JP2018009829A - Information processing device, optical apparatus, control method, program, and storage medium - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an information processing device capable of suitably reducing noise superposed on an output signal from a light-receiving unit.SOLUTION: A lidar 1 includes: a scan unit 55 for radiating emission light Lo according to a pulse trigger signal PT while changing a radiation direction; an absorber 7 arranged in a prescribed radiation direction for absorbing the emission light Lo; an APD 41 for receiving return light Lr of the emission light Lo; and a DSP 16. The DSP 16 includes a synchronization obstruction estimation unit 71 for calculating estimated synchronization obstruction w, i.e. a noise signal due to the pulse trigger signal PT or the like on the basis of an output signal of the APD 41 when the radiation direction of the emission light Lo is in a direction to irradiate the absorber 7.SELECTED DRAWING: Figure 11

Description

本発明は、レーザ光を利用した光学機器の情報処理技術に関する。   The present invention relates to an information processing technique for an optical device using laser light.

従来から、光を利用した測距装置として、パルス光を測定対象物に対して射出し、測定対象物で反射したパルス光の受光タイミングに基づいて測定対象物までの距離を測定するように構成されたものが広く利用されている。例えば、特許文献１には、制御部でトリガ信号が生成され、トリガ信号を起点としてパルス光を測定対象物に対して射出し、測定対象物で反射したパルス光を受光部により受光して受光信号を生成する測距装置が開示されている。   Conventionally, as a distance measuring device using light, it is configured to emit pulsed light to the measurement object and measure the distance to the measurement object based on the light reception timing of the pulsed light reflected by the measurement object What has been made is widely used. For example, in Patent Document 1, a trigger signal is generated by a control unit, pulse light is emitted from a trigger signal to a measurement object, and pulse light reflected by the measurement object is received by a light receiving unit. A distance measuring device that generates a signal is disclosed.

特開２００７−２５６１９１号公報JP 2007-256191 A

パルス光を射出するタイミングを規定するトリガ信号は、受光部の出力レベルに対して非常に大きいため、トリガ信号の立ち上がり及び立下りに含まれる高周波成分に起因したノイズが受光部の出力信号に重畳された場合に誤差の原因となる。   The trigger signal that defines the timing of emitting pulsed light is very large with respect to the output level of the light receiving unit, so noise caused by high frequency components included in the rising and falling edges of the trigger signal is superimposed on the output signal of the light receiving unit. Cause an error.

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、受光部の出力信号に重畳されるノイズを好適に低減することが可能な情報処理装置を提供することを主な目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and a main object of the present invention is to provide an information processing apparatus that can suitably reduce noise superimposed on an output signal of a light receiving unit. And

請求項に記載の発明は、照射方向を変えながら、第１の信号に応じてレーザ光を照射する照射部と、所定の照射方向に配置され、前記レーザ光を吸収する吸収体と、前記レーザ光の戻り光を受光する受光部と、を備える光学機器の前記受光部の出力信号を処理する情報処理装置であって、前記レーザ光の照射方向が前記所定の照射方向であるときの前記出力信号に基づいて、前記第１の信号に起因するノイズ信号を推定する推定部を備える。   The invention described in the claims includes an irradiation unit that irradiates a laser beam according to a first signal while changing an irradiation direction, an absorber that is arranged in a predetermined irradiation direction and absorbs the laser beam, and the laser An information processing apparatus that processes an output signal of the light receiving unit of an optical device, the output when the irradiation direction of the laser light is the predetermined irradiation direction An estimation unit that estimates a noise signal caused by the first signal based on the signal is provided.

請求項に記載の発明は、光学機器であって、照射方向を変えながら、第１の信号に応じてレーザ光を照射する照射部と、所定の照射方向に配置され、前記レーザ光を吸収する吸収体と、前記レーザ光の戻り光を受光する受光部と、前記レーザ光の照射方向が前記所定の照射方向であるときの前記出力信号に基づいて、前記第１の信号に起因するノイズ信号を推定する推定部と、を備える。   The invention described in the claims is an optical device, and is arranged in a predetermined irradiation direction to absorb the laser light, the irradiation unit irradiating the laser light according to the first signal while changing the irradiation direction. A noise signal resulting from the first signal based on the output signal when the absorber, the light receiving unit for receiving the return light of the laser light, and the irradiation direction of the laser light are the predetermined irradiation direction And an estimation unit for estimating.

また、請求項に記載の発明は、照射方向を変えながら、第１の信号に応じてレーザ光を照射する照射部と、所定の照射方向に配置され、前記レーザ光を吸収する吸収体と、前記レーザ光の戻り光を受光する受光部と、を有する光学機器が実行する制御方法であって、前記レーザ光の照射方向が前記所定の照射方向であるときの前記出力信号に基づいて、前記第１の信号に起因するノイズ信号を推定するノイズ推定工程を有する。   The invention described in the claims includes an irradiation unit that irradiates a laser beam according to the first signal while changing an irradiation direction, an absorber that is arranged in a predetermined irradiation direction and absorbs the laser beam, A control method executed by an optical device having a light receiving unit that receives the return light of the laser light, based on the output signal when the irradiation direction of the laser light is the predetermined irradiation direction, A noise estimation step of estimating a noise signal caused by the first signal;

また、請求項に記載の発明は、照射方向を変えながら、第１の信号に応じてレーザ光を照射する照射部と、所定の照射方向に配置され、前記レーザ光を吸収する吸収体と、前記レーザ光の戻り光を受光する受光部と、を有する光学機器の前記受光部の出力信号を処理するコンピュータが実行するプログラムであって、前記レーザ光の照射方向が前記所定の照射方向であるときの前記出力信号に基づいて、前記第１の信号に起因するノイズ信号を推定する推定部として前記コンピュータを機能させる。   The invention described in the claims includes an irradiation unit that irradiates a laser beam according to the first signal while changing an irradiation direction, an absorber that is arranged in a predetermined irradiation direction and absorbs the laser beam, A program executed by a computer that processes an output signal of the light receiving unit of an optical device having a light receiving unit that receives the return light of the laser beam, wherein the irradiation direction of the laser light is the predetermined irradiation direction The computer is caused to function as an estimation unit that estimates a noise signal caused by the first signal based on the output signal of time.

実施例に係るライダの全体構成を示す。1 shows an overall configuration of a rider according to an embodiment. トランスミッタ及びレシーバの構成を示す。The structure of a transmitter and a receiver is shown. 走査光学部の構成を示す。The structure of a scanning optical part is shown. 同期制御部が生成する制御信号のレジスタ設定例を示す。The register setting example of the control signal which a synchronous control part produces | generates is shown. 同期制御部が生成する制御信号の時間的関係を示す。The time relationship of the control signal which a synchronous control part produces | generates is shown. ＡＤＣ出力信号とゲートの関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship between an ADC output signal and a gate. ロータリーエンコーダのパルス列の時間的関係を示す。The time relationship of the pulse train of a rotary encoder is shown. 定常状態でのエンコーダパルスとセグメントスロットの時間関係を示すShows the time relationship between encoder pulse and segment slot in steady state パルストリガ信号と受信セグメント信号との関係を示す。The relationship between a pulse trigger signal and a received segment signal is shown. 吸収体の配置を概略的に示した図である。It is the figure which showed the arrangement | positioning of an absorber roughly. 第１実施例においてＤＳＰの行う信号処理のブロック図を示す。The block diagram of the signal processing which DSP performs in 1st Example is shown. １つのセグメント期間内における基準受信パルス及びインパルス応答の波形を示す。The waveform of the reference | standard reception pulse and impulse response in one segment period is shown. フィルタードセグメントの例である。It is an example of a filtered segment. 反射体の配置を概略的に示した図である。It is the figure which showed the arrangement | positioning of a reflector schematically. 第２実施例においてＤＳＰの行う信号処理のブロック図を示す。The block diagram of the signal processing which DSP performs in 2nd Example is shown. 吸収体及び反射体の配置を概略的に示した図である。It is the figure which showed roughly arrangement | positioning of an absorber and a reflector. １セグメント期間内の受信セグメントにおける吸収体からの反射成分と、同期妨害成分と、反射体からの反射成分とをそれぞれ示す。The reflection component from the absorber, the synchronization interference component, and the reflection component from the reflector in the reception segment within one segment period are respectively shown. 第３実施例においてＤＳＰの行う信号処理のブロック図を示す。The block diagram of the signal processing which DSP performs in 3rd Example is shown. 同期妨害第２推定部が実行する信号処理のブロック図を示す。The block diagram of the signal processing which a synchronous interference 2nd estimation part performs is shown.

本発明の好適な実施形態によれば、照射方向を変えながら、第１の信号に応じてレーザ光を照射する照射部と、所定の照射方向に配置され、前記レーザ光を吸収する吸収体と、前記レーザ光の戻り光を受光する受光部と、を備える光学機器の前記受光部の出力信号を処理する情報処理装置であって、前記レーザ光の照射方向が前記所定の照射方向であるときの前記出力信号に基づいて、前記第１の信号に起因するノイズ信号を推定する推定部を備える。   According to a preferred embodiment of the present invention, an irradiation unit that irradiates laser light according to the first signal while changing the irradiation direction, and an absorber that is arranged in a predetermined irradiation direction and absorbs the laser light; An information processing apparatus that processes an output signal of the light receiving unit of an optical device, the light receiving unit receiving the return light of the laser beam, wherein the irradiation direction of the laser light is the predetermined irradiation direction And an estimation unit that estimates a noise signal caused by the first signal based on the output signal.

上記情報処理装置は、照射方向を変えながら第１の信号に応じてレーザ光を照射する照射部と、吸収体と、受光部とを備える光学機器の受光部の出力信号を処理するものであって、推定部を備える。推定部は、レーザ光の照射方向が吸収体の配置された所定の照射方向であるときの受光部の出力信号に基づいて、第１の信号に起因するノイズ信号を推定する。この態様では、情報処理装置は、所定の照射方向に配置された吸収体を利用することで、受光部が受光する戻り光が発生しない又は戻り光の光量が極めて小さいときの受光部の出力信号を意図的に生成する。これにより、情報処理装置は、照射部がレーザ光を照射するタイミングを規定する第１の信号の高周波成分等に起因して受光部の出力信号に重畳されるノイズ信号を、的確に推定することができる。   The information processing apparatus processes an output signal of a light receiving unit of an optical device including an irradiation unit that irradiates a laser beam according to a first signal while changing an irradiation direction, an absorber, and a light receiving unit. And an estimation unit. The estimation unit estimates a noise signal caused by the first signal based on the output signal of the light receiving unit when the irradiation direction of the laser light is a predetermined irradiation direction in which the absorber is disposed. In this aspect, the information processing apparatus uses the absorber disposed in the predetermined irradiation direction, so that the return light received by the light receiving unit is not generated or the output signal of the light receiving unit when the amount of the return light is extremely small Is intentionally generated. Thereby, the information processing apparatus accurately estimates the noise signal superimposed on the output signal of the light receiving unit due to the high frequency component of the first signal that defines the timing at which the irradiation unit irradiates the laser beam. Can do.

上記情報処理装置の一態様では、情報処理装置は、前記レーザ光の照射方向ごとの区間信号を前記出力信号から抽出する区間信号抽出部をさらに備え、前記推定部は、前記所定の照射方向に対応する少なくとも１つの区間信号に基づいて、前記ノイズ信号を推定する。この態様により、情報処理装置は、各区間信号に重畳される第１の信号に起因したノイズ信号を、吸収体が配置される照射方向に対応する区間信号に基づいて好適に推定することができる。   In one aspect of the information processing apparatus, the information processing apparatus further includes a section signal extraction unit that extracts a section signal for each irradiation direction of the laser light from the output signal, and the estimation unit is arranged in the predetermined irradiation direction. The noise signal is estimated based on at least one corresponding interval signal. According to this aspect, the information processing apparatus can preferably estimate the noise signal caused by the first signal superimposed on each section signal based on the section signal corresponding to the irradiation direction in which the absorber is disposed. .

上記情報処理装置の他の一態様では、情報処理装置は、前記受光部の出力信号から、前記推定部によって推定されたノイズ信号を減算する減算部をさらに備える。この態様により、情報処理装置は、第１の信号に起因したノイズ信号が除去された受光部の出力信号を好適に生成することができる。   In another aspect of the information processing apparatus, the information processing apparatus further includes a subtraction unit that subtracts the noise signal estimated by the estimation unit from the output signal of the light receiving unit. According to this aspect, the information processing apparatus can suitably generate the output signal of the light receiving unit from which the noise signal due to the first signal has been removed.

上記情報処理装置の他の一態様では、前記吸収体は、多重反射構造を有する。この態様により、吸収体は好適に低反射率を実現することができるため、情報処理装置は、戻り光が発生しない又は戻り光の光量が低いときの受光部の出力信号を取得することができる。   In another aspect of the information processing apparatus, the absorber has a multiple reflection structure. According to this aspect, since the absorber can suitably realize low reflectance, the information processing apparatus can acquire the output signal of the light receiving unit when the return light is not generated or the amount of the return light is low. .

上記情報処理装置の他の一態様では、前記推定部は、前記レーザ光の照射方向が前記所定の照射方向であるときの照射角度ごとの前記出力信号を平均化することで、前記ノイズ信号を推定する。この態様により、情報処理装置は、ノイズ信号を高精度に推定することができる。   In another aspect of the information processing device, the estimation unit averages the output signal for each irradiation angle when the irradiation direction of the laser light is the predetermined irradiation direction, thereby calculating the noise signal. presume. According to this aspect, the information processing apparatus can estimate the noise signal with high accuracy.

上記情報処理装置の他の一態様では、前記推定部は、前記照射部が前記所定の照射方向に対して複数回走査したときにそれぞれ得られた前記出力信号を平均化することで、前記ノイズ信号を推定する。この態様により、情報処理装置は、吸収体が配置される照射方向の角度の大きさによらず、高精度なノイズ信号の推定値を好適に算出することができる。   In another aspect of the information processing apparatus, the estimation unit averages the output signals obtained when the irradiation unit scans a plurality of times in the predetermined irradiation direction, whereby the noise is calculated. Estimate the signal. According to this aspect, the information processing apparatus can suitably calculate a highly accurate estimated value of the noise signal regardless of the angle of the irradiation direction in which the absorber is disposed.

上記情報処理装置の他の一態様では、前記第１の信号は、パルス信号であり、前記照射部は、前記パルス信号に基づき、異なる照射方向ごとにパルス光を前記レーザ光として照射する。この態様では、情報処理装置は、照射部のレーザ光の照射タイミングを規定するパルス信号の立ち上がり及び立下りに含まれる高周波成分に起因したノイズ信号を好適に推定することができる。   In another aspect of the information processing apparatus, the first signal is a pulse signal, and the irradiation unit irradiates pulse light as the laser light for each different irradiation direction based on the pulse signal. In this aspect, the information processing apparatus can preferably estimate a noise signal due to a high-frequency component included in the rising and falling edges of the pulse signal that defines the irradiation timing of the laser beam of the irradiation unit.

本発明の他の好適な実施形態では、光学機器は、照射方向を変えながら、第１の信号に応じてレーザ光を照射する照射部と、所定の照射方向に配置され、前記レーザ光を吸収する吸収体と、前記レーザ光の戻り光を受光する受光部と、前記レーザ光の照射方向が前記所定の照射方向であるときの前記出力信号に基づいて、前記第１の信号に起因するノイズ信号を推定する推定部と、を備える。この態様により、光学機器は、照射部がレーザ光を照射するタイミングを規定する第１の信号の高周波成分等に起因して受光部の出力信号に重畳されるノイズ信号を、的確に推定することができる。   In another preferred embodiment of the present invention, the optical device is arranged in a predetermined irradiation direction and absorbs the laser beam, the irradiation unit irradiating the laser beam according to the first signal while changing the irradiation direction. Noise caused by the first signal based on the output signal when the laser beam irradiation direction is the predetermined irradiation direction, the light receiving unit that receives the return light of the laser beam, and the laser beam irradiation direction is the predetermined irradiation direction An estimation unit for estimating a signal. According to this aspect, the optical apparatus accurately estimates the noise signal superimposed on the output signal of the light receiving unit due to the high frequency component of the first signal that defines the timing at which the irradiation unit irradiates the laser beam. Can do.

本発明の他の好適な実施形態によれば、照射方向を変えながら、第１の信号に応じてレーザ光を照射する照射部と、所定の照射方向に配置され、前記レーザ光を吸収する吸収体と、前記レーザ光の戻り光を受光する受光部と、を有する光学機器が実行する制御方法であって、前記レーザ光の照射方向が前記所定の照射方向であるときの前記出力信号に基づいて、前記第１の信号に起因するノイズ信号を推定するノイズ推定工程を有する。光学機器は、この制御方法を実行することで、照射部がレーザ光を照射するタイミングを規定する第１の信号の高周波成分等に起因して受光部の出力信号に重畳されるノイズ信号を、的確に推定することができる。   According to another preferred embodiment of the present invention, an irradiation unit that irradiates a laser beam in accordance with the first signal while changing the irradiation direction, and an absorption that is arranged in a predetermined irradiation direction and absorbs the laser beam. A control method executed by an optical device having a body and a light receiving unit that receives return light of the laser light, based on the output signal when the irradiation direction of the laser light is the predetermined irradiation direction And a noise estimation step of estimating a noise signal resulting from the first signal. By executing this control method, the optical apparatus performs a noise signal superimposed on the output signal of the light receiving unit due to the high frequency component of the first signal that defines the timing at which the irradiation unit irradiates the laser beam, It can be estimated accurately.

本発明の他の好適な実施形態によれば、照射方向を変えながら、第１の信号に応じてレーザ光を照射する照射部と、所定の照射方向に配置され、前記レーザ光を吸収する吸収体と、前記レーザ光の戻り光を受光する受光部と、を有する光学機器の前記受光部の出力信号を処理するコンピュータが実行するプログラムであって、前記レーザ光の照射方向が前記所定の照射方向であるときの前記出力信号に基づいて、前記第１の信号に起因するノイズ信号を推定する推定部として前記コンピュータを機能させる。コンピュータは、このプログラムを実行することで、照射部がレーザ光を照射するタイミングを規定する第１の信号の高周波成分等に起因して受光部の出力信号に重畳されるノイズ信号を、的確に推定することができる。好適には、上記プログラムは、記憶媒体に記憶される。   According to another preferred embodiment of the present invention, an irradiation unit that irradiates a laser beam in accordance with the first signal while changing the irradiation direction, and an absorption that is arranged in a predetermined irradiation direction and absorbs the laser beam. A program that is executed by a computer that processes an output signal of the light receiving unit of an optical device having a body and a light receiving unit that receives the return light of the laser light, the irradiation direction of the laser light being the predetermined irradiation The computer is caused to function as an estimation unit that estimates a noise signal caused by the first signal based on the output signal when the direction is. By executing this program, the computer accurately outputs a noise signal superimposed on the output signal of the light receiving unit due to the high frequency component of the first signal that defines the timing at which the irradiation unit irradiates the laser beam. Can be estimated. Preferably, the program is stored in a storage medium.

以下、図面を参照して本発明の好適な実施例について説明する。   Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

＜基本説明＞
まず、実施例に係るライダの基本的な構成について説明する。 <Basic explanation>
First, a basic configuration of the rider according to the embodiment will be described.

（１）全体構成
図１は、実施例に係るライダの全体構成を示す。ライダ１は、繰り返し射出される光パルスの射出方向（以下、「走査方向」という。）を適切に制御することにより周辺空間を走査し、その戻り光を観測することにより、周辺に存在する物体に関する情報（例えば距離やその存在確率あるいは反射率など）を把握する。具体的に、ライダ１は、光パルス（以下、「射出光」と呼ぶ。）Ｌｏを射出し、外部の物体（ターゲット）により反射された光パルス（以下、「戻り光」と呼ぶ。）Ｌｒを受光することにより、物体に関する情報を生成する。ライダ１は、本発明における「光学機器」の一例である。 (1) Overall Configuration FIG. 1 shows the overall configuration of a rider according to an embodiment. The lidar 1 scans the surrounding space by appropriately controlling the emission direction of the light pulse that is repeatedly emitted (hereinafter referred to as “scanning direction”), and observes the return light to thereby detect an object existing in the vicinity. Information about the distance (for example, distance, existence probability or reflectance). Specifically, the lidar 1 emits a light pulse (hereinafter referred to as “emitted light”) Lo and is reflected by an external object (target) (hereinafter referred to as “returned light”) Lr. Is received to generate information about the object. The lidar 1 is an example of the “optical device” in the present invention.

図１に示すように、ライダ１は、大別して、システムＣＰＵ５と、ＡＳＩＣ１０と、トランスミッタ３０と、レシーバ４０と、走査光学部５０とを備える。トランスミッタ３０は、ＡＳＩＣ１０から供給されるパルストリガ信号ＰＴに応じて幅５ｎｓｅｃ程度のレーザ光パルスを繰り返し出力する。トランスミッタ３０から出力された光パルスは走査光学部５０に導かれる。   As shown in FIG. 1, the lidar 1 roughly includes a system CPU 5, an ASIC 10, a transmitter 30, a receiver 40, and a scanning optical unit 50. The transmitter 30 repeatedly outputs a laser light pulse having a width of about 5 nsec in accordance with the pulse trigger signal PT supplied from the ASIC 10. The light pulse output from the transmitter 30 is guided to the scanning optical unit 50.

走査光学部５０は、トランスミッタ３０が出力する光パルスを、適切な方向に射出するとともに、この射出光が空間中の物体に出会って反射あるいは散乱されることにより戻ってきた戻り光Ｌｒを集光してレシーバ４０に導く。走査光学部５０は、本発明における「照射部」の一例である。レシーバ４０は、戻り光Ｌｒの強度に比例した信号をＡＳＩＣ１０に出力する。レシーバ４０は、本発明における「受光部」の一例である。   The scanning optical unit 50 emits the light pulse output from the transmitter 30 in an appropriate direction, and collects the return light Lr that is returned when the emitted light encounters an object in space and is reflected or scattered. To the receiver 40. The scanning optical unit 50 is an example of the “irradiation unit” in the present invention. The receiver 40 outputs a signal proportional to the intensity of the return light Lr to the ASIC 10. The receiver 40 is an example of the “light receiving unit” in the present invention.

ＡＳＩＣ１０は、レシーバ４０の出力信号を解析することにより、走査空間中の物体に関するパラメータ、例えばその距離を推測して出力する。また、ＡＳＩＣ１０は、適切な走査がなされるように、走査光学部５０を制御する。更にＡＳＩＣ１０はトランスミッタ３０とレシーバ４０に対して夫々が必要とする高電圧を供給する。   The ASIC 10 analyzes the output signal of the receiver 40 to estimate and output a parameter related to the object in the scanning space, for example, the distance. Further, the ASIC 10 controls the scanning optical unit 50 so that appropriate scanning is performed. Further, the ASIC 10 supplies the transmitter 30 and the receiver 40 with the high voltages required by each.

システムＣＰＵ５は、少なくとも、通信インターフェースを通じてＡＳＩＣ１０の初期設定、監視、制御を行う。その他の機能は、アプリケーションに応じて異なる。最も単純なライダの場合には、システムＣＰＵ５は、ＡＳＩＣ１０が出力するターゲット情報ＴＩを適切なフォーマットに変換して出力するのみである。システムＣＰＵ５は、例えば、ターゲット情報ＴＩを汎用性の高い点群フォーマットに変換した後、ＵＳＢインターフェースを通じて出力する。   The system CPU 5 performs initial setting, monitoring, and control of the ASIC 10 through at least a communication interface. Other functions differ depending on the application. In the case of the simplest lidar, the system CPU 5 only converts the target information TI output from the ASIC 10 into an appropriate format and outputs it. For example, the system CPU 5 converts the target information TI into a highly versatile point cloud format, and then outputs it through the USB interface.

（２）トランスミッタ
トランスミッタ３０は、ＡＳＩＣ１０から供給されるパルストリガ信号ＰＴに応じて、幅５ｎｓｅｃ程度の光パルスを出力する。トランスミッタ３０の構成を図２（Ａ）に示す。トランスミッタ３０は、充電抵抗３１と、ドライバ回路３２と、キャパシタ３３と、充電ダイオード３４と、レーザダイオード（ＬＤ）３５と、ＣＭＯＳスイッチ３６とを備える。 (2) Transmitter The transmitter 30 outputs an optical pulse having a width of about 5 nsec in response to the pulse trigger signal PT supplied from the ASIC 10. The structure of the transmitter 30 is shown in FIG. The transmitter 30 includes a charging resistor 31, a driver circuit 32, a capacitor 33, a charging diode 34, a laser diode (LD) 35, and a CMOS switch 36.

ＡＳＩＣ１０から入力されるパルストリガ信号ＰＴは、ドライバ回路３２を介してＣＭＯＳなどのスイッチ３６を駆動する。ドライバ回路３２は、スイッチ３６を高速駆動するために挿入されている。パルストリガ信号ＰＴの非アサート期間ではスイッチ３６は開いており、トランスミッタ３０内のキャパシタ３３がＡＳＩＣ１０から供給される高電圧ＶＴＸで充電される。一方、パルストリガ信号ＰＴのアサート期間では、スイッチ３６は閉じ、キャパシタ３３に充電されていた電荷がＬＤ３５を通じて放電される。この結果、ＬＤ３５から光パルスが出力される。 The pulse trigger signal PT input from the ASIC 10 drives a switch 36 such as a CMOS via the driver circuit 32. The driver circuit 32 is inserted to drive the switch 36 at high speed. During the non-assertion period of the pulse trigger signal PT, the switch 36 is open, and the capacitor 33 in the transmitter 30 is charged with the high voltage V TX supplied from the ASIC 10. On the other hand, in the assertion period of the pulse trigger signal PT, the switch 36 is closed, and the charge charged in the capacitor 33 is discharged through the LD 35. As a result, an optical pulse is output from the LD 35.

（３）レシーバ
レシーバ４０は、物体からの戻り光Ｌｒの強度に比例した電圧信号を出力する。一般的に、ＰＤあるいはＡＰＤなどの光検出素子は電流出力であるため、レシーバ４０はこの電流を電圧に変換（Ｉ／Ｖ変換）して出力する。レシーバ４０の構成を図２（Ｂ）に示す。レシーバ４０は、ＡＰＤ（Ａｖａｌａｎｃｈｅ Ｐｈｏｔｏｄｉｏｄｅ）４１と、Ｉ／Ｖ変換部４２と、抵抗４５と、キャパシタ４６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４７とを備える。Ｉ／Ｖ変換部４２は、帰還抵抗４３と、オペアンプ４４とを備える。 (3) Receiver The receiver 40 outputs a voltage signal proportional to the intensity of the return light Lr from the object. In general, a photodetection element such as a PD or APD has a current output, so the receiver 40 converts this current into a voltage (I / V conversion) and outputs it. The structure of the receiver 40 is shown in FIG. The receiver 40 includes an APD (Avalanche Photodiode) 41, an I / V conversion unit 42, a resistor 45, a capacitor 46, and a low-pass filter (LPF) 47. The I / V conversion unit 42 includes a feedback resistor 43 and an operational amplifier 44.

本実施例では、光検出素子としてＡＰＤ４１が使用されている。ＡＰＤ４１には、ＡＳＩＣ１０から供給される高電圧ＶＲＸが逆バイアスとして印加されており、物体からの戻り光Ｌｒに比例した検出電流が流れる。ＡＰＤ４１の降伏電圧に近い逆バイアスを印加することにより、高いアバランチゲインを得ることができ、微弱な戻り光も検出することが可能となる。最終段のＬＰＦ４７は、ＡＳＩＣ１０内のＡＤＣ２０によるサンプリングに先立って、信号の帯域幅を制限する目的で設置されている。本実施例では、ＡＤＣ２０のサンプリング周波数は５１２ＭＨｚであり、ＬＰＦ４７の遮断周波数は２５０ＭＨｚ程度となっている。 In the present embodiment, APD 41 is used as the light detection element. A high voltage V RX supplied from the ASIC 10 is applied to the APD 41 as a reverse bias, and a detection current proportional to the return light Lr from the object flows. By applying a reverse bias close to the breakdown voltage of the APD 41, a high avalanche gain can be obtained and a weak return light can be detected. The LPF 47 at the final stage is installed for the purpose of limiting the signal bandwidth prior to sampling by the ADC 20 in the ASIC 10. In this embodiment, the sampling frequency of the ADC 20 is 512 MHz, and the cutoff frequency of the LPF 47 is about 250 MHz.

（４）走査光学部
走査光学部５０は、トランスミッタ３０から入力される光パルスを射出光Ｌｏとして適切な方向に射出するとともに、この射出光Ｌｏが空間中の物体に出会って反射あるいは散乱されることにより戻ってきた戻り光Ｌｒをレシーバ４０に導く。走査光学部５０の構成例を図３に示す。走査光学部５０は、回転ミラー６１と、コリメータレンズ６２と、集光レンズ６４と、光学フィルタ６５と、同軸ミラー６６と、ロータリーエンコーダ６７とを備える。 (4) Scanning optical unit The scanning optical unit 50 emits the light pulse input from the transmitter 30 as an emitted light Lo in an appropriate direction, and the emitted light Lo encounters an object in the space and is reflected or scattered. The return light Lr returned by this is guided to the receiver 40. A configuration example of the scanning optical unit 50 is shown in FIG. The scanning optical unit 50 includes a rotary mirror 61, a collimator lens 62, a condenser lens 64, an optical filter 65, a coaxial mirror 66, and a rotary encoder 67.

トランスミッタ３０のＬＤ３５から出力された光パルスは、コリメータレンズ６２に入射する。コリメータレンズ６２は、レーザ光を適切な発散角度に（一般的には０〜１°程度に）コリメートする。コリメータレンズ６２からの射出光は小型の同軸ミラー６６により鉛直下方に反射され、回転ミラー６１の回転軸（中心）に入射する。回転ミラー６１は、鉛直上方より入射するレーザ光を水平方向に反射して、走査空間に射出する。回転ミラー６１はモータ５４の回転部に取り付けられており、回転ミラー６１によって反射されたレーザ光はモータ５４の回転に伴って射出光Ｌｏとして水平平面を走査する。   The light pulse output from the LD 35 of the transmitter 30 enters the collimator lens 62. The collimator lens 62 collimates the laser light at an appropriate divergence angle (generally, about 0 to 1 °). Light emitted from the collimator lens 62 is reflected vertically downward by a small coaxial mirror 66 and enters the rotation axis (center) of the rotary mirror 61. The rotating mirror 61 reflects the laser beam incident from vertically above in the horizontal direction and emits it to the scanning space. The rotating mirror 61 is attached to the rotating portion of the motor 54, and the laser beam reflected by the rotating mirror 61 scans the horizontal plane as the emitted light Lo as the motor 54 rotates.

走査空間に存在する物体により反射あるいは散乱されることでライダ１に戻ってきた戻り光Ｌｒは、回転ミラー６１により鉛直上方向に反射され、光学フィルタ６５に入射する。光学フィルタ６５には、戻り光Ｌｒに加えて、物体が太陽等により照らされていることによって生じる背景光も入射する。光学フィルタ６５は、こうした背景光を選択的に排除するために設置されている。具体的には、光学フィルタ６５は、射出光Ｌｏの波長（本実施例では９０５ｎｍ）の前後±１０ｎｍ程度の成分のみを選択的に通過せしめる。光学フィルタ６５の通過帯域が広い場合には、多くの背景光が後続段のレシーバ４０に入光することになる。この結果、レシーバ４０内のＡＰＤ４１の出力には大きなＤＣ電流成分が現れることとなり、このＤＣ成分に起因するショット雑音（背景光ショット雑音）の影響によりＳＮが劣化することとなり、好ましくない。しかしながら、通過帯域が過度に狭い場合には、射出光自体も抑圧されることになり、好ましくない。集光レンズ６４は、光学フィルタ６５を通過した光を集光して、レシーバ４０のＡＰＤ４１へと導く。   The return light Lr returned to the lidar 1 by being reflected or scattered by an object existing in the scanning space is reflected vertically upward by the rotating mirror 61 and enters the optical filter 65. In addition to the return light Lr, background light generated when the object is illuminated by the sun or the like also enters the optical filter 65. The optical filter 65 is installed to selectively exclude such background light. Specifically, the optical filter 65 selectively allows only a component of about ± 10 nm before and after the wavelength of the emitted light Lo (905 nm in this embodiment). When the pass band of the optical filter 65 is wide, a lot of background light enters the receiver 40 at the subsequent stage. As a result, a large DC current component appears in the output of the APD 41 in the receiver 40, and the SN deteriorates due to the influence of shot noise (background light shot noise) caused by this DC component, which is not preferable. However, when the pass band is excessively narrow, the emitted light itself is suppressed, which is not preferable. The condensing lens 64 condenses the light that has passed through the optical filter 65 and guides it to the APD 41 of the receiver 40.

モータ５４には、走査方向を検出するために、ロータリーエンコーダ６７が取り付けられている。ロータリーエンコーダ６７は、モータ回転部に取り付けられた回転盤６８と、モータベースに取り付けられたコード検出器６９とを備える。回転盤６８の外周にはモータ５４の回転角度を表すスリットが刻まれており、コード検出器６９はこれを読み取り出力する。なお、ロータリーエンコーダ６７の具体的仕様、及びその出力に基づくモータ制御については、後述する。   A rotary encoder 67 is attached to the motor 54 in order to detect the scanning direction. The rotary encoder 67 includes a turntable 68 attached to the motor rotating unit and a code detector 69 attached to the motor base. A slit indicating the rotation angle of the motor 54 is formed on the outer periphery of the rotating disk 68, and the code detector 69 reads and outputs this. Note that specific specifications of the rotary encoder 67 and motor control based on the output will be described later.

以上の構成では、コリメータレンズ６２が図１に示す送信光学系５１を構成し、回転ミラー６１とモータ５４が図１に示す走査部５５を構成し、光学フィルタ６５と集光レンズ６４が図１に示す受信光学系５２を構成し、ロータリーエンコーダ６７が図１における走査方向検出部５３を構成している。   In the above configuration, the collimator lens 62 constitutes the transmission optical system 51 shown in FIG. 1, the rotating mirror 61 and the motor 54 constitute the scanning unit 55 shown in FIG. 1, and the optical filter 65 and the condenser lens 64 are shown in FIG. 1 and the rotary encoder 67 constitutes the scanning direction detector 53 in FIG.

（５）ＡＳＩＣ
ＡＳＩＣ１０は、射出光パルスのタイミング制御、ＡＰＤ出力信号のＡＤ変換などを行う。また、ＡＳＩＣ１０は、ＡＤ変換出力に対して適切な信号処理を施すことにより、物体に関するパラメータ（距離、戻り光強度など）の推定を行い、その推定結果を外部に出力する。図１に示すように、ＡＳＩＣ１０は、レジスタ部１１と、クロック生成部１２と、同期制御部１３と、ゲート抽出部１４と、受信セグメントメモリ１５と、ＤＳＰ１６と、トランスミッタ用高電圧生成部（ＴＸＨＶ）１７と、レシーバ用高電圧生成部（ＲＸＨＶ）１８と、プリアンプ１９と、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）２０と、走査制御部２１とを備える。 (5) ASIC
The ASIC 10 performs timing control of the emitted light pulse, AD conversion of the APD output signal, and the like. Further, the ASIC 10 estimates parameters (distance, return light intensity, etc.) related to the object by performing appropriate signal processing on the AD conversion output, and outputs the estimation result to the outside. As shown in FIG. 1, the ASIC 10 includes a register unit 11, a clock generation unit 12, a synchronization control unit 13, a gate extraction unit 14, a reception segment memory 15, a DSP 16, and a transmitter high voltage generation unit (TXHV). ) 17, a receiver high voltage generation unit (RXHV) 18, a preamplifier 19, an AD converter (ADC) 20, and a scanning control unit 21.

レジスタ部１１には、外部プロセッサであるシステムＣＰＵ５との通信用のレジスタが配置されている。レジスタ部１１に設けられるレジスタは、外部からの参照のみが可能なＲレジスタと、外部から設定が可能なＷレジスタとに大別される。Ｒレジスタは、主にＡＳＩＣ内部のステイタス値を保持しており、システムＣＰＵ５はこれらの値を通信インターフェースを通じて読み取ることで、ＡＳＩＣ１０の内部ステイタスを監視できる。一方、Ｗレジスタは、ＡＳＩＣ１０の内部で参照される各種パラメータ値を保持する。これらの各種パラメータ値は、通信インターフェースを通じてシステムＣＰＵ５から設定できる。なお、通信用レジスタは、フリップフロップにより実現してもよく、ＲＡＭとして実現してもよい。   The register unit 11 includes a register for communication with the system CPU 5 which is an external processor. The registers provided in the register unit 11 are roughly classified into R registers that can only be referenced from the outside and W registers that can be set from the outside. The R register mainly holds status values inside the ASIC, and the system CPU 5 can monitor the internal status of the ASIC 10 by reading these values through the communication interface. On the other hand, the W register holds various parameter values referred to inside the ASIC 10. These various parameter values can be set from the system CPU 5 through the communication interface. Note that the communication register may be realized by a flip-flop or a RAM.

クロック生成部１２は、システムクロックＳＣＫを生成し、ＡＳＩＣ１０内の各ブロックに供給する。ＡＳＩＣ１０の多くのブロックは、システムクロックＳＣＫに同期して動作する。本実施例ではシステムクロックＳＣＫの周波数は５１２ＭＨｚとする。システムクロックＳＣＫは、外部より入力されるリファレンスクロックＲＣＫに同期するように、ＰＬＬで生成される。通常、リファレンスクロックＲＣＫの発生源には水晶発振器が用いられる。   The clock generation unit 12 generates a system clock SCK and supplies it to each block in the ASIC 10. Many blocks of the ASIC 10 operate in synchronization with the system clock SCK. In this embodiment, the frequency of the system clock SCK is 512 MHz. The system clock SCK is generated by a PLL so as to be synchronized with a reference clock RCK input from the outside. Usually, a crystal oscillator is used as a generation source of the reference clock RCK.

ＴＸＨＶ１７は、トランスミッタ３０が必要とするＤＣ高電圧（１００Ｖ程度）を生成する。この高電圧は、ＤＣＤＣコンバータ回路によって、低電圧（５Ｖ〜１５Ｖ程度）を昇圧することによって生成される。   The TXHV 17 generates a DC high voltage (about 100 V) required by the transmitter 30. The high voltage is generated by boosting a low voltage (about 5V to 15V) by a DCDC converter circuit.

ＲＸＨＶ１８は、レシーバ４０が必要とするＤＣ高電圧（１００Ｖ程度）を生成する。この高電圧は、ＤＣＤＣコンバータ回路によって、低電圧（５Ｖ〜１５Ｖ程度）を昇圧することによって生成される。   The RXHV 18 generates a DC high voltage (about 100 V) required by the receiver 40. The high voltage is generated by boosting a low voltage (about 5V to 15V) by a DCDC converter circuit.

同期制御部１３は、各種の制御信号を生成し出力する。本実施例における同期制御部１３は、２つの制御信号、即ち、パルストリガ信号ＰＴとＡＤゲート信号ＧＴを出力する。これらの制御信号の設定例を図４に示し、それらの時間的関係を図５に示す。図５に示すように、これらの制御信号は所定の間隔で分割された時間区間（セグメントスロット）に同期して生成される。セグメントスロットの時間区間幅（セグメント周期）は「ｎＳｅｇ」で設定可能である。本実施例では、特記ない範囲において、「ｎＳｅｇ＝８１９２」に設定されているものとする。   The synchronization control unit 13 generates and outputs various control signals. The synchronization control unit 13 in this embodiment outputs two control signals, that is, a pulse trigger signal PT and an AD gate signal GT. An example of setting these control signals is shown in FIG. 4, and their temporal relationship is shown in FIG. As shown in FIG. 5, these control signals are generated in synchronization with time intervals (segment slots) divided at a predetermined interval. The time interval width (segment period) of the segment slot can be set by “nSeg”. In the present embodiment, it is assumed that “nSeg = 8192” is set in a range not specifically mentioned.

パルストリガ信号ＰＴは、ＡＳＩＣ１０の外部に設けられたトランスミッタ３０に供給される。トランスミッタ３０は、パルストリガ信号ＰＴに応じて光パルスを出力する。パルストリガ信号ＰＴについては、セグメントスロット始点に対する遅延「ｄＴｒｇ」とパルス幅「ｗＴｒｇ」を設定可能である。なお、パルス幅ｗＴｒｇは、狭すぎるとトランスミッタ３０が反応しないため、トランスミッタ３０のトリガ応答仕様に鑑みて決定される。   The pulse trigger signal PT is supplied to a transmitter 30 provided outside the ASIC 10. The transmitter 30 outputs an optical pulse according to the pulse trigger signal PT. For the pulse trigger signal PT, the delay “dTrg” and the pulse width “wTrg” with respect to the segment slot start point can be set. Note that the pulse width wTrg is determined in view of the trigger response specification of the transmitter 30 because the transmitter 30 does not respond if it is too narrow.

ＡＤゲート信号ＧＴは、ゲート抽出部１４に供給される。後述するように、ゲート抽出部１４は、ＡＤＣ２０から入力されるＡＤＣ出力信号のうち、ＡＤゲート信号ＧＴのアサート区間のみを抽出して受信セグメントメモリ１５に格納する。ＡＤゲート信号ＧＴについては、セグメントスロット始点に対する遅延時間「ｄＧａｔｅ」とゲート幅「ｗＧａｔｅ」を設定可能である。   The AD gate signal GT is supplied to the gate extraction unit 14. As will be described later, the gate extraction unit 14 extracts only the asserted period of the AD gate signal GT from the ADC output signal input from the ADC 20 and stores it in the reception segment memory 15. For the AD gate signal GT, the delay time “dGate” and the gate width “wGate” with respect to the segment slot start point can be set.

プリアンプ１９は、ＡＳＩＣ１０の外部に設置されたレシーバ４０から入力されるアナログ電圧信号を電圧増幅し、後続のＡＤＣ２０に供給する。なお、プリアンプ１９の電圧ゲインはＷレジスタにより設定可能である。   The preamplifier 19 amplifies the analog voltage signal input from the receiver 40 installed outside the ASIC 10 and supplies the amplified voltage to the subsequent ADC 20. The voltage gain of the preamplifier 19 can be set by the W register.

ＡＤＣ２０は、プリアンプ１９の出力信号をＡＤ変換してデジタル系列に変換する。本実施例においては、ＡＤＣ２０のサンプリングクロックとしてシステムクロックＳＣＫが使用されており、ＡＤＣ２０の入力信号は５１２ＭＨｚでサンプリングされる。   The ADC 20 performs AD conversion on the output signal of the preamplifier 19 to convert it into a digital series. In this embodiment, the system clock SCK is used as the sampling clock of the ADC 20, and the input signal of the ADC 20 is sampled at 512 MHz.

ゲート抽出部１４は、ＡＤＣ２０から入力されるＡＤＣ出力信号のうち、ＡＤゲート信号ＧＴのアサート区間のみを抽出して受信セグメントメモリ１５に格納する。ゲート抽出部１４により抽出された区間信号を以下「受信セグメント信号ＲＳ」と呼ぶ。即ち、受信セグメント信号ＲＳは、ベクター長がゲート幅ｗＧａｔｅに等しい実数ベクトルである。ゲート抽出部１４は、本発明における「区間信号抽出部」の一例である。   The gate extraction unit 14 extracts only the asserted period of the AD gate signal GT from the ADC output signal input from the ADC 20 and stores it in the reception segment memory 15. The section signal extracted by the gate extraction unit 14 is hereinafter referred to as “reception segment signal RS”. That is, the reception segment signal RS is a real vector whose vector length is equal to the gate width wGate. The gate extraction unit 14 is an example of the “section signal extraction unit” in the present invention.

ここで、ＡＤＣ出力信号と受信セグメントとの関係、及びゲート位置の設定について説明する。図６（Ａ）はセグメントスロットを示している。図６（Ｂ）に示すように、パルストリガ信号ＰＴはセグメントスロット始点に対してｄＴｒｇだけ遅れてアサートされる。図６の例ではｄＴｒｇ＝０であるので、パルストリガ信号ＰＴはセグメントスロット始点でアサートされる。図６（Ｃ）は、ライダの走査原点に物体が置かれている場合のＡＤＣ出力信号（受信セグメント信号ＲＳ）を示している。即ち、図６（Ｃ）は、ターゲット距離（動径Ｒ）が０ｍの場合の受信セグメント信号ＲＳを例示している。図示のように、Ｒ＝０ｍの場合であっても、受信パルスの立ち上がりは、パルストリガ信号の立ち上がりよりシステム遅延ＤＳＹＳだけ遅れて観測される。なお、システム遅延ＤＳＹＳの発生要因としては、トランスミッタ３０内のＬＤドライバ回路の電気的遅延、送信光学系５１での光学的遅延、受信光学系５２での光学的遅延、レシーバ４０での電気的遅延、ＡＤＣ２０での変換遅延などが考えられる。 Here, the relationship between the ADC output signal and the reception segment and the setting of the gate position will be described. FIG. 6A shows a segment slot. As shown in FIG. 6B, the pulse trigger signal PT is asserted with a delay of dTrg with respect to the segment slot start point. In the example of FIG. 6, since dTrg = 0, the pulse trigger signal PT is asserted at the segment slot start point. FIG. 6C shows an ADC output signal (received segment signal RS) when an object is placed at the scanning origin of the lidar. That is, FIG. 6C illustrates the received segment signal RS when the target distance (radial radius R) is 0 m. As shown in the figure, even when R = 0 m, the rising edge of the received pulse is observed with a delay of the system delay D SYS from the rising edge of the pulse trigger signal. The system delay D SYS is caused by the electrical delay of the LD driver circuit in the transmitter 30, the optical delay in the transmission optical system 51, the optical delay in the reception optical system 52, and the electrical delay in the receiver 40. A delay, a conversion delay in the ADC 20, and the like can be considered.

図６（Ｄ）は、物体が動径Ｒに置かれている場合の受信セグメント信号ＲＳを例示している。この場合には、図６（Ｃ）と比べて、走査原点から物体までの光の往復時間だけ、遅延が増加することになる。この増加した遅延が、いわゆる「ＴＯＦ（Ｔｉｍｅ Ｏｆ Ｆｌｉｇｈｔ）遅延」である。このＴＯＦ遅延をＤサンプルとするならば、動径Ｒは下記の式で算出できる。   FIG. 6D illustrates the received segment signal RS when the object is placed on the moving radius R. In this case, as compared with FIG. 6C, the delay increases by the round-trip time of light from the scanning origin to the object. This increased delay is a so-called “TOF (Time Of Flight) delay”. If this TOF delay is D samples, the radius R can be calculated by the following equation.


図６（Ｆ）は、ｄＧａｔｅ＝０の場合のＡＤゲート信号ＧＴを例示するものである。前述したとおり、ゲート抽出部１４は、ＡＤＣ出力信号から、ＡＤゲート信号ＧＴのアサート区間のみを抽出する。後述するＤＳＰ１６は、この抽出区間のみに基づいて、物体に関するパラメータ推定を行う。したがって、ＴＯＦ遅延時間が大きい場合には、物体からの戻りパルス成分がゲートからはみ出してしまい正当なパラメータ推定が行えない。正当なパラメータ推定が行われるためにはＴＯＦ遅延時間Ｄが次式を満たしていることが必要となる。
FIG. 6F illustrates the AD gate signal GT when dGate = 0. As described above, the gate extraction unit 14 extracts only the assert period of the AD gate signal GT from the ADC output signal. The DSP 16, which will be described later, performs parameter estimation on the object based only on this extraction section. Therefore, when the TOF delay time is long, the return pulse component from the object protrudes from the gate, and a valid parameter cannot be estimated. In order to perform proper parameter estimation, the TOF delay time D needs to satisfy the following equation.


ここでＬＩＲはシステムの総合インパルス応答の長さであり、ＤＭＡＸは正当なパラメータ推定が可能な最大ＴＯＦ遅延時間として定義される。図６（Ｅ）は、ＴＯＦ遅延時間がこの最大ＴＯＦ遅延時間に等しい場合の受信セグメント信号ＲＳを例示している。
Here, L IR is the length of the overall impulse response of the system, and D MAX is defined as the maximum TOF delay time that allows valid parameter estimation. FIG. 6E illustrates the received segment signal RS when the TOF delay time is equal to the maximum TOF delay time.

なお、図６の例に代えて、ゲート遅延ｄＧａｔｅがシステム遅延時間に等しく設定されてもよい。このように設定することで、より遠い距離の物体まで、正当なパラメータ推定が可能となる。   Instead of the example of FIG. 6, the gate delay dGate may be set equal to the system delay time. By setting in this way, it is possible to estimate a valid parameter up to an object at a longer distance.

走査制御部２１は、ＡＳＩＣ１０の外部に設置されたロータリーエンコーダ６７の出力を監視し、これに基づいてモータ５４の回転を制御する。具体的には、走査制御部２１は、走査光学部５０のロータリーエンコーダ６７（走査方向検出部５３）から出力される走査方向情報ＳＤＩに基づいて、トルク制御信号ＴＣをモータ５４に供給する。本実施例におけるロータリーエンコーダ６７は、Ａ相とＺ相の２つのパルス列（以下、「エンコーダパルス」と呼ぶ。）を出力する。両パルス列の時間関係を図７（Ａ）に示す。図示のように、Ａ相については、モータ５４の回転１°毎に１パルスが生成出力される。従って、モータ５４の１回転毎に３６０のＡ相エンコーダパルスが生成出力されることになる。一方、Ｚ相については、モータ５４の１回転につき１パルスが、所定の回転角に対応して、生成出力される。   The scanning control unit 21 monitors the output of the rotary encoder 67 installed outside the ASIC 10, and controls the rotation of the motor 54 based on this. Specifically, the scanning control unit 21 supplies the torque control signal TC to the motor 54 based on the scanning direction information SDI output from the rotary encoder 67 (scanning direction detection unit 53) of the scanning optical unit 50. The rotary encoder 67 in the present embodiment outputs two pulse trains of A phase and Z phase (hereinafter referred to as “encoder pulses”). The time relationship between both pulse trains is shown in FIG. As shown in the figure, for the A phase, one pulse is generated and output every 1 ° of rotation of the motor 54. Therefore, 360 A-phase encoder pulses are generated and output every rotation of the motor 54. On the other hand, for the Z phase, one pulse per rotation of the motor 54 is generated and output corresponding to a predetermined rotation angle.

走査制御部２１は、エンコーダパルスの立ち上がり時刻をシステムクロックＳＣＫのカウンタ値として計測し、これが所望の値となるようにモータ５４のトルクを制御する。即ち、走査制御部２１は、エンコーダパルスとセグメントスロットが所望の時間関係となるようにモータ５４をＰＬＬ制御する。   The scanning control unit 21 measures the rise time of the encoder pulse as a counter value of the system clock SCK, and controls the torque of the motor 54 so that this becomes a desired value. That is, the scanning control unit 21 performs PLL control of the motor 54 so that the encoder pulse and the segment slot have a desired time relationship.

エンコーダパルスとセグメントスロットの時間関係は、図７（Ｂ）に示されるＷレジスタによって設定可能となっている。「ｎＰｐｒ」には、モータ回転毎のＡ相エンコーダパルス数が設定される。これは、ロータリーエンコーダ６７の仕様で決まる値であり、本実施例では前述の３６０が設定される。「ｎＲｐｆ」はフレーム毎の回転数を与えるものであり、「ｎＳｐｆ」はフレーム毎のセグメント数を与えるものである。また、「ｄＳｍｐＡ」、「ｄＳｍｐＺ」は、エンコーダパルスの立ち上がりとセグメントスロットとの時間関係をサンプルクロック単位で調整するために用意されており、エンコーダパルスのセグメントスロット始点に対する遅延を規定することができる。一方、「ｄＳｅｇＺ」は、Ｚ相パルスの立ち上がりとフレームとの時間関係をセグメント単位で調整するために用意されている。   The time relationship between the encoder pulse and the segment slot can be set by the W register shown in FIG. In “nPpr”, the number of A-phase encoder pulses for each motor rotation is set. This is a value determined by the specification of the rotary encoder 67. In the present embodiment, the above-described 360 is set. “NRpf” gives the number of rotations for each frame, and “nSpf” gives the number of segments for each frame. “DSmpA” and “dSmpZ” are prepared for adjusting the time relationship between the rising edge of the encoder pulse and the segment slot in units of sample clocks, and can define the delay of the encoder pulse with respect to the segment slot start point. . On the other hand, “dSegZ” is prepared for adjusting the time relationship between the rise of the Z-phase pulse and the frame in units of segments.

定常状態でのエンコーダパルスとセグメントスロットの時間関係を図８に示す。図示のように、デフォルト設定においては、１フレームは１８００のセグメントから構成され、１フレームでモータ５４は１回転することになる。   FIG. 8 shows the time relationship between the encoder pulse and the segment slot in the steady state. As shown in the figure, in the default setting, one frame is composed of 1800 segments, and the motor 54 makes one rotation in one frame.

（６）ＤＳＰ
ＤＳＰ１６は、受信セグメントメモリ１５から受信セグメントｙｆｒｍ，ｓｅｇを順次的に読み出して、これに対して処理を行う。ここで、「ｆｒｍ」はフレームインデックス、「ｓｅｇ」はセグメントインデックスである。以下、誤解の恐れのない範囲でこれらインデックスの表記を省略する。受信セグメントｙはベクター長ｗＧａｔｅの実数ベクトルであり、次式で表される。 (6) DSP
The DSP 16 sequentially reads the received segments y frm and seg from the received segment memory 15 and processes them. Here, “frm” is a frame index, and “seg” is a segment index. Hereinafter, the description of these indexes is omitted within a range where there is no risk of misunderstanding. The reception segment y is a real vector having a vector length wGate and is represented by the following expression.


ＤＳＰ１６の詳細な構成については、第１〜第３実施例で説明する。ＤＳＰ１６は、本発明における「情報処理装置」の一例である。
The detailed configuration of the DSP 16 will be described in the first to third embodiments. The DSP 16 is an example of the “information processing apparatus” in the present invention.

ここで、受信セグメントｙ（即ち受信セグメント信号ＲＳ）には、電磁的飛びつきやグランドに流れる電流の影響等に起因して、セグメント周期に同期した妨害（単に「同期妨害」とも呼ぶ。）が重畳される。図９は、パルストリガ信号ＰＴと受信セグメント信号ＲＳとの関係を示す。図９の例では、パルストリガ信号ＰＴのアサートにより射出される射出光Ｌｏに対してＡＰＤ４１が受光する戻り光Ｌｒの強度が仮に０である場合の受信セグメント信号ＲＳを示している。   Here, the reception segment y (that is, the reception segment signal RS) is superposed with an interference synchronized with the segment period (also simply referred to as “synchronization interference”) due to the electromagnetic jump, the influence of the current flowing through the ground, or the like. Is done. FIG. 9 shows the relationship between the pulse trigger signal PT and the received segment signal RS. The example of FIG. 9 shows the received segment signal RS when the intensity of the return light Lr received by the APD 41 with respect to the emitted light Lo emitted by asserting the pulse trigger signal PT is zero.

図９の例では、パルストリガ信号ＰＴの立ち上がり及び立下りに含まれる高周波成分が受信セグメント信号ＲＳに重畳されている。ここで、パルストリガ信号ＰＴのＴＴＬレベルは通常３．３Ｖ又は５Ｖであり、ＡＰＤ４１が出力する電流レベルはｎＡ又はｐＡのオーダーとなる。従って、この場合、ＡＰＤ４１の出力に対する同期妨害の影響が相対的に大きいため、同期妨害がライダ１の物体検出性能や測距性能の低下の原因となり得る。以上を勘案し、以下に述べる第１及び第３実施例では、ＤＳＰ１６は、同期妨害を推定することで、同期妨害の影響を好適に低減する。なお、パルストリガ信号ＰＴは本発明における「第１の信号」の一例であり、同期妨害は本発明における「ノイズ信号」の一例である。   In the example of FIG. 9, high frequency components included in the rising and falling edges of the pulse trigger signal PT are superimposed on the reception segment signal RS. Here, the TTL level of the pulse trigger signal PT is usually 3.3 V or 5 V, and the current level output from the APD 41 is on the order of nA or pA. Therefore, in this case, since the influence of the synchronization interference on the output of the APD 41 is relatively large, the synchronization interference may cause a decrease in the object detection performance and the distance measurement performance of the lidar 1. In consideration of the above, in the first and third embodiments described below, the DSP 16 estimates the synchronization interference, thereby suitably reducing the influence of the synchronization interference. The pulse trigger signal PT is an example of the “first signal” in the present invention, and the synchronization disturbance is an example of the “noise signal” in the present invention.

＜第１実施例＞
まず、第１実施例について説明する。概略的には、ライダ１は、特定の走査方向の射出光Ｌｏを吸収する吸収体を備え、ＤＳＰ１６は、当該吸収体に入射する走査方向に対応する受信セグメントｙを平均化することで、同期妨害を推定する。そして、ＤＳＰ１６は、推定した同期妨害を受信セグメントｙから減算する。これにより、同期妨害の影響を好適に低減させる。 <First embodiment>
First, the first embodiment will be described. Schematically, the lidar 1 includes an absorber that absorbs the emitted light Lo in a specific scanning direction, and the DSP 16 synchronizes the reception segment y corresponding to the scanning direction incident on the absorber by averaging. Estimate interference. Then, the DSP 16 subtracts the estimated synchronization disturbance from the reception segment y. As a result, the influence of synchronization interference is suitably reduced.

図１０（Ａ）は、吸収体７の配置を概略的に示した図である。図１０（Ａ）では、吸収体７は、走査部５５等を収容する略円筒状のライダ１の筺体２５付近に配置されている。ここで、吸収体７は、走査部５５により走査される３６０度の射出光Ｌｏの照射方向のうち、ライダ１が対象物を検出する対象とする方向以外の方向である検出対象外方向（矢印Ａ１参照）に設けられている。図１０（Ａ）の例では、吸収体７は、角度「θａ」（例えば６０度）分の射出光Ｌｏが照射されるライダ１の後方の筺体２５の壁面に存在している。この場合、吸収体７は、例えば、射出光Ｌｏ及び戻り光Ｌｒを透過させる筺体２５の透明カバーの内側に設けられる。他の例では、吸収体７は、上述の筺体２５の透明カバーのうち射出光Ｌｏを吸収するように加工（例えば黒塗り）された部分であってもよい。以後では、走査部５５による１回分の走査が行われる期間（即ち１つのフレーム期間）内において、吸収体７に照射された射出光ＬｏをＡＰＤ４１が受光する期間を「反射抑制期間Ｔｔａｇ１」とも呼ぶ。反射抑制期間Ｔｔａｇ１は、吸収体７に射出光Ｌｏが照射される各走査角度に対応する複数のセグメント期間を含む。吸収体７に射出光Ｌｏが照射される走査角度に関する情報（例えばセグメントインデックス等）は、ＤＳＰ１６が参照できるようにＷレジスタ等に予め記憶される。   FIG. 10A is a diagram schematically showing the arrangement of the absorber 7. In FIG. 10A, the absorber 7 is disposed in the vicinity of the housing 25 of the substantially cylindrical lidar 1 that accommodates the scanning unit 55 and the like. Here, the absorber 7 is a direction outside the detection target (arrow) which is a direction other than the direction in which the lidar 1 detects the target among the irradiation directions of the emitted light Lo of 360 degrees scanned by the scanning unit 55. A1). In the example of FIG. 10A, the absorber 7 is present on the wall surface of the casing 25 behind the lidar 1 irradiated with the emitted light Lo for an angle “θa” (for example, 60 degrees). In this case, the absorber 7 is provided, for example, inside the transparent cover of the casing 25 that transmits the emission light Lo and the return light Lr. In another example, the absorber 7 may be a portion processed (for example, painted black) so as to absorb the emitted light Lo in the transparent cover of the casing 25 described above. Hereinafter, a period in which the APD 41 receives the emitted light Lo irradiated to the absorber 7 within a period in which scanning by the scanning unit 55 is performed (that is, one frame period) is also referred to as a “reflection suppression period Ttag1”. . The reflection suppression period Ttag1 includes a plurality of segment periods corresponding to each scanning angle at which the absorber 7 is irradiated with the emitted light Lo. Information (for example, a segment index) regarding the scanning angle at which the absorber 7 is irradiated with the emitted light Lo is stored in advance in a W register or the like so that the DSP 16 can refer to it.

図１０（Ｂ）は、図１０（Ａ）の例において、吸収体７が配置される方向に射出光Ｌｏが射出された状態を示す。吸収体７は、射出光Ｌｏが入射した場合、射出光Ｌｏの少なくとも一部を吸収することで、後述する同期妨害の推定に影響を与えない反射率、即ち同期妨害のレベルに対して十分に小さいレベルのＡＰＤ４１の出力信号を発生させる反射率（例えば０．１％）を実現する。この場合、吸収体７で反射された射出光Ｌｏである戻り光Ｌｒは、ＡＰＤ４１が検知する同期妨害の出力レベルに対して十分に小さい強度となって走査部５５に到達する。なお、吸収体７が射出光Ｌｏを完全に吸収する素材である場合には、戻り光Ｌｒは発生しない。   FIG. 10B shows a state where the emitted light Lo is emitted in the direction in which the absorber 7 is arranged in the example of FIG. The absorber 7 absorbs at least a part of the emitted light Lo when the emitted light Lo is incident, so that the absorber 7 has a sufficient reflectivity that does not affect the estimation of synchronization interference described later, that is, the level of synchronization interference. A reflectance (for example, 0.1%) for generating a low level output signal of the APD 41 is realized. In this case, the return light Lr, which is the emitted light Lo reflected by the absorber 7, reaches the scanning unit 55 with sufficiently small intensity with respect to the output level of the synchronization disturbance detected by the APD 41. When the absorber 7 is a material that completely absorbs the emitted light Lo, the return light Lr is not generated.

ここで、吸収体７は、例えば、非常に低い反射率の素材により射出光Ｌｏの反射面が形成される。他の例では、吸収体７は、多重反射構造を有し、各反射構造の内面（反射面）がそれぞれ低反射率となるビームダンパ等であってもよい。   Here, as for the absorber 7, the reflective surface of the emitted light Lo is formed with the raw material of a very low reflectance, for example. In another example, the absorber 7 may be a beam damper or the like having a multiple reflection structure, and the inner surface (reflection surface) of each reflection structure having a low reflectance.

図１１は、第１実施例においてＤＳＰ１６が実行する信号処理のブロック図を示す。図１１に示すように、第１実施例に係るＤＳＰ１６は、同期妨害推定部７１と、減算器７２と、受信フィルタ７３と、ピーク検出部７４と、判定部７５と、フォーマッタ７６とを備える。ＤＳＰ１６は、受信セグメントメモリ１５から受信セグメントｙを順次的に読み出して、これに対して処理を行う。   FIG. 11 shows a block diagram of signal processing executed by the DSP 16 in the first embodiment. As shown in FIG. 11, the DSP 16 according to the first embodiment includes a synchronization interference estimation unit 71, a subtractor 72, a reception filter 73, a peak detection unit 74, a determination unit 75, and a formatter 76. The DSP 16 sequentially reads the received segment y from the received segment memory 15 and performs processing on it.

同期妨害推定部７１は、反射抑制期間Ｔｔａｇ１内に生成された受信セグメントｙを平均化し、平均化された受信セグメントｙを、推定された同期妨害（「推定同期妨害ｗ」とも呼ぶ。）として減算器７２に供給する。同期妨害推定部７１の詳細については後述する。減算器７２は、受信セグメントｙから、同期妨害推定部７１から供給される推定同期妨害ｗを減算し、推定同期妨害ｗが減算された受信セグメントｙ（「補正受信セグメントｙｄａｓｈ」とも呼ぶ。）を受信フィルタ７３へ供給する。同期妨害推定部７１は本発明における「推定部」の一例であり、減算器７２は本発明における「減算部」の一例である。 The synchronization interference estimation unit 71 averages the reception segments y generated within the reflection suppression period Ttag1, and subtracts the averaged reception segment y as the estimated synchronization interference (also referred to as “estimated synchronization interference w”). To the container 72. Details of the synchronization disturbance estimation unit 71 will be described later. The subtracter 72 subtracts the estimated synchronization interference w supplied from the synchronization interference estimation unit 71 from the reception segment y, and the reception segment y (also referred to as “corrected reception segment y dash ”) from which the estimated synchronization interference w is subtracted. Is supplied to the reception filter 73. The synchronization disturbance estimation unit 71 is an example of the “estimation unit” in the present invention, and the subtractor 72 is an example of the “subtraction unit” in the present invention.

受信フィルタ７３は、補正受信セグメントｙｄａｓｈに対して、所定のインパルス応答「ｈ」を畳み込んで（巡回畳みこみ）、フィルタードセグメント「ｚ」を算出する。ピーク検出部７４は、フィルタードセグメントｚ内で振幅が最大となる点、即ちピーク点を検出し、当該ピーク点の遅延「Ｄ」と振幅「Ａ」を出力する。判定部７５は、振幅Ａが所定の閾値「ｔＤｅｔ」より大きい点のみを選択的にフォーマッタ７６に送る。フォーマッタ７６は、遅延Ｄと振幅Ａ、及び当該セグメントのフレームインデックスｆｒｍ、セグメントインデックスｓｅｇを、適切なフォーマットに変換し、ターゲット情報ＴＩとしてシステムＣＰＵ５に出力する。 The reception filter 73 convolves a predetermined impulse response “h” with the corrected reception segment y dash (cyclic convolution) to calculate a filtered segment “z”. The peak detection unit 74 detects a point where the amplitude is maximum in the filtered segment z, that is, a peak point, and outputs a delay “D” and an amplitude “A” of the peak point. The determination unit 75 selectively sends only the points where the amplitude A is greater than the predetermined threshold value “tDet” to the formatter 76. The formatter 76 converts the delay D and the amplitude A, the frame index frm and the segment index seg of the segment into appropriate formats, and outputs them to the system CPU 5 as target information TI.

以下、各ブロックについて詳しく説明する。   Hereinafter, each block will be described in detail.

同期妨害推定部７１は、スイッチ７７と、平均化処理部７８とを含む。スイッチ７７は、反射抑制期間Ｔｔａｇ１内のみオンとなるように制御されたスイッチであり、反射抑制期間Ｔｔａｇ１内に生成された受信セグメントｙを平均化処理部７８に供給する。なお、スイッチ７７は、反射抑制期間Ｔｔａｇ１の全ての期間でオンとなる必要はなく、反射抑制期間Ｔｔａｇ１の一部の期間においてオンとなるように設定されてもよい。   Synchronization interference estimation unit 71 includes a switch 77 and an averaging processing unit 78. The switch 77 is a switch controlled to be turned on only during the reflection suppression period Ttag1 and supplies the reception segment y generated during the reflection suppression period Ttag1 to the averaging processing unit 78. Note that the switch 77 does not have to be turned on during the entire reflection suppression period Ttag1, and may be set to be turned on during a part of the reflection suppression period Ttag1.

平均化処理部７８は、スイッチ７７がオンとなる期間に供給された受信セグメントｙを平均化し、平均化された受信セグメントｙを、推定同期妨害ｗとして減算器７２に供給する。推定同期妨害ｗは、ベクター長ｗＧａｔｅの実数ベクトルである。この場合、例えば、平均化処理部７８は、 １つのフレーム期間内にスイッチ７７から順次供給される受信セグメントｙを積算し、積算した受信セグメントｙを積算した受信セグメントｙの数により除算することで平均化した受信セグメントｙを、推定同期妨害ｗとして算出する。他の例では、平均化処理部７８は、１つのフレーム期間内に算出した受信セグメントｙの平均をさらにＩＩＲフィルタ等によりフレーム方向に（即ち異なるフレームインデックス間で）平均化したものを、推定同期妨害ｗとして算出する。   The averaging processing unit 78 averages the received segments y supplied during the period when the switch 77 is on, and supplies the averaged received segments y to the subtracter 72 as the estimated synchronization interference w. The estimated synchronization disturbance w is a real vector having a vector length wGate. In this case, for example, the averaging processing unit 78 integrates the reception segments y sequentially supplied from the switch 77 within one frame period, and divides the integrated reception segments y by the number of reception segments y integrated. The averaged received segment y is calculated as the estimated synchronization disturbance w. In another example, the averaging processing unit 78 further estimates the average of the received segments y calculated within one frame period in the frame direction (that is, between different frame indexes) by an IIR filter or the like, Calculate as interference w.

受信フィルタ７３は、補正受信セグメントｙｄａｓｈに対して、インパルス応答ｈを畳み込んでフィルタードセグメントｚを算出する。受信フィルタ部７３のインパルス応答ｈは、Ｗレジスタで設定可能であり、例えばフィルタ出力でのＳＮＲが大きくなるように予めシステムＣＰＵ５によって設定される。例えば、インパルス応答ｈは、次式を満たすように設定される。このように設定することで、雑音が白色である場合で、かつシステム総合インパルス応答がｗＧａｔｅに対して有意に短い場合には、オプティマルな性能（高ＳＮＲ）を実現できる。 The reception filter 73 calculates the filtered segment z by convolving the impulse response h with the corrected reception segment y_dash . The impulse response h of the reception filter unit 73 can be set by the W register, and is set in advance by the system CPU 5 so that, for example, the SNR at the filter output is increased. For example, the impulse response h is set so as to satisfy the following equation. With this setting, when the noise is white and the system total impulse response is significantly shorter than wGate, optimal performance (high SNR) can be realized.


上式（「関係式Ａ」とも呼ぶ。）において、基準受信パルス「ｇ」は走査原点（Ｒ＝０ｍ）に物体を置いた場合に観測される受信セグメント波形であり、トランスミッタ３０とレシーバ４０を含むシステム全体の総合インパルス応答を代表している。実際に走査原点に物体を置くことが困難な場合には、例えば「Ｒ＝１ｍ」での受信セグメント波形を観測し、これを数学的に時間シフトすることで、等価的に基準受信パルスを測定すれば良い。
In the above equation (also referred to as “relational equation A”), the reference reception pulse “g” is a reception segment waveform observed when an object is placed at the scanning origin (R = 0 m). Represents the overall impulse response of the entire system including. When it is difficult to actually place an object at the scanning origin, for example, the received segment waveform at “R = 1 m” is observed, and this is mathematically shifted in time to measure the reference received pulse equivalently. Just do it.

図１２（Ａ）は、１つのセグメント期間内における基準受信パルスｇ及びインパルス応答ｈの波形を示す。図１２（Ａ）に示すように、基準受信パルスｇとインパルス応答ｈとは、上式に規定されるように、セグメント期間内で時間反転された関係となる。図１２（Ｂ）は、走査原点（Ｒ＝０ｍ）に物体を置いた場合に観測される補正受信セグメントｙｄａｓｈ及びフィルタードセグメントｚの波形を示し、図１２（Ｃ）は、「Ｒ＝１０ｍ」の場合に観測される補正受信セグメントｙｄａｓｈ及びフィルタードセグメントｚの波形を示す。受信フィルタ７３は、補正受信セグメントｙｄａｓｈに対してインパルス応答ｈを畳み込むことで、雑音除去のフィルタリングを行うと共に、図１２（Ｂ）、（Ｃ）に示すように、システム遅延ＤＳＹＳ（図６（Ｃ）参照）分だけ位相を調整している。 FIG. 12A shows waveforms of the reference reception pulse g and the impulse response h within one segment period. As shown in FIG. 12A, the reference reception pulse g and the impulse response h are in a time-reversed relationship within the segment period as defined by the above equation. FIG. 12B shows the waveform of the corrected reception segment y dash and the filtered segment z observed when an object is placed at the scanning origin (R = 0 m). FIG. 12C shows “R = 10 m ” Shows the waveform of the corrected received segment y dash and the filtered segment z observed in the case of“. The reception filter 73 performs noise removal filtering by convolving the impulse response h with the corrected reception segment y dash and, as shown in FIGS. 12B and 12C, the system delay D SYS (FIG. 6). The phase is adjusted by the amount corresponding to (C).

なお、受信フィルタ７１の巡回畳み込み演算は、ＤＦＴを用いて周波数領域で実現されてもよい。こうすることで、演算量を大幅に削減できる。この場合、インパルス応答ｈをＷレジスタで設定可能とする代わりに、インパルス応答ｈを予めＤＦＴ演算して周波数応答Ｈを求めて、周波数応答Ｈを設定可能にしておくとよい。   Note that the cyclic convolution operation of the reception filter 71 may be realized in the frequency domain using DFT. By doing so, the amount of calculation can be greatly reduced. In this case, instead of enabling the impulse response h to be set by the W register, the frequency response H may be set by obtaining the frequency response H by performing a DFT operation on the impulse response h in advance.

ピーク検出部７４は、フィルタードセグメント内で振幅が最大となる点、即ち、ピーク点をサブサンプル精度で検出し、当該ピーク点の遅延Ｄと振幅Ａを出力する。図１３に、「Ｒ＝１０ｍ」の場合のフィルタードセグメントを例示する。図中の曲線が標本化する前の連続時間波形を表しており、丸点が標本点を示している。ピーク検出部７４は、標本化系列に基づいて連続時間系でのピーク位置を算出する。図１３の例ではフィルタードセグメント｛ｚｋ：ｋ＝０，１，・・・，ｗＧａｔｅ−１｝上でサンプル単位でのピーク位置は「ｋ＝３４」である。一方、連続時間波形での、即ち、サブサンプル精度でのピーク位置は、
Ｄ＝Ｒ・Ｆｓｍｐ／（ｃ／２）＝３４．１５７
である。ピーク検出部７４は、このサブサンプル精度でのピーク点について、その遅延Ｄと、その振幅Ａを推定算出する。 The peak detector 74 detects the point where the amplitude is maximum in the filtered segment, that is, the peak point with sub-sample accuracy, and outputs the delay D and the amplitude A of the peak point. FIG. 13 illustrates a filtered segment when “R = 10 m”. The curve in the figure represents a continuous time waveform before sampling, and a round dot indicates a sampling point. The peak detector 74 calculates the peak position in the continuous time system based on the sampling series. In the example of FIG. 13, the peak position in sample units on the filtered segment {z k : k = 0, 1,..., WGate−1} is “k = 34”. On the other hand, the peak position in the continuous time waveform, that is, the sub-sample accuracy is
D = R · Fsmp / (c / 2) = 34.157
It is. The peak detector 74 estimates and calculates the delay D and the amplitude A of the peak point with this subsample accuracy.

サブサンプル精度でのピーク点検出処理には、各種のアルゴリズムが適用可能である。以下にその一例を示す。
（手順１）振幅が最大であるサンプル点（図１３ではＰ点）を求める。
（手順２）手順１で求めた点（Ｐ点）、及びその前後の点（Ａ点、Ｂ点）について、これら３点を通る二次曲線を求める。
（手順３）手順２で求めた二次曲線の極大点として遅延Ｄ、振幅Ａを求める。 Various algorithms can be applied to the peak point detection process with sub-sample accuracy. An example is shown below.
(Procedure 1) A sample point (point P in FIG. 13) having the maximum amplitude is obtained.
(Procedure 2) A quadratic curve passing through these three points is obtained for the point (P point) obtained in Procedure 1 and the points before and after it (Point A and Point B).
(Procedure 3) The delay D and the amplitude A are obtained as the maximum points of the quadratic curve obtained in the procedure 2.

判定部７５は、ピーク検出部７４から出力されるピーク点情報Ｄ，Ａ（遅延Ｄ，振幅Ａ）に基づいて、当該検出点に物体が存在するか否かの判定を行う。この判定は、ピーク点の振幅Ａと判定閾値「ｔＤｅｃ」とを比較することによって行われる。具体的には、判定部７５は、Ａ＞ｔＤｅｃの場合に「物体が存在する」と判定し、当該ピーク点情報を出力する。一方、判定部７５は、Ａ≦ｔＤｅｃの場合は「物体が存在しない」と判定し、当該ピーク点情報を出力しない。   Based on the peak point information D and A (delay D, amplitude A) output from the peak detection unit 74, the determination unit 75 determines whether or not an object exists at the detection point. This determination is performed by comparing the amplitude A of the peak point with the determination threshold “tDec”. Specifically, the determination unit 75 determines that “the object exists” when A> tDec, and outputs the peak point information. On the other hand, the determination unit 75 determines that “the object does not exist” when A ≦ tDec, and does not output the peak point information.

フォーマッタ７６は、判定部７５から出力されるピーク点情報Ｄ，Ａと当該ピーク点に対応する走査情報（フレームインデックスｆｒｍ、セグメントインデックスｓｅｇ）をユーザー（上位システム）が使いやすい形式に変換する。本実施例におけるフォーマッタ７６は、以下のフォーマット変換を行う。
（１）フレームインデックスｆｒｍは、そのまま出力する。
（２）セグメントインデックスｓｅｇは、水平走査角度θに変換して出力する。
（３）遅延Ｄは、動径（距離）Ｒに変換して出力する（Ｒ＝Ｄ（ｃ／２）／Ｆｓｍｐ)。
（４）振幅Ａは、そのまま出力する。
（５）振幅Ａ、動径Ｒから反射率Ｕを算出して出力する（Ｕ＝Ａ／Ψ（Ｒ））。 The formatter 76 converts the peak point information D, A output from the determination unit 75 and the scanning information (frame index frm, segment index seg) corresponding to the peak point into a format that is easy for the user (higher system) to use. The formatter 76 in the present embodiment performs the following format conversion.
(1) The frame index frm is output as it is.
(2) The segment index seg is converted into a horizontal scanning angle θ and output.
(3) The delay D is converted into a radius vector (distance) R and output (R = D (c / 2) / Fsmp).
(4) The amplitude A is output as it is.
(5) The reflectance U is calculated from the amplitude A and the radius vector R and output (U = A / Ψ (R)).

ここで、反射率Ｕを算出するための関数「Ψ（Ｒ）」は反射率変換テーブルであり、外部ＣＰＵから設定可能である。同テーブルを、動径Ｒに設置された反射率１００％のランバート拡散体から得られるピーク振幅の期待値に設定しておくことで、誤差の少ない反射率推定が可能となる。   Here, the function “Ψ (R)” for calculating the reflectance U is a reflectance conversion table, and can be set from an external CPU. By setting this table to the expected value of the peak amplitude obtained from a Lambertian diffuser with 100% reflectivity installed at the radius R, reflectivity estimation with less error can be performed.

以上説明したように、第１実施例に係るライダ１は、照射方向を変えながら、パルストリガ信号ＰＴに応じて射出光Ｌｏを照射する走査部５５と、所定の照射方向に配置され、射出光Ｌｏを吸収する吸収体７と、射出光Ｌｏの戻り光Ｌｒを受光するＡＰＤ４１と、ＤＳＰ１６とを備える。ＤＳＰ１６は、射出光Ｌｏの照射方向が吸収体７に照射される方向であるときのＡＰＤ４１の出力信号に基づいて、パルストリガ信号ＰＴ等に起因するノイズ信号である推定同期妨害ｗを算出する同期妨害推定部７１を備える。これにより、ライダ１は、同期妨害に起因した物体検出性能や測距性能の劣化を好適に抑制することができる。   As described above, the lidar 1 according to the first embodiment is arranged in the predetermined irradiation direction with the scanning unit 55 that irradiates the emission light Lo in accordance with the pulse trigger signal PT while changing the irradiation direction. An absorber 7 that absorbs Lo, an APD 41 that receives the return light Lr of the emitted light Lo, and a DSP 16 are provided. The DSP 16 calculates an estimated synchronization disturbance w that is a noise signal caused by the pulse trigger signal PT and the like based on the output signal of the APD 41 when the irradiation direction of the emitted light Lo is the direction in which the absorber 7 is irradiated. A disturbance estimation unit 71 is provided. Thereby, the lidar 1 can suitably suppress the deterioration of the object detection performance and the distance measurement performance due to the synchronization disturbance.

＜第２実施例＞
次に、第２実施例について説明する。第２実施例に係るライダ１は、吸収体７に代えて、反射体を備える。そして、ＤＳＰ１６は、反射体で反射された戻り光Ｌｒに対する受信セグメントｙを平均化することで、基準受信パルスｇを推定する。以後では、第１実施例と同様の要素については適宜同一の要素を付し、その説明を省略する。 <Second embodiment>
Next, a second embodiment will be described. The rider 1 according to the second embodiment includes a reflector instead of the absorber 7. Then, the DSP 16 estimates the reference reception pulse g by averaging the reception segments y with respect to the return light Lr reflected by the reflector. Hereinafter, the same elements as those in the first embodiment are appropriately given the same elements, and the description thereof is omitted.

まず、基準受信パルスｇを推定することの効果について説明する。基準受信パルスｇを特定既知として予め測定してＷレジスタに記憶させた基準受信パルスｇを用いる場合、個体差や経年変化等に基づく誤差の影響が生じ、結果として物体検出性能や測距性能が低下するという問題がある。具体的には、ライダ１の開発工程で基準受信パルスｇの測定を実行する場合には、ＬＤ３５の送信パルス形状や時間遅延に対する個体差やレシーバ４０の個体差等に対応できないという問題がある。一方、ライダ１の製造工程で基準受信パルスｇの測定を実行する場合であっても、上述の送信パルス形状等の経年変化や温度等の周囲環境に起因した変化に対応できないという問題がある。以上を勘案し、第２実施例に係るＤＳＰ１６は、現在のライダ１の状態や周辺環境等に適した基準受信パルスｇを推定することで、物体検出性能や測距性能の低下を好適に抑制する。   First, the effect of estimating the reference reception pulse g will be described. When the reference reception pulse g that is measured in advance and stored in the W register as a specific known reference reception pulse g is used, there is an influence of errors based on individual differences, secular changes, etc., resulting in object detection performance and distance measurement performance. There is a problem of lowering. Specifically, when the measurement of the reference reception pulse g is executed in the development process of the lidar 1, there is a problem that the individual difference with respect to the transmission pulse shape of the LD 35, the time delay, the individual difference of the receiver 40, and the like cannot be dealt with. On the other hand, even when the measurement of the reference reception pulse g is executed in the manufacturing process of the lidar 1, there is a problem that it is not possible to cope with the aging change such as the above-described transmission pulse shape and the change due to the surrounding environment such as the temperature. In consideration of the above, the DSP 16 according to the second embodiment appropriately suppresses the deterioration of the object detection performance and the distance measurement performance by estimating the reference reception pulse g suitable for the current state of the rider 1 and the surrounding environment. To do.

図１４（Ａ）は、反射体８の配置を概略的に示した図である。図１４（Ａ）では、反射体８は、走査部５５等を収容する略円筒状のライダ１の筺体２５付近に配置されている。ここで、反射体８は、走査部５５により走査される３６０度の射出光Ｌｏの照射方向のうち、ライダ１が対象物を検出する対象とする方向以外の方向である検出対象外方向（矢印Ａ１参照）に設けられている。図１４（Ａ）の例では、反射体８は、角度「θｂ」（例えば６０度）分の射出光Ｌｏが照射されるライダ１の後方の筺体２５の壁面に存在している。この場合、反射体８は、例えば、射出光Ｌｏ及び戻り光Ｌｒを透過させる筺体２５の透明カバーの内側に設けられる。他の例では、反射体８は、上述の筺体２５の透明カバーのうち射出光Ｌｏを反射するように加工された部分であってもよい。以後では、走査部５５による１回分の走査が行われる期間（即ち１つのフレーム期間）内において、反射体８に照射された射出光ＬｏをＡＰＤ４１が受光する期間を「基準反射期間Ｔｔａｇ２」とも呼ぶ。基準反射期間Ｔｔａｇ２は、反射体８に射出光Ｌｏが照射される各走査角度に対応する複数のセグメント期間を含む。反射体８に射出光Ｌｏが照射される走査角度に関する情報（例えばセグメントインデックス等）は、ＤＳＰ１６が参照できるようにＷレジスタ等に予め記憶される。   FIG. 14A schematically shows the arrangement of the reflectors 8. In FIG. 14A, the reflector 8 is disposed near the housing 25 of the substantially cylindrical lidar 1 that accommodates the scanning unit 55 and the like. Here, the reflector 8 is a direction outside the detection target (arrow) which is a direction other than the direction in which the lidar 1 detects the target among the irradiation directions of the 360-degree emission light Lo scanned by the scanning unit 55. A1). In the example of FIG. 14A, the reflector 8 is present on the wall surface of the casing 25 behind the lidar 1 irradiated with the emitted light Lo for an angle “θb” (for example, 60 degrees). In this case, the reflector 8 is provided, for example, inside the transparent cover of the casing 25 that transmits the emission light Lo and the return light Lr. In another example, the reflector 8 may be a portion processed so as to reflect the emitted light Lo in the transparent cover of the casing 25 described above. Hereinafter, a period in which the APD 41 receives the emitted light Lo irradiated to the reflector 8 within a period during which scanning by the scanning unit 55 is performed (that is, one frame period) is also referred to as a “reference reflection period Ttag2”. . The reference reflection period Ttag2 includes a plurality of segment periods corresponding to each scanning angle at which the reflector 8 is irradiated with the emitted light Lo. Information (for example, a segment index) regarding the scanning angle at which the reflector 8 is irradiated with the emitted light Lo is stored in advance in a W register or the like so that the DSP 16 can refer to it.

図１４（Ｂ）は、図１４（Ａ）の例において、反射体８が配置される方向に射出光Ｌｏが射出された状態を示す、反射体８は、射出光Ｌｏが入射した場合、所定の反射率により射出光Ｌｏを戻り光Ｌｒとして反射させて戻り光Ｌｒを走査部５５に到達させる。ここで、反射体８の反射率は、反射体８で反射された戻り光ＬｒがＡＰＤ４１に入射した場合に、ＡＤＣ２０に入力されるアナログ電圧信号のレベルがＡＤＣ２０の入力ダイナミックレンジ内に収まる（即ち、雑音に対して小さすぎず、かつ、飽和状態が発生しない）反射率の範囲となる。言い換えると、反射体８の反射率は、反射体８によって反射された戻り光ＬｒをＡＰＤ４１が受光したときにＡＤＣ２０に入力される信号が、ノイズに対して識別可能な値であって、かつ、ＡＤＣ２０において飽和しない値となるような反射率である。反射体８がこのような反射率を有することで、ＤＳＰ１６は、的確に基準受信パルスｇの推定を行うことが可能である。   FIG. 14B shows a state in which the emitted light Lo is emitted in the direction in which the reflector 8 is arranged in the example of FIG. 14A. The reflector 8 is predetermined when the emitted light Lo is incident. The reflected light L0 is reflected as the return light Lr by the reflectance, and the return light Lr reaches the scanning unit 55. Here, the reflectivity of the reflector 8 is such that the level of the analog voltage signal input to the ADC 20 falls within the input dynamic range of the ADC 20 when the return light Lr reflected by the reflector 8 enters the APD 41 (ie, the input dynamic range of the ADC 20). The range of reflectance is not too small with respect to noise and does not cause saturation. In other words, the reflectance of the reflector 8 is such that the signal input to the ADC 20 when the APD 41 receives the return light Lr reflected by the reflector 8 is a value that can be identified with respect to noise, and The reflectance is such that the ADC 20 does not saturate. Since the reflector 8 has such a reflectance, the DSP 16 can accurately estimate the reference reception pulse g.

図１５は、第２実施例においてＤＳＰ１６が実行する信号処理のブロック図を示す。図１５に示すように、第２実施例に係るＤＳＰ１６は、基準受信パルス推定部８０と、マッチドフィルタ８１と、ピーク検出部７４と、判定部７５と、フォーマッタ７６とを備える。ＤＳＰ１６は、受信セグメントメモリ１５から受信セグメントｙを順次的に読み出して、これに対して処理を行う。   FIG. 15 shows a block diagram of signal processing executed by the DSP 16 in the second embodiment. As illustrated in FIG. 15, the DSP 16 according to the second embodiment includes a reference reception pulse estimation unit 80, a matched filter 81, a peak detection unit 74, a determination unit 75, and a formatter 76. The DSP 16 sequentially reads the received segment y from the received segment memory 15 and performs processing on it.

基準受信パルス推定部８０は、基準反射期間Ｔｔａｇ２内に生成された受信セグメントｙを平均化し、平均化された受信セグメントｙを、基準受信パルスｇとしてマッチドフィルタ８１へ供給する。基準受信パルス推定部８０は、スイッチ７７Ａと、平均化処理部７８Ａとを有する。   The reference reception pulse estimation unit 80 averages the reception segment y generated within the reference reflection period Ttag2, and supplies the averaged reception segment y to the matched filter 81 as the reference reception pulse g. The reference reception pulse estimation unit 80 includes a switch 77A and an averaging processing unit 78A.

スイッチ７７Ａは、基準反射期間Ｔｔａｇ２内のみオンとなるように制御されたスイッチであり、基準反射期間Ｔｔａｇ２内に生成された受信セグメントｙを平均化処理部７８Ａに供給する。なお、スイッチ７７Ａは、基準反射期間Ｔｔａｇ２の全ての期間でオンとなる必要はなく、基準反射期間Ｔｔａｇ２の一部の期間においてオンとなるように設定されてもよい。   The switch 77A is a switch controlled to be turned on only in the reference reflection period Ttag2, and supplies the reception segment y generated in the reference reflection period Ttag2 to the averaging processing unit 78A. Note that the switch 77A does not have to be turned on in all the periods of the reference reflection period Ttag2, and may be set to be turned on in a part of the reference reflection period Ttag2.

平均化処理部７８Ａは、スイッチ７７Ａがオンとなる期間に供給された受信セグメントｙを平均化し、平均化された受信セグメントｙを、推定された基準受信パルスｇとしてマッチドフィルタ８１へ供給する。この場合、例えば、平均化処理部７８Ａは、１つのフレーム期間内にスイッチ７７Ａから順次供給される受信セグメントｙを積算し、積算した受信セグメントｙを積算した受信セグメントｙの数により除算することで平均化した受信セグメントｙを、推定された基準受信パルスｇとして算出する。他の例では、平均化処理部７８Ａは、１つのフレーム期間内に算出した受信セグメントｙの平均をさらにＩＩＲフィルタ等によりフレーム方向に（即ち異なるフレームインデックス間で）平均化したものを、推定された基準受信パルスｇとして算出する。   The averaging processing unit 78A averages the reception segment y supplied during the period when the switch 77A is on, and supplies the averaged reception segment y to the matched filter 81 as the estimated reference reception pulse g. In this case, for example, the averaging processing unit 78A integrates the reception segments y sequentially supplied from the switch 77A within one frame period, and divides the integrated reception segments y by the number of reception segments y integrated. The averaged reception segment y is calculated as an estimated reference reception pulse g. In another example, the averaging processing unit 78A estimates an average of the reception segment y calculated within one frame period and further averaged in the frame direction (that is, between different frame indexes) by an IIR filter or the like. And calculated as a reference reception pulse g.

マッチドフィルタ８１は、受信フィルタ７３Ａと、時間反転部７９とを含む。時間反転部７９は、上述した関係式Ａに基づき、基準受信パルスｇからインパルス応答ｈを生成する。この場合、基準受信パルスｇとインパルス応答ｈとは、図１２（Ａ）に示したように、セグメント期間内で時間反転させた関係となる。受信フィルタ７３Ａは、受信セグメントｙに対して、時間反転部７９が出力するインパルス応答ｈを畳み込んでフィルタードセグメントｚを算出する。この場合、受信フィルタ７３Ａに供給されるインパルス応答ｈは、現在のライダ１の状態や周辺環境等に即した基準受信パルスｇから生成されている。よって、受信フィルタ７３Ａは、送信パルス形状等の経年変化や温度等の周囲環境に起因した変化によらず、雑音や時間遅延等を的確に補正したフィルタードセグメントｚをピーク検出部７４に出力することができる。   The matched filter 81 includes a reception filter 73A and a time reversing unit 79. The time reversing unit 79 generates an impulse response h from the reference reception pulse g based on the relational expression A described above. In this case, the reference reception pulse g and the impulse response h have a relationship that is time-reversed within the segment period, as shown in FIG. The reception filter 73A calculates the filtered segment z by convolving the impulse response h output from the time reversing unit 79 with the reception segment y. In this case, the impulse response h supplied to the reception filter 73A is generated from the reference reception pulse g in accordance with the current state of the rider 1 and the surrounding environment. Therefore, the reception filter 73A outputs the filtered segment z, in which noise, time delay, and the like are accurately corrected, to the peak detection unit 74, regardless of changes over time such as a transmission pulse shape or changes in ambient environment such as temperature. be able to.

ピーク検出部７４は、フィルタードセグメントｚ内で振幅が最大となるピーク点を検出し、当該ピーク点の遅延Ｄと振幅Ａを出力する。判定部７５は、振幅Ａが閾値ｔＤｅｔより大きい点のみを選択的にフォーマッタ７６に送る。フォーマッタ７６は、遅延Ｄと振幅Ａ、及び当該セグメントのフレームインデックスｆｒｍ、セグメントインデックスｓｅｇを、適切なフォーマットに変換し、ターゲット情報ＴＩとしてシステムＣＰＵ５に出力する。   The peak detection unit 74 detects a peak point having the maximum amplitude in the filtered segment z, and outputs a delay D and an amplitude A of the peak point. The determination unit 75 selectively sends only the points where the amplitude A is larger than the threshold value tDet to the formatter 76. The formatter 76 converts the delay D and the amplitude A, the frame index frm and the segment index seg of the segment into appropriate formats, and outputs them to the system CPU 5 as target information TI.

以上説明したように、第２実施例に係るライダ１は、照射方向を変えながら射出光Ｌｏを照射する走査部５５と、所定の照射方向に配置され、射出光Ｌｏを反射する反射体８と、対象物にて反射された射出光Ｌｏの戻り光Ｌｒを受光するＡＰＤ４１と、ＤＳＰ１６とを備える。ＤＳＰ１６は、反射体８によって反射された戻り光ＬｒをＡＰＤ４１が受光したときのＡＰＤ４１の出力信号に基づいて、マッチドフィルタ８１によって利用される基準受信パルスｇを推定する基準受信パルス推定部８０を備える。これにより、ライダ１は、送信パルス形状等の経年変化や温度等の周囲環境の変化に対応した基準受信パルスｇを好適に推定して高ＳＮＲを実現することができる。   As described above, the lidar 1 according to the second embodiment includes the scanning unit 55 that irradiates the emitted light Lo while changing the irradiation direction, and the reflector 8 that is arranged in a predetermined irradiation direction and reflects the emitted light Lo. The APD 41 that receives the return light Lr of the emitted light Lo reflected by the object and the DSP 16 are provided. The DSP 16 includes a reference reception pulse estimation unit 80 that estimates the reference reception pulse g used by the matched filter 81 based on the output signal of the APD 41 when the APD 41 receives the return light Lr reflected by the reflector 8. . Thereby, the lidar 1 can appropriately estimate the reference reception pulse g corresponding to the secular change such as the transmission pulse shape and the change of the surrounding environment such as the temperature, thereby realizing a high SNR.

＜第３実施例＞
次に、第３実施例について説明する。第３実施例では、ＤＳＰ１６は、第１実施例で説明した推定同期妨害ｗの算出処理と、第２実施例で説明した基準受信パルスｇの推定処理との両方を実行する。この場合、ＤＳＰ１６は、吸収体７での反射率が理想値（即ち実質０％）でない場合を想定し、吸収体７により反射された戻り光Ｌｒの影響を排除する処理を実行する。これにより、ＤＳＰ１６は、受信セグメントｙに影響を与える吸収体７からの戻り光Ｌｒが発生する場合であっても、推定同期妨害ｗ及び基準受信パルスｇを的確に推定する。 <Third embodiment>
Next, a third embodiment will be described. In the third embodiment, the DSP 16 executes both the estimated synchronization interference w calculation process described in the first embodiment and the reference received pulse g estimation process described in the second embodiment. In this case, assuming that the reflectance at the absorber 7 is not an ideal value (that is, substantially 0%), the DSP 16 executes processing for eliminating the influence of the return light Lr reflected by the absorber 7. As a result, the DSP 16 accurately estimates the estimated synchronization interference w and the reference reception pulse g even when the return light Lr from the absorber 7 that affects the reception segment y is generated.

まず、吸収体７及び反射体８の配置例について説明する。図１６（Ａ）は、吸収体７及び反射体８の配置を概略的に示した図である。   First, an arrangement example of the absorber 7 and the reflector 8 will be described. FIG. 16A is a diagram schematically showing the arrangement of the absorber 7 and the reflector 8.

図１６（Ａ）では、吸収体７及び反射体８は、略円筒状のライダ１の筺体２５付近に配置されている。この場合、走査部５５に対する吸収体７の距離と、走査部５５に対する反射体８の距離とは略等距離となっている。さらに、吸収体７及び反射体８は、第１及び第２実施例と同様、走査部５５により走査される３６０度の射出光Ｌｏの照射方向のうち、ライダ１が対象物を検出する対象とする方向以外の検出対象外方向（矢印Ａ１参照）にそれぞれ設けられている。なお、図１６（Ａ）では、吸収体７と反射体８とは隣接して設けられているが、これに限らず所定間隔だけ離れて設けられてもよい。   In FIG. 16A, the absorber 7 and the reflector 8 are disposed in the vicinity of the housing 25 of the substantially cylindrical lidar 1. In this case, the distance of the absorber 7 to the scanning unit 55 and the distance of the reflector 8 to the scanning unit 55 are substantially equal. Further, as in the first and second embodiments, the absorber 7 and the reflector 8 are the targets for the lidar 1 to detect the target in the irradiation direction of the emitted light Lo of 360 degrees scanned by the scanning unit 55. Are provided in directions outside the detection target (see arrow A1) other than the direction to be detected. In FIG. 16A, the absorber 7 and the reflector 8 are provided adjacent to each other. However, the present invention is not limited to this and may be provided at a predetermined interval.

次に、吸収体７により反射された戻り光Ｌｒの影響について説明する。図１６（Ｂ）は、図１６（Ａ）の例において、吸収体７が配置される方向に射出光Ｌｏが射出された状態を示す。   Next, the influence of the return light Lr reflected by the absorber 7 will be described. FIG. 16B shows a state where the emitted light Lo is emitted in the direction in which the absorber 7 is arranged in the example of FIG.

図１６（Ｂ）の場合、理想的には、吸収体７の反射率が実質的に０となり、ＡＰＤ４１が受光する戻り光Ｌｒの強度が実質的に０になることが望ましい。しかし、実際には、そのような反射率を有する吸収体７を用意するのが困難であったり、仮にそのような反射率を有する吸収体７を設けた場合であっても、経年変化等に起因して徐々に反射率が理想値から乖離してしまったりすることが考えられる。この場合には、無視できない程度の光量を有する吸収体７からの戻り光Ｌｒが走査部５５に到達し、受信セグメントｙに影響を与えることになる。   In the case of FIG. 16B, ideally, it is desirable that the reflectance of the absorber 7 is substantially 0 and the intensity of the return light Lr received by the APD 41 is substantially 0. However, in practice, it is difficult to prepare the absorber 7 having such a reflectance, or even if the absorber 7 having such a reflectance is provided, the secular change or the like may occur. It is conceivable that the reflectance gradually deviates from the ideal value due to this. In this case, the return light Lr from the absorber 7 having a light quantity that cannot be ignored reaches the scanning unit 55 and affects the reception segment y.

図１７（Ａ）〜（Ｃ）は、それぞれ、受信セグメントｙに重畳される吸収体７からの反射成分と、同期妨害成分と、反射体８からの反射成分とをそれぞれ示す。ここで、反射抑制期間Ｔｔａｇ１では、受信セグメントｙの波形は、図１７（Ａ）に示す吸収体７からの反射成分と図１７（Ｂ）に示す同期妨害成分との和（より詳細にはランダム雑音も加わる）に相当する。よって、第１実施例で説明した同期妨害推定部７１による推定同期妨害ｗの算出方法では、推定同期妨害ｗに図１７（Ｂ）に示す同期妨害成分に加えて、図１７（Ａ）に示す吸収体７からの反射成分が含まれることになり、的確に同期妨害成分の推定ができなくなる。   FIGS. 17A to 17C respectively show the reflection component from the absorber 7 superimposed on the reception segment y, the synchronization interference component, and the reflection component from the reflector 8. Here, in the reflection suppression period Ttag1, the waveform of the reception segment y is the sum of the reflection component from the absorber 7 shown in FIG. 17A and the synchronous interference component shown in FIG. Noise). Therefore, in the method for calculating the estimated synchronization interference w by the synchronization interference estimation unit 71 described in the first embodiment, in addition to the synchronization interference component shown in FIG. The reflection component from the absorber 7 is included, and the synchronization interference component cannot be estimated accurately.

一方、吸収体７と反射体８は、それぞれ走査部５５に対して略等距離に配置されていることから、図１７（Ａ）、（Ｃ）に示すように、吸収体７からの反射成分のピーク位置と、反射体８からの反射成分のピーク位置とはほぼ等しい。以上を勘案し、ＤＳＰ１６は、後述するように、反射抑制期間Ｔｔａｇ１で得られる受信セグメントｙ（即ち吸収体７からの反射成分が重畳された推定同期妨害ｗ）に対し、図１７（Ｃ）に示す反射体８からの反射成分との相関を算出することで、図１７（Ａ）に示す吸収体７からの反射成分のレプリカを好適に生成し、反射成分が重畳された推定同期妨害から反射成分のレプリカを減算することで好適に同期妨害のみを推定する。   On the other hand, since the absorber 7 and the reflector 8 are disposed at substantially equal distances from the scanning unit 55, the reflection component from the absorber 7 is shown in FIGS. And the peak position of the reflection component from the reflector 8 are substantially equal. In consideration of the above, as will be described later, the DSP 16 in FIG. 17C shows the reception segment y obtained in the reflection suppression period Ttag1 (that is, the estimated synchronization disturbance w on which the reflection component from the absorber 7 is superimposed). By calculating the correlation with the reflection component from the reflector 8 shown in FIG. 17A, a replica of the reflection component from the absorber 7 shown in FIG. 17A is preferably generated, and reflected from the estimated synchronization disturbance on which the reflection component is superimposed. By subtracting the component replicas, it is preferable to estimate only the synchronization disturbance.

図１８は、第３実施例においてＤＳＰ１６が実行する信号処理のブロック図を示す。図１８に示すように、第３実施例に係るＤＳＰ１６は、同期妨害第１推定部７１Ｘと、同期妨害第２推定部７１Ｙと、減算器７２と、基準受信パルス推定部８０Ａと、マッチドフィルタ８１Ａと、ピーク検出部７４と、判定部７５と、フォーマッタ７６とを備える。ＤＳＰ１６は、受信セグメントメモリ１５から受信セグメントｙを順次的に読み出して、これに対して処理を行う。   FIG. 18 shows a block diagram of signal processing executed by the DSP 16 in the third embodiment. As shown in FIG. 18, the DSP 16 according to the third embodiment includes a synchronization interference first estimation unit 71X, a synchronization interference second estimation unit 71Y, a subtractor 72, a reference reception pulse estimation unit 80A, and a matched filter 81A. A peak detection unit 74, a determination unit 75, and a formatter 76. The DSP 16 sequentially reads the received segment y from the received segment memory 15 and performs processing on it.

同期妨害第１推定部７１Ｘは、第１実施例の同期妨害推定部７１と同様の処理を実行することで、反射抑制期間Ｔｔａｇ１内の受信セグメントｙから第１実施例の推定同期妨害ｗに相当する補正前推定同期妨害「ｖ」を生成する。具体的には、同期妨害第１推定部７１Ｘは、反射抑制期間Ｔｔａｇ１のみオンとなるスイッチを有し、反射抑制期間Ｔｔａｇ１での受信セグメントｙを抽出する。そして、同期妨害第１推定部７１Ｘは、抽出した反射抑制期間Ｔｔａｇ１での受信セグメントｙを第１実施例の平均化処理部７８と同様の平均化処理を実行することで、ベクター長ｗＧａｔｅの実数ベクトルである補正前推定同期妨害ｖを生成する。   The synchronization interference first estimation unit 71X performs processing similar to that of the synchronization interference estimation unit 71 of the first embodiment, thereby corresponding to the estimated synchronization interference w of the first embodiment from the reception segment y within the reflection suppression period Ttag1. The pre-correction estimated synchronization disturbance “v” is generated. Specifically, the synchronization interference first estimation unit 71X includes a switch that is turned on only in the reflection suppression period Ttag1, and extracts the reception segment y in the reflection suppression period Ttag1. Then, the synchronization disturbance first estimating unit 71X performs an averaging process on the extracted reception segment y in the reflection suppression period Ttag1 in the same manner as the averaging processing unit 78 of the first embodiment, so that the real number of the vector length wGate is obtained. A pre-correction estimated synchronization disturbance v that is a vector is generated.

同期妨害第２推定部７１Ｙは、反射抑制期間Ｔｔａｇ１の終了時点において、後述する基準受信パルス推定部８０Ａが推定した基準受信パルスｇ及び同期妨害第１推定部７１Ｘが算出した補正前推定同期妨害ｖに基づき、図１７（Ａ）に示した吸収体７からの反射成分を補正前推定同期妨害ｖから除去した推定同期妨害ｗを算出する。同期妨害第２推定部７１Ｙのブロック構成例については後述する。なお、同期妨害第２推定部７１Ｙが推定同期妨害ｗを算出するまでの期間では、同期妨害第２推定部７１Ｙは、補正前推定同期妨害ｖを推定同期妨害ｗとして減算器７２に供給する。   The synchronization interference second estimation unit 71Y has a reference reception pulse g estimated by a reference reception pulse estimation unit 80A described later and a pre-correction estimated synchronization interference v calculated by the synchronization interference first estimation unit 71X at the end of the reflection suppression period Ttag1. Based on the above, the estimated synchronization disturbance w obtained by removing the reflection component from the absorber 7 shown in FIG. A block configuration example of the synchronization disturbance second estimation unit 71Y will be described later. In the period until the second synchronization disturbance estimation unit 71Y calculates the estimated synchronization disturbance w, the second synchronization disturbance estimation unit 71Y supplies the pre-correction estimated synchronization disturbance v to the subtracter 72 as the estimated synchronization disturbance w.

減算器７２は、第１実施例と同様に、受信セグメントｙから推定同期妨害ｗを減算し、補正受信セグメントｙｄａｓｈを基準受信パルス推定部８０Ａ及びマッチドフィルタ８１Ａにそれぞれ供給する。この場合、補正受信セグメントｙｄａｓｈは、図１７（Ｂ）に示す同期妨害成分が減算器７２により減算されている。なお、図１７（Ａ）に示す吸収体７からの反射成分を含んだ補正前推定同期妨害ｖが推定同期妨害ｗとして減算器７２に入力される期間では、減算器７２は、後述するように、図１７（Ｂ）に示す同期妨害成分に加えて、図１７（Ａ）に示す吸収体７の反射成分の減算を行うことになる。その結果、補正受信セグメントｙｄａｓｈは、図１７（Ａ）に示す吸収体７の反射成分だけ過剰に減算されることになる。 Similarly to the first embodiment, the subtracter 72 subtracts the estimated synchronization interference w from the reception segment y, and supplies the corrected reception segment y dash to the reference reception pulse estimation unit 80A and the matched filter 81A. In this case, the synchronization interference component shown in FIG. 17B is subtracted by the subtractor 72 from the corrected reception segment y dash . It should be noted that in the period when the pre-correction estimated synchronization disturbance v including the reflection component from the absorber 7 shown in FIG. 17A is input to the subtracter 72 as the estimated synchronization disturbance w, the subtractor 72 will be described later. In addition to the synchronous interference component shown in FIG. 17B, the reflection component of the absorber 7 shown in FIG. 17A is subtracted. As a result, the corrected reception segment y dash is excessively subtracted by the reflection component of the absorber 7 shown in FIG.

基準受信パルス推定部８０Ａは、補正受信セグメントｙｄａｓｈに対して第２実施例の基準受信パルス推定部８０と同様の処理を実行することで、基準受信パルスｇを推定する。具体的には、基準受信パルス推定部８０Ａは、第２実施例のスイッチ７７Ａ及び平均化処理部７８Ａに相当する要素を有し、基準反射期間Ｔｔａｇ２内に生成された補正受信セグメントｙｄａｓｈを抽出して平均化し、平均化された補正受信セグメントｙｄａｓｈを基準受信パルスｇとして推定する。基準受信パルス推定部８０Ａは、推定した基準受信パルスｇを、同期妨害第２推定部７１Ｙ及びマッチドフィルタ８１Ａにそれぞれ供給する。 The reference reception pulse estimation unit 80A estimates the reference reception pulse g by executing the same processing as the reference reception pulse estimation unit 80 of the second embodiment for the corrected reception segment ydash . Specifically, the reference reception pulse estimation unit 80A has elements corresponding to the switch 77A and the averaging processing unit 78A of the second embodiment, and extracts the correction reception segment y dash generated within the reference reflection period Ttag2. Then, the averaged corrected received segment ydash is estimated as the reference received pulse g. The reference reception pulse estimation unit 80A supplies the estimated reference reception pulse g to the second synchronization interference second estimation unit 71Y and the matched filter 81A.

ここで、基準受信パルス推定部８０Ａに供給される補正受信セグメントｙｄａｓｈは、補正前推定同期妨害ｖが推定同期妨害ｗとして減算器７２に入力される期間では、図１７（Ａ）に示す吸収体７の反射成分だけ過剰に減算された状態となっている。従って、この期間中では、基準受信パルス推定部８０Ａは、図１７（Ａ）に示す吸収体７の反射成分だけ過剰に減算された基準受信パルスｇを同期妨害第２推定部７１Ｙに供給する。 Here, the corrected reception segment y dash supplied to the reference reception pulse estimation unit 80A has an absorption shown in FIG. 17A during the period in which the pre-correction estimated synchronization disturbance v is input to the subtractor 72 as the estimated synchronization disturbance w. Only the reflection component of the body 7 is excessively subtracted. Therefore, during this period, the reference reception pulse estimation unit 80A supplies the reference reception pulse g obtained by excessively subtracting the reflection component of the absorber 7 shown in FIG. 17A to the synchronization jamming second estimation unit 71Y.

マッチドフィルタ８１Ａは、補正受信セグメントｙｄａｓｈに対して第２実施例のマッチドフィルタ８１と同様の処理を行うことで、フィルタードセグメントｚを生成してピーク検出部７４へ供給する。具体的には、マッチドフィルタ８１Ａは、第２実施例の受信フィルタ７３Ａと時間反転部７９に相当する要素を有し、基準受信パルスｇから関係式Ａに基づきインパルス応答ｈを生成した後、補正受信セグメントｙｄａｓｈに対してインパルス応答ｈを畳み込んでフィルタードセグメントｚを算出する。 The matched filter 81A generates the filtered segment z by performing the same processing as the matched filter 81 of the second embodiment with respect to the corrected reception segment ydash , and supplies the filtered segment z to the peak detection unit 74. Specifically, the matched filter 81A has elements corresponding to the reception filter 73A of the second embodiment and the time reversing unit 79, and generates an impulse response h based on the relational expression A from the reference reception pulse g, and then corrects it. The filtered segment z is calculated by convolving the impulse response h with the received segment ydash .

ピーク検出部７４は、フィルタードセグメントｚ内で振幅が最大となるピーク点を検出し、当該ピーク点の遅延Ｄと振幅Ａを出力する。判定部７５は、振幅Ａが閾値ｔＤｅｔより大きい点のみを選択的にフォーマッタ７６に送る。フォーマッタ７６は、遅延Ｄと振幅Ａ、及び当該セグメントのフレームインデックスｆｒｍ、セグメントインデックスｓｅｇを、適切なフォーマットに変換し、ターゲット情報ＴＩとしてシステムＣＰＵ５に出力する。   The peak detection unit 74 detects a peak point having the maximum amplitude in the filtered segment z, and outputs a delay D and an amplitude A of the peak point. The determination unit 75 selectively sends only the points where the amplitude A is larger than the threshold value tDet to the formatter 76. The formatter 76 converts the delay D and the amplitude A, the frame index frm and the segment index seg of the segment into appropriate formats, and outputs them to the system CPU 5 as target information TI.

図１９は、同期妨害第２推定部７１Ｙが実行する信号処理のブロックを示す。図１９に示すように、同期妨害第２推定部７１Ｙは、相関算出部８６と、レプリカ生成部８７と、減算器８８とを有する。また、図１９では、補正前推定同期妨害ｖが推定同期妨害ｗとして減算器７２に入力される期間における各入出力の波形を一点鎖線枠９０〜９３内に示している。   FIG. 19 shows a block of signal processing executed by the synchronization disturbance second estimation unit 71Y. As illustrated in FIG. 19, the synchronization disturbance second estimation unit 71 </ b> Y includes a correlation calculation unit 86, a replica generation unit 87, and a subtracter 88. In FIG. 19, input / output waveforms in a period in which the pre-correction estimated synchronization disturbance v is input to the subtractor 72 as the estimated synchronization disturbance w are shown in alternate long and short dash lines 90 to 93.

相関算出部８６は、同期妨害第１推定部７１Ｘから供給される補正前推定同期妨害ｖと、基準受信パルス推定部８０Ａから供給される基準受信パルスｇとの相関を計算することで、吸収体７からの反射成分（図１７（Ａ）参照）のピーク位置での振幅の推定値に相当する振幅推定値「Ａｄａｒｋ」を算出する。具体的には、相関算出部８６は、以下の式に示すように、ベクター長がゲート幅ｗＧａｔｅ（ここでは１０２４）に等しい実数ベクトルである補正前推定同期妨害ｖと正規化した基準受信パルスｇとのスカラー積（内積）を計算することで、振幅推定値Ａｄａｒｋを算出する。 The correlation calculation unit 86 calculates the correlation between the pre-correction estimated synchronization interference v supplied from the synchronization interference first estimation unit 71X and the reference reception pulse g supplied from the reference reception pulse estimation unit 80A, thereby absorbing the absorber. An amplitude estimation value “A dark ” corresponding to the amplitude estimation value at the peak position of the reflection component from 7 (see FIG. 17A) is calculated. Specifically, as shown in the following formula, the correlation calculation unit 86 normalizes the reference received pulse g normalized with the pre-correction estimated synchronization disturbance v whose vector length is a real vector equal to the gate width wGate (in this case, 1024). The scalar estimated value A dark is calculated by calculating the scalar product (inner product).


ここで、上式に基づく振幅推定値Ａｄａｒｋの算出の妥当性について説明する。基準受信パルスｇは、図１７（Ａ）に示す吸収体７の反射成分だけ過剰に減算された状態で基準受信パルス推定部８０Ａから相関算出部８６に供給される。従って、この場合、基準受信パルスｇは、一点鎖線枠９１内に示されるように、図１７（Ｃ）に示す反射体８からの反射成分と吸収体７からの反射成分に起因した過剰減算分との和に相当する。また、相関算出部８６に供給される補正前推定同期妨害ｖは、一点鎖線枠９０内に示されるように、図１７（Ａ）に示した吸収体７からの反射成分と、図１７（Ｂ）に示した同期妨害成分との和に相当する。この場合、反射体８からの反射成分と吸収体７からの反射成分に起因した過剰減算分とは、ピーク位置が略一致し、これらの和に相当する基準受信パルスｇのピーク位置は、吸収体７からの反射成分のピーク位置と略一致することになる。従って、相関算出部８６は、上式に基づき、基準受信パルスｇと補正前推定同期妨害ｖとの相関を算出することで、図１７（Ａ）に示した吸収体７からの反射成分のピーク位置の振幅を的確に推定することができる。なお、上述の振幅推定値Ａｄａｒｋの算出式では、ルート演算を避け、かつ、後述するレプリカｕの算出の際の基準受信パルスｇの大きさによる除算を省くため、補正前推定同期妨害ｖと基準受信パルスｇとのスカラー積が基準受信パルスｇの大きさの２乗により除算されている。
Here, the validity of the calculation of the estimated amplitude value A dark based on the above equation will be described. The reference reception pulse g is supplied from the reference reception pulse estimation unit 80A to the correlation calculation unit 86 in a state where the reflection component of the absorber 7 shown in FIG. Accordingly, in this case, the reference reception pulse g is, as shown in the alternate long and short dash line frame 91, the excessive subtraction due to the reflection component from the reflector 8 and the reflection component from the absorber 7 shown in FIG. Is equivalent to the sum of Further, the pre-correction estimated synchronization disturbance v supplied to the correlation calculation unit 86 is reflected in the reflection component from the absorber 7 shown in FIG. This corresponds to the sum of the synchronous interference components shown in FIG. In this case, the peak position of the reflection component from the reflector 8 and the excessive subtraction due to the reflection component from the absorber 7 substantially coincide with each other, and the peak position of the reference reception pulse g corresponding to the sum of these components is absorbed. This substantially coincides with the peak position of the reflection component from the body 7. Therefore, the correlation calculation unit 86 calculates the correlation between the reference reception pulse g and the pre-correction estimated synchronization interference v based on the above formula, and thus the peak of the reflection component from the absorber 7 shown in FIG. The amplitude of the position can be estimated accurately. In the above-described calculation formula of the estimated amplitude value A dark , in order to avoid the root calculation and to omit the division by the size of the reference reception pulse g when calculating the replica u, which will be described later, The scalar product with the reference reception pulse g is divided by the square of the magnitude of the reference reception pulse g.

レプリカ生成部８７は、相関算出部８６が出力する振幅推定値Ａｄａｒｋと基準受信パルスｇに基づき、図１７（Ａ）に示した吸収体７からの反射成分のレプリカ「ｕ」を生成する。レプリカｕは、ベクター長がゲート幅ｗＧａｔｅに等しい実数ベクトルである。ここで、レプリカ生成部８７は、基準受信パルスｇのピーク位置が図１７（Ａ）に示した吸収体７からの反射成分のピーク位置と略一致することを勘案し、以下の式に示すように、基準受信パルスｇとピーク位置が一致し、ピーク位置での振幅が振幅推定値Ａｄａｒｋに相当する振幅となるようにレプリカｕを生成する。 The replica generation unit 87 generates a replica “u” of the reflection component from the absorber 7 shown in FIG. 17A based on the amplitude estimation value A dark output from the correlation calculation unit 86 and the reference reception pulse g. The replica u is a real vector whose vector length is equal to the gate width wGate. Here, the replica generation unit 87 takes into consideration that the peak position of the reference reception pulse g substantially coincides with the peak position of the reflection component from the absorber 7 shown in FIG. In addition, the replica u is generated such that the reference reception pulse g and the peak position coincide with each other, and the amplitude at the peak position becomes an amplitude corresponding to the amplitude estimated value A dark .


このようにすることで、レプリカ生成部８７は、一点鎖線枠９２内に示すように、図１７（Ａ）に示した吸収体７からの反射成分のレプリカを好適に生成することができる。
By doing in this way, the replica production | generation part 87 can produce | generate the replica of the reflection component from the absorber 7 shown to FIG. 17 (A) suitably, as shown in the dashed-dotted line frame 92. FIG.

減算器８８は、レプリカ生成部８７が生成したレプリカｕを補正前推定同期妨害ｖから減算する。この場合、一点鎖線枠９３内に示すように、推定同期妨害ｗは、図１７（Ａ）に示した吸収体７からの反射成分が補正前推定同期妨害ｖから好適に除去されている。その後、推定同期妨害ｗは減算器７２に供給され、減算器７２は、推定同期妨害ｗを受信セグメントｙから減算した補正受信セグメントｙｄａｓｈを生成して基準受信パルス推定部８０Ａ及びマッチドフィルタ８１Ａに供給する。この場合、基準受信パルス推定部８０Ａは、図１７（Ａ）に示した吸収体７からの反射成分の影響分が除かれた基準受信パルスｇ（図１７（Ｃ）参照）を生成する。マッチドフィルタ８１Ａは、同期妨害成分が除去された補正受信セグメントｙｄａｓｈに対し、吸収体７からの反射成分の影響分が除かれた基準受信パルスｇに基づくフィルタリングを行う。これにより、マッチドフィルタ８１Ａは、雑音や時間遅延等を的確に補正したフィルタードセグメントｚをピーク検出部７４に出力する。 The subtracter 88 subtracts the replica u generated by the replica generation unit 87 from the pre-correction estimated synchronization interference v. In this case, as shown in the alternate long and short dash line frame 93, in the estimated synchronization disturbance w, the reflection component from the absorber 7 shown in FIG. 17A is suitably removed from the pre-correction estimated synchronization disturbance v. Thereafter, the estimated synchronization disturbance w is supplied to the subtractor 72, and the subtractor 72 generates a corrected reception segment ydash obtained by subtracting the estimated synchronization disturbance w from the reception segment y, and supplies the corrected reception segment ydash to the reference reception pulse estimation unit 80A and the matched filter 81A. Supply. In this case, the reference reception pulse estimation unit 80A generates a reference reception pulse g (see FIG. 17C) from which the influence of the reflection component from the absorber 7 shown in FIG. The matched filter 81A performs filtering based on the reference reception pulse g from which the influence of the reflection component from the absorber 7 is removed, on the corrected reception segment ydash from which the synchronization interference component has been removed. As a result, the matched filter 81A outputs the filtered segment z, in which noise, time delay, and the like are accurately corrected, to the peak detection unit 74.

ここで、図１８に示すＤＳＰ１６のブロック構成において、同期妨害第２推定部７１Ｙを設けることの効果についてさらに補足説明する。図１８に示す構成に代えて、仮に同期妨害第２推定部７１Ｙを設けない構成の場合（即ち、第１実施例の同期妨害推定部７１と第２実施例の基準受信パルス推定部８０とを単に並べた構成の場合）、反射抑制期間Ｔｔａｇ１で算出される推定同期妨害ｗは、図１７（Ｂ）に示した同期妨害成分に加えて、図１７（Ａ）に示した吸収体７からの反射成分が含まれることになる。この場合、ライダ１の検出対象方向の走査期間においても、吸収体７からの反射成分が含まれる推定同期妨害ｗに基づき補正受信セグメントｙｄａｓｈが生成されるため、補正受信セグメントｙｄａｓｈに基づく反射率や測距の推定に誤差が生じることになる。また、基準反射期間Ｔｔａｇ２で算出される基準受信パルスｇは、図１９の一点鎖線枠９１に示すように、吸収体７からの反射成分に起因した過剰減算分が含まれることになり、基準受信パルスｇの推定精度が低下することになる。以上を勘案し、第３実施例に係るＤＳＰ１６は、推定同期妨害ｗから吸収体７からの反射成分を除去するための同期妨害第２推定部７１Ｙを有することで、吸収体７からの反射成分に起因した誤差等の発生を好適に抑制することができる。 Here, in the block configuration of the DSP 16 shown in FIG. 18, the effect of providing the synchronization disturbance second estimation unit 71Y will be further supplementarily described. Instead of the configuration shown in FIG. 18, if the configuration is not provided with the second synchronization disturbance estimation unit 71Y (that is, the synchronization disturbance estimation unit 71 of the first embodiment and the reference received pulse estimation unit 80 of the second embodiment). In the case of a simply arranged configuration), the estimated synchronization disturbance w calculated in the reflection suppression period Ttag1 is from the absorber 7 shown in FIG. 17A in addition to the synchronization disturbance component shown in FIG. A reflection component is included. In this case, since even in the detected direction of the scanning period of the rider 1, the corrected received segment y dash based on the estimated synchronization disturbance w which includes the reflected components from the absorber 7 is generated based on the corrected received segment y dash reflection An error occurs in the estimation of the rate and the distance measurement. Further, the reference reception pulse g calculated in the reference reflection period Ttag2 includes an excessive subtraction due to the reflection component from the absorber 7, as indicated by a one-dot chain line 91 in FIG. The estimation accuracy of the pulse g is lowered. In consideration of the above, the DSP 16 according to the third embodiment has the reflection interference component from the absorber 7 by including the synchronization interference second estimation unit 71Y for removing the reflection component from the absorber 7 from the estimated synchronization interference w. It is possible to suitably suppress the occurrence of errors and the like due to.

以上説明したように、第３実施例に係るライダ１は、照射方向を変えながら射出光Ｌｏを照射する走査部５５と、第１照射方向に配置され、射出光Ｌｏを反射する反射体８と、第２照射方向に配置され、射出光Ｌｏを吸収する吸収体７と、戻り光Ｌｒを受光するＡＰＤ４１と、ＤＳＰ１６とを備える。ＤＳＰ１６は、射出光Ｌｏの照射方向が第１照射方向及び第２照射方向であるときの各々のＡＰＤ４１の出力信号に基づいて、吸収体７の反射成分のレプリカｕを生成する。これにより、ライダ１は、レプリカｕを補正前推定同期妨害ｖから除去して推定同期妨害ｗを推定することができ、吸収体７からの反射成分に起因した誤差等の発生を好適に抑制することができる。   As described above, the lidar 1 according to the third embodiment includes the scanning unit 55 that irradiates the emitted light Lo while changing the irradiation direction, and the reflector 8 that is disposed in the first irradiation direction and reflects the emitted light Lo. The absorber 7 is disposed in the second irradiation direction and absorbs the emitted light Lo, the APD 41 that receives the return light Lr, and the DSP 16. The DSP 16 generates a replica u of the reflection component of the absorber 7 based on the output signal of each APD 41 when the irradiation direction of the emitted light Lo is the first irradiation direction and the second irradiation direction. Thereby, the lidar 1 can estimate the estimated synchronization interference w by removing the replica u from the pre-correction estimated synchronization interference v, and suitably suppress the occurrence of an error or the like due to the reflection component from the absorber 7. be able to.

１ ライダ
５ システムＣＰＵ
７ 吸収体
８ 反射体
１０ ＡＳＩＣ
３０ トランスミッタ
４０ レシーバ
５０ 走査光学部 1 Rider 5 System CPU
7 Absorber 8 Reflector 10 ASIC
30 Transmitter 40 Receiver 50 Scan Optics

Claims (11)

照射方向を変えながら、第１の信号に応じてレーザ光を照射する照射部と、
所定の照射方向に配置され、前記レーザ光を吸収する吸収体と、
前記レーザ光の戻り光を受光する受光部と、を備える光学機器の前記受光部の出力信号を処理する情報処理装置であって、
前記レーザ光の照射方向が前記所定の照射方向であるときの前記出力信号に基づいて、前記第１の信号に起因するノイズ信号を推定する推定部を備える情報処理装置。 An irradiation unit that emits laser light in accordance with the first signal while changing the irradiation direction;
An absorber disposed in a predetermined irradiation direction and absorbing the laser beam;
An information processing apparatus for processing an output signal of the light receiving unit of an optical device comprising: a light receiving unit that receives return light of the laser beam;
An information processing apparatus comprising: an estimation unit that estimates a noise signal caused by the first signal based on the output signal when the irradiation direction of the laser light is the predetermined irradiation direction. 前記レーザ光の照射方向ごとの区間信号を前記出力信号から抽出する区間信号抽出部をさらに備え、
前記推定部は、前記所定の照射方向に対応する少なくとも１つの区間信号に基づいて、前記ノイズ信号を推定する請求項１に記載の情報処理装置。 A section signal extraction unit that extracts a section signal for each irradiation direction of the laser light from the output signal;
The information processing apparatus according to claim 1, wherein the estimation unit estimates the noise signal based on at least one section signal corresponding to the predetermined irradiation direction. 前記受光部の出力信号から、前記推定部によって推定されたノイズ信号を減算する減算部をさらに備える請求項１または２に記載の情報処理装置。   The information processing apparatus according to claim 1, further comprising a subtracting unit that subtracts a noise signal estimated by the estimating unit from an output signal of the light receiving unit. 前記吸収体は、多重反射構造を有することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の情報処理装置。   The information processing apparatus according to claim 1, wherein the absorber has a multiple reflection structure. 前記推定部は、前記レーザ光の照射方向が前記所定の照射方向であるときの照射角度ごとの前記出力信号を平均化することで、前記ノイズ信号を推定する請求項１〜４のいずれか一項に記載の情報処理装置。   The said estimation part estimates the said noise signal by averaging the said output signal for every irradiation angle when the irradiation direction of the said laser beam is the said predetermined irradiation direction. The information processing apparatus according to item. 前記推定部は、前記照射部が前記所定の照射方向に対して複数回走査したときにそれぞれ得られた前記出力信号を平均化することで、前記ノイズ信号を推定する請求項１〜５のいずれか一項に記載の情報処理装置。   The said estimation part estimates the said noise signal by averaging the said output signal each obtained when the said irradiation part scanned several times with respect to the said predetermined irradiation direction. The information processing apparatus according to claim 1. 前記第１の信号は、パルス信号であり、
前記照射部は、前記パルス信号に基づき、異なる照射方向ごとにパルス光を前記レーザ光として照射する請求項１〜６のいずれか一項に記載の情報処理装置。 The first signal is a pulse signal;
The information processing apparatus according to claim 1, wherein the irradiation unit irradiates pulsed light as the laser light for each different irradiation direction based on the pulse signal. 照射方向を変えながら、第１の信号に応じてレーザ光を照射する照射部と、
所定の照射方向に配置され、前記レーザ光を吸収する吸収体と、
前記レーザ光の戻り光を受光する受光部と、
前記レーザ光の照射方向が前記所定の照射方向であるときの前記出力信号に基づいて、前記第１の信号に起因するノイズ信号を推定する推定部と、
を備える光学機器。 An irradiation unit that emits laser light in accordance with the first signal while changing the irradiation direction;
An absorber disposed in a predetermined irradiation direction and absorbing the laser beam;
A light receiving unit for receiving the return light of the laser beam;
An estimation unit configured to estimate a noise signal caused by the first signal based on the output signal when the irradiation direction of the laser light is the predetermined irradiation direction;
An optical instrument comprising: 照射方向を変えながら、第１の信号に応じてレーザ光を照射する照射部と、
所定の照射方向に配置され、前記レーザ光を吸収する吸収体と、
前記レーザ光の戻り光を受光する受光部と、を有する光学機器が実行する制御方法であって、
前記レーザ光の照射方向が前記所定の照射方向であるときの前記出力信号に基づいて、前記第１の信号に起因するノイズ信号を推定する推定工程
を有する制御方法。 An irradiation unit that emits laser light in accordance with the first signal while changing the irradiation direction;
An absorber disposed in a predetermined irradiation direction and absorbing the laser beam;
A light receiving unit that receives the return light of the laser beam, and a control method executed by an optical device,
A control method including an estimation step of estimating a noise signal caused by the first signal based on the output signal when the irradiation direction of the laser light is the predetermined irradiation direction. 照射方向を変えながら、第１の信号に応じてレーザ光を照射する照射部と、
所定の照射方向に配置され、前記レーザ光を吸収する吸収体と、
前記レーザ光の戻り光を受光する受光部と、を有する光学機器の前記受光部の出力信号を処理するコンピュータが実行するプログラムであって、
前記レーザ光の照射方向が前記所定の照射方向であるときの前記出力信号に基づいて、前記第１の信号に起因するノイズ信号を推定する推定部
として前記コンピュータを機能させるプログラム。 An irradiation unit that emits laser light in accordance with the first signal while changing the irradiation direction;
An absorber disposed in a predetermined irradiation direction and absorbing the laser beam;
A program executed by a computer that processes an output signal of the light receiving unit of an optical device having a light receiving unit that receives the return light of the laser beam,
A program that causes the computer to function as an estimation unit that estimates a noise signal caused by the first signal based on the output signal when the irradiation direction of the laser light is the predetermined irradiation direction. 請求項１０に記載のプログラムを記憶した記憶媒体。   A storage medium storing the program according to claim 10.
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