JP2017139642A - 光受信器評価方法および光源装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】光受信器において発生する全高調波歪を精度よく評価する方法および構成を提供する。【解決手段】光受信器評価方法は、発振信号に基づいて変調光信号を生成し、変調光信号の光スペクトルまたは変調光信号を光電変換することにより得られる電気信号のスペクトルをモニタし、変調光信号の光スペクトルまたは電気信号のスペクトルに基づいて変調光信号の上側波帯または下側波帯の変調成分を抑制し、変調成分が抑制された変調光信号を光受信器に入力し、光受信器の出力信号に基づいて光受信器の特性を評価する。【選択図】図８

Description

本発明は、光受信器を評価する方法および光受信器の評価において使用される光源装置に係わる。
光伝送システムにおいて、全高調波歪（ＴＨＤ：Total Harmonics Distortion）は、信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal-to-Noise Ratio）を劣化させる要因の１つである。全高調波歪は、高調波成分と基本波成分との比を表す。即ち、全高調波歪ＴＨＤは、（１）式で表される。
なお、Ｐ0は、基本波のパワーを表す。Ｐn（ｎ＝１、２、．．．）は、各高調波のパワーを表す。
図１は、光伝送システムの一例を示す。この光伝送システムは、変調回路１、光送信器２、光伝送路３、光受信器４、復調回路５を備える。この例では、光伝送システムは、光ＤＭＴ（Discrete Multi-Tone）信号を伝送する。よって、変調回路１は、ＤＭＴ変調器およびＤ／Ａ（Digital-to-Analog）変換器を含む。光送信器２は、ドライバおよび光源回路（ＬＤ）を含む。ドライバは、変調回路１の出力信号から駆動信号を生成する。光源回路は、駆動信号に基づいて光ＤＭＴ信号を生成する。光ＤＭＴ信号は、光送信器２から光伝送路３を介して光受信器４へ伝送される。光受信器４は、受光器（ＰＤ）および増幅器（ＴＩＡ）を含む。受光器は、光電変換により光ＤＭＴ信号を電気信号に変換する。増幅器は、受光器から出力される電気信号を増幅する。或いは、増幅器は、受光器から出力される電流信号を電圧信号に変換する。復調回路５は、Ａ／Ｄ（Analog-to-Digital）変換器およびＤＭＴ復調器を含む。そして、全高調波歪は、光送信器２および光受信器４において発生し得る。
光伝送システムにおいて、受信信号の品質（例えば、ＳＮＲ）を改善するためには、全高調波歪を精度よく評価する必要がある。図１に示す構成では、全高調波歪は、光送信器２および光受信器４それぞれについて評価されることが好ましい。
図２は、光受信器４において発生する全高調波歪を評価する方法の一例を示す。図２に示す例では、全高調波歪評価装置は、発振器１１、Ｅ／Ｏ（Electrical-to-Optical）回路１２、ＲＦスペクトルアナライザ２０を備える。発振器１１は、与えられる制御信号に対応する周波数で発振し、正弦波信号を生成する。すなわち、発振器１１は、制御信号に対応する周波数の正弦波信号を生成する。Ｅ／Ｏ回路１２は、発振器１１から出力される正弦波信号に基づいて光正弦波を生成する。例えば、Ｅ／Ｏ回路１２は、正弦波信号でキャリア光を変調して光正弦波を生成する。光正弦波は、評価対象の全高調波歪を評価するために使用される。よって、図２に示す例では、光正弦波は光受信器４に入力される。そして、ＲＦスペクトルアナライザ２０は、光受信器４から出力される電気信号のスペクトルを検出する。図２に示す例では、基本波成分ｆ0およびその高調波成分ｆ1、ｆ2が検出されている。なお、ｆ0は、発振器１１の発振周波数に相当する。
全高調波歪は、上述した（１）式で計算される。したがって、発振器１１の発振周波数を掃引することにより、光受信器４において発生する全高調波歪の周波数依存性を得ることができる。
なお、光受信器において発生する全高調波歪を測定する方法は、例えば、非特許文献１に記載されている。また、ＤＭＴ伝送システムを構成するコンポーネントの全高調波歪に係わる要求の仕様について、例えば、非特許文献２に記載されている。更に、全高調波歪がＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）の信号品質に与える影響について、例えば、非特許文献３に記載されている。
Lian Zhao et al., "10G Linear TIA in Long-reach Multi-mode Applications," inphi corp.(http://www.mpdigest.com/issue/Articles/2008/Japan/inphi/) David Lewis et al., "400G DMT PMD for 2km SMF," JDSU Francois Tremblay, "PAM-8 and PAM-16 Optical Receivers for 2km 100G Links with a 4dB loss budget." (http://www.ieee802.org/3/100GNGOPTX/public/mar12/plenary/)
光伝送システムの全高調波歪を抑制する方策を検討する際には、送信側で発生する全高調波歪および受信側で発生する全高調波歪が個々に評価されることが好ましい。しかしながら、従来の技術では、光受信器において発生する全高調波歪を精度よく評価することは困難である。例えば、図２に示す構成では、Ｅ／Ｏ回路１２において全高調波歪が発生し得る。このため、光受信器４に入力される変調光信号（上述の例では、光正弦波）は、大きな全高調波歪を有していることがある。この場合、ＲＦスペクトルアナライザ２０の出力信号に基づいて検出される全高調波歪は、Ｅ／Ｏ回路１２において発生する全高調波歪および光受信器４において発生する全高調波歪を含む。したがって、光受信器４において発生する全高調波歪を精度よく評価することは容易ではない。
本発明の１つの側面に係わる目的は、光受信器において発生する全高調波歪を精度よく評価する方法および構成を提供することである。
本発明の１つの態様の光受信器評価方法は、発振信号に基づいて変調光信号を生成し、前記変調光信号の光スペクトルまたは前記変調光信号を光電変換することにより得られる電気信号のスペクトルをモニタし、前記変調光信号の光スペクトルまたは前記電気信号のスペクトルに基づいて、前記変調光信号の上側波帯または下側波帯の変調成分を抑制し、前記変調成分が抑制された変調光信号を光受信器に入力し、前記光受信器の出力信号に基づいて前記光受信器の特性を評価する。
上述の態様によれば、光受信器において発生する全高調波歪を精度よく評価できる。
光伝送システムの一例を示す図である。 全高調波歪を評価する方法の一例を示す図である。 光ＤＭＴについて説明する図である。 光ＤＭＴ信号について説明する図である。 全高調波歪の要因および全高調波歪が大きなＲＦスペクトルの例を示す図である。 光源装置の一例を示す図である。 ＤＳＢ光信号およびＳＳＢ光信号の例を示す図である。 第１の実施形態の評価システムの一例を示す図である。 変調光信号の時間波形の一例を示す図である。 第１の実施形態の評価方法の一例を示すフローチャートである。 光フィルタを制御する方法の一例を示す図である。 第１の実施形態の評価方法の他の例を示すフローチャートである。 第２の実施形態の評価システムの一例を示す図である。 Ｉ／Ｑ変調器のバイアス制御の一例を示す図である。 変調光信号のキャリア成分および高次成分を示す図である。 第３の実施形態の評価システムの一例を示す図である。 マッハツェンダ変調器のバイアス制御の一例を示す図である。 マッハツェンダ変調器における光信号のキャリア成分および高次成分を示す図である。 実験例に係わる評価システムを示す図である。 光源の特性（光スペクトル）を示す図である。 光源の特性（ＲＦスペクトル）を示す図である。 光源の特性（時間波形）を示す図である。 光受信器の全高調波歪の周波数依存性を示す図である。 第４の実施形態の評価システムの一例を示す図である。 第４の実施形態においてＳＳＢ光信号を生成する方法の一例を示す図である。
本発明の実施形態に係わる方法は、光伝送システムにおいて使用される光受信器の特性を評価する。この光伝送システムは、例えば、光ＤＭＴ（Discrete Multi-Tone）信号を伝送する。すなわち、実施形態に係わる方法は、光ＤＭＴ信号を受信する光受信器の特性を評価する。したがって、実施形態の評価方法を説明する前に、光ＤＭＴについて簡単に記載する。
ＤＭＴは、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）をベースとするマルチキャリア変調方式の１つであり、周波数の異なる複数のサブキャリアを利用してデータを伝送する。このとき、各サブキャリアを利用してそれぞれデータが伝送される。また、光ＤＭＴにおいては、１つの波長に対してＤＭＴ信号の複数のサブキャリアが割り当てられる。すなわち、１つの波長を利用して複数のサブキャリアが伝送される。よって、１つの波長に対して多数のサブキャリアを割り当てることにより、各サブキャリアの伝送レートを高くすることなく、大容量のデータ伝送が実現される。
ＤＭＴ伝送システムにおいては、データ送信を開始する前に、送信局と受信局との間でＤＭＴネゴシエーションが実行される。ＤＭＴネゴシエーションにおいては、図３に示すように、ＤＭＴ信号のサブキャリア毎に送信局から受信局へプローブ信号が送信される。受信局は、サブキャリア毎にプローブ信号の伝送特性（たとえば、ＳＮＲ）を検出する。そして、検出される伝送特性に基づいて、各サブキャリアに対して割り当てるビット数およびパワーが決定される。このとき、ＤＭＴ信号の各サブキャリアの変調方式が決定される。具体的には、伝送特性の良好なサブキャリアに対して多値度の高い変調方式が指定され、伝送特性の悪いサブキャリアに対して多値度の低い変調方式が指定される。
光ＤＭＴ信号は、上述したように、複数のサブキャリア信号を伝送する。このため、キャリア光のパワーと変調成分のパワーとの差は、図４（ａ）に示すように、比較的小さくなる。すなわち、光ＤＭＴ信号の各サブキャリアの変調度は、比較的低い。また、光ＤＭＴ信号の時間波形は、図４（ｂ）に示すように、バイアスが与えられたランダムなアナログ波形である。なお、図４（ｂ）において、Ｐaveは、光ＤＭＴ信号の平均パワー（すなわち、バイアス）を表し、Ｐampは、光ＤＭＴ信号の変調振幅を表す。
ところで、光ＤＭＴ信号を受信する光受信器が大きな全高調波歪を有する場合、各サブキャリアまたは幾つかのサブキャリアから再生される信号の品質が劣化し得る。例えば、ある周波数のサブキャリアが大きな全高調波歪を有している場合、その高調波周波数と一致するサブキャリアの品質が劣化しやすい。このため、光ＤＭＴ信号を受信する光受信器の全高調波歪の周波数依存性を評価することは重要である。
光受信器の全高調波歪は、例えば、図２に示す構成で評価される。しかしながら、発振器１１およびＥ／Ｏ回路１２により生成される変調光信号（例えば、光正弦波）が大きな全高調波歪を有していると、光受信器４の全高調波歪を精度よく評価できない。
例えば、発振器１１において全高調波歪が発生する場合には、Ｅ／Ｏ回路１２により生成される変調光信号は大きな全高調波歪する。また、Ｅ／Ｏ回路１２がマッハツェンダ変調器で実現される場合、その変調器のバイアス電圧が適切に調整されていないと、Ｅ／Ｏ回路１２から出力される変調光信号の全高調波歪が大きくなってしまう。例えば、変調器が図５（ａ）に示す伝達関数を有するものとする。この場合、非線形領域において変調光信号が生成されると、その変調光信号の全高調波歪が大きくなってしまう。さらに、全高調波歪は、変調光信号の光変調インデックス（ＯＭＩ：Optical Modulation Index）に依存する。ＯＭＩは、変調光信号を評価する指標の１つであり、（２）式で表される。
ここで、光信号のＯＭＩが大き過ぎると、非線形領域で変調光信号が生成されるので、図５（ｂ）に示すように全高調波歪が大きくなる。図５（ｂ）において、変調光信号の全高調波歪は、▲印でプロットされている。一方、変調光信号のＯＭＩが小さ過ぎると、ＳＮＲが劣化する。
図５（ｃ）は、全高調波歪の大きな変調光信号のＲＦスペクトルの一例を示す。この例では、10GHzのデータ信号に基づいて変調光信号が生成され、20GHzの高調波成分が現れている。全高調波歪は、約５パーセントである。
上述したように、光受信器４を評価するために使用される変調光信号が大きな全高調波歪を有するときは、光受信器４において発生する全高調波歪を精度よく評価できない。したがって、本発明の実施形態に係わる評価システムは、全高調波歪が抑制された変調光信号を生成する機能を備える。
なお、全高調波歪の評価は、光ＤＭＴ信号を受信する光受信器のみに対して行われるものではなく、他の変調方式の光信号を受信する光受信器においても行われる。例えば、パスル振幅変調方式（ＰＭＡ−４、ＰＭＡ−８など）または直交振幅変調方式（ＱＡＭ）の光信号を受信する光受信器の全高調波歪を評価してもよい。
図６〜図７は、全高調波歪の抑制について説明する図である。図６に示す例では、変調光信号を生成する光源装置１０は、発信器１１、Ｅ／Ｏ回路１２、光スペクトル整形器１３を備える。発振器１１は、与えられる周波数制御信号に対応する周波数で発振する。Ｅ／Ｏ回路１２は、発振器１１から出力される発振信号に基づいて変調光信号を生成する。そして、光スペクトル整形器１３は、Ｅ／Ｏ回路１２から出力される変調光信号の上側波帯または下側波帯の変調成分を抑制する。例えば、発振器１１が正弦波信号を出力するときは、Ｅ／Ｏ回路１２は、光正弦波を生成する。そして、光スペクトル整形器１３は、この光正弦波の上側波帯変調成分または下側波帯変調成分を抑制する。
光スペクトルアナライザ２１、リニア受光器２２、ＲＦスペクトルアナライザ２３は、光源装置１０から出力される変調光信号の状態をモニタするために使用される。即ち、光スペクトルアナライザ２１は、光源装置１０から出力される変調光信号の光スペクトルを検出する。リニア受光器２２は、光源装置１０から出力される変調光信号を光電変換して電気信号を生成する。ＲＦスペクトルアナライザ２３は、リニア受光器２２から出力される電気信号のＲＦスペクトルを検出する。
図７（ａ）は、Ｅ／Ｏ回路１２から出力される変調光信号の状態を表す。Ｅ／Ｏ回路１２により生成される変調光信号の光スペクトルは、周波数νcにおいてピークを有する。周波数νcは、変調光信号のキャリアの光周波数を表す。また、発振器１１の発振周波数がｆ0である場合、光スペクトルは、周波数νc±ｆ0においてそれぞれピークを有する。すなわち、Ｅ／Ｏ回路１２から出力される変調光信号は、上側波帯変調成分および下側波帯変調成分を有する。したがって、Ｅ／Ｏ回路１２から出力される変調光信号のＲＦスペクトルは、ｆ0成分だけでなく、２ｆ0成分を有する。すなわち、基本波成分ｆ0に対応する高調波成分ｆ1（＝２ｆ0）が発生している。なお、この実施例では、基本波成分ｆ0の周波数は10GHzである。
図７（ｂ）は、光スペクトル整形器１３から出力される変調光信号の状態を表す。この実施例では、光スペクトル整形器１３は、Ｅ／Ｏ回路１２から出力される変調光信号の上側波帯変調成分を抑制している。すなわち、図７（ａ）に示す光スペクトルと比較した場合、光スペクトル整形器１３から出力される変調光信号の光スペクトルにおいては、周波数νc＋ｆ0の光信号成分が抑制されている。この結果、変調光信号のＲＦスペクトルにおいて、２ｆ0成分は抑制される。すなわち、高調波成分ｆ1（＝２ｆ0）は十分に抑制されている。
このように、光源装置１０は、変調光信号の上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方を抑制することにより、高調波成分が抑制された変調光信号を生成できる。すなわち、ＤＳＢ（Double-Sideband）光信号を実質的にＳＳＢ（Single-Sideband）光信号に変換することにより、全高調波歪が抑制された変調光信号が生成される。
＜第１の実施形態＞
図８は、本発明の第１の実施形態に係わる評価システムの一例を示す。第１の実施形態の評価システムは、図８に示すように、光源装置３０、光スペクトルアナライザ４１、リニア受光器４２、ＲＦスペクトルアナライザ４３、ＯＭＩモニタ４４、ＲＦスペクトルアナライザ４５を備える。そして、評価システムは、光源装置３０により生成される変調光信号を利用して測定対象の特性を評価する。測定対象は、例えば、光ＤＭＴ信号を受信する光受信器４である。ただし、測定対象は、他の変調方式で生成される光信号を受信する光受信器であってもよい。
光源装置３０は、図８に示すように、発振器３１、レベル調整回路３２、Ｅ／Ｏ変換器３３、光フィルタ３４、フィルタ制御回路３５を備える。そして、光源装置３０は、光受信器４の特性を評価するために使用される変調光信号を生成する。
発振器３１は、与えられる周波数制御信号に対応する周波数で発振する。すなわち、発振器３１は、周波数制御信号により指定される周波数ｆ0の発振信号を出力する。発振信号は、例えば、正弦波信号である。
レベル調整回路３２は、ＯＭＩモニタ４４のモニタ結果に基づいて、発振器３１から出力される発振信号の振幅を調整する。なお、ＯＭＩモニタ４４は、光源装置３０により生成される変調光信号のＯＭＩを測定する。そして、レベル調整回路３２は、変調光信号のＯＭＩが予め決められた目標値に近づくように、発振器３１から出力される発振信号の振幅を調整する。レベル調整回路３２は、例えば、増幅器および／または減衰器を含んで構成される。
Ｅ／Ｏ変換器３３は、レベル調整回路３２により振幅が調整された発振信号に基づいて変調光信号を生成する。Ｅ／Ｏ変換器３３は、特に限定されるものではないが、例えば、直接変調レーザにより実現される。或いは、マッハツェンダ型変調器や電解吸収型変調器（ＥＡ変調器）のいずれかを用いたＥ／Ｏ変換器の構成を採用しても良い。この場合、Ｅ／Ｏ変換器３３の出力光の変調度は、レベル調整回路３２を介して与えられる発振信号に応じて変化する。すなわち、Ｅ／Ｏ変換器３３は、発振信号に基づく強度変調光信号を生成する。
光フィルタ３４は、図６に示す光スペクトル整形器１３の一例であり、Ｅ／Ｏ変換器３３から出力される変調光信号をフィルタリングする。光フィルタ３４は、例えば、フィルタ制御回路３５から指示される光周波数帯を通過させる光帯域通過フィルタである。この場合、光フィルタ３４の通過帯の中心周波数がフィルタ制御回路３５から指示される。光フィルタ３４の通過帯の幅は、固定されていてもよいし、可変であってもよい。光フィルタ３４の通過帯の幅が可変である場合、通過帯の幅は、発振器３１の発振周波数に応じて制御されるようにしてもよい。なお、光フィルタ３４は、光帯域通過フィルタに限定されるものではなく、光帯域阻止フィルタであってもよい。以下の記載では、光フィルタ３４は、光帯域通過フィルタであるものとする。
フィルタ制御回路３５は、光スペクトルアナライザ４１により検出される光スペクトルに基づいて、光フィルタ３４の通過帯の中心周波数を制御する。或いは、フィルタ制御回路３５は、ＲＦスペクトルアナライザ４３により検出されるＲＦスペクトルに基づいて、光フィルタ３４の通過帯の中心周波数を制御してもよい。いずれのケースにおいても、フィルタ制御回路３５は、光フィルタ３４から出力される変調光信号の全高調波歪が抑制されるように、光フィルタ３４の通過帯の中心周波数を制御する。したがって、光源装置３０は、全高調波歪が抑制された変調光信号を生成することができる。
光スペクトルアナライザ４１は、光源装置３０により生成される変調光信号の光スペクトルを検出する。リニア受光器４２は、光源装置３０により生成される変調光信号を光電変換して対応する電気信号を生成する。なお、リニア受光器４２は、光受信器４の全信号帯域に渡って、入力光の強度に実質的に比例する電流を生成できるものとする。ＲＦスペクトルアナライザ４３は、リニア受光器４２の出力信号（すなわち、変調光信号を光電変換することにより得られる電気信号）のＲＦスペクトルを検出する。すなわち、ＲＦスペクトルアナライザ４３は、光源装置３０により生成される変調光信号のＲＦ成分の強度の分布を検出する。このＲＦ成分は、発振器３１により生成される発振信号およびその高調波を含む。
ＯＭＩモニタ４４は、光源装置３０から出力される変調光信号の光波形をモニタする。図９は、ＯＭＩモニタ４４により観測される光信号の時間波形の一例を示す。この実施例では、発振器３１により生成される発振信号は正弦波である。そして、ＯＭＩモニタ４４は、変調光信号の平均パワー（Ｐave）および変調振幅（Ｐamp）を検出する。したがって、ＯＭＩモニタ４４のモニタ結果に基づいて、光源装置３０から出力される変調光信号のＯＭＩが算出される。すなわち、上述の（２）式によりＯＭＩが算出される。変調光信号のＯＭＩは、ＯＭＩモニタ４４により計算されるようにしてもよいし、ＯＭＩモニタ４４により観測される平均パワーおよび変調振幅に基づいてＯＭＩモニ４４に接続されるコンピュータにより計算されるようにしてもよいし、ＯＭＩモニタ４４により観測される平均パワーおよび変調振幅に基づいてユーザが計算してもよい。なお、ＯＭＩモニタ４４は、例えば、オシロスコープにより実現される。
このように、光源装置３０の動作は、光源装置３０から出力される変調光信号の状態に基づいて制御される。この制御は、たとえば、ユーザにより行われる。この場合、ユーザは、光スペクトルアナライザ４１により検出される光スペクトルまたはＲＦスペクトルアナライザ４３により検出されるＲＦスペクトルを参照し、フィルタ制御回路３５を用いて手作業で光フィルタ３４の通過帯の中心周波数を制御してもよい。また、ユーザは、ＯＭＩモニタ４４により検出される変調光信号の平均パワーおよび変調振幅を参照し、レベル調整回路３２を手作業で操作して発振信号の振幅を制御してもよい。
或いは、自動フィードバック系により、光源装置３０の動作状態が制御されるようにしてもよい。この場合、評価システムは、図８に示すように、コントローラ４０を備える。コントローラ４０は、光スペクトルアナライザ４１により検出される光スペクトルまたはＲＦスペクトルアナライザ４３により検出されるＲＦスペクトルに基づいて、フィルタ制御回路３５に対して指示を与える。また、コントローラ４０は、ＯＭＩモニタ４４により検出される変調光信号の平均パワーおよび変調振幅に基づいて、レベル調整回路３２に対して指示を与える。なお、コントローラ４０は、例えば、プロセッサおよびメモリにより実現される。この場合、プロセッサは、与えられるプログラムを実行することで光源装置３０を制御する。
さらに別の構成として、フィルタ制御回路３５およびレベル調整回路３２がそれぞれ情報処理機能を備えていてもよい、この場合、フィルタ制御回路３５は、光スペクトルアナライザ４１により検出される光スペクトルまたはＲＦスペクトルアナライザ４３により検出されるＲＦスペクトルに基づいて光フィルタ３４を制御する。また、レベル調整回路３２は、ＯＭＩモニタ４４により検出される変調光信号の平均パワーおよび変調振幅からＯＭＩを算出し、そのＯＭＩに基づいて発振信号の振幅を制御してもよい。
図１０は、第１の実施形態の評価方法の一例を示すフローチャートである。図１０に示す例では、図８に示すコントローラ４０が光源装置３０を制御する。また、コントローラ４０は、光スペクトルアナライザ４１により検出される光スペクトルに基づいて光源装置３０を制御する。
Ｓ１において、コントローラ４０は、初期設定を行う。初期設定は、光受信器４の特性を測定する周波数範囲を指定する手順を含む。周波数範囲は、開始周波数、終了周波数、周波数間隔を表す情報を含む。例えば、周波数範囲として「開始周波数：1GHz」「終了周波数：25GHz」「周波数間隔：1GHz」が設定される。
Ｓ２において、発振器３１は、発振信号の出力を開始する。このとき、発振器３１は、指定された開始周波数で発振する。Ｓ３において、Ｅ／Ｏ変換器３２は、発信器３１から出力される発振信号に基づいて変調光信号を生成する。なお、Ｅ／Ｏ変換器３２から出力される変調光信号は、図１１（ａ）に示すように、両側波帯光信号である。すなわち、Ｅ／Ｏ変換器３２から出力される変調光信号は、上側波帯変調成分および下側波帯変調成分を有する。なお、図１１（ａ）において、νcは、変調光信号のキャリアの光周波数であり、ｆ0は、発振器３１の発振周波数に相当する。
Ｓ４において、コントローラ４０およびフィルタ制御回路３５は、光フィルタ３４の通過帯を設定する。具体的には、図１１（ｂ）に示すように、通過帯の中心周波数が変調光信号のキャリアの光周波数と一致するように光フィルタ３４が制御される。光フィルタ３４の通過帯の幅が可変であるときは、通過帯の幅は２ｆ0＋αに設定される。αは、通過帯の中心周波数が変調光信号のキャリアの光周波数と一致するときに、上側波帯変調成分および下側波帯変調成分が光フィルタ３４を通過するように決定される。
Ｓ５〜Ｓ６において、光スペクトルアナライザ４１は、光フィルタ３４から出力される変調光信号の光スペクトルを検出する。そして、コントローラ４０は、光スペクトルアナライザ４１により検出される光スペクトルにおいて、上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方が十分に抑制されているか否かを判定する。「十分に抑制された」は、例えば、実質的に除去された状態を意味する。
上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方が十分に抑制されていないときは、コントローラ４０およびフィルタ制御回路３５は、Ｓ７において、光フィルタ３４の通過帯の中心周波数を所定量だけシフトさせる。Ｓ５〜Ｓ７の処理は、上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方が十分に抑制されるまで繰り返し実行される。そして、上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方が十分に抑制されると、評価システムの処理はＳ８へ進む。
例えば、変調光信号の上側波帯変調成分を抑制する場合、コントローラ４０およびフィルタ制御回路３５は、Ｓ７において、光フィルタ３４の通過帯の中心周波数を所定量だけ低くする。そして、上側波帯変調成分が十分に抑制されるまでＳ５〜Ｓ７が繰り返し実行される。図１１（ｃ）は、上側波帯変調成分が十分に抑制されたときの光フィルタ３４の状態を示している。
なお、コントローラ４０は、光スペクトルアナライザ４１により検出される光スペクトルからピークを検出する機能を有している。また、コントローラ４０は、光フィルタ３４の通過帯の中心周波数の制御に応じて光スペクトルのピークの変化を検出する機能を有している。そして、コントローラ４０は、これらの機能を利用して、変調光信号の上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方が十分に抑制されているか否かを判定する。
Ｓ８〜Ｓ９において、ＯＭＩモニタ４４は、光フィルタ３４から出力される変調光信号の平均パワーおよび変調振幅をモニタする。コントローラ４０は、ＯＭＩモニタ４４により観測される変調光信号の平均パワーおよび変調振幅からＯＭＩを算出する。ＯＭＩは、上述の（２）式で算出される。そして、コントローラ４０は、このＯＭＩが目標値と一致しているか否か判定する。「一致」は、完全に一致している状態だけでなく、ほぼ一致している状態を含むものとする。目標値は、発振信号の高調波成分が小さくなるように、実験またはシミュレーション等に基づいて予め決められているものとする。目標値は、例えば、0.3〜0.6の間で決定される。
光フィルタ３４から出力される変調光信号のＯＭＩが目標値に一致していないときは、コントローラ４０およびレベル調整回路３２は、Ｓ１０において、発振信号の振幅を調整する。すなわち、変調光信号のＯＭＩが目標値よりも大きいときは、コントローラ４０およびレベル調整回路３２は、発振信号の振幅を小さくする。一方、変調光信号のＯＭＩが目標値よりも小さいときは、コントローラ４０およびレベル調整回路３２は、発振信号の振幅を大きくする。Ｓ８〜Ｓ１０の処理は、ＯＭＩが目標値に一致するまで繰り返し実行される。そして、ＯＭＩが目標値に一致すると、評価システムの処理はＳ１１へ進む。
Ｓ５〜Ｓ１０が終了したとき、光源装置３０から出力される変調光信号の上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方が十分に抑制されている。この結果、発振信号の高調波成分が十分に抑制された変調光信号が得られる。また、この変調光信号のＯＭＩは目標値に調整されている。よって、光源装置３０から出力される変調光信号の全高調波歪は小さい。すなわち、光源装置３０から出力される変調光信号は、光受信器の特性（特に、全高調波歪）を評価するために好適な状態に調整されている。そして、光源装置３０から出力される変調光信号が光受信器４に入力される。
Ｓ１１において、ＲＦスペクトルアナライザ４５は、光受信器４の出力信号のＲＦスペクトルをモニタする。なお、光受信器４は、この実施例では、図１または図２に示すように、受光器ＰＤおよび増幅器ＴＩＡにより実現される。よって、光受信器４は、入力変調光信号を光電変換することで得られる電気信号を出力する。そして、ＲＦスペクトルアナライザ４５は、この電気信号のＲＦスペクトルをモニタする。これにより、光受信器４の特性が評価される。この実施例では、光受信器４の出力信号の基本波パワーおよび高調波パワーが検出され、それらに基づいて光受信器４の全高調波歪が算出される。全高調波歪は、上述の（１）式で算出される。そして、算出された全高調波歪は、発振器３１の発振周波数ｆ0に対応づけてメモリに記録される。
Ｓ１２において、コントローラ４０は、発振器３１の発振周波数が終了周波数に達しているか判定する。そして、発振器３１の発振周波数が終了周波数に達していなければ、コントローラ４０は、Ｓ１３において、発振器３１の発振周波数を所定の周波数だけ高くする。所定の周波数は、Ｓ１で設定される周波数間隔に相当する。この後、評価システムの処理はＳ４に戻る。すなわち、Ｓ１で設定される周波数範囲内の複数の測定周波数において、それぞれＳ４〜Ｓ１１により全高調波歪が算出される。この結果、光受信器４の全高調波歪の周波数依存性が得られる。
図１２は、第１の実施形態の評価方法の他の例を示すフローチャートである。図１２に示す例でも、図８に示すコントローラ４０が光源装置３０を制御する。ただし、コントローラ４０は、ＲＦスペクトルアナライザ４３により検出されるＲＦスペクトルに基づいて光源装置３０を制御する。したがって、図１２に示す方法では、図１０に示すＳ５〜Ｓ７に代わりに、Ｓ２１〜Ｓ２３が実行される。Ｓ１〜Ｓ４、Ｓ８〜Ｓ１３の処理は、図１０に示す方法および図１２に示す方法において実質的に同じである。
Ｓ２１〜Ｓ２２においては、リニア受光器４２は、光フィルタ３４から出力される変調光信号を電気信号に変換する。ＲＦスペクトルアナライザ４３は、リニア受光器４２の出力信号のＲＦスペクトルを検出する。そして、コントローラ４０は、ＲＦスペクトルアナライザ４３により検出されるＲＦスペクトルにおいて、発振信号の高調波成分が十分に抑制されているか否かを判定する。具体的には、特に、発振器３１の発振周波数の２倍の周波数成分が十分に抑制されているか否かを判定する。なお、この例でも、「十分に抑制された」は、実質的に除去された状態を意味する。
高調波成分が十分に抑制されていないときは、コントローラ４０およびフィルタ制御回路３５は、Ｓ２３において、光フィルタ３４の通過帯の中心周波数を所定量だけシフトさせる。Ｓ２１〜Ｓ２３の処理は、発振信号の高調波成分が十分に抑制されるまで繰り返し実行される。そして、高調波成分が十分に抑制されると、評価システムの処理はＳ８へ進む。Ｓ２３におけるコントローラ４０およびフィルタ制御回路３５の動作は、図１０に示すＳ７と実質的に同じである。
なお、図１２に示す方法では、変調光信号のＲＦスペクトルに基づいて光フィルタを制御することにより、発振信号の高調波成分が抑制される。ただし、発振信号の高調波成分の抑制は、変調光信号の上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方を抑制することにより実現される。すなわち、図１２に示す方法においても、実質的に、変調光信号の上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方が抑制されている。
このように、第１の実施形態では、変調光信号の光スペクトルまたは変調光信号を光電変換することにより得られる電気信号のＲＦスペクトルに基づいて、変調光信号をフィルタリングすることにより、変調光信号の全高調波歪が抑制される。すなわち、光受信器の特性（特に、全高調波歪）を評価するために好適な変調光信号が生成される。よって、この変調光信号を使用することにより、光受信器の全高調波歪を精度よく評価できる。
＜第２の実施形態＞
図１３は、本発明の第２の実施形態に係わる評価システムの一例を示す。第２の実施形態の評価システムは、光源装置５０、光スペクトルアナライザ４１、リニア受光器４２、ＲＦスペクトルアナライザ４３、ＯＭＩモニタ４４、ＲＦスペクトルアナライザ４５を備える。そして、評価システムは、光源装置５０により生成される変調光信号を利用して光受信器４の特性を評価する。
なお、光スペクトルアナライザ４１、リニア受光器４２、ＲＦスペクトルアナライザ４３、ＯＭＩモニタ４４、ＲＦスペクトルアナライザ４５は、第１の実施形態および第２の実施形態において実質的に同じなので、説明を省略する。また、第２の実施形態においても、光源装置５０とモニタ系（光スペクトルアナライザ４１、ＲＦスペクトルアナライザ４３、ＯＭＩモニタ４４）との間にコントローラ４０が介在してもよい。
光源装置５０は、発振器３１、レベル調整回路５１、光源５２、Ｉ／Ｑ変調器５３、バイアス制御回路５４を備える。発振器３１は、第１の実施形態と同様に、周波数制御信号により指定される周波数の発振信号を出力する。
レベル調整回路５１は、ＯＭＩモニタ４４のモニタ結果に基づいて、発振器３１から出力される発振信号の振幅を調整する。具体的には、レベル調整回路５１は、変調光信号のＯＭＩが予め決められた目標値に近づくように、発振器３１から出力される発振信号の振幅を調整する。また、レベル調整回路５１は、９０度ハイブリッド回路を含み、発振信号から駆動信号ＲＦＡおよび駆動信号ＲＦＢを生成する。駆動信号ＲＦＡおよび駆動信号ＲＦＢの周波数は、発振信号と同じである。ただし、駆動信号ＲＦＢの位相は、駆動信号ＲＦＡの位相に対して９０度シフトしている。
光源５２は、所定の光周波数（すなわち、所定の波長）の連続光を出力する。Ｉ／Ｑ変調器５３は、レベル調整回路５１により生成される駆動信号ＲＦＡおよび駆動信号ＲＦＢで光源５２から出力される連続光を変調して変調光信号を生成する。よって、連続光の光周波数は、変調光信号のキャリア周波数νcに相当する。そして、Ｉ／Ｑ変調器５３により生成される変調光信号は、光受信器４の特性を評価するために使用される。
バイアス制御回路５４は、光スペクトルアナライザ４１により検出される光スペクトルまたはＲＦスペクトルアナライザ４３により検出されるＲＦスペクトルに基づいて、Ｉ／Ｑ変調器５３のバイアスを制御する。ここで、Ｉ／Ｑ変調器５３は、並列に設けられたマッハツェンダ変調器ＭＺＡおよびマッハツェンダ変調器ＭＺＢを含む。そして、バイアス制御回路５４は、マッハツェンダ変調器ＭＺＡのバイアス電圧ＶA、マッハツェンダ変調器ＭＺＢのバイアス電圧ＶB、およびマッハツェンダ変調器ＭＺＡとマッハツェンダ変調器ＭＺＢとの間の位相差を調整するバイアス電圧ＶCを制御する。
図１４は、Ｉ／Ｑ変調器５３のバイアス制御の一例を示す。なお、図１４において、光入力Ｅinは、光源５２により生成される連続光を表す。光出力Ｅoutは、Ｉ／Ｑ変調器５３により生成される変調光信号を表す。９０度ハイブリッド回路５１ａは、図１３に示すレベル調整回路５１の中に設けられている。そして、９０度ハイブリッド回路５１ａは、駆動信号ＲＦＡ（cos(ωt+θ)）および駆動信号ＲＦＢ（sin(ωt+θ)）を生成する。
Ｉ／Ｑ変調器５３は、マッハツェンダ変調器ＭＺＣにより構成される。マッハツェンダ変調器ＭＺＣのＩアームおよびＱアームには、それぞれマッハツェンダ変調器ＭＺＡおよびマッハツェンダ変調器ＭＺＢが形成されている。入力連続光Ｅinは、マッハツェンダ変調器ＭＺＣのＩアームおよびＱアームに導かれる。すなわち、入力連続光Ｅinは、マッハツェンダ変調器ＭＺＡおよびマッハツェンダ変調器ＭＺＢに導かれる。マッハツェンダ変調器ＭＺＡは、駆動信号ＲＦＡで連続光を変調して変調光信号Ａを生成する。マッハツェンダ変調器ＭＺＢは、駆動信号ＲＦＢで連続光を変調して変調光信号Ｂを生成する。そして、変調光信号Ａおよび変調光信号Ｂを合波することにより変調光信号Ｅoutが生成される。Ｉ／Ｑ変調器５３から出力される変調光信号Ｅoutの電界は、（３）式で表すことができる。
ｍは、変調度を表す。Ｊnは、ベッセル関数を表す。係数ａnは、（４）式で表されるように、マッハツェンダ変調器ＭＺＡ、ＭＺＢ、ＭＺＣの位相φA、φB、φCに依存する。マッハツェンダ変調器ＭＺＡの位相φA、マッハツェンダ変調器ＭＺＢの位相φB、マッハツェンダ変調器ＭＺＣの位相φCは、それぞれバイアス電圧ＶA、バイアス電圧ＶB、バイアス電圧ＶCにより制御される。
図１５（ａ）は、Ｉ／Ｑ変調器５３により生成される変調光信号の光波の状態を示す。なお、Ｊ0はキャリア成分を表し、ＪiおよびＪ-iは変調成分を表す。
変調光信号の全高調波歪の抑制は、（３）式において、「ａ1Ｊ1」または「ａ-1Ｊ-1」を小さくすることで実現される。例えば、図１５（ｂ）は、「ａ-1Ｊ-1」がゼロである状態を示している。なお、Ｊ1およびＪ-1よりも高次の成分は、Ｊ1およびＪ-1と比較して十分に小さいものとする。また、ａ1がゼロであるときに「ａ1Ｊ1」がゼロであり、ａ-1がゼロであるときに「ａ-1Ｊ-1」がゼロである。したがって、ａ1またはａ-1をゼロにすれば、変調光信号の上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方が抑制されることになる。すなわち、ａ1またはａ-1をゼロにすれば、実質的にＳＳＢ変調光信号が得られ、変調光信号の全高調波歪が抑制される。
係数ａnは、（４）式で表されるように、マッハツェンダ変調器ＭＺＡ、ＭＺＢ、ＭＺＣの位相に依存する。そして、「ａ1＝ゼロ」または「ａ-1＝ゼロ」は、下記の条件を満足するときに実現される。
条件１：φA＝φB
条件２：φC＝π/4 またはφC＝−π/4
このように、第２の実施形態では、Ｉ／Ｑ変調器５３の位相を制御することにより、全高調波歪が抑制された変調光信号が生成される。ここで、Ｉ／Ｑ変調器５３の位相は、バイアス電圧ＶA、ＶB、ＶCにより制御される。
第２の実施形態の評価システムは、図１０または図１２に示すフローチャートに従って光受信器４の特性を評価することができる。ただし、変調光信号を生成する方法は、第１の実施形態と第２の実施形態との間で少しだけ異なる。また、Ｓ４は不要である。
例えば、図１０に示すフローチャートが実行される場合、Ｓ７の代わりに、コントローラ４０およびバイアス制御回路５４は、光スペクトルアナライザ４１により検出される光スペクトルに基づいてＩ／Ｑ変調器５３のバイアス電圧ＶA、ＶB、ＶCを制御する。具体的には、コントローラ４０およびバイアス制御回路５４は、光源装置５０から出力される変調光信号の上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方が抑制されるように、バイアス電圧ＶA、ＶB、ＶCを制御する。このバイアス制御は、上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方が十分に抑制されるまで繰り返し実行される。
図１２に示すフローチャートが実行される場合、Ｓ２３の代わりに、コントローラ４０およびバイアス制御回路５４は、ＲＦスペクトルアナライザ４３により検出されるＲＦスペクトルに基づいてＩ／Ｑ変調器５３のバイアス電圧ＶA、ＶB、ＶCを制御する。具体的には、コントローラ４０およびバイアス制御回路５４は、発振信号の２倍の周波数の高調波成分が抑制されるように、バイアス電圧ＶA、ＶB、ＶCを制御する。このバイアス制御は、発振信号の２倍高調波成分が十分に抑制されるまで繰り返し実行される。なお、バイアス電圧ＶA、ＶB、ＶCの制御において、バイアス電圧ＶAまたはバイアス電圧ＶBの一方は固定されていてもよい。
さらに、図１０または図１２に示すフローチャートが実行されるとき、レベル調整回路５１は、Ｓ１０において、ＯＭＩモニ４４の出力信号に基づいて、変調光信号のＯＭＩが目標値に近づくように、発振信号の振幅を制御する。そして、レベル調整回路５１は、振幅が調整された発振信号から駆動信号ＲＦＡおよび駆動信号ＲＦＢを生成してＩ／Ｑ変調器５３に与える。
このように、第２の実施形態では、変調光信号の光スペクトルまたは変調光信号を光電変換することにより得られる電気信号のＲＦスペクトルに基づいて、Ｉ／Ｑ変調器５３のバイアスを制御することにより、変調光信号の全高調波歪が抑制される。すなわち、第２の実施形態の構成においても、光受信器の特性（特に、全高調波歪）を評価するために好適な変調光信号が生成される。
また、第２の実施形態では、Ｉ／Ｑ変調器を用いてＳＳＢ変調光信号が生成される。このため、発振信号の周波数が1GHz以下であっても、その高調波成分を十分に抑制することができる。したがって、第２の実施形態の評価システムは、ＤＣ近傍の周波数領域から光変調器の全高調波歪を精度よく評価できる。
＜第３の実施形態＞
図１６は、本発明の第３の実施形態に係わる評価システムの一例を示す。第３の実施形態の評価システムは、光源装置６０、光スペクトルアナライザ４１、リニア受光器４２、ＲＦスペクトルアナライザ４３、ＯＭＩモニタ４４、ＲＦスペクトルアナライザ４５を備える。そして、評価システムは、光源装置６０により生成される変調光信号を利用して光受信器４の特性を評価する。
なお、光スペクトルアナライザ４１、リニア受光器４２、ＲＦスペクトルアナライザ４３、ＯＭＩモニタ４４、ＲＦスペクトルアナライザ４５は、第１の実施形態および第３の実施形態において実質的に同じなので、説明を省略する。また、第３の実施形態においても、光源装置６０とモニタ系（光スペクトルアナライザ４１、ＲＦスペクトルアナライザ４３、ＯＭＩモニタ４４）との間にコントローラ４０が介在してもよい。
光源装置６０は、発振器３１、レベル調整回路５１、９０度ハイブリッド回路５１ａ、光源５２、マッハツェンダ変調器６１、バイアス制御回路６２を備える。発振器３１は、第１の実施形態または第２の実施形態と同様に、周波数制御信号により指定される周波数の発振信号を出力する。
レベル調整回路５１、９０度ハイブリッド回路５１ａ、光源５２は、第２の実施形態および第３の実施形態において実質的に同じである。すなわち、レベル調整回路５１は、変調光信号のＯＭＩが予め決められた目標値に近づくように、発振器３１から出力される発振信号の振幅を調整する。９０度ハイブリッド回路５１ａは、振幅が調整された発振信号から駆動信号ＲＦＡおよび駆動信号ＲＦＢを生成する。光源５２は、所定の光周波数（すなわち、所定の波長）の連続光を出力する。
マッハツェンダ変調器６１は、光源５２から出力される連続光を駆動信号ＲＦＡおよび駆動信号ＲＦＢで変調して変調光信号を生成する。なお、マッハツェンダ変調器６１は、第１のアームおよび第２のアームを備え、駆動信号ＲＦＡおよび駆動信号ＲＦＢはそれぞれ第１のアームおよび第２のアームに与えられる。マッハツェンダ変調器６１により生成される変調光信号は、光受信器４の特性を評価するために使用される。バイアス制御回路６２は、光スペクトルアナライザ４１により検出される光スペクトルまたはＲＦスペクトルアナライザ４３により検出されるＲＦスペクトルに基づいて、マッハツェンダ変調器６１のバイアスを制御する。
図１７は、マッハツェンダ変調器６１のバイアス制御の一例を示す。なお、図１７において、光入力Ａcos(ωt)は、光源５２により生成される連続光を表す。９０度ハイブリッド回路５１ａは、駆動信号ＲＦＡ（cos(pt)）および駆動信号ＲＦＢ（sin(pt)）を生成する。
マッハツェンダ変調器６１は、第１のアームおよび第２のアームを備える。そして、入力連続光は、第１のアームおよび第２のアームに導かれる。また、第１のアームには駆動信号ＲＦＡ（cos(pt)）が与えられ、第２のアームには駆動信号ＲＦＢ（sin(pt)）が与えられる。さらに、第１のアームと第２のアームとの間に位相差Ｖπ／２（または、−Ｖπ／２）を生じさせるバイアス電圧ＶDがマッハツェンダ変調器６１に与えられるものとする。図１７に示す例では、位相シフトＶπ／２（または、−Ｖπ／２）が発生するバイアス電圧ＶDが第２のアームに印加されている。なお、マッハツェンダ変調器６１の出力光強度は、印加電圧に対して周期的に変化する。そして、出力光強度の変化の１周期に対応する電圧が「２Ｖπ」で表される。
マッハツェンダ変調器６１に上述のバイアス電圧ＶDが印加されると、第１のアームの光波は（５）式で表される。即ち、第１のアームの光波は、偶関数で表される。一方、第２のアームの光波は（６）式で表される。即ち、第２のアームの光波は、奇関数で表される。
よって、第１のアームの光波は、図１８（ａ）に示すように、成分Ｊiで表される。各成分Ｊiに対応する矢印の向きは位相を表す。例えば、キャリアに対応する成分Ｊ0の位相をゼロとすると、成分Ｊ1およびＪ-1の位相はπ／２であり、成分Ｊ2およびＪ-2の位相はπであり、成分Ｊ3およびＪ-3の位相は３π／２である。
第２のアームの光波は、図１８（ｂ）に示すように、成分Ｋiで表される。各成分Ｋiに対応する矢印の向きは位相を表す。ここで、成分Ｊ0の位相をゼロとすると、成分Ｋ0の位相はπ／２であり、成分Ｋ1の位相はπ／２であり、成分Ｋ-1の位相は３π／２である。他の成分Ｋの位相は、図１８（ｂ）に示す通りである。
マッハツェンダ変調器６１は、第１のアームの光波および第２のアームの光波を合波して変調光信号を生成する。したがって、マッハツェンダ変調器６１から出力される変調光信号は、図１８（ｃ）に示す成分Ｊおよび成分Ｋで表される。ここで、第１のアームで生成される成分Ｊ-1の位相と第２のアームで生成される成分Ｋ-1の位相とは、互いに反転している。したがって、成分Ｊ-1および成分Ｋ-1は相殺される。この結果、図１５（ｂ）に示すケースと同様に、「−１」に対応する成分が抑制され、実質的にＳＳＢ変調光信号が得られる。
このように、第３の実施形態では、マッハツェンダ変調器６１の位相を制御することにより、全高調波歪が抑制された変調光信号が生成される。ここで、マッハツェンダ変調器６１の位相は、バイアス電圧ＶDにより制御される。
第３の実施形態の評価システムは、図１０または図１２に示すフローチャートに従って光受信器４の特性を評価することができる。ただし、変調光信号を生成する方法は、第１の実施形態と第３の実施形態との間で少しだけ異なる。また、Ｓ４は不要である。
例えば、図１０に示すフローチャートが実行される場合、Ｓ７の代わりに、コントローラ４０およびバイアス制御回路６２は、光スペクトルアナライザ４１により検出される光スペクトルに基づいてマッハツェンダ変調器６１のバイアス電圧ＶDを制御する。具体的には、コントローラ４０およびバイアス制御回路６２は、光源装置６０から出力される変調光信号の上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方が抑制されるように、バイアス電圧ＶDを制御する。このバイアス制御は、上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方が十分に抑制されるまで繰り返し実行される。
図１２に示すフローチャートが実行される場合、Ｓ２３の代わりに、コントローラ４０およびバイアス制御回路６２は、ＲＦスペクトルアナライザ４３により検出されるＲＦスペクトルに基づいてマッハツェンダ変調器６１のバイアス電圧ＶDを制御する。具体的には、コントローラ４０およびバイアス制御回路６２は、発振信号の２倍の周波数の高調波成分が抑制されるように、バイアス電圧ＶDを制御する。このバイアス制御は、発振信号の２倍高調波成分が十分に抑制されるまで繰り返し実行される。
さらに、図１０または図１２に示すフローチャートが実行されるとき、レベル調整回路５１は、Ｓ１０において、ＯＭＩモニ４４の出力信号に基づいて、変調光信号のＯＭＩが目標値に近づくように、発振信号の振幅を制御する。そして、９０度ハイブリッド回路５１ａは、振幅が調整された発振信号から駆動信号ＲＦＡおよび駆動信号ＲＦＢを生成してマッハツェンダ変調器６１に与える。
このように、第３の実施形態では、変調光信号の光スペクトルまたは変調光信号を光電変換することにより得られる電気信号のＲＦスペクトルに基づいて、マッハツェンダ変調器６１のバイアスを制御することにより、変調光信号の全高調波歪が抑制される。すなわち、第３の実施形態の構成においても、光受信器の特性（特に、全高調波歪）を評価するために好適な変調光信号が生成される。
また、第３の実施形態では、マッハツェンダ変調器を用いてＳＳＢ変調光信号が生成される。このため、発振信号の周波数が1GHz以下であっても、その高調波成分を十分に抑制することができる。したがって、第３の実施形態の評価システムは、ＤＣ近傍の周波数領域から光変調器の全高調波歪を精度よく評価できる。
＜実験例＞
図１９は、実験例に係わる評価システムを示す。図１９において、光源装置７１は、第１の実施形態の光源装置３０、第２の実施形態の光源装置５０、または第３の実施形態の光源装置６０に相当する。モニタ系７２は、光スペクトルアナライザ４１、リニア受光器４２、ＲＦスペクトルアナライザ４３、ＯＭＩモニタ４４に相当する。そして、光源装置７１は、図１０または図１２に示すフローチャートに従って全高調波歪が抑制された変調光信号を生成する。また、実験例では、3GHz〜20GHzの範囲で発振信号の周波数が掃引される。
図２０は、光源装置７１により生成される変調光信号の光スペクトルを示す。この光スペクトルは、モニタ系７２（光スペクトルアナライザ４１）により観測される。この実験例では、キャリア光に対して長波長側の変調成分が抑制されている。すなわち、変調光信号の下側波帯変調成分が抑制されている。
図２１は、光源装置７１により生成される変調光信号を光電変換することにより得られる電気信号のＲＦスペクトルを示す。このＲＦスペクトルは、モニタ系７２（リニア受光器４２、ＲＦスペクトルアナライザ４３）により観測される。この実験例では、変調光信号の下側波帯変調成分が抑制され、発振信号の高調波成分が抑制されている。この結果、全高調波歪が十分に小さい変調光信号が生成される。なお、この実験例では、変調光信号の全高調波歪は、０．３パーセント未満である。
図２２は、光源装置７１により生成される変調光信号の時間波形を示す。この時間波形は、モニタ系７２（ＯＭＩモニタ４４）により観測される。なお、ＯＭＩモニタ４４は、オシロスコープにより実現される。
図２３は、光受信器４の全高調波歪の周波数依存性を示す。この実験例では、図２０〜図２２に示す変調光信号が光受信器４に入力される。光受信器４に入力される変調光信号のパワーは、−１ｄＢｍである。そして、ＲＦスペクトルアナライザ４５で光受信器４の出力信号をモニタすることにより、全高調波歪が算出される。ここで、変調光信号の全高調波歪は十分に小さい。したがって、図１９に示す評価システムにおいては、光受信器４の全高調波歪について精度のよい評価結果が期待される。
＜第４の実施形態＞
図２４は、本発明の第４の実施形態に係わる評価システムの一例を示す。第４の実施形態の評価システムは、光受信器の高調波の計測に加えて、３次歪み（ＩＭ３：3rd-order inter-modulation distortion）を計測することも可能である。
３次歪みは、周波数の異なる複数の信号に基づいて変調光信号が生成されるときに発生し得る。よって、第４の実施形態の光源装置８０は、発振器８１、８２、合波器８３、レベル調整回路８４、ＳＳＢ光源８５、制御回路８６を備える。
発振器８１、８２は、互いに周波数の異なる発振信号を生成する。図２４では、発振器８１、８２の発振周波数は、それぞれｆ1、ｆ2である。また、発振器８１、８２の発振周波数は、周波数制御信号により制御される。ただし、１つの実施例としては、２つの発振信号の周波数差は一定である。この場合、２つの発振信号の周波数差は、例えば、光ＤＭＴ信号のサブキャリアの周波数間隔またはその整数倍であってもよい。合波器８３は、発振器８１、８２により生成される発振信号を合波する。レベル調整回路８４は、第１〜第３の実施形態と同様に、変調光信号のＯＭＩに基づいて合波器８３から出力される合波信号の振幅を調整する。
ＳＳＢ光源８５は、ＳＳＢ光信号（すなわち、上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方が抑制された変調光信号）を生成する。よって、ＳＳＢ光源８５は、例えば、図８に示す第１の実施形態のＥ／Ｏ変換器３３および光フィルタ３４により実現される。また、ＳＳＢ光源８５は、図１３に示す第２の実施形態の光源５２およびＩ／Ｑ変調器５３で実現されてもよい。或いは、ＳＳＢ光源８５は、図１６に示す第３の実施形態の光源５２およびマッハツェンダ変調器６１で実現されてもよい。制御回路８６は、変調光信号の光スペクトルまたは変調光信号を光電変換することにより得られる電気信号のＲＦスペクトルに基づいて、ＳＳＢ光源８５を制御する。したがって、制御回路８６は、第１の実施形態のフィルタ制御回路３５、第２の実施形態のバイアス制御回路５４、または第３の実施形態のバイアス制御回路６２により実現される。
上記構成の評価システムにおいて、発振器８１、８２は、発振信号（ｆ1、ｆ2）を生成する。ＳＳＢ光源８５は、これらの発振信号の合波信号に基づいて変調光信号を生成する。この変調光信号は、光受信器４に入力される。そして、ＲＦスペクトルアナライザ４５を用いて光受信器４の出力信号をモニタすることにより、光受信器４の３次歪みが評価される。３次歪み（ＩＭ３）は、ＲＦスペクトルにおいて、図２４に示すように、発振信号の両サイドに現れる。
ここで、変調光信号の全高調波歪が大きいときは、光受信器４の３次歪みを精度よく測定できない。したがって、光源装置８０は、第１〜第３の実施形態と同様に、変調光信号の上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方を抑制する。すなわち、複数の発振信号（ｆ1、ｆ2）に基づいて生成される変調光信号の光スペクトルは、図２５（ａ）に示すように、各発振信号に対応する変調成分を有する。そして、ＳＳＢ光源８５は、この変調光信号の上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方を抑制する。図２５（ｂ）に示す例では、光フィルタを用いて上側波帯変調成分が抑制されている。
このように、第４の実施形態において、周波数の異なる複数の発振信号に基づいて変調光信号を生成する光源装置は、その変調光信号の上側波帯変調成分または下側波帯変調成分の一方を抑制する。よって、評価システムは、この変調光信号を使用して光受信器の３次歪みを精度よく評価することができる。
４ 光受信器（測定対象）
１０ 光源装置
１１ 発振器
１２ Ｅ／Ｏ回路
１３ 光スペクトル整形器
３０、５０、６０ 光源装置
３１ 発振器
３２レベル調整回路
３３ Ｅ／Ｏ変換器
３４ 光フィルタ
３５ フィルタ制御回路
４０ コントローラ
４１ 光スペクトルアナライザ
４２ リニア受光器
４３、４５ ＲＦスペクトルアナライザ
４４ ＯＭＩモニタ
５１ レベル調整回路
５１ａ ９０度ハイブリッド回路
５２ 光源
５３ Ｉ／Ｑ変調器
５４、６２ バイアス制御回路
６１ マッハツェンダ変調器
８０ 光源装置
８１、８２ 発振器
８３ 合波器
８４ レベル調整回路
８５ ＳＳＢ光源
８６ 制御回路

Claims (11)

  1. 発振信号に基づいて変調光信号を生成し、
    前記変調光信号の光スペクトルまたは前記変調光信号を光電変換することにより得られる電気信号のスペクトルをモニタし、
    前記変調光信号の光スペクトルまたは前記電気信号のスペクトルに基づいて、前記変調光信号の上側波帯または下側波帯の変調成分を抑制し、
    前記変調成分が抑制された変調光信号を光受信器に入力し、
    前記光受信器の出力信号に基づいて前記光受信器の特性を評価する
    ことを特徴とする光受信器評価方法。
  2. 前記変調光信号の光スペクトルがモニタされるときには、前記変調成分を抑制する工程は、前記変調光信号の光スペクトル中に現れる前記変調光信号の上側波帯または下側波帯の変調成分が小さくなるように前記変調光信号を処理する工程を含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の光受信器評価方法。
  3. 前記電気信号のスペクトルがモニタされるときには、前記変調成分を抑制する工程は、前記電気信号のスペクトル中に現れる前記発振信号の高調波成分が小さくなるように前記変調光信号を処理する工程を含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の光受信器評価方法。
  4. 前記変調成分を抑制する工程は、
    前記変調光信号をフィルタリングする光フィルタの中心周波数を制御する工程を含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の光受信器評価方法。
  5. 前記変調光信号を生成する工程は、光変調器を用いて前記発振信号に基づいて連続光を変調する工程を含み、
    前記変調成分を抑制する工程は、前記変調器のバイアス電圧を制御する工程を含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の光受信器評価方法。
  6. 前記光変調器は、並列に設けられた第１のマッハツェンダ変調器および第２のマッハツェンダ変調器を含むＩ／Ｑ変調器であり、
    前記発振信号から生成される、互いに周波数が同じであり且つ互いに位相が９０度シフトしている第１の発振信号および第２の発振信号が、それぞれ前記第１のマッハツェンダ変調器および前記第２のマッハツェンダ変調器に与えられ、
    前記変調成分を抑制する工程は、前記第１のマッハツェンダ変調器のバイアス電圧を制御する工程、前記第２のマッハツェンダ変調器のバイアス電圧を制御する工程、および前記第１のマッハツェンダ変調器と前記第２のマッハツェンダ変調器との間の位相差を調整するバイアス電圧を制御する工程を含む
    ことを特徴とする請求項５に記載の光受信器評価方法。
  7. 前記光変調器は、マッハツェンダ変調器であり、
    前記発振信号から生成される、互いに周波数が同じであり且つ互いに位相が９０度シフトしている第１の発振信号および第２の発振信号が、それぞれ前記マッハツェンダ変調器の一方のアームおよび他方のアームに与えられ、
    前記変調成分を抑制する工程は、前記マッハツェンダ変調器のバイアス電圧を制御する工程を含む
    ことを特徴とする請求項５に記載の光受信器評価方法。
  8. 前記変調成分が抑制された変調光信号の平均パワーと変調振幅との比を表す光変調インデックスが所定の目標値に近づくように前記発振信号の振幅を制御する工程をさらに含む
    ことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１つに記載の光受信器評価方法。
  9. 発信器と、
    前記発振器から出力される発振信号に基づいて変調光信号を生成する変調光信号生成回路と、
    前記変調光信号の光スペクトルまたは前記変調光信号を光電変換することにより得られる電気信号のスペクトルに基づいて、前記変調光信号の上側波帯または下側波帯の変調成分を抑制する光スペクトル整形器と、
    を有する光源装置。
  10. 前記変調成分が抑制された変調光信号の平均パワーと変調振幅との比を表す光変調インデックスが所定の目標値に近づくように前記発振信号の振幅を調整するレベル調整回路をさらに備える
    ことを特徴とする請求項９に記載の光源装置。
  11. 互いに周波数の異なる第１の発振信号および第２の発振信号の合波信号に基づいて変調光信号を生成し、
    前記変調光信号の光スペクトルまたは前記変調光信号を光電変換することにより得られる電気信号のスペクトルをモニタし、
    前記変調光信号の光スペクトルまたは前記電気信号のスペクトルに基づいて、前記変調光信号の上側波帯または下側波帯の変調成分を抑制し、
    前記変調成分が抑制された変調光信号を光受信器に入力し、
    前記光受信器の出力信号に基づいて前記光受信器の特性を評価する
    ことを特徴とする光受信器評価方法。
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