一態様に係る基地局装置は、複数のアンテナを用いて、複数の通信端末装置に対してそれぞれ異なる信号を同一周波数で同一時刻に送信する基地局装置であって、伝搬路行列の情報と前記複数の通信端末装置の受信アンテナ毎の雑音電力値の情報とを取得する情報取得部と、前記複数の通信端末装置それぞれに対する希望送信データを変調した変調信号ベクトルを生成する変調信号ベクトル生成部と、前記変調信号ベクトル生成部で生成した前記変調信号ベクトルに対して非線形プリコーディング処理を行う非線形プリコーディング処理部と、前記非線形プリコーディング処理後の変調信号ベクトルに基づいて、前記複数のアンテナそれぞれから送信する複数の送信信号を生成する送信信号生成部と、前記送信信号生成部で生成した複数の送信信号を前記複数のアンテナから送信する送信部と、前記伝搬路行列を実数空間上で表現した実数伝搬路行列に前記受信アンテナ毎の雑音電力値に相当する次元要素を加えて前記実数伝搬路行列を次元拡張し、その次元拡張した実数伝搬路行列の転置行列に格子基底縮小処理を施した後、QR分解を行うことにより、前記実数伝搬路行列の転置行列の準直交化行列であるユニモジュラ行列と、フィードフォワードフィルタ行列と、空間多重レイヤ間干渉に対応したフィードバックフィルタ行列とを生成する行列生成部と、を備える。前記非線形プリコーディング処理部は、前記変調信号ベクトルを実数空間上で表現した実数変調信号ベクトルに前記ユニモジュラ行列の転置行列を乗算して変換後実数変調信号ベクトルに変換する第1の信号ベクトル変換部と、前記変換後実数変調信号ベクトルと前記フィードフォワードフィルタ行列とに基づいて、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索により、前記変換後実数変調信号ベクトルから減算する摂動ベクトルを決定する摂動ベクトル探索部と、前記変換後実数変調信号ベクトルから、前記フィードバックフィルタ行列と、前記摂動ベクトル探索部で探索された摂動ベクトルとを減算する減算部と、前記フィードバックフィルタ行列及び前記摂動ベクトルが減算された前記変換後実数変調信号ベクトルに、前記フィードフォワードフィルタ行列を乗算する空間フィルタ乗算部と、前記フィードフォワードフィルタ行列が乗算された前記変換後実数変調信号ベクトルを複素数の変調信号ベクトルに変換する第2の信号ベクトル変換部と、を備える。前記摂動ベクトル探索部は、前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、メトリックが小さい順にM個(Mは所定の自然数)のノードを選択し、前記階層化探索の第n階層(1<n<2Nt,Nt:当該基地局の送信アンテナ数)において、第n−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)のそれぞれについて尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、前記第1階層から前記第n階層までの累積メトリックが小さい順にM個のノード(子ノード)を選択し、前記階層化探索の第2Nt階層において、第2Nt−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)に対してそれぞれ一つ選択される最も尤もらしいノード候補から、前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックが最も小さい1個のノードを選択し、前記第2Nt階層で選択されたノードから前記第1階層にさかのぼって辿るパスに基づいて、前記変換後実数変調信号ベクトルから減算する摂動ベクトルを決定する。 A base station apparatus according to an aspect of the present invention is a base station apparatus that transmits a plurality of different signals to a plurality of communication terminal apparatuses at the same time and at the same time using a plurality of antennas. An information acquisition unit that acquires information and noise power value information for each reception antenna of the plurality of communication terminal apparatuses; and a modulation signal vector that generates a modulation signal vector obtained by modulating desired transmission data for each of the plurality of communication terminal apparatuses A plurality of generation units, a non-linear precoding processing unit that performs non-linear precoding processing on the modulation signal vector generated by the modulation signal vector generation unit, and the plurality of modulation signal vectors after the non-linear precoding processing. A transmission signal generation unit that generates a plurality of transmission signals to be transmitted from each antenna, and the transmission signal generation unit A transmission unit for transmitting a plurality of transmission signals from the plurality of antennas, and adding a dimension element corresponding to a noise power value for each reception antenna to a real channel matrix expressing the channel matrix on a real number space. The dimension of the channel matrix is expanded, and the transposed matrix of the dimension-enhanced real channel matrix is subjected to lattice base reduction processing, and then QR decomposition is performed to obtain a quasi-orthogonalized matrix of the transposed matrix of the real channel matrix. A matrix generation unit that generates a unimodular matrix, a feedforward filter matrix, and a feedback filter matrix corresponding to interference between spatially multiplexed layers. The non-linear precoding processing unit multiplies a real modulation signal vector representing the modulation signal vector in real space by a transposed matrix of the unimodular matrix and converts it into a converted real modulation signal vector. And the real-time modulation after conversion by a hierarchical search having a tree structure with all candidates of infinite perturbation vectors as search targets based on the post-conversion real-modulation signal vector and the feedforward filter matrix A perturbation vector search unit that determines a perturbation vector to be subtracted from the signal vector; a subtraction unit that subtracts the feedback filter matrix and the perturbation vector searched by the perturbation vector search unit from the converted real modulation signal vector; After the transformation in which the feedback filter matrix and the perturbation vector are subtracted A spatial filter multiplier for multiplying the number modulation signal vector by the feedforward filter matrix; and a second signal vector for converting the converted real modulation signal vector multiplied by the feedforward filter matrix to a complex modulation signal vector. A conversion unit. The perturbation vector search unit selects M nodes (M is a predetermined natural number) in descending order of metric from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates in the first layer of the hierarchical search. In the hierarchical search of the hierarchical search (1 <n <2Nt, Nt: the number of transmission antennas of the base station), each of the M nodes (parent nodes) selected in the (n−1) th hierarchy is likely. M nodes (child nodes) are selected in descending order of the cumulative metric from the first layer to the n-th layer from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates, and the second Nt of the hierarchical search In the hierarchy, from the most likely node candidate selected for each of the M nodes (parent nodes) selected in the second Nt-1 hierarchy, from the first hierarchy to the previous Select one node having the smallest accumulated metric up to the second Nt hierarchy, and subtract from the converted real modulation signal vector based on the path traced back to the first hierarchy from the node selected in the second Nt hierarchy The perturbation vector to be determined is determined.
本発明の他の態様に係る基地局装置は、複数のアンテナを用いて、複数の通信端末装置に対してそれぞれ異なる信号を同一周波数で同一時刻に送信する基地局装置であって、伝搬路行列の情報と前記複数の通信端末装置の受信アンテナ毎の雑音電力値の情報とを取得する情報取得部と、前記複数の通信端末装置それぞれに対する希望送信データを変調した変調信号ベクトルを生成する変調信号ベクトル生成部と、前記変調信号ベクトル生成部で生成した前記変調信号ベクトルに対して非線形プリコーディング処理を行う非線形プリコーディング処理部と、前記非線形プリコーディング処理後の変調信号ベクトルに基づいて、前記複数のアンテナそれぞれから送信する複数の送信信号を生成する送信信号生成部と、前記送信信号生成部で生成した複数の送信信号を前記複数のアンテナから送信する送信部と、前記伝搬路行列を実数空間上で表現した実数伝搬路行列に前記受信アンテナ毎の雑音電力値に相当する次元要素を加えて前記実数伝搬路行列を次元拡張し、その次元拡張した実数伝搬路行列の転置行列に格子基底縮小処理を施した後、QR分解を行うことにより、前記実数伝搬路行列の転置行列の準直交化行列であるユニモジュラ行列と、フィードフォワードフィルタ行列と、空間多重レイヤ間干渉に対応したフィードバックフィルタ行列とを生成する行列生成部と、を備える。前記非線形プリコーディング処理部は、前記変調信号ベクトルを実数空間上で表現した実数変調信号ベクトルに前記ユニモジュラ行列の転置行列を乗算して変換後実数変調信号ベクトルに変換する第1の信号ベクトル変換部と、前記変換後実数変調信号ベクトルと前記フィードフォワードフィルタ行列とに基づいて、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索により、前記変換後実数変調信号ベクトルから減算する摂動ベクトルを決定する摂動ベクトル探索部と、前記変換後実数変調信号ベクトルから、前記フィードバックフィルタ行列と、前記摂動ベクトル探索部で探索された摂動ベクトルとを減算する減算部と、前記フィードバックフィルタ行列及び前記摂動ベクトルが減算された前記変換後実数変調信号ベクトルに、前記フィードフォワードフィルタ行列を乗算する空間フィルタ乗算部と、前記フィードフォワードフィルタ行列が乗算された前記変換後実数変調信号ベクトルを複素数の変調信号ベクトルに変換する第2の信号ベクトル変換部と、を備える。前記摂動ベクトル探索部は、前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、メトリックが小さい順にM個(Mは所定の自然数)のノードを選択し、前記階層化探索の第n階層(1<n<2Nt,Nt:当該基地局の送信アンテナ数)において、第n−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)のそれぞれについて尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、前記第1階層から前記第n階層までの累積メトリックが小さい順にM個のノードを選択し、前記階層化探索の第2Nt階層において、第2Nt−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)に対してそれぞれ一つ選択される最も尤もらしいノード候補から、前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックが最も小さい1個のノードを選択し、前記第2Nt階層で選択されたノードから前記第1階層にさかのぼって辿るパスを第1のパスとし、前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補からランキングが最も高い1個のノードを選択し、前記階層化探索の第n階層(1<n≦2Nt)において、第n−1階層で選択された1個のノード(親ノード)について尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補からランキングが最も高い1個のノード(子ノード)を選択し、前記第1階層から前記第2Nt階層までの各階層で選択されたノードを辿るパスを第2のパスとし、前記第1のパス及び前記第2のパスのうち前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックがより小さいパスに基づいて、前記変換後実数変調信号ベクトルから減算する摂動ベクトルを決定する。 A base station apparatus according to another aspect of the present invention is a base station apparatus that uses a plurality of antennas to transmit different signals to a plurality of communication terminal apparatuses at the same time at the same time, and a channel matrix. And an information acquisition unit for acquiring noise power value information for each reception antenna of the plurality of communication terminal apparatuses, and a modulation signal for generating a modulation signal vector obtained by modulating desired transmission data for each of the plurality of communication terminal apparatuses Based on a vector generation unit, a non-linear precoding processing unit that performs non-linear precoding processing on the modulation signal vector generated by the modulation signal vector generation unit, and the plurality of modulation signal vectors after the non-linear precoding processing, A transmission signal generator that generates a plurality of transmission signals to be transmitted from each of the antennas, and the transmission signal generator A transmitter for transmitting a plurality of transmission signals from the plurality of antennas; and adding a dimension element corresponding to a noise power value for each receiving antenna to a real channel matrix representing the channel matrix in real space The dimension of the channel matrix is expanded, and the transposed matrix of the dimension-enhanced real channel matrix is subjected to lattice base reduction processing, and then QR decomposition is performed to obtain a quasi-orthogonalized matrix of the transposed matrix of the real channel matrix. A matrix generation unit that generates a unimodular matrix, a feedforward filter matrix, and a feedback filter matrix corresponding to interference between spatially multiplexed layers. The non-linear precoding processing unit multiplies a real modulation signal vector representing the modulation signal vector in real space by a transposed matrix of the unimodular matrix and converts it into a converted real modulation signal vector. And the real-time modulation after conversion by a hierarchical search having a tree structure with all candidates of infinite perturbation vectors as search targets based on the post-conversion real-modulation signal vector and the feedforward filter matrix A perturbation vector search unit that determines a perturbation vector to be subtracted from the signal vector; a subtraction unit that subtracts the feedback filter matrix and the perturbation vector searched by the perturbation vector search unit from the converted real modulation signal vector; After the transformation in which the feedback filter matrix and the perturbation vector are subtracted A spatial filter multiplier for multiplying the number modulation signal vector by the feedforward filter matrix; and a second signal vector for converting the converted real modulation signal vector multiplied by the feedforward filter matrix to a complex modulation signal vector. A conversion unit. The perturbation vector search unit selects M nodes (M is a predetermined natural number) in descending order of metric from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates in the first layer of the hierarchical search. In the hierarchical search of the hierarchical search (1 <n <2Nt, Nt: the number of transmission antennas of the base station), each of the M nodes (parent nodes) selected in the (n−1) th hierarchy is likely. M nodes are selected in descending order of the cumulative metric from the first layer to the n-th layer from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates. In the second Nt layer of the hierarchical search, From the most likely node candidate selected for each of the M nodes (parent nodes) selected in the 2Nt-1 hierarchy, from the first hierarchy to the second Nt floor 1 node having the smallest accumulated metric is selected, and the path traced back to the first hierarchy from the node selected in the second Nt hierarchy is defined as the first path. In the first hierarchy of the hierarchical search, In the nth hierarchy (1 <n ≦ 2Nt) of the hierarchical search, the n−1th hierarchy is selected from a plurality of node candidates ranked in order of the likely perturbation term candidates. One node (child node) having the highest ranking is selected from a plurality of node candidates ranked in the order of likely perturbation term candidates for one node (parent node) selected in step 1, and A path that follows a node selected in each hierarchy up to the second Nt hierarchy is defined as a second path, and the first N path and the second Nt floor of the first path and the second path. Until the cumulative metrics based on a smaller path, it determines the perturbation vector to be subtracted from the real modulated signal vector after the transformation.
前記基地局装置において、当該基地局のアンテナ数Ntは2であり、前記Mの値は2であってもよい。また、前記基地局装置において、前記フィードフォワードフィルタ行列は、MMSE(最小平均二乗誤差)規範のフィードフォワードフィルタ行列であってもよい。また、前記基地局装置において、前記情報取得部は、前記通信端末装置が参照信号の受信結果に基づいて推定した伝搬路情報と雑音電力情報を含むフィードバック情報を前記通信端末装置から受信し、そのフィードバック情報の受信結果に基づいて前記複素数の伝搬路行列の情報と前記受信アンテナ毎の雑音電力値の情報とを取得してもよい。 In the base station apparatus, the number of antennas Nt of the base station may be 2, and the value of M may be 2. In the base station apparatus, the feedforward filter matrix may be a MMSE (Minimum Mean Square Error) standard feedforward filter matrix. Further, in the base station apparatus, the information acquisition unit receives feedback information including propagation path information and noise power information estimated by the communication terminal apparatus based on a reception result of a reference signal from the communication terminal apparatus, and The complex propagation path matrix information and the noise power value information for each receiving antenna may be acquired based on the reception result of the feedback information.
本発明の更に他の態様に係る摂動ベクトル探索方法は、複数のアンテナを用いて複数の通信端末装置に対してそれぞれ異なる信号を同一周波数で同一時刻に送信するときの非線形プリコーディング処理で用いられる摂動ベクトルを、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索により探索する摂動ベクトル探索方法であって、前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、メトリックが小さい順にM個(Mは所定の自然数)のノードを選択することと、前記階層化探索の第n階層(1<n<2Nt,Nt:当該基地局の送信アンテナ数)において、第n−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)のそれぞれについて尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、前記第1階層から前記第n階層までの累積メトリックが小さい順にM個のノード(子ノード)を選択することと、前記階層化探索の第2Nt階層において、第2Nt−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)に対してそれぞれ一つ選択される最も尤もらしいノード候補から、前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックが最も小さい1個のノードを選択することと、前記第2Nt階層で選択されたノードから前記第1階層にさかのぼって辿るパスに基づいて、前記非線形プリコーディング処理で用いられる摂動ベクトルを決定すること、を含む。
また、本発明の更に他の態様に係る摂動ベクトル探索方法は、複数のアンテナを用いて複数の通信端末装置に対してそれぞれ異なる信号を同一周波数で同一時刻に送信するときの非線形プリコーディング処理で用いられる摂動ベクトルを、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索により探索する摂動ベクトル探索方法であって、前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、メトリックが小さい順にM個(Mは所定の自然数)のノードを選択し、前記階層化探索の第n階層(1<n<2Nt,Nt:当該基地局の送信アンテナ数)において、第n−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)のそれぞれについて尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、前記第1階層から前記第n階層までの累積メトリックが小さい順にM個のノードを選択し、前記階層化探索の第2Nt階層において、第2Nt−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)に対してそれぞれ一つ選択される最も尤もらしいノード候補から、前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックが最も小さい1個のノードを選択し、前記第2Nt階層で選択されたノードから前記第1階層にさかのぼって辿るパスを第1のパスとすることと、前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補からランキングが最も高い1個のノードを選択し、前記階層化探索の第n階層(1<n≦2Nt)において、第n−1階層で選択された1個のノード(親ノード)について尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補からランキングが最も高い1個のノード(子ノード)を選択し、前記第1階層から前記第2Nt階層までの各階層で選択されたノードを辿るパスを第2のパスとすることと、前記第1のパス及び前記第2のパスのうち前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックがより小さいパスに基づいて、前記非線形プリコーディング処理で用いられる摂動ベクトルを決定すること、を含む。
A perturbation vector search method according to still another aspect of the present invention is used in nonlinear precoding processing when a plurality of antennas are used to transmit different signals to a plurality of communication terminal devices at the same time at the same time. A perturbation vector search method for searching perturbation vectors by a hierarchical search having a tree structure with all candidates of infinitely existing perturbation vectors as a search target, wherein the perturbation is a likely perturbation in the first hierarchy of the hierarchical search. Selecting M nodes (M is a predetermined natural number) in ascending order of metric from a plurality of node candidates ranked in the order of term candidates, and the nth layer (1 <n <2Nt, Nt) of the hierarchical search. : Permissible perturbation for each of the M nodes (parent nodes) selected in the (n-1) th layer in the number of transmission antennas of the base station) Selecting M nodes (child nodes) in descending order of the cumulative metric from the first hierarchy to the nth hierarchy from a plurality of node candidates ranked in order of candidates; and the second Nt hierarchy of the hierarchical search , The cumulative metric from the first hierarchy to the second Nt hierarchy is the highest from the most likely node candidate selected for each of the M nodes (parent nodes) selected in the second Nt-1 hierarchy. Selecting a small one node and determining a perturbation vector used in the nonlinear precoding process based on a path traced back to the first hierarchy from the node selected in the second Nt hierarchy. Including.
The perturbation vector search method according to still another aspect of the present invention is a non-linear precoding process in which different signals are transmitted to a plurality of communication terminal apparatuses at the same time at the same time using a plurality of antennas. A perturbation vector search method for searching a perturbation vector to be used by a hierarchical search having a tree structure with all candidates of infinitely existing perturbation vectors as a search target. M nodes (M is a predetermined natural number) are selected in descending order of the metric from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates, and the nth layer (1 <n <2Nt, Nt) of the hierarchical search is selected. : Perceived perturbation term for each of the M nodes (parent nodes) selected in the (n-1) th layer in the number of transmission antennas of the base station) M nodes are selected from the plurality of node candidates ranked in the complementary order in the order of the cumulative metric from the first layer to the nth layer, and the second Nt−1 is selected in the second Nt layer of the hierarchical search. From the most likely node candidate selected for each of the M nodes (parent nodes) selected in the hierarchy, one node having the smallest cumulative metric from the first hierarchy to the second Nt hierarchy is selected. A path that is selected and traced back to the first hierarchy from the node selected in the second Nt hierarchy is set as the first path, and in the first hierarchy of the hierarchical search, ranking is performed in the order of likely perturbation term candidates. One node having the highest ranking is selected from the plurality of node candidates, and in the nth layer (1 <n ≦ 2Nt) of the hierarchical search, the n−1th layer One node (child node) having the highest ranking is selected from a plurality of node candidates ranked in the order of likely perturbation term candidates for the selected one node (parent node), and the first hierarchy from the first hierarchy is selected. A path that follows a node selected in each hierarchy up to 2Nt hierarchy is defined as a second path, and a cumulative metric from the first hierarchy to the second Nt hierarchy of the first path and the second path. Determining a perturbation vector to be used in the nonlinear precoding process based on a path with smaller.
本発明の更に他の態様に係るプログラムは、複数のアンテナを用いて複数の通信端末装置に対してそれぞれ異なる信号を同一周波数で同一時刻に送信するときの非線形プリコーディング処理で用いられる摂動ベクトルを、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索により探索する摂動ベクトル探索処理を、プロセッサで実行させるためのプログラムであって、前記摂動ベクトル探索処理は、前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、メトリックが小さい順にM個(Mは所定の自然数)のノードを選択する手順と、前記階層化探索の第n階層(1<n<2Nt,Nt:当該基地局の送信アンテナ数)において、第n−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)のそれぞれについて尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、前記第1階層から前記第n階層までの累積メトリックが小さい順にM個のノード(子ノード)を選択する手順と、前記階層化探索の第2Nt階層において、第2Nt−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)に対してそれぞれ一つ選択される最も尤もらしいノード候補から、前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックが最も小さい1個のノードを選択する手順と、前記第2Nt階層で選択されたノードから前記第1階層にさかのぼって辿るパスに基づいて、前記非線形プリコーディング処理で用いられる摂動ベクトルを決定する手順と、を含む。
また、本発明の更に他の態様に係るプログラムは、複数のアンテナを用いて複数の通信端末装置に対してそれぞれ異なる信号を同一周波数で同一時刻に送信するときの非線形プリコーディング処理で用いられる摂動ベクトルを、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索により探索する摂動ベクトル探索処理を、プロセッサで実行させるためのプログラムであって、前記摂動ベクトル探索処理は、前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、メトリックが小さい順にM個(Mは所定の自然数)のノードを選択し、前記階層化探索の第n階層(1<n<2Nt,Nt:当該基地局の送信アンテナ数)において、第n−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)のそれぞれについて尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、前記第1階層から前記第n階層までの累積メトリックが小さい順にM個のノードを選択し、前記階層化探索の第2Nt階層において、第2Nt−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)に対してそれぞれ一つ選択される最も尤もらしいノード候補から、前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックが最も小さい1個のノードを選択し、前記第2Nt階層で選択されたノードから前記第1階層にさかのぼって辿るパスを第1のパスとする手順と、前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補からランキングが最も高い1個のノードを選択し、前記階層化探索の第n階層(1<n≦2Nt)において、第n−1階層で選択された1個のノード(親ノード)について尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補からランキングが最も高い1個のノード(子ノード)を選択し、前記第1階層から前記第2Nt階層までの各階層で選択されたノードを辿るパスを第2のパスとする手順と、前記第1のパス及び前記第2のパスのうち前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックがより小さいパスに基づいて、前記非線形プリコーディング処理で用いられる摂動ベクトルを決定する手順と、を含む。
A program according to yet another aspect of the present invention provides a perturbation vector used in nonlinear precoding processing when a plurality of antennas are used to transmit different signals to a plurality of communication terminal devices at the same time at the same time. , A program for causing a processor to execute a perturbation vector search process for searching by a hierarchical search having a tree structure with all candidates of infinite perturbation vectors as search targets, the perturbation vector search process comprising: A step of selecting M (M is a predetermined natural number) nodes in descending order of a metric from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates in the first hierarchy of the hierarchical search; In the nth layer of search (1 <n <2Nt, Nt: the number of transmission antennas of the base station), it is selected in the n−1th layer. From the plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates for each of the M nodes (parent nodes), the M nodes (children in descending order of the cumulative metric from the first layer to the n-th layer) Node) and the most likely node candidate selected for each of the M nodes (parent nodes) selected in the second Nt-1 hierarchy in the second Nt hierarchy of the hierarchical search. , Based on a procedure of selecting one node having the smallest cumulative metric from the first hierarchy to the second Nt hierarchy, and a path traced back to the first hierarchy from the node selected in the second Nt hierarchy, Determining a perturbation vector used in the nonlinear precoding process.
Further, a program according to still another aspect of the present invention provides a perturbation used in nonlinear precoding processing when transmitting different signals at the same frequency and the same time to a plurality of communication terminal devices using a plurality of antennas. A program for causing a processor to execute a perturbation vector search process in which a vector is searched by a hierarchical search having a tree structure for all perturbation vector candidates existing infinitely, the perturbation vector search process Selects M nodes (M is a predetermined natural number) in descending order of the metric from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates in the first hierarchy of the hierarchical search, and the hierarchical In the nth layer of search (1 <n <2Nt, Nt: the number of transmission antennas of the base station), it is selected in the n−1th layer. M nodes are selected in descending order of the cumulative metric from the first layer to the n-th layer from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates for each of the M nodes (parent nodes). In the second Nt hierarchy of the hierarchical search, from the most likely node candidate selected for each of the M nodes (parent nodes) selected in the second Nt-1 hierarchy, Selecting one node having the smallest cumulative metric up to the second Nt hierarchy, and setting the path traced back to the first hierarchy from the node selected in the second Nt hierarchy as the first path, and the hierarchization In the first hierarchy of search, select one node having the highest ranking from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates, In the nth layer (1 <n ≦ 2Nt) of the stratified search, the ranking is made from a plurality of node candidates ranked in order of the likely perturbation term candidates for one node (parent node) selected in the n−1th layer. Selecting one node (child node) having the highest value and setting a path that follows a node selected in each hierarchy from the first hierarchy to the second Nt hierarchy as a second path; Determining a perturbation vector used in the nonlinear precoding process based on a path and a path having a smaller accumulated metric from the first layer to the second Nt layer among the second path and the second path.
本発明によれば、下りリンクの送信信号の非線形プリコーディング処理に演算量の削減が可能なLR−VPを採用したNLP DL−MU−MIMO方式において、摂動ベクトルの探索するときに用いる木構造を有する階層化探索の各階層のノード候補の探索個数を所定個数以下にすることにより、摂動ベクトルの探索するときの演算量を一定にして適切な摂動ベクトルを所定時間内に探索することができる。 According to the present invention, in the NLP DL-MU-MIMO scheme that employs LR-VP that can reduce the amount of computation in nonlinear precoding processing of a downlink transmission signal, a tree structure used when searching for perturbation vectors is obtained. By setting the number of node candidates in each hierarchical search in the hierarchical search to be equal to or less than the predetermined number, it is possible to search for an appropriate perturbation vector within a predetermined time with a constant calculation amount when searching for the perturbation vector.
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
図1は、本発明の実施形態に係る無線通信システムの一例を示す概念図である。通信システム1は、基地局装置10と、基地局装置10と通信可能な複数の通信端末装置としての移動局装置(「ユーザ装置(UE)」、「端末」又は「移動機」ともいう。)20(1),20(2)とを備える。基地局装置10は、複数のアンテナを用いて、多重化された複数の移動局装置20(1),20(2)に対してそれぞれ異なる信号を同一周波数で同一時刻に送信することができる。なお、図1の例では、基地局装置10の無線通信エリアであるセル10A内に、多重化された2つの移動局装置20(1),20(2)が在圏している例を示しているが、セル10Aに在圏する多重化された移動局装置の数は3以上であってもよい。また、以下の説明において、2つの移動局装置20(1),20(2)を区別しない構成例及び動作例の場合は移動局装置20として説明する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a conceptual diagram illustrating an example of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. The communication system 1 includes a base station device 10 and a mobile station device as a plurality of communication terminal devices that can communicate with the base station device 10 (also referred to as “user device (UE)”, “terminal”, or “mobile device”). 20 (1) and 20 (2). The base station apparatus 10 can transmit different signals at the same time at the same frequency to the multiplexed mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2) using a plurality of antennas. 1 shows an example in which two multiplexed mobile station devices 20 (1) and 20 (2) are located in a cell 10A that is a wireless communication area of the base station device 10. However, the number of multiplexed mobile station apparatuses residing in the cell 10A may be three or more. In the following description, a configuration example and an operation example in which the two mobile station devices 20 (1) and 20 (2) are not distinguished from each other will be described as the mobile station device 20.
図1において、基地局装置10は、まず、伝送路情報を取得するための参照信号であるCRIRS(Channel State Information Reference Signal)を各移動局装置20(1),20(2)に送信する。CRIRSは、下りリンクの伝搬路行列(チャネル行列)Hを移動局装置側で測定するための参照信号であり、移動局装置20(1),20(2)側で干渉電力、雑音電力又は干渉を含む雑音電力を測定(推定)する用途にも適用可能である。 In FIG. 1, the base station apparatus 10 first transmits a CRIRS (Channel State Information Reference Signal), which is a reference signal for acquiring transmission path information, to each of the mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2). CRIRS is a reference signal for measuring a downlink channel matrix (channel matrix) H on the mobile station device side, and interference power, noise power or interference on the mobile station devices 20 (1) and 20 (2) side. The present invention can also be applied to the use of measuring (estimating) noise power including noise.
移動局装置20(1),20(2)はそれぞれ、基地局装置10が送信したCSIRSに基づいて、下りリンクの伝搬路情報(伝搬路行列H)を推定するとともに下りリンクの雑音電力を測定(推定)し、その伝送路情報(伝搬路行列H)及び雑音電力の情報を基地局装置10に通知する。基地局装置10は、各移動局装置20(1),20(2)から受信した伝送路情報(伝搬路行列H)及び雑音電力の情報を用いて、後述のデータ信号に施す非線形プリコーディング処理を行う。 Each of the mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2) estimates downlink propagation path information (propagation path matrix H) and measures downlink noise power based on the CSIRS transmitted by the base station apparatus 10. (Estimate) and notify the base station apparatus 10 of the transmission path information (propagation path matrix H) and noise power information. The base station apparatus 10 uses a transmission path information (propagation path matrix H) and noise power information received from each of the mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2), and a non-linear precoding process applied to a data signal described later I do.
基地局装置10は、多重化された複数の移動局装置20(1),20(2)に対して、復調用参照信号であるDMRS(DeModulation Reference Signal)及びデータ信号を送信する。DMRSは、データ信号を復調するための参照信号であり、移動局装置への無線リソース割り当てがあった場合に限り送信される。各移動局装置20は、DMRSに基づいて主に送信側の非線形プリコーディング処理における摂動ベクトル減算処理を除いた処理部分の応答と伝搬路の応答とを合成した応答を推定し、その推定結果をデータの復調に用いる。 The base station device 10 transmits a demodulation reference signal DMRS (DeModulation Reference Signal) and a data signal to the multiplexed mobile station devices 20 (1) and 20 (2). The DMRS is a reference signal for demodulating a data signal, and is transmitted only when there is radio resource allocation to the mobile station apparatus. Each mobile station apparatus 20 estimates a response obtained by synthesizing the response of the processing part and the response of the propagation path, excluding the perturbation vector subtraction process in the nonlinear precoding process on the transmission side, based on DMRS, and the estimation result is Used for data demodulation.
本実施形態において、例えば、基地局装置10は、送信対象のデータ信号に対して非線形プリコーディングを施し、その非線形プリコーディング後のデータ信号を、多重化された複数の移動局装置20(1),20(2)に送信する。複数の移動局装置20(1),20(2)はそれぞれ、基地局装置10から受信したDMRSに基づいて、摂動ベクトル減算処理を行う部分を除く非線形プリコーディング処理を伝搬路の一部とみなした等価伝搬路(以下、単に「等価伝搬路」と称する。)の伝搬路状態を推定し、推定した等価伝搬路の伝搬路状態を示す等価伝搬路状態情報に基づいてデータ信号を検出する。 In the present embodiment, for example, the base station apparatus 10 performs nonlinear precoding on a data signal to be transmitted, and a plurality of mobile station apparatuses 20 (1) obtained by multiplexing the data signal after the nonlinear precoding. , 20 (2). Each of the plurality of mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2) regards the nonlinear precoding process as a part of the propagation path excluding the part that performs the perturbation vector subtraction process based on the DMRS received from the base station apparatus 10. The channel state of the equivalent channel (hereinafter simply referred to as “equivalent channel”) is estimated, and a data signal is detected based on equivalent channel state information indicating the channel state of the estimated equivalent channel.
図2及び図3はそれぞれ、基地局装置10の送信アンテナ数及びストリーム数がそれぞれの4の場合のLTE(Long Term Evolution)/Advancedの標準に準拠した参照信号(DMRS、CSIRS)の多重化法を示すサブフレームフォーマットの一例を示す説明図である。図2は線形プリコーディングを用いる場合のCSIRSを含まないサブフレームの例であり、図3は非線形プリコーディングを用いる場合のCSIRSを含むサブフレームの例である。 FIGS. 2 and 3 respectively show multiplexing methods of reference signals (DMRS, CSIRS) conforming to the LTE (Long Term Evolution) / Advanced standard when the number of transmission antennas and the number of streams of the base station apparatus 10 are 4, respectively. It is explanatory drawing which shows an example of the sub-frame format which shows. FIG. 2 is an example of a subframe that does not include CSIRS when using linear precoding, and FIG. 3 is an example of a subframe that includes CSIRS when using nonlinear precoding.
図2及び図3に示すように、第1ストリーム用のDMRSと第2ストリーム用のDMRSとの間及び第3ストリーム用のDMRSと第4ストリーム用のDMRSとの間は周波数多重化法(FDM)で多重化されている。また、第1ストリーム用のDMRS及び第2ストリーム用のDMRSと、第3ストリーム用のDMRS及び第4ストリーム用のDMRSとの間は、符号多重化法(CDM)で多重化されている。また、図3に示すように、第1送信アンテナ用のCSIRSと第2送信アンテナ用のCSIRSとの間及び第3送信アンテナ用のCSIRSと第4送信アンテナ用のCSIRSとの間は周波数多重化法(FDM)で多重化されている。また、第1送信アンテナ用のCSIRS及び第2送信アンテナ用のCSIRSと、第3送信アンテナ用のCSIRS及び第4送信アンテナ用のCSIRSとの間は、符号多重化法(CDM)で多重化されている。DMRSとCSIRSとの間は周波数多重化法(FDM)で多重化されている。 As shown in FIGS. 2 and 3, frequency multiplexing (FDM) is used between the DMRS for the first stream and the DMRS for the second stream and between the DMRS for the third stream and the DMRS for the fourth stream. ). Further, the DMRS for the first stream and the DMRS for the second stream, and the DMRS for the third stream and the DMRS for the fourth stream are multiplexed by code multiplexing (CDM). Also, as shown in FIG. 3, frequency multiplexing is performed between the CSIRS for the first transmission antenna and the CSIRS for the second transmission antenna, and between the CSIRS for the third transmission antenna and the CSIRS for the fourth transmission antenna. Multiplexed by the method (FDM). The CSIRS for the first transmission antenna and the CSIRS for the second transmission antenna, and the CSIRS for the third transmission antenna and the CSIRS for the fourth transmission antenna are multiplexed by code multiplexing (CDM). ing. DMRS and CSIRS are multiplexed by frequency multiplexing (FDM).
図4は、本実施形態に係る通信システムにおいて基地局装置10から多重化された複数の移動局装置20(1),20(2)に下りリンクのデータ信号を送信するときの動作例を示すシーケンス図である。図4の例は、各移動局装置20(1),20(2)から基地局装置10に下りリンクの伝搬路情報を直接フィードバックするエクスプリシットフィードバックを用いる場合の動作例である。 FIG. 4 shows an operation example when transmitting downlink data signals to a plurality of mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2) multiplexed from the base station apparatus 10 in the communication system according to the present embodiment. It is a sequence diagram. The example of FIG. 4 is an operation example in the case of using explicit feedback that directly feeds downlink channel information from the mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2) to the base station apparatus 10.
図4において、基地局装置10は、多重化された複数の移動局装置20(1),20(2)に下りリンクのデータ信号を送信する際、まず、各移動局装置20(1),20(2)にCSIRSを送信する(S101)。各移動局装置20(1),20(2)は、基地局装置10から受信したCSIRSから、下りリンクの伝搬路情報(伝搬路行列H)を推定するとともに下りリンクの雑音電力を推定し(S102、S103)、その伝搬路情報(伝搬路行列H)及び雑音電力の情報を含む伝搬路フィードバック情報を生成する(S104、S105)。この生成された雑音電力の情報を含む伝搬路フィードバック情報は、各移動局装置20(1),20(2)から基地局装置10に送信される(S106)。なお、各移動局装置20(1),20(2)が下りリンクのデータ通信中の場合は、基地局装置10からデータ信号とともに受信したDMRSから下りリンクの雑音電力を推定してもよい。 In FIG. 4, when the base station apparatus 10 transmits downlink data signals to a plurality of multiplexed mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2), first, each mobile station apparatus 20 (1), CSIRS is transmitted to 20 (2) (S101). Each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) estimates downlink propagation path information (propagation path matrix H) and downlink noise power from the CSIRS received from the base station apparatus 10 ( S102, S103), propagation path feedback information including the propagation path information (propagation path matrix H) and noise power information is generated (S104, S105). The propagation path feedback information including the generated noise power information is transmitted from the mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2) to the base station apparatus 10 (S106). When each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) is performing downlink data communication, the downlink noise power may be estimated from the DMRS received together with the data signal from the base station apparatus 10.
基地局装置10は、各移動局装置20(1),20(2)から受信した雑音電力の情報を含む伝搬路フィードバック情報に基づいて、データ信号とDMRSとを含む送信信号を生成し(S107)、各移動局装置20(1),20(2)に送信する(S108)。 The base station apparatus 10 generates a transmission signal including the data signal and the DMRS based on the propagation path feedback information including the noise power information received from the mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2) (S107). ), And transmits it to each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) (S108).
各移動局装置20(1),20(2)は、基地局装置10から送信された送信信号に含まれるDMRSから等価伝搬路を推定し(S109,S110)、送信信号に含まれるデータ信号を復調して復号する(S111,S112)。 Each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) estimates an equivalent propagation path from the DMRS included in the transmission signal transmitted from the base station apparatus 10 (S109, S110), and converts the data signal included in the transmission signal. Demodulate and decode (S111, S112).
図5は、本実施形態に係る通信システムにおいて基地局装置10から多重化された複数の移動局装置20(1),20(2)に下りリンクのデータ信号を送信するときの他の動作例を示すシーケンス図である。図5の例は、時間分割複信方式(TDD)において伝搬路の上下リンクの可逆性に着目したインプリシットフィードバックを用いる場合の動作例である。 FIG. 5 shows another example of operation when downlink data signals are transmitted to a plurality of mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2) multiplexed from the base station apparatus 10 in the communication system according to the present embodiment. FIG. The example of FIG. 5 is an example of operation in the case of using implicit feedback paying attention to the reversibility of the uplink and downlink of the propagation path in the time division duplex (TDD) system.
図5において、基地局装置10は、多重化された複数の移動局装置20(1),20(2)に下りリンクのデータ信号を送信する際、まず、SRS送信スケジュール情報を生成して各移動局装置20(1),20(2)に送信する(S201,S202)。ここで、上りリンクの参照信号であるSRS(Sounding Reference Signal)を各移動局装置20(1),20(2)が送信する時間を指定するための情報である。SRSは、上りリンクの周波数スケジューリング、変調・符号化方式の識別情報であるMCS(Modulation and Coding Scheme)の決定、プリコーディング方式の選択などを目的として移動局装置から基地局装置に送信される参照信号である。なお、上記SRS送信スケジュール情報の生成は、移動局装置と基地局装置との間の最初の接続時のみに実行してもよい。 In FIG. 5, when transmitting a downlink data signal to a plurality of multiplexed mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2), the base station apparatus 10 first generates SRS transmission schedule information and transmits each of them. It transmits to mobile station apparatus 20 (1) and 20 (2) (S201, S202). Here, it is information for designating the time at which each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) transmits SRS (Sounding Reference Signal), which is an uplink reference signal. SRS is a reference transmitted from a mobile station apparatus to a base station apparatus for the purpose of uplink frequency scheduling, determination of modulation and coding scheme (MCS) as modulation / coding scheme identification, selection of a precoding scheme, etc. Signal. The generation of the SRS transmission schedule information may be performed only at the first connection between the mobile station apparatus and the base station apparatus.
各移動局装置20(1),20(2)は、基地局装置10から受信したSRS送信スケジュール情報に基づいてSRSを生成する(S203,S204)。 Each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) generates an SRS based on the SRS transmission schedule information received from the base station apparatus 10 (S203, S204).
基地局装置10は、上記SRS送信スケジュール情報の生成及び送信の後、上下リンクについて送信部及び受信部のRF回路における位相回転と振幅変動とを測定して補償する回路キャリブレーションを行い(S205)、各移動局装置20(1),20(2)にCSIRSを送信する(S206)。なお、上記回路キャリブレーションは低い頻度で実施してもよい。 After the generation and transmission of the SRS transmission schedule information, the base station apparatus 10 performs circuit calibration for measuring and compensating for phase rotation and amplitude fluctuation in the RF circuit of the transmitter and receiver for the uplink and downlink (S205). Then, the CSIRS is transmitted to each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) (S206). Note that the circuit calibration may be performed at a low frequency.
各移動局装置20(1),20(2)は、基地局装置10から受信したCSIRSから下りリンクの雑音電力を推定し(S207、S208)、その雑音電力の情報を含むフィードバック情報を生成する。各移動局装置20(1),20(2)は、所定のSRS送信タイミングに、雑音電力の情報を含むフィードバック情報とともにSRSを基地局装置10に送信する(S209)。なお、各移動局装置20(1),20(2)が下りリンクのデータ通信中の場合は、基地局装置10からデータ信号とともに受信したDMRSから下りリンクの雑音電力を推定してもよい。 Each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) estimates downlink noise power from the CSIRS received from the base station apparatus 10 (S207, S208), and generates feedback information including the noise power information. . Each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) transmits SRS to the base station apparatus 10 together with feedback information including noise power information at a predetermined SRS transmission timing (S209). When each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) is performing downlink data communication, the downlink noise power may be estimated from the DMRS received together with the data signal from the base station apparatus 10.
基地局装置10は、各移動局装置20(1),20(2)から受信したSRSから上り伝搬路を推定し、上記回路キャリブレーションの結果に基づいて下り伝搬路情報を取得する(S210)。この下り伝搬路情報に基づいて、基地局装置10は、データ信号とDMRSとを含む送信信号を生成し(S211)、各移動局装置20(1),20(2)に送信する(S212)。 The base station apparatus 10 estimates the uplink propagation path from the SRS received from the mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2), and acquires downlink propagation path information based on the result of the circuit calibration (S210). . Based on this downlink propagation path information, the base station apparatus 10 generates a transmission signal including a data signal and DMRS (S211), and transmits it to each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) (S212). .
各移動局装置20(1),20(2)は、基地局装置10から送信された送信信号に含まれるDMRSから等価伝搬路を推定し(S213,S214)、送信信号に含まれるデータ信号を復調して復号する(S215,S216)。 Each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) estimates an equivalent propagation path from the DMRS included in the transmission signal transmitted from the base station apparatus 10 (S213, S214), and converts the data signal included in the transmission signal. Demodulate and decode (S215, S216).
図6は、本実施形態に係る無線通信システムの移動局装置20の構成例を示すブロック図である。図6の例は、基地局装置10に下りリンクの伝搬路情報を直接フィードバックするエクスプリシットフィードバックを用いる場合の構成例である。
図6において、移動局装置20は、アンテナ201、送受信切替部(DUP:duplexer)202、受信部203、CP除去部204、FFT部205、信号分離部206、伝搬路補償部207、Modulo演算部208、復調部209、複合部210、CSIRS用伝搬路推定部211、雑音電力推定部212、DMRS用伝搬路推定部213、フィードバック用信号生成部214、信号多重部215、IFFT部216、CP挿入部217及び送信部218を備える。
FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration example of the mobile station apparatus 20 of the wireless communication system according to the present embodiment. The example of FIG. 6 is a configuration example in the case of using explicit feedback that directly feeds downlink propagation path information back to the base station apparatus 10.
6, the mobile station apparatus 20 includes an antenna 201, a transmission / reception switching unit (DUP) 202, a receiving unit 203, a CP removing unit 204, an FFT unit 205, a signal separating unit 206, a propagation path compensating unit 207, and a modulo calculating unit. 208, demodulation unit 209, composite unit 210, CSIRS channel estimation unit 211, noise power estimation unit 212, DMRS channel estimation unit 213, feedback signal generation unit 214, signal multiplexing unit 215, IFFT unit 216, CP insertion Unit 217 and transmission unit 218.
受信部203は、アンテナ201及び送受信切替部(DUP)202を介して、基地局装置10から送信された信号(搬送波周波数の信号)を受信する。受信部203は、受信した信号をダウンコンバージョンし、A/D(アナログ/デジタル)変換することで、ベースバンドのデジタル信号を生成する。受信部203は、生成したデジタル信号をCP除去部204に出力する。 The receiving unit 203 receives a signal (carrier frequency signal) transmitted from the base station device 10 via the antenna 201 and the transmission / reception switching unit (DUP) 202. The receiving unit 203 down-converts the received signal and performs A / D (analog / digital) conversion to generate a baseband digital signal. The reception unit 203 outputs the generated digital signal to the CP removal unit 204.
CP除去部204は、受信部203から入力されたデジタル信号のガードインターバル(GI)に挿入されているサイクリック・プレフィックス(CP)を除去し、除去後の信号をFFT部205に出力する。 CP removing section 204 removes the cyclic prefix (CP) inserted in the guard interval (GI) of the digital signal input from receiving section 203, and outputs the signal after removal to FFT section 205.
FFT部205は、CP除去部203から入力された信号に対して、高速フーリエ変換(FFT)処理を行うことで、周波数領域の信号を生成する。FFT部205は、生成した周波数領域の信号を信号分離部206に出力する。 The FFT unit 205 performs a fast Fourier transform (FFT) process on the signal input from the CP removal unit 203 to generate a frequency domain signal. The FFT unit 205 outputs the generated frequency domain signal to the signal separation unit 206.
信号分離部206は、基地局装置10から通知されたマッピング情報に基づいて、FFT部205から入力された信号を分離する。信号分離部206は、分離した信号のうち、CSIRSをCSIRS用伝搬路推定部207及び雑音電力推定部208それぞれに出力し、DMRSをDMRS用伝搬路推定部209に出力する。信号分離部206は、CSIRS、雑音電力情報の信号及びDMRS以外の信号(例えば、データ信号)を伝搬路補償部210に出力する。 The signal separation unit 206 separates the signal input from the FFT unit 205 based on the mapping information notified from the base station apparatus 10. Of the separated signals, the signal separation unit 206 outputs CSIRS to the CSIRS channel estimation unit 207 and the noise power estimation unit 208, and outputs DMRS to the DMRS channel estimation unit 209. The signal separation unit 206 outputs a signal other than the CSIRS, the noise power information signal, and the DMRS (for example, a data signal) to the propagation path compensation unit 210.
CSIRS用伝搬路推定部207は、信号分離部206から入力されたCSIRSに基づいて伝搬路状態を推定し、推定した伝搬路状態を示す情報をフィードバック用信号生成部214に出力する。 The CSIRS channel estimation unit 207 estimates the channel state based on the CSIRS input from the signal separation unit 206 and outputs information indicating the estimated channel state to the feedback signal generation unit 214.
雑音電力推定部208は、信号分離部206から入力されたCSIRSに基づいて下りリンクの雑音電力を推定し、推定した雑音電力を示す情報を伝搬路補償部210、復調部212及びフィードバック用信号生成部214それぞれに出力する。 The noise power estimation unit 208 estimates downlink noise power based on the CSIRS input from the signal separation unit 206, and transmits information indicating the estimated noise power to the propagation path compensation unit 210, the demodulation unit 212, and the feedback signal generation. Output to each of the units 214.
DMRS用伝搬路推定部209は、信号分離部206から入力されたDMRSに基づいて伝搬路状態を推定し、推定した伝搬路状態を示す情報をフィードバック用信号生成部214に出力する。 The DMRS propagation path estimation unit 209 estimates the propagation path state based on the DMRS input from the signal separation unit 206, and outputs information indicating the estimated propagation path state to the feedback signal generation unit 214.
フィードバック用信号生成部214は、CRS用伝搬路推定部207から入力された伝搬路状態に基づいて伝搬路状態情報を生成する。ここで、伝搬路状態情報は、基地局装置10の各アンテナとn番目の移動局装置20の各アンテナ201との間の伝搬路の複素利得を各成分に持つ行ベクトルhnであり、次式(1)で表すことができる。なお、本例では、基地局装置10及び移動局装置20それぞれのアンテナの数が同じM本の場合について示している。 The feedback signal generation unit 214 generates channel state information based on the channel state input from the CRS channel estimation unit 207. Here, the propagation path state information is a row vector h n having a complex gain of a propagation path between each antenna of the base station apparatus 10 and each antenna 201 of the nth mobile station apparatus 20 as a component. It can be represented by Formula (1). In this example, the case where the number of antennas in each of the base station apparatus 10 and the mobile station apparatus 20 is the same is shown.
フィードバック用信号生成部214は、伝搬路状態情報として上記行ベクトルhnを基地局装置10に通知してもよいが、上記式(1)のノルムを値Cnに正規化した次式(2)の行ベクトルhnorm−nを伝搬路状態情報としてもよい。
なお、上記値Cnは、例えば全通信帯域の平均受信電力(フェージングの影響を除いたパスロスとシャドウイングとから求められる平均受信電力)の平方根でもよいし、他の値でもよい。また、式(1)又は式(2)で表される行ベクトルを量子化又は近似したものを伝搬路状態情報として通知してもよい。 Note that the value C n may be, for example, the square root of the average received power (average received power obtained from path loss and shadowing excluding the influence of fading) in the entire communication band, or may be another value. Further, a result obtained by quantizing or approximating the row vector represented by the formula (1) or the formula (2) may be notified as the propagation path state information.
また、後述の基地局装置10における情報取得部105では、伝搬路行列Hの各行を構成する行ベクトルとして、フィードバック用信号生成部214に対応して上記式(1)を量子化又は近似したものを用いてもよい。また、正規化した式(2)、又は式(2)を量子化若しくは近似したものを用いてもよい。 Also, in the information acquisition unit 105 in the base station apparatus 10 described later, the above equation (1) is quantized or approximated corresponding to the feedback signal generation unit 214 as a row vector constituting each row of the propagation path matrix H May be used. Further, the normalized expression (2) or the expression (2) quantized or approximated may be used.
フィードバック用信号生成部214は、生成した伝搬路状態情報と雑音電力の情報とを含むフィードバック用の信号を変調し、信号多重部215を介してIFFT部216に出力する。 The feedback signal generation unit 214 modulates the feedback signal including the generated propagation path state information and noise power information, and outputs the modulated feedback signal to the IFFT unit 216 via the signal multiplexing unit 215.
IFFT部216は、フィードバック用信号生成部214から入力された信号に対して、逆高速フーリエ変換(IFFT)処理を行うことで、時間領域の信号を生成する。IFFT部216は、生成した時間領域の信号をCP挿入部217に出力する。 The IFFT unit 216 performs an inverse fast Fourier transform (IFFT) process on the signal input from the feedback signal generation unit 214 to generate a time domain signal. The IFFT unit 216 outputs the generated time domain signal to the CP insertion unit 217.
GI挿入部217は、IFFT部216から入力された信号のガードインターバルにCPを付与し、CP付与後の信号を送信部218に出力する。 The GI insertion unit 217 adds CP to the guard interval of the signal input from the IFFT unit 216 and outputs the signal after CP addition to the transmission unit 218.
送信部218は、CP挿入部217から入力された信号(ベースバンドのデジタル信号)をD/A(デジタル/アナログ)変換し、変換後の信号をアップコンバージョンすることで搬送波周波数の信号を生成する。送信部218は、生成した信号を、送受信切替部(DUP)202及びアンテナ201を介して送信する。 The transmission unit 218 performs D / A (digital / analog) conversion on the signal (baseband digital signal) input from the CP insertion unit 217, and generates a carrier frequency signal by up-converting the converted signal. . The transmission unit 218 transmits the generated signal via the transmission / reception switching unit (DUP) 202 and the antenna 201.
DMRS用伝搬路推定部209は、信号分離部206から入力されたDMRSに基づいて非線形プリコーディング処理を伝搬路の一部とみなした等価伝搬路の伝搬路状態を推定する。ここで、DMRS信号及びデータ信号送信時の移動局装置20の伝搬路状態をHdとし、フィードバック用信号生成部214で生成した伝搬路状態情報が示す伝搬路状態をHfbとする。 The DMRS propagation path estimation unit 209 estimates the propagation path state of an equivalent propagation path in which the nonlinear precoding processing is regarded as a part of the propagation path based on the DMRS input from the signal separation unit 206. Here, the propagation path state of the mobile station apparatus 20 at the time of transmitting the DMRS signal and the data signal is H d, and the propagation path state indicated by the propagation path state information generated by the feedback signal generation unit 214 is H fb .
後述のように、基地局装置10の非線形プリコーディング処理部における非線形プリコーディング処理は、摂動ベクトルの減算を除けば、空間フィルタW(=H−1)を変調信号sに乗算していることと等価である。しかし、フィルタWは、hdではなく、移動局装置20がフィードバックした伝搬路状態ベクトルに基づいて、後述の基地局装置10のフィルタ算出部で算出されているので、移動局装置20は、等価伝搬路Heq_n(1次元複素数)として、次式(3)を得る。 As will be described later, the non-linear precoding processing in the non-linear precoding processing unit of the base station apparatus 10 is to multiply the modulation signal s by a spatial filter W (= H −1 ) except for subtraction of perturbation vectors. Is equivalent. However, the filter W is the h d rather, based on the propagation path state vector mobile station device 20 is fed back, because it is calculated by the filter calculation unit of the base station apparatus 10 will be described later, the mobile station apparatus 20, equivalent The following equation (3) is obtained as the propagation path H eq — n (one-dimensional complex number).
ここで、wnはフィルタWの第n列である。また、式(3)中のβは、後述の基地局装置10の非線形プリコーディング処理部が算出したデータ信号xの電力の電力正規化単位に亘る総和をPxとし、データ信号xの送信に基地局装置10が割り当て可能な総電力をPtrとしたとき、次式(4)で算出される電力正規化係数である。 Here, w n is the n-th row of the filter W. Further, β in the equation (3) is P x, which is a sum total over the power normalization unit of the power of the data signal x calculated by the nonlinear precoding processing unit of the base station apparatus 10 to be described later. When the total power allocatable by the base station apparatus 10 is P tr , the power normalization coefficient is calculated by the following equation (4).
DMRSと所定の周波数・所定の時刻(例えば同じリソースブロック内)に配置されたデータ信号は、heq_nとほぼ同じ等価伝搬路を通って移動局装置20に受信される。 A data signal arranged at a predetermined frequency and a predetermined time (for example, in the same resource block) with the DMRS is received by the mobile station apparatus 20 through an equivalent propagation path substantially the same as h eq_n .
DMRS用伝搬路推定部207は、推定した等価伝搬路heq_nの伝搬路状態を示す
等価伝搬路状態情報を伝搬路補償部208に出力する。
The DMRS channel estimation unit 207 outputs equivalent channel state information indicating the channel state of the estimated equivalent channel h eq_n to the channel compensation unit 208.
伝搬路補償部210は、DMRS用伝搬路推定部209から入力された等価伝搬路状態情報を用いて、信号分離部206から入力された信号に対して伝搬路補償を行う。すなわち、データ信号をyとすると、伝搬路補償後のデータ信号yccは、ycc=y/heq_nとなる。伝搬路補償部208は、伝搬路補償後の信号yccをModulo演算部211に出力する。 The propagation path compensation unit 210 performs propagation path compensation on the signal input from the signal separation unit 206 using the equivalent propagation path state information input from the DMRS propagation path estimation unit 209. That is, when the data signal is y, the data signal y cc after propagation path compensation is y cc = y / h eq_n . The propagation path compensation unit 208 outputs the signal y cc after propagation path compensation to the modulo calculation unit 211.
Modulo演算部211は、伝搬路補償部210から入力されたデータ信号yccに対して、Modulo演算を行う。Modulo演算は、次式(5)で表される。 The modulo calculator 211 performs a modulo calculation on the data signal y cc input from the propagation path compensator 210. The modulo operation is expressed by the following equation (5).
ここで、jは虚数単位、floor(γ)はγを超えない最大の整数をそれぞれ表す。またRe{α}はαの実部,Im{α}はαの虚部をそれぞれ表す。τは、変調信号の平均電力を1に正規化した場合、変調方式に応じて、あらかじめ送受信側で既知な所定の値となる。例えば、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)ではτ=2(√2)、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)ではτ=8/(√10)、64QAMではτ=16/(√42)とする。ただし、基地局装置と移動局装置で共通であれば、これらの値と異なる値を用いてもよい。 Here, j represents an imaginary unit, and floor (γ) represents a maximum integer not exceeding γ. Re {α} represents the real part of α, and Im {α} represents the imaginary part of α. When the average power of the modulation signal is normalized to 1, τ is a predetermined value known in advance on the transmission / reception side according to the modulation method. For example, τ = 2 (√2) in QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), τ = 8 / (√10) in 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation), and τ = 16 / (√42) in 64QAM. However, as long as the base station apparatus and the mobile station apparatus are common, values different from these values may be used.
Modulo演算部211は、Modulo演算後の信号mod(ycc)を復調部212に出力する。 The modulo calculator 211 outputs the signal mod (y cc ) after the modulo calculation to the demodulator 212.
復調部212は、Modulo演算部211から入力された信号を復調する。復調部212は、復調後の情報(硬判定した符号化ビット又は符号化ビットの軟推定値)を復号部213に出力する。 The demodulator 212 demodulates the signal input from the modulo calculator 211. Demodulation section 212 outputs the demodulated information (the hard-coded coded bit or the soft estimated value of the coded bit) to decoding section 213.
復号部213は、復調部212から入力された情報を復号することで、情報ビットを取得し、取得した情報ビットを出力する。 The decoding unit 213 acquires information bits by decoding the information input from the demodulation unit 212, and outputs the acquired information bits.
図7は、本実施形態に係る無線通信システムの移動局装置20の他の構成例を示すブロック図である。図7の例は、時間分割多重複信方式(TDD)において伝搬路の上下リンクの可逆性に着目したインプリシットフィードバックを用いる場合の構成例である。なお、図6と同様な部分については同じ符号を付し、説明を省略する。 FIG. 7 is a block diagram illustrating another configuration example of the mobile station apparatus 20 of the wireless communication system according to the present embodiment. The example of FIG. 7 is a configuration example in the case of using implicit feedback focusing on the reversibility of the uplink and downlink of the propagation path in the time division multiple-duplex system (TDD). In addition, the same code | symbol is attached | subjected about the part similar to FIG. 6, and description is abbreviate | omitted.
図7において、図6のCSIRS用伝搬路推定部207の代えて、SRS生成部219を備えている。SRS生成部219は、所定のタイミングに上りリンクの参照信号であるSRSを生成して信号多重部215に出力する。信号多重部215は、フィードバック用信号生成部214から出力された伝搬路状態情報と雑音電力の情報とを含むフィードバック用の信号と、SRS生成部219から出力されたSRSとを所定の多重方式で多重化処理してIFFT部216に出力する。 In FIG. 7, an SRS generation unit 219 is provided instead of the CSIRS propagation path estimation unit 207 of FIG. 6. The SRS generator 219 generates an SRS that is an uplink reference signal at a predetermined timing and outputs the SRS to the signal multiplexer 215. The signal multiplexing unit 215 performs a feedback signal including the propagation path state information and noise power information output from the feedback signal generation unit 214 and the SRS output from the SRS generation unit 219 by a predetermined multiplexing method. Multiplexing is performed and the result is output to the IFFT unit 216.
図8は、本実施形態に係る無線通信システムの基地局装置10の構成例を示すブロック図である。
図8において、基地局装置10は、アンテナ101(1)〜101(M)、第1から第Mまでの受信部102(1)〜102(M)、第1から第MまでのCP除去部103(1)〜103(M)、第1から第MまでのFFT部104(1)〜104(M)、情報取得部105、変換行列生成部106、フィルタ計算部107、DMRS生成部108、DMRS用空間フィルタ乗算部109、第1から第Nまでの符号化部110(1)〜110(N)、第1から第Nまでの変調部111(1)〜111(N)、非線形プリコーディング処理部112、DMRS多重部113、電力正規化部114、フレーム構成部115、第1から第MまでのIFFT部116(1)〜116(M)、第1から第NまでのCP挿入部117(1)〜117(M)、第1から第Mまでの送信部118(1)〜118(M)、及び、第1から第Mまでの送受信切替部(DUP)119(1)〜119(M)を備えている。
FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration example of the base station apparatus 10 of the wireless communication system according to the present embodiment.
In FIG. 8, base station apparatus 10 includes antennas 101 (1) to 101 (M), first to Mth receiving units 102 (1) to 102 (M), and first to Mth CP removing units. 103 (1) to 103 (M), first to M-th FFT units 104 (1) to 104 (M), an information acquisition unit 105, a transformation matrix generation unit 106, a filter calculation unit 107, a DMRS generation unit 108, DMRS spatial filter multiplier 109, first to Nth encoders 110 (1) to 110 (N), first to Nth modulators 111 (1) to 111 (N), nonlinear precoding Processing unit 112, DMRS multiplexing unit 113, power normalization unit 114, frame configuration unit 115, first to Mth IFFT units 116 (1) to 116 (M), first to Nth CP insertion units 117 (1) -117 (M) Transmitting portion 118 from the first to the M (1) - 118 (M), and includes transmission and reception switching unit from the first to the M a (DUP) 119 (1) ~119 (M).
なお、図8の基地局装置10は、各移動局装置と同じ数のM本のアンテナ101(1)〜101(M)を備え、N個の移動局装置20(1)〜20(M)を多重する場合(N個の送信ストリームの場合)の基地局装置である。また、図8の基地局装置10では、一例として上りリンクおよび下りリンクともに直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:OFDM)方式を用いる場合について説明するが、本発明はこれに限らず、OFDMではない周波数分割多重(Frequency Division Multiplexing:FDM)方式を用いてもよい。 8 includes the same number M of antennas 101 (1) to 101 (M) as each mobile station device, and N mobile station devices 20 (1) to 20 (M). Is a base station apparatus when N is multiplexed (in the case of N transmission streams). In addition, in the base station apparatus 10 of FIG. 8, a case where orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) is used for both uplink and downlink will be described as an example. However, the present invention is not limited to this, and OFDM is not limited thereto. A frequency division multiplexing (FDM) method may be used.
また、以下の説明では、説明の便宜上、M本のアンテナ101(1)〜101(M)それぞれを互いに区別しない場合はm番目のアンテナ101(m)について説明し、N個の移動局装置20(1)〜20(N)それぞれを互いに区別しない場合はn番目の送信ストリームに対応するn番目の移動局装置20(n)について説明する。nは1からNまでの任意の整数であり、mは1からMまでの任意の整数である。 Further, in the following description, for convenience of explanation, the M-th antenna 101 (m) will be described when the M antennas 101 (1) to 101 (M) are not distinguished from each other, and the N mobile station apparatuses 20 will be described. In the case where (1) to 20 (N) are not distinguished from each other, the nth mobile station device 20 (n) corresponding to the nth transmission stream will be described. n is an arbitrary integer from 1 to N, and m is an arbitrary integer from 1 to M.
受信部102(m)はそれぞれ、送受信切替部119(m)及びアンテナ101(m)を介して、移動局装置20(n)から送信された信号(搬送波周波数の信号)を受信する。この信号には、前述の伝搬路状態情報(CSI情報)が含まれる。受信部102(m)は、受信した信号をダウンコンバージョンし、A/D(アナログ/デジタル)変換することで、ベースバンドのデジタル信号を生成する。受信部102(m)は、生成したデジタル信号をCP除去部103(m)に出力する。 Each of the receiving units 102 (m) receives a signal (carrier frequency signal) transmitted from the mobile station device 20 (n) via the transmission / reception switching unit 119 (m) and the antenna 101 (m). This signal includes the above-described propagation path state information (CSI information). The receiving unit 102 (m) generates a baseband digital signal by down-converting the received signal and performing A / D (analog / digital) conversion. The receiving unit 102 (m) outputs the generated digital signal to the CP removing unit 103 (m).
CP除去部103(m)は、受信部102(m)から入力されたデジタル信号のガードインターバル(GI)からCPを除去し、除去後の信号をFFT部104(m)に出力する。 CP removing section 103 (m) removes the CP from the guard interval (GI) of the digital signal input from receiving section 102 (m), and outputs the signal after removal to FFT section 104 (m).
FFT部104(m)は、CP除去部103(m)から入力された信号に対して、FFTを行うことで、周波数領域の信号を生成する。FFT部104(m)は、生成した周波数領域の信号を情報取得部105に出力する。 The FFT unit 104 (m) generates a frequency domain signal by performing FFT on the signal input from the CP removal unit 103 (m). The FFT unit 104 (m) outputs the generated frequency domain signal to the information acquisition unit 105.
情報取得部105は、各FFT部104(1)〜104(M)から入力された信号を復調し、復調した情報から伝搬路状態情報としての複素数からなる伝搬路行列(チャネル行列)と、移動局装置ごとの干渉雑音電力とを抽出する。情報取得部105は、伝搬路状態情報からサブキャリア毎に伝搬路行列Hを構成する。 The information acquisition unit 105 demodulates the signal input from each of the FFT units 104 (1) to 104 (M), and generates a propagation path matrix (channel matrix) composed of complex numbers as propagation path state information from the demodulated information and a movement Interference noise power for each station apparatus is extracted. The information acquisition unit 105 configures a propagation path matrix H for each subcarrier from the propagation path state information.
ここで、n番目の移動局装置20(n)の伝搬路状態情報は、複素数の成分を持つM次元の行ベクトルで表す。この行ベクトルの第m成分は、基地局装置10のm番目のアンテナ101(m)と移動局装置20(n)と間の伝搬路の複素利得を示す。伝搬路状態情報取得部105は、各行ベクトルを全移動局装置20(1)〜20(N)について各行に順番に並べることで伝搬路行列Hを生成する。Hは、N行M列の行列であり、n行m列成分が、n番目の移動局装置20(n)と基地局装置10のm番目のアンテナ101(m)の間の伝搬路の複素利得を示す。 Here, the propagation path state information of the n-th mobile station device 20 (n) is represented by an M-dimensional row vector having a complex number component. The m-th component of this row vector indicates the complex gain of the propagation path between the m-th antenna 101 (m) of the base station device 10 and the mobile station device 20 (n). The propagation path state information acquisition unit 105 generates a propagation path matrix H by arranging the row vectors in order for all the mobile station apparatuses 20 (1) to 20 (N). H is a matrix of N rows and M columns, and an n row and m column component is a complex of a propagation path between the n th mobile station device 20 (n) and the m th antenna 101 (m) of the base station device 10. Indicates gain.
なお、後述するように、各移動局装置20(n)は、伝搬路状態情報を示す行ベクトルについて、ノルムの正規化や近似を行ってから基地局装置10に通知してもよい。このとき、情報取得部105は、各移動局装置20(n)から通知された行ベクトルを用いて伝搬路行列Hを生成する。 As will be described later, each mobile station apparatus 20 (n) may notify the base station apparatus 10 after normalizing or approximating the norm for the row vector indicating the propagation path state information. At this time, the information acquisition part 105 produces | generates the propagation path matrix H using the row vector notified from each mobile station apparatus 20 (n).
情報取得部105は、生成したサブキャリア毎の伝搬路行列Hを変換行列生成部106に入力する。なお、ここでは、一例としてサブキャリア毎に伝搬路行列Hを取得する場合について示したが、あらかじめ決められた複数の連続するサブキャリア(サブチャネル)単位で1つずつ伝搬路行列Hを取得してもよい。 The information acquisition unit 105 inputs the generated propagation path matrix H for each subcarrier to the transformation matrix generation unit 106. Here, as an example, the case where the propagation path matrix H is acquired for each subcarrier has been described. However, the propagation path matrix H is acquired one by one for each of a plurality of predetermined subcarriers (subchannels). May be.
また、情報取得部105は、FFT部104(m)が出力する信号のうち、伝搬路状態情報の信号以外の信号(例えば、雑音電力情報の信号)を復調して取得する。復調された情報のうち、雑音電力情報は変換行列生成部106で用いられ、制御情報は基地局装置10の制御に用いられ、また、雑音電力の情報や制御情報以外のデータは他の基地局装置やサーバ装置等へ送信される。 In addition, the information acquisition unit 105 demodulates and acquires a signal (for example, a signal of noise power information) other than the signal of the propagation path state information among the signals output from the FFT unit 104 (m). Of the demodulated information, noise power information is used by the transformation matrix generation unit 106, control information is used for control of the base station apparatus 10, and data other than noise power information and control information is other base stations. It is transmitted to the device or server device.
行列生成部120は、変換行列生成部106とフィルタ計算部107とを備え、情報取得部105から入力されたサブキャリア毎の伝搬路行列Hと雑音電力の情報とに基づいて、非線形プリコーディング処理部112で用いる各種フィルタなどの行列を生成する。 The matrix generation unit 120 includes a transformation matrix generation unit 106 and a filter calculation unit 107, and performs nonlinear precoding processing based on the propagation path matrix H for each subcarrier input from the information acquisition unit 105 and noise power information. A matrix such as various filters used in the unit 112 is generated.
変換行列生成部106は、情報取得部105から入力されたサブキャリア毎の伝搬路行列H(N×M行列,N≦M)を、次式(6)に示すように実数空間上で表現した実数伝搬路行列Hrに変換する。ここで、Nは送信ストリーム数であり、Mは送信アンテナ数である。 The transformation matrix generation unit 106 represents the propagation path matrix H (N × M matrix, N ≦ M) for each subcarrier input from the information acquisition unit 105 on a real number space as shown in the following equation (6). converting the real channel matrix H r. Here, N is the number of transmission streams, and M is the number of transmission antennas.
更に、変換行列生成部106は、次式(7)に示すように、実数伝搬路行列Hrに情報取得部105から入力された受信アンテナ毎の雑音電力値σ1〜σNに相当する次元要素を加えることにより、実数伝搬路行列Hrを次元拡張して拡張実数伝搬路行列Hreを計算する。ここで、Psは各送信アンテナにおける平均送信電力であり、σnの二乗は第n受信アンテナブランチにおける雑音電力値である。なお、本実施形態において受信アンテナ毎の雑音電力値を考慮しない場合は、次式(7)中のσ1〜σNの各値をゼロとして拡張実数伝搬路行列Hreを計算すればよい。 Furthermore, as shown in the following equation (7), the transformation matrix generation unit 106 has dimensions corresponding to noise power values σ 1 to σ N for each reception antenna input from the information acquisition unit 105 to the real channel matrix H r. By adding elements, the real channel matrix H r is dimensionally expanded to calculate an extended real channel matrix H re . Here, Ps is the average transmission power in each transmission antenna, and the square of σ n is the noise power value in the nth reception antenna branch. In the present embodiment, when the noise power value for each reception antenna is not considered, the extended real channel matrix H re may be calculated by setting each value of σ 1 to σ N in the following equation (7) to zero.
また、変換行列生成部106は、上記次元拡張した実数伝搬路行列Hreの転置行列に格子基底縮小処理を施した後、QR分解により、次式(8)〜(10)及び|det(T)|=1を満たす、実数伝搬路行列Hreの転置行列の準直交化行列である変換行列(ユニモジュラ行列)T(2N×2N行列)と、次式(9)に示すMMSE(最小平均二乗誤差)規範の空間フィルタ行列Qの部分行列QW(2M×2N行列)と、上三角行列R(2N×2N行列)とを生成する。 In addition, the transformation matrix generation unit 106 performs lattice basis reduction processing on the transposed matrix of the dimension-expanded real channel matrix H re and then performs QR decomposition to the following equations (8) to (10) and | det (T ) | = 1, a transformation matrix (unimodular matrix) T (2N × 2N matrix) that is a quasi-orthogonalization matrix of the transposed matrix of the real channel matrix H re satisfying | = 1, and MMSE (minimum mean A partial error Q W (2M × 2N matrix) and an upper triangular matrix R (2N × 2N matrix) are generated.
ここで、行列QはQHQ=I2N(2N×2Nの単位行列)を満たすユニタリ行列(2(M+N)×2N行列)であり、行列Rは次式(11)で表される上三角行列(2N×2N行列)であり、行列Q0はQの部分行列(2N×2Nの単位行列)であり、行列Gは格子基底縮小により準直交変換された実数伝搬路行列である。 Here, the matrix Q is a unitary matrix (2 (M + N) × 2N matrix) satisfying Q H Q = I 2N (2N × 2N unit matrix), and the matrix R is an upper triangle represented by the following equation (11). It is a matrix (2N × 2N matrix), the matrix Q 0 is a partial matrix of Q (2N × 2N unit matrix), and the matrix G is a real channel matrix subjected to quasi-orthogonal transformation by lattice basis reduction.
変換行列生成部106は、生成した変換行列(ユニモジュラ行列)Tと行列QWと上三角行列Rをフィルタ計算部107に入力し、変換行列(ユニモジュラ行列)Tを非線形フィリコーディング処理部112に入力する。 Converting matrix generating unit 106, generated conversion matrix (unimodular matrix) T and the matrix Q W and an upper triangular matrix R and input to the filter calculation unit 107, a transformation matrix (unimodular matrix) nonlinear T-Philippines-encoding processor 112 To enter.
フィルタ計算部107は、上記QR分解により得られた行列等を用いて、次式(12)〜(14)に示すように、MMSE(最小平均二乗誤差)規範のフィードフォワードフィルタ行列(データ用空間フィルタ行列)W(2M×2N行列)と、空間多重レイヤ間干渉に対応したフィードバックフィルタ行列F(M×N行列)とを生成する。ここで、Dは上記上三角行列Rの対角要素から構成される対角行列(2N×2N行列)である。 The filter calculation unit 107 uses a matrix or the like obtained by the QR decomposition, as shown in the following formulas (12) to (14), and feedforward filter matrix (data space) of MMSE (minimum mean square error) standard A filter matrix) W (2M × 2N matrix) and a feedback filter matrix F (M × N matrix) corresponding to the interference between the spatial multiplexing layers are generated. Here, D is a diagonal matrix (2N × 2N matrix) composed of diagonal elements of the upper triangular matrix R.
また、フィルタ計算部107は、次式(15)により、DMRS用の空間フィルタWDMRSを計算する。DMRSには摂動ベクトル減算や事前の変換行列操作TTが適用されないためデータ用空間フィルタWとは異なるDMRS用の空間フィルタWDMRSが計算される。 Also, the filter calculation unit 107 calculates a DMRS spatial filter W DMRS by the following equation (15). Since the perturbation vector subtraction and the previous transformation matrix operation T T are not applied to DMRS, a DMRS spatial filter W DMRS different from the data spatial filter W is calculated.
なお、本実施形態では、隣接する周波数に対応する伝搬路行列Hは互いに相関を持った(互いに似た)伝搬路行列となっていることを利用してフィルタ算出に要する演算量を削減してもよい。このようにある1つのサブキャリアについてのフィルタを演算する過程で得られる情報を他のサブキャリアに再利用することで、全サブキャリアについて独立にフィルタを算出するよりも演算量を低減することができる。また、隣接する時間(送信タイミング)に対応する伝搬路行列Hは互いに相関を持った(互いに似た)伝搬路行列となっていることを利用してフィルタ算出に要する演算量を削減してもよい。ある送信タイミングのシンボルについてのフィルタを演算する過程で得られる情報を以降の送信タイミングのシンボルに再利用することで、各送信タイミングについて独立にフィルタを算出するよりも演算量を低減することができる。 In this embodiment, the amount of calculation required for filter calculation is reduced by utilizing the fact that the channel matrix H corresponding to the adjacent frequency is a channel matrix having a correlation with each other (similar to each other). Also good. By reusing the information obtained in the process of calculating the filter for one subcarrier in this way to other subcarriers, the amount of calculation can be reduced compared to calculating the filters independently for all subcarriers. it can. Further, even if the propagation path matrix H corresponding to the adjacent time (transmission timing) is a correlated propagation path matrix (similar to each other), the amount of calculation required for filter calculation can be reduced. Good. By reusing information obtained in the process of calculating a filter for a symbol at a certain transmission timing for subsequent transmission timing symbols, the amount of calculation can be reduced compared to calculating a filter for each transmission timing independently. .
変換行列生成部106は、生成したMMSE規範のフィードフォワードフィルタ行列(データ用空間フィルタ)Wとフィードバックフィルタ行列Fとを非線形プリコーディング処理部112に入力し、生成したDMRS用の空間フィルタWDMRSをDMRS多重部113に入力する。 The transformation matrix generation unit 106 inputs the generated feedforward filter matrix (data spatial filter) W and feedback filter matrix F of the MMSE standard to the nonlinear precoding processing unit 112, and generates the generated spatial filter W DMRS for DMRS . Input to the DMRS multiplexer 113.
DMRS用空間フィルタ乗算部109は、DMRS生成部108で生成されたDMRSにフィルタ計算部107で計算されたDMRS用の空間フィルタWDMRSを乗算してアンテナ101(n)ごとのDMRSを生成し、DMRS多重部113に出力する。 The DMRS spatial filter multiplier 109 multiplies the DMRS generated by the DMRS generator 108 by the DMRS spatial filter W DMRS calculated by the filter calculator 107 to generate a DMRS for each antenna 101 (n). Output to DMRS multiplexing section 113.
符号部110(n)には、移動局装置20(n)宛(例えば、図1の例では、N=2)の情報ビット(希望データ)が入力される。符号部110(n)は、入力された情報ビットを誤り訂正符号化し、符号化後の符号化ビットを変調部111(n)に出力する。 An information bit (desired data) addressed to the mobile station device 20 (n) (for example, N = 2 in the example of FIG. 1) is input to the encoding unit 110 (n). The encoding unit 110 (n) performs error correction encoding on the input information bits, and outputs the encoded bits after encoding to the modulation unit 111 (n).
変調部111(n)は、符号部110(n)から入力された希望データの符号化ビットを変調することにより、移動局装置20(n)に対する希望データ信号の変調信号を生成する。変調部111(n)は、生成した変調信号を非線形プリコーディング処理部112に入力する。 Modulator 111 (n) modulates the encoded bit of the desired data input from encoder 110 (n) to generate a modulated signal of the desired data signal for mobile station apparatus 20 (n). The modulation unit 111 (n) inputs the generated modulation signal to the nonlinear precoding processing unit 112.
非線形プリコーディング処理部112は、入力された全変調信号を、各移動局装置20(1)〜20(N)宛の変調信号を1つずつ含むグループに分けて、当該グループを送信するOFDMシンボルおよびサブキャリアを決める。例えば、前述の図3に示したようなフレームフォーマットに従ってOFDMシンボルおよびサブキャリアの関係付けを行う。 The nonlinear precoding processing unit 112 divides all input modulation signals into groups each including one modulation signal addressed to each of the mobile station apparatuses 20 (1) to 20 (N), and transmits the group. And decide the subcarrier. For example, the OFDM symbol and the subcarrier are related according to the frame format shown in FIG.
非線形プリコーディング処理部112は、例えば図3に示したフレームフォーマットに従って、各グループの変調信号を送信するリソースエレメントを決定する。その後、各グループを送信するリソースエレメントに対応するサブキャリアに基づいて、当該グループに対して非線形プリコーディング処理を施す。 The non-linear precoding processing unit 112 determines resource elements for transmitting the modulation signals of each group, for example, according to the frame format shown in FIG. Then, based on the subcarrier corresponding to the resource element which transmits each group, a nonlinear precoding process is performed with respect to the group.
非線形プリコーディング処理部112は、例えば、あるグループ内の各移動局装置20(n)の変調信号をdnとおき、全d1〜dNを各成分に持つ列ベクトルである変調信号ベクトルをdとし、変換行列生成部106から入力された変換行列Tとフィルタ算出部107から入力されたフィルタW,Fとを用いて当該変調信号ベクトルdに対して非線形プリコーディング処理を施す。各グループに対して非線形プリコーディング処理を行うと、送信信号を表すM次元列ベクトルである変調信号ベクトルsが得られる。sの第n成分(n=1,2,…,M)は、それぞれアンテナ101(n)(n=1,2,…,M)で送信する信号を示す。非線形プリコーディング処理部112は、非線形プリコーディング処理後の変調信号sをDMRS多重部113に入力する。 Nonlinear precoding processor 112, for example, a modulation signal of each mobile station apparatus 20 (n) in a group d n Distant, a modulated signal vector all d 1 to d N is a column vector having the components The modulated signal vector d is subjected to nonlinear precoding processing using the transformation matrix T input from the transformation matrix generation unit 106 and the filters W and F input from the filter calculation unit 107. When nonlinear precoding processing is performed on each group, a modulated signal vector s which is an M-dimensional column vector representing a transmission signal is obtained. The n-th component (n = 1, 2,..., M) of s indicates a signal transmitted by the antenna 101 (n) (n = 1, 2,..., M). The nonlinear precoding processing unit 112 inputs the modulated signal s after the nonlinear precoding processing to the DMRS multiplexing unit 113.
DMRS多重部113は、アンテナ101(n)ごとに、非線形プリコーディング処理部112から入力された非線形プリコーディング処理後の変調信号sと、MRS用空間フィルタ乗算部109DMRS用空間フィルタ乗算部109から入力されたDMRSとの多重化を行い、電力正規化部114に出力する。 DMRS multiplexer 113 receives modulated signal s after nonlinear precoding processing input from nonlinear precoding processor 112 and MRS spatial filter multiplier 109 and DMRS spatial filter multiplier 109 for each antenna 101 (n). Multiplexing with the DMRS is performed and output to the power normalization unit 114.
電力正規化部114は、DMRSが多重化された非線形プリコーディング処理後の変調信号sに基づいて電力正規化係数βを算出する。基地局装置10は、送信電力を一定にするために、一定数のサブキャリアおよび一定数のOFDMシンボル(以下、「電力正規化単位」という。)内の変調信号の総送信電力を正規化する。電力正規化単位は、例えば図3に示したフレーム単位全体を示す。 The power normalization unit 114 calculates a power normalization coefficient β based on the modulated signal s after the nonlinear precoding process in which DMRS is multiplexed. Base station apparatus 10 normalizes the total transmission power of modulated signals in a certain number of subcarriers and a certain number of OFDM symbols (hereinafter referred to as “power normalization unit”) in order to keep the transmission power constant. . The power normalization unit indicates, for example, the entire frame unit shown in FIG.
電力正規化部114は、まず、DMRSが多重化された非線形プリコーディング処理後の変調信号sの電力の電力正規化単位にわたる総和Pxを算出する。電力正規化部114は、1つの電力正規化単位の変調信号snの送信に基地局装置10が割り当て可能な総電力がPtrであるとすると、前述の式(4)で電力正規化係数βを算出する。 First, the power normalization unit 114 calculates a sum P x over the power normalization unit of the power of the modulated signal s after nonlinear precoding processing in which DMRS is multiplexed. The power normalization unit 114 assumes that the total power that can be allocated by the base station apparatus 10 to the transmission of the modulation signal s n in one power normalization unit is P tr , the power normalization coefficient is given by the above equation (4). β is calculated.
電力正規化部114は、算出した電力正規化係数βを変調信号に乗算して変調信号の電力正規化を行い、電力正規化後の変調信号をフレーム構成部115に出力する。 The power normalization unit 114 multiplies the modulation signal by the calculated power normalization coefficient β to normalize the power of the modulation signal, and outputs the modulated signal after power normalization to the frame configuration unit 115.
DMRS生成部108は、電力正規化部114から入力された電力正規化係数βに基づいて各移動局装置10(n)宛のDMRSを生成し、DMRS用空間フィルタ乗算部109に出力する。 DMRS generation section 108 generates a DMRS addressed to each mobile station apparatus 10 (n) based on power normalization coefficient β input from power normalization section 114 and outputs the DMRS to spatial filter multiplication section 109 for DMRS.
CSIRS生成部120は、基地局装置10と移動局装置20(n)で既知の信号点(基準信号)を有するCSIRSを生成し、生成したCSIRSをフレーム構成部115に出力する。 The CSIRS generation unit 120 generates CSIRS having a known signal point (reference signal) in the base station apparatus 10 and the mobile station apparatus 20 (n), and outputs the generated CSIRS to the frame configuration unit 115.
フレーム構成部115は、例えば前述の図2又は図3に示すように、電力正規化部114から入力された変調信号(データ信号)及びDMRSをマッピングし、必要に応じて、CSIRS生成部120から入力されたCSIRSをマッピングする。ここで、フレーム構成部115は、送信アンテナ101(m)毎に予め定められた時間単位で、つまり、送信アンテナ101(m)毎にフレーム単位で信号をマッピングする。 For example, as shown in FIG. 2 or FIG. 3 described above, the frame configuration unit 115 maps the modulation signal (data signal) and DMRS input from the power normalization unit 114, and from the CSIRS generation unit 120 as necessary. Map the input CSIRS. Here, the frame configuration unit 115 maps a signal in a predetermined time unit for each transmission antenna 101 (m), that is, in a frame unit for each transmission antenna 101 (m).
フレーム構成部115は、MMSE規範のフィードフォワードフィルタ行列が乗算された変換後実数変調信号ベクトルを、送信アンテナ101(m)毎の複素数の変調信号ベクトルに変換する第2の信号ベクトル変換部としても機能する。 The frame configuration unit 115 may serve as a second signal vector conversion unit that converts the converted real modulation signal vector multiplied by the MMSE-standard feedforward filter matrix into a complex modulation signal vector for each transmission antenna 101 (m). Function.
なお、フレーム構成部115は、変調信号(データ信号)、DMRS及びCSIRSを別のフレームにマッピングしてもよいし、同じフレームにマッピングしてもよい。例えば、CSIRSのみを、あるフレームにマッピングし、DMRS及び変調信号(データ信号)を他のフレームにマッピングしてもよい。 Note that the frame configuration unit 115 may map the modulation signal (data signal), DMRS, and CSIRS to different frames or to the same frame. For example, only CSIRS may be mapped to a certain frame, and DMRS and a modulated signal (data signal) may be mapped to another frame.
基地局装置10は、あらかじめ決められたマッピングに従って、変調信号(データ信号)及びDMRS(必要に応じてCSIRS)をフレームにマッピングし、移動局装置20(n)は上記マッピングをあらかじめ把握している。 The base station device 10 maps the modulation signal (data signal) and DMRS (CSIRS as necessary) to the frame according to a predetermined mapping, and the mobile station device 20 (n) knows the mapping in advance. .
なお、フレーム構成部115は、他の信号(例えば制御信号など)を、CSIRS、DMRS及び変調信号(データ信号)と異なるリソースエレメントに配置してもよい。このとき、基地局装置10と移動局装置20(n)は制御信号が配置される場所をあらかじめ把握している。 Note that the frame configuration unit 115 may arrange other signals (for example, control signals) in resource elements different from CSIRS, DMRS, and modulation signals (data signals). At this time, the base station apparatus 10 and the mobile station apparatus 20 (n) know in advance where the control signal is arranged.
フレーム構成部115は、マッピング後の信号の複数のアンテナ101(1)〜101(M)で送信する信号をそれぞれ、対応するIFFT部116(1)〜116(M)にフレーム単位で出力する。 The frame configuration unit 115 outputs signals to be transmitted by the plurality of antennas 101 (1) to 101 (M) of the mapped signal to the corresponding IFFT units 116 (1) to 116 (M) in units of frames.
IFFT部116(m)は、フレーム構成部115から入力された信号に対して、IFFTをフレーム単位で行うことにより、時間領域の信号を生成する。ここで、IFFT部116(m)は、生成した時間領域の信号をCP挿入部117(m)に出力する。 The IFFT unit 116 (m) generates a time domain signal by performing IFFT on the signal input from the frame configuration unit 115 in units of frames. Here, IFFT section 116 (m) outputs the generated time domain signal to CP insertion section 117 (m).
CP挿入部117(m)は、IFFT部116(m)から入力された信号のガードインターバルにCPを付与し、付与後の信号を送信部118(m)に出力する。 CP insertion section 117 (m) adds a CP to the guard interval of the signal input from IFFT section 116 (m), and outputs the signal after the addition to transmission section 118 (m).
送信部118(m)は、CP挿入部117(m)から入力された信号(ベースバンドのデジタル信号)をD/A(デジタル/アナログ)変換する。また、送信部118(m)は、変換後の信号をアップコンバージョンすることで搬送波周波数の信号を生成し、送受信切替部(DUP)119(m)及び送信アンテナ101(m)を介して送信する。 The transmission unit 118 (m) D / A (digital / analog) converts the signal (baseband digital signal) input from the CP insertion unit 117 (m). The transmission unit 118 (m) generates a carrier frequency signal by up-converting the converted signal, and transmits the signal via the transmission / reception switching unit (DUP) 119 (m) and the transmission antenna 101 (m). .
次に、非線形プリコーディング処理部112における非線形プリコーディング処理について説明する。本実施形態では、以下に示すように下りリンクの送信信号の非線形プリコーディング処理に演算量の削減が可能なLR−VPを採用したNLP DL−MU−MIMO方式を用いている。 Next, nonlinear precoding processing in the nonlinear precoding processing unit 112 will be described. In this embodiment, as described below, an NLP DL-MU-MIMO scheme employing LR-VP capable of reducing the amount of calculation is used for nonlinear precoding processing of a downlink transmission signal.
図9は、本実施形態に係る基地局装置10においてデータ信号dを送信するときの非線形プリコーディング処理部112の構成例を示すブロック図である。
図9において、非線形プリコーディング処理部112は、第1の信号ベクトル変換部としての変換行列乗算部130、摂動ベクトル探索・減算部131、データ用空間フィルタ乗算部132、空間多重レイヤ間干渉算出部133及び空間多重レイヤ間干渉減算部134を備える。
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration example of the nonlinear precoding processing unit 112 when the base station apparatus 10 according to the present embodiment transmits the data signal d.
In FIG. 9, a nonlinear precoding processing unit 112 includes a transformation matrix multiplication unit 130, a perturbation vector search / subtraction unit 131, a data spatial filter multiplication unit 132, and a spatial multiplexing inter-layer interference calculation unit as a first signal vector conversion unit. 133 and an interference subtraction unit 134 between spatial multiplexing layers.
変換行列乗算部130は、希望データ信号に対応する変調信号ベクトルを実数空間上で表現した実数変調信号ベクトル(Re{d1},Im{d1},Re{d1},Im{d1},・・・,Re{dN},Im{dN})に、変換行列生成部106から取得した変換行列(格子基底縮小のためのユニモジュラ行列)Tの転置行列TTを乗算して変換後実数変調信号ベクトル(d’1,d’2,・・・,d’2N)に変換する。ここで、変換行列Tは、例えば、|det(T)|=1を条件として、非特許文献7又は8に開示されているLLL(Lenstra,Lenstra,Lovasz)アルゴリズム等の準直交化アルゴリズムを用いて、前記拡張実数伝搬路行列Hreから生成する。 The transformation matrix multiplication unit 130 is a real number modulation signal vector (Re {d 1 }, Im {d 1 }, Re {d 1 }, Im {d 1) in which a modulation signal vector corresponding to a desired data signal is expressed in real number space. },..., Re {d N }, Im {d N }) are multiplied by the transposed matrix T T of the transformation matrix (unimodular matrix for lattice basis reduction) T acquired from the transformation matrix generation unit 106. And converted into a converted real modulation signal vector (d ′ 1 , d ′ 2 ,..., D ′ 2N ). Here, the transformation matrix T uses, for example, a quasi-orthogonalization algorithm such as the LLL (Lenstra, Lenstra, Lovaz) algorithm disclosed in Non-Patent Document 7 or 8 on condition that | det (T) | = 1. And generated from the extended real channel matrix Hre .
摂動ベクトル探索・減算部131における摂動ベクトル探索部は、変換行列乗算部130で変換された変換後実数変調信号ベクトル(d’1,d’2,・・・,d’2N)と、フィルタ計算部107から取得したMMSE規範のフィードフォワードフィルタ行列Wとに基づいて、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索において累積メトリックを最小化する摂動ベクトルτzを最適性が保証された深さ優先探索において最適でないことが確定した候補に対して探索を打ち切る操作または探索範囲の限定操作を行う分枝限定法を組み合わせることで効率的に探索する。この摂動ベクトル探索・減算部131における摂動ベクトルの探索については後で詳述する。 The perturbation vector search unit in the perturbation vector search / subtraction unit 131 includes a converted real modulation signal vector (d ′ 1 , d ′ 2 ,..., D ′ 2N ) converted by the conversion matrix multiplication unit 130 and filter calculation. A perturbation vector τz that minimizes a cumulative metric in a hierarchical search having a tree structure with all candidates of infinite perturbation vectors as search targets based on the MMSE norm feedforward filter matrix W acquired from the unit 107 Can be efficiently searched by combining a branch-and-bound method in which the search is terminated or the search range is limited to a candidate that is determined to be not optimal in the depth-first search in which optimality is guaranteed. The perturbation vector search in the perturbation vector search / subtraction unit 131 will be described in detail later.
摂動ベクトル探索・減算部131における減算部は、変換後実数変調信号ベクトル(d’1,d’2,・・・,d’2N)からフィードバックフィルタ行列Fが減算された後に、前記摂動ベクトル探索部で探索された摂動ベクトルτzを減算する。フィードバックフィルタ行列F及び摂動ベクトルτzが減算された変換後実数変調信号ベクトル(ν1,ν2,・・・,ν2N)は、データ用空間フィルタ乗算部132及び空間多重レイヤ間干渉算出部133に出力される。すなわち、希望データ信号の変換後実数変調信号ベクトル(d’1,d’2,・・・,d’2N)の代わりに、その変換後実数変調信号ベクトルからフィードバックフィルタ行列F及び摂動ベクトルτzが減算された変換後実数変調信号ベクトル(ν1,ν2,・・・,ν2N)が出力される。 The subtraction unit in the perturbation vector search / subtraction unit 131 performs the perturbation vector search after the feedback filter matrix F is subtracted from the converted real modulation signal vector (d ′ 1 , d ′ 2 ,..., D ′ 2N ). The perturbation vector τz searched in the section is subtracted. The converted real modulation signal vector (ν 1 , ν 2 ,..., Ν 2N ) obtained by subtracting the feedback filter matrix F and the perturbation vector τz is a data spatial filter multiplier 132 and a spatial multiplexing inter-layer interference calculator 133. Is output. That is, instead of the converted real modulation signal vector (d ′ 1 , d ′ 2 ,..., D ′ 2N ) of the desired data signal, the feedback filter matrix F and the perturbation vector τz are obtained from the converted real modulation signal vector. Subtracted converted real modulation signal vectors (ν 1 , ν 2 ,..., Ν 2N ) are output.
データ用空間フィルタ乗算部132は、摂動ベクトル探索・減算部131における減算部から入力された変換後実数変調信号ベクトル(ν1,ν2,・・・,ν2N)に、フィルター計算部107から取得したMMSE規範のフィードフォワードフィルタ行列Wを乗算することにより、送信アンテナ101(m)ごとの変換後実数変調信号ベクトル(Re{s1},Im{s1},Re{s2},Im{s2},・・・,Re{sM},Im{sM})を生成する。ここで、例えば、フィードフォワードフィルタ行列Wが乗算される前の変換後実数変調信号ベクトルν,sをそれぞれ式(16)及び式(17)のように表すと、データ用空間フィルタ乗算部132における処理は次式(18)で表される。フィードフォワードフィルタ行列Wが乗算された送信アンテナ101(m)ごとの変換後実数変調信号ベクトル(Re{s1},Im{s1},Re{s2},Im{s2},・・・,Re{sM},Im{sM})はDMRS乗算部113(図8参照)に出力される。 The data spatial filter multiplication unit 132 converts the converted real number modulation signal vector (ν 1 , ν 2 ,..., Ν 2N ) input from the subtraction unit in the perturbation vector search / subtraction unit 131 from the filter calculation unit 107. By multiplying the obtained feedforward filter matrix W of the MMSE standard, the converted real modulation signal vector (Re {s 1 }, Im {s 1 }, Re {s 2 }, Im for each transmission antenna 101 (m). {S 2 },..., Re {s M }, Im {s M }). Here, for example, when the converted real modulation signal vectors ν and s before being multiplied by the feedforward filter matrix W are expressed as shown in Expression (16) and Expression (17), respectively, in the data spatial filter multiplier 132. The processing is expressed by the following equation (18). A converted real modulation signal vector (Re {s 1 }, Im {s 1 }, Re {s 2 }, Im {s 2 } for each transmission antenna 101 (m) multiplied by the feedforward filter matrix W,. .., Re {s M }, Im {s M }) are output to the DMRS multiplier 113 (see FIG. 8).
空間多重レイヤ間干渉算出部133は、フィルタ計算部107から取得したフィードバックフィルタ行列Fから、第1の送信レイヤ(送信ストリーム)を基準にした空間多重レイヤ間干渉を算出する。 The spatial multi-layer interference calculation unit 133 calculates the spatial multi-layer interference based on the first transmission layer (transmission stream) from the feedback filter matrix F acquired from the filter calculation unit 107.
空間多重レイヤ間干渉減算部134は、変換行列乗算部130で変換された変換後実数変調信号ベクトル(d’1,d’2,・・・,d’2N)のうち第2番目の変換後実数変調信号ベクトル(d’2,・・・,d’2N)から、空間多重レイヤ間干渉算出部133で算出した空間多重レイヤ間干渉を減算する。 Spatial multi-layer interference subtracting section 134 after the second conversion of the converted real number modulation signal vectors (d ′ 1 , d ′ 2 ,..., D ′ 2N ) converted by conversion matrix multiplication section 130. The interference between the spatial multiplexing layers calculated by the spatial multiplexing interference unit 133 is subtracted from the real modulation signal vector (d ′ 2 ,..., D ′ 2N ).
図9の非線形プリコーディング処理部112のデータ用空間フィルタ乗算部132で生成された送信アンテナ101(m)ごとの変換後実数変調信号ベクトルs(Re{s1},Im{s1},Re{s2},Im{s2},・・・,Re{sM},Im{sM})は、図8のDMRS多重部113、電力正規化部114、フレーム構成部115、IFFT部116(m)、CP挿入部117(m)及び送信部118(m)で処理され、送受信切替部(DUP)119(m)及び送信アンテナ101(m)を介して送信される。 The converted real modulation signal vectors s (Re {s 1 }, Im {s 1 }, Re for each transmission antenna 101 (m) generated by the data spatial filter multiplication unit 132 of the nonlinear precoding processing unit 112 in FIG. {S 2 }, Im {s 2 },..., Re {s M }, Im {s M }) are DMRS multiplexing section 113, power normalization section 114, frame configuration section 115, and IFFT section in FIG. 116 (m), processed by the CP insertion unit 117 (m) and the transmission unit 118 (m), and transmitted via the transmission / reception switching unit (DUP) 119 (m) and the transmission antenna 101 (m).
このように基地局装置10から送信され無線伝送路を介して伝送された無線信号は、移動局装置20により、次式(19)で示す受信信号yとして受信される。ここで、式(19)中の摂動ベクトルτzにT−Tを乗算した「T−Tτz」は、τの整数倍である。移動局装置20では、受信信号yについて所定のModulo演算を行って変換し、変換後の受信信号y’として、希望データ信号の実数変調信号ベクトル(Re{d1},Im{d1},Re{d1},Im{d1},・・・,Re{dN},Im{dN})を得ることできる。
次に、非線形プリコーディング処理部112におけるプリコーディング処理、特に摂動ベクトル探索・減算部131の摂動ベクトル探索部における摂動ベクトルτzの探索および摂動ベクトル減算後の実変調信号(送信信号)を生成する処理について説明する。 Next, precoding processing in the nonlinear precoding processing unit 112, particularly processing for generating a real modulation signal (transmission signal) after perturbation vector τz search and perturbation vector subtraction in the perturbation vector search unit of the perturbation vector search / subtraction unit 131 Will be described.
本実施形態では、上記下りリンクの送信信号の非線形プリコーディング処理に演算量の削減が可能なLR−VPを採用したNLP DL−MU−MIMO方式において、併用する空間フィルタとして理論的に最適なMMSE規範に基づく空間フィルタWと組合せた場合の最適摂動ベクトルを効率的に探索することにより、演算量の増加を抑制している。 In the present embodiment, in the NLP DL-MU-MIMO scheme adopting LR-VP capable of reducing the amount of calculation in the nonlinear precoding processing of the downlink transmission signal, the MMSE that is theoretically optimal as a spatial filter to be used together. By efficiently searching for the optimal perturbation vector when combined with the spatial filter W based on the norm, an increase in the amount of computation is suppressed.
更に、本実施形態では、摂動ベクトルの探索するときに用いる木構造を有する階層化探索の各階層のノード候補の個数を所定個数以下にすることにより、摂動ベクトルの探索するときの演算量を一定にして適切な摂動ベクトルを所定時間内に探索できるようにしている。 Furthermore, in the present embodiment, the number of node candidates in each layer of the hierarchical search having a tree structure used when searching for perturbation vectors is set to a predetermined number or less, so that the amount of computation when searching for perturbation vectors is constant. Thus, an appropriate perturbation vector can be searched within a predetermined time.
図10は、本実施形態に係る基地局装置10の非線形プリコーディング処理部112における摂動ベクトルτzの探索処理の一例を示すフローチャートである。また、図11(a)及び(b)はそれぞれ摂動ベクトルτzの候補(摂動項候補)のランキングの説明図である。また、図12〜図15はそれぞれ、本実施形態の摂動ベクトルτzの階層化探索における第1階層〜第4階層のノード選択の様子を示す説明図である。 FIG. 10 is a flowchart illustrating an example of a search process for the perturbation vector τz in the nonlinear precoding processing unit 112 of the base station apparatus 10 according to the present embodiment. FIGS. 11A and 11B are explanatory diagrams of rankings of perturbation vector τz candidates (perturbation term candidates). FIG. 12 to FIG. 15 are explanatory diagrams showing the state of node selection in the first layer to the fourth layer in the hierarchical search of the perturbation vector τz of this embodiment, respectively.
なお、図10〜図15の例では、基地局の送信アンテナ数Ntが2すなわち摂動ベクトルτzの階層化探索の階層数が4(=2×Nt)の場合について説明するが、本例の摂動ベクトルτzの探索方法は、基地局の送信アンテナ数Ntが3以上すなわち摂動ベクトルτzの階層化探索の階層数(2×Nt)が6以上の場合にも適用できる。 10 to 15, the case where the number of transmitting antennas Nt of the base station is 2, that is, the number of hierarchies of the hierarchical search of the perturbation vector τz is 4 (= 2 × Nt) will be described. The search method for the vector τz can also be applied to the case where the number of transmitting antennas Nt of the base station is 3 or more, that is, the number of layers (2 × Nt) in the hierarchical search of the perturbation vector τz is 6 or more.
また、図10〜図15の例では、摂動ベクトルτzの階層化探索の第1階層〜第2Nt−1階層で選択するノード候補数M(自然数)が2の場合について説明するが、本実施形態の摂動ベクトルτzの探索方法は、第1階層〜第2Nt−1階層で選択するノード候補数Mが3以上の場合にも適用できる。また、第1階層〜第2Nt−1階層で選択するノード候補数Mは、データ信号を送受信する無線伝送路の情報に基づいて決定してもよい。 In the example of FIGS. 10 to 15, the case where the number of candidate nodes M (natural number) selected in the first to second Nt−1 hierarchies of the hierarchical search for the perturbation vector τz is 2 will be described. The perturbation vector τz search method can be applied to the case where the number M of candidate nodes to be selected in the first layer to the second Nt−1 layer is 3 or more. Further, the number M of candidate nodes to be selected in the first layer to the second Nt−1 layer may be determined based on information on a wireless transmission path for transmitting and receiving data signals.
図10において、実数ストリーム番号n及び二乗累積メトリックS2の初期化を行なった(S301)後、以下に示すように、第1階層(n=1)、第n階層(2≦n<Nt)及び第Nt階層(n=Nt)の順に摂動項候補のノード選択を行って適切な摂動ベクトルτzを探索する。 In FIG. 10, after initializing the real stream number n and the squared cumulative metric S 2 (S301), as shown below, the first hierarchy (n = 1), the nth hierarchy (2 ≦ n <Nt) Then, perturbation term candidate nodes are selected in the order of the Nth hierarchy (n = Nt) to search for an appropriate perturbation vector τz.
まず、階層化探索の木構造190の第1実数ストリームの第1階層(n=1)において(図12参照)、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補(l1,l2,・・・)から、メトリックsが小さい順にM(=2)個のノード(m=1,2)を選択する。 First, in the first hierarchy (n = 1) of the first real stream of the tree structure 190 of the hierarchical search (see FIG. 12), a plurality of node candidates (l 1 , l 2 ) ranked in order of likely perturbation term candidates. ,..., M (= 2) nodes (m = 1, 2) are selected in ascending order of the metric s.
具体的には、ノード選択番号mの初期化を行い(S302)、第1実数ストリームに対する干渉f1を上記変換後実変調信号d’1から減算し(S303)、その干渉f1を減算した変換後実変調信号d〜 1に基づいて、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補(l1,l2,・・・)から最上位にランキングされるM(=2)個の摂動項τz1 (1〜M)を選択し、選択したM(=2)個の摂動項τz1 (1〜M)のそれぞれについて、上記干渉f1を減算した後の変換後実変調信号d〜 1からランク#l1の摂動ベクトルτz1 (1〜M)を減算してメトリックs〜(1,1〜M)を計算し、二乗累積メトリックS〜2(1,1〜M)を計算する(S304〜S309)。そして、計算した二乗累積メトリックS〜2(1,1〜M)をS2(1,1〜M)に代入し、S2(1,1〜M)それぞれに対応するs〜(1,1〜M)をs(1,1〜M)に代入する(S311)。 Specifically, initializes the node selection number m (S302), the interference f 1 for the first real stream is subtracted from the actual modulated signal d '1 after the conversion (S303), and subtracts the interference f 1 Based on the converted real modulation signals d ˜ 1 , M (= 2) elements ranked highest from a plurality of node candidates (l 1 , l 2 ,...) Ranked in the order of likely perturbation term candidates. Perturbation term τz 1 ( 1 to M ) , and the converted actual modulated signal after subtracting the interference f 1 for each of the selected M (= 2) perturbation terms τz 1 ( 1 to M). by subtracting the perturbation vector Tauz 1 rank #l 1 from d ~ 1 (1~M) computes the metric s ~ (1,1~M), the square cumulative metric S to 2 a (1,1~M) Calculate (S304 to S309). Then, the calculated square cumulative metric S ~ 2 (1,1-M) is substituted into S 2 (1,1-M), and s ~ (1,1) corresponding to each of S 2 (1,1-M). -M) is substituted for s (1,1-M) (S311).
次に、第n実数ストリームの第n階層(1<n<2Nt)では、第n−1階層で選択されたM(=2)個のノード(親ノード)のそれぞれについて尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補(l1,l2,・・・)から、第1階層から第n階層までの累積メトリックが小さい順にM(=2)個のノード(子ノード)を選択する。 Next, in the n-th layer (1 <n <2Nt) of the n-th real stream, the likelihood perturbation term candidates for each of the M (= 2) nodes (parent nodes) selected in the n-1 layer are described. From a plurality of node candidates (l 1 , l 2 ,...) Ranked in order, M (= 2) nodes (child nodes) are selected in ascending order of the cumulative metric from the first layer to the nth layer. .
具体的には、階層化探索の木構造190の第2実数ストリームの第2階層(n=2)において(図13参照)、実数ストリーム番号nのカウントアップ(S312)の後、ノード選択番号mの初期化を行い(S302)、第2実数ストリームに対する干渉f2を上記変換後実変調信号d’2から減算し(S303)、その干渉f2を減算した変換後実変調信号d〜 2に基づいて、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補(l1,l2,・・・)から最上位にランキングされるM2(M=2)個の摂動項τz2 (1〜M×M)を選択し、選択したM2個の摂動項τz2 (1〜M×M)のそれぞれについて、上記干渉f2を減算した後の変換後実変調信号d2からランク#l2の摂動ベクトルτz2 (1〜M×M)を減算してメトリックs〜(2,1〜M2)を計算し、二乗累積メトリックS〜2(2,1〜M2)を計算する(S304〜S310,S313,S314)。このM2個の二乗累積メトリックS〜2(2,1〜M2)のうち最も小さいM個をS2(2,1〜M)に代入し、そのS2(2,1〜M)それぞれに対応するs〜(2,1〜M)をs(2,1〜M)に代入する(S315)。 Specifically, in the second hierarchy (n = 2) of the second real stream of the tree structure 190 of the hierarchical search (see FIG. 13), after the real stream number n is counted up (S312), the node selection number m initializes (S302) of, interference f 2 for the second real stream is subtracted from the actual modulated signal d '2 after the conversion (S303), to the after interference f 2 by subtracting converted actual modulation signal d ~ 2 Based on a plurality of candidate nodes (l 1 , l 2 ,...) Ranked in order of the likely perturbation term candidates, M 2 (M = 2) perturbation terms τz 2 (1 ~M × M) is selected, for each of the selected M 2 pieces of perturbation terms τz 2 (1~M × M), rank #l from transformed real modulated signal d 2 after subtracting the interference f 2 2 perturbation vectors τz 2 (1 to M × M ) Is subtracted to calculate the metric s ˜ (2,1 to M 2 ), and the square cumulative metric S ˜2 (2,1 to M 2 ) is calculated (S304 to S310, S313, S314). The smallest M number of the M 2 pieces of squared cumulative metric S ~2 (2,1~M 2) is substituted into S 2 (2,1~M), the S 2 (2,1~M) respectively the corresponding s ~ the (2,1~M) is assigned to s (2,1~M) to (S315).
また、階層化探索の木構造190の第3実数ストリームの第3階層(n=3)において(図14参照)、実数ストリーム番号nのカウントアップ(S312)の後、ノード選択番号mの初期化を行い(S302)、第3実数ストリームに対する干渉f3を上記変換後実変調信号d’3から減算し(S303)、その干渉f3を減算した変換後実変調信号d〜 3に基づいて、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補(l1,l2,・・・)から最上位にランキングされるM2(M=2)個の摂動項τz3 (1〜M×M)を選択し、選択したM2個の摂動項τz3 (1〜M×M)のそれぞれについて、上記干渉f3を減算した後の変換後実変調信号d3からランク#l3の摂動ベクトルτz3 (1〜M×M)を減算してメトリックs〜(3,1〜M2)を計算し、二乗累積メトリックS〜2(3,1〜M2)を計算する(S304〜S310,S313,S314)。このM2個の二乗累積メトリックS〜2(3,1〜M2)のうち最も小さいM個をS2(3,1〜M)に代入し、そのS2(3,1〜M)それぞれに対応するs〜(3,1〜M)をs(3,1〜M)に代入する(S315)。 Further, in the third hierarchy (n = 3) of the third real stream of the tree structure 190 of the hierarchical search (see FIG. 14), the node selection number m is initialized after the real stream number n is counted up (S312). was carried out (S302), the interference f 3 for the third real stream is subtracted from the actual modulated signal d '3 the converted (S303), based on the post-interference f 3 by subtracting converted actual modulation signal d ~ 3, M 2 (M = 2) perturbation terms τz 3 ( 1 to M × ) ranked highest from a plurality of node candidates (l 1 , l 2 ,...) Ranked in order of likely perturbation term candidates. M), and for each of the selected M 2 perturbation terms τz 3 ( 1 to M × M) , the perturbation of rank #l 3 from the converted real modulation signal d 3 after subtracting the interference f 3 Decrease vector τz 3 (1-M × M) Calculated to metric s ~ (3,1~M 2) is calculated, and calculates the squared cumulative metric S ~2 (3,1~M 2) (S304~S310 , S313, S314). The smallest M number of the M 2 pieces of squared cumulative metric S ~2 (3,1~M 2) is substituted into S 2 (3,1~M), the S 2 (3,1~M) respectively S (3, 1 to M) corresponding to is substituted into s (3, 1 to M) (S315).
次に、階層化探索の第2Nt階層において、第2Nt−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)に対してそれぞれ一つ選択される最も尤もらしいノード候補から、第1階層から第2Nt階層までの累積メトリックが最も小さい1個のノードを選択する。 Next, in the second Nt hierarchy of the hierarchical search, from the most likely node candidate selected for each of the M nodes (parent nodes) selected in the second Nt-1 hierarchy, One node with the smallest cumulative metric up to the 2Nt hierarchy is selected.
具体的には、階層化探索の木構造190の第4実数ストリームの第4階層(n=4)において(図15参照)、実数ストリーム番号nのカウントアップ(S312)の後、ノード選択番号mの初期化を行い(S302)、第4実数ストリームに対する干渉f4を上記変換後実変調信号d’4から減算し(S303)、その干渉f4を減算した変換後実変調信号d〜 4に基づいて、M個(M=2)の親ノードのそれぞれについてModulo演算を行ってメトリックs〜(4,1〜M)を計算し、二乗累積メトリックS〜2(4,1〜M)を計算する(S304,S316)。このM個の二乗累積メトリックS〜2(4,1〜M)のうち最も小さいものをS2とし、その最小メトリックS2に対応するs〜(2,1〜M)を、最終的な摂動ベクトルの解sとする(S317)。 Specifically, in the fourth hierarchy (n = 4) of the fourth real stream of the tree structure 190 of the hierarchical search (see FIG. 15), after the real stream number n is counted up (S312), the node selection number m the initialization is performed (S302), the interference f 4 for the fourth real stream is subtracted from the actual modulated signal d '4 the converted (S303), to the after interference f 4 by subtracting converted actual modulation signal d ~ 4 Based on this, a modulo operation is performed for each of M (M = 2) parent nodes to calculate metrics s ˜ (4, 1 to M), and square cumulative metrics S ˜ 2 (4, 1 to M) are calculated. (S304, S316). The smallest of the M squared cumulative metrics S ˜2 (4, 1 to M) is S 2, and s ˜ ( 2 , 1 to M) corresponding to the minimum metric S 2 is the final perturbation. A solution s of the vector is set (S317).
上記第2Nt階層(本例では、第4階層)で選択されたノードから第1階層にさかのぼって辿るパス191(図15参照)の摂動ベクトルの解sが、前述の非線形プリコーディング処理で用いられる。 The perturbation vector solution s of the path 191 (see FIG. 15) traced back to the first hierarchy from the node selected in the second Nt hierarchy (the fourth hierarchy in this example) is used in the above-described nonlinear precoding process. .
以上、図10〜図15の摂動ベクトルτzの探索処理によれば、階層化探索の各階層のノード候補の個数を所定のM個以下にすることにより、摂動ベクトルの探索するときの演算量を一定にして適切な摂動ベクトルを所定時間内に探索することができる。 As described above, according to the search processing of the perturbation vector τz in FIGS. 10 to 15, the number of node candidates in each layer of the hierarchical search is set to be equal to or less than the predetermined M, thereby reducing the amount of calculation when searching for the perturbation vector. A constant and appropriate perturbation vector can be searched within a predetermined time.
図16及び図17は、本実施形態に係る基地局装置10の非線形プリコーディング処理部112における摂動ベクトルτzの探索処理の他の例を示すフローチャートである。また、図18は、図16及び図17の摂動ベクトルτzの探索190における最終候補の第1のパス192及び第2のパス193の一例を示す説明図である。なお、図16〜図18の例においても、基地局の送信アンテナ数Ntが2すなわち摂動ベクトルτzの階層化探索の階層数が4(=2×Nt)の場合について説明するが、本例の摂動ベクトルτzの探索方法は、基地局の送信アンテナ数Ntが3以上すなわち摂動ベクトルτzの階層化探索の階層数(2×Nt)が6以上の場合にも適用できる。 16 and 17 are flowcharts illustrating another example of the search process for the perturbation vector τz in the nonlinear precoding processing unit 112 of the base station apparatus 10 according to the present embodiment. FIG. 18 is an explanatory diagram showing an example of the first path 192 and the second path 193 of the final candidates in the search 190 for the perturbation vector τz in FIGS. 16 and 17. In the examples of FIGS. 16 to 18, the case where the number of transmitting antennas Nt of the base station is 2, that is, the number of layers of the hierarchical search of the perturbation vector τz is 4 (= 2 × Nt) will be described. The search method for the perturbation vector τz can also be applied to the case where the number of transmission antennas Nt of the base station is 3 or more, that is, the number of layers (2 × Nt) in the hierarchical search of the perturbation vector τz is 6 or more.
図16におけるS401〜S416の処理は、図10におけるS301〜S316の処理と共通であるため、それらの説明は省略する。 The processes in S401 to S416 in FIG. 16 are the same as the processes in S301 to S316 in FIG.
図16のS417において、M個の二乗累積メトリックS〜2(2Nt,1)〜S〜2(2Nt,M)のうち最も小さい最小メトリックを、最終候補の第1のパス192(図18参照)の累積メトリックスS2 PATH1とし、その第1パスの累積メトリックS2 PATH1に対応するs〜(n,m)をsPATH1とする(S417)。 In S417 of FIG. 16, M-number of squaring the accumulated metric S ~2 (2Nt, 1) ~S ~2 (2Nt, M) the smallest minimum metric among the first pass of the final candidate 192 (see FIG. 18) of the cumulative metrics S 2 PATH1, it s ~ corresponding to the cumulative metric S 2 PATH1 the first pass (n, m) and s PATH1 (S417).
図17のS418〜S424における処理は非特許文献5、6に開示されているLR−THPに基づく摂動ベクトルの探索方法における処理と同等である。
図17において、実数ストリーム番号n及び二乗累積メトリックS2 PATH2の初期化を行なった(S418)後、第n実数ストリームに対する干渉fnを上記変換後実変調信号d’nから減算する(S419)。そして、干渉fnを減算した変換後実変調信号d〜 nに基づいて、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補(l1,l2,・・・)から最上位にランキングされる1個(ln=1)の摂動項τzn (ln)を選択し、選択した摂動項τzn (ln)を、上記干渉fnを減算した後の変換後実変調信号d〜 nから減算してメトリックsPATH2(n)を計算し、二乗累積メトリックS2 PATH2(n)を計算する(S420〜S423)。以上のメトリックsPATH2(n)及び二乗累積メトリックS2 PATH2(n)の計算を、n=1〜(2Nt−1)について実行する(S419〜S424)。
The processing in S418 to S424 in FIG. 17 is equivalent to the processing in the perturbation vector search method based on LR-THP disclosed in Non-Patent Documents 5 and 6.
In FIG. 17, after the real stream number n and the squared cumulative metric S 2 PATH2 are initialized (S418), the interference f n for the nth real stream is subtracted from the converted real modulation signal d ′ n (S419). . Then, on the basis of the converted actual modulation signals d to n obtained by subtracting the interference f n , the highest ranking is ranked from a plurality of node candidates (l 1 , l 2 ,. 1 is (l n = 1) of the select perturbation term τz n (ln), selected perturbation term Tauz n a (ln), the interference f real modulated signal after conversion after subtracting n d ~ n The metric s PATH2 (n) is calculated by subtracting from, and the square cumulative metric S 2 PATH2 (n) is calculated (S420 to S423). The calculation of the metric s PATH2 (n) and the square cumulative metric S 2 PATH2 (n) is executed for n = 1 to (2Nt−1) (S419 to S424).
次に、階層化探索の木構造190の一番深い第2Nt実数ストリームの第2Nt階層(n=4)において、干渉f2Ntを減算した変換後実変調信号d〜 2Ntに基づいてModulo演算を行ってメトリックsPATH2(2Nt)を計算し、二乗累積メトリックS2 PATH2(2Nt)を計算し、この二乗累積メトリックS2 PATH2(2Nt)を、最終候補の第2のパス193(図18参照)の累積メトリックスS2 PATH2とする(S425)。そして、前述の図16のS401〜S417で探索して求めた第1のパス192の累積メトリックスS2 PATH1と、図17のS418〜S425で探索して求めた第2のパス193(図18参照)の累積メトリックスS2 PATH2とを比較し、S2 PATH1及びS2 PATH2のうちより小さいものをS2とし、その最小メトリックS2に対応するs(n,m)を、最終的な摂動ベクトルの解sとする(S426)。 Next, in the second Nt hierarchy (n = 4) of the deepest second Nt real stream in the hierarchical search tree structure 190, a modulo operation is performed based on the converted real modulation signals d to 2Nt obtained by subtracting the interference f 2Nt. The metric s PATH2 (2Nt) is calculated, the square cumulative metric S 2 PATH2 (2Nt) is calculated, and this square cumulative metric S 2 PATH2 (2Nt) is calculated in the second path 193 of the final candidate (see FIG. 18). The cumulative metric is S 2 PATH 2 (S425). The first cumulative metric S 2 PATH1 path 192, second pass 193 (see FIG. 18 found by searching in S418~S425 of FIG. 17 found by searching in S401~S417 of FIG. 16 described above ) compares the cumulative metrics S 2 PATH 2 of the smaller than of the S 2 PATH1 and S 2 PATH 2 and S 2, the s (n, m) corresponding to the minimum metric S 2, final perturbation vector (S426).
上記第1のパス192及び第2のパス193から選択された累積メトリックがより小さいパスの摂動ベクトルsが、前述の非線形プリコーディング処理で用いられる。 The perturbation vector s of the path with the smaller cumulative metric selected from the first path 192 and the second path 193 is used in the nonlinear precoding process described above.
以上、図16〜図18の摂動ベクトルτzの探索処理によれば、上記第1のパスを決定するときの階層化探索の各階層のノード候補の個数を所定のM個以下にすることにより、摂動ベクトルの探索するときの演算量を一定にして適切な摂動ベクトルを所定時間内に探索することができる。
特に、図16〜図18の摂動ベクトルτzの探索処理によれば、最終候補のパスの一つとして、階層化探索の各階層で尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補(l1,l2,・・・)から最上位にランキングされる1個(ln=1)の摂動項τzn (ln)を選択して求めた、累積メトリックが最小となる可能性が高い第2のパス193が含まれる。従って、パス193を用いた場合の特性を下回ることなく適切な摂動ベクトルをより確実に探索することができる。
As described above, according to the search processing of the perturbation vector τz in FIGS. 16 to 18, by setting the number of node candidates in each hierarchy of the hierarchical search when determining the first path to be equal to or less than a predetermined M, It is possible to search for an appropriate perturbation vector within a predetermined time with a constant amount of computation when searching for the perturbation vector.
In particular, according to the search process of the perturbation vector τz in FIGS. 16 to 18, as one of the final candidate paths, a plurality of node candidates (l that are ranked in order of likely perturbation term candidates in each hierarchy of the hierarchical search). 1 , l 2 ,...) And the most perturbed term τz n (ln) ranked from the top (ln n = 1) is most likely to be the smallest cumulative metric. 2 paths 193 are included. Therefore, an appropriate perturbation vector can be searched more reliably without falling below the characteristics when the path 193 is used.
以上、本実施形態によれば、下りリンクの送信信号の非線形プリコーディング処理に演算量の削減が可能なLR−VPを採用したNLP DL−MU−MIMO方式において、摂動ベクトルの探索するときに用いる木構造を有する階層化探索の各階層のノード候補の個数を所定個数以下にすることにより、摂動ベクトルの探索するときの演算量を一定にして適切な摂動ベクトルを所定時間内に探索することができる。 As described above, according to the present embodiment, in the NLP DL-MU-MIMO scheme employing the LR-VP capable of reducing the amount of calculation in the nonlinear precoding processing of the downlink transmission signal, it is used when searching for the perturbation vector. By making the number of node candidates in each hierarchy of a hierarchical search having a tree structure equal to or less than a predetermined number, it is possible to search for an appropriate perturbation vector within a predetermined time with a constant amount of computation when searching for the perturbation vector. it can.
また、本実施形態によれば、前記NLP DL−MU−MIMO方式において、併用する空間フィルタとして理論的に最適なMMSEに基づく空間フィルタと組合せた場合の適切な摂動ベクトルを効率的に探索することにより、演算量の増加を抑制しつつ、複数の伝搬路間の相関が大きくなった場合でも端末側における希望信号受信電力を最大化して伝送品質の劣化を防止することができる。 Further, according to the present embodiment, in the NLP DL-MU-MIMO scheme, an appropriate perturbation vector can be efficiently searched when combined with a spatial filter based on MMSE that is theoretically optimal as a spatial filter to be used together. As a result, it is possible to maximize the desired signal received power on the terminal side and prevent deterioration in transmission quality even when the correlation between a plurality of propagation paths becomes large while suppressing an increase in the amount of computation.
なお、本実施形態では、LTE/LTE−Advancedへの適用を前提に説明したが、LTE/LTE−Advancedと類似のチャネル構成を用いるシステムであれば、本発明の概念はどのようなシステムにも適用可能である。 Although the present embodiment has been described on the assumption that it is applied to LTE / LTE-Advanced, the concept of the present invention can be applied to any system as long as the system uses a channel configuration similar to LTE / LTE-Advanced. Applicable.
また、本明細書で説明された処理工程並びに移動通信システム、基地局装置及び移動局装置(ユーザ端末装置、移動機)の構成要素は、様々な手段によって実装することができる。例えば、これらの工程及び構成要素は、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア、又は、それらの組み合わせで実装されてもよい。例えば、前述の図10〜図18に示した摂動ベクトルの探索処理などの本実施形態の基地局装置における処理は、後述のハードウェアに所定のプログラムが読み込まれて実行されたり、後述のハードウェアに予め組み込まれた所定のプログラムが実行されたりすることにより、実現される。 Further, the processing steps described in this specification and the constituent elements of the mobile communication system, the base station device, and the mobile station device (user terminal device, mobile device) can be implemented by various means. For example, these steps and components may be implemented in hardware, firmware, software, or a combination thereof. For example, processing in the base station apparatus of this embodiment such as the perturbation vector search processing shown in FIGS. 10 to 18 described above is executed by reading a predetermined program into hardware described later, or hardware described later. This is realized by executing a predetermined program incorporated in advance.
ハードウェア実装については、実体(例えば、各種無線通信装置、Node B、端末、ハードディスクドライブ装置、又は、光ディスクドライブ装置)において上記工程及び構成要素を実現するために用いられる処理ユニット等の手段は、1つ又は複数の、特定用途向けIC(ASIC)、デジタルシグナルプロセッサ(DSP)、デジタル信号処理装置(DSPD)、プログラマブル・ロジック・デバイス(PLD)、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ(FPGA)、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、電子デバイス、本明細書で説明された機能を実行するようにデザインされた他の電子ユニット、コンピュータ、又は、それらの組み合わせの中に実装されてもよい。 For hardware implementation, means such as a processing unit used to realize the above steps and components in an entity (for example, various wireless communication devices, Node B, terminal, hard disk drive device, or optical disk drive device) One or more application specific IC (ASIC), digital signal processor (DSP), digital signal processor (DSPD), programmable logic device (PLD), field programmable gate array (FPGA), processor , A controller, a microcontroller, a microprocessor, an electronic device, other electronic units designed to perform the functions described herein, a computer, or a combination thereof.
また、ファームウェア及び/又はソフトウェア実装については、上記構成要素を実現するために用いられる処理ユニット等の手段は、本明細書で説明された機能を実行するプログラム(例えば、プロシージャ、関数、モジュール、インストラクション、などのコード)で実装されてもよい。一般に、ファームウェア及び/又はソフトウェアのコードを明確に具体化する任意のコンピュータ/プロセッサ読み取り可能な媒体が、本明細書で説明された上記工程及び構成要素を実現するために用いられる処理ユニット等の手段の実装に利用されてもよい。例えば、ファームウェア及び/又はソフトウェアコードは、例えば制御装置において、メモリに記憶され、コンピュータやプロセッサにより実行されてもよい。そのメモリは、コンピュータやプロセッサの内部に実装されてもよいし、又は、プロセッサの外部に実装されてもよい。また、ファームウェア及び/又はソフトウェアコードは、例えば、ランダムアクセスメモリ(RAM)、リードオンリーメモリ(ROM)、不揮発性ランダムアクセスメモリ(NVRAM)、プログラマブルリードオンリーメモリ(PROM)、電気的消去可能PROM(EEPROM)、FLASHメモリ、フロッピー(登録商標)ディスク、コンパクトディスク(CD)、デジタルバーサタイルディスク(DVD)、磁気又は光データ記憶装置、などのような、コンピュータやプロセッサで読み取り可能な媒体に記憶されてもよい。そのコードは、1又は複数のコンピュータやプロセッサにより実行されてもよく、また、コンピュータやプロセッサに、本明細書で説明された機能性のある態様を実行させてもよい。 Also, for firmware and / or software implementation, means such as processing units used to implement the above components may be programs (eg, procedures, functions, modules, instructions) that perform the functions described herein. , Etc.). In general, any computer / processor readable medium that specifically embodies firmware and / or software code is means such as a processing unit used to implement the steps and components described herein. May be used to implement For example, the firmware and / or software code may be stored in a memory, for example, in a control device, and executed by a computer or processor. The memory may be implemented inside the computer or processor, or may be implemented outside the processor. The firmware and / or software code may be, for example, random access memory (RAM), read only memory (ROM), nonvolatile random access memory (NVRAM), programmable read only memory (PROM), electrically erasable PROM (EEPROM) ), FLASH memory, floppy disk, compact disk (CD), digital versatile disk (DVD), magnetic or optical data storage, etc. Good. The code may be executed by one or more computers or processors, and may cause the computers or processors to perform the functional aspects described herein.
また、本明細書で開示された実施形態の説明は、当業者が本開示を製造又は使用するのを可能にするために提供される。本開示に対するさまざまな修正は当業者には容易に明白になり、本明細書で定義される一般的原理は、本開示の趣旨又は範囲から逸脱することなく、他のバリエーションに適用可能である。それゆえ、本開示は、本明細書で説明される例及びデザインに限定されるものではなく、本明細書で開示された原理及び新規な特徴に合致する最も広い範囲に認められるべきである。 Also, descriptions of embodiments disclosed herein are provided to enable any person skilled in the art to make or use the present disclosure. Various modifications to the present disclosure will be readily apparent to those skilled in the art, and the general principles defined herein may be applied to other variations without departing from the spirit or scope of the disclosure. The present disclosure is therefore not limited to the examples and designs described herein, but should be accorded the widest scope consistent with the principles and novel features disclosed herein.
10 基地局装置
20(1),20(2) 移動局装置(通信端末装置)
101(1)〜101(M) アンテナ
102(1)〜102(M) 受信部
103(1)〜103(M) CP除去部
104(1)〜104(M) FFT部
105 情報取得部
106 変換行列生成部
107 フィルタ計算部
108 DMRS生成部
109 DMRS用空間フィルタ乗算部
110(1)〜110(N) 符号化部
111(1)〜111(N)変調部
112 非線形プリコーディング処理部
113 DMRS多重部
114 電力正規化部
115 フレーム構成部
116(1)〜116(M) IFFT部
117(1)〜117(M) CP挿入部
118(1)〜118(M) 送信部
119(1)〜119(M) 送受信切替部(DUP)
120 行列生成部
130変換行列乗算部
131 摂動ベクトル探索・減算部
132 データ用空間フィルタ乗算部
133 空間多重レイヤ間干渉算出部
134 空間多重レイヤ間干渉減算部
10 Base station apparatus 20 (1), 20 (2) Mobile station apparatus (communication terminal apparatus)
101 (1) to 101 (M) Antenna 102 (1) to 102 (M) Receiving unit 103 (1) to 103 (M) CP removing unit 104 (1) to 104 (M) FFT unit 105 Information acquisition unit 106 Conversion Matrix generator 107 Filter calculator 108 DMRS generator 109 DMRS spatial filter multiplier 110 (1) to 110 (N) Encoder 111 (1) to 111 (N) modulator 112 Nonlinear precoding processor 113 DMRS multiplexing Unit 114 power normalization unit 115 frame configuration unit 116 (1) to 116 (M) IFFT unit 117 (1) to 117 (M) CP insertion unit 118 (1) to 118 (M) transmission unit 119 (1) to 119 (M) Transmission / reception switching unit (DUP)
120 Matrix Generation Unit 130 Transformation Matrix Multiplication Unit 131 Perturbation Vector Search / Subtraction Unit 132 Data Spatial Filter Multiplication Unit 133 Spatial Multilayer Interference Calculation Unit 134 Spatial Multilayer Interference Subtraction Unit
Claims (7)
伝搬路行列の情報と前記複数の通信端末装置の受信アンテナ毎の雑音電力値の情報とを取得する情報取得部と、
前記複数の通信端末装置それぞれに対する希望送信データを変調した変調信号ベクトルを生成する変調信号ベクトル生成部と、
前記変調信号ベクトル生成部で生成した前記変調信号ベクトルに対して非線形プリコーディング処理を行う非線形プリコーディング処理部と、
前記非線形プリコーディング処理後の変調信号ベクトルに基づいて、前記複数のアンテナそれぞれから送信する複数の送信信号を生成する送信信号生成部と、
前記送信信号生成部で生成した複数の送信信号を前記複数のアンテナから送信する送信部と、
前記伝搬路行列を実数空間上で表現した実数伝搬路行列に前記受信アンテナ毎の雑音電力値に相当する次元要素を加えて前記実数伝搬路行列を次元拡張し、その次元拡張した実数伝搬路行列の転置行列に格子基底縮小処理を施した後、QR分解を行うことにより、前記実数伝搬路行列の転置行列の準直交化行列であるユニモジュラ行列と、フィードフォワードフィルタ行列と、空間多重レイヤ間干渉に対応したフィードバックフィルタ行列とを生成する行列生成部と、を備え、
前記非線形プリコーディング処理部は、
前記変調信号ベクトルを実数空間上で表現した実数変調信号ベクトルに前記ユニモジュラ行列の転置行列を乗算して変換後実数変調信号ベクトルに変換する第1の信号ベクトル変換部と、
前記変換後実数変調信号ベクトルと前記フィードフォワードフィルタ行列とに基づいて、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索により、前記変換後実数変調信号ベクトルから減算する摂動ベクトルを決定する摂動ベクトル探索部と、
前記変換後実数変調信号ベクトルから、前記フィードバックフィルタ行列と、前記摂動ベクトル探索部で探索された摂動ベクトルとを減算する減算部と、
前記フィードバックフィルタ行列及び前記摂動ベクトルが減算された前記変換後実数変調信号ベクトルに、前記フィードフォワードフィルタ行列を乗算する空間フィルタ乗算部と、
前記フィードフォワードフィルタ行列が乗算された前記変換後実数変調信号ベクトルを複素数の変調信号ベクトルに変換する第2の信号ベクトル変換部と、を備え、
前記摂動ベクトル探索部は、
前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、メトリックが小さい順にM個(Mは所定の自然数)のノードを選択し、
前記階層化探索の第n階層(1<n<2Nt,Nt:当該基地局の送信アンテナ数)において、第n−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)のそれぞれについて尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、前記第1階層から前記第n階層までの累積メトリックが小さい順にM個のノード(子ノード)を選択し、
前記階層化探索の第2Nt階層において、第2Nt−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)に対してそれぞれ一つ選択される最も尤もらしいノード候補から、前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックが最も小さい1個のノードを選択し、
前記第2Nt階層で選択されたノードから前記第1階層にさかのぼって辿るパスに基づいて、前記変換後実数変調信号ベクトルから減算する摂動ベクトルを決定することを特徴とする基地局装置。 A base station device that uses a plurality of antennas to transmit different signals to a plurality of communication terminal devices at the same frequency at the same time,
An information acquisition unit for acquiring information on a propagation path matrix and information on a noise power value for each reception antenna of the plurality of communication terminal devices;
A modulation signal vector generation unit that generates a modulation signal vector obtained by modulating desired transmission data for each of the plurality of communication terminal devices;
A non-linear precoding processing unit that performs non-linear precoding processing on the modulation signal vector generated by the modulation signal vector generation unit;
A transmission signal generation unit that generates a plurality of transmission signals to be transmitted from each of the plurality of antennas based on the modulated signal vector after the nonlinear precoding processing;
A transmission unit that transmits a plurality of transmission signals generated by the transmission signal generation unit from the plurality of antennas;
The real channel matrix is dimensionally expanded by adding a dimension element corresponding to the noise power value for each receiving antenna to the real channel matrix expressing the channel matrix in real space, and the dimension-extended real channel matrix is expanded. After performing a lattice reduction process on the transposed matrix of, a QR decomposition is performed to obtain a unimodular matrix that is a quasi-orthogonalized matrix of the transposed matrix of the real channel matrix, a feedforward filter matrix, and a spatial multiplexing layer A matrix generation unit that generates a feedback filter matrix corresponding to the interference,
The nonlinear precoding processing unit includes:
A first signal vector conversion unit that multiplies a transposed matrix of the unimodular matrix by a real modulation signal vector that represents the modulation signal vector in real space and converts it to a converted real modulation signal vector;
Based on the converted real modulation signal vector and the feedforward filter matrix, a hierarchical search having a tree structure with all candidates of infinite perturbation vectors as search targets is performed from the converted real modulation signal vector. A perturbation vector search unit for determining a perturbation vector to be subtracted;
A subtraction unit that subtracts the feedback filter matrix and the perturbation vector searched by the perturbation vector search unit from the converted real modulation signal vector;
A spatial filter multiplier for multiplying the converted real modulation signal vector from which the feedback filter matrix and the perturbation vector are subtracted by the feedforward filter matrix;
A second signal vector conversion unit that converts the converted real modulation signal vector multiplied by the feedforward filter matrix into a complex modulation signal vector;
The perturbation vector search unit
In the first hierarchy of the hierarchical search, M (M is a predetermined natural number) nodes are selected in descending order of the metric from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates,
In the n-th layer (1 <n <2Nt, Nt: the number of transmitting antennas of the base station) of the hierarchical search, a perturbation that is likely for each of the M nodes (parent nodes) selected in the n-1th layer From a plurality of node candidates ranked in order of term candidates, M nodes (child nodes) are selected in ascending order of the cumulative metric from the first hierarchy to the nth hierarchy,
In the second Nt hierarchy of the hierarchical search, from the most likely node candidate selected for each of the M nodes (parent nodes) selected in the second Nt-1 hierarchy, from the first hierarchy to the second Select one node with the smallest cumulative metric up to 2Nt hierarchy,
A base station apparatus, wherein a perturbation vector to be subtracted from the converted real modulation signal vector is determined based on a path traced back to the first hierarchy from a node selected in the second Nt hierarchy.
伝搬路行列の情報と前記複数の通信端末装置の受信アンテナ毎の雑音電力値の情報とを取得する情報取得部と、
前記複数の通信端末装置それぞれに対する希望送信データを変調した変調信号ベクトルを生成する変調信号ベクトル生成部と、
前記変調信号ベクトル生成部で生成した前記変調信号ベクトルに対して非線形プリコーディング処理を行う非線形プリコーディング処理部と、
前記非線形プリコーディング処理後の変調信号ベクトルに基づいて、前記複数のアンテナそれぞれから送信する複数の送信信号を生成する送信信号生成部と、
前記送信信号生成部で生成した複数の送信信号を前記複数のアンテナから送信する送信部と、
前記伝搬路行列を実数空間上で表現した実数伝搬路行列に前記受信アンテナ毎の雑音電力値に相当する次元要素を加えて前記実数伝搬路行列を次元拡張し、その次元拡張した実数伝搬路行列の転置行列に格子基底縮小処理を施した後、QR分解を行うことにより、前記実数伝搬路行列の転置行列の準直交化行列であるユニモジュラ行列と、フィードフォワードフィルタ行列と、空間多重レイヤ間干渉に対応したフィードバックフィルタ行列とを生成する行列生成部と、を備え、
前記非線形プリコーディング処理部は、
前記変調信号ベクトルを実数空間上で表現した実数変調信号ベクトルに前記ユニモジュラ行列の転置行列を乗算して変換後実数変調信号ベクトルに変換する第1の信号ベクトル変換部と、
前記変換後実数変調信号ベクトルと前記フィードフォワードフィルタ行列とに基づいて、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索により、前記変換後実数変調信号ベクトルから減算する摂動ベクトルを決定する摂動ベクトル探索部と、
前記変換後実数変調信号ベクトルから、前記フィードバックフィルタ行列と、前記摂動ベクトル探索部で探索された摂動ベクトルとを減算する減算部と、
前記フィードバックフィルタ行列及び前記摂動ベクトルが減算された前記変換後実数変調信号ベクトルに、前記フィードフォワードフィルタ行列を乗算する空間フィルタ乗算部と、
前記フィードフォワードフィルタ行列が乗算された前記変換後実数変調信号ベクトルを複素数の変調信号ベクトルに変換する第2の信号ベクトル変換部と、を備え、
前記摂動ベクトル探索部は、
前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、メトリックが小さい順にM個(Mは所定の自然数)のノードを選択し、前記階層化探索の第n階層(1<n<2Nt,Nt:当該基地局の送信アンテナ数)において、第n−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)のそれぞれについて尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、前記第1階層から前記第n階層までの累積メトリックが小さい順にM個のノードを選択し、前記階層化探索の第2Nt階層において、第2Nt−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)に対してそれぞれ一つ選択される最も尤もらしいノード候補から、前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックが最も小さい1個のノードを選択し、前記第2Nt階層で選択されたノードから前記第1階層にさかのぼって辿るパスを第1のパスとし、
前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補からランキングが最も高い1個のノードを選択し、前記階層化探索の第n階層(1<n≦2Nt)において、第n−1階層で選択された1個のノード(親ノード)について尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補からランキングが最も高い1個のノード(子ノード)を選択し、前記第1階層から前記第2Nt階層までの各階層で選択されたノードを辿るパスを第2のパスとし、
前記第1のパス及び前記第2のパスのうち前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックがより小さいパスに基づいて、前記変換後実数変調信号ベクトルから減算する摂動ベクトルを決定することを特徴とする基地局装置。 A base station device that uses a plurality of antennas to transmit different signals to a plurality of communication terminal devices at the same frequency at the same time,
An information acquisition unit for acquiring information on a propagation path matrix and information on a noise power value for each reception antenna of the plurality of communication terminal devices;
A modulation signal vector generation unit that generates a modulation signal vector obtained by modulating desired transmission data for each of the plurality of communication terminal devices;
A non-linear precoding processing unit that performs non-linear precoding processing on the modulation signal vector generated by the modulation signal vector generation unit;
A transmission signal generation unit that generates a plurality of transmission signals to be transmitted from each of the plurality of antennas based on the modulated signal vector after the nonlinear precoding processing;
A transmission unit that transmits a plurality of transmission signals generated by the transmission signal generation unit from the plurality of antennas;
The real channel matrix is dimensionally expanded by adding a dimension element corresponding to the noise power value for each receiving antenna to the real channel matrix expressing the channel matrix in real space, and the dimension-extended real channel matrix is expanded. After performing a lattice reduction process on the transposed matrix of, a QR decomposition is performed to obtain a unimodular matrix that is a quasi-orthogonalized matrix of the transposed matrix of the real channel matrix, a feedforward filter matrix, and a spatial multiplexing layer A matrix generation unit that generates a feedback filter matrix corresponding to the interference,
The nonlinear precoding processing unit includes:
A first signal vector conversion unit that multiplies a transposed matrix of the unimodular matrix by a real modulation signal vector that represents the modulation signal vector in real space and converts it to a converted real modulation signal vector;
Based on the converted real modulation signal vector and the feedforward filter matrix, a hierarchical search having a tree structure with all candidates of infinite perturbation vectors as search targets is performed from the converted real modulation signal vector. A perturbation vector search unit for determining a perturbation vector to be subtracted;
A subtraction unit that subtracts the feedback filter matrix and the perturbation vector searched by the perturbation vector search unit from the converted real modulation signal vector;
A spatial filter multiplier for multiplying the converted real modulation signal vector from which the feedback filter matrix and the perturbation vector are subtracted by the feedforward filter matrix;
A second signal vector conversion unit that converts the converted real modulation signal vector multiplied by the feedforward filter matrix into a complex modulation signal vector;
The perturbation vector search unit
In the first hierarchy of the hierarchical search, M nodes (M is a predetermined natural number) are selected in descending order of the metric from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates, and the hierarchical search is performed. In the nth layer (1 <n <2Nt, Nt: the number of transmission antennas of the base station), ranking is performed in the order of likely perturbation term candidates for each of the M nodes (parent nodes) selected in the n−1th layer. M nodes are selected from the plurality of candidate nodes in the order from the smallest accumulated metric from the first layer to the nth layer, and are selected in the second Nt-1 layer in the second Nt layer of the hierarchical search. From the most likely node candidate selected for each of the M nodes (parent nodes), the cumulative metric from the first hierarchy to the second Nt hierarchy is the highest. Selects one of the nodes small, the first 2Nt hierarchy traced from the selected node back to the first hierarchical path to the first path,
In the first hierarchy of the hierarchical search, one node having the highest ranking is selected from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates, and the nth hierarchy (1 <n ≦ 1) of the hierarchical search is selected. 2Nt), one node (child node) having the highest ranking from a plurality of node candidates ranked in the order of likely perturbation term candidates for one node (parent node) selected in the (n-1) th layer. A path that follows a node selected in each hierarchy from the first hierarchy to the second Nt hierarchy is a second path,
Determining a perturbation vector to be subtracted from the converted real modulation signal vector based on a path having a smaller cumulative metric from the first hierarchy to the second Nt hierarchy among the first path and the second path; A base station apparatus characterized by the above.
前記フィードフォワードフィルタ行列は、MMSE(最小平均二乗誤差)規範のフィードフォワードフィルタ行列であることを特徴とする基地局装置。 In the base station apparatus according to claim 1 or 2,
The base station apparatus, wherein the feedforward filter matrix is a MMSE (Minimum Mean Square Error) standard feedforward filter matrix.
前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、メトリックが小さい順にM個(Mは所定の自然数)のノードを選択することと、
前記階層化探索の第n階層(1<n<2Nt,Nt:当該基地局の送信アンテナ数)において、第n−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)のそれぞれについて尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、前記第1階層から前記第n階層までの累積メトリックが小さい順にM個のノード(子ノード)を選択することと、
前記階層化探索の第2Nt階層において、第2Nt−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)に対してそれぞれ一つ選択される最も尤もらしいノード候補から、前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックが最も小さい1個のノードを選択することと、
前記第2Nt階層で選択されたノードから前記第1階層にさかのぼって辿るパスに基づいて、前記非線形プリコーディング処理で用いられる摂動ベクトルを決定すること、を含むことを特徴とする摂動ベクトル探索方法。 Perturbation vectors used in nonlinear precoding processing when transmitting different signals at the same frequency and the same time to multiple communication terminal devices using multiple antennas are all perturbation vector candidates that exist infinitely. A perturbation vector search method for searching by a hierarchical search having a tree structure as a search target,
Selecting M (M is a predetermined natural number) nodes in descending order of metric from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates in the first hierarchy of the hierarchical search;
In the n-th layer (1 <n <2Nt, Nt: the number of transmitting antennas of the base station) of the hierarchical search, a perturbation that is likely for each of the M nodes (parent nodes) selected in the n-1th layer Selecting M nodes (child nodes) in descending order of the cumulative metric from the first hierarchy to the nth hierarchy from a plurality of node candidates ranked in the order of term candidates;
In the second Nt hierarchy of the hierarchical search, from the most likely node candidate selected for each of the M nodes (parent nodes) selected in the second Nt-1 hierarchy, from the first hierarchy to the second Selecting one node with the smallest cumulative metric up to 2Nt hierarchy;
A perturbation vector search method comprising: determining a perturbation vector used in the nonlinear precoding process based on a path traced back to the first hierarchy from a node selected in the second Nt hierarchy.
前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、メトリックが小さい順にM個(Mは所定の自然数)のノードを選択し、前記階層化探索の第n階層(1<n<2Nt,Nt:当該基地局の送信アンテナ数)において、第n−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)のそれぞれについて尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、前記第1階層から前記第n階層までの累積メトリックが小さい順にM個のノードを選択し、前記階層化探索の第2Nt階層において、第2Nt−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)に対してそれぞれ一つ選択される最も尤もらしいノード候補から、前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックが最も小さい1個のノードを選択し、前記第2Nt階層で選択されたノードから前記第1階層にさかのぼって辿るパスを第1のパスとすることと、
前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補からランキングが最も高い1個のノードを選択し、前記階層化探索の第n階層(1<n≦2Nt)において、第n−1階層で選択された1個のノード(親ノード)について尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補からランキングが最も高い1個のノード(子ノード)を選択し、前記第1階層から前記第2Nt階層までの各階層で選択されたノードを辿るパスを第2のパスとすることと、
前記第1のパス及び前記第2のパスのうち前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックがより小さいパスに基づいて、前記非線形プリコーディング処理で用いられる摂動ベクトルを決定すること、を含むことを特徴とする摂動ベクトル探索方法。 Perturbation vectors used in nonlinear precoding processing when transmitting different signals at the same frequency and the same time to multiple communication terminal devices using multiple antennas are all perturbation vector candidates that exist infinitely. A perturbation vector search method for searching by a hierarchical search having a tree structure as a search target,
In the first hierarchy of the hierarchical search, M nodes (M is a predetermined natural number) are selected in descending order of the metric from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates, and the hierarchical search is performed. In the nth layer (1 <n <2Nt, Nt: the number of transmission antennas of the base station), ranking is performed in the order of likely perturbation term candidates for each of the M nodes (parent nodes) selected in the n−1th layer. M nodes are selected from the plurality of candidate nodes in the order from the smallest accumulated metric from the first layer to the nth layer, and are selected in the second Nt-1 layer in the second Nt layer of the hierarchical search. From the most likely node candidate selected for each of the M nodes (parent nodes), the cumulative metric from the first hierarchy to the second Nt hierarchy is the highest. And that selects one of the nodes small, for the first 2Nt hierarchy traced from the selected node back to the first hierarchical path to the first path,
In the first hierarchy of the hierarchical search, one node having the highest ranking is selected from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates, and the nth hierarchy (1 <n ≦ 1) of the hierarchical search is selected. 2Nt), one node (child node) having the highest ranking from a plurality of node candidates ranked in the order of likely perturbation term candidates for one node (parent node) selected in the (n-1) th layer. Selecting a path that follows a node selected in each hierarchy from the first hierarchy to the second Nt hierarchy as a second path;
Determining a perturbation vector used in the nonlinear precoding process based on a path having a smaller cumulative metric from the first layer to the second Nt layer among the first path and the second path; A perturbation vector search method comprising:
前記摂動ベクトル探索処理は、
前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、メトリックが小さい順にM個(Mは所定の自然数)のノードを選択する手順と、
前記階層化探索の第n階層(1<n<2Nt,Nt:当該基地局の送信アンテナ数)において、第n−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)のそれぞれについて尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、前記第1階層から前記第n階層までの累積メトリックが小さい順にM個のノード(子ノード)を選択する手順と、
前記階層化探索の第2Nt階層において、第2Nt−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)に対してそれぞれ一つ選択される最も尤もらしいノード候補から、前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックが最も小さい1個のノードを選択する手順と、
前記第2Nt階層で選択されたノードから前記第1階層にさかのぼって辿るパスに基づいて、前記非線形プリコーディング処理で用いられる摂動ベクトルを決定する手順と、を含むことを特徴とするプログラム。 Perturbation vectors used in nonlinear precoding processing when transmitting different signals at the same frequency and the same time to multiple communication terminal devices using multiple antennas are all perturbation vector candidates that exist infinitely. A program for causing a processor to execute a perturbation vector search process to search by a hierarchical search having a tree structure as a search target,
The perturbation vector search process includes:
In the first hierarchy of the hierarchical search, a procedure for selecting M (M is a predetermined natural number) nodes in descending order of metrics from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates;
In the n-th layer (1 <n <2Nt, Nt: the number of transmitting antennas of the base station) of the hierarchical search, a perturbation that is likely for each of the M nodes (parent nodes) selected in the n-1th layer A procedure of selecting M nodes (child nodes) in descending order of the cumulative metric from the first hierarchy to the nth hierarchy from a plurality of node candidates ranked in the order of term candidates;
In the second Nt hierarchy of the hierarchical search, from the most likely node candidate selected for each of the M nodes (parent nodes) selected in the second Nt-1 hierarchy, from the first hierarchy to the second Selecting one node with the smallest cumulative metric up to 2Nt hierarchy;
And a procedure for determining a perturbation vector used in the nonlinear precoding process based on a path traced back to the first hierarchy from a node selected in the second Nt hierarchy.
前記摂動ベクトル探索処理は、
前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、メトリックが小さい順にM個(Mは所定の自然数)のノードを選択し、前記階層化探索の第n階層(1<n<2Nt,Nt:当該基地局の送信アンテナ数)において、第n−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)のそれぞれについて尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補から、前記第1階層から前記第n階層までの累積メトリックが小さい順にM個のノードを選択し、前記階層化探索の第2Nt階層において、第2Nt−1階層で選択されたM個のノード(親ノード)に対してそれぞれ一つ選択される最も尤もらしいノード候補から、前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックが最も小さい1個のノードを選択し、前記第2Nt階層で選択されたノードから前記第1階層にさかのぼって辿るパスを第1のパスとする手順と、
前記階層化探索の第1階層において、尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補からランキングが最も高い1個のノードを選択し、前記階層化探索の第n階層(1<n≦2Nt)において、第n−1階層で選択された1個のノード(親ノード)について尤もらしい摂動項候補の順にランキングされた複数のノード候補からランキングが最も高い1個のノード(子ノード)を選択し、前記第1階層から前記第2Nt階層までの各階層で選択されたノードを辿るパスを第2のパスとする手順と、
前記第1のパス及び前記第2のパスのうち前記第1階層から前記第2Nt階層までの累積メトリックがより小さいパスに基づいて、前記非線形プリコーディング処理で用いられる摂動ベクトルを決定する手順と、を含むことを特徴とするプログラム。 Perturbation vectors used in nonlinear precoding processing when transmitting different signals at the same frequency and the same time to multiple communication terminal devices using multiple antennas are all perturbation vector candidates that exist infinitely. A program for causing a processor to execute a perturbation vector search process to search by a hierarchical search having a tree structure as a search target,
The perturbation vector search process includes:
In the first hierarchy of the hierarchical search, M nodes (M is a predetermined natural number) are selected in descending order of the metric from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates, and the hierarchical search is performed. In the nth layer (1 <n <2Nt, Nt: the number of transmission antennas of the base station), ranking is performed in the order of likely perturbation term candidates for each of the M nodes (parent nodes) selected in the n−1th layer. M nodes are selected from the plurality of candidate nodes in the order from the smallest accumulated metric from the first layer to the nth layer, and are selected in the second Nt-1 layer in the second Nt layer of the hierarchical search. From the most likely node candidate selected for each of the M nodes (parent nodes), the cumulative metric from the first hierarchy to the second Nt hierarchy is the highest. A step of selecting one of the nodes small, for the first 2Nt hierarchy traced from the selected node back to the first hierarchical path to the first path,
In the first hierarchy of the hierarchical search, one node having the highest ranking is selected from a plurality of node candidates ranked in order of likely perturbation term candidates, and the nth hierarchy (1 <n ≦ 1) of the hierarchical search is selected. 2Nt), one node (child node) having the highest ranking from a plurality of node candidates ranked in the order of likely perturbation term candidates for one node (parent node) selected in the (n-1) th layer. Selecting a path that follows a node selected in each hierarchy from the first hierarchy to the second Nt hierarchy as a second path;
Determining a perturbation vector used in the nonlinear precoding process based on a path having a smaller cumulative metric from the first layer to the second Nt layer among the first path and the second path; The program characterized by including.
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