JP2017175433A - Phased array antenna - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、無線周波数信号に時間遅延を与える時間遅延器を備えたフェイズドアレイアンテナに関する。 The present invention relates to a phased array antenna including a time delay device that gives a time delay to a radio frequency signal.
無線通信の大容量化を図るために、使用する周波数帯域の広帯域化及び高周波化が進んでいる。近年では、マイクロ波帯(0.3GHz以上30GHz以下)のみならず、ミリ波帯(30GHz以上300GHz以下)が無線通信に使用されるようになっている。なかでも、大気中での減衰が大きい60GHz帯は、データの漏洩が生じ難く、通信セルのサイズを小さくして多数の通信セルを配置できる帯域として注目されている。 In order to increase the capacity of wireless communication, the frequency band to be used has been widened and increased in frequency. In recent years, not only the microwave band (0.3 GHz or more and 30 GHz or less) but also the millimeter wave band (30 GHz or more and 300 GHz or less) has been used for wireless communication. In particular, the 60 GHz band, which has a large attenuation in the atmosphere, is less likely to cause data leakage, and has attracted attention as a band in which a large number of communication cells can be arranged by reducing the size of the communication cells.
60GHz帯の無線通信に使用されるアンテナには、広帯域性の他に高利得性が求められる。60GHz帯は、上述したように、大気中での減衰が大きいからである。60GHz帯での使用に耐える高利特性を有するアンテナとしては、例えば、アレイアンテナが挙げられる。ここで、アレイアンテナとは、複数の放射素子をアレイ状又はマトリクス状に並べたアンテナのことを指す。 An antenna used for 60 GHz band wireless communication is required to have high gain in addition to wide bandwidth. This is because the 60 GHz band has a large attenuation in the atmosphere as described above. As an antenna having a high-interest characteristic that can withstand use in the 60 GHz band, for example, an array antenna can be cited. Here, the array antenna refers to an antenna in which a plurality of radiating elements are arranged in an array or a matrix.
アレイアンテナでは、各放射素子に入力する無線周波数信号に与える時間遅延を制御することによって、放射する電磁波(各放射素子から放射される電磁波を重ね合わせたもの)の主ビーム方向を変化させることが可能である。このようなビームフォーミング機能を有するアレイアンテナは、フェイズドアレイアンテナと呼ばれ、盛んに研究開発が進められている。 In the array antenna, the main beam direction of the radiated electromagnetic wave (superposed electromagnetic wave radiated from each radiating element) can be changed by controlling the time delay given to the radio frequency signal input to each radiating element. Is possible. An array antenna having such a beam forming function is called a phased array antenna, and research and development are actively conducted.
フェイズドアレイアンテナにおけるビームフォーミングの原理について、図8を参照して説明する。以下の説明においては、フェイズドアレイアンテナを構成する複数の放射素子A1〜Anが特定の直線上に一定の間隔dで配列されているものと仮定する。 The principle of beam forming in the phased array antenna will be described with reference to FIG. In the following description, it is assumed that a plurality of radiating elements A1 to An constituting the phased array antenna are arranged at a predetermined interval d on a specific straight line.
放射素子A1〜Anに同位相の無線周波数信号を入力すると、上記特定の直線に平行な等位相面ができ、主ビーム方向は、その等位相面に垂直になる。これに対し、放射素子A1〜Anに入力する無線周波数信号に等差的な時間遅延δ1〜δnを与えると、時間遅延差Δt=δ2−δ1=δ3−δ2=…=δn−δn−1に応じて等位相面が傾く。ここで、時間遅延差Δtと等位相面の傾き角(上記特定の直線と等位相面との成す角)αとの間には、以下の関係が成り立つ(cは、真空中での光速)。 When radio frequency signals having the same phase are input to the radiating elements A1 to An, an equiphase surface parallel to the specific straight line is formed, and the main beam direction is perpendicular to the equiphase surface. On the other hand, when equal time delays δ1 to δn are given to the radio frequency signals input to the radiating elements A1 to An, the time delay difference Δt = δ2−δ1 = δ3−δ2 =... = Δn−δn−1. Accordingly, the equiphase surface is inclined. Here, the following relationship holds between the time delay difference Δt and the inclination angle of the equiphase surface (the angle formed by the specific straight line and the equiphase surface) α (c is the speed of light in vacuum). .
Δt=d×sinα/c
したがって、時間遅延差Δtが大きくなるように、各放射素子Aiに入力する無線周波数信号に与える時間遅延δiを制御すれば、傾き角αを大きくすることができる。逆に、時間遅延差Δtが小さくなるように、各放射素子Aiに入力する無線周波数信号に与える時間遅延δiを制御すれば、傾き角αを小さくすることができる。以上がビームフォーミングの原理である。
Δt = d × sin α / c
Therefore, if the time delay δi given to the radio frequency signal input to each radiating element Ai is controlled so that the time delay difference Δt becomes large, the inclination angle α can be increased. Conversely, if the time delay δi given to the radio frequency signal input to each radiating element Ai is controlled so that the time delay difference Δt becomes small, the inclination angle α can be reduced. The above is the principle of beam forming.
次に、従来のフェイズドアレイアンテナの典型的な構成を、図9〜図11に示す。図9に示すフェイズドアレイアンテナ6は、送信用アンテナであり、図10に示すフェイズドアレイアンテナ7は、受信用アンテナであり、図11に示すフェイズドアレイアンテナ8は、送受信兼用アンテナである。なお、以下では、時間遅延を単に遅延と呼ぶ。
Next, typical configurations of conventional phased array antennas are shown in FIGS. A
図9に示すフェイズドアレイアンテナ6は、(1)外部から入力された無線周波数信号VRF(t)に対して時間遅延素子TD11〜TD1nを用いて等差的な遅延δ1〜δnを与え、(2)得られた遅延無線周波数信号VRF(t−δ1)〜VRF(t−δn)を放射素子A1〜Anに入力するものである。無線周波数信号VRF(t)に与える遅延δ1〜δnを、時間遅延差Δt=δ2−δ1=δ3−δ2=…=δn−δn−1がd×sinα/cに一致するように設定すれば、等位相面の傾き角がαとなる電磁波を効率良く送信することができる。
The
図10に示すフェイズドアレイアンテナ7は、(1)放射素子A1〜Anから出力された無線周波数信号VRF(t+δ1)〜VRF(t+δn)に対して時間遅延素子TD21〜TD2nを用いて等差的な遅延δ1〜δnを与え、(2)得られた遅延無線周波数信号VRF(t)を外部に出力するものである。無線周波数信号VRF(t+δ1)〜VRF(t+δn)に与える遅延δ1〜δnを、時間遅延差Δt=δ2−δ1=δ3−δ2=…=δn−δn−1がd×sinα/cに一致するように設定すれば、等位相面の傾き角がαとなる電磁波を効率良く受信することができる。
The
図11に示すフェイズドアレイアンテナ8は、図9に示すフェイズドアレイアンテナ6と、図10に示すフェイズドアレイアンテナ7とを、サーキュレータC1〜Cnを用いて組み合わせたものである。放射素子Aiは送受信兼用である。サーキュレータCiは、信号が入出力される3つ以上のポートを備え、あるポートに入力された信号を、図11に示す回転矢印の方向に沿った次のポートから出力する素子である。フェイズドアレイアンテナ8において、各サーキュレータCiは、送信用の時間遅延素子D1iから出力された遅延無線周波数信号VRF(t−δi)を放射素子Aiに入力し、放射素子Aiから出力された無線周波数信号VRF(t+δi)を受信用の時間遅延素子D2iに入力する機能を担っている。
A phased array antenna 8 shown in FIG. 11 is a combination of the
しかしながら、図9〜図11に示すフェイズドアレイアンテナ6〜8は、ミリ波帯での使用に適さない。なぜなら、時間遅延素子などの電気的な手段で、ミリ波帯の無線周波数信号に対して高精度の遅延を与えることは困難だからである。
However, the
そこで、ミリ波帯において使用可能なフェイズドアレイアンテナを実現するために、無線周波数信号を遅延する時間遅延器に代えて、無線周波数信号よりも周波数の低い中間周波数信号又は局所信号を遅延する時間遅延器を採用することが考えられる。このような時間遅延器が、特許文献1及び非特許文献1に開示されている。
Therefore, in order to realize a phased array antenna that can be used in the millimeter wave band, instead of a time delay device that delays a radio frequency signal, a time delay that delays an intermediate frequency signal or a local signal having a frequency lower than that of the radio frequency signal. It is conceivable to use a vessel. Such a time delay device is disclosed in
特許文献1及び非特許文献1に開示された時間遅延器においては、無線周波数信号に与える遅延の大きさを、局所信号の周波数に応じて変化させることによって制御することができる。しかしながら、以下に説明するように、特許文献1及び非特許文献1に開示された時間遅延器においては、制御変数である局所信号の周波数fLOの変化量ΔfLOと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの関係が、無線周波数信号の周波数fRF毎に異なる。このため、無線周波数信号に与える時間遅延を広帯域に亘って精度良く制御することが困難になるという問題があった。また、特許文献1及び非特許文献1に開示された時間遅延器を用いたフェイズドアレイアンテナにおいては、電磁波を効率よく送信又は受信できる方向を広帯域に亘って精度良く制御することが困難であるという問題があった。
In the time delay devices disclosed in
(特許文献1の問題点)
図12は、特許文献1に開示された時間遅延器9の構成を示すブロック図である。図12に示すように、時間遅延器9は、2つの混合器MX1〜MX2と位相器PSとを備えている。
(Problems of Patent Document 1)
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of the
混合器MX1には、無線周波数信号源RFから出力された無線周波数信号VRF(t)と、局所信号源LOから出力され、局所信号源LOから混合器MX1に至る伝送線路によって遅延された局所信号VLO(t)が入力される。無線周波数信号VRF(t)は、例えば、下記の式(1)のように表すことができ、局所信号VLO(t)は、例えば、下記の式(2)のように表すことができる。ここで、φ0は、局所信号源LOから混合器MX1に至る伝送線路において生じる線路遅延である。なお、ここでは、無線周波数信号源RFから混合器MX1に至る伝送線路において生じる線路遅延が十分に小さい場合を考え、無線周波数信号源RFから出力される無線周波数信号と混合器MX1に入力される無線周波数信号とを同一視した。 The mixer MX1 has a radio frequency signal V RF (t) output from the radio frequency signal source RF and a local signal output from the local signal source LO and delayed by a transmission line from the local signal source LO to the mixer MX1. A signal V LO (t) is input. The radio frequency signal V RF (t) can be expressed as, for example, the following expression (1), and the local signal V LO (t) can be expressed as, for example, the following expression (2). . Here, φ 0 is a line delay generated in the transmission line from the local signal source LO to the mixer MX1. Here, considering the case where the line delay generated in the transmission line from the radio frequency signal source RF to the mixer MX1 is sufficiently small, the radio frequency signal output from the radio frequency signal source RF and the mixer MX1 are input. Identified radio frequency signal.
混合器MX1は、無線周波数信号VRF(t)と局所信号VLO(t)とを乗算した後、高周波成分をカットする(局所信号VLO(t)を用いて無線周波数信号VRF(t)をダウンコンバートする)ことによって、中間周波数信号VIF(t)を生成する。混合器MX1に入力される無線周波数信号VRF(t)及び局所信号VLO(t)が、それぞれ、上記の式(1)及び式(2)のように表される場合、混合器MX1にて生成される中間周波数信号VIF(t)は、下記の式(3)のように表される。 The mixer MX1 multiplies the radio frequency signal V RF (t) and the local signal V LO (t), and then cuts the high frequency component (the radio frequency signal V RF (t using the local signal V LO (t)). ) Is downconverted) to generate an intermediate frequency signal V IF (t). When the radio frequency signal V RF (t) and the local signal V LO (t) input to the mixer MX1 are expressed as in the above equations (1) and (2), respectively, The intermediate frequency signal V IF (t) generated in this way is expressed by the following equation (3).
混合器MX2には、混合器MX1から出力された中間周波数信号VIF(t)と、局所信号源LOから出力され、局所信号源LOから混合器MX2に至る伝送線路、及び、当該伝送線路に挿入された位相器PSよって遅延された局所信号VLO’(t)とが入力される。局所信号VLO(t)が上記の式(2)のように表される場合、局所信号VLO’(t)は、下記の式(4)のように表される。ここで、φ1は、局所信号源LOから混合器MX2に至る伝送線路において生じる線路遅延と、当該伝送線路に挿入された位相器PSにおいて生じる遅延との和である。なお、ここでは、混合器MX1から混合器MX2に至る伝送線路において生じる線路遅延が十分に小さい場合を考え、混合器MX1から出力される中間周波数信号と混合器MX2に入力される中間周波数信号とを同一視した。 The mixer MX2 includes an intermediate frequency signal V IF (t) output from the mixer MX1, a transmission line output from the local signal source LO and extending from the local signal source LO to the mixer MX2, and the transmission line. The local signal V LO ′ (t) delayed by the inserted phase shifter PS is input. When the local signal V LO (t) is expressed as in the above equation (2), the local signal V LO ′ (t) is expressed as in the following equation (4). Here, phi 1 is the sum of the delays caused and the line delay occurring in the transmission line leading to the mixer MX2 from a local signal source LO, in the inserted phaser PS to the transmission line. Here, considering a case where the line delay generated in the transmission line from the mixer MX1 to the mixer MX2 is sufficiently small, the intermediate frequency signal output from the mixer MX1 and the intermediate frequency signal input to the mixer MX2 Equated.
混合器MX2は、中間周波数信号VIF(t)と遅延局所信号VLO’(t)とを乗算した後、低周波成分をカットする(遅延局所信号VLO’(t)を用いて中間周波数信号VIF(t)をアップコンバートする)ことによって、遅延無線周波数信号VRF’(t)を生成する。混合器MX2に入力される中間周波数信号VIF(t)及び遅延局所信号VLO’(t)が、それぞれ、上記の式(3)及び式(4)のように表される場合、混合器MX2にて生成される遅延無線周波数信号VRF’(t)は、下記の式(5)のように表される。 The mixer MX2 multiplies the intermediate frequency signal V IF (t) and the delayed local signal V LO ′ (t), and then cuts the low frequency component (the intermediate frequency using the delayed local signal V LO ′ (t)). The signal V IF (t) is up-converted) to generate a delayed radio frequency signal V RF ′ (t). When the intermediate frequency signal V IF (t) and the delayed local signal V LO ′ (t) input to the mixer MX2 are respectively expressed as the above formulas (3) and (4), the mixer The delayed radio frequency signal V RF ′ (t) generated by MX2 is expressed by the following equation (5).
したがって、遅延無線周波数信号VRF’(t)の無線周波数信号VRF(t)に対する遅延δは、下記の式(6)で表される。 Therefore, the delay δ of the delayed radio frequency signal V RF ′ (t) with respect to the radio frequency signal V RF (t) is expressed by the following equation (6).
上記の式(6)に示すように、時間遅延器9が無線周波数信号VRF(t)に与える遅延δは、局所信号VLO(t)の周波数fLOに比例する。したがって、時間遅延器9によれば、局所信号VLO(t)の周波数fLOを変化させることによって、無線周波数信号VRF(t)に与える遅延δを変化させることができる。
As shown in the above equation (6), the delay δ given to the radio frequency signal V RF (t) by the
しかしながら、式(6)から明らかなように、制御変数である局所信号VLO(t)の周波数fLOの変化量ΔfLOと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間には、Δδ={φ1/fRF}ΔfLOという関係が成り立つ。したがって、遅延δをΔδだけ変化させるために必要な周波数fLOの変化量ΔfLOは、無線周波数信号VRF(t)の周波数fRF毎に異なる。例えば、50GHzの無線周波数信号VRF(t)に対する遅延を1ps大きくするために必要な周波数fLOの変化量が1GHzであるとすると、100GHzの無線周波数信号VRF(t)に対する遅延を1ps大きくするために必要な周波数fLOの変化量は2GHzとなる。このため、無線周波数信号VRF(t)に与える遅延δを広帯域に亘って精度良く制御することが困難になる。 However, as is clear from the equation (6), there is a difference between the change amount Δf LO of the frequency f LO of the local signal V LO (t) that is the control variable and the change amount Δδ of the delay δ that is the controlled variable. , Δδ = {φ 1 / f RF } Δf LO . Therefore, the amount of change Δf LO of the frequency f LO required to change the delay δ by Δδ differs for each frequency f RF of the radio frequency signal V RF (t). For example, if the amount of change in the frequency f LO required to increase the delay for the 50 GHz radio frequency signal V RF (t) by 1 ps is 1 GHz, the delay for the 100 GHz radio frequency signal V RF (t) is increased by 1 ps. The amount of change in the frequency f LO required for this is 2 GHz. For this reason, it becomes difficult to accurately control the delay δ given to the radio frequency signal V RF (t) over a wide band.
(非特許文献1の問題点)
図13は、非特許文献1に開示された時間遅延器10の構成を示すブロック図である。時間遅延器10は、2つの混合器MX1〜MX2と分散付与フィルタDFとを備えている。分散付与フィルタDFは、入力信号に分散、すなわち、入力信号の周波数fに比例した遅延Dfを与える素子であり、CEBG(Chirped Electromagnetic Bandgap)伝送線路により構成されている。
(Problems of Non-Patent Document 1)
FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration of the
混合器MX1には、無線周波数信号源RFから出力された無線周波数信号VRF(t)と、局所信号源LOから出力され、局所信号源LOから混合器MX1に至る伝送線路TL1によって遅延された局所信号VLO’(t)が入力される。無線周波数信号VRF(t)は、例えば、下記の式(7)のように表すことができる。また、局所信号源LOから出力される局所信号VLO(t)は、例えば、下記の式(8)のように表すことができ、このとき、混合器MX1に入力される局所信号VLO’(t)は、下記の(9)式のように表される。ここで、ψ1は、伝送線路TL1において生じる線路遅延である。なお、ここでは、無線周波数信号源RFから混合器MX1に至る伝送線路において生じる線路遅延が十分に小さい場合を考え、無線周波数信号源RFから出力される無線周波数信号と混合器MX1に入力される無線周波数信号とを同一視した。 The mixer MX1 is delayed by the radio frequency signal V RF (t) output from the radio frequency signal source RF and the transmission line TL1 output from the local signal source LO and extending from the local signal source LO to the mixer MX1. A local signal V LO ′ (t) is input. The radio frequency signal V RF (t) can be expressed as, for example, the following equation (7). Further, the local signal V LO (t) output from the local signal source LO can be expressed, for example, by the following equation (8). At this time, the local signal V LO ′ input to the mixer MX1 (T) is expressed as the following equation (9). Here, ψ 1 is a line delay occurring in the transmission line TL1. Here, considering the case where the line delay generated in the transmission line from the radio frequency signal source RF to the mixer MX1 is sufficiently small, the radio frequency signal output from the radio frequency signal source RF and the mixer MX1 are input. Identified radio frequency signal.
混合器MX1は、局所信号VLO’(t)を用いて無線周波数信号VRF(t)をダウンコンバートすることによって、中間周波数信号VIF(t)を生成する。混合器MX1に入力される無線周波数信号VRF(t)及び局所信号VLO’(t)が、それぞれ、上記の式(7)及び式(9)のように表される場合、混合器MX1にて生成される中間周波数信号VIF(t)は、下記の式(10)のように表される。 The mixer MX1 generates the intermediate frequency signal V IF (t) by down-converting the radio frequency signal V RF (t) using the local signal V LO ′ (t). When the radio frequency signal V RF (t) and the local signal V LO ′ (t) input to the mixer MX1 are expressed as the above equations (7) and (9), respectively, the mixer MX1 The intermediate frequency signal V IF (t) generated at is expressed by the following equation (10).
混合器MX1にて生成された中間周波数信号VIF(t)は、分散付与フィルタDFが挿入された伝送線路TL3により遅延される。分散付与フィルタDFは、周波数fの信号に対して、遅延τ=Df+ψ0を与える。伝送線路TL3は、混合器MX1からサーキュレータCに至る伝送線路と、サーキュレータCと分散付与フィルタDFとの間を往復する伝送線路と、サーキュレータCから混合器MX2に至る伝送線路とにより構成される。この伝送線路TL3(分散付与フィルタDFを除く)において生じる線路遅延をψ3とすると、混合器MX2に入力される中間周波数信号VIF’(t)は、下記の式(11)のように表される。 The intermediate frequency signal V IF (t) generated by the mixer MX1 is delayed by the transmission line TL3 in which the dispersion providing filter DF is inserted. The dispersion imparting filter DF gives a delay τ = Df + ψ 0 to the signal having the frequency f. The transmission line TL3 includes a transmission line that extends from the mixer MX1 to the circulator C, a transmission line that reciprocates between the circulator C and the dispersion imparting filter DF, and a transmission line that extends from the circulator C to the mixer MX2. When the line delay [psi 3 occurring in the transmission line TL3 (excluding dispersion providing filter DF), an intermediate frequency signal V IF input to the mixer MX2 '(t), the table as in the following formula (11) Is done.
混合器MX2には、上記の中間周波数信号VIF’(t)の他に、局所信号源LOから出力され、局所信号源LOから混合器MX2に至る伝送線路TL2によって遅延された局所信号VLO”(t)が入力される。局所信号源LOから出力される局所信号VLO(t)が上記の式(8)により表されている場合、混合器MX2に入力される局所信号VLO”(t)は、下記の式(12)のように表される。ここで、ψ2は、伝送線路TL2において生じる線路遅延である。 In addition to the intermediate frequency signal V IF ′ (t), the mixer MX2 outputs the local signal V LO output from the local signal source LO and delayed by the transmission line TL2 from the local signal source LO to the mixer MX2. “(T) is input. When the local signal V LO (t) output from the local signal source LO is expressed by the above equation (8), the local signal V LO input to the mixer MX2”. (T) is expressed as the following formula (12). Here, ψ 2 is a line delay generated in the transmission line TL2.
混合器MX2は、局所信号VLO”(t)を用いて中間周波数信号VIF’(t)をアップコンバートすることによって、遅延無線周波数信号VRF’(t)を生成する。混合器MX2に入力される中間周波数信号VIF’(t)及び局所信号VLO”(t)が、それぞれ、上記の式(11)及び式(12)のように表される場合、混合器MX2にて生成される遅延無線周波数信号VRF’(t)は、下記の式(13)のように表される。 The mixer MX2 generates a delayed radio frequency signal V RF ′ (t) by up-converting the intermediate frequency signal V IF ′ (t) using the local signal V LO ″ (t). When the input intermediate frequency signal V IF ′ (t) and the local signal V LO ″ (t) are expressed by the above equations (11) and (12), respectively, they are generated by the mixer MX2. The delayed radio frequency signal V RF ′ (t) to be expressed is expressed by the following equation (13).
したがって、遅延無線周波数信号VRF’(t)の無線周波数信号VRF(t)に対する遅延δは、下記の式(14)で表される。 Therefore, the delay δ of the delayed radio frequency signal V RF ′ (t) with respect to the radio frequency signal V RF (t) is expressed by the following equation (14).
上記の式(14)に示すように、時間遅延器21が無線周波数信号VRF(t)に与える遅延δは、局所信号VLO(t)の周波数fLOの二次関数になる。したがって、時間遅延器21によれば、局所信号VLO(t)の周波数fLOを変化させることによって、無線周波数信号VRF(t)に与える遅延δを変化させることができる。 As shown in the above equation (14), the delay δ given by the time delay device 21 to the radio frequency signal V RF (t) is a quadratic function of the frequency f LO of the local signal V LO (t). Therefore, according to the time delay device 21, the delay δ given to the radio frequency signal V RF (t) can be changed by changing the frequency f LO of the local signal V LO (t).
しかしながら、式(14)から明らかなように、制御変数である局所信号VLO(t)の周波数fLOの変化量ΔfLOと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間には、Δδ=
{2DfLO/fRF−(ψ1+ψ3−ψ2)/fRF+2D}ΔfLOという関係が成り立つ。したがって、遅延δをΔδだけ変化させるために必要な周波数fLOの変化量ΔfLOは、無線周波数信号VRF(t)の周波数fRFと局所信号VLO(t)の周波数fLOとの組み合せ毎に異なる。このため、無線周波数信号VRF(t)に与える遅延δを広帯域に亘って精度良く制御することが困難になる。
However, as is apparent from the equation (14), there is a difference between the change amount Δf LO of the frequency f LO of the local signal V LO (t) that is the control variable and the change amount Δδ of the delay δ that is the controlled variable. , Δδ =
{2Df LO / f RF − (φ 1 + φ 3 −φ 2 ) / f RF + 2D} Δf LO holds. Therefore, the amount of change Delta] f LO frequency f LO required for changing the delay δ only Δδ is the combination of the frequency f LO of the frequency f RF and the local signal V LO radiofrequency signal V RF (t) (t) Different for each. For this reason, it becomes difficult to accurately control the delay δ given to the radio frequency signal V RF (t) over a wide band.
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その主たる目的は、無線周波数信号に与える遅延を、局所信号の周波数を変化させることによって制御することができ、さらに、この無線周波数信号に与える遅延の制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことが可能な時間遅延器を備えたフェイズドアレイアンテナを実現することにある。 The present invention has been made in view of the above problems, and its main object is to control the delay given to the radio frequency signal by changing the frequency of the local signal. It is to realize a phased array antenna including a time delay device capable of performing a delay control to be more accurately performed than a conventional method over a wide band.
上記の課題を解決するために、本願発明者は、まず、時間遅延器を発明した。すなわち、周波数fLOを有する第1局所信号VLO(t)に遅延θ1を与えることによって、第2局所信号VLO’(t)=VLO(t−θ1)を生成する第1伝送線路と、周波数fRF(fLO<fRF)を有する第1無線周波数信号VRF(t)と前記第2局所信号VLO’(t)とを乗算することによって、周波数fRF−fLOを有する第1中間周波数信号VIF(t)を生成する第1混合器と、第1分散付与フィルタが挿入された第2伝送線路であって、前記第1分散付与フィルタによる遅延θDと前記第2伝送線路による遅延θ2とを前記第1局所信号VLO(t)に与えることによって、第3局所信号VLO”(t)=VLO(t−θD−θ2)を生成する第2伝送線路と、前記第1分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第2分散付与フィルタが挿入された第3伝送線路であって、前記第2分散付与フィルタによる遅延θD’と前記第3伝送線路による遅延θ3とを前記前記第1中間周波数信号VIF(t)に与えることによって、第2中間周波数信号VIF’(t)=VIF(t−θD’−θ3)を生成する第3伝送線路と、前記第3局所信号VLO”(t)と前記第2中間周波数信号VIF’(t)とを乗算することによって、周波数fRFを有する第2無線周波数信号VRF’(t)を生成する第2混合器と、を備えている、ことを特徴とする時間遅延器を発明した。 In order to solve the above problems, the present inventor first invented a time delay device. That is, the first transmission that generates the second local signal V LO ′ (t) = V LO (t−θ 1 ) by giving the delay θ 1 to the first local signal V LO (t) having the frequency f LO. By multiplying the line by a first radio frequency signal V RF (t) having a frequency f RF (f LO <f RF ) and the second local signal V LO ′ (t), the frequency f RF −f LO A first mixer for generating a first intermediate frequency signal V IF (t) having a second transmission line into which a first dispersion providing filter is inserted, the delay θ D by the first dispersion providing filter and the The third local signal V LO ″ (t) = V LO (t−θ D −θ 2 ) is generated by giving the delay θ 2 due to the second transmission line to the first local signal V LO (t). A second transmission line, and the first dispersion imparting filter; A third transmission line second dispersion providing filters that provide a dispersion of opposite sign is inserted, and a delay theta 3 by the delay theta D 'and by the second dispersion providing filter said third transmission line the first A third transmission line that generates a second intermediate frequency signal V IF ′ (t) = V IF (t−θ D ′ −θ 3 ) by applying the intermediate frequency signal V IF (t) to the third local frequency signal V IF (t); A second mixer that generates a second radio frequency signal V RF ′ (t) having a frequency f RF by multiplying the signal V LO ″ (t) by the second intermediate frequency signal V IF ′ (t). And a time delay device characterized by comprising:
上記の構成によれば、第1分散付与フィルタが与える遅延θDが、θD=+DfLO+θ0と表され、第2分散付与フィルタが与える遅延θD’が、θD’=−D(fRF−fLO)+θ0と表される場合、第2無線周波数信号VRF’(t)の第1無線周波数信号VLO(t)に対する遅延δをδ={(θ2−θ1−θ3)/fRF+2D}fLO−DfRF+θ0+θ3又はδ={(θ2−θ1−θ3)/fRF−2D}fLO+DfRF+θ0+θ3とすることができる。したがって、遅延δを第1局所信号VLO(t)の周波数fLOに応じて変化させることができる。 According to the above configuration, the delay θ D given by the first dispersion providing filter is expressed as θ D = + Df LO + θ 0 and the delay θ D 'given by the second dispersion providing filter is θ D ' = −D ( When expressed as f RF −f LO ) + θ 0 , the delay δ of the second radio frequency signal V RF ′ (t) with respect to the first radio frequency signal V LO (t) is expressed as δ = {(θ 2 −θ 1 − θ 3) / f RF + 2D } can be f LO -Df RF + θ 0 + θ 3 or δ = {(θ 2 -θ 1 -θ 3) / f RF -2D} f LO + Df RF + θ 0 + θ 3 . Therefore, the delay δ can be changed according to the frequency f LO of the first local signal V LO (t).
更に、上記の構成によれば、制御変数である局所信号VLO(t)の周波数fLOの変化量ΔfLOと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間に、Δδ={(θ2−θ1-θ3)/fRF+2D}ΔfLO又はΔδ={(θ2−θ1-θ3)/fRF−2D}ΔfLOという関係が成り立つ。したがって、例えば第2伝送線路の電気長を第1伝送線路の電気長と第3伝送線路の電気長との和に近づけることにより、θ2−θ1-θ3を0に近づけていけば、遅延δの変化量Δδが無線周波数信号VRF(t)の周波数fRFに依存する依存度をいくらでも小さくすることができる。このため、第1無線周波数信号VRF(t)に与える遅延δの制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことができる。 Furthermore, according to the above configuration, Δδ = {between the change amount Δf LO of the frequency f LO of the local signal V LO (t) that is the control variable and the change amount Δδ of the delay δ that is the controlled variable. The relationship (θ 2 −θ 1 −θ 3 ) / f RF + 2D} Δf LO or Δδ = {(θ 2 −θ 1 −θ 3 ) / f RF −2D} Δf LO holds. Therefore, for example, if θ 2 −θ 1 −θ 3 is brought closer to 0 by bringing the electric length of the second transmission line closer to the sum of the electric length of the first transmission line and the electric length of the third transmission line, The degree of dependence of the change amount Δδ of the delay δ on the frequency f RF of the radio frequency signal V RF (t) can be reduced as much as possible. For this reason, the control of the delay δ given to the first radio frequency signal V RF (t) can be performed more accurately than in the past over a wide band.
そして、本願発明者は、上記の時間遅延器を用いた下記のフェイズドアレイアンテナを発明した。 And this inventor invented the following phased array antenna using said time delay device.
すなわち、本発明の第一の態様に係るフェイズドアレイアンテナは、m個(mは2以上の整数)×n個(nは2以上の整数)の2次元的に配列された放射素子Aij(i=1〜m,j=1〜n)と、周波数fLOを有する第1局所信号VLO1(t)に遅延θ1を与えることによって、第2局所信号VLO2(t)=VLO1(t−θ1)を生成する第1伝送線路と、前記第1局所信号VLO1(t)に遅延θ2を与えることによって、第3局所信号VLO3(t)=VLO1(t−θ2)を生成する第2伝送線路と、周波数fRF(fLO<fRF)を有する第1無線周波数信号VRF1(t)と前記第2局所信号VLO2(t−θ1)とを乗算することによって、周波数fRF−fLOを有する第1中間周波数信号VIF1(t)を生成する第1混合器と、前記第3局所信号VLO3(t)と前記第1中間周波数信号VIF1(t)とを加算した和信号VIF1+LO3(t)から信号光SLを生成し、生成した信号光SLに遅延ψ1,…,ψi,…,ψmを与えることによって、m個の遅延信号光SL’1,…,SL’i,…,SL’mを生成する時間遅延光学系と、前記遅延信号光SL’iをO/E変換することによって、遅延和信号VIF1+LO3(t−ψi)を生成するO/E変換器と、
前記遅延和信号VIF1+LO3(t−ψi)を分波することによって、遅延中間周波数信号VIF1(t−ψi)と遅延局所信号VLO3(t−ψi)とを生成する分波器と、n個ずつm個のグループに分けられた合計m個×n個の時間遅延器TDij(i=1〜m、j=1〜n)であって、各グループに属するn個の時間遅延器TDijに対応する前記遅延信号光SL’iが入力される時間遅延器TDijと、を備えており、前記時間遅延器TDijのそれぞれは、第1分散付与フィルタが挿入された第3伝送線路であって、前記第1分散付与フィルタによる遅延θDjと、前記第3伝送線路による遅延θ3jとを前記遅延局所信号VLO3(t−ψi)に与えることによって、第4局所信号VLO4(t)=VLO3(t−ψi−θDj−θ3j)を生成する第3伝送線路と、前記第1分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第2分散付与フィルタが挿入された第4伝送線路であって、前記第2分散付与フィルタによる遅延θDj’と、前記第4伝送線路による遅延θ4jとを前記遅延中間周波数信号VIF1(t−ψi)に与えることによって、第2中間周波数信号VIF2(t)=VIF1(t−ψi−θDj’−θ4j)を生成する第4伝送線路と、前記第4局所信号VLO4(t)と前記第2中間周波数信号VIF2(t)とを乗算することによって、周波数fRFを有する第2無線周波数信号VRF2(t)を生成する第2混合器と、を備えており、前記遅延θDj及び遅延θDj’の各大きさは、同一のグループに属するn個の前記時間遅延器TDij同士で互いに異なっており、各時間遅延器TDijにて生成された前記第2無線周波数信号VRF2(t)を、対応する放射素子Aijに供給する、ことを特徴とする。
That is, the phased array antenna according to the first aspect of the present invention includes m (m is an integer of 2 or more) × n (n is an integer of 2 or more) two-dimensionally arranged radiating elements Aij (i = 1 to m, j = 1 to n) and a delay θ 1 to the first local signal V LO1 (t) having the frequency f LO , the second local signal V LO2 (t) = V LO1 (t a first transmission line for generating a - [theta] 1), by providing a delay theta 2 to the first local signal V LO1 (t), third local signal V LO3 (t) = V LO1 (t-θ 2) And the second radio signal V RF1 (t) having the frequency f RF (f LO <f RF ) and the second local signal V LO2 (t−θ 1 ). By means of a first intermediate frequency signal V I having a frequency f RF −f LO A signal light SL from a first mixer that generates F1 (t) and a sum signal V IF1 + LO3 (t) obtained by adding the third local signal V LO3 (t) and the first intermediate frequency signal V IF1 (t) It generates a delay [psi 1 to generate the signal light SL, ..., [psi i, ..., by giving [psi m, m pieces of delay signal light SL'1, ..., SL'i, ..., a SL'm A time delay optical system to be generated, and an O / E converter that generates a delayed sum signal V IF1 + LO3 (t−ψ i ) by O / E converting the delayed signal light SL′i;
A demultiplexer that generates a delayed intermediate frequency signal V IF1 (t−ψ i ) and a delayed local signal V LO3 (t−ψ i ) by demultiplexing the delayed sum signal V IF1 + LO3 (t−ψ i ). And a total of m × n time delay devices TDij (i = 1 to m, j = 1 to n) divided into m groups of n, each including n time delays belonging to each group A time delay TDij to which the delayed signal light SL′i corresponding to the device TDij is input. Each of the time delays TDij is a third transmission line in which a first dispersion providing filter is inserted. Then, by giving the delay θ Dj by the first dispersion providing filter and the delay θ 3j by the third transmission line to the delayed local signal V LO3 (t−ψ i ), the fourth local signal V LO4 ( t) = V LO3 (t−ψ i −θ Dj −θ 3j ) and a fourth transmission line in which a second dispersion providing filter that gives a dispersion of an opposite sign to the first dispersion providing filter is inserted. a delay theta Dj 'by 2 dispersion providing filters, by providing a fourth delay due to the transmission line theta 4j to the delay intermediate frequency signal V IF1 (t-ψ i) , the second intermediate frequency signal V IF2 (t) = V IF1 (t−ψ i −θ Dj ′ −θ 4j ) is multiplied by the fourth transmission line, the fourth local signal V LO4 (t) and the second intermediate frequency signal V IF2 (t). And a second mixer for generating a second radio frequency signal V RF2 (t) having a frequency f RF , each of the delay θ Dj and the delay θ Dj ′ having the same magnitude N said times belonging to the group The delay devices TDij are different from each other, and the second radio frequency signal V RF2 (t) generated by each time delay device TDij is supplied to a corresponding radiating element Aij.
上記の構成によれば、例えばm行n列に放射素子Aijを配列した場合、行方向には、時間遅延光学系がm個の遅延信号光を生成することによって、各行方向に沿って配列されたm個の放射素子Aijに供給される第2無線周波数信号VRF2(t)を第1無線周波数信号VRF1(t)に対して遅延させ、送信する電磁波のビーム方向を変えることができる。 According to the above configuration, for example, when the radiating elements Aij are arranged in m rows and n columns, the time delay optical system generates m pieces of delayed signal light in the row direction, and is arranged along each row direction. The second radio frequency signal V RF2 (t) supplied to the m radiation elements Aij can be delayed with respect to the first radio frequency signal V RF1 (t) to change the beam direction of the electromagnetic wave to be transmitted.
また、列方向には、第1分散付与フィルタ及び第2分散付与フィルタによる遅延θDj及び遅延θDj’によって、各列方向に沿って配列されたn個の放射素子Aijに供給される第2無線周波数信号VRF2(t)を第1無線周波数信号VRF1(t)に対して遅延させ、送信する電磁波のビーム方向を変えることができる。より具体的には、第2無線周波数信号VRF2(t)の第1無線周波数信号VLO1(t)に対する遅延δをδ={(θ4j+θ1−θ2−θ3j)/fRF+2D}fLO−DfRF+θ0+θ3j(第1分散付与フィルタの分散を−D、第2分散付与フィルタの分散を+Dとし、θ0を各分散付与フィルタが与える遅延における定数項とした場合)、又はδ={(θ4j+θ1−θ2−θ3j)/fRF−2D}fLO+DfRF+θ0+θ3j(第1分散付与フィルタの分散を+D、第2分散付与フィルタの分散を−Dとし、θ0を各分散付与フィルタが与える遅延における定数項とした場合)とすることができる。したがって、遅延δを第1局所信号VLO(t)の周波数fLOに応じて変化させることができる。 Further, in the column direction, a second θ which is supplied to n radiation elements Aij arranged along each column direction by the delay θ Dj and the delay θ Dj ′ by the first dispersion applying filter and the second dispersion applying filter. The radio frequency signal V RF2 (t) can be delayed with respect to the first radio frequency signal V RF1 (t) to change the beam direction of the electromagnetic wave to be transmitted. More specifically, the delay δ of the second radio frequency signal V RF2 (t) with respect to the first radio frequency signal V LO1 (t) is set to δ = {(θ 4j + θ 1 −θ 2 −θ 3j ) / f RF + 2D. } F LO −Df RF + θ 0 + θ 3j (when the dispersion of the first dispersion applying filter is −D, the dispersion of the second dispersion applying filter is + D, and θ 0 is a constant term in the delay given by each dispersion applying filter) , Or δ = {(θ 4j + θ 1 −θ 2 −θ 3j ) / f RF −2D} f LO + Df RF + θ 0 + θ 3j (the dispersion of the first dispersion applying filter is + D, and the dispersion of the second dispersion applying filter is − D, and θ 0 as a constant term in the delay given by each dispersion providing filter). Therefore, the delay δ can be changed according to the frequency f LO of the first local signal V LO (t).
更に、上記の構成によれば、制御変数である局所信号VLO(t)の周波数fLOの変化量ΔfLOと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間に、Δδ={(θ4j+θ1−θ2−θ3j)/fRF+2D}ΔfLO又はΔδ={(θ4j+θ1−θ2−θ3j)/fRF−2D}ΔfLOという関係が成り立つ。したがって、例えば第4伝送線路の電気長と第1伝送線路の電気長との和を第2伝送線路の電気長と第3伝送線路の電気長との和に近づけることにより、θ4j+θ1−θ2−θ3jを0に近づけていけば、遅延δの変化量Δδが無線周波数信号VRF(t)の周波数fRFに依存する依存度をいくらでも小さくすることができる。このため、第1無線周波数信号VRF(t)に与える遅延δの制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことができる。 Furthermore, according to the above configuration, Δδ = {between the change amount Δf LO of the frequency f LO of the local signal V LO (t) that is the control variable and the change amount Δδ of the delay δ that is the controlled variable. (Θ 4j + θ 1 −θ 2 −θ 3j ) / f RF + 2D} Δf LO or Δδ = {(θ 4j + θ 1 −θ 2 −θ 3j ) / f RF −2D} Δf LO holds. Therefore, for example, by bringing the sum of the electrical length of the fourth transmission line and the electrical length of the first transmission line closer to the sum of the electrical length of the second transmission line and the electrical length of the third transmission line, θ 4j + θ 1 − If θ 2 −θ 3j is brought close to 0, the degree of dependence of the variation Δδ of the delay δ on the frequency f RF of the radio frequency signal V RF (t) can be reduced as much as possible. For this reason, the control of the delay δ given to the first radio frequency signal V RF (t) can be performed more accurately than in the past over a wide band.
これにより、放射素子を2次元的に配列した送信用のフェイズドアレイアンテナにおいて、電磁波を効率良く送信できる方向(送信する電磁波の主ビーム方向)を広帯域に亘って従来よりも精度良く制御することが可能な送信用のフェイズドアレイアンテナを実現することができる。 Thus, in a transmission phased array antenna in which radiating elements are two-dimensionally arranged, the direction in which electromagnetic waves can be transmitted efficiently (the main beam direction of the electromagnetic waves to be transmitted) can be controlled over a wide band with higher accuracy than before. A possible phased array antenna for transmission can be realized.
本発明の第二の態様に係るフェイズドアレイアンテナは、m個(mは2以上の整数)×n個(nは2以上の整数)の2次元的に配列された放射素子Aij(i=1〜m、j=1〜n)と、合計n個×m個の受信回路Bij(i=1〜m、j=1〜n)とを備えており、前記受信回路Bijのそれぞれは、周波数fLOを有する第1局所信号VLO1(t)に遅延θ1jを与えることによって、第2局所信号VLO2(t)=VLO1(t−θ1j)を生成する第1伝送線路と、前記第1局所信号VLO1(t)に遅延θ2jを与えることによって、第3局所信号VLO3(t)=VLO1(t−θ2j)を生成する第2伝送線路と、周波数fRF(fLO<fRF)を有する第1無線周波数信号VRF1(t)と前記第2局所信号VLO2(t−θ1j)とを乗算することによって、周波数fRF−fLOを有する第1中間周波数信号VIF1(t)を生成する第1混合器と、前記第3局所信号VLO3(t)と前記第1中間周波数信号VIF1(t)とを加算した和信号VIF1+LO3(t)から信号光SLjを生成し、生成した信号光SLjに遅延ψiを与えることによって、遅延信号光SL’jを生成する時間遅延光学系と、前記遅延信号光SL’jが入力される時間遅延器TDijと、を備えており、前記時間遅延器TDijは、前記遅延信号光SL’jをO/E変換することによって、遅延和信号VIF1+LO3(t−ψi)を生成するO/E変換器と、前記遅延和信号VIF1+LO3(t−ψi)を分波することによって、遅延中間周波数信号VIF1(t−ψi)と遅延局所信号VLO3(t−ψi)とを生成する分波器と、第1分散付与フィルタが挿入された第3伝送線路であって、前記第1分散付与フィルタによる遅延θDjと、前記第3伝送線路による遅延θ3とを前記遅延局所信号VLO3(t−ψi)に与えることによって、第4局所信号VLO4(t)=VLO3(t−ψi−θDj−θ3)を生成する第3伝送線路と、前記第1分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第2分散付与フィルタが挿入された第4伝送線路であって、前記第2分散付与フィルタによる遅延θDj’と、前記第4伝送線路による遅延θ4とを前記遅延中間周波数信号VIF1(t−ψi)に与えることによって、第2中間周波数信号VIF2(t)=VIF1(t−ψi−θDj’−θ4)を生成する第4伝送線路と、前記第4局所信号VLO4(t)と前記第2中間周波数信号VIF2(t)とを乗算することによって、周波数fRFを有する第2無線周波数信号VRF2(t)を生成する第2混合器と、を備えており、前記遅延θDj及び遅延θDj’の各大きさは、同一のグループに属するn個の前記時間遅延器TDij同士で互いに異なっており、各放射素子Aijから出力された無線信号を、前記第1無線周波数信号VRF1(t)として対応する前記第1混合器に供給する、ことを特徴とする。 The phased array antenna according to the second aspect of the present invention includes m (m is an integer of 2 or more) × n (n is an integer of 2 or more) two-dimensionally arranged radiating elements Aij (i = 1). ˜m, j = 1 to n) and a total of n × m receiving circuits Bij (i = 1 to m, j = 1 to n), each of the receiving circuits Bij having a frequency f A first transmission line that generates a second local signal V LO2 (t) = V LO1 (t−θ 1j ) by giving a delay θ 1j to the first local signal V LO1 (t) having LO ; A second transmission line that generates a third local signal V LO3 (t) = V LO1 (t−θ 2j ) by giving a delay θ 2j to one local signal V LO1 (t), and a frequency f RF (f LO <first radio frequency signal V RF1 (t) and the second local signal having a f RF) By multiplying the V LO2 (t-θ 1j) , a first mixer to generate a first intermediate frequency signal V IF1 having a frequency f RF -f LO (t), the third local signal V LO3 ( t) and the first intermediate frequency signal V IF1 (t) are added to generate a signal light SLj from the sum signal V IF1 + LO3 (t), and a delay ψ i is given to the generated signal light SLj, whereby the delayed signal light A time delay optical system for generating SL′j, and a time delay TDij to which the delayed signal light SL′j is input. The time delay TDij converts the delayed signal light SL′j to O / by converting E, and O / E converter for generating a delayed sum signal V IF1 + LO3 (t-ψ i), by the delay sum signal V IF1 + LO3 the (t-ψ i) for demultiplexing, the delay intermediate frequency A No. V IF1 (t-ψ i) the delayed local signal V LO3 (t-ψ i) a third transmission line and the demultiplexer to generate, the first dispersion providing filter is inserted, said first By applying the delay θ Dj due to the dispersion applying filter and the delay θ 3 due to the third transmission line to the delayed local signal V LO3 (t−ψ i ), the fourth local signal V LO4 (t) = V LO3 ( t−ψ i −θ Dj −θ 3 ) and a fourth transmission line in which a second dispersion providing filter that gives a dispersion of an opposite sign is inserted between the third transmission line and the first dispersion providing filter. , By providing the delay intermediate frequency signal V IF1 (t−ψ i ) with the delay θ Dj ′ by the second dispersion providing filter and the delay θ 4 by the fourth transmission line, to the second intermediate frequency signal V IF2. (T) = V IF1 (t−ψ i A fourth transmission line for generating a -θ Dj '-θ 4), by multiplying the fourth local signal V LO4 (t) and the second intermediate frequency signal V IF2 (t), the frequency f RF And a second mixer that generates a second radio frequency signal V RF2 (t) having a magnitude of each of the delay θ Dj and the delay θ Dj ′ belonging to the same group The delay devices TDij are different from each other, and the radio signal output from each radiating element Aij is supplied to the corresponding first mixer as the first radio frequency signal V RF1 (t). .
上記の構成によれば、電磁波を効率良く受信できる方向(受信する電磁波の主ビーム方向)を広帯域に亘って従来よりも精度良く制御することが可能な受信用のフェイズドアレイアンテナを実現することができる。 According to the above configuration, it is possible to realize a receiving phased array antenna capable of controlling the direction in which electromagnetic waves can be efficiently received (the direction of the main beam of the received electromagnetic waves) over a wide band with higher accuracy than before. it can.
本発明の前記第一の態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記時間遅延光学系は、搬送光CLを生成する光源と、前記信号光SLを分岐することによって、信号光SL1,…,SL’i,…,SLmを生成する光分岐器と、各信号光SLiに前記遅延ψiを与えることによって、前記遅延光信号SL’iを生成する光導波路からなる光導波路群であって、各光導波路にて与えられる遅延ψ1,ψ2,…,ψmの大きさをそれぞれ制御できる光導波路群と、を更に有していてもよい。 In the phased array antenna according to the first aspect of the present invention, the time delay optical system includes the light source for generating the carrier light CL and the signal light SL1 by branching the signal light SL. ,..., SLm, and an optical waveguide group consisting of an optical waveguide that generates the delayed optical signal SL′i by applying the delay ψ i to each signal light SLi, given in the delay ψ 1, ψ 2, ..., and the optical waveguide group [psi m in size to be controlled respectively, may further have a.
上記の構成によれば、単一光源が出射する搬送光CLと和信号VIF1+LO3(t)とから生成した信号光SLを複数の信号光SLiに分岐し、各信号光SLiを伝送する各光導波路が、各信号光SLiに異なる大きさの遅延ψiを与えることができる。この結果、例えばm行n列に放射素子Aijを配列した場合の行方向に配列された放射素子Aijが電磁波を効率良く送信できる方向(送信する電磁波の主ビーム方向)を変化させることができる。また、搬送光CLを生成するための光源がひとつで済むので、より安価なフェイズドアレイアンテナを実現することができる。 According to the above configuration, each optical light that branches the signal light SL generated from the carrier light CL emitted from the single light source and the sum signal V IF1 + LO3 (t) into the plurality of signal lights SLi and transmits each signal light SLi. The waveguide can give delays ψ i of different sizes to each signal light SLi. As a result, for example, the direction in which the radiating elements Aij arranged in the row direction when the radiating elements Aij are arranged in m rows and n columns can efficiently transmit electromagnetic waves (the main beam direction of the electromagnetic waves to be transmitted) can be changed. Moreover, since only one light source for generating the carrier light CL is required, a cheaper phased array antenna can be realized.
本発明の前記第二の態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記時間遅延光学系は、搬送光CLを生成する光源と、前記信号光SLjに前記遅延ψiを与えることによって、前記遅延光信号SL’jを生成する光導波路であって、前記遅延ψiの大きさが、前記受信回路Bijのi=1〜mに応じて互いに異なる量変化するように設定されている光導波路と、を更に有していてもよい。 In the phased array antenna according to the second aspect of the present invention, the time delay optical system includes the light source that generates the carrier light CL and the delayed optical signal SL by giving the delay ψ i to the signal light SLj. an optical waveguide for generating 'j, wherein the magnitude of the delay ψ i is set such that the amount of the delay ψ i varies from one to another according to i = 1 to m of the receiving circuit Bij, You may have.
上記の構成によれば、単一光源が出射する搬送光CLと和信号VIF1+LO3(t)とから生成した信号光SLjに異なる量変化した遅延ψiを与えることができる。この結果、例えばm行n列に放射素子Aijを配列した場合の行方向に配列された放射素子A1j〜Amjが電磁波を効率良く受信できる方向(受信する電磁波の主ビーム方向)を変化させることができる。また、搬送光CLを生成するための光源がひとつで済むので、より安価なフェイズドアレイアンテナを実現することができる。 According to the above configuration, it is possible to give the delay ψ i changed by a different amount to the signal light SLj generated from the carrier light CL emitted from the single light source and the sum signal V IF1 + LO3 (t). As a result, for example, when the radiating elements Aij are arranged in m rows and n columns, the direction in which the radiating elements A1j to Amj arranged in the row direction can efficiently receive the electromagnetic waves (the main beam direction of the received electromagnetic waves) can be changed. it can. Moreover, since only one light source for generating the carrier light CL is required, a cheaper phased array antenna can be realized.
本発明の前記第一の態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記時間遅延光学系は、搬送光CLiを生成する光源からなる光源群であって、各光源にて生成される搬送光CL1,CL2,…,CLmの波長が異なる光源群と、搬送光CL1,CL2,…,CLmを合波することによって、搬送光CLを生成する合波器と、前記搬送光CLを、前記和信号VIF1+LO3(t)に基づいて強度変調し、前記信号光SLを生成する強度変調器と、前記信号光SLに波長分散を与えることによって、遅延信号光SL’を生成する光導波路と、前記遅延信号光SL’を波長分波することによって、前記遅延信号光SL’1,…,SL’i,…,SL’mを生成する波長分波器と、を更に有していてもよい。 In the phased array antenna according to the first aspect of the present invention, the time delay optical system is a light source group including light sources that generate the carrier light CLi, and the carrier lights CL1, CL2, and ..., a light source group having a different wavelength of CLm, and a multiplexer that generates the carrier light CL by multiplexing the carrier lights CL1, CL2, ..., CLm, and the carrier light CL, the sum signal V IF1 + LO3 ( t), an intensity modulator that generates the signal light SL, an optical waveguide that generates the delayed signal light SL ′ by giving chromatic dispersion to the signal light SL, and the delayed signal light SL. , SL′i,..., SL′m to generate the delayed signal light SL′m.
上記の構成によれば、各搬送光CLiの波長λiを変化させることによって、遅延時間ψiを変化させることができ、例えばm行n列に放射素子Aijを配列した場合の行方向に配列された放射素子A1j〜Amjが電磁波を効率良く送信できる方向(送信する電磁波の主ビーム方向)を変化させることができる。また、信号光SLを遅延させるための導波路がひとつで済むので、より安価なフェイズドアレイアンテナを実現することができる。 According to the above configuration, the delay time ψ i can be changed by changing the wavelength λ i of each carrier light CLi. For example, the radiating elements A ij are arranged in m rows and n columns. The direction in which the radiating elements A1j to Amj can efficiently transmit electromagnetic waves (the main beam direction of the electromagnetic waves to be transmitted) can be changed. In addition, since only one waveguide for delaying the signal light SL is required, a cheaper phased array antenna can be realized.
本発明の第六の態様に係る受信用のフェイズドアレイアンテナは、m個(mは2以上の整数)×n個(nは2以上の整数)の2次元的に配列された放射素子Aij(i=1〜m、j=1〜n)と、合計m個×n個の受信回路Bij(i=1〜m、j=1〜n)とを備えており、前記受信回路Bijのそれぞれは、周波数fLOを有する第1局所信号VLO1(t)に遅延θ1jを与えることによって、第2局所信号VLO2(t)=VLO1(t−θ1j)を生成する第1伝送線路と、前記第1局所信号VLO1(t)に遅延θ2jを与えることによって、第3局所信号VLO3(t)=VLO1(t−θ2j)を生成する第2伝送線路と、周波数fRF(fLO<fRF)を有する第1無線周波数信号VRF1(t)と前記第2局所信号VLO2(t−θ1j)とを乗算することによって、周波数fRF−fLOを有する第1中間周波数信号VIF1(t)を生成する第1混合器と、前記第3局所信号VLO3(t)と前記第1中間周波数信号VIF1(t)とを加算した和信号VIF1+LO3(t)から信号光SLjを生成し、生成した信号光SLjに遅延ψiを与えることによって、遅延信号光SL’ijを生成する時間遅延光学系と、前記遅延信号光SL’ijが入力される時間遅延器TDijと、を備えており、前記時間遅延器TDijは、前記遅延信号光SL’ijをO/E変換することによって、遅延和信号VIF1+LO3(t−ψi)を生成するO/E変換器と、前記遅延和信号VIF1+LO3(t−ψi)を分波することによって、遅延中間周波数信号VIF1(t−ψi)と遅延局所信号VLO3(t−ψi)とを生成する分波器と、第1分散付与フィルタが挿入された第3伝送線路であって、前記第1分散付与フィルタによる遅延θDijと、前記第3伝送線路による遅延θ3とを前記遅延局所信号VLO3(t−ψi)に与えることによって、第4局所信号VLO4(t)=VLO3(t−ψi−θDij−θ3)を生成する第3伝送線路と、前記第1分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第2分散付与フィルタが挿入された第4伝送線路であって、前記第2分散付与フィルタによる遅延θDij’と、前記第4伝送線路による遅延θ4とを前記遅延中間周波数信号VIF1(t−ψi)に与えることによって、第2中間周波数信号VIF2(t)=VIF1(t−ψi−θDij’−θ4)を生成する第4伝送線路と、前記第4局所信号VLO4(t)と前記第2中間周波数信号VIF2(t)とを乗算することによって、周波数fRFを有する第2無線周波数信号VRF2(t)を生成する第2混合器と、を備えており、前記遅延θDii及び遅延θDij’の各大きさは、iが同じならば互いに同じである一方、jが異なっているならば互いに異なっており、前記時間遅延光学系は、放射素子A1j〜Amjに対応して搬送光CL1j〜CLmjを生成する光源と、搬送光CL1j〜CLmjを、対応する前記和信号VIF1+LO3(t)に基づいて強度変調し、信号光SL1j,…,SLij,…,SLmjを生成するm個の強度変調器と、前記信号光SL1j,…,SLij,…,SLmjを合波することによって、前記信号光SLjを生成する合波器と、前記信号光SLjに波長分散を与えることによって、遅延信号光SL’jを生成する光導波路と、前記遅延信号光SL’jを波長分波することによって、前記遅延信号光SL’ij(i=1〜m)を生成する波長分波器と、を更に有しており、各放射素子Aijから出力された無線信号を、前記第1無線周波数信号VRF1(t)として対応する前記第1混合器に供給する、ことを特徴とする。 The phased array antenna for reception according to the sixth aspect of the present invention has m (m is an integer of 2 or more) × n (n is an integer of 2 or more) two-dimensionally arranged radiating elements Aij ( i = 1 to m, j = 1 to n) and a total of m × n receiving circuits Bij (i = 1 to m, j = 1 to n), each of the receiving circuits Bij A first transmission line that generates a second local signal V LO2 (t) = V LO1 (t−θ 1j ) by applying a delay θ 1j to the first local signal V LO1 (t) having the frequency f LO A second transmission line for generating a third local signal V LO3 (t) = V LO1 (t−θ 2j ) by giving a delay θ 2j to the first local signal V LO1 (t), and a frequency f RF wherein (f LO <f RF) and the first radio frequency signal V RF1 (t) having a first By multiplying the local signal V LO2 (t-θ 1j) , a first mixer to generate a first intermediate frequency signal V IF1 having a frequency f RF -f LO (t), the third local signal V The signal light SLj is generated from the sum signal V IF1 + LO3 (t) obtained by adding LO3 (t) and the first intermediate frequency signal V IF1 (t), and the delay ψ i is given to the generated signal light SLj, thereby delaying A time delay optical system that generates the signal light SL′ij; and a time delay TDij to which the delay signal light SL′ij is input. The time delay TDij includes the delay signal light SL′ij. the by converting O / E, and O / E converter for generating a delayed sum signal V IF1 + LO3 (t-ψ i), by the delay sum signal V IF1 + LO3 the (t-ψ i) for demultiplexing, A rolled intermediate frequency signal V IF1 and (t-ψ i) the delayed local signal V LO3 (t-ψ i) and demultiplexer that produces a third transmission line first dispersion providing filter is inserted, By giving a delay θ Dij due to the first dispersion providing filter and a delay θ 3 due to the third transmission line to the delayed local signal V LO3 (t−ψ i ), a fourth local signal V LO4 (t) = A fourth transmission line in which a third transmission line that generates V LO3 (t−ψ i −θ Dij −θ 3 ) and a second dispersion providing filter that gives a dispersion having an opposite sign to the first dispersion providing filter is inserted. The delay intermediate frequency signal V IF1 (t−ψ i ) is provided with the delay θ Dij ′ due to the second dispersion providing filter and the delay θ 4 due to the fourth transmission line to the second intermediate frequency signal. signal V IF2 (t) = V F1 multiplying the fourth transmission line for generating a (t-ψ i -θ Dij ' -θ 4), the fourth local signal V LO4 (t) and the second intermediate frequency signal V IF2 and (t) And a second mixer for generating a second radio frequency signal V RF2 (t) having a frequency f RF , and the magnitudes of the delay θ Dii and the delay θ Dij ′ are the same if i is the same The time delay optical systems are different from each other if j is different, and the time delay optical system includes a light source that generates the carrier lights CL1j to CLmj corresponding to the radiating elements A1j to Amj, and the carrier lights CL1j to CLmj is intensity-modulated based on the corresponding sum signal V IF1 + LO3 (t) to generate signal light SL1j, ..., SLij, ..., SLmj, and the signal light SL1j, ..., SLij , ..., SL j is combined to generate the signal light SLj, an optical waveguide that generates the delayed signal light SL′j by giving chromatic dispersion to the signal light SLj, and the delayed signal light SL. further includes a wavelength demultiplexer that generates the delayed signal light SL′ij (i = 1 to m) by demultiplexing “j”, and the radio signal output from each radiating element Aij Is supplied to the corresponding first mixer as the first radio frequency signal V RF1 (t).
上記の構成によれば、搬送光CLijの波長λiをi=1〜mに応じて変化させることによって、遅延時間ψiを変化させることができ、例えばm行n列に放射素子Aijを配列した場合の行方向に配列された放射素子A1j〜Amjが電磁波を効率良く受信できる方向(受信する電磁波の主ビーム方向)を変化させることができる。また、信号光SLjを遅延させるための導波路がひとつで済むので、より安価なフェイズドアレイアンテナを実現することができる。 According to the above configuration, the delay time ψ i can be changed by changing the wavelength λ i of the carrier light CLij in accordance with i = 1 to m. For example, the radiating elements Aij are arranged in m rows and n columns. The direction in which the radiating elements A1j to Amj arranged in the row direction can receive electromagnetic waves efficiently (the main beam direction of the received electromagnetic waves) can be changed. Further, since only one waveguide for delaying the signal light SLj is required, a cheaper phased array antenna can be realized.
本発明の前記各態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記ψiが、対応するm個の放射素子Aij(i=1〜m)の配列順に等差的に設定されており、前記第1分散付与フィルタ及び前記第2分散付与フィルタが信号に与える分散の絶対値を、各グループに属するn個の前記時間遅延器TDijにおいて|Dj|であるとすると、分散の絶対値|Dj|が、対応するn個の放射素子Aij(j=1〜n)の配列順に等差的に設定されていてもよい。 In the phased array antenna according to each aspect of the present invention, the ψ i is set in an equal order in the arrangement order of the corresponding m radiating elements Aij (i = 1 to m), and the first dispersion provision If the absolute value of the dispersion given to the signal by the filter and the second dispersion imparting filter is | D j | in the n time delay elements TDij belonging to each group, the absolute value of dispersion | D j | The n radiation elements Aij (j = 1 to n) corresponding to each other may be set in an equal order.
上記の構成によれば、放射素子Aijが受信した第1無線周波数信号VRFj(t)を、周波数fLOを有する共通の第1局所信号VLO(t)を用いてダウンコンバートする構成の場合には、第1分散付与フィルタが信号に与える分散を等差的に変えるとともに、第2分散付与フィルタが信号に与える逆符号の分散を等差的に変えるとよい。これにより、前記受信用のフェイズドアレイアンテナでは、放射素子Ai1〜Ainが同一直線上に等間隔で配置されている場合に、電磁波を効率良く受信できる方向を広帯域に亘って精度良く制御することができる。したがって、前記送受信用のフェイズドアレイアンテナでは、電磁波を効率良く送受信できる方向を広帯域に亘って精度良く制御することができる。 According to the above configuration, the first radio frequency signal V RFj (t) received by the radiating element Aij is down-converted using the common first local signal V LO (t) having the frequency f LO. In this case, it is preferable that the dispersion given to the signal by the first dispersion providing filter is changed equally, and the dispersion of the reverse code given to the signal by the second dispersion providing filter is changed equally. Thereby, in the receiving phased array antenna, when the radiating elements Ai1 to Ain are arranged on the same straight line at equal intervals, the direction in which the electromagnetic wave can be efficiently received can be accurately controlled over a wide band. it can. Therefore, in the phased array antenna for transmission and reception, the direction in which electromagnetic waves can be efficiently transmitted and received can be accurately controlled over a wide band.
本発明の前記各態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記第1伝送線路及び前記第4伝送線路と各電気長の和は、前記第2伝送線路及び前記第3伝送線路の各電気長の和と等しくてもよい。 In the phased array antenna according to each aspect of the present invention, the sum of the first transmission line and the fourth transmission line and the electrical lengths is the sum of the electrical lengths of the second transmission line and the third transmission line. May be equal.
上記の構成によれば、θ4j+θ1−θ2−θ3j=0又はθ4+θ1j−θ2j−θ3=0となるので、制御変数である第1局所信号VLO1(t)の周波数fLOの変化量ΔfLOと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間に、Δδ=2DΔfLO又はΔδ=−2DΔfLOという関係が成り立つ。したがって、遅延δの変化量Δδが第1無線周波数信号VRF(t)の周波数fRFに依存しなくなる。このため、第1無線周波数信号VRF(t)に与える遅延δの制御を広帯域に亘って更に精度良く行うことができる。 According to the above configuration, θ 4j + θ 1 −θ 2 −θ 3j = 0 or θ 4 + θ 1j −θ 2j −θ 3 = 0, so that the first local signal V LO1 (t) that is the control variable is and the frequency f LO of the variation Delta] f LO, between the variation .DELTA..delta delay δ is a controlled variable, it holds the relationship Δδ = 2DΔf LO or Δδ = -2DΔf LO. Accordingly, the change amount Δδ of the delay δ does not depend on the frequency f RF of the first radio frequency signal V RF (t). Therefore, the control of the delay δ given to the first radio frequency signal V RF (t) can be performed with higher accuracy over a wide band.
本発明の前記各態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記第1分散付与フィルタ及び前記第2分散付与フィルタは、CEBG(Chirped Electromagnetic Bandgap)伝送線路により構成されていてもよい。 In the phased array antenna according to each aspect of the present invention, the first dispersion imparting filter and the second dispersion imparting filter may be configured by a CEBG (Chirped Electromagnetic Bandgap) transmission line.
CEBG伝送線路は、入力信号に対して分散(該入力信号の周波数に比例する遅延)を与えることが可能なマイクロストリップ線路である。したがって、上記の構成によれば、第1分散付与フィルタ及び第2分散付与フィルタを低コスト(マイクロストリップ線路と同程度のコスト)で実現することができる。 The CEBG transmission line is a microstrip line that can give dispersion (a delay proportional to the frequency of the input signal) to the input signal. Therefore, according to said structure, a 1st dispersion | distribution provision filter and a 2nd dispersion | distribution provision filter are realizable at low cost (a cost comparable as a microstrip line).
上記の時間遅延器によれば、無線周波数信号に与える遅延を、局所信号の周波数を変化させることによって制御することができ、しかも、この制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことが可能な時間遅延器を実現することができる。したがって、上記の時間遅延器を用いた本発明のフェイズドアレイアンテナによれば、電磁波を効率良く送信又は受信できる方向(放射する電磁波の主ビーム方向)を広帯域に亘って従来よりも精度良く制御することができる。 According to the time delay device described above, the delay applied to the radio frequency signal can be controlled by changing the frequency of the local signal, and this control can be performed over a wide band with higher accuracy than before. A simple time delay device can be realized. Therefore, according to the phased array antenna of the present invention using the above-described time delay device, the direction in which electromagnetic waves can be transmitted or received efficiently (the main beam direction of the radiated electromagnetic waves) is controlled more accurately than in the past over a wide band. be able to.
〔第1の実施形態〕
(1.フェイズドアレイアンテナの構成)
(フェイズドアレイアンテナの概略構成)
本発明の第1の実施形態に係る送信用のフェイズドアレイアンテナ1の構成について、図1を参照して説明する。図1は、フェイズドアレイアンテナ1の構成を示すブロック図である。フェイズドアレイアンテナ1は、大きく分けて、複数個の放射素子と、信号光生成部1Aと、遅延信号光生成部1Bと、無線周波数信号生成部1Ciとを備えている。
[First Embodiment]
(1. Phased array antenna configuration)
(Schematic configuration of phased array antenna)
The configuration of the phased
放射素子として、m個(mは2以上の整数)×n個(nは2以上の整数)の放射素子Aij(i=1〜m,j=1〜n)が2次元的に配列されている。信号光生成部1Aは、無線周波数信号源RFから出力される第1無線周波数信号VRF1(t)に基づいて、信号光SLを生成する。遅延信号光生成部1Bは、信号光SLに基づいてm個の遅延信号光SL’1,…,SL’i,…,SL’mを生成する。無線周波数信号生成部1Ciは、遅延信号光SL’1,…,SL’i,…,SL’mのうちの遅延信号光SL’iに基づいて、対応する放射素子Ai1,…,Aij,…,Ainに供給する第2無線周波数信号VRF2(t)を生成する。なお、無線周波数信号生成部1Ciは、m個の遅延信号光SL’1,…,SL’i,…,SL’mのそれぞれに対応してm個設けられている。次に、各部1A,1B,1Ciの構成をより具体的に説明する。
As the radiating elements, m (m is an integer of 2 or more) × n (n is an integer of 2 or more) radiating elements Aij (i = 1 to m, j = 1 to n) are two-dimensionally arranged. Yes. The
(信号光生成部の構成)
信号光生成部1Aは、局所信号源LOと、前記無線周波数信号源RFと、第1伝送線路TL1と、混合器MX1(第1混合器)と、第2伝送線路TL2と、合波器MPと、光源LSと、光変調器OM(強度変調器)とを備えている。
(Configuration of signal light generator)
The
局所信号源LOは、周波数fLOを有する第1局所信号VLO1(t)を出力する。無線周波数信号源RFは、周波数fRF(fLO<fRF)を有する前記第1無線周波数信号VRF1(t)を出力する。第1伝送線路TL1は、局所信号源LOの出力端子から混合器MX1の2つの入力端子のうち第2入力端子に至る線路であり、第1局所信号VLO1(t)に遅延θ1を与えることによって、第2局所信号VLO2(t)=VLO1(t−θ1)を生成する。混合器MX1は、第1入力端子から入力される第1無線周波数信号VRF1(t)と、第2入力端子から入力される第2局所信号VLO2(t−θ1)とを乗算することによって、周波数fRF−fLOを有する第1中間周波数信号VIF1(t)を生成する。 The local signal source LO outputs a first local signal V LO1 (t) having a frequency f LO . The radio frequency signal source RF outputs the first radio frequency signal V RF1 (t) having a frequency f RF (f LO <f RF ). The first transmission line TL1 is a line extending from the output terminal of the local signal source LO to the second input terminal of the two input terminals of the mixer MX1, and gives a delay θ 1 to the first local signal V LO1 (t). Thus, the second local signal V LO2 (t) = V LO1 (t−θ 1 ) is generated. The mixer MX1 multiplies the first radio frequency signal V RF1 (t) input from the first input terminal by the second local signal V LO2 (t−θ 1 ) input from the second input terminal. Generates a first intermediate frequency signal V IF1 (t) having a frequency f RF −f LO .
第2伝送線路TL2は、局所信号源LOの出力端子から合波器MPの2つの入力端子のうち第2入力端子に至る線路であり、第1局所信号VLO1(t)に遅延θ2を与えることによって、第3局所信号VLO3(t)=VLO1(t−θ2)を生成する。合波器MPは、第1入力端子から入力される第1中間周波数信号VIF1(t)と、第2入力端子から入力される第3局所信号VLO3(t)とを加算することによって、和信号VIF1+LO3(t)=VIF1(t)+VLO3(t)を生成する。光源LSは、搬送光CLを生成する。光変調器OMは、搬送光CLを和信号VIF1+LO3(t)で強度変調することによって、前記信号光SLを生成する。なお、光変調器OMとして、例えばMZ変調器(Mach-Zehnder Modulator)を用いることができる。 The second transmission line TL2 is a line extending from the output terminal of the local signal source LO to the second input terminal of the two input terminals of the multiplexer MP, and adds a delay θ 2 to the first local signal V LO1 (t). By giving, the third local signal V LO3 (t) = V LO1 (t−θ 2 ) is generated. The multiplexer MP adds the first intermediate frequency signal V IF1 (t) input from the first input terminal and the third local signal V LO3 (t) input from the second input terminal. The sum signal V IF1 + LO3 (t) = V IF1 (t) + V LO3 (t) is generated. The light source LS generates the carrier light CL. The optical modulator OM generates the signal light SL by intensity-modulating the carrier light CL with the sum signal V IF1 + LO3 (t). As the optical modulator OM, for example, an MZ modulator (Mach-Zehnder Modulator) can be used.
(遅延信号光生成部の構成)
遅延信号光生成部1Bは、光分岐器ODと、m個の光導波路OWGiからなる光導波路群とを備えている。光分岐器ODは、信号光SLを分岐することによって、信号光SL1,SL2,…,SLmを生成する。光分岐器ODにより生成された各信号光SLiは、対応する光導波路OWGiに供給される。なお、前記の光源LS及び光変調器OMと、遅延信号光生成部1Bとが、時間遅延光学系を構成する。
(Configuration of delayed signal light generator)
The delayed signal
光導波路OWGiは、例えば信号光SLiに時間遅延(以下、遅延と呼ぶ)ψi={Dλ+(i−1)dλ}λ+φ0を与えることによって、遅延信号光SL’iを生成する。光導波路OWG1,…,OWGi,…,OWGmにて与えられる遅延ψ1,…,ψi,…,ψmの大きさは、n×m個の放射素子Aijが放射する電磁波の主ビーム方向の行方向成分に応じて設定される。また、行方向の時間遅延差ΔtR=ψ2−ψ1=ψ3−ψ2=…=ψm−ψm−1は、例えば一定値dλに等しく、等差的に設定されている。行方向に配列された放射素子A1j,…,Aij,…,Amjの等位相面は、この時間遅延差ΔtRに応じて傾く。光導波路OWGiとして、波長分散の異なる光導波路、又は、光路長の可変な光導波路を用いることができる。波長分散の異なる光導波路としては、例えば、チャープファイバブラッググレーティング(CFBG)、シングルモードファイバと分散補償ファイバとの組み合わせ、又は分散シフトファイバなどが挙げられる。なお、本実施形態においては、光導波路OWGiとして、遅延ψiに応じた光路長を有する光ファイバを用いる。 The optical waveguide OWGi generates the delayed signal light SL′i, for example, by giving the signal light SLi a time delay (hereinafter referred to as delay) ψ i = {D λ + (i−1) d λ } λ + φ 0. . The magnitudes of the delays ψ 1 ,..., Ψ i ,..., Ψ m given by the optical waveguides OWG1,..., OWGi,. It is set according to the row direction component. Further, the time delay difference Δt R in the row direction Δt R = ψ 2 −ψ 1 = ψ 3 −ψ 2 =... = Ψ m −ψ m−1 is, for example, equal to a constant value d λ and set equal. . Radiating element A1j arranged in the row direction, ..., Aij, ..., equiphase surface of Amj tilts in response to the time delay difference Delta] t R. As the optical waveguide OWGi, optical waveguides with different wavelength dispersions or optical waveguides with variable optical path lengths can be used. Examples of optical waveguides having different chromatic dispersion include chirped fiber Bragg grating (CFBG), a combination of a single mode fiber and a dispersion compensating fiber, or a dispersion shifted fiber. In the present embodiment, an optical fiber having an optical path length corresponding to the delay ψ i is used as the optical waveguide OWGi.
(無線周波数信号生成部の構成)
光導波路OWGiに対応して設けられた無線周波数信号生成部1Ciは、O/E変換器OEと、分波器DIPと、n個の時間遅延器TDi1,…,TDij,…,TDinとを備えている。O/E変換器OEは、光導波路OWGiにて生成された遅延信号光SL’iをO/E変換(光電変換)することによって、遅延和信号VIF+LO(t−ψi)を生成する。O/E変換器OEiは、例えば、フォトダイオードである。
(Configuration of radio frequency signal generator)
The radio frequency signal generation unit 1Ci provided corresponding to the optical waveguide OWGi includes an O / E converter OE, a duplexer DIP, and n time delay units TDi1, ..., TDij, ..., TDin. ing. The O / E converter OE generates a delayed sum signal V IF + LO (t−ψ i ) by performing O / E conversion (photoelectric conversion) on the delayed signal light SL′i generated by the optical waveguide OWGi. The O / E converter OEi is, for example, a photodiode.
分波器DIPは、遅延和信号VIF+LO(t−ψi)を分波することによって、遅延中間周波数信号VIF1'(t)=VIF1(t−ψi)と遅延局所信号VLO3'(t)=VLO3(t−ψi)とを生成する。 The demultiplexer DIP demultiplexes the delayed sum signal V IF + LO (t−ψ i ), so that the delayed intermediate frequency signal V IF1 ′ (t) = V IF1 (t−ψ i ) and the delayed local signal V LO3 ′. (T) = V LO3 (t−ψ i ) is generated.
時間遅延器TDijの構成を説明するにあたって、時間遅延器TD11を代表的に取り上げて説明する。時間遅延器TD11は、混合器MX2(第2混合器)と、2つのサーキュレータC1、C2と、2つの分散付与フィルタDF11(第1分散付与フィルタ),DF21(第2分散付与フィルタ)とを備えている。サーキュレータC1、C2の働きについては、図11を参照して前述したとおりである。 In describing the configuration of the time delay unit TDij, the time delay unit TD11 will be representatively described. The time delay unit TD11 includes a mixer MX2 (second mixer), two circulators C1 and C2, two dispersion imparting filters DF11 (first dispersion imparting filter), and DF21 (second dispersion imparting filter). ing. The functions of the circulators C1 and C2 are as described above with reference to FIG.
混合器MX2の2つの入力端子のうち第1入力端子には、分散付与フィルタDF11が挿入された第3伝送線路TL3が接続されている。第3伝送線路TL3は、O/E変換器OEiの出力端子から始まり、サーキュレータC1の第1ポート及び第2ポートを経て分散付与フィルタDF11を往復し、サーキュレータC1の第2ポート及び第3ポートを経て混合器MX2の第1入力端子に至る線路である。第3伝送線路TL3は、分波器DIPiから出力される遅延局所信号VLO3'(t)に対して、分散付与フィルタDF11による遅延θD1と、第3伝送線路TL3による遅延θ31とを与えることによって、第4局所信号VLO4(t)=VLO3(t−ψi−θD1−θ31)を生成する。 Of the two input terminals of the mixer MX2, the first input terminal is connected to the third transmission line TL3 in which the dispersion providing filter DF11 is inserted. The third transmission line TL3 starts from the output terminal of the O / E converter OEi, reciprocates through the dispersion imparting filter DF11 via the first port and the second port of the circulator C1, and passes through the second port and the third port of the circulator C1. The line reaches the first input terminal of the mixer MX2. The third transmission line TL3 gives a delay θ D1 due to the dispersion applying filter DF11 and a delay θ 31 due to the third transmission line TL3 to the delayed local signal V LO3 ′ (t) output from the demultiplexer DIPi. Thus, the fourth local signal V LO4 (t) = V LO3 (t−ψ i −θ D1 −θ 31 ) is generated.
分散付与フィルタDF11として、負の分散−D[s/Hz]を与える分散付与フィルタを用いた場合、遅延局所信号VLO3'(t)に与えられる遅延θD1は、θD1=DfLO+θ0となり、第4局所信号VLO4(t)は、VLO4(t)=VLO3(t−ψi−DfLO−θ0−θ31)となる。一方、分散付与フィルタDF11として、正の分散+D[s/Hz]を与える分散付与フィルタを用いた場合、遅延局所信号VLO3'(t)に与えられる遅延θD1は、θD1=−DfLO+θ0となり、第4局所信号VLO4(t)は、VLO4(t)=VLO(t−ψi+DfLO−θ0−θ31)となる。 When a dispersion providing filter that gives negative dispersion −D [s / Hz] is used as the dispersion providing filter DF11, the delay θ D1 given to the delayed local signal V LO3 ′ (t) is θ D1 = Df LO + θ 0. Thus, the fourth local signal V LO4 (t) becomes V LO4 (t) = V LO3 (t−ψ i −Df LO −θ 0 −θ 31 ). On the other hand, when a dispersion providing filter that gives positive dispersion + D [s / Hz] is used as the dispersion providing filter DF11, the delay θ D1 given to the delayed local signal V LO3 ′ (t) is θ D1 = −Df LO + Θ 0 , and the fourth local signal V LO4 (t) becomes V LO4 (t) = V LO (t−ψ i + Df LO −θ 0 −θ 31 ).
なお、このような分散付与フィルタDF11は、例えば、非特許文献1に開示されているようなCEBG(Chirped Electromagnetic Bandgap)伝送線路により構成することができる。CEBG伝送線路は、マイクロストリップ線路のストリップ導体の幅を周期的に拡縮させて構成されている。これにより、CEBG伝送線路は、入力された信号の周波数に応じて該信号を反射する線路上の位置を変えて線路長を変えることができるので、入力された信号の周波数に応じた遅延を該信号に与えることができる。
In addition, such a dispersion | distribution provision filter DF11 can be comprised by the CEBG (Chirped Electromagnetic Bandgap) transmission line which is disclosed by the
混合器MX2の第2入力端子には、分散付与フィルタDF21が挿入された第4伝送線路TL4が接続されている。第4伝送線路TL4は、O/E変換器OEiの出力端子から始まり、サーキュレータC2の第1ポート及び第2ポートを経て分散付与フィルタDF21を往復し、サーキュレータC2の第2ポート及び第3ポートを経て混合器MX2の第2入力端子に至る線路である。第4伝送線路TL4は、分波器DIPiから出力される遅延中間周波数信号VIF1'(t)に対して、分散付与フィルタDF21による遅延θD1'と、第4伝送線路TL4による遅延θ41とを与えることによって、第2中間周波数信号VIF2(t)=VIF1(t−ψi−θD1’−θ41)を生成する。 A fourth transmission line TL4 in which a dispersion providing filter DF21 is inserted is connected to the second input terminal of the mixer MX2. The fourth transmission line TL4 starts from the output terminal of the O / E converter OEi, reciprocates through the dispersion imparting filter DF21 via the first port and the second port of the circulator C2, and passes through the second port and the third port of the circulator C2. The line reaches the second input terminal of the mixer MX2. The fourth transmission line TL4 has a delay θ D1 ′ by the dispersion providing filter DF21 and a delay θ 41 by the fourth transmission line TL4 with respect to the delayed intermediate frequency signal V IF1 ′ (t) output from the duplexer DIPi. The second intermediate frequency signal V IF2 (t) = V IF1 (t−ψ i −θ D1 ′ −θ 41 ) is generated.
分散付与フィルタDF21としては、分散付与フィルタDF11が与える分散と絶対値が等しく符号が反対の分散を与える分散付与フィルタが用いられる。すなわち、分散付与フィルタDF11として、負の分散−D[s/Hz]を与える分散付与フィルタが用いられている場合、分散付与フィルタDF21としては、正の分散+D[s/Hz]を与える分散付与フィルタが用いられる。一方、分散付与フィルタDF11として、正の分散+D[s/Hz]を与える分散付与フィルタが用いられている場合、分散付与フィルタDF21としては、負の分散―D[s/Hz]を与える分散付与フィルタが用いられる。 As the dispersion imparting filter DF21, a dispersion imparting filter that gives a dispersion having the same absolute value and opposite sign as the dispersion given by the dispersion imparting filter DF11 is used. That is, when a dispersion imparting filter that gives negative dispersion −D [s / Hz] is used as the dispersion imparting filter DF11, dispersion imparting that gives positive dispersion + D [s / Hz] is used as the dispersion imparting filter DF21. A filter is used. On the other hand, when a dispersion imparting filter that gives positive dispersion + D [s / Hz] is used as the dispersion imparting filter DF11, dispersion imparting that gives negative dispersion −D [s / Hz] is used as the dispersion imparting filter DF21. A filter is used.
分散付与フィルタDF21が正の分散+D[s/Hz]を有している場合、遅延中間周波数信号VIF1'(t)に与えられる遅延θD1’は、θD1’=−D(fRF−fLO)+θ0となり、第2中間周波数信号VIF2(t)は、VIF2(t)=VIF1(t−ψi+D(fRF−fLO)−θ0−θ41)となる。一方、分散付与フィルタDF21が負の分散−D[s/Hz]を有している場合、遅延中間周波数信号VIF1'(t)に与えられる遅延θD1’は、θD1’=+D(fRF−fLO)+θ0となり、第2中間周波数信号VIF2(t)は、VIF2(t)=VIF1(t−ψi−D(fRF−fLO)−θ0−θ41)となる。 When the dispersion providing filter DF21 has a positive dispersion + D [s / Hz], the delay θ D1 ′ given to the delayed intermediate frequency signal V IF1 ′ (t) is θ D1 ′ = −D (f RF − f LO ) + θ 0 , and the second intermediate frequency signal V IF2 (t) becomes V IF2 (t) = V IF1 (t−ψ i + D (f RF −f LO ) −θ 0 −θ 41 ). On the other hand, when the dispersion providing filter DF21 has a negative dispersion −D [s / Hz], the delay θ D1 ′ given to the delayed intermediate frequency signal V IF1 ′ (t) is θ D1 ′ = + D (f RF− f LO ) + θ 0 , and the second intermediate frequency signal V IF2 (t) is V IF2 (t) = V IF1 (t−ψ i −D (f RF −f LO ) −θ 0 −θ 41 ). It becomes.
なお、遅延θDj及び遅延θDj’の各大きさは、同一のグループに属するn個の前記時間遅延器TDij同士で互いに異なっている。例えば、図1に図示しているように、分散付与フィルタDF1j及び分散付与フィルタDF2jの分散の大きさは、D+(j−1)dに設定されている。この場合、隣り合う時間遅延器TDij及び時間遅延器TDi(j−1)同士の分散の大きさの差ΔDjは一定値dに等しい。言い換えると、m個のグループのそれぞれに属するn個の時間遅延器TDijにおいて、分散付与フィルタDF1j及び分散付与フィルタDF2jの分散の絶対値を|Dj|であるとすると、分散の絶対値|Dj|が、対応するn個の放射素子Aij(j=1〜n)の配列順に等差的に設定されている。 The magnitudes of the delay θ Dj and the delay θ Dj ′ are different from each other among the n time delay devices TDij belonging to the same group. For example, as illustrated in FIG. 1, the dispersion magnitude of the dispersion imparting filter DF1j and the dispersion imparting filter DF2j is set to D + (j−1) d. In this case, the difference ΔD j in the magnitude of dispersion between the adjacent time delay devices TDij and time delay devices TDi (j−1) is equal to a constant value d. In other words, in the n time delay elements TDij belonging to each of the m groups, assuming that the absolute value of the variance of the dispersion applying filter DF1j and the dispersion applying filter DF2j is | D j |, the absolute value of the dispersion | D j | is set equally in the order of arrangement of the corresponding n radiating elements Aij (j = 1 to n).
(2.フェイズドアレイアンテナの動作)
上記の構成を備えたフェイズドアレイアンテナ1が、第1無線周波数信号VRF1(t)及び第1局所信号VLO1(t)を入力して、最終的に第2無線周波数信号VRF2(t)を出力する動作を以下説明する。
(2. Operation of phased array antenna)
The phased
まず、無線周波数信号源RFにて生成される第1無線周波数信号VRF1(t)及び局所信号源LOにて生成される第1局所信号VLO1(t)は、例えば、下記の式(15)及び式(16)で表すことができる。 First, the first radio frequency signal V RF1 (t) generated by the radio frequency signal source RF and the first local signal V LO1 (t) generated by the local signal source LO are, for example, the following equation (15): ) And formula (16).
第1局所信号VLO1(t)に対し、第1伝送線路TL1による遅延θ1を与えることにより得られた第2局所信号VLO2(t)は、第1局所信号VLO1(t)が上記の式(16)のように表される場合、下記の式(17)のように表される。 With respect to the first local signal V LO1 (t), the second local signal V LO2 obtained by giving a delay theta 1 of the first transmission line TL1 (t), the first local signal V LO1 (t) is the Is expressed as the following equation (17).
混合器MX1は、第1入力端子に入力される第1無線周波数信号VRF1(t)と、第2入力端子に入力される第2局所信号VLO2(t)とを乗算した後、高周波成分をカットする(第2局所信号VLO2(t)を用いて第1無線周波数信号VRF1(t)をダウンコンバートする)ことによって、第1中間周波数信号VIF1(t)を生成する。第1無線周波数信号VRF1(t)及び第2局所信号VLO2(t)が上記の式(15)及び(17)で表される場合、第1中間周波数信号VIF1(t)は、下記の式(18)のように表される。 The mixer MX1 multiplies the first radio frequency signal V RF1 (t) input to the first input terminal by the second local signal V LO2 (t) input to the second input terminal, and then the high frequency component. Is cut (downconverting the first radio frequency signal V RF1 (t) using the second local signal V LO2 (t)) to generate the first intermediate frequency signal V IF1 (t). When the first radio frequency signal V RF1 (t) and the second local signal V LO2 (t) are expressed by the above equations (15) and (17), the first intermediate frequency signal V IF1 (t) (18).
第1局所信号VLO(t)に対し、第2伝送線路TL2による遅延θ2を与えることにより得られた第3局所信号VLO3(t)は、第1局所信号VLO1(t)が上記の式(16)のように表される場合、下記の式(19)のように表される。 With respect to the first local signal V LO (t), third local signal V LO3 obtained by providing the delay theta 2 of the second transmission line TL2 (t), the first local signal V LO1 (t) is the Is expressed as in the following equation (19).
合波器MPは、第1中間周波数信号VIF1(t)と第3局所信号VLO3(t)とを加算することによって、和信号VIF1+LO3(t)=VIF1(t)+VLO3(t)を生成する。第1中間周波数信号VIF1(t)及び第3局所信号VLO3(t)が上記の式(18)及び(19)で表される場合、和信号VIF1+LO3(t)は、下記の式(20)のように表される。 The multiplexer MP adds the first intermediate frequency signal V IF1 (t) and the third local signal V LO3 (t), so that the sum signal V IF1 + LO3 (t) = V IF1 (t) + V LO3 (t ) Is generated. When the first intermediate frequency signal V IF1 (t) and the third local signal V LO3 (t) are expressed by the above equations (18) and (19), the sum signal V IF1 + LO3 (t) is expressed by the following equation ( 20).
光変調器OMが、搬送光CLと和信号VIF1+LO3(t)とから信号光SLを生成し、光分岐器ODが、信号光SLを信号光SL1,SL2,…,SLmに分岐し、光導波路OWGiが、分岐された信号光SLiから遅延信号光SL’iを生成し、O/E変換器OEが、遅延信号光SL’iから遅延和信号VIF+LO(t−ψi)を生成する動作は、既に説明したとおりである。 The optical modulator OM generates the signal light SL from the carrier light CL and the sum signal V IF1 + LO3 (t), and the optical branching unit OD branches the signal light SL into the signal lights SL1, SL2,. The waveguide OWGi generates the delayed signal light SL′i from the branched signal light SLi, and the O / E converter OE generates the delayed sum signal V IF + LO (t−ψ i ) from the delayed signal light SL′i. The operation is as described above.
和信号VIF1+LO3(t)が上記の式(20)で表される場合、遅延和信号VIF+LO(t−ψi)は、下記の式(21)のように表される。 When the sum signal V IF1 + LO3 (t) is expressed by the above equation (20), the delay sum signal V IF + LO (t−ψ i ) is expressed by the following equation (21).
遅延和信号VIF+LO(t−ψi)は、分波器DIPによって、遅延中間周波数信号VIF1'(t)と遅延局所信号VLO3'(t)とに分波され、時間遅延器TDijに入力される。遅延和信号VIF+LO(t−ψi)が上記の式(21)で表される場合、遅延中間周波数信号VIF1'(t)と遅延局所信号VLO3'(t)とは、下記の式(22)及び(23)のように表される。 The delayed sum signal V IF + LO (t−ψ i ) is demultiplexed by the demultiplexer DIP into the delayed intermediate frequency signal V IF1 ′ (t) and the delayed local signal V LO3 ′ (t), and is sent to the time delay unit TDij. Entered. When the delayed sum signal V IF + LO (t−ψ i ) is expressed by the above equation (21), the delayed intermediate frequency signal V IF1 ′ (t) and the delayed local signal V LO3 ′ (t) are expressed by the following equations: It is expressed as (22) and (23).
以下、時間遅延器TDijの動作を説明するにあたって、時間遅延器TD11を代表的に取り上げて説明する。混合器MX2の第1入力端子には、遅延局所信号VLO3'(t)に対して、分散付与フィルタDF11による遅延θD1と、第3伝送線路TL3による遅延θ31とを与えることによって生成された第4局所信号VLO4(t)=VLO3(t−ψi−θD1−θ31)が入力される。分散付与フィルタDF11として、負の分散−D[s/Hz]を与える分散付与フィルタを用いているものとすると、遅延局所信号VLO3'(t)が上記の式(23)のように表される場合、第4局所信号VLO4(t)は、下記の式(24)のように表される。 Hereinafter, in describing the operation of the time delay unit TDij, the time delay unit TD11 will be described as a representative example. The first input terminal of the mixer MX2 is generated by giving a delay θ D1 by the dispersion providing filter DF11 and a delay θ 31 by the third transmission line TL3 to the delayed local signal V LO3 ′ (t). The fourth local signal V LO4 (t) = V LO3 (t−ψ i −θ D1 −θ 31 ) is input. Assuming that a dispersion imparting filter that gives negative dispersion −D [s / Hz] is used as the dispersion imparting filter DF11, the delayed local signal V LO3 ′ (t) is expressed by the above equation (23). In this case, the fourth local signal V LO4 (t) is expressed by the following equation (24).
混合器MX2の第2入力端子には、遅延中間周波数信号VIF1'(t)に対して、分散付与フィルタDF21による遅延θD1'と、第4伝送線路TL4による遅延θ41とを与えることによって生成された第2中間周波数信号VIF2(t)が入力される。分散付与フィルタDF21として、正の分散+D[s/Hz]を与える分散付与フィルタを用いているものとすると、遅延中間周波数信号VIF1'(t)が上記の式(22)のように表される場合、第2中間周波数信号VIF2(t)は、下記の式(25)のように表される。 By providing the second input terminal of the mixer MX2 with the delay θ D1 ′ by the dispersion providing filter DF21 and the delay θ 41 by the fourth transmission line TL4 with respect to the delayed intermediate frequency signal V IF1 ′ (t). The generated second intermediate frequency signal V IF2 (t) is input. Assuming that a dispersion imparting filter that gives positive dispersion + D [s / Hz] is used as the dispersion imparting filter DF21, the delayed intermediate frequency signal V IF1 ′ (t) is expressed by the above equation (22). In this case, the second intermediate frequency signal V IF2 (t) is expressed as the following equation (25).
混合器MX2は、第2中間周波数信号VIF2(t)と第4局所信号VLO4(t)とを乗算した後、低周波成分をカットする(第4局所信号VLO4(t)を用いて第2中間周波数信号VIF2(t)をアップコンバートする)ことによって、第2無線周波数信号VRF2(t)を生成する。混合器MX2に入力される第2中間周波数信号VIF2(t)及び第4局所信号VLO4(t)が上記の式(25)及び上記の式(24)のように表される場合、混合器MX2にて生成される第2無線周波数信号VRF2(t)は、下記の式(26)のように表される。 The mixer MX2 multiplies the second intermediate frequency signal V IF2 (t) and the fourth local signal V LO4 (t), and then cuts the low frequency component (using the fourth local signal V LO4 (t)). The second radio frequency signal V RF2 (t) is generated by up-converting the second intermediate frequency signal V IF2 (t). When the second intermediate frequency signal V IF2 (t) and the fourth local signal V LO4 (t) input to the mixer MX2 are expressed as in the above equation (25) and the above equation (24), mixing is performed. The second radio frequency signal V RF2 (t) generated by the device MX2 is represented by the following equation (26).
式(26)から、第2無線周波数信号VRF2(t)の第1無線周波数信号VRF1(t)に対する遅延δは、下記の式(27)で表される。 From the equation (26), the delay δ of the second radio frequency signal V RF2 (t) with respect to the first radio frequency signal V RF1 (t) is expressed by the following equation (27).
なお、ここでは、分散付与フィルタDF11として、負の分散−D[s/Hz]を与える分散付与フィルタを用い、分散付与フィルタDF21として、正の分散+D[s/Hz]を与える分散付与フィルタを用いた場合の動作について説明したが、本発明はこれに限定されない。すなわち、分散付与フィルタDF11として、正の分散+D[s/Hz]を与える分散付与フィルタを用い、分散付与フィルタDF21として、負の分散−D[s/Hz]を与える分散付与フィルタを用いてもよい。この場合における遅延δは、下記の式(23)で表される。 Here, a dispersion providing filter that gives negative dispersion −D [s / Hz] is used as the dispersion providing filter DF11, and a dispersion providing filter that gives positive dispersion + D [s / Hz] is used as the dispersion providing filter DF21. Although the operation when used has been described, the present invention is not limited to this. That is, a dispersion imparting filter that gives positive dispersion + D [s / Hz] is used as the dispersion imparting filter DF11, and a dispersion imparting filter that gives negative dispersion -D [s / Hz] is used as the dispersion imparting filter DF21. Good. The delay δ in this case is expressed by the following equation (23).
上記の式(27)または式(28)によれば、以下のことが分かる。すなわち、フェイズドアレイアンテナ1によれば、列方向に配列された放射素子Ai1,…,Aij,…,Ainについて、遅延δを第1局所信号VLO1(t)の周波数fLOに応じて自在に変化させることができる。
According to the above equation (27) or equation (28), the following can be understood. That is, according to the phased
更に、フェイズドアレイアンテナ1においては、制御変数である第1局所信号VLO1(t)の周波数fLOの変化量ΔfLOと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間に、Δδ=[{θ2+θ31−(θ41+θ1)}/fRF+2D]ΔfLO又はΔδ=[{θ2+θ31−(θ41+θ1)}/fRF−2D]ΔfLOという関係が成り立つ。したがって、第1伝送線路TL1及び第4伝送線路TL4の各電気長の和を、第2伝送線路TL2及び第3伝送線路TL3の各電気長の和に近づけることにより、θ2+θ31−(θ41+θ1)を0に近づけていけば、遅延δの変化量Δδが、第1無線周波数信号VRF1(t)の周波数fRFに依存する依存度をいくらでも小さくすることができる。特に、第1伝送線路TL1及び第4伝送線路TL4の各電気長の和を、第2伝送線路TL2及び第3伝送線路TL3の各電気長の和に一致させることにより、θ2+θ31−(θ41+θ1)=0とすれば、遅延δの変化量Δδが第1無線周波数信号VRF1(t)の周波数fRFに依存しなくなる。このため、列方向に配列された放射素子Ai1,…,Aij,…,Ainについて、第1局所信号VLO1(t)の周波数fLOを制御変数とする遅延δの制御が従来よりも容易になる。
Further, in the phased
なお、第1伝送線路TL1及び第4伝送線路TL4の各電気長の和を、第2伝送線路TL2及び第3伝送線路TL3の各電気長の和に一致させるとは、ダウンコンバートに用いる局所信号の伝送線路(TL1)及び第1無線周波数信号VRF1(t)のダウンコンバートによって生成された第2中間周波数信号の伝送線路(TL4)の各電気長の和を、アップコンバートに用いる局所信号の伝送線路(TL2、TL3)の各電気長の和に等しくするということである。 In addition, making the sum of each electrical length of 1st transmission line TL1 and 4th transmission line TL4 correspond with the sum of each electrical length of 2nd transmission line TL2 and 3rd transmission line TL3 is a local signal used for down conversion The sum of the electrical lengths of the transmission line (TL4) and the transmission line (TL4) of the second intermediate frequency signal generated by down-conversion of the first radio frequency signal V RF1 (t) is the local signal used for up-conversion. It means to make it equal to the sum of the electrical lengths of the transmission lines (TL2, TL3).
≪本発明におけるビーム走査≫
フェイズドアレイアンテナ1にて行うビーム走査について、以下説明する。m×n個の放射素子Aijを間隔Δsで格子状に配列したフェイズドアレイアンテナ1において、二次元にビーム走査する場合を考える。また、互いに直交するx軸とy軸とを考え、x軸が、時間遅延光学系に対応して設けられた放射素子A1j〜Amjの配列方向に対応し、y軸が、時間遅延器TDijに対応して設けられた放射素子Ai1〜Ainの配列方向に対応するものとする。
<< Beam scanning in the present invention >>
The beam scanning performed by the phased
x軸について、信号光SLiと信号光SLi−1に与える遅延ψiと遅延ψi−1との差(波長分散の差)は、前述したdλ(ps/nm)である。また、y軸について、時間遅延器TDijと時間遅延器TDi(j−1)とに設定される各分散の差は、前述したd(ps/GHz)である。 With respect to the x-axis, the difference (difference in chromatic dispersion) between the delay ψ i and the delay ψ i-1 given to the signal light SLi and the signal light SLi-1 is d λ (ps / nm) described above. In addition, with respect to the y-axis, the difference between the dispersions set in the time delay unit TDij and the time delay unit TDi (j−1) is d (ps / GHz) described above.
フェイズドアレイアンテナ1が送信する電磁波の主ビーム方向が0°になるときの波長と、第1局所信号VLO1(t)の局所周波数をf0とする。また、ビーム走査する際の波長の変化量及び局所周波数の変化量を、それぞれΔλ及びΔfとする。この場合、電磁波の主ビーム方向が、x軸に対してなす角度α1と、y軸に対してなす角度α2とは、それぞれ、sinα1=c×dλ×Δλ/Δs、sinα2=c×2d×Δf/Δsとなる。したがって、x軸とy軸とのそれぞれについて、光源LSが生成する搬送光の波長と、局所周波数とを用いて、独立に制御することができる。図5に示すフェイズドアレイアンテナ3についても同様である。
The wavelength when the main beam direction of the electromagnetic wave transmitted by the phased
ここで、具体的な主ビーム方向の設定例を説明する。例えば、60GHz帯(57GHz以上66GHz以下)の電磁波を放射する場合、隣接する放射素子間の距離は、例えば、中心周波数61.5GHzに対応する自由空間波長の1/2、すなわち、2.44mmに設定すればよい。この場合において、x軸について、波長分散の差であるdλを10ps/nmとし、y軸について、分散の差であるdを10ps/GHzとし、主ビーム方向が0°から、Δλ=0.5nm、Δf=0.3GHzの各変化量にて、搬送光の波長と局所周波数とを変化させるとする。そうすると、主ビーム方向は、60GHz帯(57GHz以上66GHz以下)の全帯域において、第1無線周波数信号VRF1(t)の周波数fRFに依存することなく、x軸について37.9°、y軸について47.5°の一定角度になる。 Here, a specific example of setting the main beam direction will be described. For example, when radiating an electromagnetic wave of 60 GHz band (57 GHz or more and 66 GHz or less), the distance between adjacent radiating elements is, for example, 1/2 of the free space wavelength corresponding to the center frequency of 61.5 GHz, that is 2.44 mm You only have to set it. In this case, with respect to the x axis, d λ which is a difference in chromatic dispersion is set to 10 ps / nm, and with respect to the y axis, d which is a difference in dispersion is set to 10 ps / GHz. It is assumed that the wavelength of the carrier light and the local frequency are changed with each change amount of 5 nm and Δf = 0.3 GHz. Then, the main beam direction is 37.9 ° with respect to the x-axis and the y-axis without depending on the frequency f RF of the first radio frequency signal V RF1 (t) in the entire band of 60 GHz (57 GHz or more and 66 GHz or less). Is a constant angle of 47.5 °.
また、70GHz帯(71GHz以上76GHz以下)の電磁波を放射する場合、隣接する放射素子間の距離は、例えば、中心周波数73.5GHzに対応する自由空間波長の1/2、すなわち、2.04mmに設定すればよい。この場合において、x軸について、波長分散の差であるdλを10ps/nmとし、y軸について、分散の差であるdを10ps/GHzとし、主ビーム方向が0°から、Δλ=0.3nm、Δf=0.2GHzの各変化量にて、搬送光の波長と局所周波数とを変化させるとする。そうすると、主ビーム方向は、70GHz帯(71GHz以上76GHz以下)の全帯域において、第1無線周波数信号VRF1(t)の周波数fRFに依存することなく、x軸について26.2°、y軸について36°の一定角度になる。 Further, when radiating an electromagnetic wave in the 70 GHz band (71 GHz or more and 76 GHz or less), the distance between adjacent radiating elements is, for example, 1/2 of the free space wavelength corresponding to the center frequency of 73.5 GHz, that is, 2.04 mm. You only have to set it. In this case, with respect to the x-axis, d λ which is a difference in chromatic dispersion is 10 ps / nm, and with respect to the y-axis, d which is a difference in dispersion is 10 ps / GHz, and the main beam direction is 0 °, and Δλ = 0. It is assumed that the wavelength of the carrier light and the local frequency are changed with each change amount of 3 nm and Δf = 0.2 GHz. Then, the main beam direction is 26.2 ° with respect to the x axis and y axis without depending on the frequency f RF of the first radio frequency signal V RF1 (t) in the entire band of 70 GHz band (71 GHz or more and 76 GHz or less). Is a constant angle of 36 °.
このように、特許文献1の時間遅延器では、周波数fRFが変わると、主ビーム方向の角度αも変わってしまうので、本発明に係る時間遅延器の優位性が明らかである。
Thus, in the time delay device of
(3.分散補償)
図2は、図1に示す無線周波数信号生成部1Ciの変形例である無線周波数信号生成部1Ci'の構成を示すブロック図である。図2に示すように、無線周波数信号生成部1Ci'は、前記無線周波数信号生成部1Ciの構成に加えて、混合器MX2の出力側、すなわち混合器MX2から第2無線周波数信号VRF2(t)が出力される各伝送線路に、さらにサーキュレータC3と分散付与フィルタDF3j(j=1〜n)とを備えている。混合器MX2の出力端子は、サーキュレータC3の3つのポートのうち第1ポートに接続され、サーキュレータC3の第2ポートには分散付与フィルタDF3jが接続されている。
(3. Dispersion compensation)
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a radio frequency signal generation unit 1Ci ′ that is a modification of the radio frequency signal generation unit 1Ci shown in FIG. As shown in FIG. 2, in addition to the configuration of the radio frequency signal generation unit 1Ci, the radio frequency signal generation unit 1Ci ′ adds the second radio frequency signal V RF2 (t from the output side of the mixer MX2, that is, the mixer MX2. ) Is further provided with a circulator C3 and a dispersion imparting filter DF3j (j = 1 to n). The output terminal of the mixer MX2 is connected to the first port among the three ports of the circulator C3, and the dispersion imparting filter DF3j is connected to the second port of the circulator C3.
分散付与フィルタDF3jが与える分散は、分散付与フィルタDF2jが与える分散と逆符号に設定されている。つまり、分散付与フィルタDF2jが正の分散+D+(j−1)d[s/Hz]を与える場合には、分散付与フィルタDF3jは負の分散−{D+(j−1)}[s/Hz]を与え、分散付与フィルタDF2が負の分散−{D+(j−1)d}[s/Hz]を与える場合には、分散付与フィルタDF3は正の分散+D(j−1)d[s/Hz]を与える。 The dispersion given by the dispersion providing filter DF3j is set to the opposite sign to the dispersion given by the dispersion providing filter DF2j. That is, when the dispersion imparting filter DF2j gives positive dispersion + D + (j−1) d [s / Hz], the dispersion imparting filter DF3j has negative dispersion − {D + (j−1)} [s / Hz]. And the dispersion providing filter DF2 gives a negative dispersion − {D + (j−1) d} [s / Hz], the dispersion providing filter DF3 has a positive dispersion + D (j−1) d [s / Hz].
これにより、サーキュレータC3の第3ポートから、第2無線周波数信号VRF2(t)に含まれている遅延を修正した、より適切な遅延を有する第3無線周波数信号VRF3(t)が出力される。 As a result, the third radio frequency signal V RF3 (t) having a more appropriate delay in which the delay included in the second radio frequency signal V RF2 (t) is corrected is output from the third port of the circulator C3. The
無線周波数信号生成部1Ci'が、より適切な遅延を有する第3無線周波数信号VRF3(t)を生成できる理由は以下のとおりである。第2無線周波数信号VRF2(t)の周波数は、前記式(26)からfRFである。したがって、例えば分散付与フィルタDF21が正の分散+D[s/Hz]を与え、かつ、分散付与フィルタDF31は負の分散−D[s/Hz]を与える場合には、VRF3(t)=VRF2(t−DfRF)となる。したがって、上記の式(26)の遅延δに含まれる項DfRFをキャンセルすることができる。 The reason why the radio frequency signal generation unit 1Ci ′ can generate the third radio frequency signal V RF3 (t) having a more appropriate delay is as follows. The frequency of the second radio frequency signal V RF2 (t) is f RF from the equation (26). Therefore, for example, when the dispersion imparting filter DF21 provides positive dispersion + D [s / Hz] and the dispersion imparting filter DF31 provides negative dispersion -D [s / Hz], V RF3 (t) = V RF2 (t−Df RF ). Therefore, the term Df RF included in the delay δ of the above equation (26) can be canceled.
これにより、θ2+θ31−(θ41+θ1)=0とした場合には、周波数fRFを全く含まない遅延δを生成することができる。この場合、無線周波数信号生成部1Ci'は、第1局所信号VLO(t)の周波数fLOに比例して変動する最適な遅延δを生成することができる。 Thereby, when θ 2 + θ 31 − (θ 41 + θ 1 ) = 0, a delay δ that does not include the frequency f RF can be generated. In this case, the radio frequency signal generation unit 1Ci ′ can generate an optimum delay δ that varies in proportion to the frequency f LO of the first local signal V LO (t).
なお、無線周波数信号生成部1Ci'の構成は、後述する図5に示す無線周波数信号生成部3Ciにも同様に適用することができる。 The configuration of the radio frequency signal generation unit 1Ci ′ can be similarly applied to a radio frequency signal generation unit 3Ci shown in FIG. 5 described later.
〔第2の実施形態〕
本発明の第2の実施形態に係る送受信兼用のフェイズドアレイアンテナ2の構成について、図3を参照して説明する。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
[Second Embodiment]
A configuration of a phased array antenna 2 for both transmitting and receiving according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. For convenience of explanation, members having the same functions as those described in the embodiment are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.
(1.フェイズドアレイアンテナの構成)
(フェイズドアレイアンテナの概略構成)
図3は、フェイズドアレイアンテナ2の構成を示すブロック図である。フェイズドアレイアンテナ2は、送信用アンテナ部2Aと、m個の受信用アンテナ部2Bi(i=1〜m)と、m個×n個の放射素子Aijとを備えている。送信用アンテナ部2Aの構成は、前記実施形態で説明したフェイズドアレイアンテナ1の構成と同じである。m個の受信用アンテナ部2B1〜2Bmのうち、i番目の受信用アンテナ部2Biは、送信用アンテナ部2Aに具備されたm個の前記光導波路OWG1〜OWGmのうちi番目の光導波路OWGiに対応して設けられている。さらに、各受信用アンテナ部2Biは、n個の受信回路Bi1〜Binを備えている。
(1. Phased array antenna configuration)
(Schematic configuration of phased array antenna)
FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the phased array antenna 2. The phased array antenna 2 includes a transmitting
i番目の光導波路OWGiに対応して設けられたn個の放射素子Ai1〜Ainは、前記実施形態で説明した送信用アンテナ部2Aの時間遅延器TDi1〜TDinと、受信回路Bi1〜Binとの間に接続され、送信用アンテナ部2Aのi番目の無線周波数信号生成部1Ciと、受信用アンテナ部2Biとによって共有されている。以下に、受信回路Bi1〜Binの構成について説明するが、1番目の受信回路Bi1の構成を代表的に取り上げて説明し、適宜、j番目の受信回路Bij等の構成についても補足する。
The n radiation elements Ai1 to Ain provided corresponding to the i-th optical waveguide OWGi include the time delay units TDi1 to TDin of the transmitting
(受信回路の構成)
受信回路Bi1は、信号光生成部Bi1aと、遅延信号光生成部Bi1bと、無線周波数信号生成部Bi1cとを備えている。
(Configuration of receiving circuit)
The reception circuit Bi1 includes a signal light generation unit Bi1a, a delayed signal light generation unit Bi1b, and a radio frequency signal generation unit Bi1c.
(信号光生成部の構成)
信号光生成部Bi1aは、混合器MX1(第1混合器)と、合波器MPと、光変調器OMとを備えている。混合器MX1の2つの入力端子のうち、第1入力端子には、放射素子Ai1が受信した第1無線周波数信号VRF1(t)が入力される。混合器MX1の第2入力端子には、第1伝送線路TL1を介して、局所信号源LOが接続されている。
(Configuration of signal light generator)
The signal light generation unit Bi1a includes a mixer MX1 (first mixer), a multiplexer MP, and an optical modulator OM. Of the two input terminals of the mixer MX1, the first radio frequency signal V RF1 (t) received by the radiating element Ai1 is input to the first input terminal. A local signal source LO is connected to the second input terminal of the mixer MX1 via the first transmission line TL1.
合波器MPの2つの入力端子のうち、第1入力端子には、混合器MX1の出力端子が接続されている。また、合波器MPの第2入力端子には、第2伝送線路TL2を介して、局所信号源LOが接続されている。 Of the two input terminals of the multiplexer MP, the output terminal of the mixer MX1 is connected to the first input terminal. The local signal source LO is connected to the second input terminal of the multiplexer MP via the second transmission line TL2.
光変調器OMは、光源LSが生成する搬送光CLを、合波器MPから出力される信号(後述)で強度変調することによって、信号光SL1を生成する。j番目の光変調器OMは、搬送光CLを、j番目の合波器MPから出力される信号で強度変調することによって、信号光SLjを生成する。なお、局所信号源LO及び光源LSは、フェイズドアレイアンテナ2の全体に対して、1つずつ設けるだけでよい。したがって、光源LSは、m×n個の受信回路Bijに対して共通の搬送光CLを生成する。 The optical modulator OM generates the signal light SL1 by intensity-modulating the carrier light CL generated by the light source LS with a signal (described later) output from the multiplexer MP. The j-th optical modulator OM generates signal light SLj by modulating the intensity of the carrier light CL with a signal output from the j-th multiplexer MP. The local signal source LO and the light source LS need only be provided one by one with respect to the entire phased array antenna 2. Therefore, the light source LS generates the common carrier light CL for the m × n reception circuits Bij.
(遅延信号光生成部の構成)
遅延信号光生成部Bi1bは、1つの光導波路OWG1を備えている。なお、受信回路Bi1,…,Bij,…,Binに対応して設けられた光導波路OWG1,…,OWGj,…,OWGnにそれぞれ設定された遅延は、互いに等しく、かつ、送信用アンテナ部2Aのi番目の光導波路OWGiに設定された遅延ψi={Dλ+(i−1)dλ}λ+φ0に等しい。言い換えると、遅延ψjの大きさは、受信回路Bijのi=1〜mに応じて互いに異なる量変化するように設定されている。光導波路OWG1は、信号光SLに上記の遅延ψiを与えることによって、遅延信号光SL'1を生成する。j番目の光導波路OWGjも、信号光SLに上記の遅延ψiを与えることによって、遅延信号光SL'jを生成する。
(Configuration of delayed signal light generator)
The delayed signal light generation unit Bi1b includes one optical waveguide OWG1. Note that the delays set in the optical waveguides OWG1,..., OWGj,..., OWGn provided corresponding to the receiving circuits Bi1,. equal to i-th optical waveguide OWGi is set in the delay ψ i = {D λ + ( i-1) d λ} λ + φ 0. In other words, the magnitude of the delay ψ j is set so as to change by a different amount depending on i = 1 to m of the receiving circuit Bij. The optical waveguide OWG1 generates the delayed signal light SL′1 by giving the delay ψ i to the signal light SL. The j-th optical waveguide OWGj also generates the delayed signal light SL′j by giving the delay ψ i to the signal light SL.
(無線周波数信号生成部の構成)
無線周波数信号生成部Bi1cは、O/E変換器OEと、分波器DIPと、時間遅延器TDi1’とを備えている。時間遅延器TDi1’の構成は、前記実施形態で説明した時間遅延器TDi1の構成と同じである。
(Configuration of radio frequency signal generator)
The radio frequency signal generation unit Bi1c includes an O / E converter OE, a duplexer DIP, and a time delay unit TDi1 ′. The configuration of the time delay unit TDi1 ′ is the same as the configuration of the time delay unit TDi1 described in the above embodiment.
(2.フェイズドアレイアンテナの動作)
上記の構成を備えたフェイズドアレイアンテナ2の受信回路Bijが、周波数fRFを有する第1無線周波数信号VRF1(t)を放射素子Aijから入力し、周波数fLO(fLO<fRF)を有する第1局所信号VLO1(t)を局所信号源LOから入力して、最終的に周波数fRFを有する第2無線周波数信号VRF2(t)を出力する動作を以下説明する。
(2. Operation of phased array antenna)
The reception circuit Bij of the phased array antenna 2 having the above configuration inputs the first radio frequency signal V RF1 (t) having the frequency f RF from the radiating element Aij, and receives the frequency f LO (f LO <f RF ). The operation of inputting the first local signal V LO1 (t) having the frequency from the local signal source LO and finally outputting the second radio frequency signal V RF2 (t) having the frequency f RF will be described below.
まず、混合器MX1の第1入力端子には、放射素子Aijによって受信された第1無線周波数信号VRF1(t)が入力される。混合器MX1の第2入力端子には、第1局所信号VLO1(t)に対し、第1伝送線路TL1による遅延θ1jを与えることにより得られた第2局所信号VLO2(t)=VLO1(t−θ1j)が入力される。遅延θ1jの大きさは、受信回路Bi1〜Binにおいて互いに相違しているとする。ただし、第1伝送線路TL1の配線レイアウトによって、遅延θ1jの大きさを、受信回路Bi1〜Binによらず一定にしてもよい。 First, the first radio frequency signal V RF1 (t) received by the radiating element Aij is input to the first input terminal of the mixer MX1. A second local signal V LO2 (t) = V obtained by applying a delay θ 1j by the first transmission line TL1 to the first local signal V LO1 (t) at the second input terminal of the mixer MX1. LO1 (t−θ 1j ) is input. It is assumed that the magnitude of the delay θ 1j is different from each other in the receiving circuits Bi1 to Bin. However, the magnitude of the delay θ 1j may be constant regardless of the receiving circuits Bi1 to Bin depending on the wiring layout of the first transmission line TL1.
混合器MX1は、第1入力端子に入力される第1無線周波数信号VRF1(t)と、第2入力端子に入力される第2局所信号VLO2(t)とを乗算した後、高周波成分をカットする(第2局所信号VLO2(t)を用いて第1無線周波数信号VRF1(t)をダウンコンバートする)ことによって、周波数fRF−fLOを有する第1中間周波数信号VIF1(t)を生成する。第1中間周波数信号VIF1(t)は、合波器MPの第1入力端子に入力される。 The mixer MX1 multiplies the first radio frequency signal V RF1 (t) input to the first input terminal by the second local signal V LO2 (t) input to the second input terminal, and then the high frequency component. (The first radio frequency signal V RF1 (t) is down-converted using the second local signal V LO2 (t)), thereby the first intermediate frequency signal V IF1 (with the frequency f RF −f LO ( t). The first intermediate frequency signal V IF1 (t) is input to the first input terminal of the multiplexer MP.
合波器MPの第2入力端子には、第1局所信号VLO1(t)に対し、第2伝送線路TL2による遅延θ2jを与えることにより得られた第3局所信号VLO3(t)=VLO1(t−θ2j)が入力される。これにより、合波器MPは、第1中間周波数信号VIF1(t)と第3局所信号VLO3(t)とを加算することによって、和信号VIF1+LO3(t)=VIF1(t)+VLO3(t)を生成する。 The second input terminal of the multiplexer MP, with respect to the first local signal V LO1 (t), third local signal V LO3 obtained by giving a delay theta 2j of the second transmission line TL2 (t) = V LO1 (t−θ 2j ) is input. As a result, the multiplexer MP adds the first intermediate frequency signal V IF1 (t) and the third local signal V LO3 (t), so that the sum signal V IF1 + LO3 (t) = V IF1 (t) + V LO3 (t) is generated.
続いて、光変調器OMは、光源LSが生成した搬送光CLと和信号VIF1+LO3(t)とから信号光SLjを生成し、光導波路OWGjが、信号光SLに遅延ψi={Dλ+(i−1)dλ}λ+φ0を与えることによって遅延信号光SL’jを生成する。n個の光導波路OWG1,…,OWGj,…,OWGnに対して等しく設定される遅延ψiの大きさは、m×n個の放射素子Aijが受信する電磁波の主ビーム方向の行方向成分に応じて設定される。また、行方向に配列された放射素子A1j〜Amjにおいて、隣り合う放射素子AijとA(i-1)j同士の時間遅延差ΔtR=ψi−ψi−1は、一定値dλと波長変化量の積に等しく、等差的に設定されている。 Subsequently, the optical modulator OM generates the signal light SLj from the carrier light CL generated by the light source LS and the sum signal V IF1 + LO3 (t), and the optical waveguide OWGj delays the signal light SL by ψ i = {D λ Delayed signal light SL′j is generated by giving + (i−1) d λ } λ + φ 0 . The size of the delay ψ i set equal to the n optical waveguides OWG1,..., OWGj,..., OWGn is the row direction component in the main beam direction of the electromagnetic wave received by the m × n radiation elements Aij. Set accordingly. Further, in the radiating elements A1j to Amj arranged in the row direction, the time delay difference Δt R = ψ i −ψ i-1 between the radiating elements Aij and A (i−1) j adjacent to each other is a constant value d λ . It is equal to the product of the amount of wavelength change and is set to be equal.
この結果、時間遅延差ΔtRが、前述したd×sinα/cに一致するように設定すれば、行方向に配列された放射素子A1j〜Amjは、等位相面の傾き角がαとなる電磁波を効率良く受信することができる。また、遅延ψiの大きさを変えることによって、放射素子A1j〜Amjが電磁波を効率良く受信できる方向(受信する電磁波の主ビーム方向)を変化させることができる。また、搬送光CLを生成するための光源がひとつで済むので、より安価なフェイズドアレイアンテナを実現することができる。 As a result, if the time delay difference Δt R is set so as to coincide with the above-mentioned d × sin α / c, the radiating elements A1j to Amj arranged in the row direction have electromagnetic waves whose inclination angle of the equiphase plane is α. Can be received efficiently. Further, by changing the magnitude of the delay ψ i, the direction in which the radiating elements A1j to Amj can efficiently receive the electromagnetic wave (the main beam direction of the received electromagnetic wave) can be changed. Moreover, since only one light source for generating the carrier light CL is required, a cheaper phased array antenna can be realized.
受信回路Bijに備えられた無線周波数信号生成部Bijcが、前記遅延信号光SL’jから第2無線周波数信号VRF2(t)を生成する動作は、前記実施形態で説明した無線周波数信号生成部1Ciが、遅延信号光SL’iから第2無線周波数信号VRF2(t)を生成する動作と全く同じである。したがって、その重複する説明を省略する。 The operation of the radio frequency signal generation unit Bijc provided in the reception circuit Bij to generate the second radio frequency signal V RF2 (t) from the delayed signal light SL′j is the radio frequency signal generation unit described in the embodiment. 1Ci is exactly the same as the operation of generating the second radio frequency signal V RF2 (t) from the delayed signal light SL′i. Therefore, the overlapping description is omitted.
(3.分散補償)
図4は、図3に示す無線周波数信号生成部Bi1cの変形例である無線周波数信号生成部Bi1c'の構成を示すブロック図である。図4に示すように、各混合器MX2から第2無線周波数信号VRF2(t)が出力される伝送線路に、分散付与フィルタDF21とは逆符号の分散を与える分散付与フィルタDF3(第3分散付与フィルタ)を挿入してもよい。より具体的には、各混合器MX2と、各時間遅延器TDij’から出力される第2無線周波数信号VRF2(t)の和信号が出力される合流端子との間にサーキュレータC3を挿入し、サーキュレータC3の第1ポートを各混合器MX2の出力端子に接続し、第2ポートを分散付与フィルタDF3に接続し、第3ポートを合流端子に接続する。
(3. Dispersion compensation)
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a radio frequency signal generation unit Bi1c ′ that is a modification of the radio frequency signal generation unit Bi1c shown in FIG. As shown in FIG. 4, a dispersion imparting filter DF3 (third dispersion) that gives a dispersion having an opposite sign to that of the dispersion imparting filter DF21 to the transmission line from which each mixer MX2 outputs the second radio frequency signal V RF2 (t). (Giving filter) may be inserted. More specifically, a circulator C3 is inserted between each mixer MX2 and the junction terminal from which the sum signal of the second radio frequency signal V RF2 (t) output from each time delay unit TDij ′ is output. The first port of the circulator C3 is connected to the output terminal of each mixer MX2, the second port is connected to the dispersion providing filter DF3, and the third port is connected to the merge terminal.
これにより、各時間遅延器TDij’から出力される第2無線周波数信号VRF2(t)の第1無線周波数信号VRF(t)に対する遅延δから第1無線周波数信号VRF1(t)の周波数fRFに比例する項+DfRF又は−DfRFを除去することができる。この結果、第2無線周波数信号VRF2(t)が出力される伝送線路によって、第2無線周波数信号VRF2(t)の信号波形が崩されることを抑えられるので、第2無線周波数信号VRF2(t)の信号品質を向上させることができる。 Thus, the frequency of the second radio frequency signal V RF2 (t) of the first radio frequency signal V RF (t) the first radio frequency signal from the delay δ relative to V RF1 (t) output from the time delay device TDij ' The term + Df RF or −Df RF proportional to f RF can be removed. As a result, it is possible to prevent the signal waveform of the second radio frequency signal V RF2 (t) from being destroyed by the transmission line from which the second radio frequency signal V RF2 (t) is output. Therefore, the second radio frequency signal V RF2 The signal quality of (t) can be improved.
〔第3の実施形態〕
本発明の第3の実施形態に係る送信用のフェイズドアレイアンテナ3の構成について、図5を参照して説明する。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
[Third Embodiment]
The configuration of the phased array antenna 3 for transmission according to the third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. For convenience of explanation, members having the same functions as those described in the embodiment are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.
(フェイズドアレイアンテナの概略構成)
図5は、フェイズドアレイアンテナ3の構成を示すブロック図である。フェイズドアレイアンテナ3は、m個×n個の放射素子Aijと、信号光生成部3Aと、遅延信号光生成部3Bと、無線周波数信号生成部3Ciとを備えている。放射素子Aijと無線周波数信号生成部3Ciとは、前記実施形態で説明したフェイズドアレイアンテナ1の放射素子Aijと無線周波数信号生成部1Ciと、構成及び動作において全く同じである。一方、信号光生成部3A及び遅延信号光生成部3Bは、フェイズドアレイアンテナ1の信号光生成部1A及び遅延信号光生成部1Bと、構成及び動作において異なっている。
(Schematic configuration of phased array antenna)
FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the phased array antenna 3. The phased array antenna 3 includes m × n radiating elements Aij, a
(信号光生成部の構成及び動作)
信号光生成部3Aは、局所信号源LOと、無線周波数信号源RFと、第1伝送線路TL1(図1参照)と、混合器MX1と、第2伝送線路TL2(図1参照)と、合波器MPと、光源LS1〜LSm(光源群)と、光合波器OMPと、光変調器OM(強度変調器)と、を備えている。局所信号源LO、無線周波数信号源RF、第1伝送線路TL1、混合器MX1、第2伝送線路TL2、及び光変調器OMについては、フェイズドアレイアンテナ1において説明したとおりなので、重複する説明を省略する。
(Configuration and operation of signal light generator)
The
光源LSi(i=1〜m)は、搬送光CLi(i=1〜m)を生成する。生成される搬送光CL1,CL2,…,Cmの波長λ1,λ2,…,λmは、互いに異なっている。各光源LSiにて生成された搬送光CLiは、光合波器OMPに供給される。なお、本実施形態においては、光源LSiとして、半導体レーザ素子を用いる。 The light source LSi (i = 1 to m) generates carrier light CLi (i = 1 to m). The wavelengths λ1, λ2,..., Λm of the generated carrier lights CL1, CL2,. The carrier light CLi generated by each light source LSi is supplied to the optical multiplexer OMP. In the present embodiment, a semiconductor laser element is used as the light source LSi.
光合波器OMPは、搬送光CL1,CL2,…,CLmを合波することによって、搬送光CLを生成する。搬送光CLには、波長λ1,λ2,…,λmを有する搬送光CL1,CL2,…,CLmが成分として含まれる。光合波器OMPにて生成された搬送光CLは、光変調器OMに供給される。これにより、光変調器OMは、搬送光CLと前記実施形態で説明した和信号VIF1+LO3(t)とから信号光SLを生成する。 The optical multiplexer OMP generates the carrier light CL by multiplexing the carrier lights CL1, CL2,..., CLm. The carrier light CL includes carrier lights CL1, CL2,..., CLm having wavelengths λ1, λ2,. The carrier light CL generated by the optical multiplexer OMP is supplied to the optical modulator OM. Thereby, the optical modulator OM generates the signal light SL from the carrier light CL and the sum signal V IF1 + LO3 (t) described in the above embodiment.
(遅延信号光生成部の構成及び動作)
遅延信号光生成部3Bは、光導波路OWGと、波長分波器WDMとを備えている。なお、遅延信号光生成部3Bは、光源LSi、光合波器OMP及び光変調器OMとともに、時間遅延光学系を構成する。
(Configuration and operation of delayed signal light generator)
The delayed
光導波路OWGは、波長分散媒質により構成された光導波路であり、信号光SLに波長分散(波長λに依存した時間遅延)を与えることによって、信号光SLに遅延ψiを与えた遅延信号光SL’を生成する。信号光SLには、波長の異なる信号光SL1,SL2,…,SLmが成分として含まれているので、光導波路OWGは、信号光SL1,SL2,…,SLmに対して、ψi=Dλλi+φ0_i(i=1〜m)を与えることによって、遅延信号光SL’を生成する。遅延信号光SL’には、波長及び位相の異なる遅延信号光SL’1,SL’2,…,SL’mが成分として含まれている。なお、本具体例においては、光導波路OWGとして、シングルモードファイバを用いる。 The optical waveguide OWG is an optical waveguide composed of a chromatic dispersion medium, and is a delayed signal light in which a delay ψ i is given to the signal light SL by giving chromatic dispersion (time delay depending on the wavelength λ) to the signal light SL. SL ′ is generated. Since the signal light SL includes signal light SL1, SL2,..., SLm having different wavelengths, the optical waveguide OWG has ψ i = D λ with respect to the signal light SL1, SL2,. By giving λ i + φ 0 — i (i = 1 to m), the delayed signal light SL ′ is generated. The delayed signal light SL ′ includes delayed signal lights SL′1, SL′2,..., SL′m having different wavelengths and phases as components. In this specific example, a single mode fiber is used as the optical waveguide OWG.
光導波路OWGにて生成された遅延信号光SL’は、波長分波器WDMに供給される。波長分波器WDMは、遅延信号光SL’を波長分波することによって、遅延信号光SL’1,SL’2,…,SL’nを生成(抽出)する。波長分波器WDMにて生成された各遅延信号光SL’iは、前記実施形態で説明した無線周波数信号生成部1Ciと同一構成を備えた無線周波数信号生成部3Ciに供給される。 The delayed signal light SL 'generated by the optical waveguide OWG is supplied to the wavelength demultiplexer WDM. The wavelength demultiplexer WDM generates (extracts) the delayed signal light SL′1, SL′2,..., SL′n by demultiplexing the delayed signal light SL ′. Each delayed signal light SL'i generated by the wavelength demultiplexer WDM is supplied to the radio frequency signal generator 3Ci having the same configuration as the radio frequency signal generator 1Ci described in the above embodiment.
なお、本実施形態に係るフェイズドアレイアンテナ3においては、行方向に配列された放射素子A1j,…,Aij,…,Amjについて、各搬送光CLiの波長λiを変化させることによって、遅延ψiを変化させることができる。光導波路OWGとして、波長分散媒質により構成された光導波路を用いているからである。したがって、生成する搬送光CLiの波長λiが可変な光源を光源LSiとして用い、各光源LSiが生成する搬送光CLiの波長λiを変化させることによって、行方向に配列された放射素子A1j,…,Aij,…,Amjが送信する電磁波の主ビーム方向を制御することができる。 In the phased array antenna 3 according to the present embodiment, the delay ψ i is set by changing the wavelength λi of each carrier light CLi for the radiating elements A1j,..., Aij,. Can be changed. This is because an optical waveguide composed of a wavelength dispersion medium is used as the optical waveguide OWG. Accordingly, a light source having a variable wavelength λi of the generated carrier light CLi is used as the light source LSi, and by changing the wavelength λi of the carrier light CLi generated by each light source LSi, the radiating elements A1j,. The main beam direction of the electromagnetic wave transmitted by Aij, ..., Amj can be controlled.
また、フェイズドアレイアンテナ3においては、光導波路OWGが信号光SLに与える波長分散を変化させることによっても、信号光SLに与える遅延ψiを変えることができ、結果的に、第1無線周波数信号VRF1(t)に与える遅延δ(上記の式(27)参照)を変化させることができる。したがって、信号光SLに与えられる波長分散が可変な光導波路を光導波路OWGとして用い、光導波路OWGが信号光SLに与える遅延ψiを変化させることによって、行方向に配列された放射素子A1j,…,Aij,…,Amjが送信する電磁波の主ビーム方向を制御することができ、局所信号の周波数を変えることで列方向に配列された放射素子Ai1,…,Aij,…,A1nが送信する電磁波の主ビーム方向を制御することもできる。 Further, in the phased array antenna 3, the delay ψ i given to the signal light SL can also be changed by changing the chromatic dispersion given to the signal light SL by the optical waveguide OWG. As a result, the first radio frequency signal is changed. The delay δ (see the above equation (27)) given to V RF1 (t) can be changed. Therefore, by using an optical waveguide with variable wavelength dispersion given to the signal light SL as the optical waveguide OWG, and changing the delay ψ i given to the signal light SL by the optical waveguide OWG, the radiating elements A1j, .., Aij,..., Amj can control the main beam direction of the electromagnetic wave transmitted, and the radiating elements Ai1,..., Aij,. The main beam direction of the electromagnetic wave can also be controlled.
〔第4の実施形態〕
本発明の第4の実施形態に係る送信用のフェイズドアレイアンテナ4の構成について、図6を参照して説明する。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
[Fourth Embodiment]
The configuration of the phased
(フェイズドアレイアンテナの概略構成)
図6は、フェイズドアレイアンテナ4の構成を示すブロック図である。フェイズドアレイアンテナ4は、図3に示すフェイズドアレイアンテナ2の受信用アンテナ部2Biを受信用アンテナ部4Bjに置き換えた構成を備えている。なお、図3の受信用アンテナ部2Biは同一行に配列された放射素子Ai1〜Ainに対応した回路構成を示しているのに対し、図6は同一列に配列された放射素子A1j〜Amjに対応した回路構成を示している。しかし、その構成および動作の本質は変わらない。
(Schematic configuration of phased array antenna)
FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the phased
受信用アンテナ部4Bjは、m個の受信回路Bij(i=1〜m)を備えている。m個の受信回路Bij(i=1〜m)は、j列目に配列された放射素子A1j〜Amjに対応しているので、フェイズドアレイアンテナ4の全体では、m×n個の受信回路Bij(i=1〜m、j=1〜n)を備えている。
The receiving antenna unit 4Bj includes m receiving circuits Bij (i = 1 to m). Since the m receiving circuits Bij (i = 1 to m) correspond to the radiating elements A1j to Amj arranged in the jth column, the m × n receiving circuits Bij in the phased
受信用アンテナ部4Bjでは、j列目に配列された放射素子A1j〜Amjが受信した第1無線周波数信号VRF1_1j(t)〜VRF1_mj(t)に対し、行方向に異なる光学的遅延を与え、列方向に異なる電気的遅延を与えることによって、m個の第2無線周波数信号VRF2_1j(t)〜VRF2_mj(t)を生成し、これらを合波して第2無線周波数信号VRF2_j(t)を生成するようになっている。したがって、各列に配列された放射素子に対して、同様に生成したn個の第2無線周波数信号VRF2_1(t)〜VRF2_n(t)が最終的に合波されることによって、受信用アンテナ部4Bから第2無線周波数信号VRF2(t)が出力される。 The receiving antenna unit 4Bj gives different optical delays in the row direction to the first radio frequency signals V RF1 — 1j (t) to V RF1 — mj (t) received by the radiating elements A1j to Amj arranged in the j-th column. , By generating different electrical delays in the column direction, m second radio frequency signals V RF2 — 1j (t) to V RF2 — mj (t) are generated and combined to generate the second radio frequency signal V RF2 — j ( t) is generated. Therefore, n second radio frequency signals V RF2 — 1 (t) to V RF2 — n (t) generated in the same manner are finally combined with the radiating elements arranged in each column, thereby receiving signals. The second radio frequency signal V RF2 (t) is output from the antenna unit 4B.
(受信回路の構成及び動作)
受信用アンテナ部4Bjは、m個の受信回路B1j〜Bmjを備えている。受信回路B1j〜Bmjは、送信用アンテナ部に具備されたm個の前記光導波路OWG1〜OWGmに対して配列された1列目からn列目の放射素子のうち、j列目の放射素子A1j〜Amjにそれぞれ対応している。受信回路Bij(i=1〜m)は、信号光生成部Bija'(i=1〜m)と、受信回路B1j〜Bmjに共有された遅延信号光生成部Bjbと、無線周波数信号生成部Bijc(i=1〜m)とを備えている。
(Configuration and operation of receiving circuit)
The receiving antenna unit 4Bj includes m receiving circuits B1j to Bmj. The receiving circuits B1j to Bmj are j-th radiating elements A1j among the first to n-th radiating elements arranged for the m optical waveguides OWG1 to OWGm provided in the transmitting antenna unit. Each corresponds to ~ Amj. The reception circuit Bij (i = 1 to m) includes a signal light generation unit Bij ′ (i = 1 to m), a delayed signal light generation unit Bjb shared by the reception circuits B1j to Bmj, and a radio frequency signal generation unit Bijc. (I = 1 to m).
無線周波数信号生成部Bijcの各構成及び各動作は、フェイズドアレイアンテナ2の受信用アンテナ部2Biについて説明したとおりなので、重複した説明を省略する。ただし、無線周波数信号生成部B1jc〜Bmjcは、j番目の同じ列の放射素子A1j〜Amjに対応しているので、同じ大きさの負の分散−{D+(j−1)d}[s/Hz]を与える分散付与フィルタDF1jと、同じ大きさの正の分散D+(j−1)d[s/Hz]を与える分散付与フィルタDF2jとを備えている。すなわち、ある列に配列された放射素子に対応した分散は、同じ大きさで符号が異なっており、かつ、1〜nの列に応じて大きさが異なっている。
Since each configuration and each operation of the radio frequency signal generation unit Bijc are as described for the reception antenna unit 2Bi of the phased array antenna 2, a duplicate description is omitted. However, since the radio frequency signal generators B1jc to Bmjc correspond to the radiating elements A1j to Amj in the jth same column, negative dispersion − {D + (j−1) d} [s / Hz] and a dispersion providing filter DF2j that provides a positive dispersion D + (j-1) d [s / Hz] of the same magnitude. That is, the dispersions corresponding to the radiating elements arranged in a certain column have the same size and different signs, and the sizes differ depending on the
信号光生成部Bija'は、放射素子A1j〜Amjに対応して、波長の異なる搬送光CL1j〜CLmjを生成する光源LS1j〜LSmjを備えている。なお、同一行の光源LSi1〜LSinの波長は同一であるから、例えば、1行目の光源LS11〜LS1nを別々に設ける必要はなく、光源LS11が出射する搬送光を分岐すればよい。 The signal light generation unit Bij ′ includes light sources LS1j to LSmj that generate carrier lights CL1j to CLmj having different wavelengths corresponding to the radiation elements A1j to Amj. In addition, since the wavelengths of the light sources LSi1 to LSin in the same row are the same, for example, it is not necessary to separately provide the light sources LS11 to LS1n in the first row, and the carrier light emitted from the light source LS11 may be branched.
信号光生成部B1ja'〜Bmja'の各光変調器OMは、対応する搬送光CL1j〜CLmjを、対応する前記和信号VIF1+LO3(t)に基づいて強度変調し、信号光SL1j,SL2j,…,SLmjを生成する。 Each of the optical modulators OM of the signal light generators B1ja ′ to Bmja ′ modulates the intensity of the corresponding carrier light CL1j to CLmj based on the corresponding sum signal V IF1 + LO3 (t), and the signal lights SL1j, SL2j,. , SLmj.
遅延信号光生成部Bjbは、光合波器OMPと、光導波路OWGjと、波長分波器WDMとを備えている。生成された信号光SL1j,SL2j,…,SLmjは、光合波器OMPによって合波され、信号光SLjとなる。光導波路OWGjは、信号光SLjに成分として含まれる信号光SL1j,SL2j,…,SLmjのそれぞれに、波長に応じた遅延ψiを与えることによって、遅延信号光SL1j’,SL2j’,…,SLmj’を成分として含む遅延信号光SLj'を生成する。 The delayed signal light generator Bjb includes an optical multiplexer OMP, an optical waveguide OWGj, and a wavelength demultiplexer WDM. The generated signal lights SL1j, SL2j,..., SLmj are combined by an optical multiplexer OMP to become signal light SLj. The optical waveguide OWGj provides delayed signal light SL1j ′, SL2j ′,..., SLmj by giving a delay ψ i corresponding to the wavelength to each of the signal light SL1j, SL2j,. The delayed signal light SLj including 'as a component is generated.
波長分波器WDMは、遅延信号光SLj’を波長分波することによって、遅延信号光SLj'1,SLj'2,…,SLj'mを生成(抽出)する。波長分波器WDMにて生成された各遅延信号光SLj'iは、無線周波数信号生成部Bijcが具備する前記O/E変換器OEに入力される。 The wavelength demultiplexer WDM generates (extracts) delayed signal light SLj′1, SLj′2,..., SLj′m by demultiplexing the delayed signal light SLj ′. Each delayed signal light SLj′i generated by the wavelength demultiplexer WDM is input to the O / E converter OE included in the radio frequency signal generation unit Bijc.
〔第5の実施形態〕
第5の実施形態として、図7に送受信用のフェイズドアレイアンテナ5を示す。フェイズドアレイアンテナ5は、図5を参照して説明した送信用のフェイズドアレイアンテナ3と、図6を参照して説明した受信用アンテナ部4Bとを組み合わせた構成を備えている。構成および動作については、既に説明したとおりなので、重複した説明を省略する。
[Fifth Embodiment]
As a fifth embodiment, FIG. 7 shows a phased
〔付記事項〕
以上のように、本発明に係るフェイズドアレイアンテナでは、放射素子Aijがm行n列に配列され、行方向に異なる遅延を与えた遅延第3局所信号(VLO3(t−ψi))に対し、さらに列方向に異なる遅延を与える第1分散付与フィルタ(DF1j)の分散と、第1局所信号(VLO1(t))および第1無線周波数信号(VRF1(t))から生成した第1中間周波数信号(VIF1(t))に対し、行方向に異なる遅延を与えた後で、列方向に異なる遅延を与える第2分散付与フィルタ(DF2j)の分散とは、正負の符号が互いに逆に設定されている。
[Additional Notes]
As described above, in the phased array antenna according to the present invention, the radiating elements Aij are arranged in m rows and n columns, and the delayed third local signal (V LO3 (t−ψ i )) having different delays in the row direction is used. On the other hand, the first dispersion applying filter (DF1j) that gives different delays in the column direction, the first local signal (V LO1 (t)) and the first radio frequency signal (V RF1 (t)) The dispersion of the second dispersion providing filter (DF2j) that gives different delays in the column direction after giving different delays in the row direction to one intermediate frequency signal (V IF1 (t)) The reverse is set.
本発明は上述した実施形態や各変形例に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、実施形態又は各変形例に開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。 The present invention is not limited to the above-described embodiments and modifications, and various modifications are possible within the scope of the claims, and technical means disclosed in the embodiments or modifications are appropriately combined. Embodiments obtained in this manner are also included in the technical scope of the present invention.
1、2、3、4 フェイズドアレイアンテナ
Ai1、Aij、Ain 放射素子
Bi1、Bij、Bin 受信回路
DF11、DF1j、DF1n 分散付与フィルタ(第1分散付与フィルタ)
DF21、DF2j、DF2n 分散付与フィルタ(第2分散付与フィルタ)
DF3、DF4 分散付与フィルタ(第3分散付与フィルタ)
LS、LS1、LS2、LSm 光源(光源群、時間遅延光学系)
OM 光変調器(時間遅延光学系、強度変調器)
OMP 光合波器(時間遅延光学系、合波器)
1B 遅延信号光生成部(時間遅延光学系)
3B 遅延信号光生成部(時間遅延光学系)
DIP 分波器
MX1 混合器(第1混合器)
MX2 混合器(第2混合器)
OD 光分岐器
OE O/E変換器
OWG1、OWGi、OWGn 光導波路(光導波路群)
TDi1、TDi1’、TDij、TDij’、TDin、TDin’ 時間遅延器
TD21、TD22、…、TD2n 時間遅延器
TL1 第1伝送線路
TL2 第2伝送線路
TL3 第3伝送線路
TL4 第4伝送線路
WDM 波長分波器
1, 2, 3, 4 Phased array antennas Ai1, Aij, Ain Radiating elements Bi1, Bij, Bin Receiver circuits DF11, DF1j, DF1n Dispersion imparting filter (first dispersion imparting filter)
DF21, DF2j, DF2n dispersion grant filter (second dispersion grant filter)
DF3, DF4 dispersion grant filter (third dispersion grant filter)
LS, LS1, LS2, LSm Light source (light source group, time delay optical system)
OM optical modulator (time delay optical system, intensity modulator)
OMP optical multiplexer (time delay optical system, multiplexer)
1B Delayed signal light generator (time delay optical system)
3B Delayed signal light generator (time delay optical system)
DIP splitter MX1 Mixer (first mixer)
MX2 mixer (second mixer)
OD optical splitter OE O / E converter OWG1, OWGi, OWGn Optical waveguide (optical waveguide group)
TDi1, TDi1 ′, TDij, TDij ′, TDin, TDin ′ Time delay devices TD21, TD22,..., TD2n Time delay device TL1 First transmission line TL2 Second transmission line TL3 Third transmission line TL4 Fourth transmission line WDM Waver
Claims (8)
周波数fLOを有する第1局所信号VLO1(t)に遅延θ1を与えることによって、第2局所信号VLO2(t)=VLO1(t−θ1)を生成する第1伝送線路と、
前記第1局所信号VLO1(t)に遅延θ2を与えることによって、第3局所信号VLO3(t)=VLO1(t−θ2)を生成する第2伝送線路と、
周波数fRF(fLO<fRF)を有する第1無線周波数信号VRF1(t)と前記第2局所信号VLO2(t−θ1)とを乗算することによって、周波数fRF−fLOを有する第1中間周波数信号VIF1(t)を生成する第1混合器と、
前記第3局所信号VLO3(t)と前記第1中間周波数信号VIF1(t)とを加算した和信号VIF1+LO3(t)から信号光SLを生成し、生成した信号光SLに遅延ψ1,…,ψi,…,ψmを与えることによって、m個の遅延信号光SL’1,…,SL’i,…,SL’mを生成する時間遅延光学系と、
前記遅延信号光SL’iをO/E変換することによって、遅延和信号VIF1+LO3(t−ψi)を生成するO/E変換器と、
前記遅延和信号VIF1+LO3(t−ψi)を分波することによって、遅延中間周波数信号VIF1(t−ψi)と遅延局所信号VLO3(t−ψi)とを生成する分波器と、
n個ずつm個のグループに分けられた合計m個×n個の時間遅延器TDij(i=1〜m、j=1〜n)であって、各グループに属するn個の時間遅延器TDijに対応する前記遅延信号光SL’iが入力される時間遅延器TDijと、を備えており、
前記時間遅延器TDijのそれぞれは、
第1分散付与フィルタが挿入された第3伝送線路であって、前記第1分散付与フィルタによる遅延θDjと、前記第3伝送線路による遅延θ3jとを前記遅延局所信号VLO3(t−ψi)に与えることによって、第4局所信号VLO4(t)=VLO3(t−ψi−θDj−θ3j)を生成する第3伝送線路と、
前記第1分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第2分散付与フィルタが挿入された第4伝送線路であって、前記第2分散付与フィルタによる遅延θDj’と、前記第4伝送線路による遅延θ4jとを前記遅延中間周波数信号VIF1(t−ψi)に与えることによって、第2中間周波数信号VIF2(t)=VIF1(t−ψi−θDj’−θ4j)を生成する第4伝送線路と、
前記第4局所信号VLO4(t)と前記第2中間周波数信号VIF2(t)とを乗算することによって、周波数fRFを有する第2無線周波数信号VRF2(t)を生成する第2混合器と、を備えており、
前記遅延θDj及び遅延θDj’の各大きさは、同一のグループに属するn個の前記時間遅延器TDij同士で互いに異なっており、
各時間遅延器TDijにて生成された前記第2無線周波数信号VRF2(t)を、対応する放射素子Aijに供給する、
ことを特徴とする送信用のフェイズドアレイアンテナ。 m (m is an integer of 2 or more) × n (n is an integer of 2 or more) two-dimensionally arranged radiation elements Aij (i = 1 to m, j = 1 to n);
A first transmission line that generates a second local signal V LO2 (t) = V LO1 (t−θ 1 ) by applying a delay θ 1 to a first local signal V LO1 (t) having a frequency f LO ;
A second transmission line that generates a third local signal V LO3 (t) = V LO1 (t−θ 2 ) by applying a delay θ 2 to the first local signal V LO1 (t);
By multiplying the first radio frequency signal V RF1 (t) having the frequency f RF (f LO <f RF ) by the second local signal V LO2 (t−θ 1 ), the frequency f RF −f LO is obtained. A first mixer for generating a first intermediate frequency signal V IF1 (t) having:
Signal light SL is generated from a sum signal V IF1 + LO3 (t) obtained by adding the third local signal V LO3 (t) and the first intermediate frequency signal V IF1 (t), and a delay ψ 1 is generated in the generated signal light SL. ,..., Ψ i ,..., Ψ m to generate m delayed signal lights SL′1,..., SL′i,.
An O / E converter that generates a delayed sum signal V IF1 + LO3 (t−ψ i ) by O / E converting the delayed signal light SL′i;
A demultiplexer that generates a delayed intermediate frequency signal V IF1 (t−ψ i ) and a delayed local signal V LO3 (t−ψ i ) by demultiplexing the delayed sum signal V IF1 + LO3 (t−ψ i ). When,
A total of m × n time delay devices TDij (i = 1 to m, j = 1 to n) divided into m groups of n each, and n time delay devices TDij belonging to each group A time delay device TDij to which the delayed signal light SL′i corresponding to is input,
Each of the time delays TDij is:
A third transmission line having a first dispersion providing filter inserted therein, wherein the delay θ Dj due to the first dispersion providing filter and the delay θ 3j due to the third transmission line are converted into the delayed local signal V LO3 (t−ψ i ), a third transmission line that generates a fourth local signal V LO4 (t) = V LO3 (t−ψi−θ Dj −θ 3j );
The first dispersion-giving filter is a fourth transmission line in which a second dispersion-giving filter that gives dispersion of an opposite sign is inserted, and the delay θ Dj ′ by the second dispersion-giving filter and the fourth transmission line By applying the delay θ 4j to the delayed intermediate frequency signal V IF1 (t−ψ i ), the second intermediate frequency signal V IF2 (t) = V IF1 (t−ψ i −θ Dj ′ −θ 4j ). A fourth transmission line to be generated;
Second mixing that generates a second radio frequency signal V RF2 (t) having a frequency f RF by multiplying the fourth local signal V LO4 (t) and the second intermediate frequency signal V IF2 (t). And equipped with
The magnitudes of the delay θ Dj and the delay θ Dj ′ are different from each other among the n time delay devices TDij belonging to the same group,
Supplying the second radio frequency signal V RF2 (t) generated by each time delay TDij to a corresponding radiating element Aij;
A phased array antenna for transmission characterized by this.
合計m個×n個の受信回路Bij(i=1〜m、j=1〜n)とを備えており、
前記受信回路Bijのそれぞれは、
周波数fLOを有する第1局所信号VLO1(t)に遅延θ1jを与えることによって、第2局所信号VLO2(t)=VLO1(t−θ1j)を生成する第1伝送線路と、
前記第1局所信号VLO1(t)に遅延θ2jを与えることによって、第3局所信号VLO3(t)=VLO1(t−θ2j)を生成する第2伝送線路と、
周波数fRF(fLO<fRF)を有する第1無線周波数信号VRF1(t)と前記第2局所信号VLO2(t−θ1j)とを乗算することによって、周波数fRF−fLOを有する第1中間周波数信号VIF1(t)を生成する第1混合器と、
前記第3局所信号VLO3(t)と前記第1中間周波数信号VIF1(t)とを加算した和信号VIF1+LO3(t)から信号光SLjを生成し、生成した信号光SLjに遅延ψiを与えることによって、遅延信号光SL’jを生成する時間遅延光学系と、
前記遅延信号光SL’jが入力される時間遅延器TDijと、を備えており、
前記時間遅延器TDijは、
前記遅延信号光SL’jをO/E変換することによって、遅延和信号VIF1+LO3(t−ψi)を生成するO/E変換器と、
前記遅延和信号VIF1+LO3(t−ψi)を分波することによって、遅延中間周波数信号VIF1(t−ψi)と遅延局所信号VLO3(t−ψi)とを生成する分波器と、
第1分散付与フィルタが挿入された第3伝送線路であって、前記第1分散付与フィルタによる遅延θDjと、前記第3伝送線路による遅延θ3とを前記遅延局所信号VLO3(t−ψi)に与えることによって、第4局所信号VLO4(t)=VLO3(t−ψi−θDj−θ3)を生成する第3伝送線路と、
前記第1分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第2分散付与フィルタが挿入された第4伝送線路であって、前記第2分散付与フィルタによる遅延θDj’と、前記第4伝送線路による遅延θ4とを前記遅延中間周波数信号VIF1(t−ψi)に与えることによって、第2中間周波数信号VIF2(t)=VIF1(t−ψi−θDj’−θ4)を生成する第4伝送線路と、
前記第4局所信号VLO4(t)と前記第2中間周波数信号VIF2(t)とを乗算することによって、周波数fRFを有する第2無線周波数信号VRF2(t)を生成する第2混合器と、を備えており、
前記遅延θDj及び遅延θDj’の各大きさは、同一のグループに属するn個の前記時間遅延器TDij同士で互いに異なっており、
各放射素子Aijから出力された無線信号を、前記第1無線周波数信号VRF1(t)として対応する前記第1混合器に供給する、
ことを特徴とする受信用のフェイズドアレイアンテナ。 m (m is an integer of 2 or more) × n (n is an integer of 2 or more) two-dimensionally arranged radiation elements Aij (i = 1 to m, j = 1 to n);
A total of m × n receiving circuits Bij (i = 1 to m, j = 1 to n),
Each of the receiving circuits Bij
A first transmission line that generates a second local signal V LO2 (t) = V LO1 (t−θ 1j ) by applying a delay θ 1j to a first local signal V LO1 (t) having a frequency f LO ;
A second transmission line that generates a third local signal V LO3 (t) = V LO1 (t−θ 2j ) by applying a delay θ 2j to the first local signal V LO1 (t);
By multiplying the first radio frequency signal V RF1 (t) having the frequency f RF (f LO <f RF ) by the second local signal V LO2 (t−θ 1j ), the frequency f RF −f LO is obtained. A first mixer for generating a first intermediate frequency signal V IF1 (t) having:
A signal light SLj is generated from a sum signal V IF1 + LO3 (t) obtained by adding the third local signal V LO3 (t) and the first intermediate frequency signal V IF1 (t), and a delay ψ i is generated in the generated signal light SLj. A time delay optical system for generating the delayed signal light SL′j by providing
A time delay TDij to which the delayed signal light SL′j is input,
The time delay TDij is
An O / E converter that generates a delayed sum signal V IF1 + LO3 (t−ψ i ) by O / E converting the delayed signal light SL′j;
A demultiplexer that generates a delayed intermediate frequency signal V IF1 (t−ψ i ) and a delayed local signal V LO3 (t−ψ i ) by demultiplexing the delayed sum signal V IF1 + LO3 (t−ψ i ). When,
A third transmission line having a first dispersion providing filter inserted therein, wherein the delay θ Dj due to the first dispersion providing filter and the delay θ 3 due to the third transmission line are converted into the delayed local signal V LO3 (t−ψ a third transmission line that generates a fourth local signal V LO4 (t) = V LO3 (t−ψ i −θ Dj −θ 3 ) by giving to i );
The first dispersion-giving filter is a fourth transmission line in which a second dispersion-giving filter that gives dispersion of an opposite sign is inserted, and the delay θ Dj ′ by the second dispersion-giving filter and the fourth transmission line By applying the delay θ 4 to the delayed intermediate frequency signal V IF1 (t−ψ i ), the second intermediate frequency signal V IF2 (t) = V IF1 (t−ψ i −θ Dj ′ −θ 4 ). A fourth transmission line to be generated;
Second mixing that generates a second radio frequency signal V RF2 (t) having a frequency f RF by multiplying the fourth local signal V LO4 (t) and the second intermediate frequency signal V IF2 (t). And equipped with
The magnitudes of the delay θ Dj and the delay θ Dj ′ are different from each other among the n time delay devices TDij belonging to the same group,
The radio signal output from each radiating element Aij is supplied to the corresponding first mixer as the first radio frequency signal V RF1 (t).
A phased array antenna for reception.
搬送光CLを生成する光源と、
前記信号光SLを分岐することによって、信号光SL1,…,SL’i,…,SLmを生成する光分岐器と、
各信号光SLiに前記遅延ψiを与えることによって、前記遅延光信号SL’iを生成する光導波路からなる光導波路群であって、各光導波路にて与えられる遅延ψ1,ψ2,…,ψmの大きさをそれぞれ制御できる光導波路群と、を更に有している、
ことを特徴とする請求項1に記載のフェイズドアレイアンテナ。 The time delay optical system is:
A light source that generates the carrier light CL;
An optical branching device for generating the signal light SL1, ..., SL'i, ..., SLm by branching the signal light SL;
An optical waveguide group including optical waveguides that generate the delayed optical signal SL′i by applying the delay ψ i to each signal light SLi, and the delays ψ 1 , ψ 2 ,. , Ψ m each having an optical waveguide group capable of controlling the size of each,
The phased array antenna according to claim 1.
搬送光CLを生成する光源と、
前記信号光SLjに前記遅延ψiを与えることによって、前記遅延光信号SL’jを生成する光導波路であって、前記遅延ψiの大きさが、前記受信回路Bijのi=1〜mに応じて互いに異なる量変化するように設定されている光導波路と、を更に有している、
ことを特徴とする請求項2に記載のフェイズドアレイアンテナ。 The time delay optical system is:
A light source that generates the carrier light CL;
By providing the delay [psi i to said signal light SLj, a waveguide for generating said delayed optical signal SL'j, the magnitude of the delay [psi i is the i = 1 to m of the reception circuit Bij And an optical waveguide set to change the amount different from each other.
The phased array antenna according to claim 2.
搬送光CLiを生成する光源からなる光源群であって、各光源にて生成される搬送光CL1,CL2,…,CLmの波長が異なる光源群と、
搬送光CL1,CL2,…,CLmを合波することによって、搬送光CLを生成する合波器と、
前記搬送光CLを、前記和信号VIF1+LO3(t)に基づいて強度変調し、前記信号光SLを生成する強度変調器と、
前記信号光SLに波長分散を与えることによって、遅延信号光SL’を生成する光導波路と、
前記遅延信号光SL’を波長分波することによって、前記遅延信号光SL’1,…,SL’i,…,SL’mを生成する波長分波器と、を更に有している、
ことを特徴とする請求項1に記載のフェイズドアレイアンテナ。 The time delay optical system is:
A light source group composed of light sources that generate the carrier light CLi, the light source groups having different wavelengths of the carrier lights CL1, CL2,.
A multiplexer that generates the carrier light CL by multiplexing the carrier lights CL1, CL2,..., CLm;
An intensity modulator for intensity-modulating the carrier light CL based on the sum signal V IF1 + LO3 (t) to generate the signal light SL;
An optical waveguide that generates delayed signal light SL ′ by giving chromatic dispersion to the signal light SL;
A wavelength demultiplexer for generating the delayed signal light SL′1,..., SL′i,..., SL′m by demultiplexing the delayed signal light SL ′;
The phased array antenna according to claim 1.
合計m個×n個の受信回路Bij(i=1〜m、j=1〜n)とを備えており、
前記受信回路Bijのそれぞれは、
周波数fLOを有する第1局所信号VLO1(t)に遅延θ1jを与えることによって、第2局所信号VLO2(t)=VLO1(t−θ1j)を生成する第1伝送線路と、
前記第1局所信号VLO1(t)に遅延θ2jを与えることによって、第3局所信号VLO3(t)=VLO1(t−θ2j)を生成する第2伝送線路と、
周波数fRF(fLO<fRF)を有する第1無線周波数信号VRF1(t)と前記第2局所信号VLO2(t−θ1j)とを乗算することによって、周波数fRF−fLOを有する第1中間周波数信号VIF1(t)を生成する第1混合器と、
前記第3局所信号VLO3(t)と前記第1中間周波数信号VIF1(t)とを加算した和信号VIF1+LO3(t)から信号光SLjを生成し、生成した信号光SLjに遅延ψiを与えることによって、遅延信号光SL’ijを生成する時間遅延光学系と、
前記遅延信号光SL’ijが入力される時間遅延器TDijと、を備えており、
前記時間遅延器TDijは、
前記遅延信号光SL’ijをO/E変換することによって、遅延和信号VIF1+LO3(t−ψi)を生成するO/E変換器と、
前記遅延和信号VIF1+LO3(t−ψi)を分波することによって、遅延中間周波数信号VIF1(t−ψi)と遅延局所信号VLO3(t−ψi)とを生成する分波器と、
第1分散付与フィルタが挿入された第3伝送線路であって、前記第1分散付与フィルタによる遅延θDijと、前記第3伝送線路による遅延θ3とを前記遅延局所信号VLO3(t−ψi)に与えることによって、第4局所信号VLO4(t)=VLO3(t−ψi−θDij−θ3)を生成する第3伝送線路と、
前記第1分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第2分散付与フィルタが挿入された第4伝送線路であって、前記第2分散付与フィルタによる遅延θDij’と、前記第4伝送線路による遅延θ4とを前記遅延中間周波数信号VIF1(t−ψi)に与えることによって、第2中間周波数信号VIF2(t)=VIF1(t−ψi−θDij’−θ4)を生成する第4伝送線路と、
前記第4局所信号VLO4(t)と前記第2中間周波数信号VIF2(t)とを乗算することによって、周波数fRFを有する第2無線周波数信号VRF2(t)を生成する第2混合器と、を備えており、
前記遅延θDij及び遅延θDij’の各大きさは、iが同じならば互いに同じである一方、jが異なっているならば互いに異なっており、
前記時間遅延光学系は、放射素子A1j〜Amjに対応して搬送光CL1j〜CLmjを生成する光源と、
搬送光CL1j〜CLmjを、対応する前記和信号VIF1+LO3(t)に基づいて強度変調し、信号光SL1j,…,SLij,…,SLmjを生成するm個の強度変調器と、
前記信号光SL1j,…,SLij,…,SLmjを合波することによって、前記信号光SLjを生成する合波器と、
前記信号光SLjに波長分散を与えることによって、遅延信号光SL’jを生成する光導波路と、
前記遅延信号光SL’jを波長分波することによって、前記遅延信号光SL’ij(i=1〜m)を生成する波長分波器と、を更に有しており、
各放射素子Aijから出力された無線信号を、前記第1無線周波数信号VRF1(t)として対応する前記第1混合器に供給する、
ことを特徴とする受信用のフェイズドアレイアンテナ。 m (m is an integer of 2 or more) × n (n is an integer of 2 or more) two-dimensionally arranged radiation elements Aij (i = 1 to m, j = 1 to n);
A total of m × n receiving circuits Bij (i = 1 to m, j = 1 to n),
Each of the receiving circuits Bij
A first transmission line that generates a second local signal V LO2 (t) = V LO1 (t−θ 1j ) by applying a delay θ 1j to a first local signal V LO1 (t) having a frequency f LO ;
A second transmission line that generates a third local signal V LO3 (t) = V LO1 (t−θ 2j ) by applying a delay θ 2j to the first local signal V LO1 (t);
By multiplying the first radio frequency signal V RF1 (t) having the frequency f RF (f LO <f RF ) by the second local signal V LO2 (t−θ 1j ), the frequency f RF −f LO is obtained. A first mixer for generating a first intermediate frequency signal V IF1 (t) having:
A signal light SLj is generated from a sum signal V IF1 + LO3 (t) obtained by adding the third local signal V LO3 (t) and the first intermediate frequency signal V IF1 (t), and a delay ψ i is generated in the generated signal light SLj. A time delay optical system that generates the delayed signal light SL′ij,
A time delay TDij to which the delayed signal light SL′ij is input,
The time delay TDij is
An O / E converter that generates a delayed sum signal V IF1 + LO3 (t−ψ i ) by O / E converting the delayed signal light SL′ij;
A demultiplexer that generates a delayed intermediate frequency signal V IF1 (t−ψ i ) and a delayed local signal V LO3 (t−ψ i ) by demultiplexing the delayed sum signal V IF1 + LO3 (t−ψ i ). When,
A third transmission line having a first dispersion providing filter inserted therein, wherein the delay θ Dij due to the first dispersion providing filter and the delay θ 3 due to the third transmission line are converted into the delayed local signal V LO3 (t−ψ). a third transmission line that generates a fourth local signal V LO4 (t) = V LO3 (t−ψ i −θ Dij −θ 3 ) by giving to i ),
The first dispersion-giving filter is a fourth transmission line in which a second dispersion-giving filter that gives dispersion of an opposite sign is inserted, and the delay θ Dij ′ by the second dispersion-giving filter and the fourth transmission line By applying the delay θ 4 to the delayed intermediate frequency signal V IF1 (t−ψ i ), the second intermediate frequency signal V IF2 (t) = V IF1 (t−ψ i −θ Dij ′ −θ 4 ). A fourth transmission line to be generated;
Second mixing that generates a second radio frequency signal V RF2 (t) having a frequency f RF by multiplying the fourth local signal V LO4 (t) and the second intermediate frequency signal V IF2 (t). And equipped with
The magnitudes of the delay θ Dij and the delay θ Dij ′ are the same if i is the same, and different from each other if j is different,
The time delay optical system includes a light source that generates carrier lights CL1j to CLmj corresponding to the radiation elements A1j to Amj;
M intensity modulators that modulate the intensity of the carrier lights CL1j to CLmj based on the corresponding sum signal V IF1 + LO3 (t) to generate signal lights SL1j,..., SLij,.
A multiplexer that generates the signal light SLj by multiplexing the signal light SL1j,..., SLij,.
An optical waveguide that generates delayed signal light SL′j by giving chromatic dispersion to the signal light SLj;
A wavelength demultiplexer that generates the delayed signal light SL′ij (i = 1 to m) by demultiplexing the delayed signal light SL′j,
The radio signal output from each radiating element Aij is supplied to the corresponding first mixer as the first radio frequency signal V RF1 (t).
A phased array antenna for reception.
前記第1分散付与フィルタ及び前記第2分散付与フィルタが信号に与える分散の絶対値を、各グループに属するn個の前記時間遅延器TDijにおいて|Dj|であるとすると、分散の絶対値|Dj|が、対応するn個の放射素子Aij(j=1〜n)の配列順に等差的に設定されている、
ことを特徴とする請求項1から6のいずれか1項に記載のフェイズドアレイアンテナ。 The delay ψ i is set in an equal order in the arrangement order of the corresponding m radiating elements Aij (i = 1 to m),
If the absolute value of the dispersion given to the signal by the first dispersion assigning filter and the second dispersion assigning filter is | D j | in the n time delay elements TDij belonging to each group, the absolute value of the dispersion | D j | is set to be an equal difference in the arrangement order of the corresponding n radiation elements Aij (j = 1 to n).
The phased array antenna according to any one of claims 1 to 6, wherein:
ことを特徴とする請求項1から7のいずれか1項に記載のフェイズドアレイアンテナ。 The sum of the electrical lengths of the first transmission line and the fourth transmission line is equal to the sum of the electrical lengths of the second transmission line and the third transmission line,
The phased array antenna according to claim 1, wherein:
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