JP2017194419A - 電圧測定装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】電力線等の測定対象の電圧を非接触で高精度に測定可能とした電圧測定装置を提供する。【解決手段】被測定電圧と参照電位との電位差に応じて振幅が変化する検出信号を出力する検出部3と、検出信号から被測定電圧の周波数成分を抽出して出力する復調部4aと、復調部4aの出力信号に基づき、所定範囲で参照電位を変化させて出力する電圧生成部4bと、前記電位差が所定値以下になった時の参照電位を被測定電圧として同定するデータ処理部4cとを備えた電圧測定装置において、検出部3は、測定対象と検出電極2との結合容量を介して流れる電流を、スイッチング素子311,312のオン/オフにより被測定電圧の周波数よりも高い周波数に変調する変調回路31と、その出力から前記検出信号を生成するトランス32とを備え、スイッチング素子311,312とトランス32とを直列または並列に接続する。【選択図】図1
Description
本発明は、電力線等の測定対象に印加された電圧を、測定対象に非接触状態で測定する電圧測定装置に関するものである。
従来、電力線の芯線と検出プローブ内の電極との結合容量を利用して電力線への印加電圧を非接触にて測定する電圧測定装置が知られている。
この種の電圧測定装置では、電力線に対する検出プローブの位置関係や電力線の絶縁被覆の材質、温湿度等の周囲環境による誘電率の違いに起因して前記結合容量が変化し、これが測定誤差となるため、電力線の電圧を高精度に測定できない場合があった。
このため、上記の問題を解決する電圧測定装置として、特許文献1〜3に記載された従来技術が知られている。
この種の電圧測定装置では、電力線に対する検出プローブの位置関係や電力線の絶縁被覆の材質、温湿度等の周囲環境による誘電率の違いに起因して前記結合容量が変化し、これが測定誤差となるため、電力線の電圧を高精度に測定できない場合があった。
このため、上記の問題を解決する電圧測定装置として、特許文献1〜3に記載された従来技術が知られている。
特許文献1,2に記載された電圧測定装置は、検出電極、ダイオードやコンデンサ等の容量変化機能体及びその駆動回路からなる可変容量回路、電流検出器、増幅回路、同期検波回路、積分回路、電圧生成回路等を備えている。
これらの電圧測定装置では、容量変化機能体の容量を変化させ、測定対象、例えば電力線と検出電極との結合容量を介して流れる電流が容量変化機能体の動作周波数に応じて変化するように構成されている。上記の電流を、電流検出器を介して電圧に変換し、同期検波回路、増幅回路、積分回路等を介して電力線の電圧に応じた信号を生成すると共に、この信号を電圧生成回路により増幅する。
これらの電圧測定装置では、容量変化機能体の容量を変化させ、測定対象、例えば電力線と検出電極との結合容量を介して流れる電流が容量変化機能体の動作周波数に応じて変化するように構成されている。上記の電流を、電流検出器を介して電圧に変換し、同期検波回路、増幅回路、積分回路等を介して電力線の電圧に応じた信号を生成すると共に、この信号を電圧生成回路により増幅する。
そして、検出電極、容量変化機能体、電流検出器、電圧生成回路を直列に接続することにより、電流検出器に流れる電流が減少してゼロになるように電圧生成回路の出力を電流検出器側にフィードバックし、電圧生成回路の出力電圧が電力線の電圧と等しくなるように制御している。
この従来技術によれば、電圧生成回路の出力電圧が被測定電圧と等しくなるようにフィードバック制御されるため、測定対象と検出電極との結合容量が変動した場合の影響を抑制することができる。
この従来技術によれば、電圧生成回路の出力電圧が被測定電圧と等しくなるようにフィードバック制御されるため、測定対象と検出電極との結合容量が変動した場合の影響を抑制することができる。
また、特許文献3に記載された電圧測定装置では、予め設定した最小電圧値から最大電圧値まで徐々に変化する参照電位信号を電圧生成回路が生成し、プローブユニットから、電力線の電圧と参照電位信号との電位差に応じて振幅が変化する検出信号を出力させて上記電位差がゼロになった時の参照電位信号の電圧を電力線の電圧として検出している。
特許文献1,2に係る電圧測定装置では、電流検出器側にフィードバックされる電圧生成回路の出力電圧を制御することにより、この電圧を電力線の電圧に一致させている。しかし、フィードバック制御には比例制御に基づく偏差が発生するという特性があるため、電圧生成回路の出力電圧を電力線の電圧に完全に一致させることができず、結果として電力線の電圧を高精度に測定することができなかった。
これに対し、特許文献3に係る電圧測定装置ではフィードバック制御を行っていないため、フィードバック制御に伴う偏差に起因した測定誤差が発生することはない。
これに対し、特許文献3に係る電圧測定装置ではフィードバック制御を行っていないため、フィードバック制御に伴う偏差に起因した測定誤差が発生することはない。
しかしながら、特許文献1〜3に係る電圧測定装置においては、検出信号を変調するためにインピーダンスを変化させる容量変化機能体が検出電極と電流検出器との間に直列に接続されるため、容量変化機能体の駆動信号(駆動電流)が電流検出器にノイズ成分として検出され、測定精度に影響を与える場合がある。その対策として、これらの電圧測定装置では、容量変化機能体をダイオード等からなるブリッジにより構成して駆動信号成分が電流検出器によって検出されないようにしているが、ブリッジの平衡状態を厳密に管理しなくてはならず、製造上または調整上のコストが増大するおそれがある。
そこで、本発明の解決課題は、電力線等の測定対象の電圧を低コストかつ高精度に測定可能とした電圧測定装置を提供することにある。
上記課題を解決するため、請求項1に係る発明は、測定対象に印加された被測定電圧を前記測定対象に非接触状態で測定する電圧測定装置であって、前記被測定電圧と参照電位との電位差に応じて振幅が変化する検出信号を出力する検出部と、前記検出信号から前記被測定電圧の周波数成分を抽出して出力する復調部と、前記復調部の出力信号が入力され、予め設定された所定の電圧範囲で前記参照電位を変化させて出力する電圧生成部と、前記電位差が所定値以下になったときの前記参照電位を前記被測定電圧として同定するデータ処理部とを備えた電圧測定装置であって、
前記検出部は、
前記測定対象と検出電極との結合容量を介して流れる電流を、スイッチング素子のオン/オフにより前記被測定電圧の周波数よりも高い周波数に変調する変調回路と、前記変調回路の出力から前記検出信号を生成する電流検出回路と、を備え、前記スイッチング素子と前記電流検出回路とを直列に接続したものである。
前記検出部は、
前記測定対象と検出電極との結合容量を介して流れる電流を、スイッチング素子のオン/オフにより前記被測定電圧の周波数よりも高い周波数に変調する変調回路と、前記変調回路の出力から前記検出信号を生成する電流検出回路と、を備え、前記スイッチング素子と前記電流検出回路とを直列に接続したものである。
請求項2に係る発明は、測定対象に印加された被測定電圧を前記測定対象に非接触状態で測定する電圧測定装置であって、前記被測定電圧と参照電位との電位差に応じて振幅が変化する検出信号を出力する検出部と、前記検出信号から前記被測定電圧の周波数成分を抽出して出力する復調部と、前記復調部の出力信号が入力され、予め設定された所定の電圧範囲で前記参照電位を変化させて出力する電圧生成部と、前記電位差が所定値以下になったときの前記参照電位を前記被測定電圧として同定するデータ処理部とを備えた電圧測定装置であって、
前記検出部は、
前記測定対象と検出電極との結合容量を介して流れる電流を、スイッチング素子のオン/オフにより前記被測定電圧の周波数よりも高い周波数に変調する変調回路と、前記変調回路の出力から前記検出信号を生成する電流検出回路と、を備え、前記スイッチング素子と前記電流検出回路とを並列に接続したものである。
前記検出部は、
前記測定対象と検出電極との結合容量を介して流れる電流を、スイッチング素子のオン/オフにより前記被測定電圧の周波数よりも高い周波数に変調する変調回路と、前記変調回路の出力から前記検出信号を生成する電流検出回路と、を備え、前記スイッチング素子と前記電流検出回路とを並列に接続したものである。
請求項3に係る発明は、請求項1または2に記載した電圧測定装置において、前記電流検出回路は、前記スイッチング素子に流れる電流により励磁される一次巻線と、前記復調部に接続される二次巻線とを備えたトランスであることを特徴とする。
請求項4に係る発明は、請求項1〜3の何れか1項に記載した電圧測定装置において、前記電圧生成部は、前記復調部から一次巻線に入力された信号電圧を昇圧し、昇圧後の電圧を前記参照電位として二次巻線から出力する昇圧トランスを備えたものである。
請求項5に係る発明は、請求項1〜4の何れか1項に記載した電圧測定装置において、前記スイッチング素子としてMOSFETを用いたものである。
本発明によれば、フィードバック制御の際に発生する偏差に起因する計測誤差が発生しないため、電力線等の測定対象の電圧を高精度に計測することができる。
また、ブリッジ回路により構成された容量変化機能体に代えてスイッチング素子をオン/オフさせることにより検出信号を変調する構成であるため、ブリッジの平衡状態の厳密な管理を不要にして製造上または調整上のコストを低減することができる。
更に、電圧生成部における昇圧トランスの巻数比を変更するだけで参照電位を広範囲にわたって設定することができ、様々な大きさの被測定電圧を正確に測定することが可能である。
また、ブリッジ回路により構成された容量変化機能体に代えてスイッチング素子をオン/オフさせることにより検出信号を変調する構成であるため、ブリッジの平衡状態の厳密な管理を不要にして製造上または調整上のコストを低減することができる。
更に、電圧生成部における昇圧トランスの巻数比を変更するだけで参照電位を広範囲にわたって設定することができ、様々な大きさの被測定電圧を正確に測定することが可能である。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図1は、本発明の第1実施形態に係る電圧測定装置の全体的な構成図である。
この電圧測定装置は、検出電極2及び測定装置本体5を備え、系統電源Gにより電力線1の芯線1aに印加されている交流電圧v1を非接触にて測定するものである。なお、C0は、電力線1に検出電極2を装着した際に芯線1aと検出電極2との間に形成される結合容量を示す。ここで、検出電極2は、電力線1の外周面に密着して巻き付けられるように構成されている。
以下では、芯線1aの電圧(被測定電圧)v1を「電力線1の電圧」と同義なものとして説明する。
図1は、本発明の第1実施形態に係る電圧測定装置の全体的な構成図である。
この電圧測定装置は、検出電極2及び測定装置本体5を備え、系統電源Gにより電力線1の芯線1aに印加されている交流電圧v1を非接触にて測定するものである。なお、C0は、電力線1に検出電極2を装着した際に芯線1aと検出電極2との間に形成される結合容量を示す。ここで、検出電極2は、電力線1の外周面に密着して巻き付けられるように構成されている。
以下では、芯線1aの電圧(被測定電圧)v1を「電力線1の電圧」と同義なものとして説明する。
測定装置本体5は、検出電極2と共にセンサとして機能する検出部3と、検出部3の出力信号を処理する測定部4とを備え、検出部3は、検出電極2に接続された変調回路31と、電流検出回路としての絶縁型のトランス32とを有する。
変調回路31は、検出電極2とトランス32の一次巻線との間で互いに逆方向に直列接続された2個のスイッチング素子311,312と、これらのスイッチング素子311,312を駆動する駆動回路としてのトランス313と、を備えている。
変調回路31は、検出電極2とトランス32の一次巻線との間で互いに逆方向に直列接続された2個のスイッチング素子311,312と、これらのスイッチング素子311,312を駆動する駆動回路としてのトランス313と、を備えている。
図2は、変調回路31の詳細な回路図である。この変調回路31では、スイッチング素子311,312としてn型MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)を用いている。なお、314はトランス313の二次巻線に並列に接続された抵抗を示す。
n型MOSFETは、トランス313の一次巻線に加えられる駆動信号S1が「High」レベルのときにオンするが、電力線1の芯線1aからの入力信号は正負両極性の信号であるため、2つのn型MOSFETはソース端子同士を接続し、逆バイアスされているMOSFET側は内蔵するボディダイオードを経由して電流が流れるようになっている。
n型MOSFETは、トランス313の一次巻線に加えられる駆動信号S1が「High」レベルのときにオンするが、電力線1の芯線1aからの入力信号は正負両極性の信号であるため、2つのn型MOSFETはソース端子同士を接続し、逆バイアスされているMOSFET側は内蔵するボディダイオードを経由して電流が流れるようになっている。
図1に戻って、トランス313の一次側には、測定部4に設けられた復調部4a内の発振回路40が接続されている。この発振回路40は、例えば商用周波数(50または60[Hz])の電圧v1より充分に高い周波数(数百[kHz]〜数[MHz])の矩形波状の駆動信号S1を出力し、トランス313を介してスイッチング素子311,312をオン/オフさせる。
このため、結合容量C0を介してスイッチング素子311,312に流れる電流は、駆動信号S1の周波数によって変調される。これにより、スイッチング素子311,312に流れる電流の大きさに比例し、かつ、高周波数の検出信号S2がトランス32を介して測定部4に伝送され、この測定部4において、電力線1の電圧v1の商用周波数成分が復調・増幅される。
なお、トランス32の一次巻線の一端はスイッチング素子312に接続されていると共に、上記一次巻線の他端は、後述する電圧生成部4b内の昇圧トランス45の出力側に接続されている。
なお、トランス32の一次巻線の一端はスイッチング素子312に接続されていると共に、上記一次巻線の他端は、後述する電圧生成部4b内の昇圧トランス45の出力側に接続されている。
測定部4は、復調部4a、電圧生成部4b及びデータ処理部4cからなり、復調部4aは、前述した発振回路40のほか、検波回路41、増幅回路42、及びフィルタ回路43を備えている。
検波回路41は、発振回路40からの駆動信号S1に同期してトランス32が励磁されるタイミングにて、検出信号S2を例えば包絡線検波する。検波後のアナログ信号S3は、増幅回路42により予め設定された適切な増幅率にて増幅され、検出信号S4として出力される。
フィルタ回路43は、検出信号S4の周波数成分をフィルタリングすることにより、電圧v1の商用周波数成分のみを通過させる。ここで、検出部3ではスイッチング素子311,312のオン/オフによって電圧v1を検出しており、検出信号S4の位相は電圧v1の位相より90°進んでいる。このため、フィルタ回路43の構成としては、例えば、二次のアクティブローパス(高周波数域除去)フィルタを通過させた後に一次のハイパス(低周波数域除去)フィルタを通過させることで、電圧v1に位相を合わせたアナログ信号S5を生成する。
次に、電圧生成部4bは、電圧生成回路44、昇圧トランス45、及び分圧回路46を備えている。
電圧生成回路44は、予め設定された最小電圧値から最大電圧値までの範囲で電圧値が徐々に増加、減少を繰り返す基準信号S6を、アナログ信号S5に基づいて生成する。この実施形態では、電圧生成回路44が所定の振幅及び周波数の基準信号S6を生成する。なお、電圧生成回路44は、三角波信号や鋸波信号のように、所定形状の波形が連続する交流信号を生成するものであっても良い。
電圧生成回路44は、予め設定された最小電圧値から最大電圧値までの範囲で電圧値が徐々に増加、減少を繰り返す基準信号S6を、アナログ信号S5に基づいて生成する。この実施形態では、電圧生成回路44が所定の振幅及び周波数の基準信号S6を生成する。なお、電圧生成回路44は、三角波信号や鋸波信号のように、所定形状の波形が連続する交流信号を生成するものであっても良い。
昇圧トランス45は絶縁型のトランスであり、一次巻線の巻数n1と二次巻線の巻数n2との間には、n2>n1という関係がある。この昇圧トランス45の一次巻線及び二次巻線は、各一端が共通接続され、一次巻線の他端には、電圧生成回路44から基準信号S6が印加されている。これにより、昇圧トランス45は、一次巻線に印加された基準信号S6を昇圧し、正側のピーク値(最大電圧値)が+Va [V]、負側のピーク値(最小電圧値)が−Va[V]である振幅2Vaの正弦波信号を参照電位信号S7(その電圧をVrとし、以下では参照電位Vrともいう)として二次巻線の他端から出力する。この参照電位信号S7は、後段の分圧回路46と、前記検出部3内のトランス32の一次巻線の他端に印加されている。
分圧回路46は、参照電位Vrを、予め設定された分圧比により分圧して電圧信号S8を出力する。
分圧回路46は、参照電位Vrを、予め設定された分圧比により分圧して電圧信号S8を出力する。
前述のフィルタ回路43から出力されたアナログ信号S5と分圧回路46から出力された電圧信号S8とは、データ処理部4cに入力されており、このデータ処理部4cにより、電力線1の電圧v1を求めるためのデータ処理が実行される。
以下では、データ処理部4cの構成及び動作と併せて、本実施形態における電圧v1の測定動作について説明する。
以下では、データ処理部4cの構成及び動作と併せて、本実施形態における電圧v1の測定動作について説明する。
まず、電圧v1の測定に際し、検出電極2を電力線1の芯線1aに非接触な状態で装着することにより、芯線1aと検出電極2との間に結合容量C0が形成される。
次いで、測定部4の起動状態において、電圧生成部4bでは、電圧生成回路44が基準信号S6の生成を開始し、昇圧トランス45が基準信号S6を昇圧して得た参照電位Vrを検出部3内のトランス32の一次巻線に印加する。また、電圧生成部4bでは、分圧回路46が参照電位Vrを分圧して得た電圧信号S8を、データ処理部4cのサンプルホールド回路49に出力する。
次いで、測定部4の起動状態において、電圧生成部4bでは、電圧生成回路44が基準信号S6の生成を開始し、昇圧トランス45が基準信号S6を昇圧して得た参照電位Vrを検出部3内のトランス32の一次巻線に印加する。また、電圧生成部4bでは、分圧回路46が参照電位Vrを分圧して得た電圧信号S8を、データ処理部4cのサンプルホールド回路49に出力する。
一方、復調部4aでは、発振回路40が駆動信号S1を生成して変調回路31に出力する。変調回路31のトランス313は、一次側に入力された駆動信号S1に基づいて二次側からオン/オフ信号(パルス信号)を出力し、スイッチング素子311,312をオン/オフさせる。
このとき、スイッチング素子311,312のオンによりトランス32の一次巻線が励磁され、その二次巻線からは、電力線1の電圧v1に対して90°位相が進んだ検出信号S2が出力される。また、スイッチング素子311,312がオフの時には、トランス32の一次巻線が非励磁状態となり、その結果、トランス32は逆励磁されて電力線1の電圧v1に対して90°位相が進んだ反転信号S2が出力される。
検波回路41は、トランス32から出力された検出信号S2を例えば包絡線検波し、検波後のアナログ信号S3は増幅回路42により増幅されて検出信号S4となる。これにより、検出信号S2を駆動信号S1の周波数とは無関係にふるまう信号として復調することができる。
増幅回路42により増幅された検出信号S4には、トランス32の漏れインダクタンスの影響により、スイッチング素子311,312のオン/オフに伴って発生する高周波ノイズが含まれている。
従って、前述したように、フィルタ回路43を二次のアクティブローパスフィルタ及び一次のハイパスフィルタによって構成すれば、高周波ノイズを除去することができると共に、フィルタ回路43の全体で商用周波数帯のみを通過させるバンドパスフィルタを構成することで、検出信号S2より位相が90°遅れたアナログ信号(電力線1の電圧v1と同相の信号)S5を得ることができる。
従って、前述したように、フィルタ回路43を二次のアクティブローパスフィルタ及び一次のハイパスフィルタによって構成すれば、高周波ノイズを除去することができると共に、フィルタ回路43の全体で商用周波数帯のみを通過させるバンドパスフィルタを構成することで、検出信号S2より位相が90°遅れたアナログ信号(電力線1の電圧v1と同相の信号)S5を得ることができる。
図3は、電力線1の電圧v1、アナログ信号S5及び参照電位信号S7(参照電位Vr)を示す波形図である。なお、電圧v1の周波数は、アナログ信号S5及び参照電位信号S7の周波数に比べて極めて低いため、図3では、電圧v1の波形をほぼ直線状に示してある。
参照電位信号S7を電圧v1と時間軸を合せた信号として捉えた場合、フィルタ回路43から出力されるアナログ信号S5は、電圧v1に同期し、かつ電圧v1に比例して変化する信号となる。図1のA/D変換回路47は、このアナログ信号S5をディジタルデータD1に変換して制御回路48に出力する。
制御回路48は、入力データのゼロ検出処理を繰り返し実行している。このゼロ検出処理では、入力されたディジタルデータD1に基づき、図3に示す如く、アナログ信号S5の電圧値が0[V]になるタイミング(ゼロクロスタイミング)tzを検出する。
制御回路48は、入力データのゼロ検出処理を繰り返し実行している。このゼロ検出処理では、入力されたディジタルデータD1に基づき、図3に示す如く、アナログ信号S5の電圧値が0[V]になるタイミング(ゼロクロスタイミング)tzを検出する。
A/D変換回路47は、一般的にサンプリング周期を持っているため、厳密には、アナログ信号S5のゼロクロスを確認することはできないが、近似的に、制御回路48に入力されるディジタルデータD1の極性が反転したことに基づいてゼロクロスタイミングtzを検出しても実用上、問題はない。その理由は、電力線1の電圧v1は商用周波数帯であるのに対し、A/D変換回路47のサンプリング周波数は、例えば100[kHz]のように充分高い周波数に設定可能なためである。
制御回路48がゼロクロスタイミングtzを検出すると、このタイミングtzに同期してトリガ信号S9を生成し、サンプルホールド回路49に出力する。この場合、ディジタルデータD1は電位差(v1−Vr)に基づく値であるため、制御回路48がゼロクロスタイミングtzを検出することは、(v1−Vr)が0[V]、すなわち、参照電位Vrが電力線1の電圧v1と一致しているタイミングを検出することとなる。これにより、ゼロクロス検出処理を完了する。
サンプルホールド回路49は、制御回路48から出力されたトリガ信号S9に同期して、電圧信号S8の電圧値を保持すると共に、この電圧値を示すデータD2を制御回路48に出力する。制御回路48は、ゼロクロス検出処理を実行した後にサンプルホールド回路49からデータD2が入力されたときに、電圧算出処理を実行する。この電圧算出処理において、制御回路48は、入力データD2と、電圧生成部4bの分圧回路46による分圧比とに基づいて、参照電位Vrを算出し、その値を電力線1の電圧v1として同定する。
このように、本実施形態に係る電圧測定装置では、電圧生成部4bが電力線1の電圧v1を含む所定の電圧範囲(−Va[V]〜+Va[V]の電圧範囲)内で参照電位Vrを変化させ、制御回路48が、検出信号S2に基づいて検出される電位差(v1−Vr)を示すアナログ信号S5が0[V]になったときの参照電位Vrを電力線1の電圧v1として算出するものである。
この電圧測定装置によれば、フィードバック制御によって発生する偏差に起因した測定誤差を低減することができ、その結果、電力線1の電圧v1を高精度に測定することができる。また、前述した特許文献1〜3のように、ブリッジ構成の容量変化機能体を用いないことにより、ブリッジの平衡状態の管理が不要であり、製造上または調整上のコストが増大する恐れもない。
この電圧測定装置によれば、フィードバック制御によって発生する偏差に起因した測定誤差を低減することができ、その結果、電力線1の電圧v1を高精度に測定することができる。また、前述した特許文献1〜3のように、ブリッジ構成の容量変化機能体を用いないことにより、ブリッジの平衡状態の管理が不要であり、製造上または調整上のコストが増大する恐れもない。
更に、電圧生成回路44によって生成される基準信号S6を昇圧トランス45により昇圧して参照電位Vrを得ているため、この昇圧トランス45の巻数比を変更するだけで参照電位Vrの出力範囲を変更することができる。従って、様々な被測定電圧に対して測定範囲を自由に設定することができ、結果として広範囲にわたる電圧を正確に測定することが可能になる。
次に、図4は、本発明の第2実施形態における検出部の構成図である。
本実施形態の検出部3Aでは、電流検出回路としてのトランス32の一次巻線と抵抗315との直列回路に対して並列に、スイッチング素子311,312の直列回路が接続されている。その他の構成は第1実施形態における検出部3と同一である。
本実施形態によれば、スイッチング素子311,312がオフである時にトランス32が励磁されるため、検波回路41では駆動信号S1を反転させた信号に基づいて検波タイミングを設定することで検出信号S2の検波が可能となる。
本実施形態の検出部3Aでは、電流検出回路としてのトランス32の一次巻線と抵抗315との直列回路に対して並列に、スイッチング素子311,312の直列回路が接続されている。その他の構成は第1実施形態における検出部3と同一である。
本実施形態によれば、スイッチング素子311,312がオフである時にトランス32が励磁されるため、検波回路41では駆動信号S1を反転させた信号に基づいて検波タイミングを設定することで検出信号S2の検波が可能となる。
本発明の電圧測定装置は単体で使用しても良いし、この電圧測定装置と公知の電流測定装置とを組み合わせれば、電力測定装置を構成することもできる。
G:系統電源
1:電力線
1a:芯線
2:検出電極
3,3A:検出部
31:変調回路
311,312:スイッチング素子
313:トランス(駆動回路)
314,315:抵抗
32:トランス(電流検出回路)
4:測定部
4a:復調部
4b:電圧生成部
4c:データ処理部
40:発振回路
41:検波回路
42:増幅回路
43:フィルタ回路
44:電圧生成回路
45:昇圧トランス
46:分圧回路
47:A/D変換回路
48:制御回路
49:サンプルホールド回路
5:測定装置本体
1:電力線
1a:芯線
2:検出電極
3,3A:検出部
31:変調回路
311,312:スイッチング素子
313:トランス(駆動回路)
314,315:抵抗
32:トランス(電流検出回路)
4:測定部
4a:復調部
4b:電圧生成部
4c:データ処理部
40:発振回路
41:検波回路
42:増幅回路
43:フィルタ回路
44:電圧生成回路
45:昇圧トランス
46:分圧回路
47:A/D変換回路
48:制御回路
49:サンプルホールド回路
5:測定装置本体
Claims (5)
- 測定対象に印加された被測定電圧を前記測定対象に非接触状態で測定する電圧測定装置であって、前記被測定電圧と参照電位との電位差に応じて振幅が変化する検出信号を出力する検出部と、前記検出信号から前記被測定電圧の周波数成分を抽出して出力する復調部と、前記復調部の出力信号が入力され、予め設定された所定の電圧範囲で前記参照電位を変化させて出力する電圧生成部と、前記電位差が所定値以下になったときの前記参照電位を前記被測定電圧として同定するデータ処理部とを備えた電圧測定装置であって、
前記検出部は、
前記測定対象と検出電極との結合容量を介して流れる電流を、スイッチング素子のオン/オフにより前記被測定電圧の周波数よりも高い周波数に変調する変調回路と、前記変調回路の出力から前記検出信号を生成する電流検出回路と、を備え、
前記スイッチング素子と前記電流検出回路とを直列に接続したことを特徴とする電圧測定装置。 - 測定対象に印加された被測定電圧を前記測定対象に非接触状態で測定する電圧測定装置であって、前記被測定電圧と参照電位との電位差に応じて振幅が変化する検出信号を出力する検出部と、前記検出信号から前記被測定電圧の周波数成分を抽出して出力する復調部と、前記復調部の出力信号が入力され、予め設定された所定の電圧範囲で前記参照電位を変化させて出力する電圧生成部と、前記電位差が所定値以下になったときの前記参照電位を前記被測定電圧として同定するデータ処理部とを備えた電圧測定装置であって、
前記検出部は、
前記測定対象と検出電極との結合容量を介して流れる電流を、スイッチング素子のオン/オフにより前記被測定電圧の周波数よりも高い周波数に変調する変調回路と、前記変調回路の出力から前記検出信号を生成する電流検出回路と、を備え、
前記スイッチング素子と前記電流検出回路とを並列に接続したことを特徴とする電圧測定装置。 - 請求項1または2に記載した電圧測定装置において、
前記電流検出回路は、前記スイッチング素子に流れる電流により励磁される一次巻線と、前記復調部に接続される二次巻線とを備えたトランスであることを特徴とする電圧測定装置。 - 請求項1〜3の何れか1項に記載した電圧測定装置において、
前記電圧生成部は、前記復調部から一次巻線に入力された信号電圧を昇圧し、昇圧後の電圧を前記参照電位として二次巻線から出力する昇圧トランスを備えたことを特徴とする電圧測定装置。 - 請求項1〜4の何れか1項に記載した電圧測定装置において、
前記スイッチング素子としてMOSFETを用いたことを特徴とする電圧測定装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2016086174A JP2017194419A (ja) | 2016-04-22 | 2016-04-22 | 電圧測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2016086174A JP2017194419A (ja) | 2016-04-22 | 2016-04-22 | 電圧測定装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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JP2017194419A true JP2017194419A (ja) | 2017-10-26 |
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ID=60156009
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JP (1) | JP2017194419A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2018119944A (ja) * | 2017-01-24 | 2018-08-02 | 矢崎エナジーシステム株式会社 | 電圧測定装置、電圧測定方法 |
-
2016
- 2016-04-22 JP JP2016086174A patent/JP2017194419A/ja active Pending
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