JP2017118300A - 周波数特性補正回路 - Google Patents

Abstract

【課題】帰還信号を用いてアナログ回路の周波数特性を推定し、その周波数特性を補正する周波数特性補正回路を提供すること
【解決手段】本発明の周波数特性補正回路は、設定精度の範囲内で振幅または位相の少なくとも一方が等しいマルチトーン信号を出力する信号源３と、マルチトーン信号及び入力信号が入力されるアナログ回路６と、アナログ回路の出力信号をフーリエ変換し、周波数スペクトラムを算出するフーリエ変換部８と、フーリエ変換部が算出した周波数スペクトラムから１つの信号を基準信号として抽出し、基準信号で周波数スペクトラムを規格化し、周波数スペクトラムの周波数偏差を求める周波数偏差計算回路９と、周波数偏差計算回路が算出した周波数偏差の逆特性を算出する補正特性計算回路１０と、入力信号に補正特性計算回路が算出した逆特性を与える周波数偏差補正回路１３とを備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、無線送受信機における周波数特性を補正する回路に関する。

一般に、無線送受信機を構成するアナログ回路は、周波数特性を有する。周波数特性とは、アナログ回路における通過振幅または通過位相の周波数依存性であり、一定ではない。送信信号の信号帯域において、アナログ回路の通過利得または通過位相の周波数偏差が大きい場合、送信信号の品質が劣化する。そこで、アナログ回路の周波数特性をディジタル信号処理により補正する手法がある。
例えば、特許文献１には、マルチキャリア信号源を用いてアナログ回路の周波数特性を推定し、推定後の周波数特性から補正特性を算出する周波数特性補正送信機が述べられている。

特許文献１の周波数特性補正送信機では、マルチキャリア信号源が出力した信号を２つに分け、一方の信号を発振信号として周波数軸変換部に入力し、他方の信号をアナログ回路に入力する。アナログ回路を通過して戻ってきた信号を帰還信号とする。発振信号及び帰還信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理し、それぞれの周波数スペクトラムを求める。そして、発振信号の周波数スペクトラムと帰還信号の周波数スペクトラムとを比較することにより、アナログ回路の周波数特性を求めている。

特開２０１２−２４４２９４号公報

しかしながら、特許文献１の周波数特性補正送信機は、発振信号及び帰還信号に対してＦＦＴ処理を行い、両信号を比較することにより周波数特性を推定している。そのため、ＦＦＴ処理を行う回路が２つ必要であり、ディジタル回路の回路規模が大きくなる課題があった。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、帰還信号を用いてアナログ回路の周波数特性を推定し、その周波数特性を補正する周波数特性補正回路を提供することを目的とする。

本発明の周波数特性補正回路は、設定精度の範囲内で振幅または位相の少なくとも一方が等しいマルチトーン信号を出力する信号源と、マルチトーン信号及び入力信号が入力されるアナログ回路と、アナログ回路の出力信号をフーリエ変換し、周波数スペクトラムを算出するフーリエ変換部と、フーリエ変換部が算出した周波数スペクトラムから１つの信号を基準信号として抽出し、基準信号で周波数スペクトラムを規格化し、周波数スペクトラムの周波数偏差を求める周波数偏差計算回路と、周波数偏差計算回路が算出した周波数偏差の逆特性を算出する補正特性計算回路と、入力信号に補正特性計算回路が算出した逆特性を与える周波数偏差補正回路とを備える。

本発明によれば、帰還信号を用いてアナログ回路の周波数特性を推定することができるため、発振信号に対してＦＦＴ処理を行う回路を不要にできる効果がある。

この発明の実施の形態１に係る周波数特性補正回路の一構成例を示す構成図である。 この発明の実施の形態１に係るマルチトーン信号の周波数スペクトラムを示す周波数特性図である。 この発明の実施の形態１に係る高周波増幅器の出力信号の周波数スペクトラムを示す周波数特性図である。 この発明の実施の形態１に係る周波数偏差計算回路の動作手順の一例を表すフローチャートである。 この発明の実施の形態１に係るΔＧ_ｎの周波数特性を示す周波数特性図である。 この発明の実施の形態１に係る補正特性計算回路の計算手順の一例を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１に係る補正特性Ｃ_{ｎ_ｃｏｍｐ，ｎ}を示す周波数特性図である。 この発明の実施の形態１に係る周波数偏差補正回路の一構成例を示す構成図である。 この発明の実施の形態２に係る周波数特性補正回路の一構成例を示す構成図である。 この発明の実施の形態２に係る周波数特性補正回路の他の構成例を示す構成図である。

実施の形態１.
図１は、この発明の実施の形態１に係る周波数特性補正回路の一構成例を示す構成図である。
本周波数特性補正回路は、入力端子１、出力端子２、マルチトーン信号源３、スイッチ４、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）変換器５、高周波増幅器６、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）変換器７、ＦＦＴ回路８（フーリエ変換部の一例）、周波数偏差計算回路９、補正特性計算回路１０、タップ係数計算回路１１、及び周波数偏差補正回路１２を備える。本実施の形態では、アナログ回路として高周波増幅器６を用いている。また、高周波増幅器６以外の回路は、理想的な周波数特性を持ち、振幅及び位相の周波数偏差はないものとする。

入力端子１は、変調信号（送信信号）が入力される端子である。入力端子１は、周波数偏差補正回路１２に接続される。

出力端子２は、高周波増幅器６の周波数特性を補正した変調信号が出力される出力端子である。出力端子２は、高周波増幅器６に接続される。

マルチトーン信号源３は、周波数の異なる複数の正弦波（マルチトーン信号）を出力するマルチトーン信号源である。マルチトーン信号源３は、スイッチ４接続される。マルチトーン信号源３は、スイッチ４に、周波数の異なる複数の正弦波をスイッチ４に出力する。マルチトーン信号源３は、周波数偏差計算回路９に接続され、マルチトーン信号の振幅値及び位相値を周波数偏差計算回路９に出力するようにしても良い。

スイッチ４は、Ｄ／Ａ変換器５の接続先を周波数偏差補正回路１２またはマルチトーン信号源３に切り替えるスイッチである。スイッチ４は、周波数偏差補正回路１２、マルチトーン信号源３、及びＤ／Ａ変換器５に接続される。スイッチ４は、Ｄ／Ａ変換器５の接続先を周波数偏差補正回路１２にした場合、周波数偏差補正回路１２を通過した変調信号をＤ／Ａ変換器５に出力し、Ｄ／Ａ変換器５の接続先をマルチトーン信号源３にした場合、マルチトーン信号をＤ／Ａ変換器５に出力する。

Ｄ／Ａ変換器５は、ディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。Ｄ／Ａ変換器５は、スイッチ４及び高周波増幅器６に接続される。Ｄ／Ａ変換器５は、周波数偏差補正回路１２が出力したディジタル信号、またはマルチトーン信号源３がマルチトーンのディジタル信号をアナログ信号に変換し、高周波増幅器６に出力する。

高周波増幅器６は、変調信号またはマルチトーン信号を増幅する高周波増幅器である。高周波増幅器６は、Ｄ／Ａ変換器及び出力端子２に接続される。高周波増幅器６は、Ｄ／Ａ変換器５が出力する変調信号またはマルチトーン信号を増幅し、増幅した信号を出力端子２及びＡ／Ｄ変換器７に出力する。

Ａ／Ｄ変換器７は、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器である。Ａ／Ｄ変換器７は、高周波増幅器６及び出力端子２に接続される。Ａ／Ｄ変換器７は、高周波増幅器６を通過したマルチトーン信号をディジタル信号に変換し、ＦＦＴ回路８に出力する。

ＦＦＴ回路８は、入力信号をＦＦＴ処理するＦＦＴ回路である。ＦＦＴ回路８は、Ａ／Ｄ変換器７及び周波数偏差計算回路９に接続される。ＦＦＴ回路８は、入力されたディジタル信号を高速フーリエ変換し、入力信号の周波数スペクトラムを算出し、算出した周波数スペクトラムを周波数偏差計算回路９に出力する。

周波数偏差計算回路９は、高周波増幅器６を通過した信号の周波数偏差を算出する周波数偏差計算回路である。周波数偏差計算回路９は、ＦＦＴ回路８及び補正特性計算回路１０に接続される。周波数偏差計算回路９は、ＦＦＴ回路８が出力した周波数スペクトラムから、高周波増幅器６の周波数偏差を算出し、算出した周波数偏差を補正特性計算回路１０に出力する。なお、周波数偏差計算回路９は、マルチトーン信号源３が出力するマルチトーン信号の振幅値及び位相値を記憶したメモリを有し、記憶した振幅値及び位相値と、ＦＦＴ回路８が出力した周波数スペクトラムとを比較し、高周波増幅器６を通過した信号の周波数偏差を算出するようにしても良い。

補正特性計算回路１０は、周波数偏差計算回路９が算出した高周波増幅器６の周波数偏差を補正する補正特性を算出する補正特性計算回路である。補正特性計算回路１０は、周波数偏差計算回路９及びタップ係数計算回路１１に接続される。補正特性計算回路１０は、周波数偏差計算回路９が算出した高周波増幅器６の周波数偏差の逆特性を算出し、算出した逆特性をタップ係数計算回路１１に出力する。

タップ係数計算回路１１は、補正特性計算回路１０が算出した高周波増幅器６の逆特性からデジタルフィルタのタップ係数を算出するタップ係数計算回路である。タップ係数計算回路１１は、補正特性計算回路１０及び周波数偏差補正回路１２に接続される。タップ係数計算回路１１は、補正特性計算回路１０が算出した高周波増幅器６の逆特性から、デジタルフィルタでその逆特性再現するのに用いられるタップ係数を算出し、算出したタップ係数を周波数偏差補正回路１２に出力する。

周波数偏差補正回路１２は、タップ係数計算回路１１が算出したタップ係数を用いて、高周波増幅器６の周波数偏差を補正する周波数偏差を送信信号に与える周波数偏差補正回路である。周波数偏差補正回路１２は、入力端子１、スイッチ４、及びタップ係数計算回路１１に接続される。周波数偏差補正回路１２は、タップ係数計算回路１１が算出したタップ係数を用いて、高周波増幅器６と逆の周波数偏差を入力端子１から入力される変調信号に与えて、高周波増幅器６の周波数偏差を補正する。周波数偏差補正回路１２は、高周波増幅器６と逆の周波数偏差を与えた変調信号をスイッチ４に出力する。例えば、周波数偏差補正回路１２は、トランスバーサル型ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタなどのデジタルフィルタで構成される。

マルチトーン信号源３、ＦＦＴ回路８、周波数偏差計算回路９、補正特性計算回路１０、タップ係数計算回路１１、及び周波数偏差補正回路１２は、例えばＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙ）内のメモリ及び論理回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、マイコン（マイクロコンピュータ）などで構成される。

次に、この発明に実施の形態１に係る周波数特性補正回路の動作について説明する。

まず、スイッチ４は、マルチトーン信号源３とＤ／Ａ変換器５とを接続する。マルチトーン信号源３は、設定精度の範囲内で同振幅かつ同位相の周波数の異なる１６本の正弦波を出力する。具体的には、マルチトーン信号源３は、次式で表すマルチトーン信号をＤ／Ａ変換器５に出力する。ここで、設定精度は、Ｄ／Ａ変換器の有効ビット数により決まる。例えば、有効ビット数が１０である場合、マルチトーン信号の振幅は、０．１%の範囲で一致する。また、マルチトーン信号を構成する各信号の振幅差が±０．１ｄＢの範囲であれば、一般的な無線機において周波数特性の影響は十分無視できるため、設定精度内で同振幅とみなせる。

図２は、この発明の実施の形態１に係るマルチトーン信号の周波数スペクトラムを示す周波数特性図である。
図２の縦軸は、振幅または位相であり、横軸は周波数である。マルチトーン信号を構成する各周波数の信号は、同一の振幅値かつ同一の位相値である。以下、振幅を例に説明するが、位相であっても原理は同じである。

Ｄ／Ａ変換器５は、マルチトーン信号ｓをアナログ信号に変換し、変換した信号を高周波増幅器６に出力する。

高周波増幅器６は、マルチトーン信号を増幅するが、高周波増幅器６が有する周波数特性により、マルチトーン信号の振幅及び位相の周波数特性は、図２に示すもとのマルチトーン信号の周波数特性から変化する。

図３は、この発明の実施の形態１に係る高周波増幅器６の出力信号の周波数スペクトラムを示す周波数特性図である。
縦軸は、振幅であり、横軸は周波数である。マルチトーン信号源３が出力するマルチトーン信号は、周波数に対して同一の振幅値かつ同一の位相値であるが、高周波増幅器６は、周波数特性を有するため、高周波増幅器６が増幅したマルチトーン信号は、図３に示すような周波数特性を持つ。高周波増幅器６は、増幅したマルチトーン信号を出力端子２及びＡ／Ｄ変換器７に出力する。

Ａ／Ｄ変換器７は、高周波増幅器６の出力信号をディジタル信号に変換し、変換したディジタル信号をＦＦＴ回路８に出力する。

ＦＦＴ回路８は、Ａ／Ｄ変換器７が出力したディジタル信号を高速フーリエ変換し、高速フーリエ変換して得られた周波数スペクトラム信号を周波数偏差計算回路９に出力する。ここで、ＦＦＴ回路８が出力する周波数スペクトラム信号は、下記で示すように、複素数の値を持つ。また、周波数スペクトラム信号は、マルチトーン信号源３が出力するマルチトーン信号と同じ周波数成分を有する。ここでは、ＦＦＴ回路８は、マルチトーン信号源３が出力する１６本の正弦波の周波数と同じ周波数成分を持つように、Ａ／Ｄ変換器７が出力したディジタル信号を高速フーリエ変換する。

図４は、この発明の実施の形態１に係る周波数偏差計算回路９の動作手順の一例を表すフローチャートである。
まず、ステップＳ１０１において、周波数偏差計算回路９は、入力された周波数スペクトラム信号から基準となる信号を１つ抽出する。例えば、基準となる信号として、中心周波数の信号または各トーン信号の振幅の平均値に最も近い振幅をもつ信号を選択する。ここでは、周波数ｆ_７の信号を基準信号とする。抽出する基準信号は、ｆ_７でなくても良いが、マルチトーン信号源３が生成した信号の周波数（ｆ_１〜ｆ_１６）に対応するものから選ぶ必要がある。

次に、ステップＳ１０２において、周波数偏差計算回路９は、抽出した基準信号で他の信号を規格化することで、周波数偏差特性を求める。そして、周波数偏差計算回路９は、求めた周波数偏差特性を補正特性計算回路１０に出力し、処理を終了する。以下、周波数偏差を求める具体的な手順を説明する。各周波数に対する信号は、振幅をＡ_ｎ、位相をΦ_ｎとすると、以下の式で表される。ｎは、マルチトーン信号の周波数に対応する番号である。

ｆ_７に対応する信号は、以下の式で表される。

ｆ_１に対応する信号は、以下の式で表される。

ｆ_７の信号と他の信号との偏差は、以下の式で表される。周波数偏差計算回路９は、基準信号（Ｃ_７）で他の信号（Ｃ_ｎ）を除算し、除算した結果の振幅と位相から入力信号の周波数偏差を計算する。

ΔＧ_ｎは、振幅の偏差である。Δφ_ｎは、位相の偏差であり、ｆ_７の信号の位相と他の信号の位相との差分である。

図５は、この発明の実施の形態１に係るΔＧ_ｎの周波数特性を示す周波数特性図である。
図５の縦軸は、ΔＧ_ｎであり、横軸は周波数である。図５に示すように、周波数偏差計算回路９は、ｆ_７の信号で全ての信号を規格化し、高周波増幅器６の周波数偏差を求める。このように、ある１つの信号に対して全ての信号を規格化することで、周波数偏差は１付近の値なる。これにより、周波数偏差の逆特性に対応するタップ係数を求める際、その値が１に近い値となるため、例えばＦＩＲフィルタをＦＰＧＡ等で実現した場合、丸め誤差を小さくすることができる。ＦＰＧＡでは、一般的に固定小数点で計算を行うため、周波数偏差が、小数点が置かれる桁に対して大きな値であったり、小さな値であったりすると、演算の際に丸め誤差が大きくなるからである。

ここで、周波数偏差計算回路９は、マルチトーン信号源３が同振幅かつ同位相の複数の正弦波を出力することを前提に、基準信号で各周波数の信号を除算し、入力信号の周波数偏差を求めた。しかし、周波数偏差計算回路９とマルチトーン信号源３とが接続されており、マルチトーン信号の振幅値及び位相値がマルチトーン信号源３から周波数偏差計算回路９に送信され、送信された振幅値及び位相値に基づいて周波数偏差計算回路９は、マルチトーン信号の周波数スペクトラムを生成し、生成した周波数スペクトラムとＦＦＴ回路８が算出した周波数スペクトラムとを比較することで高周波増幅器６の周波数偏差を求めても良い。

補正特性計算回路１０は、周波数偏差計算回路９が算出した周波数偏差Ｃ_ｎ,7を用いて、以下のように補正特性を計算し、その計算結果をタップ係数計算回路１１に出力する。

図６は、この発明の実施の形態１に係る補正特性計算回路１０の計算手順の一例を示すフローチャートである。
まず、ステップＳ２０１において、補正特性計算回路１０は、式（８）から高周波増幅器６の群遅延τ_ｇｄを求める。なお、ここでは、群遅延τ_ｇｄを求める際に、Ｃ_ｎ+1、Ｃ_ｎ、ｆ_ｎ+1、ｆ_ｎ（ｎ＝７）を用いたが、ｎは１〜１５のどの値でも良い。また、Ｃ_ｎ−1、Ｃ_ｎ、ｆ_ｎ−1、ｆ_ｎからτ_ｇｄを求めても良く、その場合、ｎ＝２〜１６のどの値でも良い。
次に、ステップＳ２０２において、補正特性計算回路１０は、周波数偏差補正回路１２により高周波増幅器６の周波数特性を補正した後の信号に対する群遅延特性を仮定する。具体的には、式（９）から、周波数偏差補正回路１２の群遅延と高周波増幅器６の群遅延とを合わせた群遅延τ_{gd_comp}を求める。式（９）において、（Ｎ−１）／（２Ｆ_ｓ）は、後述するが、周波数偏差補正回路１２を構成するトランスバーサル型ＦＩＲフィルタの群遅延であり、τ_gdは高周波増幅器６の群遅延である。Ｎは、ＦＩＲフィルタのタップ数であり、Ｆ_ｓは、ＦＩＲフィルタのサンプリング周波数である。
次に、ステップＳ２０３において、補正特性計算回路１０は、補正後の信号特性、つまり周波数偏差のない理想的な信号特性を求める。具体的には、式（１０）からＬ_ｎを求める。Ｌ_ｎは、周波数偏差のない理想的な信号である。そして、補正特性計算回路１０は、理想的な信号特性Ｌ_ｎを高周波増幅器６の周波数特性を表すＣ_ｎ,7で除算することにより、高周波増幅器６の周波数特性を補正する逆特性を求める。具体的には、式（１１）から補正特性Ｃ_{ｎ_ｃｏｍｐ,ｎ}を計算する。補正特性計算回路１０は、Ｃ_{ｎ_ｃｏｍｐ,ｎ}をタップ係数計算回路１１に出力し、処理を終了する。

このように、補正特性計算回路１０は、高周波増幅器６の群遅延及びＦＩＲフィルタの群遅延を考慮して周波数偏差のない理想的な信号特性を仮定し、それを高周波増幅器６の周波数特性で除算し、補正特性を求める。これにより、ＦＩＲフィルタで設定可能な補正特性を算出できる。高周波増幅器６の群遅延及びＦＩＲフィルタの群遅延を考慮しない場合、つまり式（９）の右辺が０である場合、ＦＩＲフィルタは、負の群遅延を有する周波数偏差を設定しなければならず、補正特性の設定ができない。

図７は、この発明の実施の形態１に係る補正特性Ｃ_{ｎ_ｃｏｍｐ,n}を示す周波数特性図である。
図７の縦軸は、Ｃ_{ｎ_ｃｏｍｐ,n}であり、横軸は、周波数である。図６の周波数特性は、高周波増幅器６に対する補正特性、つまり高周波増幅器６の周波数特性に対する逆特性となっている。図５に示した周波数特性と図６に示した周波数特性とを乗算すると、振幅偏差または位相偏差のない周波数特性が得られる。

なお、ここでは、式（８）、式（９）、式（１０）、及び式（１１）により補正特性Ｃ_{ｎ_ｃｏｍｐ，ｎ}を求めたが、入力信号Ｃ_ｎ,7を直接ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理した後、循環推移など適用することで補正特性を得ても良い。

タップ係数計算回路１１は、補正特性計算回路１０から入力された信号（Ｃ_{ｎ_ｃｏｍｐ，ｎ}）に対し、まず逆フーリエ変換処理を行う。逆フーリエ変換処理の結果に対して、窓関数として、例えば式（１２）で表されるハン窓を適用する。なお、窓関数はハン窓である必要はなく、ハミング窓やブラックマン窓など他の窓関数を適用しても良い。

タップ係数計算回路１１は、式（１３）に示すように、式（１１）に示す１６個の数列の要素と式（１２）に示す１６個の数列の要素との乗算を行うことでタップ係数を算出し、算出したタップ係数を周波数偏差補正回路１２に出力する。ここで、ＩＦＦＴ［Ｃ_{ｎ_ｃｏｍｐ，ｎ}］は、Ｃ_{ｎ_ｃｏｍｐ，ｎ}を逆フーリエ変換した関数である。

図８は、この発明の実施の形態１に係る周波数偏差補正回路１２の一構成例を示す構成図である。
周波数偏差補正回路１２は、タップ数Ｎのトランスバーサル型ＦＩＲフィルタで構成されている。 周波数偏差補正回路１２は、入力端子１２０、遅延器１２１ａ〜１２１ｏ、乗算器１２２ａ〜１２２ｎ、加算器１２３、出力端子１２４を備える。
入力端子１２０は、遅延器１２１ａおよび乗算器１２２ａに接続され、遅延器１２１ａの出力端子は、遅延器１２１ｂ及び乗算器１２２ｂに接続される。遅延器１２１ａと同様に、遅延器１２１ｂの出力端子は、遅延器１２１ｃ及び乗算器１２２ｃに接続される。遅延器１２１ｃ以下についても、遅延器１２１ａ及び遅延器１２１ｂと同様に、次の遅延器及び乗算器に接続される。以上のように、周波数偏差補正回路１２は、はしご形の回路構成となっており、乗算器１２２ａ〜１２２ｎの出力端子は、加算器１２３に接続される。乗算器１２２への入力係数ＴＡＰ_ｎはタップ係数と呼ばれる重み付け係数であり、このタップ係数によりＦＩＲフィルタの周波数特性が一意に定まる。

周波数偏差補正回路１２は、タップ係数計算回路１１が出力した信号をトランスバーサル型ＦＩＲフィルタのタップ係数（ＴＡＰ_１〜ＴＡＰ_１６）に設定する。入力端子１２０に送信信号が入力されると、それぞれの遅延器は、時刻（ｎ−１）Ｔｓに入力された信号を、時刻ｎＴｓに出力する。乗算器１２２ａ〜１２２ｎは、遅延器１２１ａ〜１２１ｏが遅延を加えたそれぞれの送信信号に対して、タップ係数により重み付を行い、加算器１２３は重みづけされた信号の加算を行う。これにより、周波数偏差補正回路１２は、送信信号に対してＦＩＲフィルタのもつ周波数特性を付加することができる。以上のように動作することにより、周波数偏差補正回路１２は、高周波増幅器６の周波数特性の逆特性を有するフィルタとして動作する。

次に、スイッチ４は、マルチトーン信号源３から周波数偏差補正回路１２に信号経路を切り替え、周波数偏差補正回路１２の出力信号がＤ/Ａ変換器５へ出力されるようにする。

送信信号は、入力端子１を介して周波数偏差補正回路１２に入力される。ここで、周波数偏差補正回路１２は、高周波増幅器６の逆特性を表すフィルタ特性を有しているので、送信信号に高周波増幅器６の周波数特性を補正する成分を付加する。

周波数偏差補正回路１２の出力信号は、スイッチ４及びＤ/Ａ変換器５を通過して高周波増幅器６に入力される。

高周波増幅器６は、自身の周波数特性により入力信号の周波数特性を変化させるが、周波数偏差補正回路１２により入力信号は高周波増幅器６と逆の周波数特性を有するため、高周波増幅器の持つ周波数特性は相殺される。したがって、高周波増幅器６の出力信号は、入力端子１から入力される送信信号と同じ周波数特性を持つ。

以上のように、実施の形態１によれば、高周波増幅器６を通過したマルチトーン信号である帰還信号のなかから、一つの信号を基準信号として抽出し、基準信号で帰還信号を規格化し、高周波増幅器６の周波数特性を求めるので、発振信号をＦＦＴ処理する必要がなく、一つのＦＦＴ処理回路で高周波増幅器６の周波数特性を補正することができる。これにより、ディジタル回路の小形化を図ることができる。

なお、ここでは、アナログ回路の例として高周波増幅器６を用いたが、フィルタ、可変増幅器、移相器等であっても、その周波数特性を補正することが可能である。また、生成するマルチトーン信号を周波数の異なる１６の正弦波を用いて表したが、本実施の形態はこれに限られるものではなく、任意の数の正弦波を用いることが可能である。

また、本実施の形態においてＤ/Ａ変換器５と高周波増幅器６との間に周波数変換器が付加され、Ｄ/Ａ変換器５の出力信号を周波数変換した信号を高周波増幅器６に入力する場合でも、周波数変換器で周波数変換された信号をＡ/Ｄ変換器７でアンダーサンプリング技術等を用いて量子化することにより、新たに付加された周波数変換器および高周波増幅器６の周波数特性を補正できる。

実施の形態２．
実施の形態２は、Ｄ／Ａ変換器５及びＡ／Ｄ変換器７が周波数特性を有していても、高周波増幅器６の周波数特性を求めることができる構成についての実施の形態である。

図９は、この発明の実施の形態２に係る周波数特性補正回路の一構成例を示す構成図である。
図９において図１と同一の符号は、同一または相当の部分を示している。実施の形態２では、Ｄ／Ａ変換器５の後段にスイッチ１３を設け、Ａ／Ｄ変換器７の前段にスイッチ１４を設けている点が実施の形態１と異なる。

スイッチ１３は、Ｄ／Ａ変換器５の接続先を高周波増幅器６またはスイッチ１４に切り替えるスイッチである。スイッチ１３は、例えば、ＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｄｏｕｂｌｅ Ｔｈｒｏｗ）スイッチであり、入力端子がＤ／Ａ変換器５に接続され、一方の出力端子が高周波増幅器６に接続され、他方の出力端子（切り替え端子）がスイッチ１４に接続される。スイッチ１３は、Ｄ／Ａ変換器５の出力信号の出力先を高周波増幅器６またはスイッチ１４に切り替える。

スイッチ１４は、Ａ／Ｄ変換器７の接続先を高周波増幅器６またはスイッチ１３に切り替えるスイッチである。スイッチ１４は、例えば、ＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｄｏｕｂｌｅ Ｔｈｒｏｗ）スイッチであり、一方の入力端子が高周波増幅器６に接続され、他方の出力端子がスイッチ１３に接続され、出力端子がＡ／Ｄ変換器７に接続される。スイッチ１３は、Ｄ／Ａ変換器５の出力信号の入力先を高周波増幅器６またはスイッチ１３に切り替える。

次に、この発明の実施の形態２に係る周波数特性補正回路の動作について説明する。
本実施の形態では、Ｄ／Ａ変換器５、Ａ／Ｄ変換器７、及び高周波増幅器６が周波数偏差を有し、その他の素子は、理想的な周波数特性を有し、周波数偏差はないものとする。

高周波増幅器６の周波数特性の算出方法及び補正方法は、実施の形態１と同様であるため、説明を省略する。ここでは、Ｄ/Ａ変換器５とＡ/Ｄ変換器７とを合わせた周波数特性を補正する方法について説明する。

Ｄ/Ａ変換器５の周波数特性をＨ_ＤＡ（ｆ_ｎ）＝Ｈ_ＤＡ、Ａ/Ｄ変換器７の周波数特性をＨ_ＡＤ（ｆ_ｎ）＝Ｈ_ＡＤ、高周波増幅器６の周波数特性をＨ_ＡＭＰ（ｆ_ｎ）＝Ｈ_ＡＭＰとする。ｆ_ｎは、マルチトーン信号のうちの一つの周波数である。

まず、スイッチ１３及びスイッチ１４の接続先を切り替え、Ｄ/Ａ変換器５の出力信号が高周波増幅器６に入力され、高周波増幅器６の出力信号がＡ/Ｄ変換器７に出力されるようにする。
この場合、周波数偏差計算回路９は、Ａ/Ｄ変換器７を介して得られた入力信号から式（１４）で与えられる周波数特性Ｈ_１を計算する。ここで、Ｈ_１＝Ｃ_Ｈ１,ｎ,7（ｎ＝１・・・１６）であり、Ｃ_Ｈ１,ｎ,7は、Ｈ_１の各周波数要素を意味し、式（５）のＣ_ｎ,7に対応する。

補正特性計算回路１０及びタップ係数計算回路１１の動作は、実施の形態１と同様であるので、説明を省略する。
周波数偏差補正回路１２は、式（１４）の周波数特性を補正するために、送信信号に対して、式（１５）に示す周波数特性Ｈ_{ｃｏｍｐ１}を付加する。式（１５）は、式（１４）の逆特性（逆周波数特性）である。Ｈ_ＤＡ ^−１は、Ｄ／Ａ変換器５の逆特性であり、Ｈ_ＡＭＰ ^−１は、高周波増幅器６の逆特性であり、Ｈ_ＡＤ ^−１は、Ａ／Ｄ変換器７の逆特性である。

周波数偏差補正回路１２が補正した送信信号は、Ｄ／Ａ変換器５及び高周波増幅器６を介して、出力端子２から出力されるため、Ｄ／Ａ変換器５及び高周波増幅器６の周波数特性（Ｈ_ＤＡ＋Ｈ_ＡＭＰ）は相殺される。しかし、この場合、Ｄ／Ａ変換器５、高周波増幅器６、及びＡ／Ｄ変換器７を合わせた周波数特性を知ることはできるが、高周波増幅器６の周波数特性を知ることはできない。また、上記の補正では、Ａ／Ｄ変換器７の逆特性（Ｈ_ＡＤ ^−１）を補正できないため、Ｈ_ＡＤ ^−１が大きい場合、送信信号に偏差が生じ、信号精度が劣化する。

次に、スイッチ１３及びスイッチ１４は、信号経路を切り替え、Ｄ／Ａ変換器５が出力したマルチトーン信号がＡ／Ｄ変換器７に出力されるようにする。この場合、周波数偏差計算回路９は、式（１６）で与えられる周波数特性Ｈ_２を計算する。 ここで、Ｈ_２＝Ｃ_Ｈ２,ｎ,7（ｎ＝１・・・１６）であり、Ｃ_Ｈ２,ｎ,7は、Ｈ_２の各周波数要素を意味し、式（５）のＣ_ｎ,7に対応する。

ここで、式（１７）に示すように、Ｈ_１とＨ_２との除算をとることで、Ｈ_ＡＭＰを計算することができる。具体的には、Ｈ_１およびＨ_２の各要素同士を除算する。つまり、Ｈ_ＡＭＰ＝Ｃ_Ｈ１,ｎ,7/Ｃ_Ｈ２,ｎ,7（ｎ＝１・・・１６）を計算する。周波数偏差補正回路１２は、Ｈ_ＡＭＰに対して実施の形態１と同様の手順で周波数特性の補正を行い、送信信号に対してＨ_ＡＭＰ ^−１を付加する。補正された送信信号は、Ｄ／Ａ変換器５及び高周波増幅器６を介して出力端子２から出力されるので、高周波増幅器の周波数特性は、相殺される。出力端子２から出力される送信信号は、Ｈ_ＤＡが付加されるが、Ｈ_ＡＭＰに比べてＨ_ＤＡが小さい場合、本構成は有効である。また、この構成では、Ｈ_ＡＭＰを算出できるので、高周波増幅器６、Ｄ／Ａ変換器５、及びＡ／Ｄ変換器７を合わせた周波数偏差が大きい場合に、高周波増幅器６の周波数偏差が大きいのか、Ｄ／Ａ変換器５及びＡ／Ｄ変換器７の周波数偏差が大きいのかを切り分けることができる。

以上のように、実施の形態２によれば、スイッチ１３及びスイッチ１４によりＤ／Ａ変換器５とＡ／Ｄ変換器７とを接続する信号経路を構成できるので、Ｄ／Ａ変換器５及びＡ／Ｄ変換器７が周波数特性を有していても、高周波増幅器６の周波数特性を求めることができる。

なお、本実施の形態においてＤ／Ａ変換器５と高周波増幅器６との間に周波数変換器が付加された場合でも、周波数変換器で周波数変換された信号をＡ/Ｄ変換器７でアンダーサンプリング技術等を用いて量子化することにより、新たに付加された周波数変換器および高周波増幅器６の周波数特性を補正できる。

図１０は、この発明の実施の形態２に係る周波数特性補正回路の他の構成例を示す構成図である。スイッチ１３と高周波増幅器６との間に発振器１５及び混合器１６からなるアップコンバージョン回路を設けている点、スイッチ１３とスイッチ１４との間にスイッチ２０を設けている点、及び高周波増幅器６の出力端子にスイッチ１７を設けており、スイッチ１７とスイッチ２０とが接続され、スイッチ１７とスイッチ１４との間に発振器１８及び混合器１９からなるダウンコンバージョン回路を設けている点が図９と異なる。

混合器１６は、発振器１５のローカル信号を用いて、Ｄ／Ａ変換器５の出力信号をアップコンバージョンして、高周波増幅器６に出力する。この場合、高周波増幅器６に加えて混合器１６の周波数特性が送信信号に付加される。しかし、スイッチ１３、スイッチ１４、スイッチ１７、及びスイッチ２０が信号経路を切り替えることにより、高周波増幅器６の出力信号がＡ／Ｄ変換器７に出力されるようにできるので、本周波数特性補正回路は、高周波増幅器６及び混合器１６の周波数特性を算出できる。

また、スイッチ１３、スイッチ１４、及びスイッチ２０が信号経路を切り替えることにより、Ｄ／Ａ変換器５の出力信号がＡ／Ｄ変換器７の入力信号とすることができるので、本周波数特性補正回路は、Ｄ／Ａ変換器５及びＡ／Ｄ変換器７を合わせた周波数特性を算出できる。

さらに、スイッチ１３、スイッチ１４、スイッチ１７、及びスイッチ２０の信号経路を切り替えることにより、高周波増幅器６の出力信号をダウンコンバージョンして、Ａ／Ｄ変換器７に出力するような構成も実現でき、Ａ／Ｄ変換器７をアンダーサンプリング動作させなくてもアナログ信号をディジタル信号に変換することが可能である。

１ 入力端子、２ 出力端子、３ マルチトーン信号源、４ スイッチ、５ Ｄ／Ａ変換器、６ 高周波増幅器、７ Ａ／Ｄ変換器、８ ＦＦＴ回路、９ 周波数偏差計算回路、１０ 補正特性計算回路、１１ タップ係数計算回路、１２ 周波数偏差補正回路、１３ スイッチ、１４ スイッチ、１５ 発振器、１６ 混合器、１７ スイッチ、１８ 発振器、１９ 混合器、１２０ 入力端子、１２１ａ〜１２１ｏ 遅延器、１２２ａ〜１２２ｎ 乗算器、１２３ 加算器、１２４ 出力端子。

Claims (4)

1. 設定精度の範囲内で振幅または位相の少なくとも一方が等しいマルチトーン信号を出力する信号源と、
   前記マルチトーン信号及び入力信号が入力されるアナログ回路と、
   前記アナログ回路の出力信号をフーリエ変換し、周波数スペクトラムを算出するフーリエ変換部と、
   前記フーリエ変換部が算出した前記周波数スペクトラムから１つの信号を基準信号として抽出し、前記基準信号で前記周波数スペクトラムを規格化し、前記周波数スペクトラムの周波数偏差を求める周波数偏差計算回路と、
   前記周波数偏差計算回路が算出した前記周波数偏差の逆特性を算出する補正特性計算回路と、
   前記入力信号に前記補正特性計算回路が算出した前記逆特性を与える周波数偏差補正回路と、
   を備えたことを特徴とする周波数特性補正回路。
2. 前記補正特性計算回路が算出した前記逆特性は、前記周波数偏差補正回路の群遅延を有することを特徴とする請求項１に記載の周波数特性補正回路。
3. 前記マルチトーン信号はディジタル信号であって、
   前記マルチトーン信号をアナログ信号に変換し、前記アナログ回路に出力するデジタルアナログ変換器と、
   前記アナログ回路が出力した前記マルチトーン信号をディジタル信号に変換し、前記フーリエ変換部に出力するアナログデジタル変換器と、
   前記デジタルアナログ変換器の出力端子と前記アナログ回路の入力端子との間に設けられ、切り替え端子を有し、前記アナログデジタル変換器の接続先を前記アナログ回路または前記切り替え端子に切り替える第１のスイッチと、
   前記アナログ回路の出力端子と前記アナログデジタル変換器の入力端子との間に設けられ、前記アナログデジタル変換器の接続先を前記第１のスイッチの前記切り替え端子または前記アナログ回路に切り替える第２のスイッチと、
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載の周波数特性補正回路。
4. 前記補正特性計算回路が算出した逆特性を用いて、デジタルフィルタのタップ係数を算出するタップ係数計算回路と
   を備え
   前記周波数偏差補正回路は、デジタルフィルタであって、前記タップ係数計算回路が算出した前記タップ係数を用いて前記入力信号に前記補正特性計算回路が算出した逆特性を与えることを特徴とする請求項２に記載の周波数特性補正回路。

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