JP2017181034A - Magnet temperature estimation method, and magnet temperature estimation device - Google Patents

Magnet temperature estimation method, and magnet temperature estimation device Download PDF

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To allow estimation accuracy of a temperature of a permanent magnet to be improved.SOLUTION: A magnet temperature estimation method, which controls rotation of a motor composed of a stator provided with a coil and a rotor provided with a permanent magnet, and estimates a temperature of the permanent magnet, includes: a voltage application step of applying an AC voltage of a fundamental wave frequency rotationally driving the rotor to the stator of the motor; an overlap step of overlapping an AV voltage of an overlap frequency different in a frequency from the fundamental wave frequency on the AC voltage of the fundamental wave frequency; an overlap frequency change step of changing the overlap frequency in accordance with the number of rotations of the motor; an overlap component measurement step of measuring a current corresponding to the overlap frequency; and a temperature estimation step of calculating an impedance using the AC voltage of the overlap frequency overlapped in the overlap step, and a current of the overlap frequency measured in the overlap component measurement step, and estimating a temperature of the permanent magnet in accordance with the impedance.SELECTED DRAWING: Figure 3

Description

本発明は、磁石温度推定方法、及び、磁石温度推定装置に関する。   The present invention relates to a magnet temperature estimation method and a magnet temperature estimation device.

同期電動機であるモータの一つとして、回転子に永久磁石を備える永久磁石型のモータが知られている。このような永久磁石型のモータにおいては、固定子に設けられたコイルに電圧が印加されると回転磁界が発生し、回転磁界が永久磁石に作用することにより、回転子が固定子内にて回転する。   As one of motors that are synchronous motors, a permanent magnet type motor having a permanent magnet on a rotor is known. In such a permanent magnet type motor, when a voltage is applied to a coil provided in the stator, a rotating magnetic field is generated, and the rotating magnetic field acts on the permanent magnet, so that the rotor is moved within the stator. Rotate.

一般に、モータの回転数が大きくなるほど、回転子に設けられた永久磁石の温度が上昇する。一方、永久磁石は、ある上限温度を超えると不可逆に消磁してしまい磁力を失ってしまう。そのため、永久磁石の温度を測定し、永久磁石が上限温度に達しないようにモータの回転数を制限する必要がある。   Generally, the temperature of the permanent magnet provided in the rotor increases as the rotational speed of the motor increases. On the other hand, when a permanent magnet exceeds a certain upper limit temperature, it is irreversibly demagnetized and loses its magnetic force. Therefore, it is necessary to measure the temperature of the permanent magnet and limit the rotational speed of the motor so that the permanent magnet does not reach the upper limit temperature.

永久磁石の温度を測定するために温度センサを用いると温度センサを回転子に組み込む必要があるため、モータの小型化が困難になる。そこで、温度センサを用いずに永久磁石の温度を推定する方法が検討されている。例えば、特許文献１には、モータに印加される電流と、固定子にて発生する誘起電圧とを用いて、永久磁石の温度を推定する方法が開示されている。   If a temperature sensor is used to measure the temperature of the permanent magnet, it is necessary to incorporate the temperature sensor into the rotor, which makes it difficult to reduce the size of the motor. Therefore, a method for estimating the temperature of the permanent magnet without using a temperature sensor has been studied. For example, Patent Document 1 discloses a method for estimating the temperature of a permanent magnet using a current applied to a motor and an induced voltage generated in a stator.

特開２００７−６６１３号公報JP 2007-6613 A

特許文献１に開示された方法では、モータの回転数が小さい場合には誘起電圧が小さくなるため、永久磁石の温度の推定精度が悪くなるという課題がある。   The method disclosed in Patent Document 1 has a problem that the estimation accuracy of the temperature of the permanent magnet is deteriorated because the induced voltage is small when the rotational speed of the motor is small.

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、モータの回転子が備える永久磁石の温度の推定精度を向上させることができる、磁石温度推定方法、及び、磁石温度推定装置を提供することである。   The present invention has been made in view of the above problems, and the object of the present invention is to provide a magnet temperature estimation method and a magnet that can improve the estimation accuracy of the temperature of the permanent magnet provided in the rotor of the motor. It is to provide a temperature estimation device.

本発明の磁石温度推定方法の一態様によれば、コイルを備える固定子と永久磁石を備える回転子からなるモータの回転を制御するとともに、前記永久磁石の温度を推定する磁石温度推定方法であって、回転子を回転駆動させる基本波周波数の交流電圧をモータの固定子に印加する電圧印加ステップと、基本波周波数とは周波数が異なる重畳周波数の交流電圧を基本波周波数の交流電圧に重畳させる重畳ステップと、重畳周波数をモータの回転数に応じて変化させる重畳周波数変化ステップと、重畳周波数に対応する電流を測定する重畳成分測定ステップと、重畳ステップにて重畳された重畳周波数の交流電圧、及び、重畳成分測定ステップにて測定された重畳周波数の電流を用いてインピーダンスを算出し、該インピーダンスに応じて前記永久磁石の温度を推定する温度推定ステップと、を有する。   According to one aspect of the magnet temperature estimation method of the present invention, there is provided a magnet temperature estimation method for controlling the rotation of a motor including a stator including a coil and a rotor including a permanent magnet and estimating the temperature of the permanent magnet. A voltage applying step for applying an AC voltage having a fundamental frequency for rotating the rotor to the stator of the motor, and an AC voltage having a superposition frequency different from the fundamental frequency being superimposed on the AC voltage having the fundamental frequency. A superposition step, a superposition frequency changing step for changing the superposition frequency according to the number of rotations of the motor, a superposition component measurement step for measuring a current corresponding to the superposition frequency, and an alternating voltage of the superposition frequency superposed in the superposition step, And, the impedance is calculated using the current of the superposition frequency measured in the superposition component measurement step, and the permanent is determined according to the impedance. It has a temperature estimation step of estimating the temperature of the magnet, the.

本発明によれば、モータの駆動に用いる基本波周波数とは異なる周波数である重畳周波数を重畳させた電圧をモータに印加し、重畳周波数に応じたインピーダンスを測定する。重畳周波数に応じたインピーダンスと永久磁石の温度との間には所定の相関関係があるため、測定されたインピーダンスに応じて永久磁石の温度を推定することができる。   According to the present invention, a voltage obtained by superimposing a superposition frequency different from the fundamental frequency used for driving the motor is applied to the motor, and the impedance corresponding to the superposition frequency is measured. Since there is a predetermined correlation between the impedance according to the superimposed frequency and the temperature of the permanent magnet, the temperature of the permanent magnet can be estimated according to the measured impedance.

ここで、重畳周波数に対応する電流を求めるために、重畳周波数及びモータの回転数に応じた測定周波数の電流が測定する必要がある。この測定周波数は、モータの回転数に応じて重畳周波数を変化させることにより、一定の周波数となる。測定周波数が一定となると、測定周波数の電流の測定が容易になるので、重畳周波数に対応する電圧が求めやすくなる。したがって、インピーダンスの算出精度が上がり、永久磁石の温度の推定精度を向上させることができる。   Here, in order to obtain the current corresponding to the superposition frequency, it is necessary to measure the current at the measurement frequency corresponding to the superposition frequency and the rotation speed of the motor. This measurement frequency becomes a constant frequency by changing the superposition frequency according to the rotation speed of the motor. If the measurement frequency is constant, it becomes easy to measure the current at the measurement frequency, so that a voltage corresponding to the superimposed frequency can be easily obtained. Therefore, the calculation accuracy of impedance can be improved, and the estimation accuracy of the temperature of the permanent magnet can be improved.

図１は、本発明の磁石温度推定方法の説明図である。FIG. 1 is an explanatory diagram of the magnet temperature estimation method of the present invention. 図２は、磁石温度推定方法の他の説明図である。FIG. 2 is another explanatory diagram of the magnet temperature estimation method. 図３は、磁石温度推定装置及びモータの概略構成図である。FIG. 3 is a schematic configuration diagram of the magnet temperature estimation device and the motor. 図４は、磁石温度推定方法における周波数の説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram of frequencies in the magnet temperature estimation method. 図５は、他の磁石温度推定方法における周波数の説明図である。FIG. 5 is an explanatory diagram of frequencies in another magnet temperature estimation method.

以下、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。   Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

まず、図１を用いて、磁石温度推定方法によってモータの回転子が備える永久磁石の温度Ｔｍを推定する原理について説明する。   First, the principle of estimating the temperature Tm of the permanent magnet included in the motor rotor by the magnet temperature estimation method will be described with reference to FIG.

図１は、本発明の磁石温度推定方法の説明図である。図１（ａ）には、モータの概略構成が示されており、図１（ｂ）には、図１（ａ）のモータと等価な磁束回路が示されている。なお、磁石温度推定方法を行う磁石温度推定装置（不図示）は、モータの回転制御を行うとともに、モータの回転子が備える永久磁石の温度Ｔｍを推定する。   FIG. 1 is an explanatory diagram of the magnet temperature estimation method of the present invention. FIG. 1 (a) shows a schematic configuration of the motor, and FIG. 1 (b) shows a magnetic flux circuit equivalent to the motor of FIG. 1 (a). A magnet temperature estimation device (not shown) that performs a magnet temperature estimation method performs rotation control of the motor and estimates the temperature Tm of the permanent magnet provided in the rotor of the motor.

図１（ａ）に示されるように、モータ１は、固定子２と、固定子２内にて回転する回転子３とにより構成されている。固定子２に設けられたティース４にはコイル５が巻回されている。また、コイル５には外部に設けられた磁石温度推定装置から電圧が印加される。回転子３には永久磁石６が設けられており、コイル５に磁石温度推定装置から基本波周波数の交流電圧が印加されると、コイル５にて発生する回転磁束と永久磁石６の磁束とが誘引又は反発をすることで、回転子３が固定子２内で回転する。   As shown in FIG. 1A, the motor 1 includes a stator 2 and a rotor 3 that rotates within the stator 2. A coil 5 is wound around a tooth 4 provided on the stator 2. In addition, a voltage is applied to the coil 5 from a magnet temperature estimation device provided outside. The rotor 3 is provided with a permanent magnet 6. When an alternating voltage having a fundamental frequency is applied to the coil 5 from the magnet temperature estimation device, the rotating magnetic flux generated in the coil 5 and the magnetic flux of the permanent magnet 6 are changed. By attracting or repelling, the rotor 3 rotates in the stator 2.

ここで、磁石温度推定装置が永久磁石６の温度Ｔｍを推定する方法について説明する。   Here, a method in which the magnet temperature estimation device estimates the temperature Tm of the permanent magnet 6 will be described.

磁石温度推定装置は、モータ１の回転駆動に用いる基本波周波数の交流電圧に対して、基本波周波数よりも周波数が高い高調波の電圧を重畳させ、その重畳させた交流電圧をコイル５に印加する。このようにコイル５に高調波成分を有する電圧が印加されると、コイル５と永久磁石６との間には高調波成分の磁束が発生する。すると、永久磁石６の表面において、コイル５の磁界の高調波成分に応じて渦電流が発生するため、永久磁石６はインダクタンス成分を有することになる。このようにして、モータ１が回転しているときには、固定子２と回転子３とによる磁束回路が構成されることになる。なお、以下では、このように重畳させる高調波成分を重畳成分と称する。   The magnet temperature estimation device superimposes a harmonic voltage having a frequency higher than the fundamental frequency on an alternating voltage having a fundamental frequency used for rotational driving of the motor 1, and applies the superimposed alternating voltage to the coil 5. To do. Thus, when a voltage having a harmonic component is applied to the coil 5, a magnetic flux having a harmonic component is generated between the coil 5 and the permanent magnet 6. Then, since an eddy current is generated on the surface of the permanent magnet 6 in accordance with the harmonic component of the magnetic field of the coil 5, the permanent magnet 6 has an inductance component. In this way, when the motor 1 is rotating, a magnetic flux circuit composed of the stator 2 and the rotor 3 is formed. Hereinafter, the harmonic component to be superimposed in this manner is referred to as a superimposed component.

図１（ｂ）には、図１（ａ）と等価な磁束回路が示されている。この図においては、印加電圧の重畳成分（重畳電圧値）Ｖｈと、コイル５に流れる電流の重畳成分（重畳電流値）Ｉｈと、が示されている。また固定子２のコイル５の抵抗がＲｃ、インダクタンスがＬｃとして示されており、回転子３の永久磁石６の抵抗がＲｘ、インダクタンスがＬｘとして示されている。ここで、重畳電圧値Ｖｈと重畳電流値Ｉｈとから、Ｚｈ＝Ｖｈ／Ｉｈの関係を用いて重畳インピーダンスＺｈを求めることができる。この重畳インピーダンスＺｈは、永久磁石６の温度Ｔｍと相関関係がある。   FIG. 1 (b) shows a magnetic flux circuit equivalent to FIG. 1 (a). In this figure, a superimposed component (superimposed voltage value) Vh of the applied voltage and a superimposed component (superimposed current value) Ih of the current flowing through the coil 5 are shown. Further, the resistance of the coil 5 of the stator 2 is shown as Rc and the inductance is shown as Lc, the resistance of the permanent magnet 6 of the rotor 3 is shown as Rx, and the inductance is shown as Lx. Here, the superimposed impedance Zh can be obtained from the superimposed voltage value Vh and the superimposed current value Ih using the relationship of Zh = Vh / Ih. This superimposed impedance Zh has a correlation with the temperature Tm of the permanent magnet 6.

従って、磁石温度推定装置は、基本波周波数の電圧に、基本波周波数よりも周波数が高い重畳周波数の電圧を重畳させ、その重畳させた電圧をモータ１に印加すると、重畳成分に対応する電圧及び電流を用いて重畳インピーダンスＺｈを算出する。そして、算出された重畳インピーダンスＺｈと、予め記憶している重畳インピーダンスＺｈと永久磁石６の温度Ｔｍとの関係とを用いて、永久磁石６の温度Ｔｍを推定する。   Therefore, the magnet temperature estimation device superimposes the voltage of the superposition frequency higher than the fundamental frequency on the voltage of the fundamental frequency, and when the superposed voltage is applied to the motor 1, the voltage corresponding to the superposition component and The superimposed impedance Zh is calculated using the current. Then, the temperature Tm of the permanent magnet 6 is estimated using the calculated superimposed impedance Zh and the previously stored relationship between the superimposed impedance Zh and the temperature Tm of the permanent magnet 6.

ここで、磁石温度推定装置においては、モータ１のコイル５へ流れる電流のうちの基本波周波数成分に応じて、回転駆動の制御に用いる基本波周波数の電圧が制御される。同時に、その電流の重畳成分に応じて、永久磁石６の温度Ｔｍの推定に用いる重畳電圧値Ｖｈが制御される。そのため、磁石温度推定装置はコイル５へと流れる電流について、基本波周波数成分と重畳成分とを個々に測定する必要がある。   Here, in the magnet temperature estimation device, the voltage of the fundamental wave frequency used for controlling the rotational drive is controlled in accordance with the fundamental wave frequency component of the current flowing through the coil 5 of the motor 1. At the same time, the superimposed voltage value Vh used for estimating the temperature Tm of the permanent magnet 6 is controlled according to the superimposed component of the current. Therefore, the magnet temperature estimation device needs to measure the fundamental frequency component and the superimposed component individually for the current flowing through the coil 5.

図２は、モータ１に流れる電流を示す図である。図２（ａ）は、モータ１の固定子２のコイル５に流れる電流を回転座標系で示した図である。図２（ｂ）は、電流を固定座標系で示した図である。図２（ｃ）は、図２（ｂ）における固定座標系で示された電流を基本波周波数成分と重畳成分とに分離した図である。   FIG. 2 is a diagram illustrating a current flowing through the motor 1. FIG. 2A is a diagram showing the current flowing in the coil 5 of the stator 2 of the motor 1 in a rotating coordinate system. FIG. 2B is a diagram showing the current in a fixed coordinate system. FIG. 2C is a diagram in which the current shown in the fixed coordinate system in FIG. 2B is separated into a fundamental frequency component and a superimposed component.

図２（ａ）に示すように、コイル５に流れる電流には、回転駆動に用いられる基本波周波数成分と、磁石温度推定に用いられる重畳成分とが含まれている。基本波周波数成分はモータ１のトルクに影響するようにｑ軸成分により構成されており、重畳成分はモータ１のトルクに影響を及ぼさないようにｄ軸成分により構成されている。   As shown in FIG. 2A, the current flowing through the coil 5 includes a fundamental frequency component used for rotational driving and a superimposed component used for magnet temperature estimation. The fundamental frequency component is composed of a q-axis component so as to affect the torque of the motor 1, and the superimposed component is composed of a d-axis component so as not to affect the torque of the motor 1.

図２（ｂ）においては、モータ１に流れる電流が固定座標系で示されている。固定座標系においてはＵ、Ｖ、Ｗの３相の電流が示されている。Ｕ相の電流が実線で、Ｖ相の電流が一点破線で、Ｗ相の電流が二点破線で示されている。これらの電流のそれぞれは、周波数が低く振幅が大きい基本波周波数成分と、周波数が高く振幅が小さい重畳成分とを含む。   In FIG.2 (b), the electric current which flows into the motor 1 is shown by the fixed coordinate system. In the fixed coordinate system, three-phase currents of U, V, and W are shown. The U-phase current is indicated by a solid line, the V-phase current is indicated by a one-dot broken line, and the W-phase current is indicated by a two-dot broken line. Each of these currents includes a fundamental frequency component having a low frequency and a large amplitude, and a superimposed component having a high frequency and a small amplitude.

図２（ｃ）においては、図２（ｂ）に示されたモータ１に流れる電流を図中左部に示された基本波周波数成分と、図中右部に示される重畳成分とに分離されている。なお、重畳成分は後述のパルセイティング・ベクトル・インジェクション（Ｐｕｌｓａｔｉｎｇ ｖｅｃｔｏｒ ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ）方式によって重畳されているため、重畳成分には異なる２つの周波数成分が存在する。そのため、図２（ｃ）においては、実線及び点線で２つの重畳成分が示されている。   In FIG. 2 (c), the current flowing through the motor 1 shown in FIG. 2 (b) is separated into a fundamental frequency component shown on the left side of the figure and a superimposed component shown on the right side of the figure. ing. In addition, since the superimposition component is superimposed by the pulsating vector injection method mentioned later, there are two different frequency components in the superposition component. Therefore, in FIG. 2C, two superimposed components are shown by a solid line and a dotted line.

ここで、重畳成分は基本波周波数成分よりも振幅が小さい。そのため、基本波周波数成分と重畳成分との測定精度が同じであると、基本波周波数成分と重畳成分との両方を適切に測定することが難しい。そのため、本実施形態においては、後述のように、基本波周波数成分と重畳成分とを測定する電流検出部を別に設けている。   Here, the superimposed component has a smaller amplitude than the fundamental frequency component. Therefore, when the measurement accuracy of the fundamental frequency component and the superimposed component is the same, it is difficult to appropriately measure both the fundamental frequency component and the superimposed component. Therefore, in this embodiment, as will be described later, a current detection unit that measures the fundamental frequency component and the superimposed component is provided separately.

図３は、磁石温度推定装置及びモータ１の概略構成図である。なお、各構成の入出力の線に付された２本斜線および３本斜線は、それぞれ、各構成にて入出力される値が２次元、３次元のベクトルであることを示している。   FIG. 3 is a schematic configuration diagram of the magnet temperature estimation device and the motor 1. Note that the two oblique lines and the three oblique lines attached to the input / output lines of each configuration indicate that the values input / output in each configuration are two-dimensional and three-dimensional vectors, respectively.

図３には、モータ１と磁石温度推定装置１００とが示されている。また、モータ１の回転数を測定できるように、回転センサ１Ａが設けられている。   FIG. 3 shows the motor 1 and the magnet temperature estimation device 100. A rotation sensor 1A is provided so that the number of rotations of the motor 1 can be measured.

磁石温度推定装置１００により実現される機能の概略は以下の通りである。基本波電流指令値生成部１０１から出力される基本波電流指令値ｉｄｓｆ＊、ｉｑｓｆ＊に応じて、基本波周波数の交流電力ｖｕ、ｖｖ、ｖｗがモータ１に印加されることで、モータ１は所望の回転数で回転する。あわせて、重畳電流指令値生成部１１１から出力される重畳波電流指令値ｉｄｓｃ＊、ｉｑｓｃ＊に応じた重畳周波数の電力が、加算器１０４を介して基本波周波数の交流電力に重畳される。そのため、モータ１には重畳成分が重畳された電圧が印加されることになる。そして、磁石温度推定部１１８が、重畳成分の電圧及び電流を用いて重畳インピーダンスＺｈを測定し、その重畳インピーダンスＺｈに応じてモータ１の回転子３が備える永久磁石６の温度Ｔｍを推定する。 The outline of the functions realized by the magnet temperature estimation device 100 is as follows. In response to the fundamental wave current command values idsf * and iqsf * output from the fundamental wave current command value generation unit 101, the AC power vu, vv, and vw at the fundamental frequency is applied to the motor 1, so that the motor 1 Rotate at the desired number of revolutions. At the same time, the power of the superimposed frequency corresponding to the superimposed wave current command values idsc * and iqsc * output from the superimposed current command value generation unit 111 is superimposed on the AC power of the fundamental frequency via the adder 104. Therefore, a voltage on which the superimposed component is superimposed is applied to the motor 1. The magnet temperature estimation unit 118 measures the superimposed impedance Zh using the superimposed component voltage and current, and estimates the temperature Tm of the permanent magnet 6 included in the rotor 3 of the motor 1 according to the superimposed impedance Zh.

磁石温度推定装置１００の詳細な構成について説明する。   A detailed configuration of the magnet temperature estimation device 100 will be described.

基本波電流指令値生成部１０１は不図示の操作手段からの入力に応じて、モータ１が所望の回転数で駆動するような基本波電流指令値ｉｄｓｆ＊、ｉｑｓｆ＊を減算器１０２に出力する。 The fundamental wave current command value generation unit 101 outputs fundamental wave current command values idsf * and iqsf * that cause the motor 1 to be driven at a desired number of revolutions to the subtracter 102 in response to an input from an operation unit (not shown). .

減算器１０２は、基本波電流指令値ｉｄｓｆ＊、ｉｑｓｆ＊から、それぞれ、基本波電流検出値ｉｄｓｆ、ｉｑｓｆを減算し、これらの減算結果を電流制御部１０３に出力する。なお、基本波電流検出値ｉｄｓｆ、ｉｑｓｆは、モータ１へ流れる電流の基本波成分の検出値である。 The subtractor 102 subtracts the fundamental wave current detection values idsf and iqsf from the fundamental wave current command values idsf * and iqsf * , respectively, and outputs the subtraction results to the current control unit 103. Note that the fundamental wave current detection values idsf and iqsf are detection values of the fundamental wave component of the current flowing to the motor 1.

電流制御部１０３は、減算器１０２における減算結果がそれぞれゼロに近づくように、第１電圧指令値ｖｄ０＊、ｖｑ０＊を加算器１０４に出力する。具体的には、電流制御部１０３は、基本波電流指令値ｉｄｓｆ＊、ｉｑｓｆ＊と、基本波電流検出値ｉｄｓｆ、ｉｑｓｆとの偏差がなくなるように比例積分制御を行う。 The current control unit 103 outputs the first voltage command values vd0 * and vq0 * to the adder 104 so that the subtraction results in the subtractor 102 approach zero. Specifically, the current control unit 103 performs proportional-integral control so that the deviation between the fundamental wave current command values idsf * and iqsf * and the fundamental wave current detection values idsf and iqsf is eliminated.

加算器１０４は、電流制御部１０３から出力された第１電圧指令値ｖｄ０＊、ｖｑ０＊に、共振制御部１１３から出力される重畳成分である重畳波電圧指令値ｖｄｓｃ＊、ｖｑｓｃ＊を加算する。そして、加算器１０４は、重畳成分が重畳された第２電圧指令値ｖｄｓ＊、ｖｑｓ＊を座標変換部１０５へ出力する。 The adder 104 adds superimposed wave voltage command values vdsc * and vqsc * , which are superimposed components output from the resonance control unit 113, to the first voltage command values vd0 * and vq0 * output from the current control unit 103. . Then, the adder 104 outputs the second voltage command values vds * and vqs * on which the superimposed component is superimposed to the coordinate conversion unit 105.

座標変換部１０５は、加算器１０４から出力された第２電圧指令値ｖｄｓ＊、ｖｑｓ＊に対して、回転座標（ｄｑ軸）から３相座標（ｕｖｗ相）への変換を行い、３相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を算出する。そして、座標変換部１０５は、算出した３相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を、電力変換部１０６に出力する。 The coordinate conversion unit 105 converts the second voltage command values vds * and vqs * output from the adder 104 from a rotation coordinate (dq axis) to a three-phase coordinate (uvw phase), and a three-phase voltage. Command values vu * , vv * , vw * are calculated. Then, the coordinate conversion unit 105 outputs the calculated three-phase voltage command values vu * , vv * , vw * to the power conversion unit 106.

電力変換部１０６は、例えばコンバータとインバータで構成される電力変換回路を備えている。また、電力変換部１０６には、不図示のバッテリーから直流電圧が供給されている。電力変換部１０６は、３相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊によりインバータが制御されることで、バッテリーから出力される直流電圧を交流の３相電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに変換して、モータ１に出力する。 The power conversion unit 106 includes a power conversion circuit including, for example, a converter and an inverter. The power converter 106 is supplied with a DC voltage from a battery (not shown). The power conversion unit 106 converts the DC voltage output from the battery into the AC three-phase voltages vu, vv, vw by controlling the inverter with the three-phase voltage command values vu * , vv * , vw *. , Output to the motor 1.

電流検出部１０７、１１４は、例えばホール素子などを用いて構成され、磁石温度推定装置１００からモータ１へと流れる３相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出する。なお、電流検出部１１４の電流の検出精度は、電流検出部１０７の電流の検出精度よりも高い。   The current detection units 107 and 114 are configured using, for example, a Hall element, and detect the three-phase currents iu, iv, and iw that flow from the magnet temperature estimation device 100 to the motor 1. Note that the current detection accuracy of the current detection unit 114 is higher than the current detection accuracy of the current detection unit 107.

電流検出部１０７は、検出したアナログの電流値である３相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを、Ａ／Ｄ変換部１０８に出力する。Ａ／Ｄ変換部１０８は、電流検出部１０７が測定したアナログの３相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをデジタルの電流値に変換して、座標変換部１０９に出力する。座標変換部１０９は、３相座標を回転座標に変換し、回転座標で示された電流値をバンドストップフィルター（ＢＳＦ）１１０に出力する。ＢＳＦ１１０は、基本波周波数以外を通過させない性質を有しており、基本波周波数成分のみからなる基本波電流検出値ｉｄｓｆ、ｉｑｓｆを減算器１０２に出力する。   The current detection unit 107 outputs the detected three-phase currents iu, iv, iw, which are analog current values, to the A / D conversion unit 108. The A / D conversion unit 108 converts the analog three-phase currents iu, iv, and iw measured by the current detection unit 107 into digital current values and outputs the digital current values to the coordinate conversion unit 109. The coordinate conversion unit 109 converts the three-phase coordinates into rotation coordinates, and outputs the current value indicated by the rotation coordinates to the band stop filter (BSF) 110. The BSF 110 has a property of not passing other than the fundamental frequency, and outputs the detected fundamental wave current values idsf and iqsf consisting only of the fundamental frequency component to the subtractor 102.

一方、電流検出部１１４は、検出した３相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを、バンドパスフィルター（ＢＰＦ）１１５に出力する。   On the other hand, the current detection unit 114 outputs the detected three-phase currents iu, iv, iw to the band pass filter (BPF) 115.

ここで、磁石温度推定装置１００からモータ１へと流れる電流を固定座標系で観測した場合には、基本波周波数と重畳周波数との和及び差の成分の重畳信号が電流に現れる。そのため、電流検出部１１４は、基本波周波数と重畳周波数との和及び差の周波数に対応する成分の電流を測定する。そして、その測定された電流が重畳成分の電流となる。なお、このように測定される周波数を測定周波数と称し、詳細については後に図４を用いて説明する。   Here, when the current flowing from the magnet temperature estimation device 100 to the motor 1 is observed in a fixed coordinate system, a superimposed signal of the sum and difference components of the fundamental frequency and the superimposed frequency appears in the current. Therefore, the current detection unit 114 measures the current of the component corresponding to the frequency of the sum and difference of the fundamental frequency and the superposition frequency. The measured current becomes the superimposed component current. In addition, the frequency measured in this way is called a measurement frequency, and details will be described later with reference to FIG.

そこで、測定周波数成分の電流を測定には、測定周波数を通過させる性質を有するＢＰＦ１１５が用いられる。ＢＰＦ１１５からは、測定周波数の３相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗがＡ／Ｄ変換部１１６に出力される。そして、Ａ／Ｄ変換部１１６は、アナログの３相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをデジタルの電流値に変換して座標変換部１１７に出力する。座標変換部１１７は、３相をｄｑ軸座標に変換して求めた電流値を、重畳成分の重畳波電流検出値ｉｄｓｃ、ｉｑｓｃとして減算器１１２に出力する。   Therefore, for measuring the current of the measurement frequency component, the BPF 115 having a property of passing the measurement frequency is used. From the BPF 115, three-phase currents iu, iv, iw of the measurement frequency are output to the A / D converter 116. The A / D conversion unit 116 converts the analog three-phase currents iu, iv, and iw into digital current values and outputs the digital current values to the coordinate conversion unit 117. The coordinate conversion unit 117 outputs the current values obtained by converting the three phases to the dq axis coordinates to the subtractor 112 as the superimposed wave current detection values idsc and iqsc of the superimposed components.

重畳電流指令値生成部１１１には、回転センサ１Ａが検出したモータ１の回転数が入力されており、その回転数に応じて重畳周波数を決定する。そして、重畳電流指令値生成部１１１は、決定した重畳周波数に応じた重畳波電流指令値ｉｄｓｃ＊、ｉｑｓｃ＊を出力する。なお、重畳電流指令値生成部１１１における重畳周波数の決定方法については、後に図４を用いて説明する。また、重畳電流指令値生成部１１１は、重畳成分がモータ１の回転に影響を与えないように、ｑ軸成分の重畳波電流指令値ｉｑｓｃ＊としてゼロを出力する。 The superimposed current command value generation unit 111 receives the rotation speed of the motor 1 detected by the rotation sensor 1A, and determines a superimposed frequency according to the rotation speed. Then, the superimposed current command value generation unit 111 outputs superimposed wave current command values idsc * and iqsc * corresponding to the determined superimposed frequency. In addition, the determination method of the superposition frequency in the superposition current command value generation part 111 is demonstrated later using FIG. Further, the superimposed current command value generation unit 111 outputs zero as the superimposed wave current command value iqsc * of the q-axis component so that the superimposed component does not affect the rotation of the motor 1.

減算器１１２には、重畳波電流指令値ｉｄｓｃ＊、ｉｑｓｃ＊が入力されるとともに、座標変換部１１７からの重畳波電流検出値ｉｄｓｃ、ｉｑｓｃがフィードバック入力される。減算器１１２は、重畳波電流指令値ｉｄｓｃ＊、ｉｑｓｃ＊のそれぞれから重畳波電流検出値ｉｄｓｃ、ｉｑｓｃを減算し、減算結果を共振制御部１１３に出力する。 Superimposed wave current command values idsc * and iqsc * are input to the subtractor 112, and the superimposed wave current detection values idsc and iqsc from the coordinate conversion unit 117 are input as feedback. The subtractor 112 subtracts the superimposed wave current detection values idsc and iqsc from the superimposed wave current command values idsc * and iqsc * , respectively, and outputs the subtraction result to the resonance control unit 113.

共振制御部１１３は、減算器１１２からの出力がゼロに近づくように、重畳波電圧指令値ｖｄｓｃ＊、ｖｑｓｃ＊を生成する。そして、共振制御部１１３は、重畳波電圧指令値ｖｄｓｃ＊、ｖｑｓｃ＊を、加算器１０４、及び、磁石温度推定部１１８に出力する。 The resonance control unit 113 generates the superimposed wave voltage command values vdsc * and vqsc * so that the output from the subtractor 112 approaches zero. Then, the resonance control unit 113 outputs the superimposed wave voltage command values vdsc * and vqsc * to the adder 104 and the magnet temperature estimation unit 118.

なお、共振制御部１１３は、重畳波電圧指令値ｖｄｓｃ＊、ｖｑｓｃ＊の振幅や、重畳波電圧指令値ｖｄｓｃ＊、ｖｑｓｃ＊の出力間隔を任意に設定することができる。ここで、ｑ軸成分の重畳波電圧指令値ｖｑｓｃ＊は、モータ１の回転トルクに影響する。そのため、重畳波成分がモータ１の回転トルクに影響を与えないように、共振制御部１１３は、ｑ軸成分の重畳波電圧指令値ｖｑｓｃ＊としてゼロを出力し、ｄ軸成分の重畳波電圧指令値ｖｄｓｃ＊のみを変化させて出力する。 The resonance controller 113, the superimposed wave voltage command value vdsc *, vqsc * of and amplitude, superimposed wave voltage command value Vdsc *, it is possible to arbitrarily set the output interval vqsc *. Here, the superposed wave voltage command value vqsc * of the q-axis component affects the rotational torque of the motor 1. Therefore, the resonance control unit 113 outputs zero as the superimposed wave voltage command value vqsc * for the q-axis component so that the superimposed wave component does not affect the rotational torque of the motor 1, and the superimposed wave voltage command for the d-axis component. Only the value vdsc * is changed and output.

また、共振制御部１１３は、パルセイティング・ベクトル・インジェクション（Ｐｕｌｓａｔｉｎｇ ｖｅｃｔｏｒ ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ）方式によって重畳波電圧指令値ｖｄｓｃ＊を出力する。具体的には、共振制御部１１３は、重畳波電圧指令値ｖｄｓｃ＊に正負の符号を交互に付して出力する。このようにすることにより、モータ１への指令値として加算器１０４から出力される第２電圧指令値ｖｄｓ＊、ｖｑｓ＊においては、ｄ軸方向に、重畳波電圧指令値ｖｄｓｃ＊に応じた進みと遅れとが交互に生じることになる。 Further, the resonance control unit 113 outputs a superimposed wave voltage command value vdsc * by a pulsating vector injection method. Specifically, the resonance control unit 113 outputs the superimposed wave voltage command value vdsc * with alternating positive and negative signs. As a result, the second voltage command values vds * and vqs * output from the adder 104 as command values to the motor 1 advance in the d-axis direction according to the superimposed wave voltage command value vdsc *. And delay occur alternately.

磁石温度推定部１１８には、重畳波電流指令値ｉｄｓｃ＊、ｉｑｓｃ＊が入力されるとともに、共振制御部１１３から重畳波電圧指令値ｖｄｓｃ＊、ｖｑｓｃ＊が入力される。なお、上述のように、ｑ軸成分の重畳波電流指令値ｉｑｓｃ＊、及び、重畳波電圧指令値ｖｑｓｃ＊はゼロである。そのため、磁石温度推定部１１８は、重畳波電流指令値ｉｄｓｃ＊と重畳波電圧指令値ｖｄｓｃ＊とを用いて重畳インピーダンスＺｈを算出する。 The magnet temperature estimation unit 118 receives the superimposed wave current command values idsc * and iqsc * , and the resonance control unit 113 receives the superimposed wave voltage command values vdsc * and vqsc * . As described above, the superimposed wave current command value iqsc * and the superimposed wave voltage command value vqsc * of the q-axis component are zero. Therefore, the magnet temperature estimation unit 118 calculates the superimposed impedance Zh using the superimposed wave current command value idsc * and the superimposed wave voltage command value vdsc * .

上述のように、重畳インピーダンスＺｈは、固定子２の永久磁石６の温度Ｔｍと相関関係がある。そのため、磁石温度推定部１１８は、重畳インピーダンスＺｈと永久磁石６の温度Ｔｍとの相関関係を示すテーブルを予め記憶しておき、算出した重畳インピーダンスＺｈと記憶しているテーブルとを用いて、永久磁石６の温度Ｔｍを推定する。   As described above, the superimposed impedance Zh has a correlation with the temperature Tm of the permanent magnet 6 of the stator 2. Therefore, the magnet temperature estimation unit 118 stores a table indicating the correlation between the superimposed impedance Zh and the temperature Tm of the permanent magnet 6 in advance, and uses the calculated superimposed impedance Zh and the stored table for permanent storage. The temperature Tm of the magnet 6 is estimated.

ここで、重畳電流指令値生成部１１１にて決定される重畳周波数について説明する。重畳成分はパルセイティング・ベクトル・インジェクション方式によって、重畳波電圧指令値ｖｄｓｃ＊の正または負のいずれかの値を交互に重畳している。そのため、固定座標系において相電流に現れる重畳信号は以下のように示すことができる。 Here, the superposition frequency determined by the superposition current command value generation unit 111 will be described. The superimposition component alternately superimposes either the positive or negative value of the superimposed wave voltage command value vdsc * by the pulsating vector injection method. Therefore, the superimposed signal that appears in the phase current in the fixed coordinate system can be expressed as follows.

Figure 2017181034
Figure 2017181034

ただし、ωｍはモータ１の基本波周波数、ωｈｆは重畳周波数、Ｉｄｈｆはd軸重畳信号の振幅、φｈ及びφｌは、初期位相を示すものとする。 Here, ω m represents the fundamental frequency of the motor 1, ω hf represents the superposition frequency, I dhf represents the amplitude of the d-axis superposition signal, and φ h and φ l represent the initial phase.

式（１）に示されるように、重畳信号は「ωｍ＋ωｈｆ」及び「ωｍ−ωｈｆ」の周波数の角周波数となる。そこで、重畳電流指令値生成部１１１は、「ωｍ＋ωｈｆ」又は「ωｍ−ωｈｆ」の角周波数が一定の周波数となるように、重畳周波数ωｈｆを決定する。この動作の詳細について図４を用いて説明する。 As shown in Equation (1), the superimposed signal has an angular frequency of “ω m + ω hf ” and “ω m −ω hf ”. Therefore, the superimposed current command value generation unit 111 determines the superimposed frequency ω hf so that the angular frequency of “ω m + ω hf ” or “ω m −ω hf ” becomes a constant frequency. Details of this operation will be described with reference to FIG.

図４は、測定周波数や重畳信号成分などの磁石温度推定装置における周波数を示す図である。この図においては、「ωｍ＋ωｈｆ」が一定の値になるように重畳周波数ωｈｆが決定されている。図４（ａ）には、重畳周波数ωｈｆが回転座標系にて示されている。この図によれば、モータ１の回転数Ｎ［ｒｐｍ］が増加する、すなわち、基本波周波数ωｍが増加するに従って、重畳周波数ωｈｆが小さくなる。具体的には、基本波周波数ωｍと重畳周波数ωｈｆとを加算した「ωｍ＋ωｈｆ」が一定の値になるように、重畳周波数ωｈｆを変化させる。 FIG. 4 is a diagram illustrating frequencies in the magnet temperature estimation device such as a measurement frequency and a superimposed signal component. In this figure, the superposition frequency ω hf is determined so that “ω m + ω hf ” becomes a constant value. In FIG. 4A, the superposition frequency ω hf is shown in the rotating coordinate system. According to this figure, the superposition frequency ω hf decreases as the rotation speed N [rpm] of the motor 1 increases, that is, as the fundamental frequency ω m increases. Specifically, the superposition frequency ω hf is changed so that “ω m + ω hf ” obtained by adding the fundamental frequency ω m and the superposition frequency ω hf becomes a constant value.

図４（ｂ）には、基本波周波数成分が実線で、相電流に現れる重畳成分のうちの「ωｍ＋ωｈｆ」が１点鎖線で、「ωｍ−ωｈｆ」が２点鎖線で示されている。なお、重畳成分はパルセイティング・ベクトル・インジェクション方式によって重畳されているため、重畳成分が正方向に印加された場合の重畳成分が「ωｍ＋ωｈｆ」であり、負方向に印加された場合の重畳成分が「ωｍ−ωｈｆ」である。 In FIG. 4B, the fundamental wave frequency component is indicated by a solid line, “ω m + ω hf ” of the superimposed components appearing in the phase current is indicated by a one-dot chain line, and “ω m −ω hf ” is indicated by a two-dot chain line. Has been. Since the superimposed component is superimposed by the pulsating vector injection method, the superimposed component when the superimposed component is applied in the positive direction is “ω m + ω hf ”, and when the superimposed component is applied in the negative direction The superimposed component is “ω m −ω hf ”.

ここで、電流検出部１１４、ＢＰＦ１１５を用いて「ωｍ＋ωｈｆ」又は「ωｍ−ωｈｆ」のいずれかの測定周波数の電流を測定することによって、重畳周波数ωｈｆに応じた電流を求める。上述のように、「ωｍ＋ωｈｆ」が一定の値であるため、ＢＰＦ１１５は、「ωｍ＋ωｈｆ」の周波数を通過させる性質のみを持てばよい。 Here, a current corresponding to the superposition frequency ω hf is obtained by measuring the current at either the measurement frequency “ω m + ω hf ” or “ω m −ω hf ” using the current detection unit 114 and the BPF 115. . As described above, since “ω m + ω hf ” is a constant value, the BPF 115 only needs to have the property of passing the frequency of “ω m + ω hf ”.

なお、図４においては、「ωｍ＋ωｈｆ」が一定の周波数となる例を用いたがこれに限らない。基本波周波数ωｍから重畳周波数ωｈｆを減算した「ωｍ−ωｈｆ」が一定の周波数となるように重畳周波数ωｈｆを制御してもよい。このような場合には、「ωｍ−ωｈｆ」の周波数の電流が、電流検出部１１４、ＢＰＦ１１を用いて測定されることになる。 In FIG. 4, an example in which “ω m + ω hf ” has a constant frequency is used, but the present invention is not limited to this. The superposition frequency ω hf may be controlled so that “ω m −ω hf ” obtained by subtracting the superposition frequency ω hf from the fundamental frequency ω m becomes a constant frequency. In such a case, a current having a frequency of “ω m −ω hf ” is measured using the current detection unit 114 and the BPF 11.

図５は、本実施形態のように重畳周波数ωｈｆの値をモータ１の回転数Ｎに応じて変化させず、一定の値である場合の磁石温度推定装置における周波数を示す図である。図５（ａ）に示されるように、重畳周波数ωｈｆは、一定の値である。このような場合には、図５（ｂ）に示されるように、相電流に現れる重畳成分の「ωｍ＋ωｈｆ」及び「ωｍ−ωｈｆ」のいずれも一定の値とならない。そのため、図３におけるＢＰＦ１１５は、特定の周波数の信号のみを通過させる性質を持てばよいわけではない。 FIG. 5 is a diagram illustrating the frequency in the magnet temperature estimation device when the value of the superposition frequency ω hf is a constant value without changing the value of the superposition frequency ω hf as in the present embodiment. As shown in FIG. 5A, the superposition frequency ω hf is a constant value. In such a case, as shown in FIG. 5B, neither “ω m + ω hf ” nor “ω m −ω hf ” of the superimposed component appearing in the phase current becomes a constant value. Therefore, the BPF 115 in FIG. 3 does not have to have a property of passing only a signal having a specific frequency.

また、重畳インピーダンスＺｈと永久磁石６の温度Ｔｍとの相関関係は、重畳周波数ωｈｆに応じて異なることが知られている。そこで、磁石温度推定部１１８は、重畳周波数ωｈｆに応じて、重畳インピーダンスＺｈと永久磁石６の温度Ｔｍとの相関関係を示すテーブルを複数記憶しておき、そのテーブルを用いて、重畳周波数ωｈｆに応じた補正量を求める。そして、その補正量を用いて、推定した永久磁石６の温度Ｔｍを補正することで、永久磁石６の温度Ｔｍの推定精度を向上させることができる。 Further, it is known that the correlation between the superimposed impedance Zh and the temperature Tm of the permanent magnet 6 varies depending on the superimposed frequency ω hf . Therefore, the magnet temperature estimation unit 118 stores a plurality of tables indicating the correlation between the superimposed impedance Zh and the temperature Tm of the permanent magnet 6 according to the superimposed frequency ω hf , and uses the table to superimpose the frequency ω A correction amount corresponding to hf is obtained. And the estimation accuracy of the temperature Tm of the permanent magnet 6 can be improved by correcting the estimated temperature Tm of the permanent magnet 6 using the correction amount.

また、重畳電流指令値生成部１１１にて一定の値となるように制御される測定周波数は、モータ１の回転数が最大である場合の基本波周波数ωｍよりも大きくなるように設定される。このようにすることで、モータ１の回転数がどれだけ大きくなったとしても、モータ１に流れる電流における測定周波数と基本波周波数ωｍとが同じになることはない。そのため、電流検出部１０７、１１４において、それぞれの電流を適切に検出することができる。 In addition, the measurement frequency controlled to be a constant value by the superimposed current command value generation unit 111 is set to be higher than the fundamental wave frequency ω m when the rotation speed of the motor 1 is maximum. . In this way, no matter how much the rotation speed of the motor 1 is increased, the measurement frequency and the fundamental frequency ω m in the current flowing through the motor 1 are not the same. Therefore, the current detectors 107 and 114 can detect each current appropriately.

本実施形態の磁石温度推定方法よれば、以下の効果を得ることができる。   According to the magnet temperature estimation method of the present embodiment, the following effects can be obtained.

本実施形態の磁石温度推定方法によれば、基本波電流指令値生成部１０１から出力される基本波電流指令値ｉｄｓｆ＊、ｉｑｓｆ＊に応じてモータ１に電圧が印加される電圧印加ステップが実行される。共振制御部１１３及び加算器１０４によって、基本波成分に応じた第１電圧指令値ｖｄ０＊、ｖｑ０＊に対して、重畳電流指令値生成部１１１から出力される重畳周波数ωｈｆの重畳波電圧指令値ｖｄｓｃ＊、ｖｑｓｃ＊が重畳される、重畳ステップが実行される。重畳電流指令値生成部１１１においては、モータ１の回転数に応じて重畳周波数ωｈｆを変化させる重畳周波数変化ステップが行われる。電流検出部１０７によって、重畳周波数ωｈｆに応じた電流を測定する重畳成分測定ステップが実行される。そして、磁石温度推定部１１８によって、重畳周波数ωｈｆに対応する電圧及び電流から重畳インピーダンスＺｈを算出し、重畳インピーダンスＺｈに応じてモータ１の回転子が備える永久磁石６の温度Ｔｍを推定する温度推定ステップが実行される。 According to the magnet temperature estimation method of the present embodiment, a voltage application step in which a voltage is applied to the motor 1 in accordance with the fundamental wave current command values idsf * and iqsf * output from the fundamental wave current command value generation unit 101 is executed. Is done. The superposed wave voltage command of the superposed frequency ω hf output from the superposed current command value generating unit 111 with respect to the first voltage command values vd0 * and vq0 * corresponding to the fundamental component by the resonance control unit 113 and the adder 104. A superposition step is performed in which the values vdsc * and vqsc * are superposed. In the superimposed current command value generation unit 111, a superimposed frequency changing step is performed in which the superimposed frequency ω hf is changed according to the rotation speed of the motor 1. The current detection unit 107 executes a superimposed component measurement step for measuring a current corresponding to the superimposed frequency ω hf . Then, the magnet temperature estimation unit 118 calculates the superimposed impedance Zh from the voltage and current corresponding to the superimposed frequency ωhf , and estimates the temperature Tm of the permanent magnet 6 included in the rotor of the motor 1 according to the superimposed impedance Zh. An estimation step is performed.

ここで、重畳成分測定ステップにおいては、重畳周波数ωｈｆに応じた電流を測定するために、モータ１の回転数と重畳周波数ωｈｆとによって決定される測定周波数の電流が測定される。重畳周波数変化ステップにおいてモータ１の回転数に応じて重畳周波数ωｈｆを変化させることにより、重畳成分測定ステップにて測定される測定周波数を一定の値にすることができる。このようにすることで、重畳成分測定ステップにおいては、一定の値である測定周波数の電流のみを測定すればよいことになるため、電流の測定精度を向上させることができる。したがって、インピーダンスの測定精度が高まり、永久磁石６の温度Ｔｍの推定精度を向上させることができる。 Here, in the superimposition component measurement step, in order to measure the current corresponding to the superposition frequency ω hf , the current of the measurement frequency determined by the rotation speed of the motor 1 and the superposition frequency ω hf is measured. By changing the superposition frequency ω hf in accordance with the number of rotations of the motor 1 in the superposition frequency changing step, the measurement frequency measured in the superposition component measurement step can be set to a constant value. In this way, in the superimposed component measurement step, only the current at the measurement frequency that is a constant value needs to be measured, so that the current measurement accuracy can be improved. Therefore, the measurement accuracy of the impedance is increased, and the estimation accuracy of the temperature Tm of the permanent magnet 6 can be improved.

また、本実施形態の磁石温度推定方法によれば、電流検出部１１４により行われる重畳成分測定ステップとは別に、電流検出部１０７によって基本波周波数の電流を測定する基本波成分測定ステップが実行される。一般に、重畳成分は基本波周波数成分よりも振幅が小さいため、電流検出部１１４の測定精度を電流検出部１０７の測定精度よりも高くすることで、重畳成分の電流を適切に測定することができる。このようにすることで重畳インピーダンスＺｈの算出精度が向上するので、永久磁石６の温度Ｔｍの推定の精度を向上させることができる。   In addition, according to the magnet temperature estimation method of the present embodiment, a fundamental wave component measurement step for measuring the current at the fundamental wave frequency is executed by the current detection unit 107 separately from the superimposed component measurement step performed by the current detection unit 114. The In general, since the superimposed component has a smaller amplitude than the fundamental frequency component, the current of the superimposed component can be appropriately measured by making the measurement accuracy of the current detection unit 114 higher than the measurement accuracy of the current detection unit 107. . By doing so, the calculation accuracy of the superimposed impedance Zh is improved, so that the accuracy of estimation of the temperature Tm of the permanent magnet 6 can be improved.

また、本実施形態の磁石温度推定方法によれば、重畳電流指令値生成部１１１において、モータ１の回転数に応じた基本波周波数ωｍと重畳周波数ωｈｆとの加算値「ωｍ＋ωｈｆ」、又は、基本波周波数ωｍから重畳周波数ωｈｆの減算値「ωｍ−ωｈｆ」が一定の周波数となるように、重畳周波数ωｈｆを変化させる重畳周波数変化ステップが実行される。 Further, according to the magnet temperature estimating method of this embodiment, the superimposed current command value generation section 111, the sum of the fundamental frequency omega m corresponding to the rotational speed of the motor 1 and the superposition frequency omega hf "ω m + ω hf Or a superposition frequency changing step for changing the superposition frequency ω hf so that the subtraction value “ω m −ω hf ” of the superposition frequency ω hf from the fundamental frequency ω m becomes a constant frequency.

共振制御部１１３は、パルセイティング・ベクトル・インジェクション方式によって、重畳成分の符号の正負を交互に変えながら重畳成分を基本波成分に重畳させている。そのため、モータ１に流れる電流には、基本波周波数と重畳周波数との和又は差の両者が含まれる。   The resonance control unit 113 superimposes the superimposed component on the fundamental component while alternately changing the sign of the superimposed component by the pulsating vector injection method. Therefore, the current flowing through the motor 1 includes both the sum or difference of the fundamental frequency and the superimposed frequency.

従って、重畳成分検出ステップにおいては、モータ１に流れる電流のうち、モータ１の回転数に応じた基本波周波数と重畳周波数との和又は差である測定周波数の電流が検出される。重畳周波数変化ステップにおいて、測定周波数が一定の値となるように制御されているため、重畳成分検出ステップにおいてはその一定の値である測定周波数の電流のみを測定すればよい。したがって、重畳成分の電流の測定精度が向上するので、永久磁石６の温度Ｔｍの推定精度を向上させることができる。また、電流検出に用いる構成を簡略化できる。   Therefore, in the superimposition component detection step, a current having a measurement frequency that is the sum or difference between the fundamental frequency and the superposition frequency corresponding to the number of rotations of the motor 1 is detected from the current flowing through the motor 1. Since the measurement frequency is controlled to be a constant value in the superposition frequency changing step, only the current having the constant measurement frequency needs to be measured in the superposition component detection step. Therefore, since the measurement accuracy of the superimposed component current is improved, the estimation accuracy of the temperature Tm of the permanent magnet 6 can be improved. In addition, the configuration used for current detection can be simplified.

また、本実施形態の磁石温度推定方法によれば、電流検出部１１４により検出されたアナログ電流値に対してバンドパスフィルター（ＢＰＦ）１１５によるフィルタ処理ステップを実行した後に、Ａ／Ｄ変換部１１６によってデジタルの電流値に変換される。ここで、ＢＰＦ１１５は、基本波周波数と重畳周波数とにより決まる測定周波数を通過させる性質を有する。上述のように、測定周波数は、モータ１の回転数によらず一定の値であるため、測定周波数の電流を確実に検出することができる。そのため、重畳周波数に応じた電流の検出精度が向上し、永久磁石６の温度Ｔｍの推定精度を向上させることができる。また、ＢＰＦ１１５の構成を簡略化することができる。   Further, according to the magnet temperature estimation method of the present embodiment, the A / D conversion unit 116 is performed after the filter processing step by the band pass filter (BPF) 115 is performed on the analog current value detected by the current detection unit 114. Is converted into a digital current value. Here, the BPF 115 has a property of passing a measurement frequency determined by the fundamental frequency and the superposition frequency. As described above, since the measurement frequency is a constant value regardless of the number of rotations of the motor 1, the current of the measurement frequency can be reliably detected. Therefore, the current detection accuracy according to the superposition frequency is improved, and the estimation accuracy of the temperature Tm of the permanent magnet 6 can be improved. Further, the configuration of the BPF 115 can be simplified.

また、本実施形態の磁石温度推定方法によれば、一定の値である測定周波数は、モータ１の回転数が最大である場合の基本波周波数よりも大きい。このようにすることで、モータ１の回転数がどれだけ大きくなったとしても、モータ１に流れる電流における測定周波数と基本波周波数とが同じになることはない。   Further, according to the magnet temperature estimation method of the present embodiment, the measurement frequency that is a constant value is larger than the fundamental frequency when the rotation speed of the motor 1 is maximum. By doing so, no matter how much the rotation speed of the motor 1 is increased, the measurement frequency and the fundamental frequency in the current flowing through the motor 1 are not the same.

ここで、測定周波数と基本波周波数とが同じになってしまうと、測定周波数と基本波周波数成分との電流を個々に検出することが困難になる。そのため、重畳成分の電流の測定制度が低下してしまう。しかしながら、一定の値である測定周波数を、モータ１の回転数が最大である場合の基本波周波数よりも常に大きくすることで、測定周波数と基本波周波数とが同じ値になることはなくなるので、重畳成分の電流を確実に測定することができる。したがって、永久磁石６の温度Ｔｍの推定精度を向上させることができる。   Here, if the measurement frequency and the fundamental frequency are the same, it becomes difficult to individually detect the currents of the measurement frequency and the fundamental frequency component. As a result, the measurement system of the superimposed component current is degraded. However, since the measurement frequency, which is a constant value, is always larger than the fundamental frequency when the number of rotations of the motor 1 is maximum, the measurement frequency and the fundamental frequency will not be the same value. The superimposed component current can be reliably measured. Therefore, the estimation accuracy of the temperature Tm of the permanent magnet 6 can be improved.

また、磁石温度推定部１１８は、重畳周波数ωｈｆに応じた、インピーダンスと永久磁石６の温度Ｔｍとの相関関係を用いて求めた補正量を用いて、推定した永久磁石６の温度Ｔｍを補正する温度補正ステップを実行する。重畳周波数ωｈｆに応じて、インピーダンスと永久磁石６の温度Ｔｍとの相関関係が異なる。そのため、このような温度補正ステップを実行することでより適切な相関関係を用いることで推定された永久磁石６の温度Ｔｍが補正されるので、永久磁石６の温度Ｔｍの推定精度を向上させることができる。 Further, the magnet temperature estimation unit 118 corrects the estimated temperature Tm of the permanent magnet 6 using the correction amount obtained using the correlation between the impedance and the temperature Tm of the permanent magnet 6 according to the superposition frequency ω hf. Execute the temperature correction step. The correlation between the impedance and the temperature Tm of the permanent magnet 6 differs depending on the superposition frequency ω hf . Therefore, since the temperature Tm of the permanent magnet 6 estimated by using a more appropriate correlation is corrected by executing such a temperature correction step, the estimation accuracy of the temperature Tm of the permanent magnet 6 is improved. Can do.

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。   The embodiment of the present invention has been described above. However, the above embodiment only shows a part of application examples of the present invention, and the technical scope of the present invention is limited to the specific configuration of the above embodiment. Absent.

１ モータ
１Ａ 回転センサ
５ コイル
６ 永久磁石
１００ 磁石温度推定装置
１０１ 基本波電流指令値生成部
１０７、１１４ 電流検出部
１１０ バンドストップフィルター（ＢＳＦ）
１１１ 重畳電流指令値生成部
１１３ 共振制御部
１１５ バンドパスフィルター（ＢＰＦ）
１１８ 磁石温度推定部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Motor 1A Rotation sensor 5 Coil 6 Permanent magnet 100 Magnet temperature estimation apparatus 101 Fundamental wave current command value generation part 107, 114 Current detection part 110 Band stop filter (BSF)
111 Superposed Current Command Value Generation Unit 113 Resonance Control Unit 115 Band Pass Filter (BPF)
118 Magnet temperature estimation unit

Claims (7)

コイルを備える固定子と永久磁石を備える回転子からなるモータの回転を制御するとともに、前記永久磁石の温度を推定する磁石温度推定方法であって、
前記回転子を回転駆動させる基本波周波数の交流電圧を前記モータの固定子に印加する電圧印加ステップと、
前記基本波周波数とは周波数が異なる重畳周波数の交流電圧を前記基本波周波数の交流電圧に重畳させる重畳ステップと、
前記重畳周波数を前記モータの回転数に応じて変化させる重畳周波数変化ステップと、
前記重畳周波数に対応する電流を測定する重畳成分測定ステップと、
前記重畳ステップにて重畳された前記重畳周波数の交流電圧、及び、前記重畳成分測定ステップにて測定された前記重畳周波数の電流を用いてインピーダンスを算出し、該インピーダンスに応じて前記永久磁石の温度を推定する温度推定ステップと、を有する、
ことを特徴とする磁石温度推定方法。 A magnet temperature estimation method for controlling rotation of a motor including a stator including a coil and a rotor including a permanent magnet, and estimating a temperature of the permanent magnet,
A voltage application step of applying an AC voltage having a fundamental frequency for rotating the rotor to the stator of the motor;
A superposition step of superimposing an alternating voltage of a superposition frequency different from the fundamental frequency on the alternating voltage of the fundamental frequency;
A superposition frequency changing step for changing the superposition frequency in accordance with the rotational speed of the motor;
A superimposed component measuring step for measuring a current corresponding to the superimposed frequency;
The impedance is calculated using the alternating voltage of the superimposed frequency superimposed in the superimposing step and the current of the superimposed frequency measured in the superimposed component measuring step, and the temperature of the permanent magnet is determined according to the impedance. A temperature estimation step for estimating
A method for estimating a magnet temperature. 請求項１に記載の磁石温度推定方法であって、
前記重畳成分測定ステップよりも低い測定精度で、前記基本波周波数に対応する電流を測定する基本波成分測定ステップをさらに有し、
前記電圧印加ステップにおいては、前記基本波周波数の電流を用いて、前記基本波周波数の交流電圧を制御する、
ことを特徴とする磁石温度推定方法。 The magnet temperature estimation method according to claim 1,
A fundamental component measurement step for measuring a current corresponding to the fundamental frequency with a measurement accuracy lower than that of the superimposed component measurement step;
In the voltage application step, an AC voltage at the fundamental frequency is controlled using a current at the fundamental frequency.
A method for estimating a magnet temperature. 請求項１又は２に記載の磁石温度推定方法であって、
前記重畳周波数変化ステップにおいては、前記基本波周波数と前記重畳周波数との加算値、又は、前記基本波周波数から前記重畳周波数の減算値が一定の周波数となるように、前記重畳周波数を変化させる、
ことを特徴とする磁石温度推定方法。 The magnet temperature estimation method according to claim 1 or 2,
In the superposition frequency changing step, the superposition frequency is changed so that the addition value of the fundamental frequency and the superposition frequency, or the subtraction value of the superposition frequency from the fundamental frequency becomes a constant frequency,
A method for estimating a magnet temperature. 請求項３に記載の磁石温度推定方法であって、
前記重畳成分測定ステップにて測定された前記重畳周波数の電流に対して、前記一定の周波数を通過させるバンドパスフィルター処理を施すフィルタ処理ステップをさらに有する、
ことを特徴とする磁石温度推定方法。 The magnet temperature estimation method according to claim 3,
A filter processing step of performing a band-pass filter process for allowing the constant frequency to pass through the current of the superposition frequency measured in the superposition component measurement step;
A method for estimating a magnet temperature. 請求項３又は４に記載の磁石温度推定方法であって、
前記一定の周波数は、前記モータの回転数が最大となる場合の前記基本波周波数よりも大きい、
ことを特徴とする磁石温度推定方法。 The magnet temperature estimation method according to claim 3 or 4,
The constant frequency is greater than the fundamental frequency when the rotation speed of the motor is maximum,
A method for estimating a magnet temperature. 請求項１から５のいずれか１項に記載の磁石温度推定方法あって、
前記重畳周波数に応じた前記インピーダンスと前記永久磁石の温度との関係を用いて、前記推定した前記永久磁石の温度を補正する温度補正ステップを、さらに有する、
ことを特徴とする磁石温度推定方法。 A magnet temperature estimation method according to any one of claims 1 to 5,
A temperature correction step of correcting the estimated temperature of the permanent magnet by using a relationship between the impedance according to the superposition frequency and the temperature of the permanent magnet;
A method for estimating a magnet temperature. コイルを備える固定子と永久磁石を備える回転子からなるモータを制御するとともに、前記永久磁石の温度を推定する磁石温度推定装置であって、
前記回転子を回転駆動させる基本波周波数の交流電圧を前記モータの固定子に印加する電圧印加部と、
前記基本波周波数とは周波数が異なる重畳周波数の交流電圧を前記基本波周波数の交流電圧に重畳させる重畳部と、
前記重畳周波数を前記モータの回転数に応じて変化させる重畳周波数変化部と、
前記重畳周波数に対応する電流を測定する重畳成分測定部と、
前記重畳部により重畳された前記重畳周波数の交流電圧、及び、前記重畳成分測定部により測定された前記重畳周波数の電流を用いてインピーダンスを算出し、該インピーダンスに応じて前記永久磁石の温度を推定する温度推定部と、を有する、
ことを特徴とする磁石温度推定装置。 A magnet temperature estimation device for controlling a motor including a stator including a coil and a rotor including a permanent magnet and estimating a temperature of the permanent magnet,
A voltage application unit that applies an alternating voltage of a fundamental wave frequency for rotating the rotor to the stator of the motor;
A superposition unit that superimposes an alternating voltage of a superposition frequency different from the fundamental frequency on the alternating voltage of the fundamental frequency;
A superposition frequency changing unit that changes the superposition frequency according to the number of rotations of the motor;
A superimposed component measuring unit that measures a current corresponding to the superimposed frequency;
The impedance is calculated using the alternating voltage of the superimposed frequency superimposed by the superimposing unit and the current of the superimposed frequency measured by the superimposed component measuring unit, and the temperature of the permanent magnet is estimated according to the impedance. A temperature estimation unit that
A magnet temperature estimation device characterized by that.
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