JP2018033109A - Distortion compensator and communication device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、マルチバンド共通増幅器用の歪補償に関するものである。 The present invention relates to distortion compensation for multiband common amplifiers.
マルチバンド共通増幅器は、複数の周波数帯の信号を増幅する。マルチバンド共通増幅器は、例えば、キャリアアグリゲーションに用いられる。マルチバンド共通増幅器は、異なる通信方式（例えば、Ｗ−ＣＤＭＡとＬＴＥ）の信号をまとめて増幅するためにも用いられる。 The multiband common amplifier amplifies signals in a plurality of frequency bands. The multiband common amplifier is used for carrier aggregation, for example. The multiband common amplifier is also used to amplify signals of different communication schemes (for example, W-CDMA and LTE) collectively.
一般に、複数の周波数帯（マルチキャリア）の信号を増幅するには、周波数帯の数に応じた数の電力増幅器が必要となる。増幅器の数の増加はコスト高を招く。しかし、マルチバンド共通増幅器は、１つの増幅器で複数の周波数帯の信号を増幅できるため、コスト低減に有利である。 In general, in order to amplify signals in a plurality of frequency bands (multicarrier), the number of power amplifiers corresponding to the number of frequency bands is required. An increase in the number of amplifiers increases the cost. However, the multiband common amplifier is advantageous in reducing the cost because a single amplifier can amplify signals in a plurality of frequency bands.
非特許文献１は、デュアルバンド共通増幅器用の歪補償方式を開示している。非特許文献１の歪補償方式は、シングルバンドで用いられるShifted Legendre直交多項式を単純に２変数に拡張した方式である。 Non-Patent Document 1 discloses a distortion compensation method for a dual-band common amplifier. The distortion compensation method of Non-Patent Document 1 is a method in which the Shifted Legendre orthogonal polynomial used in a single band is simply expanded to two variables.
しかし、非特許文献１に記載の歪補償方式では、直交性が維持されず、歪補償信号の計算における数値的不安定性の問題が生じることを、本発明者は見出した。数値的不安定性は、歪補償性能の低下を招く。したがって、歪補償性能の向上が望まれる。 However, the present inventor has found that in the distortion compensation method described in Non-Patent Document 1, orthogonality is not maintained and a problem of numerical instability occurs in the calculation of the distortion compensation signal. Numerical instability causes a decrease in distortion compensation performance. Therefore, improvement of distortion compensation performance is desired.
本発明の一の態様は、歪補償器である。歪補償器は、Ｄ個（Ｄは２以上の整数）の入力信号から、Ｄ個の歪補償信号を生成する歪補償信号生成器を備える。歪補償信号生成器は、直交多項式を用いてｄ番目（ｄは１からＤまでの整数）の入力信号から、ｄ番目の歪補償信号を生成するよう構成されている。 One aspect of the present invention is a distortion compensator. The distortion compensator includes a distortion compensation signal generator that generates D distortion compensation signals from D input signals (D is an integer of 2 or more). The distortion compensation signal generator is configured to generate a d-th distortion compensation signal from a d-th input signal (d is an integer from 1 to D) using an orthogonal polynomial.
前記直交多項式は、Ｄ個の入力信号それぞれの振幅に基づく変数を有し、Ｄ次元の単位球内で直交する。 The orthogonal polynomial has a variable based on the amplitude of each of the D input signals and is orthogonal in a D-dimensional unit sphere.
本発明の他の態様は、歪補償器を備えた通信機である。 Another aspect of the present invention is a communication device including a distortion compensator.
本発明によれば、良好な歪補償性能が得られる。 According to the present invention, good distortion compensation performance can be obtained.
［１．実施形態の概要］ [1. Outline of Embodiment]
（１）実施形態に係る歪補償器は、マルチバンド共通増幅器用である。マルチバンドは、複数の周波数帯を意味する。周波数帯の数は、２以上である。２つの周波数帯をデュアルバンドという。 (1) The distortion compensator according to the embodiment is for a multiband common amplifier. Multiband means a plurality of frequency bands. The number of frequency bands is two or more. Two frequency bands are called dual bands.
歪補償器は、Ｄ個（Ｄは２以上の整数）の入力信号から、Ｄ個の歪補償信号を生成する歪補償信号生成器を備える。歪補償信号生成器は、直交多項式を用いてｄ番目（ｄは１からＤまでの整数）の入力信号から、ｄ番目の歪補償信号を生成するよう構成されている。 The distortion compensator includes a distortion compensation signal generator that generates D distortion compensation signals from D input signals (D is an integer of 2 or more). The distortion compensation signal generator is configured to generate a d-th distortion compensation signal from a d-th input signal (d is an integer from 1 to D) using an orthogonal polynomial.
前記直交多項式は、Ｄ個の入力信号それぞれの振幅に基づく変数を有し、Ｄ次元の単位球内で直交する。単位球とは、３次元の単位球だけでなく、２次元、４次元及びそれ以上の次元の単位球も含む。なお、「２次元の単位球」は、「単位円」と同義である。 The orthogonal polynomial has a variable based on the amplitude of each of the D input signals and is orthogonal in a D-dimensional unit sphere. The unit sphere includes not only a three-dimensional unit sphere but also two-dimensional, four-dimensional and higher-dimensional unit spheres. Note that “two-dimensional unit sphere” is synonymous with “unit circle”.
入力信号の数に応じた次元の単位球内での直交多項式は、複数の入力信号の振幅分布に対して高い直交性を確保でき、歪補償性能を向上させることができる。 An orthogonal polynomial in a unit sphere of a dimension corresponding to the number of input signals can ensure high orthogonality with respect to the amplitude distribution of a plurality of input signals, and can improve distortion compensation performance.
（２）前記Ｄは２であるのが好ましい。この場合、２次元の単位球、すなわち、単位円内で直交する直交多項式が用いられる。 (2) The D is preferably 2. In this case, a two-dimensional unit sphere, that is, an orthogonal polynomial orthogonal within the unit circle is used.
（３）前記直交多項式は、Ｚｅｒｎｉｋｅ多項式であるのが好ましい。 (3) The orthogonal polynomial is preferably a Zernike polynomial.
（４）前記歪補償信号生成器は、Ｚｅｒｎｉｋｅ多項式における回転角パラメータとして、２個の前記入力信号の振幅に基づく２次元極座標系における偏角の４倍を用いるのが好ましい。この場合、信号振幅を単位円全体に分布させて、直交性を上げることができる。 (4) It is preferable that the distortion compensation signal generator uses four times the declination angle in the two-dimensional polar coordinate system based on the amplitudes of the two input signals as the rotation angle parameter in the Zernike polynomial. In this case, it is possible to increase the orthogonality by distributing the signal amplitude over the entire unit circle.
（５）前記直交多項式は、（Ｄ−１）個の回転角パラメータを有し、前記歪補償信号生成器は、Ｄ個の前記入力信号の振幅に基づくＤ次元極座標系の極座標に対する変換処理によって得られた変換後極座標が示す（Ｄ−１）個の偏角を、（Ｄ−１）個の前記回転角パラメータとして用い、前記変換処理は、前記Ｄ次元座標系における局所的な極座標分布を、Ｄ次元単位球内の全体的な極座標分布に変換する処理であるのが好ましい。この場合、信号振幅をＤ次元の単位球全体に分布させて、直交性を上げることができる。 (5) The orthogonal polynomial has (D-1) rotation angle parameters, and the distortion compensation signal generator performs conversion processing on polar coordinates of a D-dimensional polar coordinate system based on the amplitudes of the D input signals. The (D-1) declination angles indicated by the obtained converted polar coordinates are used as the (D-1) rotation angle parameters, and the conversion process uses a local polar coordinate distribution in the D-dimensional coordinate system. It is preferable that the process is a conversion to the entire polar coordinate distribution in the D-dimensional unit sphere. In this case, it is possible to increase the orthogonality by distributing the signal amplitude over the entire D-dimensional unit sphere.
（６）実施形態に係る通信機は、歪補償器と、前記歪補償器によって生成されたＤ個の前記歪補償信号の合成信号を生成する合成器と、前記合成信号を増幅するマルチバンド共通増幅器と、を備える。 (6) The communication device according to the embodiment includes a distortion compensator, a combiner that generates a combined signal of the D distortion compensation signals generated by the distortion compensator, and a multiband common amplifier that amplifies the combined signal. And an amplifier.
［２．実施形態の詳細］ [2. Details of Embodiment]
図１は、実施形態の通信機１００を示している。通信機１００は、歪補償器２００と、電力増幅器５００と、を備えている。実施形態の電力増幅器５００は、マルチバンド共通増幅器である。マルチバンド共通増幅器は、周波数帯の異なる複数の信号の合成信号を増幅する。実施形態においては、２個（Ｄ＝２）の入力信号ｘ１，ｘ２を扱うため、以下では、増幅器５００をデュアルバンド共通増幅器という。なお、入力信号の数は、２個に限られず、３以上であってもよい。また、入力信号ｘ１，ｘ２は、それぞれ、Ｉ信号及びＱ信号を有するベースバンド信号である。 FIG. 1 shows a communication device 100 according to an embodiment. The communication device 100 includes a distortion compensator 200 and a power amplifier 500. The power amplifier 500 of the embodiment is a multiband common amplifier. The multiband common amplifier amplifies a composite signal of a plurality of signals having different frequency bands. In the embodiment, since two (D = 2) input signals x 1 and x 2 are handled, the amplifier 500 is hereinafter referred to as a dual-band common amplifier. The number of input signals is not limited to two and may be three or more. The input signals x 1 and x 2 are baseband signals each having an I signal and a Q signal.
歪補償器２００は、複数の入力信号ｘ１，ｘ２に対して、デジタル前置歪補償（デジタルプリディストーション；Digital Pre-Distortion）を行うようマルチバンド歪補償器として構成されている。歪補償器２００は、複数の入力信号ｘ１，ｘ２から複数の歪補償信号ｙ１，ｙ２を生成する。 The distortion compensator 200 is configured as a multiband distortion compensator so as to perform digital predistortion (Digital Pre-Distortion) on a plurality of input signals x 1 and x 2 . The distortion compensator 200 generates a plurality of distortion compensation signals y 1 and y 2 from the plurality of input signals x 1 and x 2 .
歪補償器２００は、歪補償信号生成器２１０及び特性推定部２３０を備えている。歪補償信号生成器２１０は、入力信号ｘ１，ｘ２の数に対応した複数の生成部２１１，２１２を備えている。実施形態において、歪補償信号生成器２１０は、第１生成部２１１及び第２生成部２１２を備えている。第１生成部２１１は、第１入力信号ｘ１に歪補償を施した第１歪補償信号ｙ１を生成し、第２生成部２１２は、第２入力信号ｘ２に歪補償を施した第２歪補償信号ｙ２を生成する。 The distortion compensator 200 includes a distortion compensation signal generator 210 and a characteristic estimation unit 230. The distortion compensation signal generator 210 includes a plurality of generation units 211 and 212 corresponding to the number of input signals x 1 and x 2 . In the embodiment, the distortion compensation signal generator 210 includes a first generation unit 211 and a second generation unit 212. First generating unit 211 generates a first compensation signal y 1 subjected to distortion compensation to the first input signal x 1, second generation unit 212, subjected to distortion compensation to the second input signal x 2 second generating a second strain compensation signal y 2.
生成部２１１，２１２それぞれは、すべての入力信号ｘ１，ｘ２を用いて、各歪補償信号ｙ１，ｙ２を生成する。例えば、第１生成部２１１は、第１入力信号ｘ１だけでなく、第２入力信号ｘ２をも用いて、第１歪補償信号ｙ１を生成する。第２生成部２１２は、第２入力信号ｘ２だけでなく、第１入力信号ｘ１をも用いて、第２歪補償信号ｙ２を生成する。 Each of the generation units 211 and 212 generates the distortion compensation signals y 1 and y 2 using all the input signals x 1 and x 2 . For example, the first generation unit 211 generates the first distortion compensation signal y 1 using not only the first input signal x 1 but also the second input signal x 2 . The second generation unit 212 generates the second distortion compensation signal y 2 using not only the second input signal x 2 but also the first input signal x 1 .
第１歪補償信号ｙ１は、アップコンバータ３１０によって、周波数帯ｆ１のＲＦ信号に周波数変換され、第２歪補償信号ｙ２は、アップコンバータ３２０によって周波数帯ｆ２のＲＦ信号に変換される。なお、ｆ２は、ｆ１とは異なる周波数帯である。 The first distortion compensation signal y 1 is frequency converted into an RF signal in the frequency band f 1 by the up converter 310, and the second distortion compensation signal y 2 is converted into an RF signal in the frequency band f 2 by the up converter 320. . In addition, f 2 is a different frequency band f 1.
ＲＦ信号に変換された歪補償信号ｙ１，ｙ２は、合成器４００によって合成される。合成器４００から出力された合成信号は、デュアルバンド共通増幅器５００に与えられる。増幅器５００は、合成信号を増幅する。増幅器５００から出力された増幅信号ｙは、図示しないアンテナから無線送信される。 The distortion compensation signals y 1 and y 2 converted into RF signals are synthesized by the synthesizer 400. The combined signal output from the combiner 400 is supplied to the dual band common amplifier 500. The amplifier 500 amplifies the combined signal. The amplified signal y output from the amplifier 500 is wirelessly transmitted from an antenna (not shown).
歪補償器２００は、特性推定部２３０を備えている。特性推定部２３０は、歪補償信号ｙ１，ｙ２及び増幅信号ｙを取得し、歪特性を学習する。推定部２３０は、歪補償信号ｙ１，ｙ２及び増幅信号ｙに基づいて、歪補償信号の計算に用いられる係数ａ，ｂを計算する。係数は、例えば、最小２乗法によって計算される。係数ａ，ｂは、推定部２３０から、各生成部２１１，２１２に与えられる。各生成部２１１，２１２は与えられた係数を用いて歪補償信号を計算する。 The distortion compensator 200 includes a characteristic estimation unit 230. The characteristic estimation unit 230 acquires the distortion compensation signals y 1 and y 2 and the amplified signal y and learns distortion characteristics. The estimation unit 230 calculates coefficients a and b used for calculation of the distortion compensation signal based on the distortion compensation signals y 1 and y 2 and the amplified signal y. The coefficient is calculated by, for example, the least square method. The coefficients a and b are given from the estimation unit 230 to the generation units 211 and 212. Each of the generation units 211 and 212 calculates a distortion compensation signal using a given coefficient.
以下の式（１−１），（１−２）は、一般的なメモリ多項式方式によって、歪補償信号ｙ１，ｙ２を計算するための多項式を示している。
式（１−１），（１−２）において、ａｋｎｊ，ｂｋｎｊは、係数である。式（１−１）に示すように、１番目（ｄ＝１）の歪補償信号であるｙ１（ｔ）は、１番目（ｄ＝１）の入力信号であるｘ１（ｔ−ｎ）から生成される。式（１−２）に示すように、２番目（ｄ＝２）の歪補償信号であるｙ２（ｔ）は、２番目（ｄ＝２）の入力信号であるｘ２（ｔ−ｎ）から生成される。 In equations (1-1) and (1-2), a knj and b knj are coefficients. As shown in Expression (1-1), y 1 (t) that is the first (d = 1) distortion compensation signal is x 1 (t−n) that is the first (d = 1) input signal. Generated from As shown in Expression (1-2), y 2 (t) which is the second (d = 2) distortion compensation signal is x 2 (t−n) which is the second (d = 2) input signal. Generated from
式（１−１），（１−２）は、それぞれ、べき乗部分｜ｘ１（ｔ−ｎ）｜ｋ−ｊ｜ｘ２（ｔ−ｎ）｜ｊ，｜ｘ２（ｔ−ｎ）｜ｋ−ｊ｜ｘ１（ｔ−ｎ）｜ｊを有している。べき乗部分は、すべての入力信号ｘ１，ｘ２の振幅それぞれのべき乗の積として表される。べき乗部分は、増幅器の歪を表現するために必要とされる。 Expressions (1-1) and (1-2) are respectively expressed as a power part | x 1 (t−n) | k−j | x 2 (t−n) | j and | x 2 (t−n) | k−j | x 1 (t−n) | j . The power part is expressed as the product of the powers of the amplitudes of all the input signals x 1 and x 2 . The power part is required to express the distortion of the amplifier.
式（１−１）（１−２）のような多項式においては、多項式に含まれる各項同士の直交性が低いと、数値的不安定（誤差に弱くなる）の問題が生じる。数値的不安定の問題は、歪補償信号を計算するための多項式の項数が多くなるほど大きくなる。マルチバンド歪補償を行う場合には、シングルバンド歪補償に比べて、多項式の項数が多くなるため、数値的不安定の問題が大きくなり易い。 In polynomials such as equations (1-1) and (1-2), if the orthogonality between the terms included in the polynomial is low, there is a problem of numerical instability (weakness to errors). The problem of numerical instability increases as the number of polynomial terms for calculating a distortion compensation signal increases. When multiband distortion compensation is performed, the number of terms in the polynomial is larger than that in single band distortion compensation, so that the problem of numerical instability tends to increase.
図２は、式（１−１），（１−２）によって歪補償をした場合における数値的不安定性の例を示している。図２において、"input"は入力信号であり、"w/o DPD"は、歪補償をしない場合の増幅器出力であり、"w/DPD"は、式（１−１），（１−２）によって歪補償をしたときの増幅器出力を示している。図２に示すように、式（１−１），（１−２）によって歪補償をしても、数値計算の際の丸め誤差により、計算された係数の誤差が大きくなり、歪補償が全く効かないことがある。 FIG. 2 shows an example of numerical instability when distortion compensation is performed by the equations (1-1) and (1-2). In FIG. 2, “input” is an input signal, “w / o DPD” is an amplifier output when distortion compensation is not performed, and “w / DPD” is expressed by equations (1-1) and (1-2). ) Shows the amplifier output when distortion compensation is performed. As shown in FIG. 2, even if distortion compensation is performed by equations (1-1) and (1-2), the error of the calculated coefficient becomes large due to rounding error in numerical calculation, and distortion compensation is not effective at all. There may not be.
前述の非特許文献１が開示する歪補償方式は、シングルバンドで用いられるShifted Legendre直交多項式を２変数に拡張している。この方式によると、２個の入力信号の振幅が独立な一様分布に従う場合には、基底関数の間の直交性が高くなる。しかし、実際の入力信号は、電力効率改善のために、例えばCrest Factor Reduction（ＣＦＲ）によって、ピークが抑圧されている。したがって、入力信号の振幅の結合分布を、一様分布とはみなすことはできない。そのため、非特許文献１の歪補償方式では、直交性を維持するのが困難で、数値的不安定性の問題の解消には十分ではない。 The distortion compensation method disclosed in Non-Patent Document 1 described above extends the Shifted Legendre orthogonal polynomial used in a single band to two variables. According to this method, when the amplitudes of the two input signals follow an independent uniform distribution, the orthogonality between the basis functions becomes high. However, the peak of the actual input signal is suppressed by, for example, Crest Factor Reduction (CFR) in order to improve power efficiency. Therefore, the combined distribution of the amplitudes of the input signals cannot be regarded as a uniform distribution. Therefore, in the distortion compensation method of Non-Patent Document 1, it is difficult to maintain orthogonality, which is not sufficient for solving the problem of numerical instability.
これに対して、実施形態に係る歪補償方式では、入力信号の数をＤとした場合に、Ｄ次元の単位球内で直交する直交多項式が用いられる。Ｄ次元の単位球内での直交多項式は、ピーク抑圧後の振幅分布に対して高い直交性を確保でき、数値的不安定性の問題を低減できる。 On the other hand, in the distortion compensation method according to the embodiment, when the number of input signals is D, an orthogonal polynomial orthogonal in the D-dimensional unit sphere is used. The orthogonal polynomial in the D-dimensional unit sphere can ensure high orthogonality with respect to the amplitude distribution after peak suppression, and can reduce the problem of numerical instability.
図１の歪補償器２００は、２個の入力信号ｘ１，ｘ２を扱うため、直交多項式としては、２次元の単位球、すなわち単位円内での直交多項式が用いられる。単位円内での直交多項式としては、例えば、Ｚｅｒｎｉｋｅ多項式（Zernike polynomials）が用いられる。 Since the distortion compensator 200 in FIG. 1 handles two input signals x 1 and x 2 , a two-dimensional unit sphere, that is, an orthogonal polynomial in a unit circle is used as the orthogonal polynomial. For example, Zernike polynomials are used as orthogonal polynomials in the unit circle.
実施形態の歪補償器２００は、例えば、式（２−１），（２−２）によって、歪補償信号ｙ１（ｔ），ｙ２（ｔ）を計算する。式（２−１）、（２−２）は、メモリ多項式方式をベースとしている。式（２−１）、（２−２）では、メモリ多項式方式におけるべき乗部分がＺｅｒｎｉｋｅ多項式Ｚに置換されている。
式（２−１），（２−２）において、ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ）は入力信号であり、Ｎはメモリのタップ数であり、Ｋは多項式の次数である。また、ａｋｎｍ，ｂｋｎｍは、係数であり、Ｚｋ−１ ２ｍ−ｋ＋１（・，・）は、Ｚｅｒｎｉｋｅ多項式である。Ｚｅｒｎｉｋｅ多項式Ｚは、二つの次数を持つ複素関数である。式（２−１），（２−２）のＺｅｒｎｉｋｅ多項式において、ｋ−１は、放射次数であり、２ｍ−ｋ＋１は、回転次数である。 In equations (2-1) and (2-2), x 1 (t) and x 2 (t) are input signals, N is the number of memory taps, and K is the degree of the polynomial. Further, a knm and b kmm are coefficients, and Z k−1 2m−k + 1 (•, •) is a Zernike polynomial. The Zernike polynomial Z is a complex function having two orders. In the Zernike polynomials of the equations (2-1) and (2-2), k-1 is a radiation order, and 2m-k + 1 is a rotation order.
Ｚｅｒｎｉｋｅ多項式Ｚは、二つの次数を持つ複素関数であり、２次元極座標系の変数（半径方向距離パラメータρ，回転角パラメータφ）を持つ。Ｚｅｒｎｉｋｅ多項式Ｚ（ρ，φ）において、半径方向距離パラメータρは、０以上１以下の範囲の値をとり、回転角パラメータφは、０以上２π以下の値をとる。本実施形態では、極座標系の変数（ρ，φ）を得るために、直交座標系の変数が、Ｚｅｒｎｉｋｅ多項式Ｚの引数として用いられる。直交座標系の変数としては、２つの入力信号ｘ１，ｘ２の振幅が用いられる。式（２−１）、（２−２）において、入力信号ｘ１，ｘ２の振幅は、２つの入力信号ｘ１，ｘ２の絶対値｜ｘ１（ｔ−ｎ）｜，｜ｘ２（ｔ−ｎ）｜として示されている。 The Zernike polynomial Z is a complex function having two orders, and has variables (radial distance parameter ρ, rotation angle parameter φ) in a two-dimensional polar coordinate system. In the Zernike polynomial Z (ρ, φ), the radial distance parameter ρ takes a value in the range of 0 to 1, and the rotation angle parameter φ takes a value of 0 to 2π. In the present embodiment, in order to obtain a polar coordinate system variable (ρ, φ), an orthogonal coordinate system variable is used as an argument of the Zernike polynomial Z. As variables of the Cartesian coordinate system, the amplitudes of the two input signals x 1 and x 2 are used. Equation (2-1) and (2-2), the amplitude of the input signals x 1, x 2 are the two input signals x 1, x 2 of the absolute value | x 1 (t-n) |, | x 2 It is shown as (t−n) |.
図３に示すように、２つの入力信号ｘ１，ｘ２の振幅の結合を示す直交座標は、極座標系における半径方向距離ρ及び偏角θによって示される。したがって、半径方向距離ρ及び偏角θは、２つの入力信号ｘ１，ｘ２の振幅から算出される。 As shown in FIG. 3, the orthogonal coordinate indicating the coupling of the amplitudes of the two input signals x 1 and x 2 is indicated by the radial distance ρ and the deflection angle θ in the polar coordinate system. Therefore, the radial distance ρ and the deflection angle θ are calculated from the amplitudes of the two input signals x 1 and x 2 .
絶対値で示される信号振幅｜ｘ１（ｔ−ｎ）｜，｜ｘ２（ｔ−ｎ）｜は、正の値しかとらないため、２つの入力信号ｘ１，ｘ２の振幅結合の極座標は、図３における第１象限にだけ局所的に存在することになる。つまり、信号振幅の極座標系において、偏角θは、０からπ／２の範囲の値しかとらない。 Since the signal amplitudes | x 1 (t−n) | and | x 2 (t−n) | represented by absolute values take only positive values, polar coordinates of the amplitude coupling of the two input signals x 1 and x 2 Will exist locally only in the first quadrant in FIG. That is, in the polar coordinate system of the signal amplitude, the deviation angle θ takes only a value in the range of 0 to π / 2.
本実施形態の歪補償器２００は、図３のように算出される偏角θを４倍したものを、Ｚｅｒｎｉｋｅ多項式における回転角パラメータφとして用いる。偏角θを４倍する変換処理によって得られた変換後極座標が示す偏角φは、０から２πの範囲の値をとるものとなる。したがって、回転角パラメータφも、０から２πの範囲の値をとるものとなる。変換後極座標は、単位円の第１象限だけに局所的に分布するのでなく、単位円内全体に分布する。信号振幅の単位円内における一様分布は、高い直交性を得るのに有利である。変換処理は、偏角θを４倍するものに限らず、０からπ／２の範囲内の偏角を、０から２πの範囲の偏角に変換する処理であれば足りる。変換処理は、例えば、偏角を４以上の値で乗じるものであってもよいし、偏角を−４以下の値で乗じるものであってもよい。変換処理は、乗算に限られるものではなく、０からπ／２の範囲内の偏角を、０から２πの範囲の偏角に写像する処理であれば特に限定されない。写像は、単射であるのが好ましい。 The distortion compensator 200 of the present embodiment uses a value obtained by multiplying the calculated declination angle θ as shown in FIG. 3 as the rotation angle parameter φ in the Zernike polynomial. The deflection angle φ indicated by the converted polar coordinates obtained by the conversion processing for multiplying the deflection angle θ by four takes a value in the range of 0 to 2π. Therefore, the rotation angle parameter φ also takes a value in the range of 0 to 2π. The converted polar coordinates are not distributed locally only in the first quadrant of the unit circle, but distributed throughout the unit circle. The uniform distribution of the signal amplitude within the unit circle is advantageous for obtaining high orthogonality. The conversion process is not limited to four times the argument θ, and any process that converts an argument in the range from 0 to π / 2 into an argument in the range from 0 to 2π is sufficient. For example, the conversion process may be to multiply the declination by a value of 4 or more, or to multiply the declination by a value of -4 or less. The conversion process is not limited to multiplication, and is not particularly limited as long as the deviation angle in the range of 0 to π / 2 is mapped to the deviation angle in the range of 0 to 2π. The mapping is preferably injective.
ここで、入力信号の数が３である場合、つまりＤ＝３である場合、歪補償器２００は、歪補償信号の計算のために、３次元の単位球で定義された直交多項式Ｆ（ρ, γ，θ）を用いればよい。３次元の単位球で定義された直交多項式は、図４に示すように、３次元極座標系における１個の半径方向距離パラメータρと、２個（Ｄ−１個）の回転角パラメータγ，θを有するものとなる。３次元の単位球で定義された直交多項式における回転角パラメータγ，θのうち、方位角γは０以上２π以下の値をとり、仰俯角θは−π／２以上π／２以下の値をとる。パラメータρ,γ，θは、３つの入力信号ｘ１，ｘ２，ｘ３の振幅から算出される。 Here, when the number of input signals is 3, that is, when D = 3, the distortion compensator 200 calculates an orthogonal polynomial F (ρ defined by a three-dimensional unit sphere for calculating the distortion compensation signal. , γ, θ) may be used. As shown in FIG. 4, the orthogonal polynomial defined by the three-dimensional unit sphere has one radial distance parameter ρ and two (D−1) rotation angle parameters γ, θ in the three-dimensional polar coordinate system. It will have. Among the rotation angle parameters γ and θ in the orthogonal polynomial defined by the three-dimensional unit sphere, the azimuth angle γ takes a value from 0 to 2π, and the elevation angle θ takes a value from −π / 2 to π / 2. Take. The parameters ρ, γ and θ are calculated from the amplitudes of the three input signals x 1 , x 2 and x 3 .
絶対値で示される信号振幅｜ｘ１（ｔ−ｎ）｜，｜ｘ２（ｔ−ｎ）｜，｜ｘ３（ｔ−ｎ）｜は、正の値しかとらないため、３つの入力信号ｘ１，ｘ２，ｘ３の振幅の結合分布は、ｘ１，ｘ２，ｘ３がすべて正である象限（第１象限）にだけ存在する局所的な極座標分布になる。したがって、信号振幅｜ｘ１（ｔ−ｎ）｜，｜ｘ２（ｔ−ｎ）｜，｜ｘ３（ｔ−ｎ）｜から直接算出された偏角γ，θは、０からπ／２の範囲の値しかとらない。 Since the signal amplitudes | x 1 (t−n) |, | x 2 (t−n) | and | x 3 (t−n) | represented by absolute values take only positive values, three input signals joint distribution of the amplitude of x 1, x 2, x 3 will localized polar distribution x 1, x 2, x 3 is present only in the quadrant (first quadrant) are all positive. Therefore, the declinations γ and θ directly calculated from the signal amplitudes | x 1 (t−n) |, | x 2 (t−n) |, | x 3 (t−n) | are 0 to π / 2. It only takes values in the range.
そこで、３次元の単位球の場合においても、信号振幅｜ｘ１（ｔ−ｎ）｜，｜ｘ２（ｔ−ｎ）｜，｜ｘ３（ｔ−ｎ）｜から直接算出された偏角に対する変換処理（例えば、γを４倍、θを２倍にする処理）を行うと、３つの信号振幅結合の極座標分布を、単位球内の全体的な極座標分布に変換することができる。 Therefore, even in the case of a three-dimensional unit sphere, the deflection angle calculated directly from the signal amplitudes | x 1 (t−n) |, | x 2 (t−n) |, | x 3 (t−n) | When a conversion process for (for example, a process for increasing γ by 4 and θ by 2) is performed, the polar coordinate distribution of the three signal amplitude combinations can be converted into an overall polar coordinate distribution in the unit sphere.
同様に、４次元以上の単位球での直交多項式が用いられる場合、その直交多項式は、（Ｄ−１）個の回転角パラメータを持つ。それらの回転角パラメータとしてとしては、Ｄ個の入力信号の振幅に基づくＤ次元極座標系における極座標に対する変換処理によって得られた変換後極座標が示す（Ｄ−１）個の偏角を用いればよい。 Similarly, when an orthogonal polynomial in a unit sphere having four or more dimensions is used, the orthogonal polynomial has (D-1) rotation angle parameters. As these rotation angle parameters, (D-1) declination angles indicated by the converted polar coordinates obtained by the conversion processing for the polar coordinates in the D-dimensional polar coordinate system based on the amplitudes of the D input signals may be used.
前記変換処理は、前記Ｄ次元座標系における局所的な極座標分布を、Ｄ次元単位球内の全体的な極座標分布に変換する処理であれば足りる。変換処理は、局所的な極座標をＤ次元単位球内の極座標に写像する処理であれば特に限定されない。写像は単射であるのが好ましい。 The conversion process need only be a process for converting a local polar coordinate distribution in the D-dimensional coordinate system into an overall polar coordinate distribution in the D-dimensional unit sphere. The conversion process is not particularly limited as long as it is a process of mapping local polar coordinates to polar coordinates in the D-dimensional unit sphere. The map is preferably injective.
図５は、ＣＦＲによって入力信号のPeak-to-Average Power Ratio（ＰＡＰＲ）を抑圧していったときの、最小２乗法における係数行列の条件数（Condition Number）の変化を示すシミュレーション結果である。ここで、条件数とは、係数行列の最大特異値と最小特異値の比である。条件数は、数値的不安定性の指標となり、条件数が少なければ安定し、多ければ不安定であることを示す。 FIG. 5 is a simulation result showing a change in the condition number of the coefficient matrix in the least square method when the peak-to-average power ratio (PAPR) of the input signal is suppressed by the CFR. Here, the condition number is a ratio between the maximum singular value and the minimum singular value of the coefficient matrix. The condition number is an index of numerical instability, and indicates that the condition number is stable when the condition number is small, and is unstable when the condition number is large.
シミュレーションでは、式（１−１），（１−２）のように非直交の多項式を用いた方式（Non-Orthogonal）、非特許文献１の歪補償方式（Orthogonal(2D Legendre)）、実施形態の歪補償方式（Orthogonal(Zernike)）それぞれについて、ＰＡＰＲと条件数の関係を求めた。なお、シミュレーションでは、多項式の次数を７とし、メモリのタップ数を０とした。 In the simulation, a method using a non-orthogonal polynomial (Non-Orthogonal) as in equations (1-1) and (1-2), a distortion compensation method (Orthogonal (2D Legendre)) in Non-Patent Document 1, and an embodiment The relationship between PAPR and condition number was obtained for each of the distortion compensation methods (Orthogonal (Zernike)). In the simulation, the degree of the polynomial was set to 7, and the number of memory taps was set to 0.
図５より、Non-Orthogonal及びOrthogonal(2D Legendre)では、ピーク抑圧に伴って条件数が増大している。これに対して、実施形態の歪補償方式であるOrthogonal(Zernike)では、条件数が小さく抑えられ、直交性が保持されていることがわかる。 From FIG. 5, in Non-Orthogonal and Orthogonal (2D Legendre), the number of conditions increases with peak suppression. In contrast, in Orthogonal (Zernike), which is the distortion compensation method of the embodiment, it can be seen that the condition number is kept small and orthogonality is maintained.
図６は、歪補償性能のシミュレーション結果を示している。ここでのシミュレーション条件は、次の通りである。
信号波形 ：ＬＴＥ ５ＭＨｚ×２
周波数間隔：６１．４４ＭＨｚ
ＰＡＰＲ ：７．０ｄＢ（ＣＣＤＦ０．０１％値）
増幅器歪みモデル：Winer-Hammersteinモデル
多項式次数：７
メモリタップ数：１
学習方式：間接学習、８１９２サンプル
FIG. 6 shows a simulation result of the distortion compensation performance. The simulation conditions here are as follows.
Signal waveform: LTE 5MHz × 2
Frequency interval: 61.44 MHz
PAPR: 7.0 dB (CCDF 0.01% value)
Amplifier distortion model: Winer-Hammerstein model Polynomial order: 7
Number of memory taps: 1
Learning method: Indirect learning, 8192 samples
図５において、"input"は入力信号であり、"w/o DPD"は、歪補償をしない場合の増幅器５００の出力であり、"w/DPD"は、式（２−１），（２−２）によって歪補償をしたときの増幅器５００の出力を示している。図２と図５の比較から明らかなように、式（２−１），（２−２）による歪補償では、隣接漏洩電力が低減しており、良好な歪補償性能が得られていることがわかる。 In FIG. 5, “input” is an input signal, “w / o DPD” is an output of the amplifier 500 when distortion compensation is not performed, and “w / DPD” is expressed by equations (2-1) and (2 -2) shows the output of the amplifier 500 when distortion compensation is performed. As is clear from the comparison between FIG. 2 and FIG. 5, in the distortion compensation by the equations (2-1) and (2-2), the adjacent leakage power is reduced, and good distortion compensation performance is obtained. I understand.
［３．付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
[3. Addendum]
The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the meanings described above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
１００ 通信機
２００ 歪補償器
２１０ 歪補償信号生成器
２１１ 生成部
２１２ 生成部
２３０ 特性推定部
３１０ アップコンバータ
３２０ アップコンバータ
４００ 合成器
５００ マルチバンド共通増幅器（デュアルバンド共通増幅器）
100 Communication Device 200 Distortion Compensator 210 Distortion Compensation Signal Generator 211 Generation Unit 212 Generation Unit 230 Characteristic Estimation Unit 310 Up Converter 320 Up Converter 400 Synthesizer 500 Multiband Common Amplifier (Dual Band Common Amplifier)
Claims (6)
Ｄ個（Ｄは２以上の整数）の入力信号から、Ｄ個の歪補償信号を生成する歪補償信号生成器を備え、
前記歪補償信号生成器は、直交多項式を用いて、ｄ番目（ｄは１からＤまでの整数）の入力信号から、ｄ番目の歪補償信号を生成するよう構成され、
前記直交多項式は、Ｄ個の入力信号それぞれの振幅に基づく変数を有し、Ｄ次元の単位球内で直交する
歪補償器。 A distortion compensator for a multiband common amplifier,
A distortion compensation signal generator for generating D distortion compensation signals from D input signals (D is an integer of 2 or more);
The distortion compensation signal generator is configured to generate a d th distortion compensation signal from a d th input signal (d is an integer from 1 to D) using an orthogonal polynomial,
The orthogonal polynomial has a variable based on the amplitude of each of the D input signals, and is orthogonal in a D-dimensional unit sphere.
請求項１記載の歪補償器。 The distortion compensator according to claim 1, wherein D is two.
請求項２記載の歪補償器。 The distortion compensator according to claim 2, wherein the orthogonal polynomial is a Zernike polynomial.
請求項３記載の歪補償器。 The distortion compensator according to claim 3, wherein the distortion compensation signal generator uses four times a declination angle in a two-dimensional polar coordinate system based on the amplitudes of the two input signals as a rotation angle parameter in a Zernike polynomial.
前記歪補償信号生成器は、Ｄ個の前記入力信号の振幅に基づくＤ次元極座標系の極座標に対する変換処理によって得られた変換後極座標が示す（Ｄ−１）個の偏角を、（Ｄ−１）個の前記回転角パラメータとして用い、
前記変換処理は、前記Ｄ次元座標系における局所的な極座標分布を、Ｄ次元単位球内の全体的な極座標分布に変換する処理である
請求項１〜３のいずれか１項に記載の歪補償器。 The orthogonal polynomial has (D-1) rotation angle parameters,
The distortion compensation signal generator generates (D−1) declination angles indicated by converted polar coordinates obtained by conversion processing for polar coordinates in a D-dimensional polar coordinate system based on amplitudes of D input signals. 1) Used as the rotation angle parameter
The distortion compensation according to any one of claims 1 to 3, wherein the conversion process is a process of converting a local polar coordinate distribution in the D-dimensional coordinate system into an overall polar coordinate distribution in a D-dimensional unit sphere. vessel.
前記歪補償器によって生成されたＤ個の前記歪補償信号の合成信号を生成する合成器と、
前記合成信号を増幅するマルチバンド共通増幅器と、
を備える通信機。 The distortion compensator according to any one of claims 1 to 5,
A combiner that generates a combined signal of the D distortion compensation signals generated by the distortion compensator;
A multiband common amplifier for amplifying the combined signal;
A communication device comprising:
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