JP2017163242A - Base station device - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent deterioration of transmission quality even if a correlation between multiple propagation paths is enlarged in an NLP DL-MU-MIMO system.SOLUTION: A real number modulation signal vector and a real number propagation path matrix are used to generate an unimodular matrix, a feedforward filter matrix of MMS standard and a feedback filter matrix. Based on a converted real number modulation signal vector resulting from multiplying the real number modulation signal vector by a transpose matrix of the unimodular matrix and the feedforward filter matrix, a pertubation vector to minimize a cumulative metric in a hierarchized search having a tree structure defining all candidates of infinitely existent pertubation vectors as a search object is searched while performing a search stop operation or a search range limit operation on the candidate which is determined not to be optimal in a depth preferential search. After the feedback filter matrix and the searched pertubation vector are subtracted from the converted real number modulation vector, the converted real number modulation signal vector is multiplied by the feedforward filter matrix.SELECTED DRAWING: Figure 9

Description

本発明は、移動通信システムにおける基地局装置に関するものである。   The present invention relates to a base station apparatus in a mobile communication system.

近年、限られた周波数帯域で無線通信における伝送高速化を実現するため、周波数利用効率向上のための研究が数多くなされてきた。その中でも、送受信両方で複数のアンテナを同時に利用することにより、単位周波数当たりの伝送容量を増やすＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ；多入力多出力）技術が着目を浴び、その一部は既に実用化され更なる高度化のための検討も活発に行われている。   In recent years, many studies have been made to improve frequency utilization efficiency in order to realize high-speed transmission in wireless communication in a limited frequency band. Among them, MIMO (Multi-Input Multi-Output) technology, which increases transmission capacity per unit frequency by simultaneously using multiple antennas for both transmission and reception, has attracted attention, and some of them are already in practical use. Study for further advancement has been actively conducted.

ＭＩＭＯには、１つの無線送信装置としての基地局が１つの無線受信装置としての通信端末装置（移動局、端末）と同一時刻・同一周波数で複数の信号を送信するＳｉｎｇｌｅ−Ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ（以下「ＳＵ−ＭＩＭＯ」という。）と、１つの基地局が複数の異なる通信端末装置に同一時刻・同一周波数で信号を送信、あるいは複数の異なる基地局が１つの通信端末装置に同一時刻・同一周波数で信号を送信するＭｕｌｔｉ−Ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ（以下「ＭＵ−ＭＩＭＯ」という。）がある。ＭＵ−ＭＩＭＯとしては、１つの基地局が複数の異なる通信端末装置に同一時刻・同一周波数で信号を送信する下りリンク（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ：ＤＬ）ＭＵ−ＭＩＭＯ（以下「ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ」という。）がある。   In MIMO, a single-user MIMO (hereinafter, “a base station as one wireless transmission device) transmits a plurality of signals at the same time and at the same frequency as a communication terminal device (mobile station, terminal) as one wireless reception device. SU-MIMO ”) and one base station transmits signals to a plurality of different communication terminal devices at the same time and the same frequency, or a plurality of different base stations transmit one communication terminal device to the same time and the same frequency. There is Multi-User MIMO (hereinafter referred to as “MU-MIMO”) that transmits signals. As MU-MIMO, one base station transmits a downlink (DL) MU-MIMO (hereinafter referred to as “DL-MU-MIMO”) to a plurality of different communication terminal apparatuses at the same time and the same frequency. There is.

上記ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯにおける空間多重を実現する方法として、非線形プリコーディング（Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ：ＮＬＰ）を用いるＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ（以下「ＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ」という。）方式が提案されている。ＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式において、通信端末装置は、受信信号を同相成分（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ ｃｈａｎｎｅｌ：Ｉ−ｃｈ）と直交成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｃｈａｎｎｅｌ：Ｑ−ｃｈ）の方向に、一定の幅（Ｍｏｄｕｌｏ幅）の整数倍だけ平行移動した点を同一の点とみなすＭｏｄｕｌｏ演算を行う。これにより、基地局は、Ｍｏｄｕｌｏ幅の任意の整数倍の信号（摂動ベクトル）を変調信号に加算可能となるため、送信電力が小さくなるように空間フィルタを送信信号に乗算する前に摂動ベクトルを適切に選択して各通信端末装置宛の信号に加算する（非特許文献１参照）。   As a method for realizing spatial multiplexing in the DL-MU-MIMO, a DL-MU-MIMO (hereinafter referred to as “NLP DL-MU-MIMO”) method using non-linear precoding (NLP) has been proposed. . In the NLP DL-MU-MIMO scheme, a communication terminal apparatus receives a received signal in a fixed width (Modulo width) in the direction of an in-phase component (In-phase channel: I-ch) and a quadrature component (Quadrature channel: Q-ch). A modulo operation is performed in which points translated by an integral multiple of) are regarded as the same point. As a result, the base station can add a signal (perturbation vector) that is an integer multiple of the modulo width to the modulation signal, so that the perturbation vector is multiplied before the transmission signal is multiplied by the spatial filter so that the transmission power is reduced. Appropriate selection is made and added to the signal addressed to each communication terminal device (see Non-Patent Document 1).

上記非線形プリコーディングを用いるＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式では、通信端末装置が受信信号に対してＭｏｄｕｌｏ演算を施す場合、基地局装置は、空間フィルタリング適用前の各送信信号に対してＭｏｄｕｌｏ幅の任意の整数倍の信号を加算する自由度を得ることができる。この加算可能な信号を摂動ベクトル（Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ Ｖｅｃｔｏｒ）と呼ぶ。この摂動ベクトルのうち最も電力効率を改善するものを、空間多重する全ての通信端末装置の伝搬路状態を考慮して全探索する方法がＶＰ（Ｖｅｃｔｏｒ Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ）ＭＵ−ＭＩＭＯ方式である。このＶＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式は、基地局装置の送信処理の演算量が大きいもののフル送信ダイバーシチ利得を得ることができ、非常に良好な特性を示すＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式である（非特許文献１参照）。   In the NLP DL-MU-MIMO scheme using nonlinear precoding, when a communication terminal apparatus performs a modulo operation on a received signal, the base station apparatus can arbitrarily specify a modulo width for each transmission signal before applying spatial filtering. It is possible to obtain a degree of freedom for adding signals of an integer multiple of. This signal that can be added is called a perturbation vector. The VP (Vector Perturbation) MU-MIMO method is a method in which all the perturbation vectors that have the most improved power efficiency are searched in consideration of the propagation path states of all the communication terminals that are spatially multiplexed. This VP DL-MU-MIMO scheme is an NLP DL-MU-MIMO scheme that can obtain a full transmission diversity gain, although it has a large calculation amount of transmission processing of the base station apparatus, and exhibits very good characteristics (non- Patent Document 1).

上記ＶＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式では、Ｃｈａｎｎｅｌ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ（ＣＩ）に基づく空間フィルタリング前の各送信信号に減算する摂動ベクトルとして無限に存在する摂動ベクトルの候補の中から最適摂動ベクトルを超球探索（木構造を有する階層探索において超球の概念を用いて探索範囲を削減した上で探索法）により探索するＳｐｈｅｒｅ Ｅｎｃｏｄｉｎｇ ＶＰ（以下「ＳＥ−ＶＰ」という。）が提案されている（非特許文献３）。また、探索範囲をあらかじめ制限した上で準最適な摂動ベクトルを効率的に探索するＱＲ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｍ−Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ＶＰ（以下「ＱＲＭ−ＶＰ」という。）が検討されている（非特許文献２参照）。   In the VP DL-MU-MIMO scheme, the optimal perturbation vector is hyperspherically searched from among the perturbation vector candidates that exist infinitely as perturbation vectors to be subtracted from each transmission signal before spatial filtering based on Channel Inversion (CI) (tree Sphere Encoding VP (hereinafter referred to as “SE-VP”) has been proposed in which a search is performed by reducing the search range using the concept of a supersphere in a hierarchical search having a structure (Non-Patent Document 3). . Further, a QR Decomposition M-Algorithm VP (hereinafter referred to as “QRM-VP”) that efficiently searches for a suboptimal perturbation vector after limiting the search range in advance has been studied (see Non-Patent Document 2).

また、上記ＶＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式と異なり、各通信端末装置が受けるユーザ間干渉を考慮して、逐次的に各通信端末装置宛の信号に加算する摂動ベクトルを算出するＴＨＰ ＭＵ−ＭＩＭＯ方式がある（非特許文献２参照）。   Also, unlike the VP DL-MU-MIMO scheme, a THP MU-MIMO scheme for calculating a perturbation vector to be sequentially added to a signal addressed to each communication terminal apparatus in consideration of inter-user interference received by each communication terminal apparatus. (See Non-Patent Document 2).

更に、上記ＴＨＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式において、送信側の基地局装置で取得した伝搬路行列に対し格子基底縮小（Ｌａｔｔｉｃｅ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ：ＬＲ）という処理を加えることで伝搬路行列をあらかじめ準直交化し、上記ＶＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式より遥かに少ない演算量でＶＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯに近い特性を得ることのできるＬＲ−ＴＨＰがある（特許文献１参照）。格子基底縮小アルゴリズムとしては、ＬＬＬ−Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ（Ｌｅｎｓｔｒａ−Ｌｅｎｓｔｒａ−Ｌｏｖａｓｚ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ：ＬＬＬＡ）を用いる方法や一括基底準直交化法（Ｊｏｉｎｔ Ｑｕａｓｉ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｚａｔｉｏｎ：ＪＱＯ）を用いる方法が提案されている（非特許文献３および非特許文献４参照）   Furthermore, in the THP DL-MU-MIMO scheme, the propagation path matrix is pre-quasi-orthogonalized by applying a process called lattice reduction (LR) to the propagation path matrix acquired by the transmission-side base station apparatus, There is LR-THP that can obtain characteristics close to VP DL-MU-MIMO with a much smaller calculation amount than the VP DL-MU-MIMO method (see Patent Document 1). As a lattice reduction algorithm, a method using LLL-Algorithm (Lenstra-Lenstra-Lovasz Algorithm: LLLA) or a method using collective quasi-orthogonalization (JQO) has been proposed (non-patent literature). 3 and Non-Patent Document 4)

上記非線形プリコーディングを用いるＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式では、送信側で取得した伝搬路行列に対し事前に格子基底縮小（ＬＲ）という処理を施した後に、累積メトリックを最小化する最適摂動ベクトルの探索アルゴリズムとして、最適解が得られることが保証される深さ優先探索アルゴリズムに対し、最適解が得られないことが確定した候補に対してのみ探索の打ち切り操作または探索範囲の限定操作を行う分枝限定法を適用して効率的に探索するアルゴリズムを適用したＬＲ−ＶＰが提案されている（非特許文献５参照）。このＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式におけるＬＲ−ＶＰでは、上記ＳＥ−ＶＰに対し伝送性能を劣化させることなく、また、上記ＳＥ−ＶＰやＱＲＤ−ＴＨＰに比べ演算量を大幅に削減可能である、とされている。   In the NLP DL-MU-MIMO method using the nonlinear precoding, an optimal perturbation vector that minimizes the cumulative metric is obtained after a process called lattice basis reduction (LR) is performed on the propagation path matrix acquired on the transmission side in advance. As a search algorithm, in contrast to a depth-first search algorithm that guarantees that an optimal solution can be obtained, a search censoring operation or a search range limiting operation is performed only for candidates for which it is determined that an optimal solution cannot be obtained. LR-VP to which an algorithm for efficiently searching by applying a branch and bound method is applied has been proposed (see Non-Patent Document 5). In the LR-VP in the NLP DL-MU-MIMO scheme, it is possible to significantly reduce the calculation amount without deteriorating the transmission performance compared to the SE-VP and compared to the SE-VP and QRD-THP. It is said that.

しかしながら、上記非線形プリコーディングを用いるＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式におけるＬＲ−ＶＰでは、複数の通信端末装置が互いに近接した場合等、複数の伝搬路間の相関が大きくなると、ＣＩに基づく空間フィルタにより通信端末装置間の干渉を完全に（ゼロに）抑えようとするため、受信側で希望信号の受信電力が低下して伝送品質が劣化する、という課題がある。   However, in the LR-VP in the DL-MU-MIMO scheme using the nonlinear precoding, when the correlation between a plurality of propagation paths becomes large, such as when a plurality of communication terminal devices are close to each other, communication is performed by a spatial filter based on the CI. In order to suppress interference between the terminal devices completely (to zero), there is a problem that the reception power of the desired signal is reduced on the receiving side and the transmission quality is deteriorated.

本発明の一態様に係る基地局装置は、複数のアンテナを用いて、複数の通信端末装置に対してそれぞれ異なる信号を同一周波数で同一時刻に送信する基地局装置であって、 伝搬路行列の情報と前記複数の通信端末装置の受信アンテナ毎の雑音電力値の情報とを取得する情報取得部と、前記複数の通信端末装置それぞれに対する希望送信データを変調した変調信号ベクトルを生成する変調信号ベクトル生成部と、前記変調信号ベクトル生成部で生成した前記変調信号ベクトルに対して非線形プリコーディング処理を行う非線形プリコーディング処理部と、前記非線形プリコーディング処理後の変調信号ベクトルに基づいて、前記複数のアンテナそれぞれから送信する複数の送信信号を生成する送信信号生成部と、前記送信信号生成部で生成した複数の送信信号を前記複数のアンテナから送信する送信部と、前記伝搬路行列を実数空間上で表現した実数伝搬路行列に前記受信アンテナ毎の雑音電力値に相当する次元要素を加えて前記実数伝搬路行列を次元拡張し、その次元拡張した実数伝搬路行列の転置行列に格子基底縮小処理を施した後、ＱＲ分解を行うことにより、前記実数伝搬路行列の転置行列の準直交化行列であるユニモジュラ行列と、ＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）規範のフィードフォワードフィルタ行列と、空間多重レイヤ間干渉に対応したフィードバックフィルタ行列とを生成する行列生成部と、を備え、前記非線形プリコーディング処理部は、前記変調信号ベクトルを実数空間上で表現した実数変調信号ベクトルに前記ユニモジュラ行列の転置行列を乗算して変換後実数変調信号ベクトルに変換する第１の信号ベクトル変換部と、前記変換後実数変調信号ベクトルと、前記ＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列とに基づいて、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索において累積メトリックを最小化する最適摂動ベクトルを深さ優先探索で最適でないことが確定した候補に対して探索の打ち切り操作または探索範囲の限定操作を行いながら探索する摂動ベクトル探索部と、前記変換後実数変調信号ベクトルから、前記フィードバックフィルタ行列と、前記摂動ベクトル探索部で探索された摂動ベクトルとを減算する減算部と、前記フィードバックフィルタ行列及び前記摂動ベクトルが減算された前記変換後実数変調信号ベクトルに、前記ＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列を乗算する空間フィルタ乗算部と、前記ＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列が乗算された前記変換後実数変調信号ベクトルを複素数の変調信号ベクトルに変換する第２の信号ベクトル変換部と、を有する。   A base station apparatus according to an aspect of the present invention is a base station apparatus that uses a plurality of antennas to transmit different signals to a plurality of communication terminal apparatuses at the same time and at the same time, An information acquisition unit that acquires information and noise power value information for each reception antenna of the plurality of communication terminal apparatuses; and a modulation signal vector that generates a modulation signal vector obtained by modulating desired transmission data for each of the plurality of communication terminal apparatuses A plurality of generation units, a non-linear precoding processing unit that performs non-linear precoding processing on the modulation signal vector generated by the modulation signal vector generation unit, and the plurality of modulation signal vectors after the non-linear precoding processing. A transmission signal generation unit that generates a plurality of transmission signals to be transmitted from each antenna, and the transmission signal generation unit A transmitter for transmitting a plurality of transmission signals from the plurality of antennas; and adding a dimension element corresponding to a noise power value for each receiving antenna to a real channel matrix representing the channel matrix in real space The dimension of the channel matrix is expanded, and the transposed matrix of the dimension-enhanced real channel matrix is subjected to lattice base reduction processing, and then QR decomposition is performed to obtain a quasi-orthogonalized matrix of the transposed matrix of the real channel matrix. A non-linear precoding processing unit, comprising: a unimodular matrix; a MMSE (minimum mean square error) standard feedforward filter matrix; and a matrix generation unit that generates a feedback filter matrix corresponding to spatial multi-layer interference. Is obtained by multiplying the real modulation signal vector representing the modulation signal vector in real space by the transposed matrix of the unimodular matrix. Search for all infinite perturbation vector candidates based on the first signal vector conversion unit for converting to a number modulation signal vector, the converted real number modulation signal vector, and the MMSE-standard feedforward filter matrix In a hierarchical search with a target tree structure, the optimal perturbation vector that minimizes the cumulative metric is searched while performing a search censoring operation or a search range limiting operation on a candidate that is determined to be not optimal by a depth-first search A perturbation vector search unit, a subtraction unit that subtracts the feedback filter matrix and the perturbation vector searched by the perturbation vector search unit from the converted real modulation signal vector, and the feedback filter matrix and the perturbation vector The MMSE criterion is added to the subtracted converted real modulation signal vector. A spatial filter multiplier that multiplies a feedforward filter matrix; a second signal vector converter that converts the converted real modulation signal vector multiplied by the MMSE norm feedforward filter matrix into a complex modulation signal vector; Have

本発明によれば、下りリンクの送信信号の非線形プリコーディング処理に演算量の削減が可能なＬＲ−ＶＰを採用したＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式において、併用する空間フィルタとして理論的に最適なＭＭＳＥに基づく空間フィルタを組合せることにより、複数の伝搬路間の相関が大きくなった場合でも端末側における希望信号受信電力を最大化することができ、伝送品質の劣化を防止することができる。   According to the present invention, in the NLP DL-MU-MIMO system adopting LR-VP capable of reducing the amount of calculation for nonlinear precoding processing of a downlink transmission signal, the MMSE that is theoretically optimal as a spatial filter to be used in combination. By combining the spatial filters based on the desired signal reception power at the terminal side can be maximized even when the correlation between a plurality of propagation paths is increased, and deterioration of transmission quality can be prevented.

本発明の実施形態に係る無線通信システムの一例を示す概念図。The conceptual diagram which shows an example of the radio | wireless communications system which concerns on embodiment of this invention. 線形プリコーディングを用いる場合のＣＳＩＲＳを含まないサブフレームのフォーマットの一例を示す説明図。Explanatory drawing which shows an example of the format of the sub-frame which does not contain CSIRS in the case of using linear precoding. 非線形プリコーディングを用いる場合のＣＳＩＲＳを含むサブフレームのフォーマットの一例を示す説明図。Explanatory drawing which shows an example of the format of the sub-frame containing CSIRS in the case of using nonlinear precoding. 本実施形態に係る通信システムにおいて基地局装置から多重化された複数の移動局装置に下りリンクのデータ信号を送信するときの動作例を示すシーケンス図。The sequence diagram which shows the operation example when transmitting the downlink data signal to the some mobile station apparatus multiplexed from the base station apparatus in the communication system which concerns on this embodiment. 本実施形態に係る通信システムにおいて基地局装置から多重化された複数の移動局装置に下りリンクのデータ信号を送信するときの他の動作例を示すシーケンス図。The sequence diagram which shows the other operation example when transmitting a downlink data signal to the some mobile station apparatus multiplexed from the base station apparatus in the communication system which concerns on this embodiment. 本実施形態に係る無線通信システムの移動局装置の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the structural example of the mobile station apparatus of the radio | wireless communications system which concerns on this embodiment. 本実施形態に係る無線通信システムの移動局装置の他の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the other structural example of the mobile station apparatus of the radio | wireless communications system which concerns on this embodiment. 本実施形態に係る無線通信システムの基地局装置の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the structural example of the base station apparatus of the radio | wireless communications system which concerns on this embodiment. 本実施形態に係る基地局装置における非線形プリコーディング処理部の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the structural example of the nonlinear precoding process part in the base station apparatus which concerns on this embodiment. 本実施形態に係る基地局装置の非線形プリコーディング処理部におけるプリコーディング処理、特に摂動ベクトル探索・減算部の摂動ベクトル探索部における摂動ベクトルτｚの探索処理および摂動ベクトル減算後の実変調信号（送信信号）を生成する処理の一例を示すフローチャート。Precoding processing in the nonlinear precoding processing unit of the base station apparatus according to the present embodiment, particularly search processing for the perturbation vector τz in the perturbation vector search unit of the perturbation vector search / subtraction unit, and real modulation signal (transmission signal) after perturbation vector subtraction 8 is a flowchart illustrating an example of a process for generating (). 摂動ベクトルτｚの探索に用いられる半径Ｃを有する超球と摂動ベクトルによって与えられる送信信号の候補点との関係を示す説明図。Explanatory drawing which shows the relationship between the hypersphere which has the radius C used for search of perturbation vector (tau) z, and the candidate point of the transmission signal given by a perturbation vector. （ａ）及び（ｂ）はそれぞれ摂動ベクトルτｚの候補（摂動項候補）のランキングの説明図。(A) And (b) is explanatory drawing of the ranking of the candidate (perturbation term candidate) of perturbation vector (tau) z, respectively. ２×２ＭＩＭＯ構成の無線通信システムにおける最適摂動ベクトルの探索を視覚的に示す摂動ベクトルの候補（摂動項候補）の木構造の一例を示す説明図。Explanatory drawing which shows an example of the tree structure of the perturbation vector candidate (perturbation term candidate) which shows the search of the optimal perturbation vector visually in the radio | wireless communications system of 2x2 MIMO structure. 本実施形態のコンピュータシミュレーションによって得られたＭ（送信アンテナ数）＝Ｎ（送信ストリーム数）＝４のときの正規化総送信電力に対する平均ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示すグラフ。The graph which shows the average bit error rate (BER) characteristic with respect to the normalization total transmission power in case M (the number of transmission antennas) = N (the number of transmission streams) = 4 obtained by the computer simulation of this embodiment.

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る無線通信システムの一例を示す概念図である。通信システム１は、基地局装置１０と、基地局装置１０と通信可能な複数の通信端末装置としての移動局装置（「ユーザ装置（ＵＥ）」、「端末」又は「移動機」ともいう。）２０（１），２０（２）とを備える。基地局装置１０は、複数のアンテナを用いて、多重化された複数の移動局装置２０（１），２０（２）に対してそれぞれ異なる信号を同一周波数で同一時刻に送信することができる。なお、図１の例では、基地局装置１０の無線通信エリアであるセル１０Ａ内に、多重化された２つの移動局装置２０（１），２０（２）が在圏している例を示しているが、セル１０Ａに在圏する多重化された移動局装置の数は３以上であってもよい。また、以下の説明において、２つの移動局装置２０（１），２０（２）を区別しない構成例及び動作例の場合は移動局装置２０として説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a conceptual diagram illustrating an example of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. The communication system 1 includes a base station device 10 and a mobile station device as a plurality of communication terminal devices that can communicate with the base station device 10 (also referred to as “user device (UE)”, “terminal”, or “mobile device”). 20 (1) and 20 (2). The base station apparatus 10 can transmit different signals at the same time at the same frequency to the multiplexed mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2) using a plurality of antennas. 1 shows an example in which two multiplexed mobile station devices 20 (1) and 20 (2) are located in a cell 10A that is a wireless communication area of the base station device 10. However, the number of multiplexed mobile station apparatuses residing in the cell 10A may be three or more. In the following description, a configuration example and an operation example in which the two mobile station devices 20 (1) and 20 (2) are not distinguished from each other will be described as the mobile station device 20.

図１において、基地局装置１０は、まず、伝送路情報を取得するための参照信号であるＣＲＩＲＳ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を各移動局装置２０（１），２０（２）に送信する。ＣＲＩＲＳは、下りリンクの伝搬路行列（チャネル行列）Ｈを移動局装置側で測定するための参照信号であり、移動局装置２０（１），２０（２）側で干渉電力、雑音電力又は干渉を含む雑音電力を測定（推定）する用途にも適用可能である。   In FIG. 1, the base station apparatus 10 first transmits a CRIRS (Channel State Information Reference Signal), which is a reference signal for acquiring transmission path information, to each of the mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2). CRIRS is a reference signal for measuring a downlink channel matrix (channel matrix) H on the mobile station device side, and interference power, noise power or interference on the mobile station devices 20 (1) and 20 (2) side. The present invention can also be applied to the use of measuring (estimating) noise power including noise.

移動局装置２０（１），２０（２）はそれぞれ、基地局装置１０が送信したＣＳＩＲＳに基づいて、下りリンクの伝搬路情報（伝搬路行列Ｈ）を推定するとともに下りリンクの雑音電力を測定（推定）し、その伝送路情報（伝搬路行列Ｈ）及び雑音電力の情報を基地局装置１０に通知する。基地局装置１０は、各移動局装置２０（１），２０（２）から受信した伝送路情報（伝搬路行列Ｈ）及び雑音電力の情報を用いて、後述のデータ信号に施す非線形プリコーディング処理を行う。   Each of the mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2) estimates downlink propagation path information (propagation path matrix H) and measures downlink noise power based on the CSIRS transmitted by the base station apparatus 10. (Estimate) and notify the base station apparatus 10 of the transmission path information (propagation path matrix H) and noise power information. The base station apparatus 10 uses a transmission path information (propagation path matrix H) and noise power information received from each of the mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2), and a non-linear precoding process applied to a data signal described later I do.

基地局装置１０は、多重化された複数の移動局装置２０（１），２０（２）に対して、復調用参照信号であるＤＭＲＳ（ＤｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）及びデータ信号を送信する。ＤＭＲＳは、データ信号を復調するための参照信号であり、移動局装置への無線リソース割り当てがあった場合に限り送信される。各移動局装置２０は、ＤＭＲＳに基づいて主に送信側の非線形プリコーディング処理における摂動ベクトル減算処理を除いた処理部分の応答と伝搬路の応答とを合成した応答を推定し、その推定結果をデータの復調に用いる。   The base station device 10 transmits a demodulation reference signal DMRS (DeModulation Reference Signal) and a data signal to the multiplexed mobile station devices 20 (1) and 20 (2). The DMRS is a reference signal for demodulating a data signal, and is transmitted only when there is radio resource allocation to the mobile station apparatus. Each mobile station apparatus 20 estimates a response obtained by synthesizing the response of the processing part and the response of the propagation path, excluding the perturbation vector subtraction process in the nonlinear precoding process on the transmission side, based on DMRS, and the estimation result is Used for data demodulation.

本実施形態において、例えば、基地局装置１０は、送信対象のデータ信号に対して非線形プリコーディングを施し、その非線形プリコーディング後のデータ信号を、多重化された複数の移動局装置２０（１），２０（２）に送信する。複数の移動局装置２０（１），２０（２）はそれぞれ、基地局装置１０から受信したＤＭＲＳに基づいて、摂動ベクトル減算処理を行う部分を除く非線形プリコーディング処理を伝搬路の一部とみなした等価伝搬路（以下、単に「等価伝搬路」と称する。）の伝搬路状態を推定し、推定した等価伝搬路の伝搬路状態を示す等価伝搬路状態情報に基づいてデータ信号を検出する。   In the present embodiment, for example, the base station apparatus 10 performs nonlinear precoding on a data signal to be transmitted, and a plurality of mobile station apparatuses 20 (1) obtained by multiplexing the data signal after the nonlinear precoding. , 20 (2). Each of the plurality of mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2) regards the nonlinear precoding process as a part of the propagation path excluding the part that performs the perturbation vector subtraction process based on the DMRS received from the base station apparatus 10. The channel state of the equivalent channel (hereinafter simply referred to as “equivalent channel”) is estimated, and a data signal is detected based on equivalent channel state information indicating the channel state of the estimated equivalent channel.

図２及び図３はそれぞれ、基地局装置１０の送信アンテナ数及びストリーム数がそれぞれの４の場合のＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）／Ａｄｖａｎｃｅｄの標準に準拠した参照信号（ＤＭＲＳ、ＣＳＩＲＳ）の多重化法を示すサブフレームフォーマットの一例を示す説明図である。図２は線形プリコーディングを用いる場合のＣＳＩＲＳを含まないサブフレームの例であり、図３は非線形プリコーディングを用いる場合のＣＳＩＲＳを含むサブフレームの例である。   FIGS. 2 and 3 respectively show multiplexing methods of reference signals (DMRS, CSIRS) conforming to the LTE (Long Term Evolution) / Advanced standard when the number of transmission antennas and the number of streams of the base station apparatus 10 are 4, respectively. It is explanatory drawing which shows an example of the sub-frame format which shows. FIG. 2 is an example of a subframe that does not include CSIRS when using linear precoding, and FIG. 3 is an example of a subframe that includes CSIRS when using nonlinear precoding.

図２及び図３に示すように、第１ストリーム用のＤＭＲＳと第２ストリーム用のＤＭＲＳとの間及び第３ストリーム用のＤＭＲＳと第４ストリーム用のＤＭＲＳとの間は周波数多重化法（ＦＤＭ）で多重化されている。また、第１ストリーム用のＤＭＲＳ及び第２ストリーム用のＤＭＲＳと、第３ストリーム用のＤＭＲＳ及び第４ストリーム用のＤＭＲＳとの間は、符号多重化法（ＣＤＭ）で多重化されている。また、図３に示すように、第１送信アンテナ用のＣＳＩＲＳと第２送信アンテナ用のＣＳＩＲＳとの間及び第３送信アンテナ用のＣＳＩＲＳと第４送信アンテナ用のＣＳＩＲＳとの間は周波数多重化法（ＦＤＭ）で多重化されている。また、第１送信アンテナ用のＣＳＩＲＳ及び第２送信アンテナ用のＣＳＩＲＳと、第３送信アンテナ用のＣＳＩＲＳ及び第４送信アンテナ用のＣＳＩＲＳとの間は、符号多重化法（ＣＤＭ）で多重化されている。ＤＭＲＳとＣＳＩＲＳとの間は周波数多重化法（ＦＤＭ）で多重化されている。   As shown in FIGS. 2 and 3, frequency multiplexing (FDM) is used between the DMRS for the first stream and the DMRS for the second stream and between the DMRS for the third stream and the DMRS for the fourth stream. ). Further, the DMRS for the first stream and the DMRS for the second stream, and the DMRS for the third stream and the DMRS for the fourth stream are multiplexed by code multiplexing (CDM). Also, as shown in FIG. 3, frequency multiplexing is performed between the CSIRS for the first transmission antenna and the CSIRS for the second transmission antenna, and between the CSIRS for the third transmission antenna and the CSIRS for the fourth transmission antenna. Multiplexed by the method (FDM). The CSIRS for the first transmission antenna and the CSIRS for the second transmission antenna, and the CSIRS for the third transmission antenna and the CSIRS for the fourth transmission antenna are multiplexed by code multiplexing (CDM). ing. DMRS and CSIRS are multiplexed by frequency multiplexing (FDM).

図４は、本実施形態に係る通信システムにおいて基地局装置１０から多重化された複数の移動局装置２０（１），２０（２）に下りリンクのデータ信号を送信するときの動作例を示すシーケンス図である。図４の例は、各移動局装置２０（１），２０（２）から基地局装置１０に下りリンクの伝搬路情報を直接フィードバックするエクスプリシットフィードバックを用いる場合の動作例である。   FIG. 4 shows an operation example when transmitting downlink data signals to a plurality of mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2) multiplexed from the base station apparatus 10 in the communication system according to the present embodiment. It is a sequence diagram. The example of FIG. 4 is an operation example in the case of using explicit feedback that directly feeds downlink channel information from the mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2) to the base station apparatus 10.

図４において、基地局装置１０は、多重化された複数の移動局装置２０（１），２０（２）に下りリンクのデータ信号を送信する際、まず、各移動局装置２０（１），２０（２）にＣＳＩＲＳを送信する（Ｓ１０１）。各移動局装置２０（１），２０（２）は、基地局装置１０から受信したＣＳＩＲＳから、下りリンクの伝搬路情報（伝搬路行列Ｈ）を推定するとともに下りリンクの雑音電力を推定し（Ｓ１０２、Ｓ１０３）、その伝搬路情報（伝搬路行列Ｈ）及び雑音電力の情報を含む伝搬路フィードバック情報を生成する（Ｓ１０４、Ｓ１０５）。この生成された雑音電力の情報を含む伝搬路フィードバック情報は、各移動局装置２０（１），２０（２）から基地局装置１０に送信される（Ｓ１０６）。なお、各移動局装置２０（１），２０（２）が下りリンクのデータ通信中の場合は、基地局装置１０からデータ信号とともに受信したＤＭＲＳから下りリンクの雑音電力を推定してもよい。   In FIG. 4, when the base station apparatus 10 transmits downlink data signals to a plurality of multiplexed mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2), first, each mobile station apparatus 20 (1), CSIRS is transmitted to 20 (2) (S101). Each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) estimates downlink propagation path information (propagation path matrix H) and downlink noise power from the CSIRS received from the base station apparatus 10 ( S102, S103), propagation path feedback information including the propagation path information (propagation path matrix H) and noise power information is generated (S104, S105). The propagation path feedback information including the generated noise power information is transmitted from the mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2) to the base station apparatus 10 (S106). When each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) is performing downlink data communication, the downlink noise power may be estimated from the DMRS received together with the data signal from the base station apparatus 10.

基地局装置１０は、各移動局装置２０（１），２０（２）から受信した雑音電力の情報を含む伝搬路フィードバック情報に基づいて、データ信号とＤＭＲＳとを含む送信信号を生成し（Ｓ１０７）、各移動局装置２０（１），２０（２）に送信する（Ｓ１０８）。   The base station apparatus 10 generates a transmission signal including the data signal and the DMRS based on the propagation path feedback information including the noise power information received from the mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2) (S107). ), And transmits it to each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) (S108).

各移動局装置２０（１），２０（２）は、基地局装置１０から送信された送信信号に含まれるＤＭＲＳから等価伝搬路を推定し（Ｓ１０９，Ｓ１１０）、送信信号に含まれるデータ信号を復調して復号する（Ｓ１１１，Ｓ１１２）。   Each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) estimates an equivalent propagation path from the DMRS included in the transmission signal transmitted from the base station apparatus 10 (S109, S110), and converts the data signal included in the transmission signal. Demodulate and decode (S111, S112).

図５は、本実施形態に係る通信システムにおいて基地局装置１０から多重化された複数の移動局装置２０（１），２０（２）に下りリンクのデータ信号を送信するときの他の動作例を示すシーケンス図である。図５の例は、時間分割複信方式（ＴＤＤ）において伝搬路の上下リンクの可逆性に着目したインプリシットフィードバックを用いる場合の動作例である。   FIG. 5 shows another example of operation when downlink data signals are transmitted to a plurality of mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2) multiplexed from the base station apparatus 10 in the communication system according to the present embodiment. FIG. The example of FIG. 5 is an example of operation in the case of using implicit feedback paying attention to the reversibility of the uplink and downlink of the propagation path in the time division duplex (TDD) system.

図５において、基地局装置１０は、多重化された複数の移動局装置２０（１），２０（２）に下りリンクのデータ信号を送信する際、まず、ＳＲＳ送信スケジュール情報を生成して各移動局装置２０（１），２０（２）に送信する（Ｓ２０１，Ｓ２０２）。ここで、上りリンクの参照信号であるＳＲＳ（Ｓｏｕｎｄｉｎｇ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を各移動局装置２０（１），２０（２）が送信する時間を指定するための情報である。ＳＲＳは、上りリンクの周波数スケジューリング、変調・符号化方式の識別情報であるＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）の決定、プリコーディング方式の選択などを目的として移動局装置から基地局装置に送信される参照信号である。なお、上記ＳＲＳ送信スケジュール情報の生成は、移動局装置と基地局装置との間の最初の接続時のみに実行してもよい。   In FIG. 5, when transmitting a downlink data signal to a plurality of multiplexed mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2), the base station apparatus 10 first generates SRS transmission schedule information and transmits each of them. It transmits to mobile station apparatus 20 (1) and 20 (2) (S201, S202). Here, it is information for designating the time at which each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) transmits SRS (Sounding Reference Signal), which is an uplink reference signal. SRS is a reference transmitted from a mobile station apparatus to a base station apparatus for the purpose of uplink frequency scheduling, determination of modulation and coding scheme (MCS) as modulation / coding scheme identification, selection of a precoding scheme, etc. Signal. The generation of the SRS transmission schedule information may be performed only at the first connection between the mobile station apparatus and the base station apparatus.

各移動局装置２０（１），２０（２）は、基地局装置１０から受信したＳＲＳ送信スケジュール情報に基づいてＳＲＳを生成する（Ｓ２０３，Ｓ２０４）。   Each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) generates an SRS based on the SRS transmission schedule information received from the base station apparatus 10 (S203, S204).

基地局装置１０は、上記ＳＲＳ送信スケジュール情報の生成及び送信の後、上下リンクについて送信部及び受信部のＲＦ回路における位相回転と振幅変動とを測定して補償する回路キャリブレーションを行い（Ｓ２０５）、各移動局装置２０（１），２０（２）にＣＳＩＲＳを送信する（Ｓ２０６）。なお、上記回路キャリブレーションは低い頻度で実施してもよい。   After the generation and transmission of the SRS transmission schedule information, the base station apparatus 10 performs circuit calibration for measuring and compensating for phase rotation and amplitude fluctuation in the RF circuit of the transmitter and receiver for the uplink and downlink (S205). Then, the CSIRS is transmitted to each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) (S206). Note that the circuit calibration may be performed at a low frequency.

各移動局装置２０（１），２０（２）は、基地局装置１０から受信したＣＳＩＲＳから下りリンクの雑音電力を推定し（Ｓ２０７、Ｓ２０８）、その雑音電力の情報を含むフィードバック情報を生成する。各移動局装置２０（１），２０（２）は、所定のＳＲＳ送信タイミングに、雑音電力の情報を含むフィードバック情報とともにＳＲＳを基地局装置１０に送信する（Ｓ２０９）。なお、各移動局装置２０（１），２０（２）が下りリンクのデータ通信中の場合は、基地局装置１０からデータ信号とともに受信したＤＭＲＳから下りリンクの雑音電力を推定してもよい。   Each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) estimates downlink noise power from the CSIRS received from the base station apparatus 10 (S207, S208), and generates feedback information including the noise power information. . Each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) transmits SRS to the base station apparatus 10 together with feedback information including noise power information at a predetermined SRS transmission timing (S209). When each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) is performing downlink data communication, the downlink noise power may be estimated from the DMRS received together with the data signal from the base station apparatus 10.

基地局装置１０は、各移動局装置２０（１），２０（２）から受信したＳＲＳから上り伝搬路を推定し、上記回路キャリブレーションの結果に基づいて下り伝搬路情報を取得する（Ｓ２１０）。この下り伝搬路情報に基づいて、基地局装置１０は、データ信号とＤＭＲＳとを含む送信信号を生成し（Ｓ２１１）、各移動局装置２０（１），２０（２）に送信する（Ｓ２１２）。   The base station apparatus 10 estimates the uplink propagation path from the SRS received from the mobile station apparatuses 20 (1) and 20 (2), and acquires downlink propagation path information based on the result of the circuit calibration (S210). . Based on this downlink propagation path information, the base station apparatus 10 generates a transmission signal including a data signal and DMRS (S211), and transmits it to each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) (S212). .

各移動局装置２０（１），２０（２）は、基地局装置１０から送信された送信信号に含まれるＤＭＲＳから等価伝搬路を推定し（Ｓ２１３，Ｓ２１４）、送信信号に含まれるデータ信号を復調して復号する（Ｓ２１５，Ｓ２１６）。   Each mobile station apparatus 20 (1), 20 (2) estimates an equivalent propagation path from the DMRS included in the transmission signal transmitted from the base station apparatus 10 (S213, S214), and converts the data signal included in the transmission signal. Demodulate and decode (S215, S216).

図６は、本実施形態に係る無線通信システムの移動局装置２０の構成例を示すブロック図である。図６の例は、基地局装置１０に下りリンクの伝搬路情報を直接フィードバックするエクスプリシットフィードバックを用いる場合の構成例である。
図６において、移動局装置２０は、アンテナ２０１、送受信切替部（ＤＵＰ：ｄｕｐｌｅｘｅｒ）２０２、受信部２０３、ＣＰ除去部２０４、ＦＦＴ部２０５、信号分離部２０６、伝搬路補償部２０７、Ｍｏｄｕｌｏ演算部２０８、復調部２０９、複合部２１０、ＣＳＩＲＳ用伝搬路推定部２１１、雑音電力推定部２１２、ＤＭＲＳ用伝搬路推定部２１３、フィードバック用信号生成部２１４、信号多重部２１５、ＩＦＦＴ部２１６、ＣＰ挿入部２１７及び送信部２１８を備える。 FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration example of the mobile station apparatus 20 of the wireless communication system according to the present embodiment. The example of FIG. 6 is a configuration example in the case of using explicit feedback that directly feeds downlink propagation path information back to the base station apparatus 10.
6, the mobile station apparatus 20 includes an antenna 201, a transmission / reception switching unit (DUP) 202, a receiving unit 203, a CP removing unit 204, an FFT unit 205, a signal separating unit 206, a propagation path compensating unit 207, and a modulo calculating unit. 208, demodulation unit 209, composite unit 210, CSIRS channel estimation unit 211, noise power estimation unit 212, DMRS channel estimation unit 213, feedback signal generation unit 214, signal multiplexing unit 215, IFFT unit 216, CP insertion Unit 217 and transmission unit 218.

アンテナ２０１、送受信切替部（ＤＵＰ：ｄｕｐｌｅｘｅｒ）２０２、受信部２０３、ＣＰ除去部２０４、ＦＦＴ部２０５、信号分離部２０６、伝搬路補償部２０７、Ｍｏｄｕｌｏ演算部２０８、復調部２０９、複合部２１０、ＣＳＩＲＳ用伝搬路推定部２１１、雑音電力推定部２１２、ＤＭＲＳ用伝搬路推定部２１３、フィードバック用信号生成部２１４、信号多重部２１５、ＩＦＦＴ部２１６、ＣＰ挿入部２１７及び送信部２１８   Antenna 201, transmission / reception switching unit (DUP: duplexer) 202, receiving unit 203, CP removing unit 204, FFT unit 205, signal separating unit 206, propagation path compensating unit 207, modulo calculating unit 208, demodulating unit 209, combining unit 210, CSIRS channel estimation unit 211, noise power estimation unit 212, DMRS channel estimation unit 213, feedback signal generation unit 214, signal multiplexing unit 215, IFFT unit 216, CP insertion unit 217, and transmission unit 218

受信部２０３は、アンテナ２０１及び送受信切替部（ＤＵＰ）２０２を介して、基地局装置１０から送信された信号（搬送波周波数の信号）を受信する。受信部２０３は、受信した信号をダウンコンバージョンし、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換することで、ベースバンドのデジタル信号を生成する。受信部２０３は、生成したデジタル信号をＣＰ除去部２０４に出力する。   The receiving unit 203 receives a signal (carrier frequency signal) transmitted from the base station device 10 via the antenna 201 and the transmission / reception switching unit (DUP) 202. The receiving unit 203 down-converts the received signal and performs A / D (analog / digital) conversion to generate a baseband digital signal. The reception unit 203 outputs the generated digital signal to the CP removal unit 204.

ＣＰ除去部２０４は、受信部２０３から入力されたデジタル信号のガードインターバル（ＧＩ）に挿入されているサイクリック・プレフィックス（ＣＰ）を除去し、除去後の信号をＦＦＴ部２０５に出力する。   CP removing section 204 removes the cyclic prefix (CP) inserted in the guard interval (GI) of the digital signal input from receiving section 203, and outputs the signal after removal to FFT section 205.

ＦＦＴ部２０５は、ＣＰ除去部２０３から入力された信号に対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行うことで、周波数領域の信号を生成する。ＦＦＴ部２０５は、生成した周波数領域の信号を信号分離部２０６に出力する。   The FFT unit 205 performs a fast Fourier transform (FFT) process on the signal input from the CP removal unit 203 to generate a frequency domain signal. The FFT unit 205 outputs the generated frequency domain signal to the signal separation unit 206.

信号分離部２０６は、基地局装置１０から通知されたマッピング情報に基づいて、ＦＦＴ部２０５から入力された信号を分離する。信号分離部２０６は、分離した信号のうち、ＣＳＩＲＳをＣＳＩＲＳ用伝搬路推定部２０７及び雑音電力推定部２０８それぞれに出力し、ＤＭＲＳをＤＭＲＳ用伝搬路推定部２０９に出力する。信号分離部２０６は、ＣＳＩＲＳ、雑音電力情報の信号及びＤＭＲＳ以外の信号（例えば、データ信号）を伝搬路補償部２１０に出力する。   The signal separation unit 206 separates the signal input from the FFT unit 205 based on the mapping information notified from the base station apparatus 10. Of the separated signals, the signal separation unit 206 outputs CSIRS to the CSIRS channel estimation unit 207 and the noise power estimation unit 208, and outputs DMRS to the DMRS channel estimation unit 209. The signal separation unit 206 outputs a signal other than the CSIRS, the noise power information signal, and the DMRS (for example, a data signal) to the propagation path compensation unit 210.

ＣＳＩＲＳ用伝搬路推定部２０７は、信号分離部２０６から入力されたＣＳＩＲＳに基づいて伝搬路状態を推定し、推定した伝搬路状態を示す情報をフィードバック用信号生成部２１４に出力する。   The CSIRS channel estimation unit 207 estimates the channel state based on the CSIRS input from the signal separation unit 206 and outputs information indicating the estimated channel state to the feedback signal generation unit 214.

雑音電力推定部２０８は、信号分離部２０６から入力されたＣＳＩＲＳに基づいて下りリンクの雑音電力を推定し、推定した雑音電力を示す情報を伝搬路補償部２１０、復調部２１２及びフィードバック用信号生成部２１４それぞれに出力する。   The noise power estimation unit 208 estimates downlink noise power based on the CSIRS input from the signal separation unit 206, and transmits information indicating the estimated noise power to the propagation path compensation unit 210, the demodulation unit 212, and the feedback signal generation. Output to each of the units 214.

ＤＭＲＳ用伝搬路推定部２０９は、信号分離部２０６から入力されたＤＭＲＳに基づいて伝搬路状態を推定し、推定した伝搬路状態を示す情報をフィードバック用信号生成部２１４に出力する。   The DMRS propagation path estimation unit 209 estimates the propagation path state based on the DMRS input from the signal separation unit 206, and outputs information indicating the estimated propagation path state to the feedback signal generation unit 214.

フィードバック用信号生成部２１４は、ＣＲＳ用伝搬路推定部２０７から入力された伝搬路状態に基づいて伝搬路状態情報を生成する。ここで、伝搬路状態情報は、基地局装置１０の各アンテナとｎ番目の移動局装置２０の各アンテナ２０１との間の伝搬路の複素利得を各成分に持つ行ベクトルｈｎであり、次式（１）で表すことができる。なお、本例では、基地局装置１０及び移動局装置２０それぞれのアンテナの数が同じＭ本の場合について示している。 The feedback signal generation unit 214 generates channel state information based on the channel state input from the CRS channel estimation unit 207. Here, the propagation path state information is a row vector h n having a complex gain of a propagation path between each antenna of the base station apparatus 10 and each antenna 201 of the nth mobile station apparatus 20 as a component. It can be represented by Formula (1). In this example, the case where the number of antennas in each of the base station apparatus 10 and the mobile station apparatus 20 is the same is shown.

フィードバック用信号生成部２１４は、伝搬路状態情報として上記行ベクトルｈｎを基地局装置１０に通知してもよいが、上記式（１）のノルムを値Ｃｎに正規化した次式（２）の行ベクトルｈｎｏｒｍ−ｎを伝搬路状態情報としてもよい。
The feedback signal generation unit 214 may notify the base station apparatus 10 of the row vector h n as the propagation path state information, but the following equation (2) obtained by normalizing the norm of the equation (1) to the value C n ) Line vector h norm-n may be used as propagation path state information.

なお、上記値Ｃｎは、例えば全通信帯域の平均受信電力（フェージングの影響を除いたパスロスとシャドウイングとから求められる平均受信電力）の平方根でもよいし、他の値でもよい。また、式（１）又は式（２）で表される行ベクトルを量子化又は近似したものを伝搬路状態情報として通知してもよい。 Note that the value C n may be, for example, the square root of the average received power (average received power obtained from path loss and shadowing excluding the influence of fading) in the entire communication band, or may be another value. Further, a result obtained by quantizing or approximating the row vector represented by the formula (1) or the formula (2) may be notified as the propagation path state information.

また、後述の基地局装置１０における情報取得部１０５では、伝搬路行列Ｈの各行を構成する行ベクトルとして、フィードバック用信号生成部２１４に対応して上記式（１）を量子化又は近似したものを用いてもよい。また、正規化した式（２）、又は式（２）を量子化若しくは近似したものを用いてもよい。   Also, in the information acquisition unit 105 in the base station apparatus 10 described later, the above equation (1) is quantized or approximated corresponding to the feedback signal generation unit 214 as a row vector constituting each row of the propagation path matrix H May be used. Further, the normalized expression (2) or the expression (2) quantized or approximated may be used.

フィードバック用信号生成部２１４は、生成した伝搬路状態情報と雑音電力の情報とを含むフィードバック用の信号を変調し、信号多重部２１５を介してＩＦＦＴ部２１６に出力する。   The feedback signal generation unit 214 modulates the feedback signal including the generated propagation path state information and noise power information, and outputs the modulated feedback signal to the IFFT unit 216 via the signal multiplexing unit 215.

ＩＦＦＴ部２１６は、フィードバック用信号生成部２１４から入力された信号に対して、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理を行うことで、時間領域の信号を生成する。ＩＦＦＴ部２１６は、生成した時間領域の信号をＣＰ挿入部２１７に出力する。   The IFFT unit 216 performs an inverse fast Fourier transform (IFFT) process on the signal input from the feedback signal generation unit 214 to generate a time domain signal. The IFFT unit 216 outputs the generated time domain signal to the CP insertion unit 217.

ＧＩ挿入部２１７は、ＩＦＦＴ部２１６から入力された信号のガードインターバルにＣＰを付与し、ＣＰ付与後の信号を送信部２１８に出力する。   The GI insertion unit 217 adds CP to the guard interval of the signal input from the IFFT unit 216 and outputs the signal after CP addition to the transmission unit 218.

送信部２１８は、ＣＰ挿入部２１７から入力された信号（ベースバンドのデジタル信号）をＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換し、変換後の信号をアップコンバージョンすることで搬送波周波数の信号を生成する。送信部２１８は、生成した信号を、送受信切替部（ＤＵＰ）２０２及びアンテナ２０１を介して送信する。   The transmission unit 218 performs D / A (digital / analog) conversion on the signal (baseband digital signal) input from the CP insertion unit 217, and generates a carrier frequency signal by up-converting the converted signal. . The transmission unit 218 transmits the generated signal via the transmission / reception switching unit (DUP) 202 and the antenna 201.

ＤＭＲＳ用伝搬路推定部２０９は、信号分離部２０６から入力されたＤＭＲＳに基づいて非線形プリコーディング処理を伝搬路の一部とみなした等価伝搬路の伝搬路状態を推定する。ここで、ＤＭＲＳ信号及びデータ信号送信時の移動局装置２０の伝搬路状態をＨｄとし、フィードバック用信号生成部２１４で生成した伝搬路状態情報が示す伝搬路状態をＨｆｂとする。 The DMRS propagation path estimation unit 209 estimates the propagation path state of an equivalent propagation path in which the nonlinear precoding processing is regarded as a part of the propagation path based on the DMRS input from the signal separation unit 206. Here, the propagation path state of the mobile station apparatus 20 at the time of transmitting the DMRS signal and the data signal is H d, and the propagation path state indicated by the propagation path state information generated by the feedback signal generation unit 214 is H fb .

後述のように、基地局装置１０の非線形プリコーディング処理部における非線形プリコーディング処理は、摂動ベクトルの減算を除けば、空間フィルタＷ（＝Ｈ−１）を変調信号ｓに乗算していることと等価である。しかし、フィルタＷは、ｈｄではなく、移動局装置２０がフィードバックした伝搬路状態ベクトルに基づいて、後述の基地局装置１０のフィルタ算出部で算出されているので、移動局装置２０は、等価伝搬路Ｈｅｑ＿ｎ（１次元複素数）として、次式（３）を得る。 As will be described later, the non-linear precoding processing in the non-linear precoding processing unit of the base station apparatus 10 is to multiply the modulation signal s by a spatial filter W (= H −1 ) except for subtraction of perturbation vectors. Is equivalent. However, the filter W is the h d rather, based on the propagation path state vector mobile station device 20 is fed back, because it is calculated by the filter calculation unit of the base station apparatus 10 will be described later, the mobile station apparatus 20, equivalent The following equation (3) is obtained as the propagation path H eq — n (one-dimensional complex number).

ここで、ｗｎはフィルタＷの第ｎ列である。また、式（３）中のβは、後述の基地局装置１０の非線形プリコーディング処理部が算出したデータ信号ｘの電力の電力正規化単位に亘る総和をＰｘとし、データ信号ｘの送信に基地局装置１０が割り当て可能な総電力をＰｔｒとしたとき、次式（４）で算出される電力正規化係数である。 Here, w n is the n-th row of the filter W. Further, β in the equation (3) is P x, which is a sum total over the power normalization unit of the power of the data signal x calculated by the nonlinear precoding processing unit of the base station apparatus 10 to be described later. When the total power allocatable by the base station apparatus 10 is P tr , the power normalization coefficient is calculated by the following equation (4).

ＤＭＲＳと所定の周波数・所定の時刻（例えば同じリソースブロック内）に配置されたデータ信号は、ｈｅｑ＿ｎとほぼ同じ等価伝搬路を通って移動局装置２０に受信される。 A data signal arranged at a predetermined frequency and a predetermined time (for example, in the same resource block) with the DMRS is received by the mobile station apparatus 20 through an equivalent propagation path substantially the same as h eq_n .

ＤＭＲＳ用伝搬路推定部２０７は、推定した等価伝搬路ｈｅｑ＿ｎの伝搬路状態を示す
等価伝搬路状態情報を伝搬路補償部２０８に出力する。 The DMRS channel estimation unit 207 outputs equivalent channel state information indicating the channel state of the estimated equivalent channel h eq_n to the channel compensation unit 208.

伝搬路補償部２１０は、ＤＭＲＳ用伝搬路推定部２０９から入力された等価伝搬路状態情報を用いて、信号分離部２０６から入力された信号に対して伝搬路補償を行う。すなわち、データ信号をｙとすると、伝搬路補償後のデータ信号ｙｃｃは、ｙｃｃ＝ｙ／ｈｅｑ＿ｎとなる。伝搬路補償部２０８は、伝搬路補償後の信号ｙｃｃをＭｏｄｕｌｏ演算部２１１に出力する。 The propagation path compensation unit 210 performs propagation path compensation on the signal input from the signal separation unit 206 using the equivalent propagation path state information input from the DMRS propagation path estimation unit 209. That is, when the data signal is y, the data signal y cc after propagation path compensation is y cc = y / h eq_n . The propagation path compensation unit 208 outputs the signal y cc after propagation path compensation to the modulo calculation unit 211.

Ｍｏｄｕｌｏ演算部２１１は、伝搬路補償部２１０から入力されたデータ信号ｙｃｃに対して、Ｍｏｄｕｌｏ演算を行う。Ｍｏｄｕｌｏ演算は、次式（５）で表される。 The modulo calculator 211 performs a modulo calculation on the data signal y cc input from the propagation path compensator 210. The modulo operation is expressed by the following equation (5).

ここで、ｊは虚数単位、ｆｌｏｏｒ（γ）はγを超えない最大の整数をそれぞれ表す。またＲｅ｛α｝はαの実部，Ｉｍ｛α｝はαの虚部をそれぞれ表す。τは、変調信号の平均電力を１に正規化した場合、変調方式に応じて、あらかじめ送受信側で既知な所定の値となる。例えば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）ではτ＝２（√２）、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）ではτ＝８／（√１０）、６４ＱＡＭではτ＝１６／（√４２）とする。ただし、基地局装置と移動局装置で共通であれば、これらの値と異なる値を用いてもよい。   Here, j represents an imaginary unit, and floor (γ) represents a maximum integer not exceeding γ. Re {α} represents the real part of α, and Im {α} represents the imaginary part of α. When the average power of the modulation signal is normalized to 1, τ is a predetermined value known in advance on the transmission / reception side according to the modulation method. For example, τ = 2 (√2) in QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), τ = 8 / (√10) in 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation), and τ = 16 / (√42) in 64QAM. However, as long as the base station apparatus and the mobile station apparatus are common, values different from these values may be used.

Ｍｏｄｕｌｏ演算部２１１は、Ｍｏｄｕｌｏ演算後の信号ｍｏｄ（ｙｃｃ）を復調部２１２に出力する。 The modulo calculator 211 outputs the signal mod (y cc ) after the modulo calculation to the demodulator 212.

復調部２１２は、Ｍｏｄｕｌｏ演算部２１１から入力された信号を復調する。復調部２１２は、復調後の情報（硬判定した符号化ビット又は符号化ビットの軟推定値）を復号部２１３に出力する。   The demodulator 212 demodulates the signal input from the modulo calculator 211. Demodulation section 212 outputs the demodulated information (the hard-coded coded bit or the soft estimated value of the coded bit) to decoding section 213.

復号部２１３は、復調部２１２から入力された情報を復号することで、情報ビットを取得し、取得した情報ビットを出力する。   The decoding unit 213 acquires information bits by decoding the information input from the demodulation unit 212, and outputs the acquired information bits.

図７は、本実施形態に係る無線通信システムの移動局装置２０の他の構成例を示すブロック図である。図７の例は、時間分割多重複信方式（ＴＤＤ）において伝搬路の上下リンクの可逆性に着目したインプリシットフィードバックを用いる場合の構成例である。なお、図６と同様な部分については同じ符号を付し、説明を省略する。   FIG. 7 is a block diagram illustrating another configuration example of the mobile station apparatus 20 of the wireless communication system according to the present embodiment. The example of FIG. 7 is a configuration example in the case of using implicit feedback focusing on the reversibility of the uplink and downlink of the propagation path in the time division multiple-duplex system (TDD). In addition, the same code | symbol is attached | subjected about the part similar to FIG. 6, and description is abbreviate | omitted.

図７において、図６のＣＳＩＲＳ用伝搬路推定部２０７の代えて、ＳＲＳ生成部２１９を備えている。ＳＲＳ生成部２１９は、所定のタイミングに上りリンクの参照信号であるＳＲＳを生成して信号多重部２１５に出力する。信号多重部２１５は、フィードバック用信号生成部２１４から出力された伝搬路状態情報と雑音電力の情報とを含むフィードバック用の信号と、ＳＲＳ生成部２１９から出力されたＳＲＳとを所定の多重方式で多重化処理してＩＦＦＴ部２１６に出力する。   In FIG. 7, an SRS generation unit 219 is provided instead of the CSIRS propagation path estimation unit 207 of FIG. 6. The SRS generator 219 generates an SRS that is an uplink reference signal at a predetermined timing and outputs the SRS to the signal multiplexer 215. The signal multiplexing unit 215 performs a feedback signal including the propagation path state information and noise power information output from the feedback signal generation unit 214 and the SRS output from the SRS generation unit 219 by a predetermined multiplexing method. Multiplexing is performed and the result is output to the IFFT unit 216.

図８は、本実施形態に係る無線通信システムの基地局装置１０の構成例を示すブロック図である。
図８において、基地局装置１０は、アンテナ１０１（１）〜１０１（Ｍ）、第１から第Ｍまでの受信部１０２（１）〜１０２（Ｍ）、第１から第ＭまでのＣＰ除去部１０３（１）〜１０３（Ｍ）、第１から第ＭまでのＦＦＴ部１０４（１）〜１０４（Ｍ）、情報取得部１０５、変換行列生成部１０６、フィルタ計算部１０７、ＤＭＲＳ生成部１０８、ＤＭＲＳ用空間フィルタ乗算部１０９、第１から第Ｎまでの符号化部１１０（１）〜１１０（Ｎ）、第１から第Ｎまでの変調部１１１（１）−１１１（Ｎ）、非線形プリコーディング処理部１１２、ＤＭＲＳ多重部１１３、電力正規化部１１４、フレーム構成部１１５、第１から第ＭまでのＩＦＦＴ部１１６（１）−１１６（Ｍ）、第１から第ＮまでのＣＰ挿入部１１７（１）〜１１７（Ｍ）、第１から第Ｍまでの送信部１１８（１）〜１１８（Ｍ）、及び、第１から第Ｍまでの送受信切替部（ＤＵＰ）１１９（１）〜１１９（Ｍ）を備えている。 FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration example of the base station apparatus 10 of the wireless communication system according to the present embodiment.
In FIG. 8, base station apparatus 10 includes antennas 101 (1) to 101 (M), first to Mth receiving units 102 (1) to 102 (M), and first to Mth CP removing units. 103 (1) to 103 (M), first to M-th FFT units 104 (1) to 104 (M), an information acquisition unit 105, a transformation matrix generation unit 106, a filter calculation unit 107, a DMRS generation unit 108, DMRS spatial filter multiplier 109, first to Nth encoders 110 (1) to 110 (N), first to Nth modulators 111 (1) to 111 (N), nonlinear precoding Processing unit 112, DMRS multiplexing unit 113, power normalization unit 114, frame configuration unit 115, first to Mth IFFT units 116 (1) to 116 (M), first to Nth CP insertion units 117 (1) -117 (M) Transmitting portion 118 from the first to the M (1) - 118 (M), and includes transmission and reception switching unit from the first to the M a (DUP) 119 (1) ~119 (M).

なお、図８の基地局装置１０は、各移動局装置と同じ数のＭ本のアンテナ１０１（１）〜１０１（Ｍ）を備え、Ｎ個の移動局装置２０（１）〜２０（Ｍ）を多重する場合（Ｎ個の送信ストリームの場合）の基地局装置である。また、図８の基地局装置１０では、一例として上りリンクおよび下りリンクともに直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）方式を用いる場合について説明するが、本発明はこれに限らず、ＯＦＤＭではない周波数分割多重（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＦＤＭ）方式を用いてもよい。   8 includes the same number M of antennas 101 (1) to 101 (M) as each mobile station device, and N mobile station devices 20 (1) to 20 (M). Is a base station apparatus when N is multiplexed (in the case of N transmission streams). In addition, in the base station apparatus 10 of FIG. 8, a case where orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) is used for both uplink and downlink will be described as an example. However, the present invention is not limited to this, and OFDM is not limited thereto. A frequency division multiplexing (FDM) method may be used.

また、以下の説明では、説明の便宜上、Ｍ本のアンテナ１０１（１）〜１０１（Ｍ）それぞれを互いに区別しない場合はｍ番目のアンテナ１０１（ｍ）について説明し、Ｎ個の移動局装置２０（１）〜２０（Ｎ）それぞれを互いに区別しない場合はｎ番目の送信ストリームに対応するｎ番目の移動局装置２０（ｎ）について説明する。ｎは１からＮまでの任意の整数であり、ｍは１からＭまでの任意の整数である。   Further, in the following description, for convenience of explanation, the M-th antenna 101 (m) will be described when the M antennas 101 (1) to 101 (M) are not distinguished from each other, and the N mobile station apparatuses 20 will be described. In the case where (1) to 20 (N) are not distinguished from each other, the nth mobile station device 20 (n) corresponding to the nth transmission stream will be described. n is an arbitrary integer from 1 to N, and m is an arbitrary integer from 1 to M.

受信部１０２（ｍ）はそれぞれ、送受信切替部１１９（ｍ）及びアンテナ１０１（ｍ）を介して、移動局装置２０（ｎ）から送信された信号（搬送波周波数の信号）を受信する。この信号には、前述の伝搬路状態情報（ＣＳＩ情報）が含まれる。受信部１０２（ｍ）は、受信した信号をダウンコンバージョンし、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換することで、ベースバンドのデジタル信号を生成する。受信部１０２（ｍ）は、生成したデジタル信号をＣＰ除去部１０３（ｍ）に出力する。   Each of the receiving units 102 (m) receives a signal (carrier frequency signal) transmitted from the mobile station device 20 (n) via the transmission / reception switching unit 119 (m) and the antenna 101 (m). This signal includes the above-described propagation path state information (CSI information). The receiving unit 102 (m) generates a baseband digital signal by down-converting the received signal and performing A / D (analog / digital) conversion. The receiving unit 102 (m) outputs the generated digital signal to the CP removing unit 103 (m).

ＣＰ除去部１０３（ｍ）は、受信部１０２（ｍ）から入力されたデジタル信号のガードインターバル（ＧＩ）からＣＰを除去し、除去後の信号をＦＦＴ部１０４（ｍ）に出力する。   CP removing section 103 (m) removes the CP from the guard interval (GI) of the digital signal input from receiving section 102 (m), and outputs the signal after removal to FFT section 104 (m).

ＦＦＴ部１０４（ｍ）は、ＣＰ除去部１０３（ｍ）から入力された信号に対して、ＦＦＴを行うことで、周波数領域の信号を生成する。ＦＦＴ部１０４（ｍ）は、生成した周波数領域の信号を情報取得部１０５に出力する。   The FFT unit 104 (m) generates a frequency domain signal by performing FFT on the signal input from the CP removal unit 103 (m). The FFT unit 104 (m) outputs the generated frequency domain signal to the information acquisition unit 105.

情報取得部１０５は、各ＦＦＴ部１０４（１）〜１０４（Ｍ）から入力された信号を復調し、復調した情報から伝搬路状態情報としての複素数からなる伝搬路行列（チャネル行列）と、移動局装置ごとの干渉雑音電力とを抽出する。情報取得部１０５は、伝搬路状態情報からサブキャリア毎に伝搬路行列Ｈを構成する。   The information acquisition unit 105 demodulates the signal input from each of the FFT units 104 (1) to 104 (M), and generates a propagation path matrix (channel matrix) composed of complex numbers as propagation path state information from the demodulated information and a movement Interference noise power for each station apparatus is extracted. The information acquisition unit 105 configures a propagation path matrix H for each subcarrier from the propagation path state information.

ここで、ｎ番目の移動局装置２０（ｎ）の伝搬路状態情報は、複素数の成分を持つＭ次元の行ベクトルで表す。この行ベクトルの第ｍ成分は、基地局装置１０のｍ番目のアンテナ１０１（ｍ）と移動局装置２０（ｎ）と間の伝搬路の複素利得を示す。伝搬路状態情報取得部１０５は、各行ベクトルを全移動局装置２０（１）〜２０（Ｎ）について各行に順番に並べることで伝搬路行列Ｈを生成する。Ｈは、Ｎ行Ｍ列の行列であり、ｎ行ｍ列成分が、ｎ番目の移動局装置２０（ｎ）と基地局装置１０のｍ番目のアンテナ１０１（ｍ）の間の伝搬路の複素利得を示す。   Here, the propagation path state information of the n-th mobile station device 20 (n) is represented by an M-dimensional row vector having a complex number component. The m-th component of this row vector indicates the complex gain of the propagation path between the m-th antenna 101 (m) of the base station device 10 and the mobile station device 20 (n). The propagation path state information acquisition unit 105 generates a propagation path matrix H by arranging the row vectors in order for all the mobile station apparatuses 20 (1) to 20 (N). H is a matrix of N rows and M columns, and an n row and m column component is a complex of a propagation path between the n th mobile station device 20 (n) and the m th antenna 101 (m) of the base station device 10. Indicates gain.

なお、後述するように、各移動局装置２０（ｎ）は、伝搬路状態情報を示す行ベクトルについて、ノルムの正規化や近似を行ってから基地局装置１０に通知してもよい。このとき、情報取得部１０５は、各移動局装置２０（ｎ）から通知された行ベクトルを用いて伝搬路行列Ｈを生成する。   As will be described later, each mobile station apparatus 20 (n) may notify the base station apparatus 10 after normalizing or approximating the norm for the row vector indicating the propagation path state information. At this time, the information acquisition part 105 produces | generates the propagation path matrix H using the row vector notified from each mobile station apparatus 20 (n).

情報取得部１０５は、生成したサブキャリア毎の伝搬路行列Ｈを変換行列生成部１０６に入力する。なお、ここでは、一例としてサブキャリア毎に伝搬路行列Ｈを取得する場合について示したが、あらかじめ決められた複数の連続するサブキャリア（サブチャネル）単位で１つずつ伝搬路行列Ｈを取得してもよい。   The information acquisition unit 105 inputs the generated propagation path matrix H for each subcarrier to the transformation matrix generation unit 106. Here, as an example, the case where the propagation path matrix H is acquired for each subcarrier has been described. However, the propagation path matrix H is acquired one by one for each of a plurality of predetermined subcarriers (subchannels). May be.

また、情報取得部１０５は、ＦＦＴ部１０４（ｍ）が出力する信号のうち、伝搬路状態情報の信号以外の信号（例えば、雑音電力情報の信号）を復調して取得する。復調された情報のうち、雑音電力情報は変換行列生成部１０６で用いられ、制御情報は基地局装置１０の制御に用いられ、また、雑音電力の情報や制御情報以外のデータは他の基地局装置やサーバ装置等へ送信される。   In addition, the information acquisition unit 105 demodulates and acquires a signal (for example, a signal of noise power information) other than the signal of the propagation path state information among the signals output from the FFT unit 104 (m). Of the demodulated information, noise power information is used by the transformation matrix generation unit 106, control information is used for control of the base station apparatus 10, and data other than noise power information and control information is other base stations. It is transmitted to the device or server device.

行列生成部１２０は、変換行列生成部１０６とフィルタ計算部１０７とを備え、情報取得部１０５から入力されたサブキャリア毎の伝搬路行列Ｈと雑音電力の情報とに基づいて、非線形プリコーディング処理部１１２で用いる各種フィルタなどの行列を生成する。   The matrix generation unit 120 includes a transformation matrix generation unit 106 and a filter calculation unit 107, and performs nonlinear precoding processing based on the propagation path matrix H for each subcarrier input from the information acquisition unit 105 and noise power information. A matrix such as various filters used in the unit 112 is generated.

変換行列生成部１０６は、情報取得部１０５から入力されたサブキャリア毎の伝搬路行列Ｈ（Ｎ×Ｍ行列，Ｎ≦Ｍ）を、次式（６）に示すように実数空間上で表現した実数伝搬路行列Ｈｒに変換する。ここで、Ｎは送信ストリーム数であり、Ｍは送信アンテナ数である。 The transformation matrix generation unit 106 represents the propagation path matrix H (N × M matrix, N ≦ M) for each subcarrier input from the information acquisition unit 105 on a real number space as shown in the following equation (6). converting the real channel matrix H r. Here, N is the number of transmission streams, and M is the number of transmission antennas.

更に、変換行列生成部１０６は、次式（７）に示すように、実数伝搬路行列Ｈｒに情報取得部１０５から入力された受信アンテナ毎の雑音電力値σ１〜σＮに相当する次元要素を加えることにより、実数伝搬路行列Ｈｒを次元拡張して拡張実数伝搬路行列Ｈｒｅを計算する。ここで、Ｐｓは各送信アンテナにおける平均送信電力であり、σｎの二乗は第ｎ受信アンテナブランチにおける雑音電力値である。 Furthermore, as shown in the following equation (7), the transformation matrix generation unit 106 has dimensions corresponding to noise power values σ 1 to σ N for each reception antenna input from the information acquisition unit 105 to the real channel matrix H r. By adding elements, the real channel matrix H r is dimensionally expanded to calculate an extended real channel matrix H re . Here, Ps is the average transmission power in each transmission antenna, and the square of σ n is the noise power value in the nth reception antenna branch.

また、変換行列生成部１０６は、上記次元拡張した実数伝搬路行列Ｈｒｅの転置行列に格子基底縮小処理を施した後、ＱＲ分解により、次式（８）〜（１０）及び｜ｄｅｔ（Ｔ）｜＝１を満たす、実数伝搬路行列Ｈｒｅの転置行列の準直交化行列である変換行列（ユニモジュラ行列）Ｔ（２Ｎ×２Ｎ行列）と、次式（９）に示すＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）規範の空間フィルタ行列Ｑの部分行列ＱＷ（２Ｍ×２Ｎ行列）と、上三角行列Ｒ（２Ｎ×２Ｎ行列）とを生成する。 In addition, the transformation matrix generation unit 106 performs lattice basis reduction processing on the transposed matrix of the dimension-expanded real channel matrix H re and then performs QR decomposition to the following equations (8) to (10) and | det (T ) | = 1, a transformation matrix (unimodular matrix) T (2N × 2N matrix), which is a quasi-orthogonalization matrix of the transposed matrix of the real channel matrix Hre , and an MMSE (minimum average) expressed by the following equation (9) A partial error Q W (2M × 2N matrix) and an upper triangular matrix R (2N × 2N matrix) are generated.

ここで、行列ＱはＱＨＱ＝Ｉ２Ｎ（２Ｎ×２Ｎの単位行列）を満たすユニタリ行列（２（Ｍ＋Ｎ）×２Ｎ行列）であり、行列Ｒは次式（１１）で表される上三角行列（２Ｎ×２Ｎ行列）であり、行列Ｑ０はＱの部分行列（２Ｎ×２Ｎの単位行列）であり、行列Ｇは格子基底縮小により準直交変換された実数伝搬路行列である。 Here, the matrix Q is a unitary matrix (2 (M + N) × 2N matrix) satisfying Q H Q = I 2N (2N × 2N unit matrix), and the matrix R is an upper triangle represented by the following equation (11). It is a matrix (2N × 2N matrix), the matrix Q 0 is a partial matrix of Q (2N × 2N unit matrix), and the matrix G is a real channel matrix subjected to quasi-orthogonal transformation by lattice basis reduction.

変換行列生成部１０６は、生成した変換行列（ユニモジュラ行列）Ｔと行列ＱＷと上三角行列Ｒをフィルタ計算部１０７に入力し、変換行列（ユニモジュラ行列）Ｔを非線形フィリコーディング処理部１１２に入力する。 Converting matrix generating unit 106, generated conversion matrix (unimodular matrix) T and the matrix Q W and an upper triangular matrix R and input to the filter calculation unit 107, a transformation matrix (unimodular matrix) nonlinear T-Philippines-encoding processor 112 To enter.

フィルタ計算部１０７は、上記ＱＲ分解により得られた行列等を用いて、次式（１２）〜（１４）に示すように、ＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）規範のフィードフォワードフィルタ行列（データ用空間フィルタ行列）Ｗ（２Ｍ×２Ｎ行列）と、空間多重レイヤ間干渉に対応したフィードバックフィルタ行列Ｆ（Ｍ×Ｎ行列）とを生成する。ここで、Ｄは上記上三角行列Ｒの対角要素から構成される対角行列（２Ｎ×２Ｎ行列）である。   The filter calculation unit 107 uses a matrix or the like obtained by the QR decomposition, as shown in the following formulas (12) to (14), and feedforward filter matrix (data space) of MMSE (minimum mean square error) standard A filter matrix) W (2M × 2N matrix) and a feedback filter matrix F (M × N matrix) corresponding to the interference between the spatial multiplexing layers are generated. Here, D is a diagonal matrix (2N × 2N matrix) composed of diagonal elements of the upper triangular matrix R.



また、フィルタ計算部１０７は、次式（１５）により、ＤＭＲＳ用の空間フィルタＷＤＭＲＳを計算する。ＤＭＲＳには摂動ベクトル減算や事前の変換行列操作ＴＴが適用されないためデータ用空間フィルタＷとは異なるＤＭＲＳ用の空間フィルタＷＤＭＲＳが計算される。 Also, the filter calculation unit 107 calculates a DMRS spatial filter W DMRS by the following equation (15). Since the perturbation vector subtraction and the previous transformation matrix operation T T are not applied to DMRS, a DMRS spatial filter W DMRS different from the data spatial filter W is calculated.

なお、本実施形態では、隣接する周波数に対応する伝搬路行列Ｈは互いに相関を持った（互いに似た）伝搬路行列となっていることを利用してフィルタ算出に要する演算量を削減してもよい。このようにある１つのサブキャリアについてのフィルタを演算する過程で得られる情報を他のサブキャリアに再利用することで、全サブキャリアについて独立にフィルタを算出するよりも演算量を低減することができる。また、隣接する時間（送信タイミング）に対応する伝搬路行列Ｈは互いに相関を持った（互いに似た）伝搬路行列となっていることを利用してフィルタ算出に要する演算量を削減してもよい。ある送信タイミングのシンボルについてのフィルタを演算する過程で得られる情報を以降の送信タイミングのシンボルに再利用することで、各送信タイミングについて独立にフィルタを算出するよりも演算量を低減することができる。   In this embodiment, the amount of calculation required for filter calculation is reduced by utilizing the fact that the channel matrix H corresponding to the adjacent frequency is a channel matrix having a correlation with each other (similar to each other). Also good. By reusing the information obtained in the process of calculating the filter for one subcarrier in this way to other subcarriers, the amount of calculation can be reduced compared to calculating the filters independently for all subcarriers. it can. Further, even if the propagation path matrix H corresponding to the adjacent time (transmission timing) is a correlated propagation path matrix (similar to each other), the amount of calculation required for filter calculation can be reduced. Good. By reusing information obtained in the process of calculating a filter for a symbol at a certain transmission timing for subsequent transmission timing symbols, the amount of calculation can be reduced compared to calculating a filter for each transmission timing independently. .

変換行列生成部１０６は、生成したＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列（データ用空間フィルタ）Ｗとフィードバックフィルタ行列Ｆとを非線形プリコーディング処理部１１２に入力し、生成したＤＭＲＳ用の空間フィルタＷＤＭＲＳをＤＭＲＳ多重部１１３に入力する。 The transformation matrix generation unit 106 inputs the generated feedforward filter matrix (data spatial filter) W and feedback filter matrix F of the MMSE standard to the nonlinear precoding processing unit 112, and generates the generated spatial filter W DMRS for DMRS . Input to the DMRS multiplexer 113.

ＤＭＲＳ用空間フィルタ乗算部１０９は、ＤＭＲＳ生成部１０８で生成されたＤＭＲＳにフィルタ計算部１０７で計算されたＤＭＲＳ用の空間フィルタＷＤＭＲＳを乗算してアンテナ１０１（ｎ）ごとのＤＭＲＳを生成し、ＤＭＲＳ多重部１１３に出力する。 The DMRS spatial filter multiplier 109 multiplies the DMRS generated by the DMRS generator 108 by the DMRS spatial filter W DMRS calculated by the filter calculator 107 to generate a DMRS for each antenna 101 (n). Output to DMRS multiplexing section 113.

符号部１１０（ｎ）には、移動局装置２０（ｎ）宛（例えば、図１の例では、Ｎ＝２）の情報ビット（希望データ）が入力される。符号部１１０（ｎ）は、入力された情報ビットを誤り訂正符号化し、符号化後の符号化ビットを変調部１１１（ｎ）に出力する。   An information bit (desired data) addressed to the mobile station device 20 (n) (for example, N = 2 in the example of FIG. 1) is input to the encoding unit 110 (n). The encoding unit 110 (n) performs error correction encoding on the input information bits, and outputs the encoded bits after encoding to the modulation unit 111 (n).

変調部１１１（ｎ）は、符号部１１０（ｎ）から入力された希望データの符号化ビットを変調することにより、移動局装置２０（ｎ）に対する希望データ信号の変調信号を生成する。変調部１１１（ｎ）は、生成した変調信号を非線形プリコーディング処理部１１２に入力する。   Modulator 111 (n) modulates the encoded bit of the desired data input from encoder 110 (n) to generate a modulated signal of the desired data signal for mobile station apparatus 20 (n). The modulation unit 111 (n) inputs the generated modulation signal to the nonlinear precoding processing unit 112.

非線形プリコーディング処理部１１２は、入力された全変調信号を、各移動局装置２０（１）〜２０（Ｎ）宛の変調信号を１つずつ含むグループに分けて、当該グループを送信するＯＦＤＭシンボルおよびサブキャリアを決める。例えば、前述の図３に示したようなフレームフォーマットに従ってＯＦＤＭシンボルおよびサブキャリアの関係付けを行う。   The nonlinear precoding processing unit 112 divides all input modulation signals into groups each including one modulation signal addressed to each of the mobile station apparatuses 20 (1) to 20 (N), and transmits the group. And decide the subcarrier. For example, the OFDM symbol and the subcarrier are related according to the frame format shown in FIG.

非線形プリコーディング処理部１１２は、例えば図３に示したフレームフォーマットに従って、各グループの変調信号を送信するリソースエレメントを決定する。その後、各グループを送信するリソースエレメントに対応するサブキャリアに基づいて、当該グループに対して非線形プリコーディング処理を施す。   The non-linear precoding processing unit 112 determines resource elements for transmitting the modulation signals of each group, for example, according to the frame format shown in FIG. Then, based on the subcarrier corresponding to the resource element which transmits each group, a nonlinear precoding process is performed with respect to the group.

非線形プリコーディング処理部１１２は、例えば、あるグループ内の各移動局装置２０（ｎ）の変調信号をｄｎとおき、全ｄ１〜ｄＮを各成分に持つ列ベクトルである変調信号ベクトルをｄとし、変換行列生成部１０６から入力された変換行列Ｔとフィルタ算出部１０７から入力されたフィルタＷ，Ｆとを用いて当該変調信号ベクトルｄに対して非線形プリコーディング処理を施す。各グループに対して非線形プリコーディング処理を行うと、送信信号を表すＭ次元列ベクトルである変調信号ベクトルｓが得られる。ｓの第ｎ成分（ｎ＝１，２，…，Ｍ）は、それぞれアンテナ１０１（ｎ）（ｎ＝１，２，…，Ｍ）で送信する信号を示す。非線形プリコーディング処理部１１２は、非線形プリコーディング処理後の変調信号ｓをＤＭＲＳ多重部１１３に入力する。 Nonlinear precoding processor 112, for example, a modulation signal of each mobile station apparatus 20 (n) in a group d n Distant, a modulated signal vector all d 1 to d N is a column vector having the components The modulated signal vector d is subjected to nonlinear precoding processing using the transformation matrix T input from the transformation matrix generation unit 106 and the filters W and F input from the filter calculation unit 107. When nonlinear precoding processing is performed on each group, a modulated signal vector s which is an M-dimensional column vector representing a transmission signal is obtained. The n-th component (n = 1, 2,..., M) of s indicates a signal transmitted by the antenna 101 (n) (n = 1, 2,..., M). The nonlinear precoding processing unit 112 inputs the modulated signal s after the nonlinear precoding processing to the DMRS multiplexing unit 113.

ＤＭＲＳ多重部１１３は、アンテナ１０１（ｎ）ごとに、非線形プリコーディング処理部１１２から入力された非線形プリコーディング処理後の変調信号ｓと、ＭＲＳ用空間フィルタ乗算部１０９ＤＭＲＳ用空間フィルタ乗算部１０９から入力されたＤＭＲＳとの多重化を行い、電力正規化部１１４に出力する。   DMRS multiplexer 113 receives modulated signal s after nonlinear precoding processing input from nonlinear precoding processor 112 and MRS spatial filter multiplier 109 and DMRS spatial filter multiplier 109 for each antenna 101 (n). Multiplexing with the DMRS is performed and output to the power normalization unit 114.

電力正規化部１１４は、ＤＭＲＳが多重化された非線形プリコーディング処理後の変調信号ｓに基づいて電力正規化係数βを算出する。基地局装置１０は、送信電力を一定にするために、一定数のサブキャリアおよび一定数のＯＦＤＭシンボル（以下、「電力正規化単位」という。）内の変調信号の総送信電力を正規化する。電力正規化単位は、例えば図３に示したフレーム単位全体を示す。   The power normalization unit 114 calculates a power normalization coefficient β based on the modulated signal s after the nonlinear precoding process in which DMRS is multiplexed. Base station apparatus 10 normalizes the total transmission power of modulated signals in a certain number of subcarriers and a certain number of OFDM symbols (hereinafter referred to as “power normalization unit”) in order to keep the transmission power constant. . The power normalization unit indicates, for example, the entire frame unit shown in FIG.

電力正規化部１１４は、まず、ＤＭＲＳが多重化された非線形プリコーディング処理後の変調信号ｓの電力の電力正規化単位にわたる総和Ｐｘを算出する。電力正規化部１１４は、１つの電力正規化単位の変調信号ｓｎの送信に基地局装置１０が割り当て可能な総電力がＰｔｒであるとすると、前述の式（４）で電力正規化係数βを算出する。 First, the power normalization unit 114 calculates a sum P x over the power normalization unit of the power of the modulated signal s after nonlinear precoding processing in which DMRS is multiplexed. The power normalization unit 114 assumes that the total power that can be allocated by the base station apparatus 10 to the transmission of the modulation signal s n in one power normalization unit is P tr , the power normalization coefficient is given by the above equation (4). β is calculated.

電力正規化部１１４は、算出した電力正規化係数βを変調信号に乗算して変調信号の電力正規化を行い、電力正規化後の変調信号をフレーム構成部１１５に出力する。   The power normalization unit 114 multiplies the modulation signal by the calculated power normalization coefficient β to normalize the power of the modulation signal, and outputs the modulated signal after power normalization to the frame configuration unit 115.

ＤＭＲＳ生成部１０８は、電力正規化部１１４から入力された電力正規化係数βに基づいて各移動局装置１０（ｎ）宛のＤＭＲＳを生成し、ＤＭＲＳ用空間フィルタ乗算部１０９に出力する。   DMRS generation section 108 generates a DMRS addressed to each mobile station apparatus 10 (n) based on power normalization coefficient β input from power normalization section 114 and outputs the DMRS to spatial filter multiplication section 109 for DMRS.

ＣＳＩＲＳ生成部１２０は、基地局装置１０と移動局装置２０（ｎ）で既知の信号点（基準信号）を有するＣＳＩＲＳを生成し、生成したＣＳＩＲＳをフレーム構成部１１５に出力する。   The CSIRS generation unit 120 generates CSIRS having a known signal point (reference signal) in the base station apparatus 10 and the mobile station apparatus 20 (n), and outputs the generated CSIRS to the frame configuration unit 115.

フレーム構成部１１５は、例えば前述の図２又は図３に示すように、電力正規化部１１４から入力された変調信号（データ信号）及びＤＭＲＳをマッピングし、必要に応じて、ＣＳＩＲＳ生成部１２０から入力されたＣＳＩＲＳをマッピングする。ここで、フレーム構成部１１５は、送信アンテナ１０１（ｍ）毎に予め定められた時間単位で、つまり、送信アンテナ１０１（ｍ）毎にフレーム単位で信号をマッピングする。   For example, as shown in FIG. 2 or FIG. 3 described above, the frame configuration unit 115 maps the modulation signal (data signal) and DMRS input from the power normalization unit 114, and from the CSIRS generation unit 120 as necessary. Map the input CSIRS. Here, the frame configuration unit 115 maps a signal in a predetermined time unit for each transmission antenna 101 (m), that is, in a frame unit for each transmission antenna 101 (m).

フレーム構成部１１５は、ＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列が乗算された変換後実数変調信号ベクトルを、送信アンテナ１０１（ｍ）毎の複素数の変調信号ベクトルに変換する第２の信号ベクトル変換部としても機能する。   The frame configuration unit 115 may serve as a second signal vector conversion unit that converts the converted real modulation signal vector multiplied by the MMSE-standard feedforward filter matrix into a complex modulation signal vector for each transmission antenna 101 (m). Function.

なお、フレーム構成部１１５は、変調信号（データ信号）、ＤＭＲＳ及びＣＳＩＲＳを別のフレームにマッピングしてもよいし、同じフレームにマッピングしてもよい。例えば、ＣＳＩＲＳのみを、あるフレームにマッピングし、ＤＭＲＳ及び変調信号（データ信号）を他のフレームにマッピングしてもよい。   Note that the frame configuration unit 115 may map the modulation signal (data signal), DMRS, and CSIRS to different frames or to the same frame. For example, only CSIRS may be mapped to a certain frame, and DMRS and a modulated signal (data signal) may be mapped to another frame.

基地局装置１０は、あらかじめ決められたマッピングに従って、変調信号（データ信号）及びＤＭＲＳ（必要に応じてＣＳＩＲＳ）をフレームにマッピングし、移動局装置２０（ｎ）は上記マッピングをあらかじめ把握している。   The base station device 10 maps the modulation signal (data signal) and DMRS (CSIRS as necessary) to the frame according to a predetermined mapping, and the mobile station device 20 (n) knows the mapping in advance. .

なお、フレーム構成部１１５は、他の信号（例えば制御信号など）を、ＣＳＩＲＳ、ＤＭＲＳ及び変調信号（データ信号）と異なるリソースエレメントに配置してもよい。このとき、基地局装置１０と移動局装置２０（ｎ）は制御信号が配置される場所をあらかじめ把握している。   Note that the frame configuration unit 115 may arrange other signals (for example, control signals) in resource elements different from CSIRS, DMRS, and modulation signals (data signals). At this time, the base station apparatus 10 and the mobile station apparatus 20 (n) know in advance where the control signal is arranged.

フレーム構成部１１５は、マッピング後の信号の複数のアンテナ１０１（１）〜１０１（Ｍ）で送信する信号をそれぞれ、対応するＩＦＦＴ部１１６（１）〜１１６（Ｍ）にフレーム単位で出力する。   The frame configuration unit 115 outputs signals to be transmitted by the plurality of antennas 101 (1) to 101 (M) of the mapped signal to the corresponding IFFT units 116 (1) to 116 (M) in units of frames.

ＩＦＦＴ部１１６（ｍ）は、フレーム構成部１１５から入力された信号に対して、ＩＦＦＴをフレーム単位で行うことにより、時間領域の信号を生成する。ここで、ＩＦＦＴ部１１６（ｍ）は、生成した時間領域の信号をＣＰ挿入部１１７（ｍ）に出力する。   The IFFT unit 116 (m) generates a time domain signal by performing IFFT on the signal input from the frame configuration unit 115 in units of frames. Here, IFFT section 116 (m) outputs the generated time domain signal to CP insertion section 117 (m).

ＣＰ挿入部１１７（ｍ）は、ＩＦＦＴ部１１６（ｍ）から入力された信号のガードインターバルにＣＰを付与し、付与後の信号を送信部１１８（ｍ）に出力する。   CP insertion section 117 (m) adds a CP to the guard interval of the signal input from IFFT section 116 (m), and outputs the signal after the addition to transmission section 118 (m).

送信部１１８（ｍ）は、ＣＰ挿入部１１７（ｍ）から入力された信号（ベースバンドのデジタル信号）をＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換する。また、送信部１１８（ｍ）は、変換後の信号をアップコンバージョンすることで搬送波周波数の信号を生成し、送受信切替部（ＤＵＰ）１１９（ｍ）及び送信アンテナ１０１（ｍ）を介して送信する。   The transmission unit 118 (m) D / A (digital / analog) converts the signal (baseband digital signal) input from the CP insertion unit 117 (m). The transmission unit 118 (m) generates a carrier frequency signal by up-converting the converted signal, and transmits the signal via the transmission / reception switching unit (DUP) 119 (m) and the transmission antenna 101 (m). .

次に、非線形プリコーディング処理部１１２における非線形プリコーディング処理について説明する。本実施形態では、以下に示すように下りリンクの送信信号の非線形プリコーディング処理に演算量の削減が可能なＬＲ−ＶＰを採用したＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式を用いている。   Next, nonlinear precoding processing in the nonlinear precoding processing unit 112 will be described. In this embodiment, as described below, an NLP DL-MU-MIMO scheme employing LR-VP capable of reducing the amount of calculation is used for nonlinear precoding processing of a downlink transmission signal.

図９は、本実施形態に係る基地局装置１０における非線形プリコーディング処理部１１２の構成例を示すブロック図である。
図９において、非線形プリコーディング処理部１１２は、第１の信号ベクトル変換部としての変換行列乗算部１３０、摂動ベクトル探索・減算部１３１、データ用空間フィルタ乗算部１３２、空間多重レイヤ間干渉算出部１３３及び空間多重レイヤ間干渉減算部１３４を備える。 FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration example of the nonlinear precoding processing unit 112 in the base station apparatus 10 according to the present embodiment.
In FIG. 9, a nonlinear precoding processing unit 112 includes a transformation matrix multiplication unit 130, a perturbation vector search / subtraction unit 131, a data spatial filter multiplication unit 132, and a spatial multiplexing inter-layer interference calculation unit as a first signal vector conversion unit. 133 and an interference subtraction unit 134 between spatial multiplexing layers.

変換行列乗算部１３０は、希望データ信号に対応するの変調信号ベクトルを実数空間上で表現した実数変調信号ベクトル（Ｒｅ｛ｄ１｝，Ｉｍ｛ｄ１｝，Ｒｅ｛ｄ１｝，Ｉｍ｛ｄ１｝，・・・，Ｒｅ｛ｄＮ｝，Ｉｍ｛ｄＮ｝）に、変換行列生成部１０６から取得した変換行列（ユニモジュラ行列）Ｔの転置行列ＴＴを乗算して変換後実数変調信号ベクトル（ｄ’１，ｄ’２，・・・，ｄ’２Ｎ）に変換する。 The transformation matrix multiplication unit 130 is a real modulation signal vector (Re {d 1 }, Im {d 1 }, Re {d 1 }, Im {d) that represents the modulation signal vector corresponding to the desired data signal in the real number space. 1 },..., Re {d N }, Im {d N }) are multiplied by the transposed matrix T T of the transformation matrix (unimodular matrix) T acquired from the transformation matrix generation unit 106, and real number modulation after conversion is performed. Convert into signal vectors (d ′ 1 , d ′ 2 ,..., D ′ 2N ).

摂動ベクトル探索・減算部１３１における摂動ベクトル探索部は、変換行列乗算部１３０で変換された変換後実数変調信号ベクトル（ｄ’１，ｄ’２，・・・，ｄ’２Ｎ）と、フィルタ計算部１０７から取得したＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列Ｗとに基づいて、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索において累積メトリックを最小化する摂動ベクトルτｚを最適性が保証された深さ優先探索において最適でないことが確定した候補に対して探索を打ち切る操作または探索範囲の限定操作を行う分枝限定法を組み合わせることで効率的に探索する。この摂動ベクトル探索・減算部１３１における摂動ベクトルの探索については後で詳述する。 The perturbation vector search unit in the perturbation vector search / subtraction unit 131 includes a converted real modulation signal vector (d ′ 1 , d ′ 2 ,..., D ′ 2N ) converted by the conversion matrix multiplication unit 130 and filter calculation. A perturbation vector τz that minimizes a cumulative metric in a hierarchical search having a tree structure with all candidates of infinite perturbation vectors as search targets based on the MMSE norm feedforward filter matrix W acquired from the unit 107 Can be efficiently searched by combining a branch-and-bound method in which the search is terminated or the search range is limited to a candidate that is determined to be not optimal in the depth-first search in which optimality is guaranteed. The perturbation vector search in the perturbation vector search / subtraction unit 131 will be described in detail later.

摂動ベクトル探索・減算部１３１における減算部は、変換後実数変調信号ベクトル（ｄ’１，ｄ’２，・・・，ｄ’２Ｎ）からフィードバックフィルタ行列Ｆが減算された後に、前記摂動ベクトル探索部で探索された摂動ベクトルτｚを減算する。フィードバックフィルタ行列Ｆ及び摂動ベクトルτｚが減算された変換後実数変調信号ベクトル（ν１，ν２，・・・，ν２Ｎ）は、データ用空間フィルタ乗算部１３２及び空間多重レイヤ間干渉算出部１３３に出力される。 The subtraction unit in the perturbation vector search / subtraction unit 131 performs the perturbation vector search after the feedback filter matrix F is subtracted from the converted real modulation signal vector (d ′ 1 , d ′ 2 ,..., D ′ 2N ). The perturbation vector τz searched in the section is subtracted. The converted real modulation signal vector (ν 1 , ν 2 ,..., Ν 2N ) obtained by subtracting the feedback filter matrix F and the perturbation vector τz is a data spatial filter multiplier 132 and a spatial multiplexing inter-layer interference calculator 133. Is output.

データ用空間フィルタ乗算部１３２は、摂動ベクトル探索・減算部１３１における減算部から入力された変換後実数変調信号ベクトル（ν１，ν２，・・・，ν２Ｎ）に、フィルター計算部１０７から取得したＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列Ｗを乗算することにより、送信アンテナ１０１（ｍ）ごとの変換後実数変調信号ベクトル（Ｒｅ｛ｓ１｝，Ｉｍ｛ｓ１｝，Ｒｅ｛ｓ２｝，Ｉｍ｛ｓ２｝，・・・，Ｒｅ｛ｓＭ｝，Ｉｍ｛ｓＭ｝）を生成する。ここで、例えば、フィードフォワードフィルタ行列Ｗが乗算される前の変換後実数変調信号ベクトルν，ｓをそれぞれ式（１６）及び式（１７）のように表すと、データ用空間フィルタ乗算部１３２における処理は次式（１８）で表される。フィードフォワードフィルタ行列Ｗが乗算された送信アンテナ１０１（ｍ）ごとの変換後実数変調信号ベクトル（Ｒｅ｛ｓ１｝，Ｉｍ｛ｓ１｝，Ｒｅ｛ｓ２｝，Ｉｍ｛ｓ２｝，・・・，Ｒｅ｛ｓＭ｝，Ｉｍ｛ｓＭ｝）はＤＭＲＳ乗算部１１３（図８参照）に出力される。 The data spatial filter multiplication unit 132 converts the converted real number modulation signal vector (ν 1 , ν 2 ,..., Ν 2N ) input from the subtraction unit in the perturbation vector search / subtraction unit 131 from the filter calculation unit 107. By multiplying the obtained feedforward filter matrix W of the MMSE standard, the converted real modulation signal vector (Re {s 1 }, Im {s 1 }, Re {s 2 }, Im for each transmission antenna 101 (m). {S 2 },..., Re {s M }, Im {s M }). Here, for example, when the converted real modulation signal vectors ν and s before being multiplied by the feedforward filter matrix W are expressed as shown in Expression (16) and Expression (17), respectively, in the data spatial filter multiplier 132. The processing is expressed by the following equation (18). A converted real modulation signal vector (Re {s 1 }, Im {s 1 }, Re {s 2 }, Im {s 2 } for each transmission antenna 101 (m) multiplied by the feedforward filter matrix W,. .., Re {s M }, Im {s M }) are output to the DMRS multiplier 113 (see FIG. 8).



空間多重レイヤ間干渉算出部１３３は、フィルタ計算部１０７から取得したフィードバックフィルタ行列Ｆから、第１の送信レイヤ（送信ストリーム）を基準にした空間多重レイヤ間干渉を算出する。   The spatial multi-layer interference calculation unit 133 calculates the spatial multi-layer interference based on the first transmission layer (transmission stream) from the feedback filter matrix F acquired from the filter calculation unit 107.

空間多重レイヤ間干渉減算部１３４は、変換行列乗算部１３０で変換された変換後実数変調信号ベクトル（ｄ’１，ｄ’２，・・・，ｄ’２Ｎ）のうち第２番目の変換後実数変調信号ベクトル（ｄ’２，・・・，ｄ’２Ｎ）から、空間多重レイヤ間干渉算出部１３３で算出した空間多重レイヤ間干渉を減算する。 Spatial multi-layer interference subtracting section 134 after the second conversion of the converted real number modulation signal vectors (d ′ 1 , d ′ 2 ,..., D ′ 2N ) converted by conversion matrix multiplication section 130. The interference between the spatial multiplexing layers calculated by the spatial multiplexing interference unit 133 is subtracted from the real modulation signal vector (d ′ 2 ,..., D ′ 2N ).

次に、非線形プリコーディング処理部１１２におけるプリコーディング処理、特に摂動ベクトル探索・減算部１３１の摂動ベクトル探索部における摂動ベクトルτｚの探索および摂動ベクトル減算後の実変調信号（送信信号）を生成する処理について説明する。本実施形態では、上記下りリンクの送信信号の非線形プリコーディング処理に演算量の削減が可能なＬＲ−ＶＰを採用したＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式において、併用する空間フィルタとして理論的に最適なＭＭＳＥ規範に基づく空間フィルタＷと組合せた場合の最適摂動ベクトルを効率的に探索することにより、演算量の増加を抑制している。   Next, precoding processing in the nonlinear precoding processing unit 112, particularly processing for generating a real modulation signal (transmission signal) after perturbation vector τz search and perturbation vector subtraction in the perturbation vector search unit of the perturbation vector search / subtraction unit 131 Will be described. In the present embodiment, in the NLP DL-MU-MIMO scheme adopting LR-VP capable of reducing the amount of calculation in the nonlinear precoding processing of the downlink transmission signal, the MMSE that is theoretically optimal as a spatial filter to be used together. By efficiently searching for the optimal perturbation vector when combined with the spatial filter W based on the norm, an increase in the amount of computation is suppressed.

図１０は、本実施形態に係る基地局装置１０の非線形プリコーディング処理部１１２におけるプリコーディング処理、特に摂動ベクトル探索・減算部１３１の摂動ベクトル探索部における摂動ベクトルτｚの探索処理および摂動ベクトル減算後の実変調信号（送信信号）を生成する処理の一例を示すフローチャートである。また、図１１は、摂動ベクトルτｚの探索に用いられる半径Ｃを有する超球と摂動ベクトルによって与えられる送信信号の候補点との関係を示す説明図である。また、図１２（ａ）及び（ｂ）はそれぞれ摂動ベクトルτｚの候補（摂動項候補）のランキングの説明図である。   FIG. 10 shows precoding processing in the nonlinear precoding processing unit 112 of the base station apparatus 10 according to the present embodiment, particularly after the perturbation vector τz search processing in the perturbation vector search / subtraction unit 131 and perturbation vector subtraction. It is a flowchart which shows an example of the process which produces | generates this real modulation signal (transmission signal). FIG. 11 is an explanatory diagram showing a relationship between a hypersphere having a radius C used for searching for the perturbation vector τz and a transmission signal candidate point given by the perturbation vector. FIGS. 12A and 12B are explanatory diagrams of rankings of candidates for the perturbation vector τz (perturbation term candidates).

図１０において、まず、実数ストリーム番号ｎ、累積メトリックＭ及び超球半径Ｃの初期化を行う（Ｓ４０１）。この段階では超球半径Ｃは定まらないためＣの値は無限大（Ｃ＝∞）に設定される。
次に、第ｎ番目の実数ストリーム（＃ｎ）に対する干渉ｆｎを上記変換後実変調信号ｄ’ｎから減算する（Ｓ４０２）。
次に、第ｎ番目の実数ストリーム（＃ｎ）に対する最上位にランキングされる（もっともらしい）摂動項τｚｎ （１）を求め（Ｓ４０３）、上記干渉ｆｎを減算した後の変換後実変調信号からランク＃ｌｎの摂動ベクトルτｚｎ （ｌｎ）を減算し、二乗累積メトリックＭ２（ｎ）を計算する（Ｓ４０４）。なお、Ｓ４０３中のτｚｎ （１）を求める演算処理中のｆｌｏｏｒ（・）は、式（５）と同様括弧内の値を超えない最大の整数を表す。 In FIG. 10, first, the real stream number n, the cumulative metric M, and the hypersphere radius C are initialized (S401). At this stage, since the hypersphere radius C is not determined, the value of C is set to infinity (C = ∞).
Next, the interference f n for the n-th real number stream (#n) is subtracted from the converted real modulation signal d ′ n (S402).
Next, the most likely ( perhaps) perturbation term τz n (1) for the nth real stream (#n) is obtained (S403), and the converted real modulation signal after subtracting the interference fn is obtained. subtracting the perturbation vector τz n (ln) of rank #l n from calculating the square cumulative metric M 2 (n) (S404) . It should be noted that floor (·) during the calculation process for obtaining τz n (1) in S403 represents the maximum integer that does not exceed the value in parentheses as in equation (5).

ここで、最適摂動ベクトルτｚは、次式（１９）で算出される。   Here, the optimal perturbation vector τz is calculated by the following equation (19).

上記式（１９）において、ＱＷ（２Ｍ×２Ｎ行列）はユニタリ行列Ｑ（ＭＭＳＥ規範の空間フィルタ行列）であるため、一般的には次式（２０）の関係が成り立つため、演算量が増大すると考えられている。 In the above equation (19), since Q W (2M × 2N matrix) is a unitary matrix Q (spatial filter matrix of MMSE standard), generally, the relationship of the following equation (20) is satisfied, so that the amount of calculation increases. It is considered to be.

しかしながら、本願の発明者の独自調査により、次式（２１）に示す経験的な性質を用いて上記式（１９）に示すように近似を行って最適摂動ベクトルを算出できることがわかった。   However, the inventors' original investigation revealed that the optimum perturbation vector can be calculated by approximation as shown in the above equation (19) using the empirical properties shown in the following equation (21).

空間フィルタＷとして理論的に最適なＭＭＳＥに基づく空間フィルタ（送信ウェイト）を適用した場合、上記性質（近似）を利用するため、完全に最適な摂動ベクトルτｚを探索できることは必ずしも保証されず、さらには非特許文献５に開示の従来技術ＬＲ−ＶＰより特性劣化が発生する恐れも考えられる。しかしながら、本願の発明者の経験から上記式（２１）が非常によい近似であり、ほとんどの場合、完全に最適な摂動ベクトルτｚを探索・選択できることがわかった。さらに非特許文献５に開示の従来技術ＬＲ−ＶＰより特性劣化も発生しないこともわかった。このような上記式（１９）で示す近似式の適用により、空間フィルタとして理論的に最適なＭＭＳＥに基づく空間フィルタと組合せた場合の最適摂動ベクトルτｚを効率的に探索することができる。   When a spatial filter (transmission weight) based on the theoretically optimal MMSE is applied as the spatial filter W, the above property (approximation) is used, so that it is not necessarily guaranteed that the optimal perturbation vector τz can be searched. There is also a possibility that characteristic deterioration may occur compared to the prior art LR-VP disclosed in Non-Patent Document 5. However, from the experience of the inventors of the present application, it has been found that the above equation (21) is a very good approximation, and in most cases, a completely optimal perturbation vector τz can be searched and selected. Further, it has been found that the characteristic deterioration does not occur as compared with the prior art LR-VP disclosed in Non-Patent Document 5. By applying the approximate expression shown in the above equation (19), it is possible to efficiently search for the optimum perturbation vector τz when combined with a spatial filter based on MMSE that is theoretically optimal as a spatial filter.

また、上記最適摂動ベクトルτｚの探索に用いられる二乗累積メトリックＭ２（ｎ）は、次式（２２）で計算することができる。なお、式（２２）においてＭ（ｉ）が累積メトリックであり、特にｉ＝２Ｎの場合すなわちＭ（２Ｎ）が総メトリックである。 The square cumulative metric M 2 (n) used for searching for the optimal perturbation vector τz can be calculated by the following equation (22). In Equation (22), M (i) is a cumulative metric, and particularly when i = 2N, that is, M (2N) is a total metric.

上記二乗累積メトリックＭ２（ｎ）を計算した後、累積メトリックＭ（ｎ）が、図１１に示すの超球１８０の半径Ｃ内に入るか否かをチェックする（Ｓ４０５）。ここで、図１１中の超球の内側及び外側それぞれに位置するグレー丸１８１、１８２は摂動ベクトルによって与えられる送信信号の候補点である。また、中央部の黒丸１８５は、すべての摂動ベクトルによって与えられる送信信号の候補点の中で最適な摂動ベクトル（総メトリックが最も小さい摂動ベクトル。）によって与えられる送信信号の候補点である。図１１において各摂動ベクトルの候補の総メトリックは、対応する候補点の超球中心からの距離で表される。本実施形態における最適摂動ベクトルの探索は、超球内に含まれる候補点１８２を探索対象とする。 After calculating the square cumulative metric M 2 (n), it is checked whether or not the cumulative metric M (n) falls within the radius C of the hypersphere 180 shown in FIG. 11 (S405). Here, gray circles 181 and 182 located inside and outside the hypersphere in FIG. 11 are transmission signal candidate points given by the perturbation vector. A black dot 185 in the center is a transmission signal candidate point given by an optimum perturbation vector (perturbation vector having the smallest total metric) among transmission signal candidate points given by all perturbation vectors. In FIG. 11, the total metric of each perturbation vector candidate is represented by the distance from the hypersphere center of the corresponding candidate point. In the search for the optimal perturbation vector in the present embodiment, candidate points 182 included in the hypersphere are targeted for search.

図１０のステップＳ４０５において累積メトリックが超球外であれば（Ｓ４０５でＮＯ）、これより下位にランキングされた摂動項も明らかに超球外になるため、この階層での摂動ベクトルの探索は打ち切られる。これにより、探索回数の大幅削減を実現することができる。そして、一つ前の階層での探索に移るため、後述のステップＳ４０９の処理に移る。   If the cumulative metric is outside the hypersphere in step S405 of FIG. 10 (NO in S405), the perturbation terms ranked lower than this are also clearly out of the hypersphere, so the search for perturbation vectors in this hierarchy is terminated. It is done. As a result, the number of searches can be greatly reduced. Then, in order to move to the search in the immediately preceding hierarchy, the process proceeds to step S409 described later.

一方、図１０のステップＳ４０５において、累積メトリックが超球内であれば（Ｓ４０５でＹＥＳ）、計算した二乗累積メトリックＭ２（ｎ）が全送信ストリームの合計分（二乗総メトリックＭ２（２Ｎ））か否か、すなわち累積メトリックが総メトリックか否か（ｎ＝２Ｎか否か）をチェックする（Ｓ４０６）。探索開始からはじめてｎ＝２Ｎとなったとき、すなわちはじめて総メトリックＭ２（２Ｎ）が計算された場合に行われるステップＳ４０８において、無限大（∞）の値に初期化されていた超球半径Ｃが有限の値に設定される。 On the other hand, in step S405 of FIG. 10, if the accumulated metric is in the hypersphere (YES in S405), the calculated square accumulated metric M 2 (n) is the sum of all transmission streams (square total metric M 2 (2N)). ), That is, whether the accumulated metric is a total metric (n = 2N) is checked (S406). When n = 2N for the first time from the start of the search, that is, when the total metric M 2 (2N) is calculated for the first time, in step S408, the hypersphere radius C that has been initialized to infinity (∞). Is set to a finite value.

ここで、累積メトリックが総メトリックでない場合（Ｓ４０６でＮＯ）、累積メトリックが超球の半径Ｃ内であれば、次の階層の摂動ベクトルの探索に移る（Ｓ４０７）。一方、累積メトリックが総メトリックである場合（Ｓ４０６でＹＥＳ）、累積メトリックすなわち総メトリックが超球の半径Ｃ内であれば、より適した摂動ベクトルが得られたことになる。そのため、超球の半径Ｃを更新し、このときの摂動ベクトルに対応する摂動ベクトル減算後の実変調信号（送信信号）ベクトルνｏｐｔを保持する（Ｓ４０８）。そして、更に適した解がないかどうかを確認するため、次の処理（Ｓ４０９）に移る。なお、探索開始からはじめてｎ＝２Ｎとなったとき、すなわちはじめて総メトリックＭ２（２Ｎ）が計算された場合に、ステップＳ４０８において、無限大（∞）の値に初期化されていた超球半径Ｃが有限の値に設定される。ステップＳ４０９では、１つ前の階層の探索を行うため、ｎの値をカウントダウンしてｎ＝ｎ−１とする。 If the cumulative metric is not the total metric (NO in S406), if the cumulative metric is within the radius C of the hypersphere, the process proceeds to the search for the perturbation vector of the next layer (S407). On the other hand, if the cumulative metric is the total metric (YES in S406), if the cumulative metric, that is, the total metric is within the radius C of the hypersphere, a more suitable perturbation vector is obtained. Therefore, the radius C of the hypersphere is updated, and the actual modulation signal (transmission signal) vector ν opt after the perturbation vector subtraction corresponding to the perturbation vector at this time is held (S408). Then, in order to confirm whether there is a more suitable solution, the process proceeds to the next process (S409). When n = 2N for the first time from the start of the search, that is, when the total metric M 2 (2N) is calculated for the first time, the radius of the hypersphere that has been initialized to infinity (∞) in step S408. C is set to a finite value. In step S409, in order to search for the previous layer, the value of n is counted down to n = n-1.

次に、カウントダウンしたｎの値が０でないとき（Ｓ４１０でＮＯ）は、次の摂動ベクトルの候補に対するメトリック計算を行うためにｌｎをカウントアップしてｌｎ＝ｌｎ＋１とする（Ｓ４１１）。そして、カウントアップした後のｌｎ番目にランキングされた第ｎ実数ストリームの摂動ベクトルτｚｎ （ｌｎ）を求めるための計算を行う（Ｓ４１２）。なお、なお、Ｓ４１２中の演算処理のｃｅｉｌ（・）は、括弧内の値以上となる最小の整数を表す。 Then, not equal the value of n obtained by counting down 0 (NO in S410) counts up the l n and l n = l n +1 to perform metric calculations for the candidate for the next perturbation vector (S411) . Then, the calculation for obtaining the perturbation vector of the n-th real stream ranking l n-th after counting up τz n (ln) (S412) . Note that ceil (•) in the arithmetic processing in S412 represents the smallest integer that is equal to or greater than the value in parentheses.

上記ステップ４１０においてｎの値が０のとき（Ｓ４１０でＹＥＳ）は、すべての摂動ベクトル候補の探索が終了したことになるため、探索ループから抜けてステップＳ４１３に移り、保持されていたνｏｐｔを最終的な摂動ベクトル減算後の実変調信号（送信信号）ベクトルνとする（Ｓ４１３）。 When the value of n is 0 in step 410 (YES in S410), the search for all perturbation vector candidates is completed, so the process leaves the search loop and moves to step S413, where the held ν opt is changed. The actual modulation signal (transmission signal) vector ν after the final perturbation vector subtraction is set (S413).

以上示したように、本実施形態では、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索において最適性が保証された深さ優先探索で演算量を大幅に削減するため探索の打ち切り操作または探索範囲の限定操作（分岐限定操作）は、累積メトリックが超球外と判定される場合、すなわち最適解が得られないことが確定した場合のみ実行される。このように、本実施形態では、無限に存在する摂動ベクトル候補を候補対象としながら累積メトリックを最小化する最適摂動ベクトルを最適性が保証される深さ優先探索において最適でないことが確定した段階での分岐限定法の適用により効率的に探索する。   As described above, in this embodiment, the computational complexity is greatly increased by the depth-first search in which the optimality is guaranteed in the hierarchical search having a tree structure in which all the perturbation vector candidates existing infinitely are searched. In order to reduce, the search abort operation or the search range limiting operation (branch limiting operation) is executed only when the cumulative metric is determined to be outside the hypersphere, that is, when it is determined that the optimum solution cannot be obtained. Thus, in the present embodiment, the optimal perturbation vector that minimizes the cumulative metric while targeting infinitely existing perturbation vector candidates is determined to be not optimal in the depth-first search in which optimality is guaranteed. Search efficiently by applying the branch and bound method.

図１３は、２×２ＭＩＭＯ構成の無線通信システムにおける最適摂動ベクトルの探索を視覚的に示す摂動ベクトルの候補（摂動項候補）の木構造の一例を示す説明図である。図１３の縦方向には実数ストリーム番号ｎ（＝１〜４）に対応させて上から順番に第１実数ストリーム〜第４実数ストリームの４つの階層が図示されている。また、図１３の横方向には各階層においてランキングされた摂動ベクトル（摂動項）τｚの候補番号に対応させて図示されている。   FIG. 13 is an explanatory diagram showing an example of a tree structure of perturbation vector candidates (perturbation term candidates) visually showing search for an optimal perturbation vector in a wireless communication system having a 2 × 2 MIMO configuration. In the vertical direction of FIG. 13, four layers of the first real stream to the fourth real stream are illustrated in order from the top in correspondence with the real stream number n (= 1 to 4). Further, in the horizontal direction of FIG. 13, the perturbation vector (perturbation term) τz ranked in each hierarchy is illustrated corresponding to the candidate number.

図１３において、木構造１９０における左端のパス１９１は、最初に探索される摂動ベクトル（従来のＬＲ−ＴＨＰで得られるものと同じ摂動ベクトル）のパスであり、このパスを出発点として他のパスがチェックされる。また、木構造１９０の最深部では、最上位にランキングされた枝（Ｍｏｄｕｌｏ演算で得られる候補）だけが候補となり得るため、その他の破線で示した枝１９２は探索対象にならない。前述の探索ループの中で最深の階層（図示の例では第４実数ストリームの階層）に達した場合、そのときの総メトリックが、保持されている超球半径Ｃの値より小さければ、その総メトリックの値に超球半径Ｃを更新する。そして、摂動ベクトルの候補（摂動項候補）として明らかに最適でないものを除外しながら実質的にすべての摂動ベクトルの候補（摂動項候補）の探索を行い、最適なパスを見つけ出す。   In FIG. 13, the leftmost path 191 in the tree structure 190 is a path of a perturbation vector to be searched first (the same perturbation vector as that obtained by the conventional LR-THP). Is checked. In addition, in the deepest part of the tree structure 190, only the branch ranked at the top (candidate obtained by the modulo calculation) can be a candidate, and therefore the other branch 192 indicated by the broken line is not a search target. When reaching the deepest hierarchy (in the example shown, the hierarchy of the fourth real stream) in the search loop described above, if the total metric at that time is smaller than the value of the retained hypersphere radius C, the total Update the hypersphere radius C to the metric value. Then, substantially all perturbation vector candidates (perturbation term candidates) are searched while excluding those that are clearly not optimal as perturbation vector candidates (perturbation term candidates), and an optimal path is found.

次に、本実施形態に係る基地局装置におけるＬＲ−ＶＰを採用したＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式にＭＭＳＥ規範の空間フィルタ行列を組み合わせた非線形プリコーディング処理の効果をコンピュータシミュレーションで定量的に評価した結果について説明する。本評価では簡単のため、伝搬路はアンテナ間完全無想間の準静的レイリーフェージング、全ユーザ（移動局装置）の平均伝搬利得が互いに等しいものとし、フィードバック制御遅延はないものとした。表１は、本コンピュータシミュレーションの諸元をまとめたものである。   Next, the effect of nonlinear precoding processing in which the LMSE-standard spatial filter matrix is combined with the NLP DL-MU-MIMO method employing LR-VP in the base station apparatus according to the present embodiment was quantitatively evaluated by computer simulation. The results will be described. For the sake of simplicity in this evaluation, the propagation path is assumed to be quasi-static Rayleigh fading between antennas completely imaginary, the average propagation gain of all users (mobile station devices) is equal, and there is no feedback control delay. Table 1 summarizes the specifications of this computer simulation.

図１４は、本実施形態のコンピュータシミュレーションによって得られたＭ（送信アンテナ数）＝Ｎ（送信ストリーム数）＝４のときの正規化正規化総送信電力に対する平均ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示すグラフである。また、図１４には、従来のＬＲ−ＶＰ方式（非特許文献５参照）の非線形プリコーディング処理を用いた場合の結果も示す。図１５により、ＬＲ−ＳＥ−ＶＰにおける空間フィルタリングとしてＭＭＳＥ規範のフィルタリングを適用する本実施形態の非線形プリコーディング処理を用いた場合、従来のＬＲ−ＶＰ方式の非線形プリコーディング処理に比べ所要送信電力を約４ｄＢ低減できることがわかる。   FIG. 14 shows an average bit error rate (BER) characteristic with respect to normalized normalized total transmission power when M (number of transmission antennas) = N (number of transmission streams) = 4 obtained by computer simulation of the present embodiment. It is a graph. FIG. 14 also shows the results when using the nonlinear precoding process of the conventional LR-VP method (see Non-Patent Document 5). According to FIG. 15, when the nonlinear precoding process of the present embodiment in which the filtering of the MMSE standard is applied as the spatial filtering in LR-SE-VP, the required transmission power is reduced as compared with the conventional nonlinear precoding process of the LR-VP method. It can be seen that it can be reduced by about 4 dB.

以上、本実施形態によれば、下りリンクの送信信号の非線形プリコーディング処理に演算量の削減が可能なＬＲ−ＶＰを採用したＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式において、併用する空間フィルタとして理論的に最適なＭＭＳＥに基づく空間フィルタと組合せた場合の最適摂動ベクトルを効率的に探索することにより、演算量の増加を抑制しつつ、複数の伝搬路間の相関が大きくなった場合でも端末側における希望信号受信電力を最大化して伝送品質の劣化を防止することができる。   As described above, according to the present embodiment, the NLP DL-MU-MIMO scheme adopting the LR-VP that can reduce the amount of calculation in the nonlinear precoding processing of the downlink transmission signal is theoretically used as a spatial filter to be used together. By efficiently searching for the optimal perturbation vector when combined with an optimal MMSE-based spatial filter, the increase in the amount of computation is suppressed, and even if the correlation between a plurality of propagation paths increases, the desired at the terminal side Signal reception power can be maximized to prevent transmission quality degradation.

なお、本実施形態では、ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄへの適用を前提に説明したが、ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄと類似のチャネル構成を用いるシステムであれば、本発明の概念はどのようなシステムにも適用可能である。   Although the present embodiment has been described on the assumption that it is applied to LTE / LTE-Advanced, the concept of the present invention can be applied to any system as long as the system uses a channel configuration similar to LTE / LTE-Advanced. Applicable.

また、本明細書で説明された処理工程並びに移動通信システム、基地局装置及び移動局装置（ユーザ端末装置、移動機）の構成要素は、様々な手段によって実装することができる。例えば、これらの工程及び構成要素は、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア、又は、それらの組み合わせで実装されてもよい。   Further, the processing steps described in this specification and the constituent elements of the mobile communication system, the base station device, and the mobile station device (user terminal device, mobile device) can be implemented by various means. For example, these steps and components may be implemented in hardware, firmware, software, or a combination thereof.

ハードウェア実装については、実体（例えば、各種無線通信装置、Ｎｏｄｅ Ｂ、端末、ハードディスクドライブ装置、又は、光ディスクドライブ装置）において上記工程及び構成要素を実現するために用いられる処理ユニット等の手段は、１つ又は複数の、特定用途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、デジタル信号処理装置（ＤＳＰＤ）、プログラマブル・ロジック・デバイス（ＰＬＤ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、電子デバイス、本明細書で説明された機能を実行するようにデザインされた他の電子ユニット、コンピュータ、又は、それらの組み合わせの中に実装されてもよい。   For hardware implementation, means such as a processing unit used to realize the above steps and components in an entity (for example, various wireless communication devices, Node B, terminal, hard disk drive device, or optical disk drive device) One or more application specific IC (ASIC), digital signal processor (DSP), digital signal processor (DSPD), programmable logic device (PLD), field programmable gate array (FPGA), processor , A controller, a microcontroller, a microprocessor, an electronic device, other electronic units designed to perform the functions described herein, a computer, or a combination thereof.

また、ファームウェア及び／又はソフトウェア実装については、上記構成要素を実現するために用いられる処理ユニット等の手段は、本明細書で説明された機能を実行するプログラム（例えば、プロシージャ、関数、モジュール、インストラクション、などのコード）で実装されてもよい。一般に、ファームウェア及び／又はソフトウェアのコードを明確に具体化する任意のコンピュータ／プロセッサ読み取り可能な媒体が、本明細書で説明された上記工程及び構成要素を実現するために用いられる処理ユニット等の手段の実装に利用されてもよい。例えば、ファームウェア及び／又はソフトウェアコードは、例えば制御装置において、メモリに記憶され、コンピュータやプロセッサにより実行されてもよい。そのメモリは、コンピュータやプロセッサの内部に実装されてもよいし、又は、プロセッサの外部に実装されてもよい。また、ファームウェア及び／又はソフトウェアコードは、例えば、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）、不揮発性ランダムアクセスメモリ（ＮＶＲＡＭ）、プログラマブルリードオンリーメモリ（ＰＲＯＭ）、電気的消去可能ＰＲＯＭ（ＥＥＰＲＯＭ）、ＦＬＡＳＨメモリ、フロッピー（登録商標）ディスク、コンパクトディスク（ＣＤ）、デジタルバーサタイルディスク（ＤＶＤ）、磁気又は光データ記憶装置、などのような、コンピュータやプロセッサで読み取り可能な媒体に記憶されてもよい。そのコードは、１又は複数のコンピュータやプロセッサにより実行されてもよく、また、コンピュータやプロセッサに、本明細書で説明された機能性のある態様を実行させてもよい。   Also, for firmware and / or software implementation, means such as processing units used to implement the above components may be programs (eg, procedures, functions, modules, instructions) that perform the functions described herein. , Etc.). In general, any computer / processor readable medium that specifically embodies firmware and / or software code is means such as a processing unit used to implement the steps and components described herein. May be used to implement For example, the firmware and / or software code may be stored in a memory, for example, in a control device, and executed by a computer or processor. The memory may be implemented inside the computer or processor, or may be implemented outside the processor. The firmware and / or software code is, for example, random access memory (RAM), read only memory (ROM), nonvolatile random access memory (NVRAM), programmable read only memory (PROM), electrically erasable PROM (EEPROM) ), FLASH memory, floppy disk, compact disk (CD), digital versatile disk (DVD), magnetic or optical data storage, etc. Good. The code may be executed by one or more computers or processors, and may cause the computers or processors to perform the functional aspects described herein.

また、本明細書で開示された実施形態の説明は、当業者が本開示を製造又は使用するのを可能にするために提供される。本開示に対するさまざまな修正は当業者には容易に明白になり、本明細書で定義される一般的原理は、本開示の趣旨又は範囲から逸脱することなく、他のバリエーションに適用可能である。それゆえ、本開示は、本明細書で説明される例及びデザインに限定されるものではなく、本明細書で開示された原理及び新規な特徴に合致する最も広い範囲に認められるべきである。   Also, descriptions of embodiments disclosed herein are provided to enable any person skilled in the art to make or use the present disclosure. Various modifications to the present disclosure will be readily apparent to those skilled in the art, and the general principles defined herein may be applied to other variations without departing from the spirit or scope of the disclosure. The present disclosure is therefore not limited to the examples and designs described herein, but should be accorded the widest scope consistent with the principles and novel features disclosed herein.

１０ 基地局装置
２０（１），２０（２） 移動局装置（通信端末装置）
１０１（１）〜１０１（Ｍ） アンテナ
１０２（１）〜１０２（Ｍ） 受信部
１０３（１）〜１０３（Ｍ） ＣＰ除去部
１０４（１）〜１０４（Ｍ） ＦＦＴ部
１０５ 情報取得部
１０６ 変換行列生成部
１０７ フィルタ計算部
１０８ ＤＭＲＳ生成部
１０９ ＤＭＲＳ用空間フィルタ乗算部
１１０（１）〜１１０（Ｎ） 符号化部
１１１（１）−１１１（Ｎ）変調部
１１２ 非線形プリコーディング処理部
１１３ ＤＭＲＳ多重部
１１４ 電力正規化部
１１５ フレーム構成部
１１６（１）−１１６（Ｍ） ＩＦＦＴ部
１１７（１）〜１１７（Ｍ） ＣＰ挿入部
１１８（１）〜１１８（Ｍ） 送信部
１１９（１）〜１１９（Ｍ） 送受信切替部（ＤＵＰ）
１２０ 行列生成部
１３０変換行列乗算部
１３１ 摂動ベクトル探索・減算部
１３２ データ用空間フィルタ乗算部
１３３ 空間多重レイヤ間干渉算出部
１３４ 空間多重レイヤ間干渉減算部 10 Base station apparatus 20 (1), 20 (2) Mobile station apparatus (communication terminal apparatus)
101 (1) to 101 (M) Antenna 102 (1) to 102 (M) Receiving unit 103 (1) to 103 (M) CP removing unit 104 (1) to 104 (M) FFT unit 105 Information acquisition unit 106 Conversion Matrix generator 107 Filter calculator 108 DMRS generator 109 DMRS spatial filter multiplier 110 (1) to 110 (N) Encoder 111 (1) -111 (N) modulator 112 Nonlinear precoding processor 113 DMRS multiplexing Unit 114 power normalization unit 115 frame configuration unit 116 (1) -116 (M) IFFT unit 117 (1) -117 (M) CP insertion unit 118 (1) -118 (M) transmission unit 119 (1) -119 (M) Transmission / reception switching unit (DUP)
120 Matrix Generation Unit 130 Transformation Matrix Multiplication Unit 131 Perturbation Vector Search / Subtraction Unit 132 Data Spatial Filter Multiplication Unit 133 Spatial Multilayer Interference Calculation Unit 134 Spatial Multilayer Interference Subtraction Unit

特開２０１２−２２７８７８号公報JP 2012-227878 A

Ｂ．Ｍ．Ｈｏｃｈｗａｌｄ，Ｃ．Ｂ．Ｐｅｅｌ，Ａ．Ｌ．Ｓｗｉｎｄｌｅｈｕｒｓｔ，“Ａ Ｖｅｃｔｏｒ−Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｎｅａｒ−Ｃａｐａｃｉｔｙ Ｍｕｌｔｉａｎｔｅｎｎａ Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ − Ｐａｒｔ ＩＩ Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ，” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．５３，Ｎｏ．３, ｐｐ. ５３７−５４４，Ｍａｒｃｈ ２００５．B. M.M. Hochwald, C.I. B. Peel, A.M. L. Swindlehurst, “A Vector-Perturbation Technology for Near-Capacity Multitenant Multi-Communicator-Part II Perturbation,” IEEE Transactions. 53, no. 3, pp. 537-544, March 2005. Ｊ．Ｚｈａｎｇ ａｎｄ Ｋ.Ｊ. Ｋｉｍ，"Ｎｅａｒ Ｃａｐａｃｉｔｙ ＭＩＭＯ Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ｗｉｔｈ ＱＲＤ−Ｍ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ，"Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ＩＥＥＥ ＡＣＳＳＣ， ｐｐ．１４９８−１５０２，Ｎｏｖ．２００５．J. et al. Zhang and KJ Kim, "Near Capacity MIMO Multiuser Precoding with QRD-M Algorithm," Proceedings of IEEE ACSSC, pp. 1498-1502, Nov. 2005. 中野博史，留場宏道，ルイズデルガドアルバロ，小野寺毅，窪田稔, "非線形プリコーディングＭＵ−ＭＩＭＯに用いる一括基底準直交化法,"電子情報通信学会技術報告，ＲＣＳ２０１０−１８３,Ｄｅｃ．２０１０．Hiroshi Nakano, Hiromichi Tomeba, Louise Delgado Alvaro, Atsushi Onodera, Atsushi Kubota, “Lumped Basis Quasi-Orthogonalization Method for Nonlinear Precoding MU-MIMO,” IEICE Technical Report, RCS2010-183, Dec. 2010. Ｆ. Ｌｉｕ, Ｌ. Ｊｉａｎｇ, Ｃ. Ｈｅ, "Ｌｏｗ Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ ＭＭＳＥＶｅｃｔｏｒ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｕｓｉｎｇ Ｌａｔｔｉｃｅ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｆｏｒ ＭＩＭＯ Ｓｙｓｔｅｍｓ," Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆＩＥＥＥ ＩＣＣ２００７, ｐｐ. ２５９８−２６０３, Ｊｕｎｅ ２００７．F. Liu, L. Jiang, C. He, "Low Complexity MMS Vector Precoding Using Lattice Reduction for MIMO Systems," Proceedings of IEEE IC2007, pp. 2598-2, pp. 2598. 今村和樹，高畑文雄，“ＬＲ−ＴＨＰに基づくＭＵ−ＭＩＭＯ下りリンクＮＬＰにおけるＶＰの最適化，”電子情報通信学会技術報告，ＩＴ２０１５−５３，ＳＩＰ２０１５−６７，ＲＣＳ２０１５−２８５，Ｊａｎ．２０１６．Kazuki Imamura, Fumio Takahata, “Optimization of VP in MU-MIMO Downlink NLP Based on LR-THP,” IEICE Technical Report, IT 2015-53, SIP 2015-67, RCS 2015-285, Jan. 2016.

Claims (4)

複数のアンテナを用いて、複数の通信端末装置に対してそれぞれ異なる信号を同一周波数で同一時刻に送信する基地局装置であって、
伝搬路行列の情報と前記複数の通信端末装置の受信アンテナ毎の雑音電力値の情報とを取得する情報取得部と、
前記複数の通信端末装置それぞれに対する希望送信データを変調した変調信号ベクトルを生成する変調信号ベクトル生成部と、
前記変調信号ベクトル生成部で生成した前記変調信号ベクトルに対して非線形プリコーディング処理を行う非線形プリコーディング処理部と、
前記非線形プリコーディング処理後の変調信号ベクトルに基づいて、前記複数のアンテナそれぞれから送信する複数の送信信号を生成する送信信号生成部と、
前記送信信号生成部で生成した複数の送信信号を前記複数のアンテナから送信する送信部と、
前記伝搬路行列を実数空間上で表現した実数伝搬路行列に前記受信アンテナ毎の雑音電力値に相当する次元要素を加えて前記実数伝搬路行列を次元拡張し、その次元拡張した実数伝搬路行列の転置行列に格子基底縮小処理を施した後、ＱＲ分解を行うことにより、前記実数伝搬路行列の転置行列の準直交化行列であるユニモジュラ行列と、ＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）規範のフィードフォワードフィルタ行列と、空間多重レイヤ間干渉に対応したフィードバックフィルタ行列とを生成する行列生成部と、を備え、
前記非線形プリコーディング処理部は、
前記変調信号ベクトルを実数空間上で表現した実数変調信号ベクトルに前記ユニモジュラ行列の転置行列を乗算して変換後実数変調信号ベクトルに変換する第１の信号ベクトル変換部と、
前記変換後実数変調信号ベクトルと、前記ＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列とに基づいて、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索において累積メトリックを最小化する摂動ベクトルを深さ優先探索で最適でないことが確定した候補に対して探索の打ち切り操作または探索範囲の限定操作を行いながら探索する摂動ベクトル探索部と、
前記変換後実数変調信号ベクトルから、前記フィードバックフィルタ行列と、前記摂動ベクトル探索部で探索された摂動ベクトルとを減算する減算部と、
前記フィードバックフィルタ行列及び前記摂動ベクトルが減算された前記変換後実数変調信号ベクトルに、前記ＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列を乗算する空間フィルタ乗算部と、
前記ＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列が乗算された前記変換後実数変調信号ベクトルを複素数の変調信号ベクトルに変換する第２の信号ベクトル変換部と、を有することを特徴とする基地局装置。 A base station device that uses a plurality of antennas to transmit different signals to a plurality of communication terminal devices at the same frequency at the same time,
An information acquisition unit for acquiring information on a propagation path matrix and information on a noise power value for each reception antenna of the plurality of communication terminal devices;
A modulation signal vector generation unit that generates a modulation signal vector obtained by modulating desired transmission data for each of the plurality of communication terminal devices;
A non-linear precoding processing unit that performs non-linear precoding processing on the modulation signal vector generated by the modulation signal vector generation unit;
A transmission signal generation unit that generates a plurality of transmission signals to be transmitted from each of the plurality of antennas based on the modulated signal vector after the nonlinear precoding processing;
A transmission unit that transmits a plurality of transmission signals generated by the transmission signal generation unit from the plurality of antennas;
The real channel matrix is dimensionally expanded by adding a dimension element corresponding to the noise power value for each receiving antenna to the real channel matrix expressing the channel matrix in real space, and the dimension-extended real channel matrix is expanded. After performing the lattice basis reduction process on the transposed matrix of, a QR decomposition is performed to feed a unimodular matrix that is a quasi-orthogonalized matrix of the transposed matrix of the real channel matrix and a MMSE (minimum mean square error) standard feed A matrix generation unit that generates a forward filter matrix and a feedback filter matrix corresponding to interference between spatially multiplexed layers,
The nonlinear precoding processing unit includes:
A first signal vector conversion unit that multiplies a transposed matrix of the unimodular matrix by a real modulation signal vector that represents the modulation signal vector in real space and converts it to a converted real modulation signal vector;
Based on the converted real modulation signal vector and the feedforward filter matrix of the MMSE standard, the cumulative metric is minimized in a hierarchical search having a tree structure in which all candidates of infinite perturbation vectors are searched. A perturbation vector search unit that searches for a perturbation vector that is determined to be non-optimal by a depth-first search while performing a search censoring operation or a search range limiting operation;
A subtraction unit that subtracts the feedback filter matrix and the perturbation vector searched by the perturbation vector search unit from the converted real modulation signal vector;
A spatial filter multiplier for multiplying the post-conversion real modulation signal vector obtained by subtracting the feedback filter matrix and the perturbation vector by the feedforward filter matrix of the MMSE standard;
A base station apparatus comprising: a second signal vector conversion unit configured to convert the converted real modulation signal vector multiplied by the MMSE-standard feedforward filter matrix into a complex modulation signal vector. 請求項１の基地局装置において、
前記行列生成部は、
前記複数の通信端末装置の受信アンテナの総数に相当する送信ストリーム数をＮとし、前記アンテナの数をＭとしたとき、前記実数伝搬路行列及びその転置行列をＨｒｅ（２（Ｍ＋Ｎ）×２Ｎ行列）及びＨｒｅ Ｔとし、前記ユニモジュラ行列をＴ（２Ｎ×２Ｎ行列）としたとき、
下記の式（１）及び式（２）を満たすユニタリ行列Ｑ（２（Ｍ＋Ｎ）×２Ｎ行列）と、上三角行列Ｒ（２Ｎ×２Ｎ行列）と、前記ユニタリ行列Ｑの部分行列ＱＷ（２Ｎ×２Ｎ行列）と、前記上三角行列Ｒの対角行列Ｄとを計算し、
前記ＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列Ｗを下記の式（３）で計算し、
前記フィードバックフィルタ行列Ｆを下記の式（４）で計算することを特徴とする基地局装置。



In the base station apparatus of Claim 1,
The matrix generation unit
When the number of transmission streams corresponding to the total number of receiving antennas of the plurality of communication terminal apparatuses is N and the number of antennas is M, the real channel matrix and its transposed matrix are H re (2 (M + N) × 2N Matrix) and H re T, and the unimodular matrix is T (2N × 2N matrix),
A unitary matrix Q (2 (M + N) × 2N matrix) that satisfies the following equations (1) and (2), an upper triangular matrix R (2N × 2N matrix), and a partial matrix Q W (2N) of the unitary matrix Q X2N matrix) and the diagonal matrix D of the upper triangular matrix R,
The MMSE norm feedforward filter matrix W is calculated by the following equation (3):
The base station apparatus, wherein the feedback filter matrix F is calculated by the following equation (4).



請求項２の基地局装置において、
前記摂動ベクトル探索部は、前記変換後実数変調信号ベクトルをνとしたとき、下記の式（５）の近似式に基づいて最適摂動ベクトルτｚを探索することを特徴とする基地局装置。
In the base station apparatus of Claim 2,
The base station apparatus, wherein the perturbation vector search unit searches for an optimal perturbation vector τz based on an approximate expression of the following expression (5), where ν is the converted real modulation signal vector.
請求項１乃至３のいずれかの基地局装置において、
前記情報取得部は、前記通信端末装置が参照信号の受信結果に基づいて推定した伝搬路情報と雑音電力情報を含むフィードバック情報を前記通信端末装置から受信し、そのフィードバック情報の受信結果に基づいて前記複素数の伝搬路行列の情報と前記受信アンテナ毎の雑音電力値の情報とを取得することを特徴とする基地局装置。 In the base station apparatus according to any one of claims 1 to 3,
The information acquisition unit receives feedback information including propagation path information and noise power information estimated by the communication terminal device based on a reception result of a reference signal from the communication terminal device, and based on a reception result of the feedback information A base station apparatus that acquires information on the complex channel matrix and information on a noise power value for each receiving antenna.
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