JP2017135509A - Transmission device, receiving device, and communication system - Google Patents

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正弘 村口
Masahiro Muraguchi
正弘 村口
未彩希 平林
Misaki Hirabayashi
未彩希 平林
良崇 山井
Yoshitaka Yamai
良崇 山井
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PROBLEM TO BE SOLVED: To allow for improvement in utilization efficiency of a frequency.SOLUTION: On the basis of a first system base band OFDM signal and a second system base band OFDM signal, and a first system carrier wave and second system carrier wave which have a different frequency, a first system calculation part 11 and a second system calculation part 12 form a first system carrier bandpass OFDM signal from the first system base band OFDM and the first system carrier wave and form a second system carrier bandpass OFDM signal from a second system base band OFDM and the second system carrier wave so that each subcarrier of the first system OFDM signal and each subcarrier of the second system OFDM signal are alternately arranged on a frequency axis of a carrier wave frequency band, and generates an OFDM signal by multiplexing the first system carrier bandpass OFDM signal and the second system carrier bandpass OFDM signal. A transmission part 304 transmits the formed OFDM signal as a transmission signal.SELECTED DRAWING: Figure 4

Description

本発明は、送信装置、受信装置、及び通信システムに関する。   The present invention relates to a transmission device, a reception device, and a communication system.

移動体通信、無線ＬＡＮ、地上デジタル放送などの爆発的な需要拡大により、電波伝搬特性が良好でシステム設計が容易な５ＧＨｚ以下の周波数帯は枯渇状態に陥っている。そのような状況から、無線システムでは周波数利用効率が高い通信方式である直交周波数分割多重（OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式の採用が進められている。今後、さらに周波数利用効率を高めるためには、ＯＦＤＭ信号の１次変調に２５６ＱＡＭなどの高次変調を用いることが唯一の手段であると考えられている。   Due to explosive demand expansion such as mobile communication, wireless LAN, terrestrial digital broadcasting, etc., the frequency band of 5 GHz or less that has good radio wave propagation characteristics and easy system design has been depleted. Under such circumstances, adoption of an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system, which is a communication system with high frequency utilization efficiency, is being promoted in wireless systems. In the future, in order to further improve the frequency utilization efficiency, it is considered that the only means is to use higher-order modulation such as 256QAM for the first-order modulation of the OFDM signal.

しかし、例えば、元信号が１シンボル当たり６ｂｉｔである６４ＱＡＭ変調であった場合、この手段で周波数利用効率を２倍にするには１シンボル当たり１２ｂｉｔである４０９６ＱＡＭ変調が必要となる。６４ＱＡＭ変調から４０９６ＱＡＭ変調に変更した場合、同等の通信品質にするためには４０９６ＱＡＭ変調のＣＮＲ（Carrier to Noise Ratio）（通信品質のパラメータである符号誤り率を誤り訂正前で１×１０−４とした場合）を約１８ｄＢ高く設定する必要がある。これは通信距離でいうと１／８以下にすることに相当し、無線通信システムの設計を根本から変えることが必要なレベルである。 However, for example, when the original signal is 64QAM modulation with 6 bits per symbol, 4096QAM modulation with 12 bits per symbol is required to double the frequency utilization efficiency by this means. When changing from 64QAM modulation to 4096QAM modulation, in order to obtain equivalent communication quality, the CNR (Carrier to Noise Ratio) of 4096QAM modulation (the code error rate which is a parameter of communication quality is set to 1 × 10 −4 before error correction). In this case, it is necessary to set about 18 dB higher. This is equivalent to 1/8 or less in terms of communication distance, and is a level that requires a fundamental change in the design of the wireless communication system.

本発明は、上記の事情を鑑みてなされたもので、周波数利用効率を向上させることができる送信装置、受信装置、及び通信システムを提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a transmission device, a reception device, and a communication system that can improve frequency utilization efficiency.

上記の目的を達成するために本発明に係る送信装置は、送信データから、シンボル時間が等しい第１系統のベースバンドＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、前記第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波とに基づいて、前記第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と前記第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように、前記第１系統のベースバンドＯＦＤＭと前記第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、かつ、前記第２系統のベースバンドＯＦＤＭと前記第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化してＯＦＤＭ信号を生成する生成手段と、前記生成手段によって生成された前記ＯＦＤＭ信号を送信信号として送信する送信手段と、を含んで構成されている。   In order to achieve the above object, a transmission apparatus according to the present invention generates a first system baseband OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal and a second system baseband OFDM signal from the transmission data having the same symbol time. The subcarriers of the first system OFDM signal based on the first system baseband OFDM signal and the second system baseband OFDM signal, and the first system carrier and the second system carrier having different frequencies. And the first system baseband OFDM and the first system carrier so that the subcarriers of the second system OFDM signal are alternately arranged on the frequency axis of the carrier frequency band. Generating a first-system carrier-band OFDM signal from the second-system baseband OFDM and the second-system carrier Generating means for generating a second system carrier band OFDM signal, and multiplexing the first system carrier band OFDM signal and the second system carrier band OFDM signal to generate an OFDM signal; and Transmitting means for transmitting the OFDM signal generated by the above as a transmission signal.

本発明の送信装置によれば、生成手段によって、送信データから、シンボル時間が等しい第１系統のベースバンドＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波とに基づいて、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように、第１系統のベースバンドＯＦＤＭと第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、かつ、第２系統のベースバンドＯＦＤＭと第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化してＯＦＤＭ信号を生成する。   According to the transmission apparatus of the present invention, the generation unit generates a first system baseband OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal and a second system baseband OFDM signal from the transmission data with the same symbol time. Based on the system baseband OFDM signal and the second system baseband OFDM signal, and the first system carrier and the second system carrier having different frequencies, each of the subcarriers of the first system OFDM signal and the second system carrier The first system carrier band OFDM from the first system baseband OFDM and the first system carrier so that the subcarriers of the system OFDM signal are alternately arranged on the frequency axis of the carrier frequency band. A signal is generated, and a second system carrier band OFDM is generated from the second system baseband OFDM and the second system carrier wave. It generates No., generates an OFDM signal by multiplexing the transport band OFDM signal of the first system and the conveyor band OFDM signal of the second system.

そして、送信手段によって、生成手段によって生成されたＯＦＤＭ信号を送信信号として送信する。   Then, the transmission means transmits the OFDM signal generated by the generation means as a transmission signal.

このように、シンボル時間が等しい第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波とに基づいて、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように、第１系統のベースバンドＯＦＤＭと第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、かつ、第２系統のベースバンドＯＦＤＭと第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化してＯＦＤＭ信号を生成することにより、周波数の利用効率を向上させることができる。   As described above, based on the first system baseband OFDM signal and the second system baseband OFDM signal having the same symbol time, and the first system carrier and the second system carrier having different frequencies, The baseband OFDM of the first system and the first system of the first system are arranged so that each of the subcarriers of the OFDM signal and each of the subcarriers of the OFDM system of the second system are alternately arranged on the frequency axis of the carrier frequency band. A first system carrier band OFDM signal is generated from the carrier wave, a second system carrier band OFDM signal is generated from the second system baseband OFDM and the second system carrier wave, and the first system carrier band is generated. The frequency utilization efficiency can be improved by generating the OFDM signal by multiplexing the OFDM signal and the second band carrier band OFDM signal. .

本発明の送信装置は、前記第１系統の搬送波と前記第２系統の搬送波との周波数差が、シンボル時間の逆数を表すシンボルレートの１／２倍の奇数倍となるように予め設定され、前記生成手段は、前記第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と前記第１系統の搬送波とを乗算して、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、前記第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と前記第２系統の搬送波とを乗算して、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを加算して、前記ＯＦＤＭ信号を生成するようにすることができる。   The transmission device of the present invention is preset so that the frequency difference between the carrier wave of the first system and the carrier wave of the second system is an odd multiple of 1/2 the symbol rate representing the reciprocal of the symbol time, The generating means multiplies the first system baseband OFDM signal and the first system carrier to generate the first system carrier band OFDM signal, and the second system baseband OFDM signal Multiplying the carrier of the second system to generate the carrier band OFDM signal of the second system, adding the carrier band OFDM signal of the first system and the carrier band OFDM signal of the second system, The OFDM signal can be generated.

また、本発明の送信装置において、前記第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々の周波数は、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する際に前記第１系統の搬送波の周波数よりも高くなるように予め設定され、前記第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々の周波数は、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する際に前記第２系統の搬送波の周波数よりも低くなるように予め設定されるようにすることができる。   Further, in the transmitting apparatus of the present invention, the frequency of each subcarrier of the first system OFDM signal is higher than the frequency of the first system carrier wave when generating the first system carrier band OFDM signal. The frequency of each subcarrier of the second system OFDM signal is lower than the frequency of the second system carrier wave when generating the second system carrier band OFDM signal. Can be set in advance.

本発明の受信装置は、上記の送信装置によって送信された前記送信信号を受信信号として受信する受信手段と、前記受信手段によって受信された前記受信信号をＡＤ（Analog-to-digital）変換することによりデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する変換手段と、前記変換手段によって得られた前記デジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、前記シンボル時間毎に切り出し、前記第１系統の搬送波の周波数と前記第２系統の搬送波の周波数との周波数差に基づいて、前記シンボル時間毎に切り出した前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とへ分離する分離手段と、を含むようにすることができる。   The receiving device according to the present invention includes a receiving unit that receives the transmission signal transmitted by the transmitting device as a received signal, and AD (Analog-to-digital) conversion of the received signal received by the receiving unit. Converting means for converting into a digital carrier band OFDM signal by means of, and cutting out the digital carrier band OFDM signal obtained by the converter means for each symbol time, and the carrier frequency of the first system and the second system The carrier band OFDM signal cut out at each symbol time based on the frequency difference from the carrier frequency of the first carrier is separated into the first system carrier band OFDM signal and the second system carrier band OFDM signal Means.

また、本発明の受信装置の前記分離手段は、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号を前記第１系統の搬送波の半周期の奇数倍の時間遅延させて得られた信号とを加算して、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得るようにすることができる。   Further, the separating means of the receiving apparatus of the present invention adds the carrier band OFDM signal and a signal obtained by delaying the carrier band OFDM signal by a time that is an odd multiple of a half cycle of the carrier wave of the first system. Then, the carrier band OFDM signal of the second system can be obtained by removing the carrier band OFDM signal of the first system from the carrier band OFDM signal.

また、本発明の受信装置の前記分離手段は、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号を前記第２系統の搬送波の半周期の奇数倍の時間遅延させて得られた信号とを加算して、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得るようにすることができる。   Further, the separating means of the receiving apparatus of the present invention adds the carrier band OFDM signal and a signal obtained by delaying the carrier band OFDM signal by an odd multiple of a half cycle of the carrier wave of the second system. Then, the carrier band OFDM signal of the second system can be removed from the carrier band OFDM signal to obtain the carrier band OFDM signal of the first system.

また、本発明の受信装置の前記分離手段は、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号を前記第１系統の搬送波の１周期の整数倍の時間遅延させて得られた信号を減算して、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得るようにすることができる。   Further, the separating means of the receiving apparatus of the present invention subtracts a signal obtained by delaying the carrier band OFDM signal by an integral multiple of one period of the carrier of the first system from the carrier band OFDM signal. Then, the carrier band OFDM signal of the first system can be removed from the carrier band OFDM signal to obtain the carrier band OFDM signal of the second system.

また、本発明の受信装置の前記分離手段は、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号を前記第２系統の搬送波の１周期の整数倍の時間遅延させて得られた信号を減算して、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得るようにすることができる。   Further, the separating means of the receiving apparatus of the present invention subtracts a signal obtained by delaying the carrier band OFDM signal by an integer multiple of one period of the carrier of the second system from the carrier band OFDM signal. Then, the carrier band OFDM signal of the second system can be removed from the carrier band OFDM signal to obtain the carrier band OFDM signal of the first system.

また、本発明の受信装置の前記分離手段によって得られた前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する直交復調手段と、前記直交復調手段によって生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号のシンボル毎に、前記ベースバンドＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を行うフーリエ変換手段と、を更に含むようにすることができる。   Further, the first system baseband OFDM signal is generated from the first system carrier band OFDM signal obtained by the separation means of the receiving apparatus of the present invention, and the second system carrier band OFDM signal is used. Orthogonal demodulating means for generating the second system baseband OFDM signal; and Fourier transform means for performing Fourier transform on the baseband OFDM signal for each symbol of the baseband OFDM signal generated by the orthogonal demodulating means; , Can be further included.

また、本発明の受信装置は、平均化手段を更に含み、前記変換手段は、前記受信手段によって受信された前記受信信号のサンプリングによりＡＤ（Analog-to-digital）変換を行う際に、シンボル毎のサンプリング数を、フーリエ変換の演算サイズを表すポイント数のＮ倍として、前記受信信号をサンプリングすることにより前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換し、デジタルの前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換し、前記平均化手段は、シンボル毎に、前記フーリエ変換手段の各ポイントに対応する前記ベースバンドＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサンプリング点の値の平均値を算出し、前記フーリエ変換手段は、前記シンボル毎に、前記平均化手段によって得られた、前記フーリエ変換のポイントの各々について算出された前記ベースバンドＯＦＤＭ信号の平均値に対してフーリエ変換を行うようにすることができる。   The receiving apparatus of the present invention further includes averaging means, and the converting means performs an AD (Analog-to-digital) conversion by sampling the received signal received by the receiving means for each symbol. Is converted into the carrier band OFDM signal by sampling the received signal, and converted into the digital carrier band OFDM signal, and the averaging is performed. The means calculates, for each symbol, an average value of values of a plurality of sampling points included in the baseband OFDM signal corresponding to each point of the Fourier transform means, and the Fourier transform means performs the symbol conversion for each symbol. The baseband OFDM calculated for each of the points of the Fourier transform, obtained by averaging means It is possible to perform a Fourier transform with respect to the average value of the item.

本発明の通信システムは、上記の送信装置と、上記の受信装置とを含むようにすることができる。   The communication system of the present invention can include the above transmission device and the above reception device.

以上説明したように、本発明の送信装置及び通信システムによれば、シンボル時間が等しい第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波とに基づいて、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように、第１系統のベースバンドＯＦＤＭと第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、かつ、第２系統のベースバンドＯＦＤＭと第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化してＯＦＤＭ信号を生成することにより、周波数の利用効率を向上させることができる、という効果が得られる。   As described above, according to the transmission apparatus and the communication system of the present invention, the first system carrier wave and the second system baseband OFDM signal having the same symbol time, the first system carrier and Each of the subcarriers of the first system OFDM signal and each of the subcarriers of the second system OFDM signal are alternately arranged on the frequency axis of the carrier frequency band based on the second system carrier. In addition, the first system carrier band OFDM signal is generated from the first system baseband OFDM and the first system carrier, and the second system baseband OFDM and the second system carrier are used to generate the second system carrier band OFDM signal. A carrier-band OFDM signal is generated, and an OFDM signal is generated by multiplexing the first-system carrier-band OFDM signal and the second-system carrier-band OFDM signal. And makes it possible to improve the utilization efficiency of the frequency, the effect is obtained that.

また、本発明の受信装置及び通信システムによれば、ＯＦＤＭ信号をシンボル時間毎に切り出し、第１系統の搬送波の周波数と第２系統の搬送波の周波数との周波数差に基づいて、シンボル時間毎に切り出したＯＦＤＭ信号を、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭと第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とへ分離することにより、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアと第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアとの間に三角関数における直交性がない場合であっても、第１系統のＯＦＤＭ信号と第２系統のＯＦＤＭ信号とを得ることができる、という効果が得られる。   Further, according to the receiving apparatus and communication system of the present invention, an OFDM signal is cut out for each symbol time, and based on the frequency difference between the frequency of the first carrier wave and the frequency of the second carrier wave, for each symbol time. By separating the cut-out OFDM signal into the first system carrier band OFDM and the second system carrier band OFDM signal, the first system OFDM signal subcarriers and the second system OFDM signal subcarriers are separated from each other. Even when there is no orthogonality in the trigonometric function, there is an effect that the first system OFDM signal and the second system OFDM signal can be obtained.

本発明の実施の形態におけるサブキャリアの多重の一例を説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating an example of the multiplexing of the subcarrier in embodiment of this invention. サブキャリアの多重と直交性との関係を説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating the relationship between the multiplexing of a subcarrier and orthogonality. 本発明の実施の形態の通信システムの構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the communication system of embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態の送信装置の概略構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of schematic structure of the transmitter of the 1st Embodiment of this invention. 本発明の実施の形態におけるサブキャリアの多重の一例を説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating an example of the multiplexing of the subcarrier in embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態の受信装置の概略構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of schematic structure of the receiver of the 1st Embodiment of this invention. 遅延回路を説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating a delay circuit. 搬送波の周波数の周波数差を利用して信号を分離する原理を説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating the principle which isolate | separates a signal using the frequency difference of the frequency of a carrier wave. 搬送波の周波数の比と出力される信号の振幅値との関係を説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating the relationship between the ratio of the frequency of a carrier wave, and the amplitude value of the signal output. 送信装置及び受信装置が備える各部が出力する信号の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the signal which each part with which a transmission apparatus and a reception apparatus are provided outputs. 本発明の第２の実施の形態の受信装置の概略構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of schematic structure of the receiver of the 2nd Embodiment of this invention. シミュレーションによって得られたＯＦＤＭ信号の多重前のスペクトラムの一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the spectrum before multiplexing of the OFDM signal obtained by simulation. シミュレーションによって得られたＯＦＤＭ信号の多重前のスペクトラムの拡大図の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the enlarged view of the spectrum before multiplexing of the OFDM signal obtained by simulation. シミュレーションによって得られたＯＦＤＭ信号の多重後のスペクトラムの一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the spectrum after multiplexing of the OFDM signal obtained by simulation. シミュレーションによって得られた分離後の第１系統のＯＦＤＭ信号のスペクトラムの一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the spectrum of the OFDM signal of the 1st system | strain after the separation obtained by simulation. シミュレーションによって得られた分離後の第２系統のＯＦＤＭ信号のスペクトラムの一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the spectrum of the OFDM signal of the 2nd system | strain after the separation obtained by simulation. シミュレーションによって得られた分離後に復調した信号のコンスタレーションの一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the constellation of the signal demodulated after the separation obtained by simulation. 第２のシミュレーションによって得られた結果の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the result obtained by the 2nd simulation. シミュレーションから得られた誤り率特性の測定結果の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the measurement result of the error rate characteristic obtained from simulation. 本発明の実施の形態の送信装置の概略構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of schematic structure of the transmitter of embodiment of this invention.

＜本発明の実施の形態の概要＞
無線システムでは、周波数利用効率が高い変調方式であるＯＦＤＭ方式の採用が優先的に進められている。このＯＦＤＭ方式は移動体通信、無線ＬＡＮ、地上デジタル放送で深刻な問題となるマルチパスフェージングに対する対策が容易であるという利点も備えていることから、現状では周波数利用効率と電気特性の両面からみてＯＦＤＭ方式を上回る対抗技術は存在しない。 <Outline of Embodiment of the Present Invention>
In wireless systems, the adoption of OFDM, which is a modulation scheme with high frequency utilization efficiency, is preferentially advanced. This OFDM system also has the advantage of easy countermeasures against multipath fading, which is a serious problem in mobile communication, wireless LAN, and terrestrial digital broadcasting, so at present, both from the viewpoint of frequency utilization efficiency and electrical characteristics There is no countermeasure technology that exceeds the OFDM method.

信号理論から既存の無線方式の周波数利用効率を比較すると、ＯＦＤＭ方式が優れているというのは実用上での話であり、原理的にはシングルキャリア変調方式と同等である。受信側で正常な信号点配置（コンスタレーション）で復調するためには、シンボル時間をＴｓとすると、ベースバンド信号帯域では１／２Ｔｓ以上の信号帯域が必要である。理由は、信号点の移動がシンボル時間Ｔｓ以内に完了しなければ、正常なコンスタレーションを維持できないからである。   Comparing the frequency utilization efficiency of existing wireless systems from signal theory, the superiority of the OFDM system is a practical story, and in principle it is equivalent to the single carrier modulation system. In order to demodulate with a normal signal point arrangement (constellation) on the receiving side, if the symbol time is Ts, the baseband signal band requires a signal band of 1/2 Ts or more. This is because a normal constellation cannot be maintained unless the movement of signal points is completed within the symbol time Ts.

一方、現在使用されている無線システムの殆どはＩチャネルとＱチャネルの２つのデータを直交多重しているので、搬送波周波数帯ではＤＳＢ変調（両側波帯変調）となり、IチャネルとＱチャネルのデータが共に正常に復調されるに必要な必須帯域幅はベースバンド信号帯域の２倍の１／Ｔｓとなる。シングルキャリア変調方式とＯＦＤＭ方式の必須帯域幅とを比較すると、両者は等しくなる。しかし、シングルキャリア変調方式の信号を信号特性に影響を与えずに必須帯域のみを切り出すことができるフィルタは実現困難であり、実用的には２／Ｔｓの程度の帯域幅を必要とする。一方、サブキャリア数が５０以上（無線ＬＡＮ：５２、地上デジタル放送：４０００以上）のＯＦＤＭ方式の信号エネルギーは１／Ｔｓの帯域幅に集中するので、実現可能なフィルタで１／Ｔｓとほぼ同程度の帯域幅で切り出すことが可能となっている。   On the other hand, since most of the wireless systems currently used orthogonally multiplex two data of I channel and Q channel, DSB modulation (double sideband modulation) is performed in the carrier frequency band, and the data of I channel and Q channel Both of the essential bandwidths required for normal demodulation are 1 / Ts, twice the baseband signal bandwidth. When the required bandwidth of the single carrier modulation scheme and the OFDM scheme are compared, they are equal. However, it is difficult to realize a filter that can cut out only the essential band of a single carrier modulation signal without affecting the signal characteristics, and practically requires a bandwidth of about 2 / Ts. On the other hand, since the signal energy of the OFDM system with 50 or more subcarriers (wireless LAN: 52, terrestrial digital broadcasting: 4000 or more) is concentrated in the 1 / Ts bandwidth, it is almost the same as 1 / Ts with a feasible filter. It is possible to cut out with a certain bandwidth.

このように搬送波周波数帯で直交多重している信号の必須帯域幅は１／Ｔｓであり、ＯＦＤＭ方式は周波数利用効率の最大値をほぼ実現していることになる。従って、周波数利用効率をさらに高める方策としては、ＯＦＤＭ方式の採用を大前提として、そのサブキャリアに施す１次変調の次数を高めて、帯域幅当たりの情報量を増やすことが、現状では唯一残された道であると考えられている。   Thus, the essential bandwidth of the signals that are orthogonally multiplexed in the carrier frequency band is 1 / Ts, and the OFDM scheme almost realizes the maximum value of frequency utilization efficiency. Therefore, as a measure for further improving the frequency utilization efficiency, the only remaining method is to increase the amount of information per bandwidth by increasing the order of primary modulation applied to the subcarriers on the premise of adopting the OFDM system. It is believed that

このようなことから、現在使用されている地上デジタル放送のハイビジョン放送では情報レートを最大にするためＯＦＤＭ方式のサブキャリアの１次変調として６４ＱＡＭ変調を用いている。次の世代の４Ｋ放送ではさらに４倍の情報レートが必要なため、現状の１シンボル当たり６ｂｉｔの６４ＱＡＭ変調から１シンボル当たり８ｂｉｔの２５６ＱＡＭ変調への変更が検討されている。   For this reason, 64QAM modulation is used as primary modulation of OFDM subcarriers in order to maximize the information rate in the currently used high-definition terrestrial broadcasting. Since the next generation 4K broadcasting requires an information rate four times higher, a change from the current 6-bit 64QAM modulation per symbol to 8-bit 256QAM modulation per symbol is being considered.

しかしながら、６４ＱＡＭ変調から２５６ＱＡＭ変調へ変更すると、所要ＣＮＲ（通信品質のパラメータである符号誤り率を誤り訂正前で１×１０−４とした場合）を６ｄＢ〜７ｄＢ高く設定することになり、同等の品質でサービスするためには送信出力を４倍にするか、サービスエリアの半径を１／２にしなければならないという大きなデメリットを生じる。しかも、周波数利用効率からすると高々４／３倍（約１．３倍）にしかなっていない。 However, if the 64QAM modulation is changed to 256QAM modulation, the required CNR (when the code error rate, which is a communication quality parameter is set to 1 × 10 −4 before error correction) is set to 6 dB to 7 dB higher. In order to service with quality, the transmission output has to be quadrupled or the radius of the service area has to be halved. Moreover, the frequency utilization efficiency is only 4/3 times (about 1.3 times) at most.

前述のように、搬送波周波数帯で直交多重している信号の必須帯域幅は１／Ｔｓであり、ＯＦＤＭ方式の信号帯域幅は利用効率という観点からは理論限界近い特性を実現していることになる。   As described above, the essential bandwidth of signals orthogonally multiplexed in the carrier frequency band is 1 / Ts, and the signal bandwidth of the OFDM system realizes characteristics close to the theoretical limit from the viewpoint of utilization efficiency. Become.

一方、ＯＦＤＭ方式でさらに周波数利用効率を高めるためにはサブキャリアに施す１次変調を高次数にして、帯域幅当たりの情報量を増やすことが一般的なアプローチであることも述べた。   On the other hand, in order to further improve the frequency utilization efficiency in the OFDM system, it is also described that a general approach is to increase the amount of information per bandwidth by increasing the primary modulation applied to the subcarriers.

そこで、このアプローチで周波数利用効率を２倍にすることを考える。   Therefore, consider doubling the frequency utilization efficiency with this approach.

１シンボル当たり６ｂｉｔである６４ＱＡＭ変調と比較して、周波数利用効率をその２倍にするには１シンボル当たり１２ｂｉｔである４０９６ＱＡＭ変調が必要となり、同等の通信品質を得るためには所要ＣＮＲ（通信品質のパラメータである符号誤り率を誤り訂正前で１×１０−４とした場合）を１８ｄＢ以上高く設定することになる。これは通信距離でいうと１／８以下にすることに相当し、無線通信システムの設計を根本から変えることが必要なレベルである。 Compared with 64QAM modulation with 6 bits per symbol, 4096QAM modulation with 12 bits per symbol is required to double the frequency utilization efficiency. To obtain equivalent communication quality, the required CNR (communication quality) The code error rate, which is a parameter of 1 × 10 −4 before error correction), is set higher by 18 dB or more. This is equivalent to 1/8 or less in terms of communication distance, and is a level that requires a fundamental change in the design of the wireless communication system.

次に、ＯＦＤＭ信号を１シンボル区間で切り出すことを考える。   Next, consider cutting out an OFDM signal in one symbol section.

このとき、ＯＦＤＭの１シンボル時間をＴｓとすると、この区間内ではそれぞれのサブキャリアの変調状態は一定で、位相の変化はなく、振幅も一定となっており、周波数スペクトラムは１／Ｔｓ間隔で並ぶ線状のスペクトルの集合となる。各サブキャリアのエネルギーは１周波数に集中し、分散はしない。   At this time, assuming that one symbol time of OFDM is Ts, the modulation state of each subcarrier is constant, there is no phase change, the amplitude is constant, and the frequency spectrum is 1 / Ts interval within this interval. It becomes a set of linear spectra. The energy of each subcarrier is concentrated on one frequency and is not dispersed.

そこで、本発明の実施の形態では、図１に示すように、搬送波周波数帯の周波数軸上において、１つのＯＦＤＭ信号のサブキャリアとサブキャリアとの間隔１／Ｔｓの間にシンボル時間が等しい別のＯＦＤＭ信号のサブキャリアを配置することを考える。これら両者のサブキャリアは周波数軸上では信号エネルギーは重ならないので、送信側で２つのＯＦＤＭ信号をこのようなスペクトラム配置になるように作成し、受信側で２つのＯＦＤＭ信号に分離できれば、周波数利用効率を２倍にできるのではかいかと期待できる。   Therefore, in the embodiment of the present invention, as shown in FIG. 1, on the frequency axis of the carrier frequency band, the symbol time is equal between the intervals 1 / Ts between the subcarriers of one OFDM signal and the subcarriers. Consider the arrangement of subcarriers of OFDM signals. Since these two subcarriers do not overlap in signal energy on the frequency axis, if two OFDM signals are created in such a spectrum arrangement on the transmission side and can be separated into two OFDM signals on the reception side, the frequency can be used. It can be expected that the efficiency can be doubled.

ただし、上記図１のように２つのＯＦＤＭ信号のサブキャリアを交互に配置した場合、図２に示すように、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアと第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアとの間には三角関数における直交性はなく、劣化のない分離は困難と考えられる。   However, when the subcarriers of two OFDM signals are alternately arranged as shown in FIG. 1, the subcarrier of the first system OFDM signal and the subcarrier of the second system OFDM signal as shown in FIG. There is no orthogonality in the trigonometric function between them, and separation without deterioration is considered difficult.

通常のＯＦＤＭ信号は各サブキャリア同士が直交しているため、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を用いて復調することができる。一方、上記図２に示すように、１つのＯＦＤＭ信号のサブキャリアの間に異なるＯＦＤＭ信号のサブキャリアを挿入すると、サブキャリア間の直交性が崩れ、この状態でＦＦＴに入力しても正しく復調できないという事態が生じる。   Since a normal OFDM signal has orthogonal subcarriers, it can be demodulated using FFT (Fast Fourier Transform). On the other hand, as shown in FIG. 2 above, if different OFDM signal subcarriers are inserted between the subcarriers of one OFDM signal, the orthogonality between the subcarriers is lost, and even if it is input to the FFT in this state, it is correctly demodulated. The situation that it is not possible occurs.

しかし、第１系統のＯＦＤＭ信号と第２系統のＯＦＤＭ信号とに用いられる搬送波の周波数差を利用すると一方の信号を完全に除去し、他方の信号のみを残すことが可能である。ただし、残す信号のエネルギーを大きくするためには両者の搬送波周波数の差を大きくする必要がある。   However, if the frequency difference between the carrier waves used for the first system OFDM signal and the second system OFDM signal is used, it is possible to completely remove one signal and leave only the other signal. However, in order to increase the energy of the signal to be left, it is necessary to increase the difference between both carrier frequencies.

また、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号の多重では、第１系統のＯＦＤＭ信号と第２系統のＯＦＤＭ信号のシンボル時間及びシンボル区間が一致する。   In addition, in the multiplexing of OFDM signals according to the embodiment of the present invention, the symbol time and symbol interval of the first system OFDM signal and the second system OFDM signal coincide.

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、本実施の形態では、ＯＦＤＭ信号を送信する送信装置とＯＦＤＭ信号を受信する受信装置とを備える通信システムに、本発明を適用した場合を例に説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the present embodiment, a case will be described as an example where the present invention is applied to a communication system including a transmitting apparatus that transmits OFDM signals and a receiving apparatus that receives OFDM signals.

＜第１の実施の形態＞
本発明の第１の実施の形態に係る通信システムの概略構成について説明する。図３は本発明の第１の実施の形態に係る通信システムの構成の一例を示す概略図である。図３に示すように、本発明の実施の形態に係る通信システム１は、信号を送信する送信装置１０と信号を受信する受信装置２０とを備えている。本発明の実施の形態では、送信装置１０と受信装置２０とは、無線通信により信号の送受信を行う場合を例に説明する。 <First Embodiment>
A schematic configuration of the communication system according to the first embodiment of the present invention will be described. FIG. 3 is a schematic diagram showing an example of the configuration of the communication system according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 3, the communication system 1 according to the embodiment of the present invention includes a transmission device 10 that transmits a signal and a reception device 20 that receives the signal. In the embodiment of the present invention, a case where the transmission apparatus 10 and the reception apparatus 20 transmit and receive signals by wireless communication will be described as an example.

（送信装置）
次に、送信装置１０の構成について説明する。図４は送信装置の構成の一例を示すブロック図である。図４に示すように、送信装置１０は、第１系統演算部１１、第２系統演算部１２、加算器３００、ＩＦ−ＲＦ（Intermediate Frequency-Radio Frequency）変換部３０２、及び送信部３０４を備えている。送信装置１０は、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ゲートアレイなどの回路（ＩＣ：Integrated Circuit）により実装される。なお、送信装置１０が備える上記各機能部は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、及びＲＯＭ（Read Only Memory）等を備えたコンピュータにより実現し、ＣＰＵが、ＲＯＭに記憶されているプログラムを実行することにより、各機能部における各機能が実行されるように構成してもよい。第１系統演算部１１、第２系統演算部１２、及び加算器３００は、生成手段の一例である。 (Transmitter)
Next, the configuration of the transmission device 10 will be described. FIG. 4 is a block diagram illustrating an example of the configuration of the transmission apparatus. As illustrated in FIG. 4, the transmission device 10 includes a first system operation unit 11, a second system operation unit 12, an adder 300, an IF-RF (Intermediate Frequency-Radio Frequency) conversion unit 302, and a transmission unit 304. ing. The transmission device 10 is implemented by a circuit (IC: Integrated Circuit) such as an FPGA (Field Programmable Gate Array), an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), or a gate array. Each of the functional units included in the transmission device 10 is realized by a computer including a CPU (Central Processing Unit), a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), and the like, and the CPU is stored in the ROM. Each function in each functional unit may be executed by executing the program. The 1st system calculating part 11, the 2nd system calculating part 12, and the adder 300 are examples of a production | generation means.

第１系統演算部１１の内部において、先ず入力された第１の送信データから、第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する。   In the first system operation unit 11, a first system baseband OFDM signal is first generated from the input first transmission data.

また、第２系統演算部１２の内部において、先ず入力された第２の送信データから、第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する。   In the second system operation unit 12, a second system baseband OFDM signal is first generated from the input second transmission data.

そして、第１系統演算部１１及び第２系統演算部１２の内部において、次に第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波とに基づいて、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように、第１系統のベースバンドＯＦＤＭと第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、かつ、第２系統のベースバンドＯＦＤＭと第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。   Then, in the first system operation unit 11 and the second system operation unit 12, the first system carrier and the second system baseband OFDM signal and the second system baseband OFDM signal, which are different in frequency from the first system baseband OFDM signal and the second system baseband OFDM signal. Based on the two carrier waves, each of the subcarriers of the OFDM signal of the first system and each of the subcarriers of the OFDM signal of the second system are alternately arranged on the frequency axis of the carrier frequency band. The first system carrier band OFDM signal is generated from the first system baseband OFDM and the first system carrier, and the second system carrier is generated from the second system baseband OFDM and the second system carrier. A band OFDM signal is generated.

本実施の形態では、第１系統の搬送波と第２系統の搬送波とで周波数が異なる。第１系統の搬送波と第２系統の搬送波との周波数差は、例えば以下の式（１）に示すように、シンボル時間の逆数を表すシンボルレートの１／２倍の奇数倍となるように予め設定される。   In the present embodiment, the frequency differs between the first carrier wave and the second carrier wave. The frequency difference between the carrier of the first system and the carrier of the second system is preliminarily set to be an odd multiple of 1/2 the symbol rate representing the reciprocal of the symbol time, for example, as shown in the following equation (1). Is set.

上記図１は、上記式（１）における奇数ｎがｎ＝１の場合の多重例である。また、図５に、上記式（１）における奇数ｎがｎ＝９の場合の多重例を示す。   FIG. 1 is an example of multiplexing when the odd number n in the above equation (1) is n = 1. FIG. 5 shows an example of multiplexing when the odd number n in the above equation (1) is n = 9.

図５に示す例では、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々の周波数は、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する際に、第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１よりも高くなるように予め設定される。また、第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々の周波数は、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する際に、第２系統の搬送波の周波数よりも低くなるように予め設定される。 In the example shown in FIG. 5, the frequency of each subcarrier of the first system OFDM signal is higher than the frequency f c1 of the first system carrier wave when generating the first system carrier band OFDM signal. Is preset. Further, the frequency of each subcarrier of the second system OFDM signal is set in advance so as to be lower than the frequency of the second system carrier when generating the second system carrier band OFDM signal.

なお、上記図５に示す奇数ｎがｎ＝９の場合の多重例では、第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１よりも低い周波数のサブキャリアの各々と、第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２よりも高い周波数のサブキャリアの各々とは、例えば、ヌルサブキャリアとして設定される。 In the multiplexing example in which the odd number n shown in FIG. 5 is n = 9, each of the subcarriers having a frequency lower than the frequency f c1 of the first carrier wave and the frequency f c2 of the second carrier wave are used. Each of the higher frequency subcarriers is set as a null subcarrier, for example.

第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号とは、シンボル時間及びシンボル区間が一致している。   The first system baseband OFDM signal and the second system baseband OFDM signal have the same symbol time and symbol interval.

また、上記図１に示すように、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と、第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とは、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように予め定められている。サブキャリアの間隔は、シンボル時間Ｔｓの逆数を表す１／Ｔｓであり、第１系統及び第２系統で等しい。   Further, as shown in FIG. 1, each of the subcarriers of the first system OFDM signal and each of the subcarriers of the second system OFDM signal are alternately arranged on the frequency axis of the carrier frequency band. Is determined in advance. The subcarrier interval is 1 / Ts representing the reciprocal of the symbol time Ts, and is equal in the first system and the second system.

第１系統演算部１１によって生成された第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、第２系統演算部１２によって生成された第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とは、後述する加算器３００によって多重化され、送信信号としてのＯＦＤＭ信号が生成される。   The first-system carrier-band OFDM signal generated by the first-system operation unit 11 and the second-system carrier-band OFDM signal generated by the second-system operation unit 12 are multiplexed by an adder 300 described later. Then, an OFDM signal as a transmission signal is generated.

以下、第１系統演算部１１及び第２系統演算部１２の処理を詳細に説明する。   Hereinafter, processing of the first system calculation unit 11 and the second system calculation unit 12 will be described in detail.

第１系統演算部１１は、１次変調マッピング部１００、シリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１０２、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部１０４、ＧＩ（Guard Interval）挿入部１０６、Ｉｃｈパラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）部１０８、Ｑｃｈパラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）部１１０、ＤＡ変換部１１２、ＤＡ変換部１１４、及び直交変調部１１６を備えている。   The first system operation unit 11 includes a primary modulation mapping unit 100, a serial parallel (S / P) conversion unit 102, an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit 104, a GI (Guard Interval) insertion unit 106, an Ich parallel serial (P / S) unit 108, Qch parallel serial (P / S) unit 110, DA conversion unit 112, DA conversion unit 114, and quadrature modulation unit 116.

１次変調マッピング部１００は、バイナリコードのシリアルデータを第１の送信データとして受け付ける。そして、１次変調マッピング部１００は、データを搬送するサブキャリアの変調次数に合わせて、第１の送信データのデータビットをＩｃｈ用とＱｃｈ用とに仕分けして出力する。なお、１次変調マッピング部１００に対応する処理を行う構成要素は、シンボルマッパとも称される。   The primary modulation mapping unit 100 receives binary code serial data as first transmission data. Then, primary modulation mapping section 100 sorts and outputs the data bits of the first transmission data for Ich and Qch according to the modulation order of the subcarrier carrying the data. A component that performs processing corresponding to the primary modulation mapping unit 100 is also referred to as a symbol mapper.

シリアルパラレル変換部１０２は、１次変調マッピング部１００によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのシリアルデータを、S／P（Serial to Parallel）変換により、後述するＩＦＦＴ部１０４の入力に合わせたパラレルデータに変換し、出力する。   The serial / parallel conversion unit 102 converts the Ich and Qch serial data output from the primary modulation mapping unit 100 into parallel data in accordance with the input of the IFFT unit 104 described later by S / P (Serial to Parallel) conversion. And output.

ＩＦＦＴ部１０４は、シリアルパラレル変換部１０２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのパラレルデータに対し高速逆フーリエ変換を行い、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を生成する。   The IFFT unit 104 performs high-speed inverse Fourier transform on the Ich and Qch parallel data output by the serial / parallel conversion unit 102, and each sample point of the Ich baseband OFDM signal of the first system and the Qch of the first system Each sample point of the baseband OFDM signal is generated.

具体的には、ＩＦＦＴ部１０４は、シリアルパラレル変換部１０２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのパラレルデータの周波数領域の信号を、高速逆フーリエ変換によって時間信号に変換し、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号として出力する。実際には、ＩＦＦＴ部１０４は、ＯＦＤＭ信号の１シンボル時間をポイント数（演算サイズ）で割り、時間順に各サンプル点でのサブキャリアの振幅値の合計をＩｃｈとＱｃｈとに分けて並列で出力する。なお、ＩＦＦＴ部１０４に対応する処理を行う構成要素は、離散時間データを扱うため、ＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）とも称される。   Specifically, the IFFT unit 104 converts the frequency domain signal of the Ich and Qch parallel data output from the serial / parallel conversion unit 102 into a time signal by fast inverse Fourier transform, and the base of the Ich of the first system A band OFDM signal and a first channel Qch baseband OFDM signal are output. Actually, IFFT section 104 divides one symbol time of the OFDM signal by the number of points (computation size), and outputs the sum of the subcarrier amplitude values at each sample point in time order in Ich and Qch in parallel. To do. In addition, since the component which performs the process corresponding to the IFFT part 104 handles discrete time data, it is also called IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform).

ＧＩ挿入部１０６は、ＩＦＦＴ部１０４によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点に対し、１シンボル毎に、ガードインターバルを挿入する。ガードインターバルとは、伝搬路の途中の反射などによって生じた遅延波の影響を吸収するための緩衝領域をいう。   The GI insertion unit 106, for each sample point of the first channel Ich baseband OFDM signal output by the IFFT unit 104 and each sample point of the first channel Qch baseband OFDM signal, for each symbol, Insert a guard interval. The guard interval is a buffer area for absorbing the influence of delayed waves caused by reflection in the middle of the propagation path.

具体的には、ＧＩ挿入部１０６は、１シンボル毎に、ＩＦＦＴ部１０４によって出力されたベースバンドＯＦＤＭ信号の時間軸上の後部データをコピーして先頭に接続する。ＩＦＦＴ部１０４によって、各サブキャリアにおける波動関数が整数周期になるように出力されるので、後方をコピーして先頭に接続した場合、各サブキャリアにおける波動関数は連続して接続される。なお、カードインターバルは、三角関数の性質を利用して遅延波の影響を吸収するので、サイクリック・プリフィクス（ＣＰ）とも称される。   Specifically, the GI insertion unit 106 copies the rear data on the time axis of the baseband OFDM signal output by the IFFT unit 104 and connects to the head for each symbol. Since the IFFT unit 104 outputs the wave function in each subcarrier so as to have an integer period, when the back is copied and connected to the head, the wave function in each subcarrier is continuously connected. The card interval is also referred to as a cyclic prefix (CP) because it absorbs the influence of the delayed wave using the properties of the trigonometric function.

Ｉｃｈパラレルシリアル部１０８は、ＧＩ挿入部１０６によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を、時間軸上に時間順にシリアルデータとして並べ、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータとして出力する。   The Ich parallel serial unit 108 arranges each sample point of the Ich baseband OFDM signal of the first system output by the GI insertion unit 106 as serial data in time order on the time axis, and the Ich baseband of the first system Output as serial data of OFDM signal.

Ｑｃｈパラレルシリアル部１１０は、ＧＩ挿入部１０６によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を、時間軸上に時間順にシリアルデータとして並べ、第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータとして出力する。   The Qch parallel serial unit 110 arranges each sample point of the first channel Qch baseband OFDM signal output by the GI insertion unit 106 as serial data in time order on the time axis, and the first channel Qch baseband Output as serial data of OFDM signal.

ＩＦＦＴ部１０４の出力は時間軸のデータとして出力されるが、Ｉｃｈ及びＱｃｈの各サンプル点のパラレルデータとなっているので、Ｉｃｈパラレルシリアル部１０８及びＱｃｈパラレルシリアル部１１０によって各サンプル点のパラレルデータがシリアルデータとして並べられる。   Although the output of the IFFT unit 104 is output as time-axis data, since it is parallel data of each sample point of Ich and Qch, parallel data of each sample point is obtained by the Ich parallel serial unit 108 and the Qch parallel serial unit 110. Are arranged as serial data.

ＤＡ変換部１１２は、Ｉｃｈパラレルシリアル部１０８によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータを、アナログ信号に変換し、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号として出力する。具体的には、ＤＡ変換部１１２は、Ｉｃｈの変調用の振幅値を、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号として出力する。第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号ｕＩ（ｔ）は、以下の式（２）で表される。 The DA converter 112 converts the serial data of the Ich baseband OFDM signal of the first system output from the Ich parallel serial unit 108 into an analog signal, and converts it into an analog signal of the Ich baseband OFDM signal of the first system. Output. Specifically, DA converter 112 outputs the amplitude value for modulation of Ich as an analog signal of the Ich baseband OFDM signal of the first system. The analog signal u I (t) of the first channel Ich baseband OFDM signal is expressed by the following equation (2).

ＤＡ変換部１１４は、Ｑｃｈパラレルシリアル部１１０によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータを、アナログ信号に変換し、第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号として出力する。実際には、ＤＡ変換部１１４は、Ｑｃｈの変調用の振幅値を、第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号として出力する。第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号ｕＱ（ｔ）は、以下の式（３）で表される。 The DA converter 114 converts the serial data of the first channel Qch baseband OFDM signal output from the Qch parallel serial unit 110 into an analog signal, and converts it into an analog signal of the first channel Qch baseband OFDM signal. Output. In practice, the DA converter 114 outputs the Qch modulation amplitude value as an analog signal of the Qch baseband OFDM signal of the first system. The analog signal u Q (t) of the Qch baseband OFDM signal of the first system is expressed by the following equation (3).

なお、上記式（２）及び式（３）における、Ｍは予め定められた値であり、ａｎ，ｂｎはデータシンボルを表す。 In the above formulas (2) and (3), M is a predetermined value, and a n and b n represent data symbols.

また、ＤＡ変換部１１２及びＤＡ変換部１１４の出力側には帯域外信号を除去するフィルタ処理が組み込まれており、信号に含まれる帯域外信号が除去される。   Further, filter processing for removing out-of-band signals is incorporated on the output side of the DA conversion unit 112 and the DA conversion unit 114, and out-of-band signals included in the signals are removed.

直交変調部１１６は、ＤＡ変換部１１２によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、ＤＡ変換部１１４によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。   The orthogonal modulation unit 116 includes a first channel Ich baseband OFDM signal output from the DA converter 112, a first channel Qch baseband OFDM signal output from the DA converter 114, and a first channel. A carrier band OFDM signal of the first system is generated from the carrier wave.

具体的には、直交変調部１１６は、ＤＡ変換部１１２によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号の振幅値と第１系統の搬送波の一例である周波数ｆｃ1のコサイン波とを乗算して、第１系統のＩｃｈの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。 Specifically, the quadrature modulation unit 116 outputs the amplitude value of the analog signal of the first channel Ich baseband OFDM signal output from the DA conversion unit 112 and the cosine of the frequency f c1 which is an example of the first channel carrier. Multiply by the wave to generate the first channel Ich carrier band OFDM signal.

また、直交変調部１１６は、ＤＡ変換部１１４によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号の振幅値と第１系統の搬送波の一例である周波数ｆｃ1のマイナスのサイン波とを乗算して、第１系統のＱｃｈの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。 The quadrature modulation unit 116 also outputs a negative sine wave having an analog signal amplitude value of the first channel Qch baseband OFDM signal output from the DA conversion unit 114 and a frequency f c1 which is an example of the first channel carrier. Are multiplied to generate a first channel Qch carrier band OFDM signal.

そして、直交変調部１１６は、第１系統のＩｃｈの搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第１系統のＱｃｈの搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを加算して、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号Ｓ１（ｔ）は、以下の式（４）で表される。 Then, quadrature modulation section 116 adds the first system Ich carrier band OFDM signal and the first system Qch carrier band OFDM signal to generate the first system carrier band OFDM signal. The carrier band OFDM signal S 1 (t) of the first system is expressed by the following equation (4).

第２系統演算部１２は、１次変調マッピング部２００、シリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部２０２、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部２０４、ＧＩ（Guard Interval）挿入部２０６、Ｉｃｈパラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）部２０８、Ｑｃｈパラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）部２１０、ＤＡ変換部２１２、ＤＡ変換部２１４、及び直交変調部２１６を備えている。   The second system operation unit 12 includes a primary modulation mapping unit 200, a serial parallel (S / P) conversion unit 202, an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit 204, a GI (Guard Interval) insertion unit 206, an Ich parallel serial (P / S) unit 208, Qch parallel serial (P / S) unit 210, DA conversion unit 212, DA conversion unit 214, and quadrature modulation unit 216.

１次変調マッピング部２００は、バイナリコードのシリアルデータを第２の送信データとして受け付ける。そして、１次変調マッピング部２００は、１次変調マッピング部１００と同様に、データを搬送するサブキャリアの変調次数に合わせて、第２の送信データのデータビットをＩｃｈ用とＱｃｈ用とに仕分けして出力する。   The primary modulation mapping unit 200 receives binary code serial data as second transmission data. Similar to primary modulation mapping section 100, primary modulation mapping section 200 sorts the data bits of the second transmission data into Ich and Qch according to the modulation order of the subcarrier carrying the data. And output.

シリアルパラレル変換部２０２は、シリアルパラレル変換部１０２と同様に、１次変調マッピング部２００によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのシリアルデータを、S／P（Serial to Parallel）変換により、後述するＩＦＦＴ部２０４の入力に合わせたパラレルデータに変換し、出力する。   Similar to the serial / parallel conversion unit 102, the serial / parallel conversion unit 202 converts the Ich and Qch serial data output from the primary modulation mapping unit 200 into an IFFT unit 204 described later by S / P (Serial to Parallel) conversion. It is converted into parallel data that matches the input and output.

ＩＦＦＴ部２０４は、ＩＦＦＴ部１０４と同様に、シリアルパラレル変換部２０２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのパラレルデータに対し高速逆フーリエ変換を行い、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を生成する。   Similar to IFFT section 104, IFFT section 204 performs fast inverse Fourier transform on the Ich and Qch parallel data output by serial / parallel conversion section 202, and each sample point of the Ich baseband OFDM signal of the second system Each sample point of the Qch baseband OFDM signal of the second channel is generated.

ＧＩ挿入部２０６は、ＧＩ挿入部１０６と同様に、ＩＦＦＴ部２０４によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点に対し、１シンボル毎に、ガードインターバルを挿入する。   Similarly to GI insertion unit 106, GI insertion unit 206 is configured to output each sample point of the second channel Ich baseband OFDM signal output from IFFT unit 204 and each sample point of the second channel Qch baseband OFDM signal. On the other hand, a guard interval is inserted for each symbol.

Ｉｃｈパラレルシリアル部２０８は、Ｉｃｈパラレルシリアル部１０８と同様に、ＧＩ挿入部２０６によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を、時間軸上に時間順にシリアルデータとして並べ、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータとして出力する。   Similar to the Ich parallel serial unit 108, the Ich parallel serial unit 208 arranges each sample point of the second channel Ich baseband OFDM signal output by the GI insertion unit 206 as serial data in time order on the time axis. , And output as serial data of the second channel Ich baseband OFDM signal.

Ｑｃｈパラレルシリアル部２１０は、Ｑｃｈパラレルシリアル部１１０と同様に、ＧＩ挿入部２０６によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を、時間軸上に時間順にシリアルデータとして並べ、第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータとして出力する。   Similarly to the Qch parallel serial unit 110, the Qch parallel serial unit 210 arranges each sample point of the second channel Qch baseband OFDM signal output by the GI insertion unit 206 as serial data in time order on the time axis. The second channel Qch baseband OFDM signal is output as serial data.

ＤＡ変換部２１２は、ＤＡ変換部１１２と同様に、Ｉｃｈパラレルシリアル部２０８によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータを、アナログ信号に変換し、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号として出力する。具体的には、ＤＡ変換部２１２は、Ｉｃｈの変調用の振幅値を、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号として出力する。第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号ｗＩ（ｔ）は、以下の式（５）で表される。 Similar to the DA conversion unit 112, the DA conversion unit 212 converts the serial data of the Ich baseband OFDM signal of the second system output from the Ich parallel serial unit 208 into an analog signal, and converts the Ich of the second system to the analog signal. Output as analog signal of baseband OFDM signal. Specifically, DA conversion section 212 outputs the amplitude value for modulation of Ich as an analog signal of the Ich baseband OFDM signal of the second system. The analog signal w I (t) of the second channel Ich baseband OFDM signal is expressed by the following equation (5).

ＤＡ変換部２１４は、ＤＡ変換部１１４と同様に、Ｑｃｈパラレルシリアル部２１０によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータを、アナログ信号に変換し、第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号として出力する。実際には、ＤＡ変換部２１４は、Ｑｃｈの変調用の振幅値を、第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号として出力する。第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号ｗＱ（ｔ）は、以下の式（６）で表される。 Similar to the DA conversion unit 114, the DA conversion unit 214 converts the serial data of the Qch baseband OFDM signal of the second system output from the Qch parallel serial unit 210 into an analog signal, and converts the Qch of the second system Qch. Output as analog signal of baseband OFDM signal. In practice, the DA converter 214 outputs the amplitude value for Qch modulation as an analog signal of the Qch baseband OFDM signal of the second system. The analog signal w Q (t) of the second channel Qch baseband OFDM signal is expressed by the following equation (6).

なお、上記式（５）及び式（６）におけるｃｎ，ｄｎはデータシンボルを表す。 Note that c n and d n in the above formulas (5) and (6) represent data symbols.

また、ＤＡ変換部２１２及びＤＡ変換部２１４の出力側には帯域外信号を除去するフィルタ処理が組み込まれており、信号に含まれる帯域外信号が除去される。   Further, filter processing for removing out-of-band signals is incorporated on the output side of the DA conversion unit 212 and the DA conversion unit 214, and the out-of-band signals included in the signals are removed.

直交変調部２１６は、ＤＡ変換部２１２によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、ＤＡ変換部２１４によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。   The quadrature modulation unit 216 outputs the second system Ich baseband OFDM signal output from the DA conversion unit 212, the second system Qch baseband OFDM signal output from the DA conversion unit 214, and the second system Ich baseband OFDM signal. A carrier wave OFDM signal of the second system is generated from the carrier wave.

ここで、第２系統の搬送波の周波数は、第１系統の搬送波の周波数と第２系統の搬送波の周波数との周波数差が、シンボルレートの１／２の奇数倍となるように予め設定され、後述する加算器３００によって多重化される。従って、第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１と第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２とは、上記式（１）に示す条件が満たされるように予め設定される。 Here, the frequency of the carrier of the second system is preset so that the frequency difference between the frequency of the carrier of the first system and the frequency of the carrier of the second system is an odd multiple of 1/2 of the symbol rate, Multiplexed by an adder 300 described later. Therefore, the frequency f c1 of the carrier of the first system and the frequency f c2 of the carrier of the second system, is set in advance as the conditions shown in the above formula (1) is satisfied.

具体的には、直交変調部２１６は、ＤＡ変換部２１２によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号の振幅値と第２系統の搬送波の一例である周波数ｆｃ２のコサイン波とを乗算して、第２系統のＩｃｈの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。 Specifically, the orthogonal modulation unit 216 outputs the amplitude value of the analog signal of the second channel Ich baseband OFDM signal output from the DA conversion unit 212 and the cosine of the frequency f c2 that is an example of the second system carrier wave. Multiply with the wave to generate the Ich carrier band OFDM signal of the second channel.

また、直交変調部２１６は、ＤＡ変換部２１４によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号の振幅値と第２系統の搬送波の一例である周波数ｆｃ２のマイナスのサイン波とを乗算して、第２系統のＱｃｈの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。 Further, the quadrature modulation unit 216 outputs an amplitude value of the analog signal of the Qch baseband OFDM signal of the second system output from the DA conversion unit 214 and a negative sine wave of the frequency fc2 which is an example of the second system carrier wave. To generate a Qch carrier band OFDM signal of the second channel.

そして、直交変調部２１６は、第２系統のＩｃｈの搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統のＱｃｈの搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを加算して、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号Ｓ２（ｔ）は、以下の式（７）で表される。 Then, quadrature modulation section 216 adds the second system Ich carrier band OFDM signal and the second system Qch carrier band OFDM signal to generate a second system carrier band OFDM signal. The carrier band OFDM signal S 2 (t) of the second system is expressed by the following equation (7).

加算器３００は、直交変調部１１６によって生成された第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、直交変調部２１６によって生成された第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを加算し、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化してＯＦＤＭ信号を生成する。ＯＦＤＭ信号は、以下の式（８）で表される。   The adder 300 adds the first-system carrier band OFDM signal generated by the orthogonal modulation unit 116 and the second-system carrier band OFDM signal generated by the orthogonal modulation unit 216, and adds the first-system carrier band OFDM signal. An OFDM signal is generated by multiplexing the OFDM signal and the second-system carrier band OFDM signal. The OFDM signal is expressed by the following equation (8).

ここで、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とは、搬送波周波数帯で多重される。   Here, the first system carrier band OFDM signal and the second system carrier band OFDM signal are multiplexed in the carrier frequency band.

なお、第１系統のＯＦＤＭ信号と第２系統のＯＦＤＭ信号とをベースバンド領域で多重してしまうと、受信装置側での分離は不可能となる。   Note that if the OFDM signal of the first system and the OFDM signal of the second system are multiplexed in the baseband region, separation on the receiving device side becomes impossible.

ＩＦ−ＲＦ変換部３０２は、加算器３００によって生成されたＯＦＤＭ信号である中間周波数帯変調信号を、高周波帯信号にアップコンバージョンする。   IF-RF conversion section 302 up-converts the intermediate frequency band modulation signal, which is the OFDM signal generated by adder 300, into a high frequency band signal.

送信部３０４は、ＩＦ−ＲＦ変換部３０２によって高周波帯信号にアップコンバージョンされたＯＦＤＭ信号を、送信信号として送信する。   The transmission unit 304 transmits the OFDM signal that has been up-converted into a high-frequency band signal by the IF-RF conversion unit 302 as a transmission signal.

（受信装置）
次に、受信装置２０の構成について説明する。図６は受信装置の構成の一例を示すブロック図である。図６に示すように、受信装置２０は、受信部４００、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２、第１系統演算部１５、及び第２系統演算部１６を備えている。受信装置２０は、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ゲートアレイなどの回路（ＩＣ：Integrated Circuit）により実装される。なお、受信装置２０が備える上記各機能部は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、及びＲＯＭ（Read Only Memory）等を備えたコンピュータにより実現し、ＣＰＵが、ＲＯＭに記憶されているプログラムを実行することにより、各機能部における各機能が実行されるように構成してもよい。 (Receiver)
Next, the configuration of the receiving device 20 will be described. FIG. 6 is a block diagram showing an example of the configuration of the receiving apparatus. As illustrated in FIG. 6, the reception device 20 includes a reception unit 400, an RF-IF conversion unit 402, a first system calculation unit 15, and a second system calculation unit 16. The receiving device 20 is mounted by a circuit (IC: Integrated Circuit) such as an FPGA (Field Programmable Gate Array), an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), or a gate array. Each of the functional units included in the receiving device 20 is realized by a computer including a CPU (Central Processing Unit), a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), and the like, and the CPU is stored in the ROM. Each function in each functional unit may be executed by executing the program.

受信部４００は、送信装置１０から送信された送信信号を、受信信号として受信する。   The receiving unit 400 receives a transmission signal transmitted from the transmission device 10 as a reception signal.

ＲＦ−ＩＦ変換部４０２は、受信部４００によって受信された高周波帯信号の受信信号を中間周波数帯信号にダウンコンバージョンする。なお、本実施の形態では、搬送波とは受信装置２０の受信信号の搬送波のみでなく、受信装置２０内でダウンコンバートした後の中間周波数帯の搬送波も含むものとする。   The RF-IF converter 402 down-converts the received signal of the high frequency band signal received by the receiver 400 into an intermediate frequency band signal. In the present embodiment, the carrier wave includes not only the carrier wave of the reception signal of reception device 20 but also the carrier wave of the intermediate frequency band after down-conversion in reception device 20.

第１系統演算部１５は、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２によって中間周波数帯信号にダウンコンバージョンされた受信信号を取得する。そして、第１系統演算部１５は、取得した受信信号をＡＤ（Analog-to-digital）変換することによりデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する。次に、第１系統演算部１５は、搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、シンボル時間毎に切り出す。そして、第１系統演算部１５は、第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１と第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２との周波数差に基づいて、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を分離して、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る。 The first system calculation unit 15 obtains a reception signal that has been down-converted into an intermediate frequency band signal by the RF-IF conversion unit 402. Then, the first system operation unit 15 converts the acquired received signal into a digital carrier band OFDM signal by performing AD (Analog-to-digital) conversion. Next, the 1st system | strain calculating part 15 cuts out a carrier band OFDM signal for every symbol time. The first system computing unit 15, a frequency f c1 of the carrier of the first system based on the frequency difference between the frequency f c2 of the carrier of the second system, from the carrier band OFDM signal cut out for each symbol time, the One carrier band OFDM signal is separated to obtain a first carrier band OFDM signal.

また、第２系統演算部１６は、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２によって中間周波数帯信号にダウンコンバージョンされた受信信号を取得する。そして、第２系統演算部１６は、取得した受信信号をＡＤ変換することによりデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する。次に、第２系統演算部１５は、ＯＦＤＭ信号を、シンボル時間毎に切り出す。そして、第２系統演算部１５は、第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１と第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２との周波数差に基づいて、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を分離して、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る。 In addition, the second system calculation unit 16 acquires the reception signal that has been down-converted to the intermediate frequency band signal by the RF-IF conversion unit 402. Then, the second system calculation unit 16 converts the acquired received signal into a digital carrier band OFDM signal by performing AD conversion. Next, the 2nd system | strain calculating part 15 cuts out an OFDM signal for every symbol time. The second system operation part 15, a frequency f c1 of the carrier of the first system based on the frequency difference between the frequency f c2 of the carrier of the second system, from the carrier band OFDM signal cut out for each symbol time, the Two systems of carrier band OFDM signals are separated to obtain a second system of carrier band OFDM signals.

以下、第１系統演算部１５及び第２系統演算部１６の処理を詳細に説明する。   Hereinafter, the processes of the first system calculation unit 15 and the second system calculation unit 16 will be described in detail.

第１系統演算部１５は、サンプリング部５００、分離部５０２、乗算器５０４、乗算器５０６、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）およびシリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部５０８、ＧＩ除去部５１０、ＦＦＴ部５１２、パラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換部５１４、位相補正部５１６、及び位相補正部５１８を備えている。サンプリング部５００は、変換手段の一例であり、乗算器５０４及び乗算器５０６は、直交復調手段の一例であり、ＦＦＴ部５１２は、フーリエ変換手段の一例である。   The first system calculation unit 15 includes a sampling unit 500, a separation unit 502, a multiplier 504, a multiplier 506, a low pass filter (LPF) and a serial parallel (S / P) conversion unit 508, a GI removal unit 510, an FFT unit 512, A parallel-serial (P / S) conversion unit 514, a phase correction unit 516, and a phase correction unit 518 are provided. The sampling unit 500 is an example of a transform unit, the multiplier 504 and the multiplier 506 are an example of an orthogonal demodulation unit, and the FFT unit 512 is an example of a Fourier transform unit.

サンプリング部５００は、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２によって中間周波数帯信号にダウンコンバージョンされた受信信号を取得する。そして、サンプリング部５００は、受信信号をサンプリングして、アナログ信号である受信信号をデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する。なお、サンプリング部５００が、第２系統の搬送波周波数ｆｃ２と同期したサンプリングを行うことにより、後述する分離部５０２で第２系統の搬送波が除去される。 Sampling section 500 obtains a received signal that has been down-converted to an intermediate frequency band signal by RF-IF conversion section 402. Sampling section 500 samples the received signal and converts the received signal, which is an analog signal, into a digital carrier band OFDM signal. Note that the sampling unit 500 performs sampling in synchronization with the second-system carrier frequency f c2 , whereby the second-system carrier wave is removed by the separation unit 502 described later.

分離部５０２は、サンプリング部５００によって得られたデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、シンボル時間毎に切り出す。そして、分離部５０２は、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号を第２系統の搬送波の半周期の奇数倍の時間遅延させて得られた信号とを加算して、当該搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る。   Separating section 502 cuts out the digital carrier band OFDM signal obtained by sampling section 500 every symbol time. Separation section 502 then obtains a signal obtained by delaying the carrier band OFDM signal cut out every symbol time and the carrier band OFDM signal cut out every symbol time by an odd multiple of a half cycle of the carrier wave of the second system. And the second-system carrier band OFDM signal is removed from the carrier-band OFDM signal to obtain a first-system carrier-band OFDM signal.

図７に、分離部５０２の処理を説明するための説明図を示す。なお、図７には、搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る場合の例を示す。   FIG. 7 is an explanatory diagram for explaining the processing of the separation unit 502. FIG. 7 shows an example in which the first-system carrier band OFDM signal is removed from the carrier-band OFDM signal to obtain the second-system carrier band OFDM signal.

第１系統の搬送波の周波数と第２系統の搬送波の周波数との周波数差を利用してＯＦＤＭ信号を分離する手段は複数考えられるが、本実施の形態では、遅延素子によるフィードフォワード回路を用いる場合を例に説明する。図７に示すように、遅延素子によるフィードフォワード回路は、除去したい搬送波の位相をπ（半周期）だけ遅延させる。そして、遅延させた搬送波を、遅延させていない搬送波に加算すると逆相合成となり、除去したい信号が除去される。   There can be a plurality of means for separating the OFDM signal using the frequency difference between the frequency of the first carrier wave and the frequency of the second carrier wave. In this embodiment, a feedforward circuit using a delay element is used. Will be described as an example. As shown in FIG. 7, the feedforward circuit using delay elements delays the phase of the carrier wave to be removed by π (half cycle). When the delayed carrier wave is added to the undelayed carrier wave, the anti-phase synthesis is performed, and the signal to be removed is removed.

一方、抽出したい搬送波の遅延素子による遅延はπ（半周期）から遠ざける必要があり、抽出の効率は２つの搬送波間の周波数差に依存する。   On the other hand, the delay due to the delay element of the carrier wave to be extracted needs to be away from π (half cycle), and the extraction efficiency depends on the frequency difference between the two carrier waves.

図８に、第１系統の搬送波の除去、第２系統の搬送波の抽出の原理を示す。図８（Ａ）には、第１系統の搬送波が除去され、第２系統の搬送波が抽出される場合のフィードフォワード回路を示す。   FIG. 8 shows the principle of removal of the first system carrier and extraction of the second system carrier. FIG. 8A shows a feedforward circuit in the case where the first system carrier wave is removed and the second system carrier wave is extracted.

図８（Ｂ）に示すように、基準となる時刻をｔ＝０とすると、ｔ＝τ時間後に遅延素子からｔ＝０の信号Ａ１が出力され、ｔ＝τの信号Ｂ１と合成される。τ＝１／２ｆｃ１とすると第１系統の搬送波においてはπ（半周期）だけ位相が変化していることになり、ｔ＝０の第１系統の搬送波と逆相となる。一方、第２系統の搬送波はθだけπからずれており、ｔ＝０の信号Ａ２が出力されているとき、ｔ＝τの信号Ｂ２と合成され、合成位相と振幅位置はＣ２となる。このＣ２の振幅が大きければ抽出したい第２系統搬送波のエネルギーが増加する。 As shown in FIG. 8 (B), when the time to be a reference to t = 0, t = signal A 1 from tau time after the delay element t = 0 is outputted, and combined with the signal B 1 of t = tau The When τ = 1 / 2f c1 , the phase of the first carrier wave is changed by π (half cycle), and the phase is opposite to that of the first carrier wave at t = 0. On the other hand, the carrier wave of the second system is deviated from π by θ, and when the signal A 2 of t = 0 is output, it is combined with the signal B 2 of t = τ, and the combined phase and amplitude position are C 2 and Become. Energy of the second system carrier to be extracted if the amplitude of the C 2 is greater increases.

また、図９に、第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１と第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２との比ｆｃ２／ｆｃ１を横軸とし、第２系統の搬送波の出力振幅を縦軸としたグラフを示す。 In FIG. 9, the horizontal axis represents the ratio f c2 / f c1 between the frequency f c1 of the first system carrier and the frequency f c2 of the second system carrier, and the vertical axis represents the output amplitude of the second system carrier. The graph is shown.

図９に示すように、第１系統の搬送波と第２系統の搬送波との比ｆｃ２／ｆｃ１が大きいほど、第２系統の搬送波の出力振幅が大きいことがわかる。 As shown in FIG. 9, it can be seen that the larger the ratio f c2 / f c1 between the first-system carrier wave and the second-system carrier wave, the larger the output amplitude of the second-system carrier wave.

また、図１０に、搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、分離部によって分離された信号と、後述する各部によって出力される信号の一覧を示す。図１０に示すように、搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、除去対象の信号が除去され、抽出対象の信号が抽出されることがわかる。   FIG. 10 shows a list of carrier band OFDM signals, signals separated by the separation unit, and signals output by each unit described later. As shown in FIG. 10, it can be seen that the signal to be removed is removed from the carrier band OFDM signal, and the signal to be extracted is extracted.

なお、図７の回路に入力される信号がサンプリング後のデジタル信号の場合は、第１系統の搬送波の半周期分のサンプル数を遅延させれば良い。サンプリング周波数を第１系統の搬送波の偶数倍の周波数に設定すると、半周期はサンプル点と一致し逆相合成の誤差は生じない。従って、第１系統の搬送波が完全に除去される。   When the signal input to the circuit in FIG. 7 is a sampled digital signal, the number of samples corresponding to a half cycle of the carrier wave of the first system may be delayed. When the sampling frequency is set to an even multiple of the first carrier wave, the half period coincides with the sampling point and no anti-phase synthesis error occurs. Accordingly, the first carrier wave is completely removed.

なお、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号を第１系統の搬送波の１周期の整数倍の時間遅延させて得られた信号を減算して、当該搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得ることもできる。   The carrier band OFDM signal cut out every symbol time is subtracted from the signal obtained by delaying the carrier band OFDM signal cut out every symbol time by an integral multiple of one cycle of the carrier of the first system, A carrier band OFDM signal of the second system can be obtained by removing the carrier band OFDM signal of the first system from the carrier band OFDM signal.

また、上記した説明では、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る場合の例を説明したが、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る場合も同様の手順で行うことができる。   In the above description, an example in which the carrier band OFDM signal of the first system is removed to obtain the carrier band OFDM signal of the second system has been described. However, the carrier band OFDM signal of the second system is removed. The same procedure can be used to obtain the first-system carrier band OFDM signal.

乗算器５０４は、分離部５０２によって得られた第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１のコサイン波とを乗算し、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。 Multiplier 504 multiplies the first-system carrier-band OFDM signal obtained by separating section 502 by the cosine wave of the first-system carrier frequency f c1 and outputs the first-system Ich baseband OFDM signal. To do.

乗算器５０６は、分離部５０２によって得られた第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１のマイナスのサイン波とを乗算し、第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。 Multiplier 506 multiplies the first system carrier band OFDM signal obtained by separation section 502 and the negative sine wave of the first system carrier frequency f c1 , and first system Qch baseband OFDM signal Is output.

乗算器５０４及び乗算器５０６の出力は、それぞれ第１系統のＩｃｈ及びＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、第１系統の搬送波の周波数の２倍の周波数２ｆｃ１の搬送帯域ＯＦＤＭ信号が加算された出力となる。 The outputs of the multiplier 504 and the multiplier 506 are outputs obtained by adding the Ich and Qch baseband OFDM signals of the first system and the carrier band OFDM signal of the frequency 2f c1 that is twice the frequency of the carrier of the first system, respectively. It becomes.

ローパスフィルタシリアルパラレル変換部５０８は、乗算器５０４によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、乗算器５０６によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号とから、第１系統の搬送波の周波数の２倍の周波数の信号を除去する。ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部５０８の入力は、ベースバンドＯＦＤＭ信号と中間周波数の２倍の周波数の信号が加算された信号なので、ローパスフィルタによって中間周波数の２倍の周波数の信号が除去される。   The low-pass filter serial / parallel converter 508 generates a first channel Ich baseband OFDM signal output from the multiplier 504 and a first channel Qch baseband OFDM signal output from the multiplier 506. A signal having a frequency twice the frequency of the carrier wave of the system is removed. Since the input of the low-pass filter and serial / parallel converter 508 is a signal obtained by adding a baseband OFDM signal and a signal having a frequency twice the intermediate frequency, a signal having a frequency twice the intermediate frequency is removed by the low-pass filter.

そして、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部５０８は、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を、時間軸上においてシンボル時間毎に切り出す。そして、１シンボル時間毎に送信装置１０側のＩＦＦＴ部で使用したＩＦＦＴのポイント数とガードインターバルのポイント数とを加算したポイント数で、１シンボルを分割する。そして、それら時間軸上のシリアルデータ列を、パラレルデータ列に変換する。なお、ここで、１シンボルを分割した１分割領域には中間周波数帯（ＩＦ帯）での複数のサンプリング値があるものとする。   The low-pass filter and serial / parallel converter 508 cuts out the first channel Ich baseband OFDM signal and the first channel Qch baseband OFDM signal for each symbol time on the time axis. Then, one symbol is divided by the number of points obtained by adding the number of points of IFFT used in the IFFT unit on the transmission apparatus 10 side and the number of points of the guard interval every symbol time. Then, these serial data strings on the time axis are converted into parallel data strings. Here, it is assumed that one divided region obtained by dividing one symbol includes a plurality of sampling values in the intermediate frequency band (IF band).

ＧＩ除去部５１０は、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部５０８によって出力されたパラレルデータの第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号から、ガードインターバルを除去する。   The GI removal unit 510 removes the guard interval from the first system Ich baseband OFDM signal and the first system Qch baseband OFDM signal of the parallel data output by the low-pass filter and serial-parallel conversion unit 508.

第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号においては、それぞれＩＦＦＴのポイント数とガードインターバルのポイント数との並列入力信号があるが、その内、ガードインターバル相当分を除去し、ＩＦＦＴのポイント数分だけの信号を取り出す。なお、ポイント毎にＩＦ帯での複数のサンプリング値が存在する。   In the first channel Ich baseband OFDM signal and the first channel Qch baseband OFDM signal, there are parallel input signals of the number of points of IFFT and the number of points of the guard interval, respectively, of which the equivalent to the guard interval Minutes are removed, and signals corresponding to the number of points of IFFT are taken out. Note that there are a plurality of sampling values in the IF band for each point.

ＦＦＴ部５１２は、ＧＩ除去部５１０によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシンボル毎に、ベースバンドＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を行う。ＦＦＴ部５１２によって、時間領域の信号が周波数領域の信号に変換される。実際には、ベースバンドＯＦＤＭ信号の１シンボル毎にＩＦＦＴポイント数と等しいポイント数（演算サイズ）で演算が行われ、サブキャリア毎にＩｃｈとＱｃｈの振幅値が出力される。   The FFT unit 512 performs Fourier transform on the baseband OFDM signal for each symbol of the first channel Ich baseband OFDM signal and the first channel Qch baseband OFDM signal output by the GI removal unit 510. . The FFT unit 512 converts the time domain signal into a frequency domain signal. Actually, calculation is performed with the number of points (calculation size) equal to the number of IFFT points for each symbol of the baseband OFDM signal, and amplitude values of Ich and Qch are output for each subcarrier.

パラレルシリアル変換部５１４は、ＦＦＴ部５１２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈの振幅値をシリアルデータに変換する。ＦＦＴ部５１２は各サブキャリアのＩｃｈとＱｃｈの振幅データをパラレルに出力するので、これらを時間軸上のシリアルデータ列に変換する。   The parallel-serial conversion unit 514 converts the Ich and Qch amplitude values output from the FFT unit 512 into serial data. The FFT unit 512 outputs the Ich and Qch amplitude data of each subcarrier in parallel, and converts them into a serial data string on the time axis.

位相補正部５１６は、パイロットシンボルの情報を利用して、パラレルシリアル変換部５１４によって出力されたＩｃｈの振幅データに対して位相補正を行い、補正後のデータをＩｃｈデータとして出力する。   The phase correction unit 516 performs phase correction on the Ich amplitude data output from the parallel / serial conversion unit 514 using pilot symbol information, and outputs the corrected data as Ich data.

位相補正部５１８は、パイロットシンボルの情報を利用して、パラレルシリアル変換部５１４によって出力されたＱｃｈの振幅データに対して位相補正を行い、補正後のデータをＱｃｈデータとして出力する。   The phase correction unit 518 performs phase correction on the Qch amplitude data output from the parallel / serial conversion unit 514 using pilot symbol information, and outputs the corrected data as Qch data.

受信装置２０側の信号処理（分離部による処理及び直交復調処理）において、位相回転が生じ、ＩｃｈとＱｃｈとのデータが混合された状態となっているため、位相補正部５１６及び位相補正部５１８によって、位相が補正される。   In the signal processing (processing by the separation unit and quadrature demodulation processing) on the receiving device 20 side, phase rotation occurs and the data of Ich and Qch are mixed, so the phase correction unit 516 and the phase correction unit 518 Thus, the phase is corrected.

第２系統演算部１６は、サンプリング部６００、分離部６０２、乗算器６０４、乗算器６０６、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）およびシリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部６０８、ＧＩ除去部６１０、ＦＦＴ部６１２、パラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換部６１４、位相補正部６１６、及び位相補正部６１８を備えている。サンプリング部６００は、変換手段の一例であり、乗算器６０４及び乗算器６０６は、直交復調手段の一例であり、ＦＦＴ部６１２は、フーリエ変換手段の一例である。   The second system calculation unit 16 includes a sampling unit 600, a separation unit 602, a multiplier 604, a multiplier 606, a low pass filter (LPF) and a serial parallel (S / P) conversion unit 608, a GI removal unit 610, an FFT unit 612, A parallel-serial (P / S) conversion unit 614, a phase correction unit 616, and a phase correction unit 618 are provided. The sampling unit 600 is an example of a transform unit, the multiplier 604 and the multiplier 606 are an example of an orthogonal demodulation unit, and the FFT unit 612 is an example of a Fourier transform unit.

サンプリング部６００は、サンプリング部５００と同様に、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２によって中間周波数帯信号にダウンコンバージョンされた受信信号を取得する。そして、サンプリング部６００は、受信信号をサンプリングして、アナログ信号である受信信号をデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する。なお、サンプリング部６００が、第１系統の搬送波周波数ｆｃ1と同期したサンプリングを行うことにより、後述する分離部６０２で第１系統の搬送波が除去される。 Similar to the sampling unit 500, the sampling unit 600 acquires the reception signal that has been down-converted to the intermediate frequency band signal by the RF-IF conversion unit 402. The sampling unit 600 samples the received signal and converts the received signal, which is an analog signal, into a digital carrier band OFDM signal. Note that the sampling unit 600 performs sampling in synchronization with the carrier frequency f c1 of the first system, whereby the carrier of the first system is removed by the separation unit 602 described later.

分離部６０２は、分離部５０２と同様に、サンプリング部６００によって得られたデジタルのＯＦＤＭ信号を、シンボル時間毎に切り出す。そして、分離部６０２は、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号を第１系統の搬送波の半周期の奇数倍の時間遅延させて得られた信号とを加算して、当該ＯＦＤＭ信号から、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る。   Similar to the separation unit 502, the separation unit 602 cuts out the digital OFDM signal obtained by the sampling unit 600 for each symbol time. Separating section 602 then obtains a signal obtained by delaying the carrier band OFDM signal cut out every symbol time and the carrier band OFDM signal cut out every symbol time by an odd multiple of a half cycle of the first carrier wave. And the first-system carrier band OFDM signal is removed from the OFDM signal to obtain a second-system carrier band OFDM signal.

乗算器６０４は、乗算器５０４と同様に、分離部６０２によって得られた第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２のコサイン波とを乗算し、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。 Similarly to the multiplier 504, the multiplier 604 multiplies the second-system carrier band OFDM signal obtained by the separation unit 602 by the cosine wave of the frequency f c2 of the second-system carrier wave, and the second-system Ich Baseband OFDM signal is output.

乗算器６０６は、乗算器５０６と同様に、分離部６０２によって得られた第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２のマイナスのサイン波とを乗算し、第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。 Multiplier 606, similar to multiplier 506 multiplies a carrier band OFDM signal of the second system obtained by separation section 602 and the negative sine wave of the second system carrier frequency f c2, the second system Qch baseband OFDM signals are output.

乗算器６０４及び乗算器６０６の出力は、それぞれ第２系統のＩｃｈ及びＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、第２系統の搬送波の周波数の２倍の周波数２ｆｃ２の信号が加算された出力となる。 The outputs of the multiplier 604 and the multiplier 606 are obtained by adding the Ich and Qch baseband OFDM signals of the second system and the signal of the frequency 2f c2 that is twice the frequency of the carrier of the second system, respectively.

ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部６０８は、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部５０８と同様に、乗算器６０４によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、乗算器６０６によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号とから、第２系統の搬送波の周波数の２倍の周波数の信号を除去する。   Similarly to the low-pass filter and serial / parallel conversion unit 508, the low-pass filter and serial / parallel conversion unit 608 and the second Ich baseband OFDM signal output by the multiplier 604 and the second output by the multiplier 606. A signal having a frequency twice the frequency of the carrier wave of the second system is removed from the baseband OFDM signal of the system Qch.

そして、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部６０８は、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を、時間軸上においてシンボル時間毎に切り出す。そして、１シンボル時間毎に送信装置１０側のＩＦＦＴ部で使用したＩＦＦＴのポイント数とガードインターバルのポイント数とを加算したポイント数で、１シンボルを分割する。そして、それら時間軸上のシリアルデータ列を、パラレルデータ列に変換する。なお、ここで、１シンボルを分割した１分割領域にはＩＦ帯での複数のサンプリング値があるものとする。   The low-pass filter and serial / parallel converter 608 cuts out the second channel Ich baseband OFDM signal and the second channel Qch baseband OFDM signal for each symbol time on the time axis. Then, one symbol is divided by the number of points obtained by adding the number of points of IFFT used in the IFFT unit on the transmission apparatus 10 side and the number of points of the guard interval every symbol time. Then, these serial data strings on the time axis are converted into parallel data strings. Here, it is assumed that one divided region obtained by dividing one symbol includes a plurality of sampling values in the IF band.

ＧＩ除去部６１０は、ＧＩ除去部５１０と同様に、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部６０８によって出力されたパラレルデータの第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号から、ガードインターバルを除去する。   The GI removal unit 610, like the GI removal unit 510, outputs the second channel Ich baseband OFDM signal and the second channel Qch baseband OFDM signal of the parallel data output by the low-pass filter and serial / parallel conversion unit 608. Remove the guard interval from

なお、ポイント毎にＩＦ帯での複数のサンプリング値が存在する。   Note that there are a plurality of sampling values in the IF band for each point.

ＦＦＴ部６１２は、ＦＦＴ部５１２と同様に、ＧＩ除去部６１０によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシンボル毎に、ベースバンドＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を行う。ＦＦＴ部６１２によって、時間領域の信号が周波数領域の信号に変換される。実際には、ベースバンドＯＦＤＭ信号の１シンボル毎にＩＦＦＴポイント数と等しいポイント数（演算サイズ）で演算が行われ、サブキャリア毎にＩｃｈとＱｃｈの振幅値が出力される。   Similar to the FFT unit 512, the FFT unit 612 generates a baseband OFDM signal for each symbol of the second system Ich baseband OFDM signal and the second system Qch baseband OFDM signal output by the GI removal unit 610. Is subjected to Fourier transform. The FFT unit 612 converts the time domain signal into a frequency domain signal. Actually, calculation is performed with the number of points (calculation size) equal to the number of IFFT points for each symbol of the baseband OFDM signal, and amplitude values of Ich and Qch are output for each subcarrier.

パラレルシリアル変換部６１４は、パラレルシリアル変換部５１４と同様に、ＦＦＴ部６１２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈの振幅値をシリアルデータに変換する。ＦＦＴ部６１２は各サブキャリアのＩｃｈとＱｃｈの振幅データをパラレルに出力するので、これらを時間軸上のシリアルデータ列に変換する。   Similar to the parallel-serial conversion unit 514, the parallel-serial conversion unit 614 converts the Ich and Qch amplitude values output by the FFT unit 612 into serial data. The FFT unit 612 outputs Ich and Qch amplitude data of each subcarrier in parallel, and converts them into a serial data string on the time axis.

位相補正部６１６は、位相補正部５１６と同様に、パイロットシンボルの情報を利用して、パラレルシリアル変換部６１４によって出力されたＩｃｈの振幅データに対して位相補正を行い、補正後のデータをＩｃｈデータとして出力する。   Similarly to the phase correction unit 516, the phase correction unit 616 performs phase correction on the Ich amplitude data output from the parallel-serial conversion unit 614 using the pilot symbol information, and converts the corrected data into Ich Output as data.

位相補正部６１８は、位相補正部５１８と同様に、パイロットシンボルの情報を利用して、パラレルシリアル変換部６１４によって出力されたＱｃｈの振幅データに対して位相補正を行い、補正後のデータをＱｃｈデータとして出力する。   Similarly to the phase correction unit 518, the phase correction unit 618 performs phase correction on the Qch amplitude data output from the parallel-serial conversion unit 614 using the pilot symbol information, and the corrected data is converted into Qch. Output as data.

次に、本実施の形態に係る通信システム１の作用について説明する。送信装置１０は変調処理を実行し、受信装置２０は、復調処理を実行する。   Next, the operation of the communication system 1 according to the present embodiment will be described. The transmission device 10 performs modulation processing, and the reception device 20 performs demodulation processing.

まず、送信装置１０が実行する変調処理について説明する。送信装置１０は、第１の送信データ及び第２の送信データを含む送信データが入力されると、変調処理を実行する。   First, the modulation process performed by the transmission apparatus 10 will be described. When the transmission data including the first transmission data and the second transmission data is input, the transmission device 10 performs a modulation process.

まず、１次変調マッピング部１００は、第１の送信データを受け付ける。そして、１次変調マッピング部１００は、第１の送信データのデータビットをＩｃｈ用とＱｃｈ用とに仕分けして出力する。
また、１次変調マッピング部２００は、第２の送信データを受け付ける。そして、１次変調マッピング部２００は、１次変調マッピング部１００と同様に、第２の送信データのデータビットをＩｃｈ用とＱｃｈ用とに仕分けして出力する。 First, primary modulation mapping section 100 accepts first transmission data. Then, primary modulation mapping section 100 sorts and outputs the data bits of the first transmission data for Ich and Qch.
Further, primary modulation mapping section 200 accepts second transmission data. Similar to primary modulation mapping section 100, primary modulation mapping section 200 sorts and outputs the data bits of the second transmission data for Ich and Qch.

次に、シリアルパラレル変換部１０２は、１次変調マッピング部１００によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのシリアルデータを、S／P（Serial to Parallel）変換により、ＩＦＦＴ部１０４の入力に合わせたパラレルデータに変換し、出力する。
また、シリアルパラレル変換部２０２は、シリアルパラレル変換部１０２と同様に、１次変調マッピング部２００によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのシリアルデータを、S／P（Serial to Parallel）変換により、ＩＦＦＴ部２０４の入力に合わせたパラレルデータに変換し、出力する。 Next, the serial / parallel conversion unit 102 converts the Ich and Qch serial data output by the primary modulation mapping unit 100 into parallel data that matches the input of the IFFT unit 104 by S / P (Serial to Parallel) conversion. Convert and output.
Similarly to the serial / parallel conversion unit 102, the serial / parallel conversion unit 202 converts the Ich and Qch serial data output from the primary modulation mapping unit 200 into an IFFT unit 204 by S / P (Serial to Parallel) conversion. It is converted into parallel data that matches the input and output.

ＩＦＦＴ部１０４は、シリアルパラレル変換部１０２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのパラレルデータに対し高速逆フーリエ変換を行い、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を生成する。
また、ＩＦＦＴ部２０４は、ＩＦＦＴ部１０４と同様に、シリアルパラレル変換部２０２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのパラレルデータに対し高速逆フーリエ変換を行い、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を生成する。 The IFFT unit 104 performs high-speed inverse Fourier transform on the Ich and Qch parallel data output by the serial / parallel conversion unit 102, and each sample point of the Ich baseband OFDM signal of the first system and the Qch of the first system Each sample point of the baseband OFDM signal is generated.
Similarly to IFFT section 104, IFFT section 204 performs fast inverse Fourier transform on the Ich and Qch parallel data output by serial / parallel conversion section 202, and each of the Ich baseband OFDM signals of the second system A sample point and each sample point of the second channel Qch baseband OFDM signal are generated.

ＧＩ挿入部１０６は、ＩＦＦＴ部１０４によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点に対し、１シンボル毎に、ガードインターバルを挿入する。
ＧＩ挿入部２０６は、ＧＩ挿入部１０６と同様に、ＩＦＦＴ部２０４によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点に対し、１シンボル毎に、ガードインターバルを挿入する。 The GI insertion unit 106, for each sample point of the first channel Ich baseband OFDM signal output by the IFFT unit 104 and each sample point of the first channel Qch baseband OFDM signal, for each symbol, Insert a guard interval.
Similarly to GI insertion unit 106, GI insertion unit 206 is configured to output each sample point of the second channel Ich baseband OFDM signal output from IFFT unit 204 and each sample point of the second channel Qch baseband OFDM signal. On the other hand, a guard interval is inserted for each symbol.

Ｉｃｈパラレルシリアル部１０８は、ＧＩ挿入部１０６によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を、時間軸上に時間順にシリアルデータとして並べ、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号をシリアルデータとして出力する。
Ｉｃｈパラレルシリアル部２０８は、Ｉｃｈパラレルシリアル部１０８と同様に、ＧＩ挿入部２０６によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を、時間軸上に時間順にシリアルデータとして並べ、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号をシリアルデータとして出力する。 The Ich parallel serial unit 108 arranges each sample point of the Ich baseband OFDM signal of the first system output by the GI insertion unit 106 as serial data in time order on the time axis, and the Ich baseband of the first system An OFDM signal is output as serial data.
Similar to the Ich parallel serial unit 108, the Ich parallel serial unit 208 arranges each sample point of the second channel Ich baseband OFDM signal output by the GI insertion unit 206 as serial data in time order on the time axis. The Ich baseband OFDM signal of the second system is output as serial data.

Ｑｃｈパラレルシリアル部１１０は、ＧＩ挿入部１０６によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を、時間軸上に時間順にシリアルデータとして並べ、第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号をシリアルデータとして出力する。
Ｑｃｈパラレルシリアル部２１０は、Ｑｃｈパラレルシリアル部１１０と同様に、ＧＩ挿入部２０６によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を、時間軸上に時間順にシリアルデータとして並べ、第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号をシリアルデータとして出力する。 The Qch parallel serial unit 110 arranges each sample point of the first channel Qch baseband OFDM signal output by the GI insertion unit 106 as serial data in time order on the time axis, and the first channel Qch baseband An OFDM signal is output as serial data.
Similarly to the Qch parallel serial unit 110, the Qch parallel serial unit 210 arranges each sample point of the second channel Qch baseband OFDM signal output by the GI insertion unit 206 as serial data in time order on the time axis. The Qch baseband OFDM signal of the second system is output as serial data.

ＤＡ変換部１１２は、Ｉｃｈパラレルシリアル部１０８によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータを、アナログ信号に変換し、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号をアナログ信号として出力する。
ＤＡ変換部２１２は、ＤＡ変換部１１２と同様に、Ｉｃｈパラレルシリアル部２０８によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータを、アナログ信号に変換し、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号をアナログ信号として出力する。 The DA converter 112 converts the serial data of the first Ich baseband OFDM signal output from the Ich parallel serial unit 108 into an analog signal, and converts the first Ich baseband OFDM signal as an analog signal. Output.
Similar to the DA conversion unit 112, the DA conversion unit 212 converts the serial data of the Ich baseband OFDM signal of the second system output from the Ich parallel serial unit 208 into an analog signal, and converts the Ich of the second system to the analog signal. A baseband OFDM signal is output as an analog signal.

ＤＡ変換部１１４は、Ｑｃｈパラレルシリアル部１１０によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータを、アナログ信号に変換し、第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号をアナログ信号として出力する。
ＤＡ変換部２１４は、ＤＡ変換部１１４と同様に、Ｑｃｈパラレルシリアル部２１０によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータを、アナログ信号に変換し、第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号をアナログ信号として出力する。 The DA conversion unit 114 converts the serial data of the first channel Qch baseband OFDM signal output from the Qch parallel serial unit 110 into an analog signal, and converts the first channel Qch baseband OFDM signal as an analog signal. Output.
Similar to the DA conversion unit 114, the DA conversion unit 214 converts the serial data of the Qch baseband OFDM signal of the second system output from the Qch parallel serial unit 210 into an analog signal, and converts the Qch of the second system Qch. A baseband OFDM signal is output as an analog signal.

直交変調部１１６は、ＤＡ変換部１１２によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、ＤＡ変換部１１４によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、第１系統の搬送波とから、上記式（４）に示すように、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。
直交変調部２１６は、ＤＡ変換部２１２によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、ＤＡ変換部２１４によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、第２系統の搬送波とから、上記式（７）に示すように、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。 The orthogonal modulation unit 116 includes a first channel Ich baseband OFDM signal output from the DA converter 112, a first channel Qch baseband OFDM signal output from the DA converter 114, and a first channel. From the carrier wave, a first-system carrier band OFDM signal is generated as shown in the above equation (4).
The quadrature modulation unit 216 outputs the second system Ich baseband OFDM signal output from the DA conversion unit 212, the second system Qch baseband OFDM signal output from the DA conversion unit 214, and the second system Ich baseband OFDM signal. From the carrier wave, a second-system carrier band OFDM signal is generated as shown in Equation (7) above.

加算器３００は、直交変調部１１６によって生成された第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、直交変調部２１６によって生成された第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを、上記式（８）に示すように加算し、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化して搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。   The adder 300 shows the first-system carrier-band OFDM signal generated by the orthogonal modulation unit 116 and the second-system carrier-band OFDM signal generated by the orthogonal modulation unit 216 as shown in the above equation (8). And the carrier band OFDM signal of the first system and the carrier band OFDM signal of the second system are multiplexed to generate a carrier band OFDM signal.

次に、ＩＦ−ＲＦ変換部３０２は、加算器３００によって生成された搬送帯域ＯＦＤＭ信号である中間周波数帯変調信号を、高周波帯信号にアップコンバージョンする。   Next, IF-RF conversion section 302 up-converts the intermediate frequency band modulation signal, which is the carrier band OFDM signal generated by adder 300, into a high frequency band signal.

そして、送信部３０４は、ＩＦ−ＲＦ変換部３０２によって高周波帯信号にアップコンバージョンされた搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、送信信号として送信する。   Then, transmission section 304 transmits the carrier band OFDM signal that has been up-converted into a high frequency band signal by IF-RF conversion section 302 as a transmission signal.

次に、受信装置２０が実行する復調処理について説明する。受信装置２０は、送信装置１０から送信された送信信号を受信信号として受信すると、復調処理を実行する。   Next, the demodulation process performed by the receiving device 20 will be described. When receiving the transmission signal transmitted from the transmission device 10 as a reception signal, the reception device 20 executes demodulation processing.

まず、受信部４００は、送信装置１０から送信された送信信号を、受信信号として受信する。   First, the reception unit 400 receives a transmission signal transmitted from the transmission device 10 as a reception signal.

次に、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２は、受信部４００によって受信された高周波帯信号の受信信号を中間周波数帯信号にダウンコンバージョンする。   Next, the RF-IF conversion unit 402 down-converts the reception signal of the high frequency band signal received by the reception unit 400 into an intermediate frequency band signal.

サンプリング部５００は、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２によって中間周波数帯信号にダウンコンバージョンされた受信信号を取得する。そして、サンプリング部５００は、受信信号をサンプリングして、アナログ信号である受信信号をデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する。
また、サンプリング部６００は、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２によって中間周波数帯信号にダウンコンバージョンされた受信信号を取得する。そして、サンプリング部６００は、受信信号をサンプリングして、アナログ信号である受信信号をデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する。 Sampling section 500 obtains a received signal that has been down-converted to an intermediate frequency band signal by RF-IF conversion section 402. Sampling section 500 samples the received signal and converts the received signal, which is an analog signal, into a digital carrier band OFDM signal.
In addition, the sampling unit 600 obtains a reception signal that has been down-converted into an intermediate frequency band signal by the RF-IF conversion unit 402. The sampling unit 600 samples the received signal and converts the received signal, which is an analog signal, into a digital carrier band OFDM signal.

分離部５０２は、サンプリング部５００によって得られたデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、シンボル時間毎に切り出す。そして、分離部５０２は、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号を第２系統の搬送波の半周期の整数倍の時間遅延させて得られた信号とを加算して、当該搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る。
分離部６０２は、サンプリング部６００によって得られたデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、シンボル時間毎に切り出す。そして、分離部６０２は、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号を第１系統の搬送波の半周期の整数倍の時間遅延させて得られた信号とを加算して、当該ＯＦＤＭ信号から、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る。 Separating section 502 cuts out the digital carrier band OFDM signal obtained by sampling section 500 every symbol time. Separation section 502 then obtains a signal obtained by delaying the carrier band OFDM signal cut out every symbol time and the carrier band OFDM signal cut out every symbol time by an integral multiple of a half cycle of the carrier wave of the second system. And the second-system carrier band OFDM signal is removed from the carrier-band OFDM signal to obtain a first-system carrier-band OFDM signal.
Separating section 602 cuts out the digital carrier band OFDM signal obtained by sampling section 600 every symbol time. Separation section 602 then obtains a signal obtained by delaying the carrier band OFDM signal cut out every symbol time and the carrier band OFDM signal cut out every symbol time by an integral multiple of a half cycle of the carrier of the first system. And the first-system carrier band OFDM signal is removed from the OFDM signal to obtain a second-system carrier band OFDM signal.

次に、乗算器５０４は、分離部５０２によって得られた第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１のコサイン波とを乗算し、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。乗算器５０６は、分離部５０２によって得られた第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１のマイナスのサイン波とを乗算し、第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。
また、乗算器６０４は、分離部６０２によって得られた第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２のコサイン波とを乗算し、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。乗算器６０６は、分離部６０２によって得られた第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２のマイナスのサイン波とを乗算し、第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。 Next, the multiplier 504 multiplies the first system carrier band OFDM signal obtained by the separation unit 502 by the cosine wave of the first system carrier frequency f c1 , and the first system Ich baseband OFDM. Output a signal. Multiplier 506 multiplies the first system carrier band OFDM signal obtained by separation section 502 and the negative sine wave of the first system carrier frequency f c1 , and first system Qch baseband OFDM signal Is output.
Also, the multiplier 604 multiplies the cosine wave of frequency f c2 of the conveyor band OFDM signal of the second system obtained by separation section 602 and the carrier of the second system, the baseband OFDM signal Ich of the second system Is output. The multiplier 606 multiplies the second system carrier band OFDM signal obtained by the separation unit 602 and the negative sine wave of the second system carrier frequency f c2 to obtain the second system Qch baseband OFDM signal. Is output.

ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部５０８は、乗算器５０４によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、乗算器５０６によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号とから、第１系統の搬送波の周波数の２倍の周波数の信号を除去する。
そして、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部５０８は、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を、時間軸上においてシンボル時間毎に切り出す。そして、１シンボル時間毎に送信装置１０側のＩＦＦＴ部で使用したＩＦＦＴのポイント数とガードインターバルのポイント数とを加算したポイント数で、１シンボルを分割する。そして、それら時間軸上のシリアルデータ列を、パラレルデータ列に変換する。 The low-pass filter and serial / parallel converter 508 generates a first channel Ich baseband OFDM signal output from the multiplier 504 and a first channel Qch baseband OFDM signal output from the multiplier 506. A signal having a frequency twice the frequency of one carrier wave is removed.
The low-pass filter and serial / parallel converter 508 cuts out the first channel Ich baseband OFDM signal and the first channel Qch baseband OFDM signal for each symbol time on the time axis. Then, one symbol is divided by the number of points obtained by adding the number of points of IFFT used in the IFFT unit on the transmission apparatus 10 side and the number of points of the guard interval every symbol time. Then, these serial data strings on the time axis are converted into parallel data strings.

ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部６０８は、乗算器６０４によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、乗算器６０６によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号とから、第２系統の搬送波の周波数の２倍の周波数の信号を除去する。
そして、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部６０８は、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を、時間軸上においてシンボル時間毎に切り出す。そして、１シンボル時間毎に送信装置１０側のＩＦＦＴ部で使用したＩＦＦＴのポイント数とガードインターバルのポイント数とを加算したポイント数で、１シンボルを分割する。そして、それら時間軸上のシリアルデータ列を、パラレルデータ列に変換する。 The low-pass filter and serial / parallel converter 608 generates a second channel Ich baseband OFDM signal output from the multiplier 604 and a second channel Qch baseband OFDM signal output from the multiplier 606. A signal having a frequency twice the frequency of the two carrier waves is removed.
The low-pass filter and serial / parallel converter 608 cuts out the second channel Ich baseband OFDM signal and the second channel Qch baseband OFDM signal for each symbol time on the time axis. Then, one symbol is divided by the number of points obtained by adding the number of points of IFFT used in the IFFT unit on the transmission apparatus 10 side and the number of points of the guard interval every symbol time. Then, these serial data strings on the time axis are converted into parallel data strings.

ＧＩ除去部５１０は、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部５０８によって出力されたパラレルデータの第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号から、ガードインターバルを除去する。   The GI removal unit 510 removes the guard interval from the first system Ich baseband OFDM signal and the first system Qch baseband OFDM signal of the parallel data output by the low-pass filter and serial-parallel conversion unit 508.

ＧＩ除去部６１０は、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部６０８によって出力されたパラレルデータの第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号から、ガードインターバルを除去する。   The GI removal unit 610 removes the guard interval from the Ich baseband OFDM signal of the second system and the Qch baseband OFDM signal of the second system of the parallel data output by the low-pass filter and serial / parallel conversion unit 608.

ＦＦＴ部５１２は、ＧＩ除去部５１０によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシンボル毎に、ベースバンドＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を行う。
ＦＦＴ部６１２は、ＧＩ除去部６１０によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシンボル毎に、ベースバンドＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を行う。 The FFT unit 512 performs Fourier transform on the baseband OFDM signal for each symbol of the first channel Ich baseband OFDM signal and the first channel Qch baseband OFDM signal output by the GI removal unit 510. .
The FFT unit 612 performs Fourier transform on the baseband OFDM signal for each symbol of the second system Ich baseband OFDM signal and the second system Qch baseband OFDM signal output by the GI removal unit 610. .

パラレルシリアル変換部５１４は、ＦＦＴ部５１２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈの振幅値をシリアルデータに変換する。
パラレルシリアル変換部６１４は、ＦＦＴ部６１２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈの振幅値をシリアルデータに変換する。 The parallel-serial conversion unit 514 converts the Ich and Qch amplitude values output from the FFT unit 512 into serial data.
The parallel-serial conversion unit 614 converts the Ich and Qch amplitude values output from the FFT unit 612 into serial data.

位相補正部５１６は、パイロットシンボルの情報を利用して、パラレルシリアル変換部５１４によって出力されたＩｃｈの振幅データに対して位相補正を行い、補正後のデータをＩｃｈデータとして出力する。
位相補正部５１８は、パイロットシンボルの情報を利用して、パラレルシリアル変換部５１４によって出力されたＱｃｈの振幅データに対して位相補正を行い、補正後のデータをＱｃｈデータとして出力する。
位相補正部６１６は、パイロットシンボルの情報を利用して、パラレルシリアル変換部６１４によって出力されたＩｃｈの振幅データに対して位相補正を行い、補正後のデータをＩｃｈデータとして出力する。
位相補正部６１８は、パイロットシンボルの情報を利用して、パラレルシリアル変換部６１４によって出力されたＱｃｈの振幅データに対して位相補正を行い、補正後のデータをＱｃｈデータとして出力する。 The phase correction unit 516 performs phase correction on the Ich amplitude data output from the parallel / serial conversion unit 514 using pilot symbol information, and outputs the corrected data as Ich data.
The phase correction unit 518 performs phase correction on the Qch amplitude data output from the parallel / serial conversion unit 514 using pilot symbol information, and outputs the corrected data as Qch data.
The phase correction unit 616 performs phase correction on the Ich amplitude data output from the parallel-serial conversion unit 614 using the pilot symbol information, and outputs the corrected data as Ich data.
The phase correction unit 618 performs phase correction on the Qch amplitude data output from the parallel / serial conversion unit 614 using pilot symbol information, and outputs the corrected data as Qch data.

以上説明したように、第１の実施の形態に係る送信装置によれば、シンボル時間が等しい第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波とに基づいて、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように、第１系統のベースバンドＯＦＤＭと第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、かつ、第２系統のベースバンドＯＦＤＭと第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化してＯＦＤＭ信号を生成することにより、周波数の利用効率を向上させることができる。   As described above, according to the transmission apparatus according to the first embodiment, the first system baseband OFDM signal and the second system baseband OFDM signal having the same symbol time are different in frequency from the first system. Based on the carrier wave and the second carrier wave, the subcarriers of the first system OFDM signal and the subcarriers of the second system OFDM signal are alternately arranged on the frequency axis of the carrier frequency band. As described above, the first system carrier band OFDM signal is generated from the first system baseband OFDM and the first system carrier, and the second system baseband OFDM and the second system carrier are secondly generated. A system carrier band OFDM signal is generated, and a first system carrier band OFDM signal and a second system carrier band OFDM signal are multiplexed to generate an OFDM signal. Accordingly, it is possible to improve the frequency utilization efficiency.

また、第１の実施の形態に係る受信装置によれば、ＯＦＤＭ信号をシンボル時間毎に切り出し、第１系統の搬送波の周波数と第２系統の搬送波の周波数との周波数差に基づいて、シンボル時間毎に切り出したＯＦＤＭ信号を、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭと第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とへ分離することにより、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアと第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアとの間に三角関数による直交性がない場合であっても、第１系統のＯＦＤＭ信号と第２系統のＯＦＤＭ信号とを得ることができる。   Also, according to the receiving apparatus according to the first embodiment, an OFDM signal is cut out at each symbol time, and the symbol time is determined based on the frequency difference between the first carrier frequency and the second carrier frequency. The OFDM signal cut out every time is separated into the first system carrier band OFDM and the second system carrier band OFDM signal, so that the first system OFDM signal subcarrier and the second system OFDM signal subcarrier are separated. Even if there is no orthogonality due to the trigonometric function, the first system OFDM signal and the second system OFDM signal can be obtained.

具体的には、本実施の形態に係る通信システムでは、２つのＯＦＤＭ信号を同じ周波数帯に多重して送信するため、伝送路における周波数利用効率は２倍となる。   Specifically, in the communication system according to the present embodiment, since two OFDM signals are multiplexed and transmitted in the same frequency band, the frequency utilization efficiency in the transmission path is doubled.

また、周波数利用効率を２倍にする場合に、現状のトレンドであるＯＦＤＭ信号の１次変調を高次化する手段と比較して、同等以上の通信品質が得られる。   In addition, when the frequency utilization efficiency is doubled, communication quality equal to or higher than that of means for increasing the primary modulation of the OFDM signal, which is the current trend, can be obtained.

＜第２の実施の形態＞
次に、第２の実施の形態に係る通信システムについて説明する。なお、第１の実施の形態と同様の構成となる部分については、同一符号を付して説明を省略する。 <Second Embodiment>
Next, a communication system according to the second embodiment will be described. In addition, about the part which becomes the structure similar to 1st Embodiment, the same code | symbol is attached | subjected and description is abbreviate | omitted.

第２の実施の形態では、受信装置２０が、ＯＦＤＭ信号から得られた搬送帯域ＯＦＤＭ信号に対応するベースバンドＯＦＤＭ信号の複数のサンプリング点に基づいて、フーリエ変換のポイントの各々として、ベースバンドＯＦＤＭ信号の複数のサンプリング点の値の平均値を算出する平均化部を備える点が、第１の実施の形態と異なる。   In the second embodiment, the receiving apparatus 20 uses baseband OFDM as each of the points of the Fourier transform based on a plurality of sampling points of the baseband OFDM signal corresponding to the carrier band OFDM signal obtained from the OFDM signal. The difference from the first embodiment is that it includes an averaging unit that calculates an average value of a plurality of sampling points of the signal.

（受信装置）
第２の実施の形態の受信装置の構成について説明する。図１１は、第２の実施の形態の受信装置の構成の一例を示すブロック図である。図１１に示すように、受信装置２０は、受信部４００、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２、第１系統演算部１５、及び第２系統演算部１６を備えている。受信装置２０は、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ゲートアレイなどの回路（ＩＣ：Integrated Circuit）により実装される。なお、受信装置２０が備える上記各機能部は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、及びＲＯＭ（Read Only Memory）等を備えたコンピュータにより実現し、ＣＰＵが、ＲＯＭに記憶されているプログラムを実行することにより、各機能部における各機能が実行されるように構成してもよい。 (Receiver)
The configuration of the receiving apparatus according to the second embodiment will be described. FIG. 11 is a block diagram illustrating an example of a configuration of a receiving device according to the second embodiment. As illustrated in FIG. 11, the reception device 20 includes a reception unit 400, an RF-IF conversion unit 402, a first system calculation unit 15, and a second system calculation unit 16. The receiving device 20 is mounted by a circuit (IC: Integrated Circuit) such as an FPGA (Field Programmable Gate Array), an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), or a gate array. Each of the functional units included in the receiving device 20 is realized by a computer including a CPU (Central Processing Unit), a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), and the like, and the CPU is stored in the ROM. Each function in each functional unit may be executed by executing the program.

第２の実施の形態の第１系統演算部１５は、サンプリング部５００、分離部５０２、乗算器５０４、乗算器５０６、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）およびシリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部５０８、ＧＩ除去部５１０、平均化部５１１、ＦＦＴ部５１２、パラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換部５１４、位相補正部５１６、及び位相補正部５１８を備えている。   The first system calculation unit 15 of the second embodiment includes a sampling unit 500, a separation unit 502, a multiplier 504, a multiplier 506, a low-pass filter (LPF) and a serial / parallel (S / P) conversion unit 508, and a GI removal. Unit 510, averaging unit 511, FFT unit 512, parallel-serial (P / S) conversion unit 514, phase correction unit 516, and phase correction unit 518.

第２の実施の形態の第２系統演算部１６は、サンプリング部６００、分離部６０２、乗算器６０４、乗算器６０６、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）およびシリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部６０８、ＧＩ除去部６１０、平均化部６１１、ＦＦＴ部６１２、パラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換部６１４、位相補正部６１６、及び位相補正部６１８を備えている。   The second system operation unit 16 of the second embodiment includes a sampling unit 600, a separation unit 602, a multiplier 604, a multiplier 606, a low-pass filter (LPF) and a serial parallel (S / P) conversion unit 608, and a GI removal. A unit 610, an averaging unit 611, an FFT unit 612, a parallel-serial (P / S) conversion unit 614, a phase correction unit 616, and a phase correction unit 618.

第２の実施の形態の受信装置２０におけるサンプリング部５００は、受信信号のサンプリングによりＡＤ変換を行う際に、シンボル毎のサンプリング数を、ＦＦＴ部５１２でのフーリエ変換の演算サイズを表すポイント数のＮ倍として、受信信号をサンプリングすることによりデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する。   The sampling unit 500 in the receiving apparatus 20 according to the second embodiment, when performing AD conversion by sampling received signals, sets the number of samples for each symbol to the number of points representing the operation size of the Fourier transform in the FFT unit 512. As N times, the received signal is sampled and converted into a digital carrier band OFDM signal.

また、サンプリング部６００は、サンプリング部５００と同様に、受信信号のサンプリングによりＡＤ変換を行う際に、シンボル毎のサンプリング数を、ＦＦＴ部６１２でのフーリエ変換の演算サイズを表すポイント数のＮ倍として、受信信号をサンプリングすることによりデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する。   Similarly to the sampling unit 500, the sampling unit 600, when performing AD conversion by sampling the received signal, sets the number of samplings for each symbol to N times the number of points representing the operation size of the Fourier transform in the FFT unit 612. The received signal is converted into a digital carrier band OFDM signal by sampling.

第２の実施の形態の受信装置２０における平均化部５１１は、シンボル毎に、サンプリング部５００によって得られた搬送帯域ＯＦＤＭ信号から得られた搬送帯域ＯＦＤＭ信号に対応するベースバンドＯＦＤＭ信号の複数のサンプリング点に基づいて、フーリエ変換のポイントの各々に対応させて、ベースバンドＯＦＤＭ信号の複数のサンプリング点の値の平均値を算出する。   The averaging unit 511 in the receiving device 20 of the second embodiment includes a plurality of baseband OFDM signals corresponding to the carrier band OFDM signal obtained from the carrier band OFDM signal obtained by the sampling unit 500 for each symbol. Based on the sampling points, an average value of the values of a plurality of sampling points of the baseband OFDM signal is calculated in correspondence with each of the points of the Fourier transform.

平均化部６１１は、平均化部５１１と同様に、シンボル毎に、サンプリング部６００によって得られた搬送帯域ＯＦＤＭ信号から得られた搬送帯域ＯＦＤＭ信号に対応するベースバンドＯＦＤＭ信号の複数のサンプリング点に基づいて、フーリエ変換のポイントの各々に対応させて、ベースバンドＯＦＤＭ信号の複数のサンプリング点の値の平均値を算出する。   Similar to the averaging unit 511, the averaging unit 611 applies, for each symbol, a plurality of sampling points of the baseband OFDM signal corresponding to the carrier band OFDM signal obtained from the carrier band OFDM signal obtained by the sampling unit 600. Based on this, an average value of the values of a plurality of sampling points of the baseband OFDM signal is calculated corresponding to each of the points of the Fourier transform.

具体的には、平均化部５１１及び平均化部６１１は、ＧＩ除去部から出力されたデータの中で、分離部での分離処理による悪影響が生じていない複数のサンプリング点の値を平均化する。   Specifically, the averaging unit 511 and the averaging unit 611 average values of a plurality of sampling points in the data output from the GI removal unit that are not adversely affected by the separation process in the separation unit. .

受信信号には雑音が含まれているため、直交関係にない周波数成分を含む雑音がＦＦＴ部に入力されると、ＦＦＴ部で行われるフーリエ変換の積分処理によって、雑音の影響が増大する。そのため、平均化部５１１によって複数のサンプリング点の値が平均化することにより、雑音の影響が低減される。   Since the received signal includes noise, when noise including frequency components that are not orthogonal to each other is input to the FFT unit, the influence of noise increases due to the Fourier transform integration processing performed in the FFT unit. Therefore, the averaging unit 511 averages the values of a plurality of sampling points, thereby reducing the influence of noise.

第２の実施の形態の受信装置２０におけるＦＦＴ部５１２は、シンボル毎に、平均化部５１１によって得られた、フーリエ変換のポイントの各々に対応して算出されたベースバンドＯＦＤＭ信号の平均値に対してフーリエ変換を行う。   The FFT unit 512 in the receiving apparatus 20 of the second embodiment obtains, for each symbol, the average value of the baseband OFDM signal calculated by the averaging unit 511 and corresponding to each point of the Fourier transform. The Fourier transform is performed on it.

ＦＦＴ部６１２は、ＦＦＴ部５１２と同様に、シンボル毎に、平均化部６１１によって得られた、フーリエ変換のポイントの各々に対応して算出されたベースバンドＯＦＤＭ信号の平均値に対してフーリエ変換を行う。   Similar to the FFT unit 512, the FFT unit 612 performs a Fourier transform on the average value of the baseband OFDM signal calculated corresponding to each of the points of the Fourier transform obtained by the averaging unit 611 for each symbol. I do.

なお、第２の実施の形態に係る通信システムの他の構成及び作用については、第１の実施の形態と同様であるため、説明を省略する。   In addition, about the other structure and effect | action of the communication system which concern on 2nd Embodiment, since it is the same as that of 1st Embodiment, description is abbreviate | omitted.

以上説明したように、第２の実施の形態に係る受信装置によれば、受信信号のサンプリングによりＡＤ変換を行う際に、シンボル毎のサンプリング数を、フーリエ変換の演算サイズを表すポイント数のＮ倍として、受信信号をサンプリングすることによりデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換し、ベースバンドＯＦＤＭ信号の複数のサンプリング点の値に基づいて、フーリエ変換のポイントの各々に対応して、ベースバンドＯＦＤＭ信号の複数のサンプリング点の値の平均値を算出し、フーリエ変換のポイントの各々に対応して算出されたベースバンドＯＦＤＭ信号の平均値に対してフーリエ変換を行うことにより、復調信号を精度よく出力することができる。   As described above, according to the receiving apparatus according to the second embodiment, when AD conversion is performed by sampling received signals, the number of samplings for each symbol is set to N, which is the number of points representing the operation size of Fourier transform. The baseband OFDM signal corresponding to each of the points of the Fourier transform, based on the values of a plurality of sampling points of the baseband OFDM signal, converted to a digital carrier band OFDM signal by sampling the received signal as a double The demodulated signal is output accurately by calculating the average value of the sampling points and performing Fourier transform on the average value of the baseband OFDM signal calculated corresponding to each of the Fourier transform points. can do.

また、雑音の影響を低減させて、復調信号を出力することができる。   In addition, the demodulated signal can be output while reducing the influence of noise.

＜実施例＞
本実施の形態の実施例として、表１に示す仕様でＭＡＴＬＡＢ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋを用いてシミュレーションを行った。 <Example>
As an example of the present embodiment, simulation was performed using MATLAB / Simulink with the specifications shown in Table 1.

１次変調は１６ＱＡＭであり、その他のＦＦＴサイズやサブキャリア数などは無線ＬＡＮの使用であるIEEE802.11aに準拠した。   The primary modulation is 16QAM, and other FFT sizes, the number of subcarriers, and the like comply with IEEE802.11a, which is the use of a wireless LAN.

シミュレーションで用いた送信回路の構成は、上記図４に示した送信装置１０と同様である。第１系統と第２系統の信号処理はサブブキャリアの配置を変えない場合は、直交変調器の直前までは全く同一の信号処理を行い、直交変調器に入力する搬送波周波数のみを上記式（１）に示す関係式に設定する。   The configuration of the transmission circuit used in the simulation is the same as that of the transmission device 10 shown in FIG. When the signal processing of the first system and the second system does not change the arrangement of subcarriers, the same signal processing is performed until immediately before the quadrature modulator, and only the carrier frequency input to the quadrature modulator is expressed by the above formula ( The relational expression shown in 1) is set.

図１２に、シミュレーションによって得られたＯＦＤＭ信号の多重前のスペクトラムを示す。図１２（Ａ）は、第１系統のＯＦＤＭ信号を表し、図１２（Ｂ）は、第２系統のＯＦＤＭ信号を表す。図１３は、多重前のスペクトラムの拡大図で、両者は周波数軸上で0.125MHzずれた関係となっている。   FIG. 12 shows a spectrum before multiplexing of the OFDM signal obtained by simulation. FIG. 12A shows a first-system OFDM signal, and FIG. 12B shows a second-system OFDM signal. FIG. 13 is an enlarged view of the spectrum before multiplexing, and the two are shifted by 0.125 MHz on the frequency axis.

次に、図１４に多重後のスペクトラムを示す。サブキャリアの本数が２倍となり、帯域幅は変わらず、サブキャリア間隔が半分となっていることがわかる。以上より、ＯＦＤＭ信号の多重化が良好であることが確認される。   Next, FIG. 14 shows the spectrum after multiplexing. It can be seen that the number of subcarriers is doubled, the bandwidth is not changed, and the subcarrier interval is halved. From the above, it is confirmed that the multiplexing of the OFDM signal is good.

次に、受信側のシミュレーション結果を示す。シミュレーションで用いた受信回路の構成は、上記図６に示した受信装置と同様である。図６中の分離部には、上記図８（Ａ）の構成を用いた。   Next, simulation results on the receiving side are shown. The configuration of the receiving circuit used in the simulation is the same as that of the receiving apparatus shown in FIG. The structure shown in FIG. 8A is used for the separation portion in FIG.

図１５は、分離後の第１系統のスペクトラムであり、図１５（Ａ）は第１系統のスペクトラム全体を表し、図１５（Ｂ）は第１系統のスペクトラムの拡大図を表している。また、図１６は第２系統のスペクトラムであり、図１６（Ａ）は第２系統のスペクトラム全体を表し、図１６（Ｂ）は第２系統のスペクトラムの拡大図を表している。両系統とも適切に分離抽出されていることが分かる。   FIG. 15 shows the spectrum of the first system after separation. FIG. 15A shows the entire spectrum of the first system, and FIG. 15B shows an enlarged view of the spectrum of the first system. FIG. 16 shows the spectrum of the second system, FIG. 16A shows the entire spectrum of the second system, and FIG. 16B shows an enlarged view of the spectrum of the second system. It can be seen that both systems are properly separated and extracted.

図１７に、分離後に復調した信号のコンスタレーションを示す。第１系統及び第２系統ともに、良好に再生されたことが分かる。   FIG. 17 shows a constellation of signals demodulated after separation. It can be seen that both the first system and the second system were successfully regenerated.

次に、上記のシミュレーションとは異なる条件下で行った第２のシミュレーションの結果を示す。第２のシミュレーションは、表２に示す仕様でシミュレーションを行った。なお、上記式（１）におけるｎは、ｎ＝２６とした。   Next, the result of the second simulation performed under conditions different from the above simulation is shown. The second simulation was performed with the specifications shown in Table 2. In the above formula (1), n is set to n = 26.

図１８に、（Ａ）多重前のＯＦＤＭ信号と（Ｂ）多重後のＯＦＤＭ信号とを示す。図１８に示すように、第１系統のＯＦＤＭ信号と第２系統のＯＦＤＭ信号とが多重されていることがわかる。   FIG. 18 shows (A) an OFDM signal before multiplexing and (B) an OFDM signal after multiplexing. As shown in FIG. 18, it can be seen that the first system OFDM signal and the second system OFDM signal are multiplexed.

次に、シミュレーションから得られた誤り率特性の測定結果を図１９に示す。なお、測定点は１０万点とした。   Next, measurement results of error rate characteristics obtained from the simulation are shown in FIG. The number of measurement points was 100,000.

図１９では、１次変調が１６ＱＡＭと２５６ＱＡＭのＯＦＤＭ信号と１次変調が１６ＱＡＭで多重化を行ったＯＦＤＭ信号の誤り率特性を同一グラフに示している。１６ＱＡＭと多重化１６ＱＡＭは同一データレートで、多重化の方は占有周波数帯域幅が半分となっている。対して誤り率では、無線通信の許容誤り率である１０−３で３ｄＢの劣化が見られる。また２５６ＱＡＭと多重化１６ＱＡＭは周波数利用効率が同等となっている。周波数利用効率が同等だが、２５６ＱＡＭの方が約１０ｄＢ劣化していることから、２５６ＱＡＭよりも誤り率特性が優れているといえる。 In FIG. 19, the error rate characteristics of OFDM signals with primary modulation of 16QAM and 256QAM and OFDM signals multiplexed with primary modulation of 16QAM are shown in the same graph. 16QAM and multiplexed 16QAM have the same data rate, and multiplexing occupies half the occupied frequency bandwidth. On the other hand, in the error rate, degradation of 3 dB is observed at 10 −3 that is an allowable error rate of wireless communication. Also, 256QAM and multiplexed 16QAM have the same frequency utilization efficiency. Although the frequency utilization efficiency is the same, it can be said that 256QAM has better error rate characteristics than 256QAM because it is degraded by about 10 dB.

次に、本発明の実施の形態の効果について説明する。以下に示す表３は、本発明の実施の形態の効果を整理したものである。   Next, effects of the embodiment of the present invention will be described. Table 3 shown below summarizes the effects of the embodiment of the present invention.


注）変調次数が１ｂｉｔ増加する毎に約３ｄＢのＣＮＲ劣化を生じる。一方、本実施の形態の技術のＣＮＲ劣化は１次変調の次数に依存しない。
Note) Each time the modulation order increases by 1 bit, CNR degradation of about 3 dB occurs. On the other hand, the CNR degradation of the technique of the present embodiment does not depend on the order of the primary modulation.

上記表３に示すように、基準となる１次変調を１６ＱＡＭ（４ｂｉｔ）とすると、従来技術で周波数利用効率を２倍にするには１シンボル当たり８ｂｉｔである２５６ＱＡＭ変調を使用することになり、ＣＮＲ劣化は１２ｄＢとなる。これと比較して本発明の実施の形態におけるＣＮＲ劣化３ｄＢはＣＮＲ換算で９ｄＢ優位になる。これは通信距離換算で３倍に相当する。   As shown in Table 3, if the primary modulation used as a reference is 16QAM (4 bits), 256QAM modulation of 8 bits per symbol is used in order to double the frequency utilization efficiency in the prior art. CNR degradation is 12 dB. Compared with this, 3 dB of CNR degradation in the embodiment of the present invention is 9 dB in terms of CNR. This corresponds to three times the communication distance.

さらに、基準となる１次変調を６４ＱＡＭ（６ｂｉｔ）とすると、従来技術で周波数利用効率を２倍にするには１シンボル当たり１２ｂｉｔである４０９６ＱＡＭ変調を使用することになり、ＣＮＲ劣化は１８ｄＢとなり、本実施の形態の技術のＣＮＲ劣化３ｄＢはＣＮＲ換算で１５ｄＢ改善されることになり、大幅に優位になることが分かる。これは通信距離換算で６倍に相当する。   Furthermore, if the primary modulation used as a reference is 64QAM (6 bits), in order to double the frequency utilization efficiency in the prior art, 4096QAM modulation of 12 bits per symbol is used, and the CNR degradation is 18 dB. It can be seen that the CNR degradation of 3 dB in the technique of the present embodiment is improved by 15 dB in terms of CNR, which is significantly superior. This corresponds to 6 times in terms of communication distance.

さらに具体的な効果を挙げると、４Ｋテレビ放送で検討されている１シンボル当たり８ｂｉｔの２５６ＱＡＭ変調と同等の情報レートを1シンボル当たり４ｂｉｔの１６ＱＡＭ変調を多重することで実現でき、４Ｋテレビ放送でありながら現状の６４ＱＡＭ変調の２Ｋテレビ放送よりも高品質なサービスで提供できると考えられる。   More specifically, the information rate equivalent to 8-bit 256QAM modulation per symbol studied in 4K television broadcasting can be realized by multiplexing 4 bit 16QAM modulation per symbol, which is 4K television broadcasting. However, it is considered that it can be provided with a higher quality service than the current 64QAM modulated 2K television broadcast.

なお、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。   Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications and applications are possible without departing from the gist of the present invention.

例えば、上記実施の形態では、通信システムは無線通信を行う場合を例に説明したが、これに限定されるものではなく、光通信、有線通信に用いられる通信システムに適用してもよい。   For example, in the above-described embodiment, the case where the communication system performs wireless communication has been described as an example. However, the communication system is not limited thereto, and may be applied to a communication system used for optical communication and wired communication.

また、上記実施の形態では、直交変調の処理において、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波に基づいて搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する場合を例に説明したが、これに限定されるものではない。   In the above embodiment, the case where the carrier band OFDM signal is generated based on the first carrier and the second carrier having different frequencies in the orthogonal modulation processing has been described as an example. However, the present invention is not limited to this. It is not something.

例えば、送信装置は、図２０に示すように、第１系統演算部１１と第２系統演算部１２とにおいて、直交変調部１１６及び直交変調部２１６の処理では同一の周波数ｆｃの搬送波を用いて搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、ＩＦ−ＲＦ変換部１１８及びＩＦ−ＲＦ変換部２１８での中間周波数帯におけるアップコンバージョンのための乗算において、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波を用いてもよい。 For example, transmission device, as shown in FIG. 20, in a first system computing unit 11 second system operational section 12., using a carrier wave of the same frequency f c in the process of the orthogonal modulator 116 and the orthogonal modulation section 216 The first carrier wave and the second carrier wave having different frequencies in the multiplication for up-conversion in the intermediate frequency band in the IF-RF converter 118 and IF-RF converter 218 by generating a carrier band OFDM signal May be used.

また、上記実施の形態では、第１系統のＯＦＤＭ信号と第２系統のＯＦＤＭ信号との多重として、上記図１及び上記図５を例に説明したが、これに限定されるものではなく、周波数の異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波を用いて、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、重ならないような多重であれば、どのような多重であってもよい。そのため、第１系統の搬送波の周波数と、第２系統の搬送波の周波数とは、上記式（１）に限定されるものではなく、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、重ならないような多重であれば、どのような多重であってもよい。   In the above-described embodiment, the multiplexing of the first system OFDM signal and the second system OFDM signal has been described with reference to FIG. 1 and FIG. 5 as an example, but the present invention is not limited to this. The first system carrier and the second system carrier, which are different from each other, may be multiplexed such that each subcarrier of the first system OFDM signal and each subcarrier of the second system OFDM signal do not overlap each other. Any multiplexing may be used. Therefore, the frequency of the carrier of the first system and the frequency of the carrier of the second system are not limited to the above formula (1), and each of the subcarriers of the OFDM signal of the first system and the second system Any multiplexing may be used as long as it does not overlap each subcarrier of the OFDM signal.

１ 通信システム
１０ 送信装置
１１ 第１系統演算部
１２ 第２系統演算部
１５ 第１系統演算部
１６ 第２系統演算部
２０ 受信装置
１１６ 直交変調部
１１８ 変換部
２１６ 直交変調部
２１８ 変換部
３００ 加算器
３０４ 送信部
４００ 受信部
５００ サンプリング部
５０２ 分離部
５０４ 乗算器
５０６ 乗算器
５１１ 平均化部
５１２ ＦＦＴ部
６００ サンプリング部
６０２ 分離部
６０４ 乗算器
６０６ 乗算器
６１１ 平均化部
６１２ ＦＦＴ部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Communication system 10 Transmission apparatus 11 1st system calculating part 12 2nd system calculating part 15 1st system calculating part 16 2nd system calculating part 20 Receiving device 116 Orthogonal modulation part 118 Conversion part 216 Orthogonal modulation part 218 Conversion part 300 Adder 304 Transmitting Unit 400 Receiving Unit 500 Sampling Unit 502 Separating Unit 504 Multiplier 506 Multiplier 511 Averaging Unit 512 FFT Unit 600 Sampling Unit 602 Separating Unit 604 Multiplier 606 Multiplier 611 Averaging Unit 612 FFT Unit

Claims (11)

送信データから、シンボル時間が等しい第１系統のベースバンドＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、
前記第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波とに基づいて、
前記第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と前記第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように、前記第１系統のベースバンドＯＦＤＭと前記第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、かつ、前記第２系統のベースバンドＯＦＤＭと前記第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、
前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化してＯＦＤＭ信号を生成する生成手段と、
前記生成手段によって生成された前記ＯＦＤＭ信号を送信信号として送信する送信手段と、
を含む送信装置。 Generating a first system baseband OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal and a second system baseband OFDM signal having the same symbol time from the transmission data;
Based on the first system baseband OFDM signal and the second system baseband OFDM signal, and the first system carrier and the second system carrier having different frequencies,
The base of the first system is such that each of the subcarriers of the OFDM signal of the first system and each of the subcarriers of the OFDM signal of the second system are alternately arranged on the frequency axis of the carrier frequency band. A first system carrier band OFDM signal is generated from band OFDM and the first system carrier, and a second system carrier band OFDM signal is generated from the second system baseband OFDM and second system carrier. Produces
Generating means for generating an OFDM signal by multiplexing the first system of carrier band OFDM signals and the second system of carrier band OFDM signals;
Transmitting means for transmitting the OFDM signal generated by the generating means as a transmission signal;
A transmission device including: 前記第１系統の搬送波と前記第２系統の搬送波との周波数差が、シンボル時間の逆数を表すシンボルレートの１／２倍の奇数倍となるように予め設定され、
前記生成手段は、前記第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と前記第１系統の搬送波とを乗算して、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、
前記第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と前記第２系統の搬送波とを乗算して、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、
前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを加算して、前記ＯＦＤＭ信号を生成する
請求項１に記載の送信装置。 The frequency difference between the carrier wave of the first system and the carrier wave of the second system is set in advance to be an odd multiple of ½ times the symbol rate representing the reciprocal of the symbol time,
The generating means multiplies the baseband OFDM signal of the first system and the carrier wave of the first system to generate the carrier band OFDM signal of the first system,
Multiplying the second system baseband OFDM signal and the second system carrier to generate the second system carrier band OFDM signal;
The transmission apparatus according to claim 1, wherein the OFDM signal is generated by adding the carrier band OFDM signal of the first system and the carrier band OFDM signal of the second system. 前記第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々の周波数は、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する際に前記第１系統の搬送波の周波数よりも高くなるように予め設定され、
前記第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々の周波数は、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する際に前記第２系統の搬送波の周波数よりも低くなるように予め設定される
請求項１又は請求項２に記載の送信装置。 The frequency of each subcarrier of the first system OFDM signal is preset to be higher than the frequency of the first system carrier when generating the first system carrier band OFDM signal,
The frequency of each subcarrier of the second-system OFDM signal is set in advance to be lower than the frequency of the second-system carrier wave when generating the second-system carrier band OFDM signal. The transmission device according to claim 1 or 2. 請求項１〜請求項３の何れか１項に記載の送信装置によって送信された前記送信信号を受信信号として受信する受信手段と、
前記受信手段によって受信された前記受信信号をＡＤ（Analog-to-digital）変換することによりデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する変換手段と、
前記変換手段によって得られた前記デジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、前記シンボル時間毎に切り出し、前記第１系統の搬送波の周波数と前記第２系統の搬送波の周波数との周波数差に基づいて、前記シンボル時間毎に切り出した前記ＯＦＤＭ信号を、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とへ分離する分離手段と、
を含む受信装置。 Receiving means for receiving the transmission signal transmitted by the transmission apparatus according to any one of claims 1 to 3 as a reception signal;
Converting means for converting the received signal received by the receiving means into a digital carrier band OFDM signal by performing AD (Analog-to-digital) conversion;
The digital carrier band OFDM signal obtained by the converting means is cut out at each symbol time, and the symbol is based on the frequency difference between the carrier frequency of the first system and the frequency of the carrier of the second system. Separating means for separating the OFDM signal cut out every time into the carrier band OFDM signal of the first system and the carrier band OFDM signal of the second system;
Including a receiving device. 前記分離手段は、前記ＯＦＤＭ信号と、前記ＯＦＤＭ信号を前記第１系統の搬送波の半周期の奇数倍の時間遅延させて得られた信号とを加算して、前記ＯＦＤＭ信号から、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る
請求項４に記載の受信装置。 The separating means adds the OFDM signal and a signal obtained by delaying the OFDM signal by an odd multiple of a half cycle of the carrier wave of the first system, and from the OFDM signal, the first system The receiving apparatus according to claim 4, wherein the second carrier band OFDM signal is obtained by removing the second carrier band OFDM signal. 前記分離手段は、前記ＯＦＤＭ信号と、前記ＯＦＤＭ信号を前記第２系統の搬送波の半周期の奇数倍の時間遅延させて得られた信号とを加算して、前記ＯＦＤＭ信号から、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る
請求項４に記載の受信装置。 The separation means adds the OFDM signal and a signal obtained by delaying the OFDM signal by an odd multiple of a half cycle of the carrier wave of the second system, and from the OFDM signal, the second system The receiving apparatus according to claim 4, wherein the first carrier-band OFDM signal is obtained by removing the first carrier-band OFDM signal. 前記分離手段は、前記ＯＦＤＭ信号から、前記ＯＦＤＭ信号を前記第１系統の搬送波の１周期の整数倍の時間遅延させて得られた信号を減算して、前記ＯＦＤＭ信号から、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る
請求項４に記載の受信装置。 The separating means subtracts a signal obtained by delaying the OFDM signal by an integral multiple of one period of the first carrier wave from the OFDM signal, and subtracts the signal from the OFDM signal from the first signal. The receiving apparatus according to claim 4, wherein a carrier band OFDM signal of the second system is obtained by removing a carrier band OFDM signal. 前記分離手段は、前記ＯＦＤＭ信号から、前記ＯＦＤＭ信号を前記第２系統の搬送波の１周期の整数倍の時間遅延させて得られた信号を減算して、前記ＯＦＤＭ信号から、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る
請求項４に記載の受信装置。 The separating means subtracts a signal obtained by delaying the OFDM signal by an integral multiple of one period of the carrier wave of the second system from the OFDM signal, and subtracts the signal of the second system from the OFDM signal. The receiving apparatus according to claim 4, wherein a carrier band OFDM signal is removed to obtain a carrier band OFDM signal of the first system. 前記分離手段によって得られた前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する直交復調手段と、
前記直交復調手段によって生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号のシンボル毎に、前記ベースバンドＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を行うフーリエ変換手段と、を更に含む
請求項４に記載の受信装置。 The first system baseband OFDM signal is generated from the first system carrier band OFDM signal obtained by the separating means, and the second system baseband OFDM signal is generated from the second system carrier band OFDM signal. Orthogonal demodulation means for generating a signal;
The receiving apparatus according to claim 4, further comprising Fourier transform means for performing Fourier transform on the baseband OFDM signal for each symbol of the baseband OFDM signal generated by the orthogonal demodulation means. 平均化手段を更に含み、
前記変換手段は、前記受信手段によって受信された前記受信信号のサンプリングによりＡＤ（Analog-to-digital）変換を行う際に、シンボル毎のサンプリング数を、フーリエ変換の演算サイズを表すポイント数のＮ倍として、前記受信信号をサンプリングすることによりデジタルの前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換し、
前記平均化手段は、シンボル毎に、前記フーリエ変換手段の各ポイントに対応する前記ベースバンドＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサンプリング点の値の平均値を算出し、
前記フーリエ変換手段は、前記シンボル毎に、前記平均化手段によって得られた、前記フーリエ変換のポイントの各々について算出された前記ベースバンドＯＦＤＭ信号の平均値に対してフーリエ変換を行う
請求項９に記載の受信装置。 Further comprising averaging means;
When performing the AD (Analog-to-digital) conversion by sampling the received signal received by the receiving means, the converting means converts the number of samplings for each symbol to N of points representing the operation size of Fourier transform. As a fold, the received signal is sampled and converted to the digital carrier band OFDM signal,
The averaging means calculates, for each symbol, an average value of values of a plurality of sampling points included in the baseband OFDM signal corresponding to each point of the Fourier transform means,
The Fourier transform unit performs Fourier transform on an average value of the baseband OFDM signal calculated for each of the points of the Fourier transform obtained by the averaging unit for each symbol. The receiving device described. 請求項１〜請求項３の何れか１項に記載の送信装置と、
請求項４〜請求項１０の何れか１項に記載の受信装置と、
を含む通信システム。 The transmission device according to any one of claims 1 to 3,
The receiving device according to any one of claims 4 to 10,
A communication system including:
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