JP2018007515A - 絶縁型のｄｃ／ｄｃコンバータならびにその一次側コントローラ、制御方法、それを用いた電源アダプタおよび電子機器 - Google Patents

絶縁型のｄｃ／ｄｃコンバータならびにその一次側コントローラ、制御方法、それを用いた電源アダプタおよび電子機器 Download PDF

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Abstract

【課題】低電圧状態の電流を抑制したＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】低電圧状態検出回路３１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧ＶＯＵＴが所定値ＶＬより低い低電圧状態を検出する。パルス幅変調器３０２は、オン時間が二次側からのフィードバック信号ＶＦＢに応じて調節されるパルス信号ＳＰＷＭを生成する。低電圧状態において、パルス信号ＳＰＷＭの周期ＴＰ２は、出力電圧ＶＯＵＴが所定値ＶＬより高い非低電圧状態におけるパルス信号ＳＰＷＭの周期よりも長くなる。【選択図】図３

Description

本発明は、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
ＡＣ／ＤＣコンバータをはじめとする様々な電源回路に、絶縁型の、より詳しくはフライバック型やフォワード型のＤＣ／ＤＣコンバータが利用される。図１は、同期整流型のフライバックコンバータ２００ｒを備えるＡＣ／ＤＣコンバータ１００ｒの回路図である。
ＡＣ／ＤＣコンバータ１００ｒは主としてヒューズ１０２、入力キャパシタＣｉ、フィルタ１０４、ダイオード整流回路１０６、平滑キャパシタＣｓおよびフライバックコンバータ２００ｒを備える。
商用交流電圧ＶＡＣは、ヒューズ１０２および入力キャパシタＣｉを介してフィルタ１０４に入力される。フィルタ１０４は、商用交流電圧ＶＡＣのノイズを除去する。ダイオード整流回路１０６は、商用交流電圧ＶＡＣを全波整流するダイオードブリッジ回路である。ダイオード整流回路１０６の出力電圧は、平滑キャパシタＣｓによって平滑化され、直流電圧ＶＩＮに変換される。
絶縁型のフライバックコンバータ２００ｒは、入力端子Ｐ１に直流電圧ＶＩＮを受け、それを降圧して、目標値に安定化された出力電圧ＶＯＵＴを出力端子Ｐ２に接続される負荷（不図示）に供給する。
トランスＴ１の一次巻線Ｗ１には、スイッチングトランジスタＭ１が接続される。トランスＴ１の二次巻線Ｗ２には整流ダイオードＤ１が接続され、出力キャパシタＣｏ１は出力端子Ｐ２に接続される。フィードバック回路２０６は、出力電圧ＶＯＵＴとその目標電圧ＶＯＵＴ（ＲＥＦ）の誤差に応じた電流で、フォトカプラ２０４の発光素子を駆動する。フォトカプラ２０４の受光素子には、誤差に応じたフィードバック電流ＩＦＢが流れる。
整流ダイオードＤ２および平滑化キャパシタＣｏ２は、トランスＴ１の補助巻線Ｗ３とともに電源回路２０８を形成している。電源回路２０８が生成する電源電圧ＶＣＣは、一次側コントローラ３００ｒの電源（ＶＣＣ）端子に供給される。
一次側コントローラ３００ｒは、ＰＷＭ（パルス幅変調）コントローラである。一次側コントローラ３００ｒのＦＢ（フィードバック）端子には、フィードバック電流ＩＦＢに応じたフィードバック信号ＶＦＢが発生する。また一次側コントローラ３００ｒのＣＳ（電流検出）端子には、スイッチングトランジスタＭ１に流れる一次電流ＩＰに比例する電流検出信号ＶＣＳがフィードバックされる。電流検出信号ＶＣＳは、スイッチングトランジスタＭ１と直列に設けられたセンス抵抗ＲＣＳの電圧降下である。
たとえば一次側コントローラ３００ｒは、ピーク電流モードのパルス幅変調器を含み、周波数（周期）が一定で、フィードバック信号ＶＦＢおよび電流検出信号ＶＣＳに応じたデューティ比を有するパルス信号ＳＯＵＴを発生し、出力（ＯＵＴ）端子に接続されるスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。
特開２０１２−１２０３９９号公報 特開２０１４−０７９１５５号公報
本発明者は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒの出力電圧ＶＯＵＴが低い状態の動作について検討した結果、以下の課題を認識するに至った。出力電圧ＶＯＵＴが低い状態は、たとえば起動直後やＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒの出力が地絡した場合に生じうる。
図２は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒの起動時の波形図である。スイッチングトランジスタＭ１は、一定の周期ＴＯＳＣのオシレータクロック（セット信号ＳＳＥＴ）と同期してターンオンする。スイッチングトランジスタＭ１がオンすると、一次巻線Ｗ１に一次電流ＩＰが流れる。一次電流ＩＰは、入力電圧ＶＩＮに比例した傾きＶＩＮ／ＬＰで増加する。ＬＰは、一次巻線Ｗ１のインダクタンスである。
一次電流ＩＰが、フィードバック信号ＶＦＢに応じたピークレベルに達すると、スイッチングトランジスタＭ１がターンオフする。スイッチングトランジスタＭ１がオフの期間、二次巻線Ｗ２に二次電流ＩＳが流れる。二次電流ＩＳは、傾き（ＶＯＵＴ＋ＶＦ）／ＬＳで減少する。ＬＳは二次巻線Ｗ２のインダクタンス、ＶＦは整流ダイオードＤ１の順方向電圧である。
続いてセット信号ＳＳＥＴがアサートされると、スイッチングトランジスタＭ１が再びターンオンする。一次電流ＩＰは、スイッチングトランジスタＭ１のターンオン直前における二次電流ＩＳの電流量を始点として増加し始める。ＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒはこの動作を繰り返す。
オフ時間ＴＯＦＦにおける二次電流ＩＳの減少幅ΔＩＳは、
ΔＩＳ＝（ＶＯＵＴ＋ＶＦ）／ＬＳ×ＴＯＦＦ
となる。起動直後では出力電圧ＶＯＵＴが低いため、オフ時間ＴＯＦＦにおける二次電流ＩＳの傾きが小さく、したがって減少幅ΔＩＳが小さい。そのためオフ時間ＴＯＦＦの間に、二次電流ＩＳはゼロまで低下しない。
この動作が繰り返されると、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒは、連続モードで起動することとなり、一次巻線Ｗ１および二次巻線Ｗ２に大きな電流ＩＰ，ＩＳが流れることとなる。連続モードでＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒを起動させると、二次側の整流ダイオードＤ１の両端間に、１００Ｖを超えるような非常に高いサージ電圧が発生する。またスイッチングトランジスタＭ１のドレイン電圧ＶＤＳ１が増大する。なお、同様の問題は、起動時のみでなく出力地絡時においても生ずる。
このため従来では、低出力状態での電流連続モードでの動作に対応するために、トランスＴ１に工夫を施し、あるいはスイッチングトランジスタＭ１や整流ダイオードＤ１の耐圧等を高く設計する必要があり、コストが高くなる要因となっていた。
本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、低電圧状態の電流を抑制したＤＣ／ＤＣコンバータの提供にある。
本発明のある態様は、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータの一次側のスイッチングトランジスタを制御する一次側コントローラに関する。一次側コントローラは、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が所定値より低い低電圧状態を検出する低電圧状態検出回路と、オン時間が二次側からのフィードバック信号に応じて調節されるパルス信号を生成するパルス幅変調器と、を備える。低電圧状態におけるパルス信号の周期は、出力電圧が所定値より高い非低電圧状態におけるパルス信号の周期よりも長い。
低電圧状態においてパルス信号の周期を延ばすことにより、スイッチングトランジスタのオフ時間が長くなる。これにより、二次巻線の電流の低下幅が大きくなり、低電圧状態の電流を低減できる。
本発明の別の態様もまた、一次側コントローラである。この一次側コントローラは、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータの一次側のスイッチングトランジスタを制御する一次側コントローラであって、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が所定値より低い低電圧状態を検出する低電圧状態検出回路と、オン時間が二次側からのフィードバック信号に応じて調節されるパルス信号を生成するパルス幅変調器と、を備える。低電圧状態におけるパルス信号のオフ時間が、出力電圧が所定値より高い非低電圧状態におけるパルス信号のオフ時間よりも長い。
低電圧状態においてスイッチングトランジスタのオフ時間が長くすることで、二次巻線の電流の低下幅が大きくなり、低電圧状態におけるトランスに流れる電流を低減できる。
本発明の別の態様もまた、一次側コントローラである。この一次側コントローラは、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が所定値より低い低電圧状態を検出する低電圧状態検出回路と、オン時間が二次側からのフィードバック信号に応じて調節されるパルス信号を生成するパルス幅変調器と、を備える。低電圧状態においてパルス信号がオンレベルに遷移するタイミングを、出力電圧が所定値より高い非低電圧状態よりも遅らせる。
これにより低電圧状態においてスイッチングトランジスタのオフ時間が長くなり、二次巻線の電流の低下幅が大きくなり、低電圧状態においてトランスに流れる電流を低減できる。
パルス幅変調器は、フィードバック信号に応じてアサートされるリセット信号を生成するリセット信号生成回路と、周期的なセット信号を生成するセット信号生成回路と、セット信号に応答してオンレベル、リセット信号に応答してオフレベルに遷移するパルス信号を生成するロジック回路と、を含んでもよい。低電圧状態におけるセット信号の周期が、非低電圧状態におけるセット信号の周期よりも長くてもよい。
セット信号生成回路は、所定の周波数で発振するオシレータと、非低電圧状態において、オシレータからの発振信号のＭ周期（Ｍは自然数）を、セット信号の周期とし、低電圧状態において、発振信号のＮ周期（Ｎ＞Ｍ）を、セット信号の周期とするカウンタと、を含んでもよい。
セット信号生成回路は、可変周波数のオシレータを含み、オシレータの発振周波数が、低電圧状態において出力電圧に応じた検出信号に応じていてもよい。
ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランスを含んでもよい。低電圧状態検出回路は、スイッチングトランジスタのオフ時間における補助巻線の両端間電圧にもとづいて、出力電圧を監視してもよい。
スイッチングトランジスタのオフ時間において、補助巻線には出力電圧に実質的に比例する電圧が発生する。そこで補助巻線の電圧を監視することで、低電圧状態を検出できる。
スイッチングトランジスタは、一次側コントローラと同一モジュールに収容されてもよい。低電圧状態における電流を低減すると、スイッチングトランジスタのドレインソース間電圧が小さくなる。したがってスイッチングトランジスタに要求される耐圧などの条件を緩和でき、一次側コントローラと同一パッケージに収容しやすくなる。
リセット信号生成回路は、スイッチングトランジスタに流れる電流を示す電流検出信号を、フィードバック信号と比較するリセットコンパレータを含んでもよい。リセット信号は、リセットコンパレータの出力信号に応じていてもよい。
本発明のさらに別の態様もまた、一次側コントローラである。この一次側コントローラは、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が所定値より低い低電圧状態を検出する低電圧状態検出回路と、低電圧状態において、オン時間がフィードバック信号と無関係である狭パルス信号を生成し、出力電圧が所定値より高い非低電圧状態において、オン時間が二次側からのフィードバック信号に応じて調節されるパルス信号を生成するパルス幅変調器と、を備える。
低電圧状態において、パルス信号のパルス幅すなわちオン時間を狭めることにより、オン時間における一次巻線の電流の増加幅を小さくできる。これにより、低電圧状態の電流を低減できる。
本発明のさらに別の態様は、ＤＣ／ＤＣコンバータである。このＤＣ／ＤＣコンバータは、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、一次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランスと、一次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、二次巻線に流れる電流を整流し、出力電圧を生成する二次側整流回路と、発光素子および受光素子を含むフォトカプラと、出力電圧と目標値の誤差に応じた電流でフォトカプラの発光素子を駆動するフィードバック回路と、フォトカプラの受光素子に流れる電流に応じたフィードバック信号にもとづいて、スイッチングトランジスタを駆動する一次側コントローラと、を備える。一次側コントローラは、（i）補助巻線の両端間電圧が所定値より大きいときに、第１周期を有し、かつオン時間がフィードバック信号に応じて調節されるパルス信号に応じてスイッチングトランジスタを駆動し、（ii）補助巻線の両端間電圧が所定値より小さいときに、第１周期より長い第２周期を有し、かつオン時間がフィードバック信号に応じて調節されるパルス信号に応じてスイッチングトランジスタを駆動する。
本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、負荷と、商用交流電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する上述のいずれかのＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えてもよい。
本発明の別の態様は、電源アダプタに関する。電源アダプタは、商用交流電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する上述のいずれかのＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えてもよい。
本発明のさらに別の態様は、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータの一次側のスイッチングトランジスタの制御方法に関する。制御方法は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を所定値と比較するステップと、出力電圧が所定値より高いとき、オン時間が二次側からのフィードバック信号に応じて調節され、第１周期を有するパルス信号を生成するステップと、出力電圧が所定値より低いとき、オン時間が二次側からのフィードバック信号に応じて調節され、第１周期より長い第２周期を有するパルス信号を生成するステップと、パルス信号に応じて、スイッチングトランジスタを駆動するステップと、を備える。
本発明のさらに別の態様もまた、制御方法である。この制御方法は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を所定値と比較するステップと、出力電圧が所定値より高いとき、オン時間が二次側からのフィードバック信号に応じて調節され、第１周期を有するパルス信号を生成するステップと、出力電圧が所定値より低いとき、オン時間が二次側からのフィードバック信号に応じて調節され、オフ時間が第１周期より長いパルス信号を生成するステップと、パルス信号に応じて、スイッチングトランジスタを駆動するステップと、を備える。
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明のある態様によれば、低電圧状態においてトランスに流れる電流を低減できる。
同期整流型のフライバックコンバータを備えるＡＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 図１のＤＣ／ＤＣコンバータの起動時の波形図である。 実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのブロック図である。 図４（ａ）は、非低電圧状態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形図であり、図４（ｂ）は、低電圧状態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形図である。 一次側コントローラの構成例を示す回路図である。 セット信号生成回路の構成例を示す図である。 図７（ａ）は、第１変形例に係る低電圧状態検出回路およびセット信号生成回路のブロック図であり、図７（ｂ）は、出力電圧ＶＯＵＴとセット信号ＳＳＥＴの周波数ｆＯＳＣの関係を示す図である。 第２変形例に係る一次側コントローラの回路図である。 ＡＣ／ＤＣコンバータを備えるＡＣアダプタを示す図である。 図１０（ａ）、（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータを備える電子機器を示す図である。
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさず、あるいは機能を阻害しない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさず、あるいは機能を阻害しない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
図３は、実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２００のブロック図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、トランスＴ１、一次側コントローラ３００、二次側整流回路２０２、フォトカプラ２０４、フィードバック回路２０６、電源回路２０８を備える。
トランスＴ１は、一次巻線Ｗ１、二次巻線Ｗ２および補助巻線Ｗ３を有する。スイッチングトランジスタＭ１は、一次巻線Ｗ１と接続される。本実施の形態では、スイッチングトランジスタＭ１は一次側コントローラ３００のパッケージに収容されている。
二次側整流回路２０２は、整流ダイオードＤ１および出力キャパシタＣｏ１を含み、二次巻線Ｗ２に流れる電流ＩＳを整流し、出力電圧ＶＯＵＴを生成する。フォトカプラ２０４は、発光素子および受光素子を含む。フィードバック回路２０６は、たとえばシャントレギュレータであり、出力電圧ＶＯＵＴとその目標値ＶＯＵＴ（ＲＥＦ）の誤差に応じた電流でフォトカプラ２０４の発光素子を駆動する。フォトカプラ２０４の受光素子には、出力電圧ＶＯＵＴとその目標値ＶＯＵＴ（ＲＥＦ）の誤差に応じたフィードバック電流ＩＦＢが流れる。
一次側コントローラ３００は、ソース（ＳＯＵＲＣＥ）端子、ドレイン（ＤＲＡＩＮ）端子、フィードバック（ＦＢ）端子、電源（ＶＣＣ）端子、電圧検出（ＺＴ）端子を備え、ひとつのパッケージに収容されている。
ＦＢ端子は、フォトカプラ２０４の受光素子と接続され、ＦＢ端子にはフィードバック電流ＩＦＢに応じたフィードバック信号ＶＦＢが発生する。スイッチングトランジスタＭ１のドレインはＤＲＡＩＮ端子と接続され、スイッチングトランジスタＭ１のソース端子はＳＯＵＲＣＥ端子と接続される。ＳＯＵＲＣＥ端子と接地の間には、電流センス抵抗ＲＣＳが外付けされる。電流センス抵抗ＲＣＳには、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間に、一次巻線Ｗ１に流れる電流ＩＳに比例した電圧降下（電流検出信号）ＶＣＳが発生する。電流検出信号ＶＣＳは、過電流保護に使用され、オン時間の調節に利用される。なお電流センス抵抗ＲＣＳは一次側コントローラ３００に内蔵されてもよい。
一次側コントローラ３００は、フィードバック信号ＶＦＢにもとづいて、出力電圧ＶＯＵＴとその目標値ＶＯＵＴ（ＲＥＦ）の誤差がゼロに近づくように、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングさせる。一次側コントローラ３００は、スイッチングトランジスタＭ１に加えて、パルス幅変調器３０２、ドライバ３０４、低電圧状態検出回路３１０を備える。
低電圧状態検出回路３１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧ＶＯＵＴが所定値ＶＬより低い低電圧状態を検出する。なお出力電圧ＶＯＵＴが所定値ＶＬより高い状態を、非低電圧状態と称する。それに限定されないが、たとえば低電圧状態の検出のために、補助巻線Ｗ３の両端間電圧ＶＷ３を利用することができる。スイッチングトランジスタＭ１のオフ時間において、補助巻線Ｗ３には、出力電圧ＶＯＵＴに実質的に比例した電圧（ＶＯＵＴ＋ＶＦ）×ｎＡ／ｎＳが現れる。ＶＦは整流ダイオードＤ１の順方向電圧である。ｎＡは補助巻線Ｗ３の巻数、ｎＳは二次巻線Ｗ２の巻数である。
補助巻線Ｗ３の電圧ＶＷ３は、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２によって分圧され、ＺＴ端子に入力される。低電圧状態検出回路３１０は、ＺＴ端子の電圧ＶＺＴを、所定値ＶＬに応じたしきい値電圧ＶＴＨと比較することにより低電圧状態を検出する。低電圧状態検出回路３１０からパルス幅変調器３０２には、低電圧状態か非低電圧状態かを示す判定信号Ｓ１が入力される。判定信号Ｓ１は、低電圧の程度を示す信号であってもよい。なおＺＴ端子を、疑似共振コントローラに設けられるゼロカレント検出用の端子と混同してはならない。
パルス幅変調器３０２は、少なくともフィードバック信号ＶＦＢに応じて、パルス信号ＳＰＷＭを生成する。ドライバ３０４は、パルス信号ＳＰＷＭに応じてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。
パルス幅変調器３０２は、パルス信号ＳＰＷＭのオン時間を、二次側からのフィードバック信号ＶＦＢに応じて調節する。それに限定されないが、パルス幅変調器３０２は、電流検出信号ＶＣＳがフィードバック信号ＶFBに達すると、パルス信号ＳＰＷＭをオフレベルに遷移させる。さらにパルス幅変調器３０２は、低電圧状態におけるパルス信号ＳＰＷＭの周期ＴＰ２が、非低電圧状態におけるパルス信号ＳＰＷＭの周期ＴＰ１よりも長くなるように構成される。周期ＴＰ１は非低電圧状態において、トランスＴ１に流れる電流が所望量となるように定めればよく、たとえばＤＣ／ＤＣコンバータ２００が電流不連続モード（もしくは臨界モード）となるように規定される。
周期ＴＰ２は低電圧状態において、トランスＴ１に流れる電流が所望量となるように定めればよく、非低電圧状態と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００が電流不連続モード（もしくは臨界モード）となるように規定される。
すなわち一次側コントローラ３００は、（i）補助巻線Ｗ３の両端間電圧ＶＷ３が所定値ＶＬより大きいときに、第１周期ＴＰ１を有し、かつオン時間がフィードバック信号ＶＦＢに応じて調節されるパルス信号ＳＰＷＭに応じてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。また一次側コントローラ３００は、（ii）補助巻線Ｗ３の両端間電圧ＶＷ３が所定値ＶＬより小さいときに、第１周期ＴＰ１より長い第２周期ＴＰ２を有し、かつオン時間がフィードバック信号ＶＦＢに応じて調節されるパルス信号ＳＰＷＭに応じてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。
以上がＤＣ／ＤＣコンバータ２００の構成である。続いてその動作を説明する。
図４（ａ）は、非低電圧状態におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作波形図である。出力電圧ＶＯＵＴが所定値ＶＬより高いとき、パルス信号ＳＰＷＭの周期は、第１値（第１周期）ＴＰ１となる。出力電圧ＶＯＵＴが十分に高いため、オフ時間ＴＯＦＦにおける二次巻線Ｗ２の電流ＩＳの傾きは急峻であり、したがってＤＣ／ＤＣコンバータ２００は電流不連続モードで動作する。
図４（ｂ）は、低電圧状態におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作波形図である。出力電圧ＶＯＵＴが所定値ＶＬより低いとき、パルス信号ＳＰＷＭの周期は、第２値（第２周期）ＴＰ２となる。出力電圧ＶＯＵＴが低いため、オフ時間ＴＯＦＦにおける二次巻線Ｗ２の電流ＩＳの傾きは緩やかである。従来ではオフ時間が短いため、図２に示すように電流連続モードで動作していた。図４（ｂ）では、周期ＴＰ２を非低電圧状態の周期ＴＰ１より長くすることにより、低電圧状態のオフ時間ＴＯＦＦ２が、非低電圧状態のオフ時間よりも十分に長くなる。このため、オフ時間ＴＯＦＦの間に、二次巻線Ｗ２の電流ＩＳを十分に小さい量（図４（ｂ）ではゼロ）まで低下させることができる。
このように実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２００によれば、低電圧状態において、トランスに流れる電流を低減できる。これにより、耐圧の低いトランスＴ１、スイッチングトランジスタＭ１や整流ダイオードＤ１を採用できるため、コストを下げることができる。特にスイッチングトランジスタＭ１の低耐圧化によって、スイッチングトランジスタＭ１を一次側コントローラ３００と同一パッケージに収容することが可能となる。
本発明は、図３のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や実施例を説明する。
図５は、一次側コントローラ３００の構成例を示す回路図である。低電圧状態検出回路３１０は、コンパレータ３１２を含む。コンパレータ３１２は、ＺＴ端子の電圧ＶＺＴを、所定値ＶＬに応じたしきい値電圧ＶＴＨと比較し、ＶＺＴ＞ＶＴＨのとき、言い換えれば非低電圧状態（ＶＯＵＴ＞ＶＬ）のときハイレベル、ＶＺＴ＜ＶＴＨのとき、言い換えれば低電圧状態（ＶＯＵＴ＜ＶＬ）のときローレベルとなる比較信号Ｓ２を生成する。低電圧状態検出回路３１０は、比較信号Ｓ２に応じた判定信号Ｓ１を出力する。ＶＺＴがＶＯＵＴに比例するのは、スイッチングトランジスタＭ１のオフ時間であるから、ロジック回路３１４は、毎サイクルごとに、オフ時間における比較信号Ｓ２をラッチし、判定信号Ｓ１としてもよい。
パルス幅変調器３０２は、セット信号生成回路３２０、リセット信号生成回路３２２、ロジック回路３２４を含む。セット信号生成回路３２０は、パルス信号ＳＰＷＭの周期ごとにアサート（たとえばハイレベル）されるセット信号ＳＳＥＴを生成する。セット信号ＳＳＥＴの周期は、判定信号Ｓ１に応じて変更可能となっており、非低電圧状態においてＴＰ１、低電圧状態においてＴＰ２となる。セット信号ＳＳＥＴは、パルス信号ＳＰＷＭがオンレベルに遷移するタイミング、言い換えればスイッチングトランジスタＭ１がターンオンするタイミングを規定する信号である。したがって、セット信号ＳＳＥＴの周期を大きくすることは、スイッチングトランジスタＭ１のターンオンのタイミングを遅らせること、言い換えればオフ時間ＴＯＦＦを長くすることと等価である。
リセット信号生成回路３２２は、フィードバック信号ＶＦＢに応じてアサート（ハイレベル）されるリセット信号ＳＲＥＳＥＴを生成する。リセット信号生成回路３２２は、ＰＷＭコンパレータ３２６を含む。ＰＷＭコンパレータ３２６は、電流検出信号ＶＣＳをフィードバック信号ＶＦＢと比較し、ＶＣＳ＞ＶＦＢとなると、比較信号Ｓ３をアサート（たとえばハイレベル）する。電流リミットコンパレータ３２８は、パルスバイパルスの過電流保護のために設けられ、電流検出信号ＶＣＳを電流ＩＳの許容ピーク値を規定するしきい値ＶＣＬと比較し、ＶＣＳ＞ＶＣＬとなると、比較信号Ｓ４をアサート（たとえばハイレベル）する。ＯＲゲート３３０は、比較信号Ｓ３，Ｓ４の少なくとも一方がアサートされると、リセット信号ＳＲＥＳＥＴをアサートする。
ロジック回路３２４は、セット信号ＳＳＥＴに応答してオンレベル（ハイレベル）、リセット信号ＳＲＥＳＥＴに応答してオフレベル（ローレベル）に遷移するパルス信号ＳＰＷＭを生成する。ロジック回路３２４は、ＳＲフリップフロップやＤフリップフロップで構成することができる。
図６は、セット信号生成回路３２０の構成例を示す図である。図６のセット信号生成回路３２０ａは、オシレータ３３２およびカウンタ３３４を含む。オシレータ３３２は、所定の周波数で発振する。カウンタ３３４は、非低電圧状態において、オシレータ３３２からの発振信号のＭ周期（Ｍは自然数）を、セット信号ＳＳＥＴの周期ＴＰ１とする。Ｍ＝１であってもよい。
ＴＰ１＝ＴＯＳＣｘＭ
カウンタ３３４は、低電圧状態において、発振信号Ｓ５のＮ周期（Ｎ＞Ｍ）を、セット信号ＳＳＥＴの周期ＴＰ２とする。
ＴＰ２＝ＴＯＳＣｘＮ
変形例において、セット信号生成回路は、発振周波数（周期）が、判定信号Ｓ１に応じて切りかえ可能な可変周波数のオシレータを含んでもよい。オシレータは、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）であり、制御電圧を判定信号Ｓ１に応じて切りかえてもよい。あるいはオシレータ３３２はＰＬＬ回路を含み、分周比を判定信号Ｓ１に応じて切りかえてもよい。
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
（第１変形例）
実施の形態では、低電圧状態におけるパルス信号ＳＰＷＭの周期ＴＰ２を一定としたが、出力電圧ＶＯＵＴに応じて変化させてもよい。図７（ａ）は、第１変形例に係る低電圧状態検出回路３１０およびセット信号生成回路３２０のブロック図である。低電圧状態検出回路３１０は、サンプルホールド回路３１６およびアンプ３１８を含む。サンプルホールド回路３１６は、スイッチングトランジスタＭ１のオフ時間におけるＺＴ端子の電圧ＶＺＴをサンプリングし、ホールドする。アンプ３１８は、必要に応じてサンプルホールド回路３１６の出力電圧Ｖ１を増幅する。セット信号生成回路３２０は、アンプ３１８の出力電圧Ｖ２に応じた周波数ｆＯＳＣで発振する。図７（ｂ）は、出力電圧ＶＯＵＴとセット信号ＳＳＥＴの周波数ｆＯＳＣの関係を示す図である。
（第２変形例）
実施の形態では、パルス信号ＳＰＷＭの周期を変化させることで、オフ時間を引き延ばし、低電圧状態における電流不連続モードを実現した。これに対して第２変形例では、パルス信号ＳＰＷＭの周期を一定としつつ、低電圧状態においてオン時間を短くすることで電流不連続モードを実現する。図８は、第２変形例に係る一次側コントローラ３００ｂの回路図である。パルス幅変調器３０２ｂは、非低電圧状態において、オン時間ＴＯＮが二次側からのフィードバック信号に応じて調節されるパルス信号ＳＰＷＭを生成する。またパルス幅変調器３０２ｂは低電圧状態において、オン時間がフィードバック信号ＶＦＢと無関係である狭パルス信号を生成する。強制リセット回路３４０は、低電圧状態において、セット信号ＳＳＥＴのアサートから所定時間経過後に、強制リセット信号Ｓ６をアサートする。強制リセット信号Ｓ６は、ＯＲゲート３４２を通過してロジック回路３２４に入力される。
この変形例によれば、スイッチングトランジスタＭ１のターンオフのタイミングを、ＰＷＭコンパレータ３２６が生成するリセット信号よりも早めることにより、オン時間が短い狭パルス信号を生成できる。狭パルス信号でスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングすることで、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間における一次巻線Ｗ１の電流ＩＳの増加幅を小さくできるため、低電圧状態におけるトランスに流れる電流を低減できる。
（第３変形例）
実施の形態では、低電圧状態検出回路３１０が補助巻線Ｗ３の電圧を監視することとしたがその限りではない。ＦＢ信号は出力電圧ＶＯＵＴと目標電圧の誤差を表すため、出力電圧ＶＯＵＴを間接的に表しているといえる。そこで低電圧状態検出回路３１０は、ＦＢ信号を利用して低電圧状態を監視してもよい。あるいは、トランスＴ１の二次側に、出力電圧ＶＯＵＴとしきい値ＶＬを比較するコンパレータを配置し、コンパレータの出力を、フォトカプラ２０４とは別のフォトカプラで一次側コントローラ３００に送信してもよい。
（第４変形例）
実施の形態では、ダイオード整流型のＤＣ／ＤＣコンバータを説明したが、本発明は同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータにも適用可能である。またスイッチングトランジスタＭ１は、一次側コントローラ３００の外部に設けられてもよい。
（用途）
最後にＤＣ／ＤＣコンバータ２００の用途を説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、ＡＣアダプタや電子機器の電源ブロックに好適に利用されるＡＣ／ＤＣコンバータ１００に利用できる。
図９は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００を備えるＡＣアダプタ８００を示す図である。ＡＣアダプタ８００は、プラグ８０２、筐体８０４、コネクタ８０６を備える。プラグ８０２は、図示しないコンセントから商用交流電圧ＶＡＣを受ける。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、筐体８０４内に実装される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００により生成された直流出力電圧ＶＯＵＴは、コネクタ８０６から電子機器８１０に供給される。電子機器８１０は、ノートＰＣ、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話、携帯オーディオプレイヤなどが例示される。
図１０（ａ）、（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００を備える電子機器９００を示す図である。図１０（ａ）、（ｂ）の電子機器９００はディスプレイ装置であるが、電子機器９００の種類は特に限定されず、オーディオ機器、冷蔵庫、洗濯機、掃除機など、電源装置を内蔵する機器であればよい。
プラグ９０２は、図示しないコンセントから商用交流電圧ＶＡＣを受ける。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、筐体９０４内に実装される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００により生成された直流出力電圧ＶＯＵＴは、同じ筐体９０４内に搭載される、マイコン、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、電源回路、照明機器、アナログ回路、デジタル回路などの負荷に供給される。
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
Ｐ１…入力端子、Ｐ２…出力端子、Ｃｏ１…出力キャパシタ、Ｃｏ２…平滑化キャパシタ、Ｄ１，Ｄ２…整流ダイオード、Ｔ１…トランス、Ｗ１…一次巻線、Ｗ２…二次巻線、Ｗ３…補助巻線、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、ＲＣＳ…検出抵抗、１００…ＡＣ／ＤＣコンバータ、１０２…ヒューズ、Ｃｉ…入力キャパシタ、１０４…フィルタ、１０６…ダイオード整流回路、Ｃｓ…平滑キャパシタ、２００…ＤＣ／ＤＣコンバータ、２０２…二次側整流回路、２０４…フォトカプラ、２０６…フィードバック回路、２０８…電源回路、３００…一次側コントローラ、３０２…パルス幅変調器、３０４…ドライバ、３１０…低電圧状態検出回路、３１２…コンパレータ、３１４…ロジック回路、３１６…サンプルホールド回路、３１８…アンプ、３２０…セット信号生成回路、３２２…リセット信号生成回路、３２４…ロジック回路、３２６…ＰＷＭコンパレータ、３２８…電流リミットコンパレータ、３３０…ＯＲゲート、３３２…オシレータ、３３４…カウンタ、８００…ＡＣアダプタ、８０２…プラグ、８０４…筐体、８０６…コネクタ、８１０，９００…電子機器、９０２…プラグ、９０４…筐体。

Claims (17)

  1. 絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータの一次側のスイッチングトランジスタを制御する一次側コントローラであって、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が所定値より低い低電圧状態を検出する低電圧状態検出回路と、
    オン時間が二次側からのフィードバック信号に応じて調節されるパルス信号を生成するパルス幅変調器と、
    を備え、前記低電圧状態における前記パルス信号の周期が、前記出力電圧が前記所定値より高い非低電圧状態における前記パルス信号の周期よりも長いことを特徴とする一次側コントローラ。
  2. 絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータの一次側のスイッチングトランジスタを制御する一次側コントローラであって、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が所定値より低い低電圧状態を検出する低電圧状態検出回路と、
    オン時間が二次側からのフィードバック信号に応じて調節されるパルス信号を生成するパルス幅変調器と、
    を備え、
    前記低電圧状態における前記パルス信号のオフ時間が、前記出力電圧が前記所定値より高い非低電圧状態における前記パルス信号のオフ時間よりも長いことを特徴とする一次側コントローラ。
  3. 絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータの一次側のスイッチングトランジスタを制御する一次側コントローラであって、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が所定値より低い低電圧状態を検出する低電圧状態検出回路と、
    オン時間が二次側からのフィードバック信号に応じて調節されるパルス信号を生成するパルス幅変調器と、
    を備え、前記低電圧状態において前記パルス信号がオンレベルに遷移するタイミングを、前記出力電圧が前記所定値より高い非低電圧状態よりも遅らせることを特徴とする一次側コントローラ。
  4. 前記パルス幅変調器は、
    前記フィードバック信号に応じてアサートされるリセット信号を生成するリセット信号生成回路と、
    周期的なセット信号を生成するセット信号生成回路と、
    前記セット信号に応答してオンレベル、前記リセット信号に応答してオフレベルに遷移する前記パルス信号を生成するロジック回路と、
    を含み、
    前記低電圧状態における前記セット信号の周期が、前記非低電圧状態における前記セット信号の周期よりも長いことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の一次側コントローラ。
  5. 前記セット信号生成回路は、
    所定の周波数で発振するオシレータと、
    前記非低電圧状態において、前記オシレータからの発振信号のＭ周期（Ｍは自然数）を、前記セット信号の周期とし、前記低電圧状態において、前記発振信号のＮ周期（Ｎ＞Ｍ）を、前記セット信号の周期とするカウンタと、
    を含むことを特徴とする請求項４に記載の一次側コントローラ。
  6. 前記セット信号生成回路は、可変周波数のオシレータを含み、前記オシレータの発振周波数が、前記低電圧状態において前記出力電圧に応じた検出信号に応じていることを特徴とする請求項４に記載の一次側コントローラ。
  7. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランスを含み、
    前記低電圧状態検出回路は、前記スイッチングトランジスタがオフ時間における前記補助巻線の両端間電圧にもとづいて、前記出力電圧を監視することを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の一次側コントローラ。
  8. 前記スイッチングトランジスタは、前記一次側コントローラと同一パッケージに収容されることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の一次側コントローラ。
  9. 前記リセット信号生成回路は、前記スイッチングトランジスタに流れる電流を示す電流検出信号を、前記フィードバック信号と比較するリセットコンパレータを含み、
    前記リセット信号は、前記リセットコンパレータの出力信号に応じていることを特徴とする請求項４に記載の一次側コントローラ。
  10. 絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータの一次側のスイッチングトランジスタを制御する一次側コントローラであって、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が所定値より低い低電圧状態を検出する低電圧状態検出回路と、
    前記出力電圧が前記所定値より高い非低電圧状態において、オン時間が二次側からのフィードバック信号に応じて調節されるパルス信号を生成し、前記低電圧状態において、前記オン時間が前記フィードバック信号と無関係である狭パルス信号を生成するパルス幅変調器と、
    を備えることを特徴とする一次側コントローラ。
  11. 請求項１から１０のいずれかに記載の一次側コントローラを備えることを特徴とする絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  12. 絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    一次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランスと、
    前記一次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、
    前記二次巻線に流れる電流を整流し、出力電圧を生成する二次側整流回路と、
    発光素子および受光素子を含むフォトカプラと、
    前記出力電圧と目標値の誤差に応じた電流で前記フォトカプラの前記発光素子を駆動するフィードバック回路と、
    前記フォトカプラの受光素子に流れる電流に応じたフィードバック信号にもとづいて、前記スイッチングトランジスタを駆動する一次側コントローラと、
    を備え、
    前記一次側コントローラは、（i）前記補助巻線の両端間電圧が所定値より大きいときに、第１周期を有し、かつオン時間が前記フィードバック信号に応じて調節されるパルス信号に応じて前記スイッチングトランジスタを駆動し、（ii）前記補助巻線の両端間電圧が前記所定値より小さいときに、前記第１周期より長い第２周期を有し、かつオン時間が前記フィードバック信号に応じて調節されるパルス信号に応じて前記スイッチングトランジスタを駆動することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  13. 負荷と、
    商用交流電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
    前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
    前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項１１または１２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
    を備えることを特徴とする電子機器。
  14. 商用交流電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
    前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
    前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項１１または１２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
    を備えることを特徴とする電源アダプタ。
  15. 絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータの一次側のスイッチングトランジスタの制御方法であって、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を所定値と比較するステップと、
    前記出力電圧が前記所定値より高いとき、オン時間が二次側からのフィードバック信号に応じて調節され、第１周期を有するパルス信号を生成するステップと、
    前記出力電圧が前記所定値より低いとき、オン時間が二次側からのフィードバック信号に応じて調節され、前記第１周期より長い第２周期を有するパルス信号を生成するステップと、
    前記パルス信号に応じて、前記スイッチングトランジスタを駆動するステップと、
    を備えることを特徴とする制御方法。
  16. 絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータの一次側のスイッチングトランジスタの制御方法であって、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を所定値と比較するステップと、
    前記出力電圧が前記所定値より高いとき、オン時間が二次側からのフィードバック信号に応じて調節され、第１周期を有するパルス信号を生成するステップと、
    前記出力電圧が前記所定値より低いとき、オン時間が二次側からのフィードバック信号に応じて調節され、オフ時間が前記第１周期より長いパルス信号を生成するステップと、
    前記パルス信号に応じて、前記スイッチングトランジスタを駆動するステップと、
    を備えることを特徴とする制御方法。
  17. 絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータの一次側のスイッチングトランジスタの制御方法であって、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を所定値と比較するステップと、
    前記スイッチングトランジスタがターンオンするタイミングを規定するセット信号を生成するステップと、
    二次側からのフィードバック信号に応じて、前記スイッチングトランジスタがターンオフするタイミングを規定するリセット信号を生成するステップと、
    前記セット信号および前記リセット信号に応じて、パルス信号を生成するステップと、
    前記パルス信号に応じて前記スイッチングトランジスタを駆動するステップと、
    前記出力電圧が前記所定値より低いとき、前記セット信号の間隔を広げるステップと、
    を備えることを特徴とする制御方法。
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