JP2017195682A - Power converter - Google Patents

Power converter Download PDF

Info

Publication number
JP2017195682A
JP2017195682A JP2016083638A JP2016083638A JP2017195682A JP 2017195682 A JP2017195682 A JP 2017195682A JP 2016083638 A JP2016083638 A JP 2016083638A JP 2016083638 A JP2016083638 A JP 2016083638A JP 2017195682 A JP2017195682 A JP 2017195682A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
switching element
capacitor
electrode side
parallel
resistance value
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2016083638A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP6552113B2 (en
Inventor
航平 柏木
Kohei Kashiwagi
航平 柏木
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Original Assignee
Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp filed Critical Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority to JP2016083638A priority Critical patent/JP6552113B2/en
Publication of JP2017195682A publication Critical patent/JP2017195682A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP6552113B2 publication Critical patent/JP6552113B2/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • Electronic Switches (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power converter capable of continuing operation even if a gate power supply is lost, by turning a switching element on and bypassing.SOLUTION: A chopper cell 10 includes switching elements 1a-1d, resistors 3a, 3c of first resistance value R1 for connection in parallel with the switching elements 1a, 1c, respectively, resistors 3b, 3d of second resistance value R2, smaller than the first resistance value R1, for connection in parallel with the switching elements 1b, 1d, respectively, a DC capacitor 4a for connection in parallel with the switching elements 1a, 1b, a DC capacitor 4b for connection in parallel with the switching elements 1c, 1d, a Zener diode 8a for turning the switching element 1b on, when a current flows, and a Zener diode 8b for turning the switching element 1c on, when a current flows.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、電力変換装置に関する。   The present invention relates to a power conversion device.

一般に、電力変換装置の回路として、複数の単位モジュールが直列に接続されるＭＭＣ(modular multilevel converter)回路が知られている。単位モジュールは、主に複数のスイッチング素子及び直流コンデンサで構成される電力変換回路である。例えば、直流コンデンサに印加される電圧に基づいて、スイッチング素子の駆動回路に電源を供給する主回路給電方式が開示されている（特許文献１参照）。   In general, an MMC (modular multilevel converter) circuit in which a plurality of unit modules are connected in series is known as a circuit of a power converter. The unit module is a power conversion circuit mainly composed of a plurality of switching elements and a DC capacitor. For example, a main circuit power feeding method that supplies power to a drive circuit of a switching element based on a voltage applied to a DC capacitor is disclosed (see Patent Document 1).

特開２０１３−１２１２８２号公報JP2013-121282A

しかしながら、スイッチング素子の駆動回路に電源を供給する回路が故障した場合、ゲート電源が消失するため、スイッチング素子がオフ継続となる。これにより、直流コンデンサに流入する電流をバイパスすることができなくなり、直流コンデンサの電圧上昇を抑制できなくなる。ＭＭＣ回路では、１つの単位モジュール異常となってもモジュールをバイパスできれば運転を継続できるが、本事象が発生すると電力変換装置の運転が継続できなくなる。   However, when the circuit that supplies power to the switching element drive circuit fails, the gate power supply disappears, and the switching element continues to be turned off. As a result, the current flowing into the DC capacitor cannot be bypassed, and the voltage rise of the DC capacitor cannot be suppressed. In the MMC circuit, even if one unit module malfunctions, the operation can be continued if the module can be bypassed. However, when this event occurs, the operation of the power converter cannot be continued.

そこで、本発明の目的は、ゲート電源が消失しても、スイッチング素子をオンさせてバイパスさせ、直流コンデンサの過電圧を防止して運転を継続することのできる電力変換装置を提供することにある。   Accordingly, an object of the present invention is to provide a power conversion device that can continue operation by turning on a switching element and bypassing it even if the gate power supply disappears to prevent overvoltage of a DC capacitor.

本発明の観点に従った電力変換装置は、正極側から、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子、及び第４のスイッチング素子の順に直列に接続される４つのスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子のそれぞれに並列に接続される第１の抵抗値の２つの第１の抵抗と、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子のそれぞれに並列に接続される前記第１の抵抗値よりも小さい第２の抵抗値の２つの第２の抵抗と、直列に接続される前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子と並列に接続される第１の直流コンデンサと、直列に接続される前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子と並列に接続される第２の直流コンデンサと、前記第１の直流コンデンサの正極側と前記第２のスイッチング素子のゲートとの間に接続され、電流が流れると、前記第２のスイッチング素子をオンする第１の線形デバイスと、前記第２の直流コンデンサの正極側と前記第３のスイッチング素子のゲートとの間に接続され、電流が流れると、前記第３のスイッチング素子をオンする第２の線形デバイスとを備える。   A power converter according to an aspect of the present invention includes four switching devices connected in series in the order of a first switching element, a second switching element, a third switching element, and a fourth switching element from the positive electrode side. An element, two first resistors having a first resistance value connected in parallel to each of the first switching element and the third switching element, the second switching element, and the fourth switching element. Two second resistors having a second resistance value smaller than the first resistance value connected in parallel to each of the elements, and the first switching element and the second switching element connected in series A first DC capacitor connected in parallel with the second switching element and a second direct current connected in parallel with the third switching element and the fourth switching element connected in series. A first linear device that is connected between a capacitor, a positive electrode side of the first DC capacitor, and a gate of the second switching element, and that turns on the second switching element when a current flows; A second linear device that is connected between the positive electrode side of the second DC capacitor and the gate of the third switching element and that turns on the third switching element when a current flows;

本発明によれば、ゲート電源が消失しても、スイッチング素子をオンさせてバイパスさせ、直流コンデンサの過電圧を防止して運転を継続することのできる電力変換装置を提供することができる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, even if a gate power supply lose | disappears, the switching element can be turned on and bypassed, the overvoltage of a DC capacitor can be prevented, and the power converter device which can continue an operation | movement can be provided.

本発明の第１の実施形態に係るチョッパセルの構成を示す構成図。The block diagram which shows the structure of the chopper cell which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 第１の実施形態に係るチョッパセルを用いたＭＭＣの構成を示す構成図。The block diagram which shows the structure of MMC using the chopper cell which concerns on 1st Embodiment. 本発明の第２の実施形態に係るチョッパセルの構成を示す構成図。The block diagram which shows the structure of the chopper cell which concerns on the 2nd Embodiment of this invention.

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るチョッパセル１０の構成を示す構成図である。なお、図面における同一部分には同一符号を付してその詳しい説明を省略し、異なる部分について主に述べる。 (First embodiment)
FIG. 1 is a configuration diagram showing a configuration of a chopper cell 10 according to the first embodiment of the present invention. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same part in drawing, the detailed description is abbreviate | omitted, and a different part is mainly described.

チョッパセル１０は、ＭＭＣ(modular multilevel converter)を構成する単位モジュールの電力変換回路である。チョッパセル１０は、４つのスイッチング素子１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ、４つの逆並列ダイオード２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ、４つのバランス抵抗３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ、２つの直流コンデンサ４ａ，４ｂ、４つのゲートドライブ回路５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ、給電回路６、２つのダイオード７ａ，７ｂ、及び、２つのツェナーダイオード８ａ，８ｂを備える。   The chopper cell 10 is a power conversion circuit of a unit module constituting an MMC (modular multilevel converter). The chopper cell 10 includes four switching elements 1a, 1b, 1c, 1d, four antiparallel diodes 2a, 2b, 2c, 2d, four balance resistors 3a, 3b, 3c, 3d, two DC capacitors 4a, 4b, 4 Two gate drive circuits 5a, 5b, 5c, 5d, a power feeding circuit 6, two diodes 7a, 7b, and two Zener diodes 8a, 8b are provided.

４つのスイッチング素子１ａ〜１ｄは、全て直列に接続される。最も正極側に位置するスイッチング素子１ａのコレクタに正極の配線が接続される。最も負極側に位置するスイッチング素子１ｄのエミッタに負極の配線が接続される。正極側の２つのスイッチング素子１ａ，１ｂの接続点がチョッパセル１０の１つの出力端子Ｔ１となる。負極側の２つのスイッチング素子１ｃ，１ｄの接続点がチョッパセル１０のもう１つの出力端子Ｔ２となる。スイッチング素子１ａ〜１ｄは、例えば、ＩＧＢＴ(insulated gate bipolar transistor)又はＩＥＧＴ(injection enhanced gate transistor)などの半導体素子である。   All four switching elements 1a to 1d are connected in series. The positive electrode wiring is connected to the collector of the switching element 1a located closest to the positive electrode side. The negative electrode wiring is connected to the emitter of the switching element 1d located on the most negative electrode side. A connection point between the two switching elements 1 a and 1 b on the positive electrode side becomes one output terminal T 1 of the chopper cell 10. A connection point between the two switching elements 1 c and 1 d on the negative electrode side is another output terminal T 2 of the chopper cell 10. The switching elements 1a to 1d are semiconductor elements such as an IGBT (insulated gate bipolar transistor) or an IEGT (injection enhanced gate transistor).

逆並列ダイオード２ａ〜２ｄは、スイッチング素子１ａ〜１ｄにそれぞれ逆並列に接続される。   The antiparallel diodes 2a to 2d are connected in antiparallel to the switching elements 1a to 1d, respectively.

バランス抵抗３ａ〜３ｄは、スイッチング素子１ａ〜１ｄにそれぞれ並列に接続される。最も正極側にあるバランス抵抗３ａと正極側から３番目にあるバランス抵抗３ｃは、いずれも第１の抵抗値Ｒ１である。正極側から２番目にあるバランス抵抗３ｂと正極側から４番目（最も負極側）にあるバランス抵抗３ｄは、いずれも第２の抵抗値Ｒ２である。第１の抵抗値Ｒ１は、第２の抵抗値Ｒ２よりも大きい値であれば、どのような値でもよい。ここでは、第１の抵抗値Ｒ１と第２の抵抗値Ｒ２の比は、９：１とする。   The balance resistors 3a to 3d are connected in parallel to the switching elements 1a to 1d, respectively. The balance resistor 3a located closest to the positive electrode side and the balance resistor 3c located third from the positive electrode side both have the first resistance value R1. The balance resistor 3b that is second from the positive electrode side and the balance resistor 3d that is fourth (most negative electrode side) from the positive electrode side both have the second resistance value R2. The first resistance value R1 may be any value as long as it is larger than the second resistance value R2. Here, the ratio between the first resistance value R1 and the second resistance value R2 is 9: 1.

１つの直流コンデンサ４ａは、２つの直列に接続されるスイッチング素子１ａ，１ｂと並列に接続される。もう１つの直流コンデンサ４ｂは、他方の２つの直列に接続されるスイッチング素子１ｃ，１ｄと並列に接続される。２つの直流コンデンサ４ａ，４ｂの静電容量は同じである。また、２つの直流コンデンサ４ａ，４ｂに印加される電圧は、常に同じである。   One DC capacitor 4a is connected in parallel with two switching elements 1a and 1b connected in series. Another DC capacitor 4b is connected in parallel with the other two switching elements 1c and 1d connected in series. The capacitances of the two DC capacitors 4a and 4b are the same. The voltages applied to the two DC capacitors 4a and 4b are always the same.

ゲートドライブ回路５ａ〜５ｄは、それぞれに対応するスイッチング素子１ａ〜１ｄに、ゲート信号を出力する。ゲートドライブ回路５ａ〜５ｄは、給電回路６から電源が供給される。   The gate drive circuits 5a to 5d output gate signals to the corresponding switching elements 1a to 1d. The gate drive circuits 5 a to 5 d are supplied with power from the power supply circuit 6.

給電回路６は、チョッパセル１０の主回路からの電力により、ゲートドライブ回路５ａ〜５ｄに電源を供給する回路である。給電回路６は、２つの主回路給電回路６１ａ，６１ｂ及び２つのモジュール内電源６２ａ，６２ｂを備える。   The power supply circuit 6 is a circuit that supplies power to the gate drive circuits 5 a to 5 d with power from the main circuit of the chopper cell 10. The power feeding circuit 6 includes two main circuit power feeding circuits 61a and 61b and two in-module power sources 62a and 62b.

主回路給電回路６１ａ，６１ｂは、それぞれ直流コンデンサ４ａ，４ｂに印加される直流電力を、２つのモジュール内電源６２ａ，６２ｂにそれぞれ供給する直流電力に変換する。モジュール内電源６２ａは、主回路給電回路６１ａから供給される直流電力により、２つのゲートドライブ回路５ａ，５ｂに電源を供給する。モジュール内電源６２ｂは、主回路給電回路６１ｂから供給される直流電力により、２つのゲートドライブ回路５ｃ，５ｄにそれぞれ電源を供給する。   The main circuit power supply circuits 61a and 61b convert the DC power applied to the DC capacitors 4a and 4b, respectively, into DC power supplied to the two in-module power supplies 62a and 62b. The in-module power supply 62a supplies power to the two gate drive circuits 5a and 5b by DC power supplied from the main circuit power supply circuit 61a. The in-module power supply 62b supplies power to the two gate drive circuits 5c and 5d by DC power supplied from the main circuit power supply circuit 61b.

ダイオード７ａ及びツェナーダイオード８ａは、最も正極側にあるスイッチング素子１ａの正極側（コレクタ）及び正極側の直流コンデンサ４ａの正極側と、正極側から２番目にあるスイッチング素子１ｂのゲートとの間に接続される。ダイオード７ａ及びツェナーダイオード８ａのそれぞれのカソード同士が接続される。即ち、ダイオード７ａとツェナーダイオード８ａは、互いに逆向きに直列接続される。ダイオード７ａ及びツェナーダイオード８ａを流れる電流は、スイッチング素子１ｂのゲートに入力される。ツェナーダイオード８ａのターンオン電圧（降伏電圧）は、直流コンデンサ４ａの過電圧保となる電圧と同じ電圧に設定される。これにより、直流コンデンサ４ａが過電圧になると、スイッチング素子１ｂがターンオンする。   The diode 7a and the Zener diode 8a are provided between the positive electrode side (collector) of the switching element 1a on the most positive electrode side and the positive electrode side of the DC capacitor 4a on the positive electrode side and the gate of the switching element 1b second from the positive electrode side. Connected. The cathodes of the diode 7a and the Zener diode 8a are connected to each other. That is, the diode 7a and the Zener diode 8a are connected in series in opposite directions. The current flowing through the diode 7a and the Zener diode 8a is input to the gate of the switching element 1b. The turn-on voltage (breakdown voltage) of the Zener diode 8a is set to the same voltage as the voltage that maintains the overvoltage of the DC capacitor 4a. As a result, when the DC capacitor 4a becomes overvoltage, the switching element 1b is turned on.

ダイオード７ｂ及びツェナーダイオード８ｂは、正極側から３番目（負極側から２番目）にあるスイッチング素子１ｃの正極側（コレクタ）及び負極側の直流コンデンサ４ｂの正極側と、スイッチング素子１ｃのゲートとの間に接続される。ダイオード７ｂ及びツェナーダイオード８ｂのそれぞれのカソード同士が接続される。即ち、ダイオード７ｂとツェナーダイオード８ｂは、互いに逆向きに直列接続される。ダイオード７ｂ及びツェナーダイオード８ｂを流れる電流は、スイッチング素子１ｃのゲートに入力される。ツェナーダイオード８ｂのターンオン電圧（降伏電圧）は、直流コンデンサ４ｂの過電圧保護となる電圧よりも少し低い電圧に設定される。ツェナーダイオード８ｂのターンオン電圧は、第１の抵抗値Ｒ１と第２の抵抗値Ｒ２の比に基づいて、決定される。これにより、直流コンデンサ４ｂが過電圧になると、スイッチング素子１ｃがターンオンする。   The diode 7b and the Zener diode 8b are provided between the positive electrode side (collector) of the switching element 1c that is third from the positive electrode side (second from the negative electrode side), the positive electrode side of the DC capacitor 4b on the negative electrode side, and the gate of the switching element 1c. Connected between. The cathodes of the diode 7b and the Zener diode 8b are connected to each other. That is, the diode 7b and the Zener diode 8b are connected in series in opposite directions. The current flowing through the diode 7b and the Zener diode 8b is input to the gate of the switching element 1c. The turn-on voltage (breakdown voltage) of the Zener diode 8b is set to a voltage slightly lower than the voltage that provides overvoltage protection for the DC capacitor 4b. The turn-on voltage of the Zener diode 8b is determined based on the ratio between the first resistance value R1 and the second resistance value R2. As a result, when the DC capacitor 4b becomes overvoltage, the switching element 1c is turned on.

例えば、直流コンデンサ４ａ，４ｂの過電圧保護となる電圧を３０００［Ｖ］とした場合、ツェナーダイオード８ａのターンオン電圧を３０００［Ｖ］とし、ツェナーダイオード８ｂのターンオン電圧を２７０３［Ｖ］とする。   For example, when the voltage for overvoltage protection of the DC capacitors 4a and 4b is 3000 [V], the turn-on voltage of the Zener diode 8a is 3000 [V], and the turn-on voltage of the Zener diode 8b is 2703 [V].

なお、ツェナーダイオード８ａ，８ｂの代わりに、どのような非線形デバイスを設けてもよい。例えば、非線形デバイスは、アバランシェダイオード、ブレークオーバーダイオード、又は酸化亜鉛素子などである。また、ツェナーダイオード８ａ，８ｂに大電流を流さないようにするために、ツェナーダイオード８ａ，８ｂと直列に抵抗を設けてもよい。   Any nonlinear device may be provided instead of the Zener diodes 8a and 8b. For example, the non-linear device is an avalanche diode, a breakover diode, a zinc oxide element, or the like. In order to prevent a large current from flowing through the Zener diodes 8a and 8b, a resistor may be provided in series with the Zener diodes 8a and 8b.

次に、ツェナーダイオード８ｂのターンオン電圧の求め方について説明する。   Next, how to determine the turn-on voltage of the Zener diode 8b will be described.

チョッパセル１０では、次式が成り立つ。   In the chopper cell 10, the following equation holds.

Ｖａ ＝ Ｖｚｄ …式（１）
Ｖｄｃ×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２） ＝ Ｖａ …式（２）
ここで、Ｖｄｃは、直流コンデンサ４ｂに印加される電圧である。Ｖａは、第１の抵抗値Ｒ１の抵抗３ａ，３ｃが並列に接続されるスイッチング素子１ａ，１ｃに印加される電圧である。Ｖｚｄは、ツェナーダイオード８ｂに印加される電圧である。 Va = Vzd (1)
Vdc × R1 / (R1 + R2) = Va Formula (2)
Here, Vdc is a voltage applied to the DC capacitor 4b. Va is a voltage applied to the switching elements 1a and 1c to which the resistors 3a and 3c having the first resistance value R1 are connected in parallel. Vzd is a voltage applied to the Zener diode 8b.

上式から、次式が成り立つ。   From the above equation, the following equation holds.

Ｖｄｃ ＝ （Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１×Ｖｚｄ …式（３）
Ｒ１：Ｒ２＝９：１とすると、式（３）より、直流コンデンサ４ｂの電圧Ｖｄｃがツェナーダイオード８ｂのターンオン電圧の約１．１１倍になると、ツェナーダイオード８ｂに電流が流れる。 Vdc = (R1 + R2) / R1 × Vzd Formula (3)
Assuming that R1: R2 = 9: 1, according to the equation (3), when the voltage Vdc of the DC capacitor 4b becomes approximately 1.11 times the turn-on voltage of the Zener diode 8b, a current flows through the Zener diode 8b.

次に、チョッパセル１０の動作について説明する。   Next, the operation of the chopper cell 10 will be described.

まず、チョッパセル１０のゲートブロック時の状態（例えば、待機状態）について説明する。ゲートブロック時は、全てのスイッチング素子１ａ〜１ｄはオフされる。   First, the state (for example, standby state) at the time of gate block of the chopper cell 10 will be described. In the gate block, all the switching elements 1a to 1d are turned off.

２つの直流コンデンサ４ａ，４ｂに、それぞれ電圧Ｖｄｃが印加されると、正極側にある２つのバランス抵抗３ａ，３ｂ及び負極側にある２つのバランス抵抗３ｃ，３ｄにも、同じ電圧Ｖｄｃが印加される。また、出力端子Ｔ１，Ｔ２間にある２つのバランス抵抗３ｂ，３ｃの抵抗値Ｒ１，Ｒ２の合計は、正極側にある２つのバランス抵抗３ａ，３ｂ及び負極側にある２つのバランス抵抗３ｃ，３ｄと同じである。従って、ゲートブロック時は、２つの出力端子Ｔ１，Ｔ２から電圧Ｖｄｃが出力される。   When the voltage Vdc is applied to the two DC capacitors 4a and 4b, respectively, the same voltage Vdc is also applied to the two balance resistors 3a and 3b on the positive side and the two balance resistors 3c and 3d on the negative side. The The sum of the resistance values R1 and R2 of the two balance resistors 3b and 3c between the output terminals T1 and T2 is two balance resistors 3a and 3b on the positive electrode side and two balance resistors 3c and 3d on the negative electrode side. Is the same. Therefore, the voltage Vdc is output from the two output terminals T1 and T2 during the gate block.

次に、ゲート電源消失時について説明する。ゲート電源消失時とは、例えば、給電回路６が故障などにより、ゲートドライブ回路５ａ〜５ｄに電源を供給できない場合である。ゲート電源消失時では、ゲートドライブ回路５ａ〜５ｄは、スイッチング素子１ａ〜１ｄにゲート電圧を印加できないため、全てのスイッチング素子１ａ〜１ｄは、オフされる。   Next, the case where the gate power supply is lost will be described. When the gate power supply is lost, for example, it is a case where power cannot be supplied to the gate drive circuits 5a to 5d due to a failure of the power supply circuit 6 or the like. When the gate power supply disappears, the gate drive circuits 5a to 5d cannot apply the gate voltage to the switching elements 1a to 1d, and therefore all the switching elements 1a to 1d are turned off.

全てのスイッチング素子１ａ〜１ｄがオフされた状態では、直流コンデンサ４ａ，４ｂは放電できない。従って、直流コンデンサ４ａ，４ｂの電圧Ｖｄｃは、徐々に上昇する。   When all the switching elements 1a to 1d are turned off, the DC capacitors 4a and 4b cannot be discharged. Accordingly, the voltage Vdc of the DC capacitors 4a and 4b gradually increases.

正極側のツェナーダイオード８ａには、正極側の直流コンデンサ４ａに印加される電圧Ｖｄｃと同じ電圧が印加される。正極側の直流コンデンサ４ａが過電圧になると、ツェナーダイオード８ａは、降伏状態となり、スイッチング素子１ｂにゲート電圧が印加される。これにより、スイッチング素子１ｂが、ターンオンされ、正極側の直流コンデンサ４ａが充電されなくなる。このようにして、正極側の直流コンデンサ４ａが過電圧になる度に、スイッチング素子１ｂがターンオンされる。   The same voltage as the voltage Vdc applied to the positive DC capacitor 4a is applied to the positive Zener diode 8a. When the DC capacitor 4a on the positive electrode side becomes overvoltage, the Zener diode 8a enters a breakdown state, and a gate voltage is applied to the switching element 1b. As a result, the switching element 1b is turned on, and the positive-side DC capacitor 4a is not charged. In this way, the switching element 1b is turned on each time the positive-side DC capacitor 4a becomes overvoltage.

負極側のツェナーダイオード８ｂには、負極側の直流コンデンサ４ｂに印加される電圧Ｖｄｃのうちバランス抵抗３ｃに印加される電圧と同じ電圧が印加される。２つのバランス抵抗３ｃ，３ｄの抵抗値Ｒ１，Ｒ２の比が９：１であるとき、負極側のツェナーダイオード８ｂに印加される電圧は、負極側の直流コンデンサ４ｂの電圧Ｖｄｃの約１．１１分の１である。従って、負極側のツェナーダイオード８ｂのターンオン電圧が２７０３［Ｖ］であるとき、負極側の直流コンデンサ４ｂが３０００（＝２７０３×１．１１）［Ｖ］になると、ツェナーダイオード８ｂは、降伏状態となり、スイッチング素子１ｃにゲート電圧が印加される。これにより、スイッチング素子１ｃが、ターンオンされ、負極側の直流コンデンサ４ｂが充電されなくなる。このようにして、負極側の直流コンデンサ４ｂが過電圧になる度に、スイッチング素子１ｃがターンオンされる。   The same voltage as the voltage applied to the balance resistor 3c among the voltage Vdc applied to the negative DC capacitor 4b is applied to the negative zener diode 8b. When the ratio of the resistance values R1 and R2 of the two balance resistors 3c and 3d is 9: 1, the voltage applied to the negative zener diode 8b is about 1.11 of the voltage Vdc of the negative DC capacitor 4b. A fraction. Therefore, when the turn-on voltage of the negative-side zener diode 8b is 2703 [V] and the negative-side DC capacitor 4b becomes 3000 (= 2703 × 1.11) [V], the zener diode 8b enters the breakdown state. A gate voltage is applied to the switching element 1c. As a result, the switching element 1c is turned on, and the DC capacitor 4b on the negative electrode side is not charged. In this way, the switching element 1c is turned on each time the negative-side DC capacitor 4b becomes overvoltage.

図２は、本実施形態に係るチョッパセル１０を用いたＭＭＣ３０の構成を示す構成図である。   FIG. 2 is a configuration diagram showing the configuration of the MMC 30 using the chopper cell 10 according to the present embodiment.

ＭＭＣ３０は、制御装置２０による制御により、電力変換動作を行う。制御装置２０は、例えば、上位制御系にある装置である。制御装置２０は、出力する指令により、各チョッパセル１０の各スイッチング素子１ａ〜１ｄをオン又はオフして、各チョッパセル１０から出力される直流電圧を制御する。   The MMC 30 performs a power conversion operation under the control of the control device 20. The control device 20 is, for example, a device in the upper control system. The control device 20 controls the DC voltage output from each chopper cell 10 by turning on or off each switching element 1a to 1d of each chopper cell 10 in accordance with a command to be output.

ＭＭＣ３０は、６つのアーム２１ｕｐ，２１ｕｍ，２１ｖｐ，２１ｖｍ，２１ｗｐ，２１ｗｍと、６つのバッファリアクトル２２ｕｐ，２２ｕｍ，２２ｖｐ，２２ｖｍ，２２ｗｐ，２２ｗｍと、直流電源２３とを備える。直流電源２３は、直流電力を出力するものであれば、発電機、コンバータ、又は蓄電池等、なんでもよい。   The MMC 30 includes six arms 21up, 21um, 21vp, 21vm, 21wp, 21wm, six buffer reactors 22up, 22um, 22vp, 22vm, 22wp, 22wm, and a DC power source 23. The DC power source 23 may be anything such as a generator, a converter, or a storage battery as long as it outputs DC power.

ＭＭＣ３０の交流側は、変圧器２４を介して、交流電力系統と接続される。ＭＭＣ３０の直流側は、直流電源２３と接続される。ＭＭＣ３０は、直流電源２３から供給される直流電力を三相交流電力に変換する。   The AC side of the MMC 30 is connected to the AC power system via the transformer 24. The DC side of MMC 30 is connected to DC power supply 23. The MMC 30 converts DC power supplied from the DC power source 23 into three-phase AC power.

各アーム２１ｕｐ〜２１ｗｍは、複数のチョッパセル１０が直列に接続された構成である。Ｕ相正極側アーム２１ｕｐとＵ相負極側アーム２１ｕｍは、三相交流のＵ相についての構成である。Ｖ相正極側アーム２１ｖｐとＶ相負極側アーム２１ｖｍは、三相交流のＶ相についての構成である。Ｗ相正極側アーム２１ｗｐとＷ相負極側アーム２１ｗｍは、三相交流のＷ相についての構成である。   Each arm 21up-21wm has a configuration in which a plurality of chopper cells 10 are connected in series. The U-phase positive electrode side arm 21up and the U-phase negative electrode side arm 21um are configured for the U-phase of three-phase alternating current. The V-phase positive electrode side arm 21vp and the V-phase negative electrode side arm 21vm are configured for the three-phase AC V phase. The W-phase positive electrode side arm 21wp and the W-phase negative electrode side arm 21wm are configured for the three-phase AC W phase.

バッファリアクトル２２ｕｐ〜２２ｗｍは、ＭＭＣ３０の回路に一定の直流電流を流すためのインピーダンスである。Ｕ相正極側バッファリアクトル２２ｕｐとＵ相負極側バッファリアクトル２２ｕｍは、直列に接続される。Ｕ相正極側バッファリアクトル２２ｕｐとＵ相負極側バッファリアクトル２２ｕｍとの接続点は、三相交流のＵ相と接続される。Ｕ相正極側バッファリアクトル２２ｕｐの正極側には、Ｕ相正極側アーム２１ｕｐが接続される。Ｕ相負極側バッファリアクトル２２ｕｍの負極側には、Ｕ相負極側アーム２１ｕｍが接続される。Ｖ相バッファリアクトル２２ｖｐ，２２ｖｍ及びＷ相バッファリアクトル２２ｗｐ，２２ｗｍの構成についても、Ｕ相バッファリアクトル２２ｕｐ，２２ｕｍと同様である。   The buffer reactors 22up to 22wm are impedances for allowing a constant direct current to flow through the circuit of the MMC 30. The U-phase positive electrode side buffer reactor 22up and the U-phase negative electrode side buffer reactor 22um are connected in series. A connection point between the U-phase positive electrode side buffer reactor 22up and the U-phase negative electrode side buffer reactor 22um is connected to the U-phase of a three-phase alternating current. A U-phase positive side arm 21up is connected to the positive side of the U-phase positive side buffer reactor 22up. A U-phase negative electrode side arm 21um is connected to the negative electrode side of the U-phase negative electrode side buffer reactor 22um. The configurations of the V-phase buffer reactors 22vp and 22vm and the W-phase buffer reactors 22wp and 22wm are the same as those of the U-phase buffer reactors 22up and 22um.

本実施形態によれば、バランス抵抗３ａ〜３ｄを設けて、負極側のチョッパセルの正極側のスイッチング素子１ｃに分圧される電圧を大きくすることで、負極側の直流コンデンサ４ｂが過電圧になると、ツェナーダイオード８ｂにより、スイッチング素子１ｃをターンオンすることができる。これにより、ゲート電源消失時でも、チョッパセル１０の内側の２つのスイッチング素子１ｂ，１ｃをターンオンすることができる。従って、ゲート電源消失時に直流コンデンサ４ａ，４ｂが過電圧になるのを防止して、ＭＭＣ３０の運転を継続することができる。   According to the present embodiment, when the balance resistors 3a to 3d are provided and the voltage divided by the switching element 1c on the positive electrode side of the negative chopper cell is increased, the DC capacitor 4b on the negative electrode side becomes an overvoltage. The switching element 1c can be turned on by the Zener diode 8b. Thereby, even when the gate power supply is lost, the two switching elements 1b and 1c inside the chopper cell 10 can be turned on. Therefore, it is possible to prevent the DC capacitors 4a and 4b from becoming overvoltage when the gate power supply is lost, and to continue the operation of the MMC 30.

また、直流コンデンサ４ａ，４ｂが繰り返し過電圧になり、ツェナーダイオード８ａ，８ｂにより、内側のスイッチング素子１ｂ，１ｃが繰り返しターンオンされ、破壊して短絡状態になれば、チョッパセル１０の出力電圧はゼロになる。これにより、自己のチョッパセル１０を除いた他のチョッパセル１０で、ＭＭＣ３０の運転を継続することができる。   Further, if the DC capacitors 4a and 4b are repeatedly overvoltaged, and the inner switching elements 1b and 1c are repeatedly turned on by the Zener diodes 8a and 8b to be broken and short-circuited, the output voltage of the chopper cell 10 becomes zero. . Thereby, the operation of the MMC 30 can be continued in the other chopper cells 10 excluding the own chopper cell 10.

さらに、正極側のチョッパセルを構成するスイッチング素子１ａ，１ｂにそれぞれ並列に接続される抵抗３ａ，３ｂと、負極側のチョッパセルを構成するスイッチング素子１ｃ，１ｄにそれぞれ並列に接続される抵抗３ｃ，３ｄのそれぞれの抵抗値Ｒ１，Ｒ２の比率を同じにしている。これにより、特別な制御しなくても、チョッパセル１０の出力電圧を直流コンデンサ４ａ，４ｂにそれぞれ印加される電圧Ｖｄｃと同じにすることができる。   Furthermore, resistors 3a and 3b connected in parallel to the switching elements 1a and 1b constituting the positive chopper cell, and resistors 3c and 3d connected in parallel to the switching elements 1c and 1d constituting the negative chopper cell, respectively. The ratios of the resistance values R1 and R2 are the same. Thereby, the output voltage of the chopper cell 10 can be made the same as the voltage Vdc applied to the DC capacitors 4a and 4b without special control.

本実施形態では、第１の抵抗値Ｒ１と第２の抵抗値Ｒ２の比を９：１としたが、第１の抵抗値Ｒ１の比率をより大きくすることで、ツェナーダイオード８ｂに印加される電圧を、直流コンデンサ４ｂに印加される電圧Ｖｄｃにより近づけることができる。例えば、第１の抵抗値Ｒ１と第２の抵抗値Ｒ２の比を９９：１とすれば、ツェナーダイオード８ｂに印加される電圧を直流コンデンサ４ｂに印加される電圧Ｖｄｃの約１．０１倍になる。これにより、ツェナーダイオード８ｂのターンオン電圧を高くして、スイッチング素子１ｃの誤オンをより防止することができる。   In the present embodiment, the ratio of the first resistance value R1 and the second resistance value R2 is 9: 1. However, by increasing the ratio of the first resistance value R1, it is applied to the Zener diode 8b. The voltage can be made closer to the voltage Vdc applied to the DC capacitor 4b. For example, if the ratio of the first resistance value R1 and the second resistance value R2 is 99: 1, the voltage applied to the Zener diode 8b is approximately 1.01 times the voltage Vdc applied to the DC capacitor 4b. Become. As a result, the turn-on voltage of the Zener diode 8b can be increased to further prevent erroneous switching-on of the switching element 1c.

（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態に係るチョッパセル１０Ａの構成を示す構成図である。 (Second Embodiment)
FIG. 3 is a configuration diagram showing a configuration of a chopper cell 10A according to the second embodiment of the present invention.

チョッパセル１０Ａは、図１に示す第１の実施形態に係るチョッパセル１０において、ダイオード７ａ及びツェナーダイオード８ａをそれぞれダイオード７ａＡ及びツェナーダイオード８ａＡに代え、４つのバランス抵抗３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄをそれぞれ４つのバランス抵抗３ａＡ，３ｂＡ，３ｃＡ，３ｄＡに代えたものである。その他の点は、第１の実施形態と同様である。   A chopper cell 10A is the same as the chopper cell 10 according to the first embodiment shown in FIG. Instead of the two balance resistors 3aA, 3bA, 3cA, 3dA. Other points are the same as in the first embodiment.

バランス抵抗３ａＡ〜３ｄＡは、スイッチング素子１ａ〜１ｄにそれぞれ並列に接続される。外側にある２つのバランス抵抗３ａＡ，３ｄＡは、いずれも第３の抵抗値Ｒ３である。内側にある２つのバランス抵抗３ｂＡ，３ｃＡは、いずれも第４の抵抗値Ｒ４である。第４の抵抗値Ｒ４は、第３の抵抗値Ｒ３よりも大きい値であれば、どのような値でもよい。ここでは、第３の抵抗値Ｒ３と第４の抵抗値Ｒ４の比は、１：９とする。その他の点については、バランス抵抗３ａＡ〜３ｄＡは、第１の実施形態に係るバランス抵抗３ａ〜３ｄと同様である。   Balance resistors 3aA-3dA are connected in parallel to switching elements 1a-1d, respectively. The two balance resistors 3aA and 3dA on the outer side both have the third resistance value R3. The two balance resistors 3bA and 3cA on the inner side have the fourth resistance value R4. The fourth resistance value R4 may be any value as long as it is larger than the third resistance value R3. Here, the ratio of the third resistance value R3 and the fourth resistance value R4 is 1: 9. Regarding other points, the balance resistors 3aA to 3dA are the same as the balance resistors 3a to 3d according to the first embodiment.

ダイオード７ａＡ及びツェナーダイオード８ａＡは、正極側から２番目にあるスイッチング素子１ｂの正極側（コレクタ）とゲートの間に接続される。ダイオード７ａＡ及びツェナーダイオード８ａＡのそれぞれのカソード同士が接続される。即ち、ダイオード７ａＡとツェナーダイオード８ａＡは、互いに逆向きに直列接続される。ダイオード７ａＡ及びツェナーダイオード８ａＡを流れる電流は、スイッチング素子１ｂのゲートに入力される。ツェナーダイオード８ａＡのターンオン電圧（降伏電圧）は、直流コンデンサ４ａの過電圧保護となる電圧よりも少し低い電圧に設定される。ツェナーダイオード８ａＡのターンオン電圧は、第３の抵抗値Ｒ３と第４の抵抗値Ｒ４の比に基づいて、決定される。これにより、直流コンデンサ４ａが過電圧になると、スイッチング素子１ｂがターンオンする。その他の点については、ダイオード７ａＡ及びツェナーダイオード８ａＡは、第１の実施形態に係るダイオード７ａ及びツェナーダイオード８ａと同様である。   The diode 7aA and the Zener diode 8aA are connected between the positive electrode side (collector) and the gate of the switching element 1b that is second from the positive electrode side. The cathodes of the diode 7aA and the Zener diode 8aA are connected to each other. That is, the diode 7aA and the Zener diode 8aA are connected in series in opposite directions. The current flowing through the diode 7aA and the Zener diode 8aA is input to the gate of the switching element 1b. The turn-on voltage (breakdown voltage) of the Zener diode 8aA is set to a voltage that is slightly lower than the voltage that provides overvoltage protection for the DC capacitor 4a. The turn-on voltage of the Zener diode 8aA is determined based on the ratio of the third resistance value R3 and the fourth resistance value R4. As a result, when the DC capacitor 4a becomes overvoltage, the switching element 1b is turned on. In other respects, the diode 7aA and the Zener diode 8aA are the same as the diode 7a and the Zener diode 8a according to the first embodiment.

次に、チョッパセル１０Ａの動作について説明する。チョッパセル１０Ａの動作については、第１の実施形態に係るチョッパセル１０と同様であるため、ここでは、異なる部分について主に説明する。   Next, the operation of the chopper cell 10A will be described. Since the operation of the chopper cell 10A is the same as that of the chopper cell 10 according to the first embodiment, different parts will be mainly described here.

まず、チョッパセル１０Ａのゲートブロック時の状態について説明する。   First, the state of the chopper cell 10A during the gate block will be described.

２つの直流コンデンサ４ａ，４ｂに、それぞれ電圧Ｖｄｃが印加されると、第３の抵抗値Ｒ３と第４の抵抗値Ｒ４の比が１：９であるため、内側にある２つのバランス抵抗３ｂＡ，３ｃＡには、電圧Ｖｄｃの約１．１１分の１の電圧がそれぞれに印加される。従って、ゲートブロック時では、２つの出力端子Ｔ１，Ｔ２からは、電圧Ｖｄｃの約１．１１分の１の電圧の２倍の電圧が出力される。   When the voltage Vdc is applied to each of the two DC capacitors 4a and 4b, since the ratio of the third resistance value R3 and the fourth resistance value R4 is 1: 9, the two balance resistors 3bA, A voltage that is approximately 1/11 of the voltage Vdc is applied to 3cA. Therefore, in the gate block, a voltage twice as large as about 1.11 of the voltage Vdc is output from the two output terminals T1 and T2.

次に、ゲート電源消失時について説明する。   Next, the case where the gate power supply is lost will be described.

負極側のツェナーダイオード８ｂは、第１の実施形態と同様に、第３の抵抗値Ｒ３と第４の抵抗値Ｒ４の比が１：９であるときは、負極側の直流コンデンサ４ｂがターンオン電圧の約１．１１倍の電圧になると、スイッチング素子１ｃにゲート電圧が印加される。これにより、スイッチング素子１ｃは、ターンオンし、負極側の直流コンデンサ４ｂが放電される。   Similarly to the first embodiment, when the ratio of the third resistance value R3 and the fourth resistance value R4 is 1: 9, the negative-side DC capacitor 4b is turned on by the negative-side zener diode 8b. The gate voltage is applied to the switching element 1c. Thereby, the switching element 1c is turned on, and the DC capacitor 4b on the negative electrode side is discharged.

正極側のツェナーダイオード８ａについても、負極側のツェナーダイオード８ｂと同様に、正極側の直流コンデンサ４ａがターンオン電圧の約１．１１倍の電圧になると、スイッチング素子１ｂにゲート電圧が印加される。これにより、スイッチング素子１ｂは、ターンオンし、正極側の直流コンデンサ４ａが放電される。   Similarly to the Zener diode 8b on the positive electrode side, when the DC capacitor 4a on the positive electrode side has a voltage about 1.11 times the turn-on voltage, the gate voltage is applied to the switching element 1b. As a result, the switching element 1b is turned on, and the positive-side DC capacitor 4a is discharged.

本実施形態に係るチョッパセル１０Ａを用いたＭＭＣの構成は、図２に示す第１の実施形態に係るＭＭＣ３０において、チョッパセル１０をチョッパセル１０Ａに代えたものと同様である。従って、ここでは、第１の実施形態と異なる点について説明する。   The configuration of the MMC using the chopper cell 10A according to the present embodiment is the same as that of the MMC 30 according to the first embodiment shown in FIG. 2 in which the chopper cell 10 is replaced with the chopper cell 10A. Therefore, here, differences from the first embodiment will be described.

本実施形態に係るチョッパセル１０Ａでは、ＭＭＣの停止時（例えば、ゲートブロック時）の出力電圧は、各直流コンデンサ４ａ，４ｂの電圧Ｖｄｃよりも少し大きくなる。従って、全てのチョッパセル１０Ａが、運転時と同様に、各直流コンデンサ４ａ，４ｂの定格電圧と同じ電圧を出力すると、ＭＭＣ全体から出力される合計直流電圧が定格電圧を超えることになる。従って、制御装置２０は、ＭＭＣの合計直流電圧が定格電圧となるように、各チョッパセル１０Ａの直流電圧をそれぞれ変化させて制御をする。   In the chopper cell 10A according to the present embodiment, the output voltage when the MMC is stopped (for example, when the gate is blocked) is slightly higher than the voltage Vdc of each of the DC capacitors 4a and 4b. Therefore, if all the chopper cells 10A output the same voltage as the rated voltage of each DC capacitor 4a, 4b, as in the case of operation, the total DC voltage output from the entire MMC exceeds the rated voltage. Therefore, the control device 20 performs control by changing the DC voltage of each chopper cell 10A so that the total DC voltage of the MMC becomes the rated voltage.

本実施形態によれば、バランス抵抗３ａＡ〜３ｄＡを設けて、内側の２つのスイッチング素子１ｂ，１ｃに分圧される電圧を大きくすることで、ゲート電源が消失しても、ツェナーダイオード８ａ，８ｂにより、内側の２つのスイッチング素子１ｂ，１ｃをターンオンすることができる。これにより、第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。   According to the present embodiment, by providing the balance resistors 3aA to 3dA and increasing the voltage divided by the two inner switching elements 1b and 1c, the Zener diodes 8a and 8b can be used even if the gate power supply disappears. Thus, the inner two switching elements 1b and 1c can be turned on. Thereby, the effect similar to 1st Embodiment can be acquired.

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組合せにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。   Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage. Moreover, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of constituent elements disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.

１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ…スイッチング素子、２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ…逆並列ダイオード、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ…バランス抵抗、４ａ，４ｂ…直流コンデンサ、５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ…ゲートドライブ回路、６…給電回路、７ａ，７ｂ…ダイオード、８ａ，８ｂ…ツェナーダイオード、１０…チョッパセル。   1a, 1b, 1c, 1d ... switching elements, 2a, 2b, 2c, 2d ... anti-parallel diodes, 3a, 3b, 3c, 3d ... balance resistors, 4a, 4b ... DC capacitors, 5a, 5b, 5c, 5d ... gates Drive circuit, 6 ... feed circuit, 7a, 7b ... diode, 8a, 8b ... zener diode, 10 ... chopper cell.

Claims (5)

正極側から、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子、及び第４のスイッチング素子の順に直列に接続される４つのスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子のそれぞれに並列に接続される第１の抵抗値の２つの第１の抵抗と、
前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子のそれぞれに並列に接続される前記第１の抵抗値よりも小さい第２の抵抗値の２つの第２の抵抗と、
直列に接続される前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子と並列に接続される第１の直流コンデンサと、
直列に接続される前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子と並列に接続される第２の直流コンデンサと、
前記第１の直流コンデンサの正極側と前記第２のスイッチング素子のゲートとの間に接続され、電流が流れると、前記第２のスイッチング素子をオンする第１の線形デバイスと、
前記第２の直流コンデンサの正極側と前記第３のスイッチング素子のゲートとの間に接続され、電流が流れると、前記第３のスイッチング素子をオンする第２の線形デバイスと
を備えることを特徴とする電力変換装置。 Four switching elements connected in series in the order of the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element from the positive electrode side;
Two first resistors having a first resistance value connected in parallel to each of the first switching element and the third switching element;
Two second resistors having a second resistance value smaller than the first resistance value connected in parallel to each of the second switching element and the fourth switching element;
A first DC capacitor connected in parallel with the first switching element and the second switching element connected in series;
A second DC capacitor connected in parallel with the third switching element and the fourth switching element connected in series;
A first linear device connected between a positive electrode side of the first DC capacitor and a gate of the second switching element, and turns on the second switching element when a current flows;
A second linear device that is connected between a positive electrode side of the second DC capacitor and a gate of the third switching element, and that turns on the third switching element when a current flows; A power converter. 正極側から、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子、及び第４のスイッチング素子の順に直列に接続される４つのスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子のそれぞれに並列に接続される第１の抵抗値の２つの第１の抵抗と、
前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子のそれぞれに並列に接続される前記第１の抵抗値よりも大きい第２の抵抗値の２つの第２の抵抗と、
直列に接続される前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子と並列に接続される第１の直流コンデンサと、
直列に接続される前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子と並列に接続される第２の直流コンデンサと、
前記第２のスイッチング素子の正極側とゲートとの間に接続され、電流が流れると、前記第２のスイッチング素子をオンする第１の線形デバイスと、
前記第２の直流コンデンサの正極側と前記第３のスイッチング素子のゲートとの間に接続され、電流が流れると、前記第３のスイッチング素子をオンする第２の線形デバイスと
を備えることを特徴とする電力変換装置。 Four switching elements connected in series in the order of the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element from the positive electrode side;
Two first resistors having a first resistance value connected in parallel to each of the first switching element and the fourth switching element;
Two second resistors having a second resistance value larger than the first resistance value connected in parallel to each of the second switching element and the third switching element;
A first DC capacitor connected in parallel with the first switching element and the second switching element connected in series;
A second DC capacitor connected in parallel with the third switching element and the fourth switching element connected in series;
A first linear device connected between the positive electrode side of the second switching element and the gate and turning on the second switching element when a current flows;
A second linear device that is connected between a positive electrode side of the second DC capacitor and a gate of the third switching element, and that turns on the third switching element when a current flows; A power converter. 前記４つのスイッチング素子にそれぞれゲート信号を出力するゲート信号出力手段と、
前記第１の直流コンデンサ又は前記第２の直流コンデンサに印加される直流電力により、前記ゲート信号出力手段に電源を供給する電源供給手段と
を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。 Gate signal output means for outputting a gate signal to each of the four switching elements;
3. A power supply means for supplying power to the gate signal output means by direct current power applied to the first direct current capacitor or the second direct current capacitor. The power converter described. 複数の単位モジュールで構成される電力変換装置であって、
前記単位モジュールは、
正極側から、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子、及び第４のスイッチング素子の順に直列に接続される４つのスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子のそれぞれに並列に接続される第１の抵抗値の２つの第１の抵抗と、
前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子のそれぞれに並列に接続される前記第１の抵抗値よりも小さい第２の抵抗値の２つの第２の抵抗と、
直列に接続される前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子と並列に接続される第１の直流コンデンサと、
直列に接続される前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子と並列に接続される第２の直流コンデンサと、
前記第１の直流コンデンサの正極側と前記第２のスイッチング素子のゲートとの間に接続され、電流が流れると、前記第２のスイッチング素子をオンする第１の線形デバイスと、
前記第２の直流コンデンサの正極側と前記第３のスイッチング素子のゲートとの間に接続され、電流が流れると、前記第３のスイッチング素子をオンする第２の線形デバイスとを備えること
を特徴とする電力変換装置。 A power conversion device composed of a plurality of unit modules,
The unit module is
Four switching elements connected in series in the order of the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element from the positive electrode side;
Two first resistors having a first resistance value connected in parallel to each of the first switching element and the third switching element;
Two second resistors having a second resistance value smaller than the first resistance value connected in parallel to each of the second switching element and the fourth switching element;
A first DC capacitor connected in parallel with the first switching element and the second switching element connected in series;
A second DC capacitor connected in parallel with the third switching element and the fourth switching element connected in series;
A first linear device connected between a positive electrode side of the first DC capacitor and a gate of the second switching element, and turns on the second switching element when a current flows;
A second linear device that is connected between a positive electrode side of the second DC capacitor and a gate of the third switching element, and that turns on the third switching element when a current flows; A power converter. 複数の単位モジュールで構成される電力変換装置であって、
前記単位モジュールは、
正極側から、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子、及び第４のスイッチング素子の順に直列に接続される４つのスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子のそれぞれに並列に接続される第１の抵抗値の２つの第１の抵抗と、
前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子のそれぞれに並列に接続される前記第１の抵抗値よりも大きい第２の抵抗値の２つの第２の抵抗と、
直列に接続される前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子と並列に接続される第１の直流コンデンサと、
直列に接続される前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子と並列に接続される第２の直流コンデンサと、
前記第２のスイッチング素子の正極側とゲートとの間に接続され、電流が流れると、前記第２のスイッチング素子をオンする第１の線形デバイスと、
前記第２の直流コンデンサの正極側と前記第３のスイッチング素子のゲートとの間に接続され、電流が流れると、前記第３のスイッチング素子をオンする第２の線形デバイスとを備えること
を特徴とする電力変換装置。 A power conversion device composed of a plurality of unit modules,
The unit module is
Four switching elements connected in series in the order of the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element from the positive electrode side;
Two first resistors having a first resistance value connected in parallel to each of the first switching element and the fourth switching element;
Two second resistors having a second resistance value larger than the first resistance value connected in parallel to each of the second switching element and the third switching element;
A first DC capacitor connected in parallel with the first switching element and the second switching element connected in series;
A second DC capacitor connected in parallel with the third switching element and the fourth switching element connected in series;
A first linear device connected between the positive electrode side of the second switching element and the gate and turning on the second switching element when a current flows;
A second linear device that is connected between a positive electrode side of the second DC capacitor and a gate of the third switching element, and that turns on the third switching element when a current flows; A power converter.
JP2016083638A 2016-04-19 2016-04-19 Power converter Active JP6552113B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016083638A JP6552113B2 (en) 2016-04-19 2016-04-19 Power converter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016083638A JP6552113B2 (en) 2016-04-19 2016-04-19 Power converter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2017195682A true JP2017195682A (en) 2017-10-26
JP6552113B2 JP6552113B2 (en) 2019-07-31

Family

ID=60155017

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2016083638A Active JP6552113B2 (en) 2016-04-19 2016-04-19 Power converter

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP6552113B2 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7399066B2 (en) 2020-11-24 2023-12-15 東芝三菱電機産業システム株式会社 power converter

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009506746A (en) * 2005-08-30 2009-02-12 シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト Power conversion circuit with distributed energy storage
JP2015115975A (en) * 2013-12-09 2015-06-22 東芝三菱電機産業システム株式会社 Power converter
JP2015115977A (en) * 2013-12-09 2015-06-22 東芝三菱電機産業システム株式会社 Power conversion equipment
JP2015162999A (en) * 2014-02-28 2015-09-07 株式会社日立製作所 Power conversion apparatus and control method of power conversion apparatus

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009506746A (en) * 2005-08-30 2009-02-12 シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト Power conversion circuit with distributed energy storage
JP2015115975A (en) * 2013-12-09 2015-06-22 東芝三菱電機産業システム株式会社 Power converter
JP2015115977A (en) * 2013-12-09 2015-06-22 東芝三菱電機産業システム株式会社 Power conversion equipment
JP2015162999A (en) * 2014-02-28 2015-09-07 株式会社日立製作所 Power conversion apparatus and control method of power conversion apparatus

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7399066B2 (en) 2020-11-24 2023-12-15 東芝三菱電機産業システム株式会社 power converter

Also Published As

Publication number Publication date
JP6552113B2 (en) 2019-07-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10560019B2 (en) Bipolar high-voltage network and method for operating a bipolar high-voltage network
US9106155B2 (en) Three-level power conversion circuit system
JP6040582B2 (en) Protection control method for multi-level power conversion circuit
US8208276B2 (en) Power conversion device
US8138632B2 (en) Control method for redundant use in the event of a fault in a polyphase converter with distributed energy stores
US9106074B2 (en) Multilevel power converter
US9276499B2 (en) Procedures for the operation of an electrical circuit
US11368101B2 (en) Power conversion system
CN104638961B (en) System and method for balancing a multi-stage power converter
US10027113B2 (en) High-voltage DC voltage unit and method for operating a high-voltage DC voltage unit
US9787173B2 (en) Multilevel converter
US20140347898A1 (en) Modular multi-level power conversion system with dc fault current limiting capability
US20150108844A1 (en) Hybrid energy storage system
US9397581B2 (en) Power conversion apparatus that provides a release path for inductive energy accumulated in an inductive load
US9350266B2 (en) Power supply circuit for gate driving circuit of a power converter
US8896365B2 (en) Semiconductor switch having reverse voltage application circuit and power supply device including the same
JP2018170832A (en) Power conversion device
JP2017216808A (en) Power conversion device
JPH11262242A (en) Semiconductor element drive circuit and power conversion device using the same
US9397584B2 (en) Multi-level converter apparatus and methods using clamped node bias
JP6552113B2 (en) Power converter
US11196352B2 (en) Power conversion device
US10644610B2 (en) Power conversion device
JP2019176708A (en) Power converter, heat generation system, load system, and electricity distribution-sending system
US10770986B2 (en) Power conversion device

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20180502

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20190305

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20190228

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20190424

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20190701

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20190701

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6552113

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250