JP2017112557A - Voltage-controlled oscillator, electronic apparatus and movable body - Google Patents

Voltage-controlled oscillator, electronic apparatus and movable body Download PDF

Info

Publication number
JP2017112557A
JP2017112557A JP2015247052A JP2015247052A JP2017112557A JP 2017112557 A JP2017112557 A JP 2017112557A JP 2015247052 A JP2015247052 A JP 2015247052A JP 2015247052 A JP2015247052 A JP 2015247052A JP 2017112557 A JP2017112557 A JP 2017112557A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
variable capacitance
temperature compensation
capacitance element
compensation voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2015247052A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2017112557A5 (en
JP6651834B2 (en
Inventor
洋佑 板坂
Yosuke Itasaka
洋佑 板坂
厚 清原
Atsushi Kiyohara
厚 清原
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Seiko Epson Corp
Original Assignee
Seiko Epson Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Seiko Epson Corp filed Critical Seiko Epson Corp
Priority to JP2015247052A priority Critical patent/JP6651834B2/en
Publication of JP2017112557A publication Critical patent/JP2017112557A/en
Publication of JP2017112557A5 publication Critical patent/JP2017112557A5/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6651834B2 publication Critical patent/JP6651834B2/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To enlarge a range of a control voltage in which a variable capacitance element can be used in a state of excellent linearity of sensitivity in a voltage-controlled oscillator in which an oscillation frequency is controlled according as the control voltage.SOLUTION: A voltage-controlled oscillator comprises: an oscillation section; a first variable capacitance element connected to a vibrator; a first temperature compensation voltage generating circuit generating a first temperature compensation voltage controlling a capacitance value of the first variable capacitance element according as a temperature detection signal; a second variable capacitance element connected to the vibrator; a frequency control voltage generation circuit generating a frequency control voltage controlling a capacitance value of the second variable capacitance element according as a frequency control signal; a third variable capacitance element connected to the vibrator; and a second temperature compensation voltage generating circuit generating a second temperature compensation voltage controlling a capacitance value of the third variable capacitance element on the basis of the first temperature compensation voltage and the frequency control voltage in order to correct a change in temperature compensation quantity generated by a change in the frequency control voltage.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、制御電圧に従って発振周波数が制御される電圧制御発振器に関する。さらに、本発明は、そのような電圧制御発振器を用いた電子機器及び移動体等に関する。   The present invention relates to a voltage controlled oscillator whose oscillation frequency is controlled according to a control voltage. Furthermore, the present invention relates to an electronic device and a moving body using such a voltage controlled oscillator.

例えば、温度補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ）において、外部から印加される制御電圧に従って発振周波数が制御される機能を有する場合には、そのような機能を有さない場合と比較して、精度が劣化する傾向にあった。しかしながら、近年においては高精度化の要求が高まり、外部から印加される制御電圧に従って発振周波数が制御される機能を有する発振器に対しても、そのような機能を有さない発振器と同等の精度が求められるようになっている。   For example, in a temperature-compensated crystal oscillator (TCXO), when the function of controlling the oscillation frequency is controlled according to a control voltage applied from the outside, the accuracy is deteriorated as compared with the case of not having such a function. Tended to be. However, in recent years, the demand for higher accuracy has increased, and an oscillator having a function of controlling the oscillation frequency in accordance with an externally applied control voltage has the same accuracy as an oscillator having no such function. It has come to be required.

関連する技術として、特許文献１には、入力端子に印加される制御電圧に応じて発振周波数を変化させるＡＦＣ（Automatic Frequency Control）回路を備えた温度補償型水晶発振器が開示されている。一般に、温度補償電圧は、ＡＦＣ回路に入力される制御電圧が圧電振動子において基本周波数で発振する基準電圧値である場合に、最も温度補償が有効に行われるように調整されている。   As a related technique, Patent Document 1 discloses a temperature compensated crystal oscillator including an AFC (Automatic Frequency Control) circuit that changes an oscillation frequency in accordance with a control voltage applied to an input terminal. Generally, the temperature compensation voltage is adjusted so that the temperature compensation is most effectively performed when the control voltage input to the AFC circuit is a reference voltage value that oscillates at the fundamental frequency in the piezoelectric vibrator.

従って、ＡＦＣ回路に基準電圧値と異なる制御電圧が入力された場合には、発振回路側の等価容量値が変化するので、必要とされる温度補償電圧が、基本周波数を基準とする温度補償電圧とは異なった値になる。その結果、温度補償が不足したり、あるいは、温度補償が効き過ぎてしまうといった現象が起こり、精度の高い温度補償が実現できないという問題を有していた。   Therefore, when a control voltage different from the reference voltage value is input to the AFC circuit, the equivalent capacitance value on the oscillation circuit side changes, so that the required temperature compensation voltage is a temperature compensation voltage based on the fundamental frequency. Is a different value. As a result, a phenomenon such as insufficient temperature compensation or excessive temperature compensation occurs, and there is a problem that high-precision temperature compensation cannot be realized.

この問題を解決するために、特許文献１の図１には、発振回路１２と、第１温度補償電圧発生回路３０と、エンコーダー３８と、第２温度補償電圧発生回路４４と、ＡＦＣ回路５４とを有する温度補償型発振回路１０が示されている。発振回路１２に含まれているインバーターの入力端子及び出力端子の各々には、第１可変容量素子１６と、第２可変容量素子１８とが並列に接続されている。   In order to solve this problem, FIG. 1 of Patent Document 1 includes an oscillation circuit 12, a first temperature compensation voltage generation circuit 30, an encoder 38, a second temperature compensation voltage generation circuit 44, and an AFC circuit 54. A temperature-compensated oscillation circuit 10 is shown. A first variable capacitance element 16 and a second variable capacitance element 18 are connected in parallel to each of an input terminal and an output terminal of an inverter included in the oscillation circuit 12.

第１温度補償電圧発生回路３０は、温度補償電圧を第１可変容量素子１６の第１の端子及び第２温度補償電圧発生回路４４に出力する。ＡＦＣ回路５４は、入力端子に印加される制御電圧に応じて、発振回路１２の発振周波数を調整する出力電圧を第２可変容量素子１８の第２の端子に出力すると共に、増幅度補正信号を第２温度補償電圧発生回路４４に出力する。第２温度補償電圧発生回路４４は、温度補償電圧を増幅度補正信号に基づいて増幅した補助温度補償電圧を第１可変容量素子１６の第２の端子に出力する。   The first temperature compensation voltage generation circuit 30 outputs the temperature compensation voltage to the first terminal of the first variable capacitance element 16 and the second temperature compensation voltage generation circuit 44. The AFC circuit 54 outputs an output voltage for adjusting the oscillation frequency of the oscillation circuit 12 to the second terminal of the second variable capacitance element 18 according to the control voltage applied to the input terminal, and outputs an amplification degree correction signal. This is output to the second temperature compensation voltage generation circuit 44. The second temperature compensation voltage generation circuit 44 outputs an auxiliary temperature compensation voltage obtained by amplifying the temperature compensation voltage based on the amplification degree correction signal to the second terminal of the first variable capacitance element 16.

従って、第１可変容量素子１６には、温度補償電圧が印加されると共に、補助温度補償電圧が印加されることになる。それにより、第１可変容量素子１６を感度のリニアリティが良好な状態で使用することが可能な制御電圧の範囲が制限されてしまう。また、第１可変容量素子１６は、温度補償のために高い感度を有しているので、制御電圧に含まれているノイズ成分によって発振信号の位相ノイズが増加するおそれがある。   Accordingly, the first variable capacitance element 16 is applied with the temperature compensation voltage and the auxiliary temperature compensation voltage. As a result, the range of control voltage in which the first variable capacitance element 16 can be used in a state where the linearity of sensitivity is good is limited. Further, since the first variable capacitance element 16 has high sensitivity for temperature compensation, there is a possibility that the phase noise of the oscillation signal increases due to the noise component included in the control voltage.

特許第５２９９６２８号公報（請求項１、段落００１３、００３４、００３６、００４２、図１）Japanese Patent No. 5299628 (Claim 1, paragraphs 0013, 0034, 0036, 0042, FIG. 1)

そこで、上記の点に鑑み、本発明の第１の目的は、制御電圧に従って発振周波数が制御される電圧制御発振器において、可変容量素子を感度のリニアリティが良好な状態で使用することが可能な制御電圧の範囲を拡大することである。また、本発明の第２の目的は、制御電圧に従って発振周波数が制御される電圧制御発振器において、発振信号の位相ノイズを低減することである。さらに、本発明の第３の目的は、そのような電圧制御発振器を用いた電子機器及び移動体等を提供することである。   Therefore, in view of the above points, a first object of the present invention is to provide a voltage-controlled oscillator whose oscillation frequency is controlled in accordance with a control voltage, and a control capable of using a variable capacitance element in a state where the linearity of sensitivity is good. It is to expand the voltage range. A second object of the present invention is to reduce phase noise of an oscillation signal in a voltage controlled oscillator in which an oscillation frequency is controlled according to a control voltage. Furthermore, a third object of the present invention is to provide an electronic device, a moving body and the like using such a voltage controlled oscillator.

以上の課題の少なくとも一部を解決するために、本発明の第１の観点に係る電圧制御発振器は、振動体の第１の電極と第２の電極とに接続されて発振動作を行う発振部と、振動体の第１又は第２の電極に接続されて発振周波数を調節する第１の可変容量素子と、温度センサーから出力される検出信号に従って、第１の可変容量素子の容量値を制御する第１の温度補償電圧を生成する第１の温度補償電圧生成回路と、振動体の第１又は第２の電極に接続されて発振周波数を調節する第２の可変容量素子と、周波数制御信号に従って、第２の可変容量素子の容量値を制御する周波数制御電圧を生成する周波数制御電圧生成回路と、振動体の第１又は第２の電極に接続されて発振周波数を調節する第３の可変容量素子と、周波数制御電圧の変化によって生じる温度補償量の変化を補正するために、第１の温度補償電圧及び周波数制御電圧に基づいて、第３の可変容量素子の容量値を制御する第２の温度補償電圧を生成する第２の温度補償電圧生成回路とを備える。   In order to solve at least a part of the above problems, a voltage-controlled oscillator according to a first aspect of the present invention is an oscillation unit that is connected to a first electrode and a second electrode of a vibrating body and performs an oscillation operation And a first variable capacitance element that is connected to the first or second electrode of the vibrating body and adjusts the oscillation frequency, and a capacitance value of the first variable capacitance element is controlled according to a detection signal output from the temperature sensor. A first temperature compensation voltage generation circuit that generates a first temperature compensation voltage to be transmitted; a second variable capacitance element that is connected to the first or second electrode of the vibrator and adjusts the oscillation frequency; and a frequency control signal , A frequency control voltage generation circuit that generates a frequency control voltage for controlling the capacitance value of the second variable capacitance element, and a third variable that is connected to the first or second electrode of the vibrating body and adjusts the oscillation frequency Due to changes in the capacitance element and frequency control voltage A second temperature compensation voltage for controlling the capacitance value of the third variable capacitance element based on the first temperature compensation voltage and the frequency control voltage in order to correct the change in the temperature compensation amount caused by Temperature compensation voltage generation circuit.

本発明の第１の観点によれば、第１の温度補償電圧に従って発振周波数を調節する第１の可変容量素子、及び、周波数制御電圧に従って発振周波数を調節する第２の可変容量素子とは別個に、第２の温度補償電圧に従って発振周波数を調節する第３の可変容量素子が設けられ、第２の温度補償電圧生成回路が、第１の温度補償電圧及び周波数制御電圧に基づいて第２の温度補償電圧を生成する。それにより、第１の可変容量素子を感度のリニアリティが良好な状態で使用することが可能な制御電圧の範囲を拡大することができる。   According to the first aspect of the present invention, the first variable capacitance element that adjusts the oscillation frequency according to the first temperature compensation voltage and the second variable capacitance element that adjusts the oscillation frequency according to the frequency control voltage are separate. In addition, a third variable capacitance element that adjusts the oscillation frequency according to the second temperature compensation voltage is provided, and the second temperature compensation voltage generation circuit performs the second operation based on the first temperature compensation voltage and the frequency control voltage. Generate temperature compensation voltage. Thereby, it is possible to expand the range of the control voltage in which the first variable capacitance element can be used in a state where the linearity of sensitivity is good.

ここで、第２の温度補償電圧が、第１及び第２の可変容量素子に印加されないことが望ましい。その場合には、第２の温度補償電圧が第３の可変容量素子のみに印加されるので、第１及び第２の可変容量素子を感度のリニアリティが良好な状態で使用することができる。   Here, it is desirable that the second temperature compensation voltage is not applied to the first and second variable capacitance elements. In that case, since the second temperature compensation voltage is applied only to the third variable capacitance element, the first and second variable capacitance elements can be used in a state where the linearity of the sensitivity is good.

また、第３の可変容量素子の感度が、第１の可変容量素子の感度よりも低く、且つ、第２の可変容量素子の感度よりも低くても良い。その場合には、第２の温度補償電圧にノイズ成分が含まれていたとしても、それに起因する発振信号の位相ノイズを低減することができる。   Further, the sensitivity of the third variable capacitance element may be lower than the sensitivity of the first variable capacitance element and lower than the sensitivity of the second variable capacitance element. In that case, even if a noise component is included in the second temperature compensation voltage, the phase noise of the oscillation signal due to the noise component can be reduced.

さらに、第３の可変容量素子の感度のリニアリティ幅が、第１の可変容量素子の感度のリニアリティ幅よりも広く、且つ、第２の可変容量素子の感度のリニアリティ幅よりも広くても良い。その場合には、第３の可変容量素子を感度のリニアリティが良好な状態で使用することができる。   Furthermore, the sensitivity linearity width of the third variable capacitance element may be wider than the sensitivity linearity width of the first variable capacitance element, and may be wider than the sensitivity linearity width of the second variable capacitance element. In that case, the third variable capacitance element can be used in a state where the linearity of sensitivity is good.

以上において、第２の温度補償電圧生成回路が、周波数制御電圧に応じた増幅率で第１の温度補償電圧を増幅することにより、第２の温度補償電圧を生成するようにしても良い。それにより、周波数制御電圧の変化によって生じる第１の可変容量素子の感度の変化を補正するように、第３の可変容量素子の容量値を変化させることができる。   In the above, the second temperature compensation voltage generation circuit may generate the second temperature compensation voltage by amplifying the first temperature compensation voltage with an amplification factor corresponding to the frequency control voltage. Accordingly, the capacitance value of the third variable capacitance element can be changed so as to correct the change in sensitivity of the first variable capacitance element caused by the change in the frequency control voltage.

本発明の第２の観点に係る電子機器は、上記いずれかの電圧制御発振器を備える。また、本発明の第３の観点に係る移動体は、上記いずれかの電圧制御発振器を備える。本発明の第２又は第３の観点によれば、周波数制御信号を用いて発振周波数を調節する際の温度補償特性が改善された電圧制御発振器によって生成される正確なクロック信号で動作する電子機器又は移動体を提供することができる。   An electronic apparatus according to a second aspect of the present invention includes any one of the voltage controlled oscillators described above. A mobile object according to a third aspect of the present invention includes any one of the voltage controlled oscillators described above. According to the second or third aspect of the present invention, an electronic device that operates with an accurate clock signal generated by a voltage controlled oscillator with improved temperature compensation characteristics when adjusting the oscillation frequency using the frequency control signal. Alternatively, a moving object can be provided.

本発明の一実施形態に係る電圧制御発振器の構成例を示す図。The figure which shows the structural example of the voltage controlled oscillator which concerns on one Embodiment of this invention. 図１に示す可変容量素子の例を示す図。FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the variable capacitance element illustrated in FIG. 1. 図１に示す第１の温度補償電圧生成回路の構成例を示すブロック図。FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of a first temperature compensation voltage generation circuit illustrated in FIG. 1. 図１に示す第２の温度補償電圧生成回路の構成例を示す回路図。FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of a second temperature compensation voltage generation circuit shown in FIG. 1. 図１に示す電圧制御発振器における温度補償動作の例を説明するための図。The figure for demonstrating the example of the temperature compensation operation | movement in the voltage controlled oscillator shown in FIG. 図１に示す可変容量素子に印加される電圧の範囲を説明するための図。The figure for demonstrating the range of the voltage applied to the variable capacitance element shown in FIG. 本発明の一実施形態に係る電子機器の第１の構成例を示すブロック図。1 is a block diagram illustrating a first configuration example of an electronic device according to an embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態に係る電子機器の第２の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the 2nd structural example of the electronic device which concerns on one Embodiment of this invention. 本発明の一実施形態に係る移動体の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the structural example of the moving body which concerns on one Embodiment of this invention.

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照符号を付して、重複する説明を省略する。以下の実施形態においては、電圧制御発振器の一例として、水晶振動体を用いた温度補償型電圧制御水晶発振器（ＶＣＴＣＸＯ）について説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In addition, the same referential mark is attached | subjected to the same component and the overlapping description is abbreviate | omitted. In the following embodiments, a temperature compensated voltage controlled crystal oscillator (VCTCXO) using a crystal oscillator will be described as an example of a voltage controlled oscillator.

＜電圧制御発振器＞
図１は、本発明の一実施形態に係る電圧制御発振器の構成例を示す図である。図１に示すように、この電圧制御発振器は、発振回路１０と、基準電圧生成回路２０と、第１の温度補償電圧生成回路３０と、周波数制御電圧生成回路４０と、第２の温度補償電圧生成回路５０とを含んでも良い。あるいは、発振回路１０〜第２の温度補償電圧生成回路５０の一部が、半導体装置（ＩＣ）に内蔵されて、電圧制御発振器を構成しても良い。 <Voltage controlled oscillator>
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a voltage controlled oscillator according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the voltage controlled oscillator includes an oscillation circuit 10, a reference voltage generation circuit 20, a first temperature compensation voltage generation circuit 30, a frequency control voltage generation circuit 40, and a second temperature compensation voltage. The generation circuit 50 may be included. Alternatively, a part of the oscillation circuit 10 to the second temperature compensation voltage generation circuit 50 may be built in a semiconductor device (IC) to constitute a voltage controlled oscillator.

発振回路１０は、水晶振動体１１と、インバーター１２と、キャパシターＣ１〜Ｃ３０と、抵抗Ｒ０〜Ｒ３０と、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２と、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２と、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２とを含んでも良い。   The oscillation circuit 10 includes a crystal resonator 11, an inverter 12, capacitors C1 to C30, resistors R0 to R30, a first group of variable capacitors CV11 and CV12, and a second group of variable capacitors CV21 and CV22. The third group of variable capacitance elements CV31 and CV32 may be included.

あるいは、各群の可変容量素子において一方の可変容量素子を省略しても良い。その場合には、例えば、第１の可変容量素子ＣＶ１１又はＣＶ１２と、第２の可変容量素子ＣＶ２１又はＣＶ２２と、第３の可変容量素子ＣＶ３１又はＣＶ３２とが、発振回路１０に設けられることになる。   Alternatively, one variable capacitor may be omitted from each group of variable capacitors. In that case, for example, the first variable capacitance element CV11 or CV12, the second variable capacitance element CV21 or CV22, and the third variable capacitance element CV31 or CV32 are provided in the oscillation circuit 10. .

ここで、インバーター１２、キャパシターＣ１及びＣ２、及び、抵抗Ｒ０は、水晶振動体１１の第１の電極（ノードＮ１）と第２の電極（ノードＮ２）とに接続されて発振動作を行う発振部を構成する。キャパシターＣ１は、水晶振動体１１の第１の電極（ノードＮ１）とインバーター１２の入力端子との間に接続されている。キャパシターＣ２は、水晶振動体１１の第２の電極（ノードＮ２）とインバーター１２の出力端子との間に接続されている。抵抗Ｒ０は、インバーター１２の出力端子と入力端子との間に接続されている。   Here, the inverter 12, the capacitors C 1 and C 2, and the resistor R 0 are connected to the first electrode (node N 1) and the second electrode (node N 2) of the crystal oscillator 11 and perform an oscillation operation. Configure. The capacitor C <b> 1 is connected between the first electrode (node N <b> 1) of the crystal oscillator 11 and the input terminal of the inverter 12. The capacitor C <b> 2 is connected between the second electrode (node N <b> 2) of the crystal oscillator 11 and the output terminal of the inverter 12. The resistor R0 is connected between the output terminal and the input terminal of the inverter 12.

なお、インバーター１２の替りに、例えば、バイポーラトランジスター１石で構成されるベース接地型の反転増幅回路を用いても良い。その場合には、キャパシターＣ１が、ノードＮ１とトランジスターのベースとの間に接続され、キャパシターＣ２が、ノードＮ２とトランジスターのコレクターとの間に接続され、抵抗Ｒ０が、トランジスターのコレクターとベースとの間に接続される。   In place of the inverter 12, for example, a grounded base inverting amplifier circuit composed of one bipolar transistor may be used. In that case, capacitor C1 is connected between node N1 and the base of the transistor, capacitor C2 is connected between node N2 and the collector of the transistor, and resistor R0 is connected between the collector and base of the transistor. Connected between.

可変容量素子ＣＶ１１、ＣＶ２１、ＣＶ３１の各々は、水晶振動体１１の第１の電極（ノードＮ１）に接続された第１の端子を有し、発振回路１０の発振周波数を調節する。また、可変容量素子ＣＶ１２、ＣＶ２２、ＣＶ３２の各々は、水晶振動体１１の第２の電極（ノードＮ２）に接続された第１の端子を有し、発振回路１０の発振周波数を調節する。   Each of the variable capacitance elements CV11, CV21, and CV31 has a first terminal connected to the first electrode (node N1) of the crystal resonator 11, and adjusts the oscillation frequency of the oscillation circuit 10. Each of the variable capacitance elements CV12, CV22, and CV32 has a first terminal connected to the second electrode (node N2) of the crystal resonator 11, and adjusts the oscillation frequency of the oscillation circuit 10.

キャパシターＣ１０は、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の第２の端子と基準電圧ＶＳＳの配線との間に接続されている。キャパシターＣ２０は、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の第２の端子と基準電圧ＶＳＳの配線との間に接続されている。キャパシターＣ３０は、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の第２の端子と基準電位ＶＳＳの配線との間に接続されている。   The capacitor C10 is connected between the second terminals of the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12 and the reference voltage VSS wiring. The capacitor C20 is connected between the second terminals of the second group of variable capacitance elements CV21 and CV22 and the wiring of the reference voltage VSS. The capacitor C30 is connected between the second terminals of the third group of variable capacitance elements CV31 and CV32 and the wiring of the reference potential VSS.

第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２、及び、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の各々は、例えば、ＭＯＳ構造を有するキャパシター、又は、可変容量ダイオード（バラクタダイオード）で構成され、第１の端子と第２の端子との間に印加される電圧に従って容量値が変化する。   Each of the first group of variable capacitors CV11 and CV12, the second group of variable capacitors CV21 and CV22, and the third group of variable capacitors CV31 and CV32 is, for example, a capacitor having a MOS structure or a variable capacitor It is composed of a diode (varactor diode), and the capacitance value changes according to the voltage applied between the first terminal and the second terminal.

図２は、図１に示す可変容量素子の例としてＭＯＳ構造を有するキャパシターを示す図である。図２に示すキャパシターは、ＰチャネルＭＯＳトランジスターで構成され、第１の端子１３に接続されたゲート（Ｇ）と、基準電位ＶＳＳの配線に接続されたソース（Ｓ）及びドレイン（Ｄ）と、第２の端子１４に接続されたバックゲート（Ｎウエル）とを有している。キャパシターの容量値は、ＭＯＳトランジスターのゲート長、ゲート幅、及び、ゲート絶縁膜の厚み等に依存する。   FIG. 2 is a diagram showing a capacitor having a MOS structure as an example of the variable capacitance element shown in FIG. The capacitor shown in FIG. 2 includes a P-channel MOS transistor, a gate (G) connected to the first terminal 13, a source (S) and a drain (D) connected to the wiring of the reference potential VSS, A back gate (N well) connected to the second terminal 14; The capacitance value of the capacitor depends on the gate length, gate width, thickness of the gate insulating film, and the like of the MOS transistor.

キャパシターの第１の端子１３と第２の端子１４との間の電圧を上昇させてゆくと、バックゲートに形成される空乏層が次第に拡大して、キャパシターの容量値が次第に大きくなる。そして、電圧がある程度上昇すると、バックゲートに帯電する電荷の量が飽和して、キャパシターの容量値が飽和する。以下においては、一例として、キャパシターの第１の端子１３が図１に示すノードＮ１又はＮ２に接続され、キャパシターの第２の端子１４が図１に示す抵抗Ｒ１０、Ｒ２０、又は、Ｒ３０に接続された場合について説明する。   As the voltage between the first terminal 13 and the second terminal 14 of the capacitor is increased, the depletion layer formed in the back gate gradually expands, and the capacitance value of the capacitor gradually increases. When the voltage rises to some extent, the amount of charge charged in the back gate is saturated, and the capacitance value of the capacitor is saturated. In the following, as an example, the first terminal 13 of the capacitor is connected to the node N1 or N2 shown in FIG. 1, and the second terminal 14 of the capacitor is connected to the resistors R10, R20, or R30 shown in FIG. The case will be described.

再び図１を参照すると、インバーター１２は反転増幅動作を行い、出力端子に生成される発振信号が、水晶振動体１１等を介して入力端子にフィードバックされる。その際に、水晶振動体１１は、インバーター１２によって印加される交流電圧によって振動する。その振動は固有の共振周波数において大きく励起されて、水晶振動体１１が負性抵抗として動作する。その結果、発振回路１０は、主に水晶振動体１１の共振周波数によって決定される発振周波数で発振する。ただし、可変容量素子ＣＶ１１〜ＣＶ３２の容量値を変更することによって、発振回路１０の発振周波数を微調整することができる。   Referring to FIG. 1 again, the inverter 12 performs an inverting amplification operation, and the oscillation signal generated at the output terminal is fed back to the input terminal via the crystal oscillator 11 or the like. At that time, the crystal oscillator 11 vibrates due to the AC voltage applied by the inverter 12. The vibration is greatly excited at a specific resonance frequency, and the crystal oscillator 11 operates as a negative resistance. As a result, the oscillation circuit 10 oscillates at an oscillation frequency determined mainly by the resonance frequency of the crystal resonator 11. However, the oscillation frequency of the oscillation circuit 10 can be finely adjusted by changing the capacitance values of the variable capacitance elements CV11 to CV32.

基準電圧生成回路２０は、例えば、バンドギャップリファレンス回路等を含み、電源電圧（ＶＤＤ−ＶＳＳ）が供給されて第１の基準電圧Ｖ１〜第３の基準電圧Ｖ３を生成する。第１の基準電圧Ｖ１は、抵抗Ｒ１を介してノードＮ１に供給され、第２の基準電圧Ｖ２は、抵抗Ｒ２を介してノードＮ２に供給される。第３の基準電圧Ｖ３は、第１の温度補償電圧生成回路３０及び第２の温度補償電圧生成回路５０に供給される。   The reference voltage generation circuit 20 includes, for example, a band gap reference circuit and the like, and is supplied with a power supply voltage (VDD-VSS) to generate the first reference voltage V1 to the third reference voltage V3. The first reference voltage V1 is supplied to the node N1 through the resistor R1, and the second reference voltage V2 is supplied to the node N2 through the resistor R2. The third reference voltage V3 is supplied to the first temperature compensation voltage generation circuit 30 and the second temperature compensation voltage generation circuit 50.

第１の温度補償電圧生成回路３０は、温度センサーから出力される検出信号に従って、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の容量値を制御する第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰを生成する。第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰは、抵抗Ｒ１０を介して第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の第２の端子に供給されると共に、第２の温度補償電圧生成回路５０に供給される。   The first temperature compensation voltage generation circuit 30 generates a first temperature compensation voltage VCOMP that controls the capacitance values of the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12 according to the detection signal output from the temperature sensor. The first temperature compensation voltage VCOMP is supplied to the second terminals of the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12 via the resistor R10 and to the second temperature compensation voltage generation circuit 50.

図３は、図１に示す第１の温度補償電圧生成回路の構成例を示すブロック図である。図３に示すように、第１の温度補償電圧生成回路３０は、温度センサー３１と、ＡＤコンバーター３２と、１次電圧生成回路３３と、３次電圧生成回路３４と、加算回路３５とを含んでも良い。   FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of the first temperature compensation voltage generation circuit shown in FIG. As shown in FIG. 3, the first temperature compensation voltage generation circuit 30 includes a temperature sensor 31, an AD converter 32, a primary voltage generation circuit 33, a tertiary voltage generation circuit 34, and an addition circuit 35. But it ’s okay.

温度センサー３１は、例えば、ＰＮ接合ダイオード、トランジスター、又は、サーミスターと、増幅回路とを含み、電圧制御発振器周辺の温度を検出して検出信号を出力する。ＡＤコンバーター３２は、温度センサー３１から出力されるアナログの検出信号をデジタルの温度データに変換する。   The temperature sensor 31 includes, for example, a PN junction diode, a transistor or thermistor, and an amplifier circuit, detects the temperature around the voltage controlled oscillator, and outputs a detection signal. The AD converter 32 converts the analog detection signal output from the temperature sensor 31 into digital temperature data.

１次電圧生成回路３３及び３次電圧生成回路３４は、例えば、水晶振動体１１の共振周波数の温度依存性を相殺する温度特性を有する１次電圧及び３次電圧を表す電圧データを温度データに対応してそれぞれ格納する格納部と、ＤＡコンバーターとを有している。１次電圧生成回路３３及び３次電圧生成回路３４は、ＡＤコンバーター３２から出力される温度データに対応する電圧データを格納部から読み出し、電圧データを１次電圧及び３次電圧にそれぞれ変換して出力する。   The primary voltage generation circuit 33 and the tertiary voltage generation circuit 34 use, for example, voltage data representing the primary voltage and the tertiary voltage having temperature characteristics that cancel the temperature dependence of the resonance frequency of the crystal resonator 11 as temperature data. Corresponding storage units are provided, and a DA converter is provided. The primary voltage generation circuit 33 and the tertiary voltage generation circuit 34 read voltage data corresponding to the temperature data output from the AD converter 32 from the storage unit, and convert the voltage data into a primary voltage and a tertiary voltage, respectively. Output.

加算回路３５は、１次電圧生成回路３３から出力される１次電圧と３次電圧生成回路３４から出力される３次電圧とを加算して、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰを生成する。第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰは、発振回路１０が基準温度（例えば、２５℃）において基準周波数ｆ０で発振する場合に、第３の基準電圧Ｖ３と略等しくなるように設定される。 The adder circuit 35 adds the primary voltage output from the primary voltage generation circuit 33 and the tertiary voltage output from the tertiary voltage generation circuit 34 to generate the first temperature compensation voltage VCOMP. First temperature compensation voltage VCOMP, the oscillation circuit 10 is a reference temperature (e.g., 25 ° C.) when oscillating at a reference frequency f 0 at, is set to be substantially equal to the third reference voltage V3.

第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰが第３の基準電圧Ｖ３よりも低くなると、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の容量値が増大して発振周波数が低下する。一方、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰが第３の基準電圧Ｖ３よりも高くなると、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の容量値が低下して発振周波数が上昇する。   When the first temperature compensation voltage VCOMP is lower than the third reference voltage V3, the capacitance values of the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12 increase and the oscillation frequency decreases. On the other hand, when the first temperature compensation voltage VCOMP is higher than the third reference voltage V3, the capacitance values of the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12 are decreased and the oscillation frequency is increased.

あるいは、ＡＤコンバーター３２を用いずに、アナログ回路のみで第１の温度補償電圧生成回路３０を構成しても良い。その場合に、１次電圧生成回路３３及び３次電圧生成回路３４は、温度センサー３１から出力されるアナログの検出信号に基づいて、水晶振動体１１の共振周波数の温度依存性を相殺する温度特性を有する１次電圧及び３次電圧をそれぞれ生成する。   Alternatively, the first temperature compensation voltage generation circuit 30 may be configured by only an analog circuit without using the AD converter 32. In that case, the primary voltage generation circuit 33 and the tertiary voltage generation circuit 34 cancel the temperature dependence of the resonance frequency of the crystal resonator 11 based on the analog detection signal output from the temperature sensor 31. A primary voltage and a tertiary voltage are generated respectively.

再び図１を参照すると、周波数制御電圧生成回路４０は、例えば、増幅回路等を含み、入力端子４１に印加される周波数制御信号ＣＯＮＴに従って、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値を制御する周波数制御電圧ＶＡＦＣを生成する。周波数制御信号ＣＯＮＴは、アナログ信号（制御電圧）でも良いし、デジタル信号でも良い。   Referring to FIG. 1 again, the frequency control voltage generation circuit 40 includes, for example, an amplifier circuit and the like, and sets the capacitance values of the second group of variable capacitance elements CV21 and CV22 according to the frequency control signal CONT applied to the input terminal 41. A frequency control voltage VAFC to be controlled is generated. The frequency control signal CONT may be an analog signal (control voltage) or a digital signal.

デジタル信号をシリアル伝送する場合には、例えば、ＳＰＩ規格又はＩ２Ｃ規格等を用いることができる。周波数制御電圧生成回路４０は、シリアル伝送を行うためのシリアルクロック信号と、発振周波数を制御するためのシリアルの制御データと、半導体装置（チップ）を選択するためのチップセレクト信号とを受信して、制御データを周波数制御電圧ＶＡＦＣに変換しても良い。   In the case of serial transmission of a digital signal, for example, the SPI standard or the I2C standard can be used. The frequency control voltage generation circuit 40 receives a serial clock signal for serial transmission, serial control data for controlling the oscillation frequency, and a chip select signal for selecting a semiconductor device (chip). The control data may be converted into the frequency control voltage VAFC.

周波数制御電圧ＶＡＦＣは、抵抗Ｒ２０を介して第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の第２の端子に供給される。それにより、図１に示す電圧制御発振器を備えた電子機器等は、周波数制御信号ＣＯＮＴを用いて、発振回路１０の発振周波数を必要に応じて偏移させたり変調したりすることができる。   The frequency control voltage VAFC is supplied to the second terminals of the second group of variable capacitance elements CV21 and CV22 via the resistor R20. Thereby, an electronic device or the like including the voltage controlled oscillator shown in FIG. 1 can shift or modulate the oscillation frequency of the oscillation circuit 10 as necessary using the frequency control signal CONT.

発振回路１０を基準周波数ｆ０で発振させる場合に、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値に設定される。そのとき、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値は基準容量値になる。また、発振回路１０を基準周波数ｆ０よりも低い周波数で発振させる場合には、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値よりも低く設定される。そのとき、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値は基準容量値よりも大きくなる。一方、発振回路１０を基準周波数ｆ０よりも高い周波数で発振させる場合には、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値よりも高く設定される。そのとき、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値は基準容量値よりも小さくなる。 When the oscillation circuit 10 is oscillated at the reference frequency f 0 , the frequency control voltage VAFC is set to a predetermined value. At that time, the capacitance values of the second group of variable capacitance elements CV21 and CV22 become reference capacitance values. When the oscillation circuit 10 is oscillated at a frequency lower than the reference frequency f 0 , the frequency control voltage VAFC is set lower than a predetermined value. At that time, the capacitance values of the second group of variable capacitance elements CV21 and CV22 are larger than the reference capacitance value. On the other hand, when the oscillation circuit 10 oscillates at a frequency higher than the reference frequency f 0 , the frequency control voltage VAFC is set higher than a predetermined value. At that time, the capacitance values of the second group of variable capacitance elements CV21 and CV22 are smaller than the reference capacitance value.

第１の温度補償電圧生成回路３０の格納部に格納されている電圧データは、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値である場合に、発振回路１０が所定の温度範囲において基準周波数ｆ０と略等しい周波数で発振するように設定されている。しかしながら、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値よりも低くなって第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値が基準容量値よりも大きくなると、温度補償が不足する。一方、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値よりも高くなって第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値が基準容量値よりも小さくなると、温度補償が過剰になる。そこで、これを補正するために、第２の温度補償電圧生成回路５０が設けられている。 The voltage data stored in the storage unit of the first temperature compensation voltage generation circuit 30 is substantially equal to the reference frequency f 0 in the predetermined temperature range when the frequency control voltage VAFC is a predetermined value. It is set to oscillate at a frequency. However, when the frequency control voltage VAFC is lower than a predetermined value and the capacitance values of the second group of variable capacitance elements CV21 and CV22 are larger than the reference capacitance value, temperature compensation is insufficient. On the other hand, when the frequency control voltage VAFC is higher than a predetermined value and the capacitance values of the second group variable capacitance elements CV21 and CV22 are smaller than the reference capacitance value, the temperature compensation becomes excessive. In order to correct this, a second temperature compensation voltage generation circuit 50 is provided.

第２の温度補償電圧生成回路５０は、周波数制御電圧ＶＡＦＣの変化によって生じる温度補償量の変化を補正するために、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰ及び周波数制御電圧ＶＡＦＣに基づいて、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の容量値を制御する第２の温度補償電圧ＶＡＴＲを生成する。第２の温度補償電圧ＶＡＴＲは、抵抗Ｒ３０を介して第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の第２の端子に供給される。   The second temperature compensation voltage generating circuit 50 corrects a change in the temperature compensation amount caused by the change in the frequency control voltage VAFC, based on the first temperature compensation voltage VCOMP and the frequency control voltage VAFC. A second temperature compensation voltage VATR for controlling the capacitance values of the variable capacitance elements CV31 and CV32 is generated. The second temperature compensation voltage VATR is supplied to the second terminals of the third group of variable capacitance elements CV31 and CV32 via the resistor R30.

図４は、図１に示す第２の温度補償電圧生成回路の構成例を示す回路図である。図４に示すように、第２の温度補償電圧生成回路５０は、増幅回路としてのオペアンプ５１〜５３と、抵抗Ｒ５１〜Ｒ５７と、ＮチャネルＭＯＳトランジスターＱＮ１とを含んでいる。オペアンプ５１〜５３は、第３の基準電圧Ｖ３を基準として増幅動作を行う。   FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration example of the second temperature compensation voltage generation circuit shown in FIG. As shown in FIG. 4, the second temperature compensation voltage generation circuit 50 includes operational amplifiers 51 to 53 as amplifier circuits, resistors R51 to R57, and an N channel MOS transistor QN1. The operational amplifiers 51 to 53 perform an amplification operation with reference to the third reference voltage V3.

オペアンプ５１は、抵抗Ｒ５１を介して反転入力端子に入力される周波数制御電圧ＶＡＦＣを反転増幅する。オペアンプ５１の反転入力端子と電源電位ＶＤＤの配線との間には、オペアンプ５１の出力信号のＤＣレベルを調節するための抵抗Ｒ５２が接続されている。また、オペアンプ５１の出力端子と反転入力端子との間には、抵抗Ｒ５３が接続されている。オペアンプ５１の電圧増幅率は、抵抗Ｒ５１及びＲ５３によって設定される。   The operational amplifier 51 inverts and amplifies the frequency control voltage VAFC input to the inverting input terminal via the resistor R51. A resistor R52 for adjusting the DC level of the output signal of the operational amplifier 51 is connected between the inverting input terminal of the operational amplifier 51 and the wiring of the power supply potential VDD. A resistor R53 is connected between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 51. The voltage amplification factor of the operational amplifier 51 is set by resistors R51 and R53.

図４に示すように、抵抗Ｒ５２及びＲ５３の抵抗値を可変にしても良い。例えば、第２の温度補償電圧生成回路５０は、抵抗Ｒ５２及びＲ５３の抵抗値を設定するための設定データを格納する格納部を有しており、設定データに従って抵抗Ｒ５２及びＲ５３の抵抗値を設定する。   As shown in FIG. 4, the resistance values of the resistors R52 and R53 may be variable. For example, the second temperature compensation voltage generation circuit 50 has a storage unit that stores setting data for setting the resistance values of the resistors R52 and R53, and sets the resistance values of the resistors R52 and R53 according to the setting data. To do.

オペアンプ５２は、抵抗Ｒ５４を介して反転入力端子に入力されるオペアンプ５１の出力信号を反転増幅し、増幅された信号を増幅率補正信号として出力する。オペアンプ５２の出力端子と反転入力端子との間には、抵抗Ｒ５５が接続されている。オペアンプ５２の電圧増幅率は、抵抗Ｒ５４及びＲ５５によって設定される。   The operational amplifier 52 inverts and amplifies the output signal of the operational amplifier 51 input to the inverting input terminal via the resistor R54, and outputs the amplified signal as an amplification factor correction signal. A resistor R55 is connected between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 52. The voltage amplification factor of the operational amplifier 52 is set by resistors R54 and R55.

オペアンプ５３は、非反転入力端子に入力される第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰを増幅し、増幅された電圧を第２の温度補償電圧ＶＡＴＲとして出力する。オペアンプ５３の反転入力端子と第３の基準電圧Ｖ３の配線との間には、抵抗Ｒ５６が接続されている。また、オペアンプ５３の出力端子と反転入力端子との間には、抵抗Ｒ５７及びトランジスターＱＮ１が並列に接続されている。オペアンプ５３の電圧増幅率は、抵抗Ｒ５６及びＲ５７と、トランジスターＱＮ１とによって設定される。   The operational amplifier 53 amplifies the first temperature compensation voltage VCOMP input to the non-inverting input terminal and outputs the amplified voltage as the second temperature compensation voltage VATR. A resistor R56 is connected between the inverting input terminal of the operational amplifier 53 and the third reference voltage V3. A resistor R57 and a transistor QN1 are connected in parallel between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 53. The voltage amplification factor of the operational amplifier 53 is set by the resistors R56 and R57 and the transistor QN1.

トランジスターＱＮ１は、オペアンプ５３の反転入力端子に接続されたドレイン（Ｄ）と、オペアンプ５３の出力端子に接続されたソース（Ｓ）と、オペアンプ５２から出力される増幅率補正信号が印加されるゲート（Ｇ）とを有している。トランジスターＱＮ１のオン抵抗は、ゲート電圧によって変化する。   The transistor QN1 has a drain (D) connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 53, a source (S) connected to the output terminal of the operational amplifier 53, and a gate to which an amplification factor correction signal output from the operational amplifier 52 is applied. (G). The on-resistance of the transistor QN1 varies depending on the gate voltage.

即ち、増幅率補正信号の電圧を上昇させると、トランジスターＱＮ１のオン抵抗が低下して、オペアンプ５３の電圧増幅率が低下する。一方、増幅率補正信号の電圧を低下させると、トランジスターＱＮ１のオン抵抗が上昇して、オペアンプ５３の電圧増幅率が上昇する。   That is, when the voltage of the amplification factor correction signal is raised, the on-resistance of the transistor QN1 is lowered, and the voltage amplification factor of the operational amplifier 53 is lowered. On the other hand, when the voltage of the amplification factor correction signal is decreased, the on-resistance of the transistor QN1 is increased and the voltage amplification factor of the operational amplifier 53 is increased.

従って、トランジスターＱＮ１は、増幅率補正信号に従って第２の温度補償電圧生成回路５０の電圧増幅率αを調整する増幅率調整回路を構成している。第２の温度補償電圧生成回路５０の電圧増幅率αは、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰの第３の基準電圧Ｖ３に対する差分Ｄ１と、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲの第３の基準電圧Ｖ３に対する差分Ｄ２とによって表される（α＝Ｄ２／Ｄ１）。   Therefore, the transistor QN1 constitutes an amplification factor adjustment circuit that adjusts the voltage amplification factor α of the second temperature compensation voltage generation circuit 50 in accordance with the amplification factor correction signal. The voltage amplification factor α of the second temperature compensation voltage generation circuit 50 is different from the difference D1 of the first temperature compensation voltage VCOMP with respect to the third reference voltage V3 and the third reference voltage V3 of the second temperature compensation voltage VATR. It is represented by the difference D2 (α = D2 / D1).

オペアンプ５２から出力される増幅率補正信号の電圧は、周波数制御電圧ＶＡＦＣの上昇に伴って上昇する。従って、周波数制御電圧ＶＡＦＣの上昇に伴って第２の温度補償電圧生成回路５０の電圧増幅率αが低下する。ここで、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値であるときに第２の温度補償電圧生成回路５０の電圧増幅率αが基準増幅率α０となるように、抵抗Ｒ５１〜Ｒ５７の抵抗値が設定される。 The voltage of the amplification factor correction signal output from the operational amplifier 52 increases as the frequency control voltage VAFC increases. Accordingly, as the frequency control voltage VAFC increases, the voltage amplification factor α of the second temperature compensation voltage generation circuit 50 decreases. Here, as the voltage gain of the second temperature compensation voltage generating circuit 50 alpha is a reference amplification factor alpha 0, the resistance value of the resistor R51~R57 is set when frequency control voltage VAFC is a predetermined value The

このように、第２の温度補償電圧生成回路５０は、周波数制御電圧ＶＡＦＣに応じた電圧増幅率αで第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰを増幅することにより、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲを生成する。それにより、周波数制御電圧ＶＡＦＣの変化によって生じる第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の感度（電圧変化に対する容量変化率の割合）の変化を補正するように、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の容量値を変化させることができる。   As described above, the second temperature compensation voltage generation circuit 50 amplifies the first temperature compensation voltage VCOMP with the voltage amplification factor α corresponding to the frequency control voltage VAFC, thereby generating the second temperature compensation voltage VATR. . Accordingly, the third group variable capacitance elements CV31 and CV31 are corrected so as to correct the change in the sensitivity (the ratio of the capacitance change rate to the voltage change) of the first group variable capacitance elements CV11 and CV12 caused by the change in the frequency control voltage VAFC. The capacitance value of CV32 can be changed.

第２の温度補償電圧ＶＡＴＲが第３の基準電圧Ｖ３よりも低くなると、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の容量値が増大して発振周波数が低下する。一方、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲが第３の基準電圧Ｖ３よりも高くなると、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の容量値が低下して発振周波数が上昇する。   When the second temperature compensation voltage VATR becomes lower than the third reference voltage V3, the capacitance values of the third group of variable capacitance elements CV31 and CV32 increase and the oscillation frequency decreases. On the other hand, when the second temperature compensation voltage VATR becomes higher than the third reference voltage V3, the capacitance values of the third group of variable capacitance elements CV31 and CV32 decrease and the oscillation frequency increases.

図５は、図１に示す電圧制御発振器における温度補償動作の例を説明するための模式図である。図５において、横軸は温度を表しており、縦軸は周波数を表している。また、図５（ａ）は、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値である場合を示し、図５（ｂ）は、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値よりも低い場合を示し、図５（ｃ）は、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値よりも高い場合を示している。ただし、水晶振動体１１の共振周波数は、基準温度における共振周波数が縦軸の周波数ｆ０〜ｆ２に一致するように移動したものである。 FIG. 5 is a schematic diagram for explaining an example of the temperature compensation operation in the voltage controlled oscillator shown in FIG. In FIG. 5, the horizontal axis represents temperature and the vertical axis represents frequency. 5A shows a case where the frequency control voltage VAFC has a predetermined value, FIG. 5B shows a case where the frequency control voltage VAFC is lower than the predetermined value, and FIG. Indicates a case where the frequency control voltage VAFC is higher than a predetermined value. However, the resonance frequency of the crystal resonator 11 is moved so that the resonance frequency at the reference temperature coincides with the frequencies f 0 to f 2 on the vertical axis.

図５（ａ）を参照すると、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値である場合には、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値が基準容量値になる。従って、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の感度が基準感度になると共に、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の感度が基準感度になる。   Referring to FIG. 5A, when the frequency control voltage VAFC has a predetermined value, the capacitance values of the second group of variable capacitance elements CV21 and CV22 become reference capacitance values. Accordingly, the sensitivity of the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12 becomes the reference sensitivity, and the sensitivity of the third group of variable capacitance elements CV31 and CV32 becomes the reference sensitivity.

その際に、第２の温度補償電圧生成回路５０は、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰを基準増幅率α０で増幅して得られた第２の温度補償電圧ＶＡＴＲを第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の第２の端子に印加する。この例においては、第２の温度補償電圧生成回路５０の基準増幅率α０と第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の感度との積が、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の感度と略等しく設定されている。 At this time, the second temperature compensation voltage generation circuit 50 uses the third temperature compensation voltage VATR obtained by amplifying the first temperature compensation voltage VCOMP with the reference amplification factor α 0 as a third group of variable capacitance elements. Applied to the second terminals of CV31 and CV32. In this example, the product of the reference amplification factor α 0 of the second temperature compensation voltage generation circuit 50 and the sensitivity of the third group of variable capacitance elements CV31 and CV32 is the sensitivity of the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12. Is set approximately equal.

それにより、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２による温度補償量が、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２による温度補償量と略等しくなる。その結果、水晶振動体１１の共振周波数の温度補償が適切に行われて、発振回路１０の発振周波数が所定の温度範囲において基準周波数ｆ０に調整される。 Thereby, the temperature compensation amount by the third group variable capacitance elements CV31 and CV32 becomes substantially equal to the temperature compensation amount by the first group variable capacitance elements CV11 and CV12. As a result, the temperature compensation of the resonance frequency of the crystal resonator 11 is appropriately performed, and the oscillation frequency of the oscillation circuit 10 is adjusted to the reference frequency f 0 within a predetermined temperature range.

図５（ｂ）を参照すると、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値よりも低い場合には、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値が基準容量値よりも大きくなる。従って、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の感度が基準感度よりも低くなると共に、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の感度が基準感度よりも低くなって、温度補償量が不足する。   Referring to FIG. 5B, when the frequency control voltage VAFC is lower than a predetermined value, the capacitance values of the second group of variable capacitance elements CV21 and CV22 are larger than the reference capacitance value. Therefore, the sensitivity of the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12 is lower than the reference sensitivity, and the sensitivity of the third group of variable capacitance elements CV31 and CV32 is lower than the reference sensitivity, resulting in insufficient temperature compensation. .

その際に、第２の温度補償電圧生成回路５０は、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰを基準増幅率α０よりも大きい電圧増幅率で増幅して得られた第２の温度補償電圧ＶＡＴＲを第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の第２の端子に印加する。それにより、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２による温度補償量は、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２による温度補償量よりも大きくなる。その結果、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２による温度補償量の不足が補正されて、発振回路１０の発振周波数が所定の温度範囲において周波数ｆ１（＜ｆ０）に調整される。 At that time, the second temperature compensation voltage generating circuit 50, the second temperature compensation voltage VATR obtained a first temperature compensation voltage VCOMP amplified by high voltage amplification factor than the reference amplification factor alpha 0 second The voltage is applied to the second terminals of the three groups of variable capacitance elements CV31 and CV32. Accordingly, the temperature compensation amount by the third group variable capacitance elements CV31 and CV32 is larger than the temperature compensation amount by the first group variable capacitance elements CV11 and CV12. As a result, an insufficient temperature compensation amount due to the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12 is corrected, and the oscillation frequency of the oscillation circuit 10 is adjusted to the frequency f 1 (<f 0 ) in a predetermined temperature range.

図５（ｃ）を参照すると、周波数制御電圧ＶＡＦＣが所定の値よりも高い場合には、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の容量値が基準容量値よりも小さくなる。従って、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の感度が基準感度よりも高くなると共に、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の感度が基準感度よりも高くなって、温度補償量が過剰になる。   Referring to FIG. 5C, when the frequency control voltage VAFC is higher than a predetermined value, the capacitance values of the second group of variable capacitance elements CV21 and CV22 are smaller than the reference capacitance value. Accordingly, the sensitivity of the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12 is higher than the reference sensitivity, and the sensitivity of the third group of variable capacitance elements CV31 and CV32 is higher than the reference sensitivity, resulting in an excessive temperature compensation amount. Become.

その際に、第２の温度補償電圧生成回路５０は、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰを基準増幅率α０よりも小さい電圧増幅率で増幅して得られた第２の温度補償電圧ＶＡＴＲを第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の第２の端子に印加する。それにより、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２による温度補償量は、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２による温度補償量よりも小さくなる。その結果、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２による温度補償量の過剰が補正されて、発振回路１０の発振周波数が所定の温度範囲において周波数ｆ２（＞ｆ０）に調整される。 At that time, the second temperature compensation voltage generating circuit 50, the second temperature compensation voltage VATR obtained a first temperature compensation voltage VCOMP amplifies a small voltage gain than the reference amplification factor alpha 0 second The voltage is applied to the second terminals of the three groups of variable capacitance elements CV31 and CV32. Accordingly, the temperature compensation amount by the third group variable capacitance elements CV31 and CV32 is smaller than the temperature compensation amount by the first group variable capacitance elements CV11 and CV12. As a result, the excessive temperature compensation amount by the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12 is corrected, and the oscillation frequency of the oscillation circuit 10 is adjusted to the frequency f 2 (> f 0 ) in a predetermined temperature range.

図６は、図１に示す可変容量素子に印加される制御電圧（温度補償電圧）の範囲を従来技術と比較しながら説明するための図である。図６において、横軸は、可変容量素子に対する印加電圧（Ｖ）を表しており、縦軸は、可変容量素子の感度（ｐｐｍ／Ｖ）を表している。   FIG. 6 is a diagram for explaining the range of the control voltage (temperature compensation voltage) applied to the variable capacitance element shown in FIG. 1 while comparing with the prior art. In FIG. 6, the horizontal axis represents the applied voltage (V) to the variable capacitance element, and the vertical axis represents the sensitivity (ppm / V) of the variable capacitance element.

図６（ａ）は、特許文献１に開示されている温度補償型発振回路１０の第１可変容量素子１６に印加される制御電圧に対する第１可変容量素子１６の感度を示している。第１可変容量素子１６は、所定の電圧範囲において最大の感度（例えば、約５０ｐｐｍ／Ｖ）を有しており、制御電圧が所定の電圧範囲から外れると、感度が低下してリニアリティが悪化する。   FIG. 6A shows the sensitivity of the first variable capacitance element 16 with respect to the control voltage applied to the first variable capacitance element 16 of the temperature compensated oscillation circuit 10 disclosed in Patent Document 1. The first variable capacitance element 16 has the maximum sensitivity (for example, about 50 ppm / V) in a predetermined voltage range. When the control voltage is out of the predetermined voltage range, the sensitivity is lowered and the linearity is deteriorated. .

特許文献１においては、第１可変容量素子１６の第１の端子に温度補償電圧が印加されると共に、同一の第１可変容量素子１６の第２の端子に補助温度補償電圧が印加されるので、温度補償電圧と補助温度補償電圧との差である制御電圧が所定の電圧範囲から外れ易くなる。   In Patent Document 1, the temperature compensation voltage is applied to the first terminal of the first variable capacitance element 16 and the auxiliary temperature compensation voltage is applied to the second terminal of the same first variable capacitance element 16. The control voltage, which is the difference between the temperature compensation voltage and the auxiliary temperature compensation voltage, tends to be out of the predetermined voltage range.

従って、感度のリニアリティが良好な状態で使用することが可能な制御電圧の範囲が制限されてしまう。また、第１可変容量素子１６は、温度補償のために高い感度を有しているので、制御電圧に含まれているノイズ成分によって発振信号の位相ノイズが増加するおそれがある。   Therefore, the range of control voltage that can be used in a state where the linearity of sensitivity is good is limited. Further, since the first variable capacitance element 16 has high sensitivity for temperature compensation, there is a possibility that the phase noise of the oscillation signal increases due to the noise component included in the control voltage.

図６（ｂ）は、本願の図１に示す第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２に印加される制御電圧に対する第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の感度を示している。第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２は、所定の電圧範囲において最大の感度（例えば、約５０ｐｐｍ／Ｖ）を有しており、制御電圧が所定の電圧範囲から外れると、感度が低下してリニアリティが悪化する。ただし、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２には、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰのみが印加されるので、制御電圧が所定の電圧範囲から外れ難くなる。   FIG. 6B shows the sensitivity of the first group of variable capacitors CV11 and CV12 with respect to the control voltage applied to the first group of variable capacitors CV11 and CV12 shown in FIG. 1 of the present application. The first group of variable capacitance elements CV11 and CV12 have the maximum sensitivity (for example, about 50 ppm / V) in a predetermined voltage range. When the control voltage is out of the predetermined voltage range, the sensitivity decreases. Linearity deteriorates. However, since only the first temperature compensation voltage VCOMP is applied to the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12, the control voltage is unlikely to deviate from the predetermined voltage range.

図６（ｃ）は、本願の図１に示す第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２に印加される制御電圧に対する第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の感度を示している。第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２は、所定の電圧範囲において最大の感度（例えば、約２５ｐｐｍ／Ｖ）を有しており、制御電圧が所定の電圧範囲から外れると、感度が低下してリニアリティが悪化する。ただし、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２には、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲのみが印加されるので、制御電圧が所定の電圧範囲から外れ難くなる。   FIG. 6C shows the sensitivity of the third group variable capacitance elements CV31 and CV32 with respect to the control voltage applied to the third group variable capacitance elements CV31 and CV32 shown in FIG. 1 of the present application. The variable capacitance elements CV31 and CV32 of the third group have the maximum sensitivity (for example, about 25 ppm / V) in a predetermined voltage range. When the control voltage is out of the predetermined voltage range, the sensitivity decreases. Linearity deteriorates. However, since only the second temperature compensation voltage VATR is applied to the third group of variable capacitance elements CV31 and CV32, the control voltage is unlikely to deviate from the predetermined voltage range.

このように、本実施形態によれば、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰに従って発振周波数を調節する第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２、及び、周波数制御電圧ＶＡＦＣに従って発振周波数を調節する第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２とは別個に、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲに従って発振周波数を調節する第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２が設けられている。   Thus, according to the present embodiment, the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12 that adjust the oscillation frequency according to the first temperature compensation voltage VCOMP, and the second group that adjusts the oscillation frequency according to the frequency control voltage VAFC. Separately from the variable capacitance elements CV21 and CV22, a third group of variable capacitance elements CV31 and CV32 that adjust the oscillation frequency according to the second temperature compensation voltage VATR are provided.

また、第２の温度補償電圧生成回路５０が、第１の温度補償電圧ＶＣＯＭＰ及び周波数制御電圧ＶＡＦＣに基づいて第２の温度補償電圧ＶＡＴＲを生成する。それにより、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２を感度のリニアリティが良好な状態で使用することが可能な制御電圧の範囲を拡大することができる。   Further, the second temperature compensation voltage generation circuit 50 generates the second temperature compensation voltage VATR based on the first temperature compensation voltage VCOMP and the frequency control voltage VAFC. Thereby, it is possible to expand the range of control voltages in which the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12 can be used with good sensitivity linearity.

ここで、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲが、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２、及び、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２に印加されないことが望ましい。その場合には、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲが第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２のみに印加されるので、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２、及び、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２を感度のリニアリティが良好な状態で使用することができる。   Here, it is desirable that the second temperature compensation voltage VATR is not applied to the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12 and the second group of variable capacitance elements CV21 and CV22. In this case, since the second temperature compensation voltage VATR is applied only to the third group of variable capacitance elements CV31 and CV32, the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12 and the second group of variable capacitance elements. CV21 and CV22 can be used in a state where the linearity of sensitivity is good.

また、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の感度が、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の感度よりも低く、且つ、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の感度よりも低くても良い。   Further, the sensitivity of the third group of variable capacitance elements CV31 and CV32 is lower than the sensitivity of the first group of variable capacitance elements CV11 and CV12 and lower than the sensitivity of the second group of variable capacitance elements CV21 and CV22. Also good.

その場合には、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲにノイズ成分が含まれていたとしても、それに起因する発振信号の位相ノイズを低減することができる。例えば、第２の温度補償電圧ＶＡＴＲに残留ノイズやコモンモードノイズ等が含まれていたとしても、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の感度が低ければ、発振信号の位相に与える影響が低減される。   In that case, even if a noise component is included in the second temperature compensation voltage VATR, the phase noise of the oscillation signal caused by the noise component can be reduced. For example, even if the second temperature compensation voltage VATR includes residual noise, common mode noise, or the like, if the sensitivity of the third group variable capacitance elements CV31 and CV32 is low, the influence on the phase of the oscillation signal is reduced. Is done.

さらに、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２の感度のリニアリティ幅が、第１群の可変容量素子ＣＶ１１及びＣＶ１２の感度のリニアリティ幅よりも広く、且つ、第２群の可変容量素子ＣＶ２１及びＣＶ２２の感度のリニアリティ幅よりも広くても良い。その場合には、第３群の可変容量素子ＣＶ３１及びＣＶ３２を感度のリニアリティが良好な状態で使用することができる。なお、本願において、感度のリニアリティ幅とは、可変容量素子の感度が最大感度の所定の割合以上（例えば、８０％以上）となるような印加電圧の幅のことをいう。   Further, the sensitivity linearity width of the third group variable capacitance elements CV31 and CV32 is wider than the sensitivity linearity width of the first group variable capacitance elements CV11 and CV12, and the second group variable capacitance elements CV21 and CV22. The sensitivity may be wider than the linearity range. In this case, the third group of variable capacitance elements CV31 and CV32 can be used with good sensitivity linearity. In the present application, the sensitivity linearity width refers to a width of an applied voltage at which the sensitivity of the variable capacitance element is not less than a predetermined ratio (for example, not less than 80%) of the maximum sensitivity.

＜電子機器＞
次に、本発明の一実施形態に係る電圧制御発振器を用いた電子機器について説明する。
図７は、本発明の一実施形態に係る電子機器の第１の構成例を示すブロック図である。この電子機器は、本発明の一実施形態に係る電圧制御発振器１１０と、ＣＰＵ１２０と、操作部１３０と、ＲＯＭ（リードオンリー・メモリー）１４０と、ＲＡＭ（ランダムアクセス・メモリー）１５０と、通信部１６０と、表示部１７０と、音声出力部１８０とを含んでいる。なお、図７に示す構成要素の一部を省略又は変更しても良いし、あるいは、図７に示す構成要素に他の構成要素を付加しても良い。 <Electronic equipment>
Next, an electronic apparatus using the voltage controlled oscillator according to one embodiment of the present invention will be described.
FIG. 7 is a block diagram illustrating a first configuration example of an electronic apparatus according to an embodiment of the invention. The electronic apparatus includes a voltage controlled oscillator 110, a CPU 120, an operation unit 130, a ROM (Read Only Memory) 140, a RAM (Random Access Memory) 150, and a communication unit 160 according to an embodiment of the present invention. And a display unit 170 and an audio output unit 180. Note that some of the components shown in FIG. 7 may be omitted or changed, or other components may be added to the components shown in FIG.

電圧制御発振器１１０は、周波数制御信号によって制御される発振周波数で発振動作を行うことにより、クロック信号を生成する。電圧制御発振器１１０によって生成されるクロック信号は、ＣＰＵ１２０等を介して、電子機器の各部に供給される。   The voltage controlled oscillator 110 generates a clock signal by performing an oscillation operation at an oscillation frequency controlled by the frequency control signal. The clock signal generated by the voltage controlled oscillator 110 is supplied to each part of the electronic device via the CPU 120 and the like.

ＣＰＵ１２０は、電圧制御発振器１１０から供給されるクロック信号に同期して動作し、ＲＯＭ１４０等に記憶されているプログラムに従って、各種の信号処理や制御処理を行う。例えば、ＣＰＵ１２０は、操作部１３０から供給される操作信号に応じて各種の信号処理を行ったり、外部との間でデータ通信を行うために通信部１６０を制御する。あるいは、ＣＰＵ１２０は、表示部１７０に各種の画像を表示させるための画像信号を生成したり、音声出力部１８０に各種の音声を出力させるための音声信号を生成する。   The CPU 120 operates in synchronization with the clock signal supplied from the voltage controlled oscillator 110 and performs various signal processing and control processing according to a program stored in the ROM 140 or the like. For example, the CPU 120 controls the communication unit 160 in order to perform various signal processing according to an operation signal supplied from the operation unit 130 and to perform data communication with the outside. Alternatively, the CPU 120 generates an image signal for causing the display unit 170 to display various images, or generates an audio signal for causing the audio output unit 180 to output various sounds.

操作部１３０は、例えば、操作キーやボタンスイッチ等を含む入力装置であり、ユーザーによる操作に応じた操作信号をＣＰＵ１２０に出力する。ＲＯＭ１４０は、ＣＰＵ１２０が各種の信号処理や制御処理を行うためのプログラムやデータ等を記憶している。また、ＲＡＭ１５０は、ＣＰＵ１２０の作業領域として用いられ、ＲＯＭ１４０から読み出されたプログラムやデータ、操作部１３０を用いて入力されたデータ、又は、ＣＰＵ１２０がプログラムに従って実行した演算結果等を一時的に記憶する。   The operation unit 130 is an input device including, for example, operation keys and button switches, and outputs an operation signal corresponding to an operation by the user to the CPU 120. The ROM 140 stores programs, data, and the like for the CPU 120 to perform various signal processing and control processing. The RAM 150 is used as a work area of the CPU 120, and temporarily stores programs and data read from the ROM 140, data input using the operation unit 130, calculation results executed by the CPU 120 according to the programs, and the like. To do.

通信部１６０は、例えば、アナログ回路及びデジタル回路で構成され、ＣＰＵ１２０と外部装置との間のデータ通信を行う。表示部１７０は、例えば、ＬＣＤ（液晶表示装置）等を含み、ＣＰＵ１２０から供給される画像信号に基づいて各種の情報を表示する。また、音声出力部１８０は、例えば、スピーカー等を含み、ＣＰＵ１２０から供給される音声信号に基づいて音声を出力する。   The communication unit 160 includes, for example, an analog circuit and a digital circuit, and performs data communication between the CPU 120 and an external device. The display unit 170 includes, for example, an LCD (liquid crystal display device) and the like, and displays various types of information based on image signals supplied from the CPU 120. The audio output unit 180 includes, for example, a speaker and outputs audio based on an audio signal supplied from the CPU 120.

上記の電子機器としては、例えば、携帯電話機等の移動端末、スマートカード、電卓、電子辞書、電子ゲーム機器、デジタルスチルカメラ、デジタルムービー、テレビ、テレビ電話、防犯用テレビモニター、ヘッドマウント・ディスプレイ、パーソナルコンピューター、プリンター、ネットワーク機器、カーナビゲーション装置、測定機器、及び、医療機器（例えば、電子体温計、血圧計、血糖計、心電図計測装置、超音波診断装置、及び、電子内視鏡）等が該当する。   Examples of the electronic device include a mobile terminal such as a mobile phone, a smart card, a calculator, an electronic dictionary, an electronic game device, a digital still camera, a digital movie, a TV, a video phone, a crime prevention TV monitor, a head mounted display, Applicable to personal computers, printers, network devices, car navigation devices, measuring devices, and medical devices (for example, electronic thermometers, blood pressure monitors, blood glucose meters, electrocardiogram measuring devices, ultrasonic diagnostic devices, and electronic endoscopes) To do.

図８は、本発明の一実施形態に係る電子機器の第２の構成例を示すブロック図である。この例においては、時計及びタイマーについて説明する。本発明の一実施形態に係る時計は、本発明の一実施形態に係る電圧制御発振器１１０と、分周器１１１と、操作部１３０と、表示部１７０と、音声出力部１８０と、計時部１９０とを含んでいる。また、本発明の一実施形態に係るタイマーは、音声出力部１８０の替りに制御部２００を含んでいる。なお、図８に示す構成要素の一部を省略又は変更しても良いし、あるいは、図８に示す構成要素に他の構成要素を付加しても良い。   FIG. 8 is a block diagram showing a second configuration example of the electronic apparatus according to the embodiment of the invention. In this example, a clock and a timer will be described. A timepiece according to an embodiment of the present invention includes a voltage controlled oscillator 110, a frequency divider 111, an operation unit 130, a display unit 170, an audio output unit 180, and a time measuring unit 190 according to an embodiment of the present invention. Including. In addition, the timer according to the embodiment of the present invention includes a control unit 200 instead of the audio output unit 180. Note that some of the components shown in FIG. 8 may be omitted or changed, or other components may be added to the components shown in FIG.

分周器１１１は、例えば、複数のフリップフロップ等で構成され、電圧制御発振器１１０から供給されるクロック信号を分周して、計時用の分周クロック信号を生成する。計時部１９０は、例えば、カウンター等で構成され、分周器１１１から供給される分周クロック信号に基づいて計時動作を行って、現在時刻やアラーム時刻を表す表示信号や、アラーム音を発生するためのアラーム信号を生成する。   The frequency divider 111 is composed of, for example, a plurality of flip-flops, and divides the clock signal supplied from the voltage controlled oscillator 110 to generate a frequency-divided clock signal. The timer unit 190 is composed of, for example, a counter, and performs a time measuring operation based on the divided clock signal supplied from the frequency divider 111 to generate a display signal indicating the current time or the alarm time, or an alarm sound. For generating an alarm signal.

操作部１３０は、計時部１９０に現在時刻やアラーム時刻を設定するために用いられる。表示部１７０は、計時部１９０から供給される表示信号に従って、現在時刻やアラーム時刻を表示する。音声出力部１８０は、計時部１９０から供給されるアラーム信号に従って、アラーム音を発生する。   The operation unit 130 is used to set the current time and the alarm time in the time measuring unit 190. The display unit 170 displays the current time and the alarm time according to the display signal supplied from the time measuring unit 190. The sound output unit 180 generates an alarm sound according to the alarm signal supplied from the time measuring unit 190.

タイマーの場合には、アラーム機能の替りにタイマー機能が設けられる。即ち、計時部１９０は、現在時刻が設定時刻に一致したことを表すタイマー信号を生成する。制御部２００は、計時部１９０から供給されるタイマー信号に従って、タイマーに接続されている機器をオン又はオフさせる。   In the case of a timer, a timer function is provided instead of the alarm function. That is, the timer unit 190 generates a timer signal indicating that the current time matches the set time. The control unit 200 turns on or off the device connected to the timer in accordance with the timer signal supplied from the timer unit 190.

本実施形態によれば、周波数制御信号を用いて発振周波数を調節する際の温度補償特性が改善された電圧制御発振器１１０によって生成される正確なクロック信号で動作する電子機器を提供することができる。   According to this embodiment, it is possible to provide an electronic device that operates with an accurate clock signal generated by the voltage controlled oscillator 110 with improved temperature compensation characteristics when adjusting the oscillation frequency using the frequency control signal. .

＜移動体＞
次に、本発明の一実施形態に係る電圧制御発振器を用いた移動体について説明する。移動体としては、例えば、自動車、自走式ロボット、自走式搬送機器、列車、船舶、飛行機、又は、人工衛星等が該当する。 <Moving object>
Next, a moving body using a voltage controlled oscillator according to an embodiment of the present invention will be described. Examples of the moving object include an automobile, a self-propelled robot, a self-propelled transport device, a train, a ship, an airplane, and an artificial satellite.

図９は、本発明の一実施形態に係る移動体の構成例を示すブロック図である。図９に示すように、この移動体は、本発明の一実施形態に係る電圧制御発振器１１０を含み、さらに、電子制御式燃料噴射装置２１０、電子制御式ＡＢＳ装置２２０、又は、電子制御式一定速度走行装置２３０等の各種の電子制御式装置を搭載している。なお、図９に示す構成要素の一部を省略又は変更しても良いし、あるいは、図９に示す構成要素に他の構成要素を付加しても良い。   FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration example of a moving object according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 9, this moving body includes a voltage controlled oscillator 110 according to an embodiment of the present invention, and further includes an electronically controlled fuel injection device 210, an electronically controlled ABS device 220, or an electronically controlled constant type. Various electronically controlled devices such as the speed traveling device 230 are mounted. Note that some of the components shown in FIG. 9 may be omitted or changed, or other components may be added to the components shown in FIG.

電圧制御発振器１１０は、周波数制御信号によって制御される発振周波数で発振動作を行うことにより、クロック信号を生成する。電圧制御発振器１１０によって生成されるクロック信号は、電子制御式燃料噴射装置２１０、電子制御式ＡＢＳ装置２２０、又は、電子制御式一定速度走行装置２３０等に供給される。   The voltage controlled oscillator 110 generates a clock signal by performing an oscillation operation at an oscillation frequency controlled by the frequency control signal. The clock signal generated by the voltage controlled oscillator 110 is supplied to the electronically controlled fuel injection device 210, the electronically controlled ABS device 220, the electronically controlled constant speed traveling device 230, or the like.

電子制御式燃料噴射装置２１０は、電圧制御発振器１１０から供給されるクロック信号に同期して動作し、ガソリンエンジン等の予混合燃焼機関において、所定のタイミングで液体の燃料を吸入空気に霧状に噴射する。電子制御式ＡＢＳ（アンチロック・ブレーキ・システム）装置２２０は、電圧制御発振器１１０から供給されるクロック信号に同期して動作し、ブレーキをかけるように操作が行われた際に、ブレーキを徐々に強力に駆動して、移動体が滑り始めたらブレーキを一旦緩めてから再び駆動することを繰り返す。電子制御式一定速度走行装置２３０は、電圧制御発振器１１０から供給されるクロック信号に同期して動作し、移動体の速度を監視しながら、移動体の速度が一定となるようにアクセル又はブレーキ等を制御する。   The electronically controlled fuel injection device 210 operates in synchronization with the clock signal supplied from the voltage controlled oscillator 110, and in a premixed combustion engine such as a gasoline engine, liquid fuel is atomized into the intake air at a predetermined timing. Spray. The electronically controlled ABS (anti-lock brake system) device 220 operates in synchronization with the clock signal supplied from the voltage controlled oscillator 110, and when the operation is performed to apply the brake, the brake is gradually applied. Driving strongly, when the moving body starts to slide, the brake is released once and then it is driven again. The electronically controlled constant speed traveling device 230 operates in synchronization with the clock signal supplied from the voltage controlled oscillator 110, and monitors the speed of the moving body, while maintaining the speed of the moving body such as an accelerator or a brake. To control.

本実施形態によれば、周波数制御信号を用いて発振周波数を調節する際の温度補償特性が改善された電圧制御発振器１１０によって生成される正確なクロック信号で動作する移動体を提供することができる。   According to the present embodiment, it is possible to provide a moving body that operates with an accurate clock signal generated by the voltage controlled oscillator 110 with improved temperature compensation characteristics when adjusting the oscillation frequency using the frequency control signal. .

上記の実施形態においては、水晶振動体を用いた電圧制御発振器について説明したが、本発明は、以上説明した実施形態に限定されるものではなく、水晶以外の圧電体等を用いた発振器にも適用することができる。このように、当該技術分野において通常の知識を有する者によって、本発明の技術的思想内で多くの変形が可能である。   In the above embodiment, a voltage controlled oscillator using a crystal oscillator has been described. However, the present invention is not limited to the embodiment described above, and an oscillator using a piezoelectric body other than a crystal is also used. Can be applied. Thus, many modifications are possible within the technical idea of the present invention by those who have ordinary knowledge in the technical field.

１０…発振回路、１１…水晶振動体、１２…インバーター、２０…基準電圧生成回路、３０…第１の温度補償電圧生成回路、３１…温度センサー、３２…ＡＤコンバーター、３３…１次電圧生成回路、３４…３次電圧生成回路、３５…加算回路、４０…周波数制御電圧生成回路、４１…入力端子、５０…第２の温度補償電圧生成回路、５１〜５３…オペアンプ、１１０…電圧制御発振器、１１１…分周器、１２０…ＣＰＵ、１３０…操作部、１４０…ＲＯＭ、１５０…ＲＡＭ、１６０…通信部、１７０…表示部、１８０…音声出力部、１９０…計時部、２００…制御部、２１０…電子制御式燃料噴射装置、２２０…電子制御式ＡＢＳ装置、２３０…電子制御式一定速度走行装置、Ｃ１〜Ｃ３０…キャパシター、Ｒ０〜Ｒ５７…抵抗、ＣＶ１１〜ＣＶ３２…可変容量素子、ＱＮ１…ＮチャネルＭＯＳトランジスター   DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Oscillator circuit, 11 ... Crystal oscillator, 12 ... Inverter, 20 ... Reference voltage generation circuit, 30 ... First temperature compensation voltage generation circuit, 31 ... Temperature sensor, 32 ... AD converter, 33 ... Primary voltage generation circuit , 34 ... tertiary voltage generation circuit, 35 ... addition circuit, 40 ... frequency control voltage generation circuit, 41 ... input terminal, 50 ... second temperature compensation voltage generation circuit, 51-53 ... operational amplifier, 110 ... voltage control oscillator, DESCRIPTION OF SYMBOLS 111 ... Frequency divider, 120 ... CPU, 130 ... Operation part, 140 ... ROM, 150 ... RAM, 160 ... Communication part, 170 ... Display part, 180 ... Audio | voice output part, 190 ... Time measuring part, 200 ... Control part, 210 ... Electronic control type fuel injection device, 220 ... Electronic control type ABS device, 230 ... Electronic control type constant speed traveling device, C1 to C30 ... Capacitor, R0 to R57 ... Resistance, CV11 CV32 ... variable capacitance element, QN1 ... N-channel MOS transistor

Claims (7)

振動体の第１の電極と第２の電極とに接続されて発振動作を行う発振部と、
前記振動体の第１又は第２の電極に接続されて発振周波数を調節する第１の可変容量素子と、
温度センサーから出力される検出信号に従って、前記第１の可変容量素子の容量値を制御する第１の温度補償電圧を生成する第１の温度補償電圧生成回路と、
前記振動体の第１又は第２の電極に接続されて発振周波数を調節する第２の可変容量素子と、
周波数制御信号に従って、前記第２の可変容量素子の容量値を制御する周波数制御電圧を生成する周波数制御電圧生成回路と、
前記振動体の第１又は第２の電極に接続されて発振周波数を調節する第３の可変容量素子と、
前記周波数制御電圧の変化によって生じる温度補償量の変化を補正するために、前記第１の温度補償電圧及び前記周波数制御電圧に基づいて、前記第３の可変容量素子の容量値を制御する第２の温度補償電圧を生成する第２の温度補償電圧生成回路と、
を備える電圧制御発振器。 An oscillating unit connected to the first electrode and the second electrode of the vibrator to perform an oscillating operation;
A first variable capacitance element that is connected to the first or second electrode of the vibrator and adjusts the oscillation frequency;
A first temperature compensation voltage generation circuit for generating a first temperature compensation voltage for controlling a capacitance value of the first variable capacitance element according to a detection signal output from the temperature sensor;
A second variable capacitance element that is connected to the first or second electrode of the vibrator and adjusts the oscillation frequency;
A frequency control voltage generation circuit for generating a frequency control voltage for controlling a capacitance value of the second variable capacitance element according to a frequency control signal;
A third variable capacitance element that is connected to the first or second electrode of the vibrator and adjusts the oscillation frequency;
A second control unit configured to control a capacitance value of the third variable capacitance element based on the first temperature compensation voltage and the frequency control voltage in order to correct a change in temperature compensation amount caused by a change in the frequency control voltage; A second temperature compensation voltage generation circuit for generating a temperature compensation voltage of
A voltage controlled oscillator comprising: 前記第２の温度補償電圧が、前記第１及び第２の可変容量素子に印加されない、請求項１記載の電圧制御発振器。   The voltage controlled oscillator according to claim 1, wherein the second temperature compensation voltage is not applied to the first and second variable capacitance elements. 前記第３の可変容量素子の感度が、前記第１の可変容量素子の感度よりも低く、且つ、前記第２の可変容量素子の感度よりも低い、請求項１又は２記載の電圧制御発振器。   3. The voltage controlled oscillator according to claim 1, wherein the sensitivity of the third variable capacitance element is lower than the sensitivity of the first variable capacitance element and lower than the sensitivity of the second variable capacitance element. 前記第３の可変容量素子の感度のリニアリティ幅が、前記第１の可変容量素子の感度のリニアリティ幅よりも広く、且つ、前記第２の可変容量素子の感度のリニアリティ幅よりも広い、請求項１〜３のいずれか１項記載の電圧制御発振器。   The sensitivity linearity width of the third variable capacitance element is wider than the sensitivity linearity width of the first variable capacitance element, and wider than the sensitivity linearity width of the second variable capacitance element. The voltage controlled oscillator of any one of 1-3. 前記第２の温度補償電圧生成回路が、前記周波数制御電圧に応じた増幅率で前記第１の温度補償電圧を増幅することにより、前記第２の温度補償電圧を生成する、請求項１〜４のいずれか１項記載の電圧制御発振器。   5. The second temperature compensation voltage generation circuit generates the second temperature compensation voltage by amplifying the first temperature compensation voltage with an amplification factor corresponding to the frequency control voltage. The voltage controlled oscillator according to any one of the above. 請求項１〜５のいずれか１項記載の電圧制御発振器を備える電子機器。   An electronic device comprising the voltage controlled oscillator according to claim 1. 請求項１〜５のいずれか１項記載の電圧制御発振器を備える移動体。   A moving body comprising the voltage controlled oscillator according to claim 1.
JP2015247052A 2015-12-18 2015-12-18 Voltage-controlled oscillator, electronic device, and moving object Active JP6651834B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015247052A JP6651834B2 (en) 2015-12-18 2015-12-18 Voltage-controlled oscillator, electronic device, and moving object

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015247052A JP6651834B2 (en) 2015-12-18 2015-12-18 Voltage-controlled oscillator, electronic device, and moving object

Publications (3)

Publication Number Publication Date
JP2017112557A true JP2017112557A (en) 2017-06-22
JP2017112557A5 JP2017112557A5 (en) 2018-12-20
JP6651834B2 JP6651834B2 (en) 2020-02-19

Family

ID=59079839

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2015247052A Active JP6651834B2 (en) 2015-12-18 2015-12-18 Voltage-controlled oscillator, electronic device, and moving object

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP6651834B2 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11863124B2 (en) 2021-11-16 2024-01-02 Seiko Epson Corporation Circuit device and oscillator

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010130141A (en) * 2008-11-26 2010-06-10 Epson Toyocom Corp Voltage controlled temperature compensation piezoelectric oscillator
JP2010219980A (en) * 2009-03-18 2010-09-30 Seiko Epson Corp Temperature-compensated voltage generated circuit and temperature compensated type oscillation circuit
JP2015104074A (en) * 2013-11-27 2015-06-04 セイコーエプソン株式会社 Oscillation circuit, oscillator, electronic apparatus and mobile object
JP2015126280A (en) * 2013-12-25 2015-07-06 セイコーエプソン株式会社 Oscillation circuit, oscillator, electronic apparatus and mobile

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010130141A (en) * 2008-11-26 2010-06-10 Epson Toyocom Corp Voltage controlled temperature compensation piezoelectric oscillator
JP2010219980A (en) * 2009-03-18 2010-09-30 Seiko Epson Corp Temperature-compensated voltage generated circuit and temperature compensated type oscillation circuit
JP2015104074A (en) * 2013-11-27 2015-06-04 セイコーエプソン株式会社 Oscillation circuit, oscillator, electronic apparatus and mobile object
JP2015126280A (en) * 2013-12-25 2015-07-06 セイコーエプソン株式会社 Oscillation circuit, oscillator, electronic apparatus and mobile

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11863124B2 (en) 2021-11-16 2024-01-02 Seiko Epson Corporation Circuit device and oscillator

Also Published As

Publication number Publication date
JP6651834B2 (en) 2020-02-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107026644B (en) Oscillator, electronic apparatus, and moving object
JP6315164B2 (en) OSCILLATION CIRCUIT, VIBRATION DEVICE, ELECTRONIC DEVICE, MOBILE BODY, VIBRATION DEVICE ADJUSTING METHOD, AND SENSITIVITY ADJUSTMENT CIRCUIT
US9065383B2 (en) Oscillation circuit, semiconductor integrated circuit device, vibrating device, electronic apparatus, and moving object
JP2013211654A (en) Oscillator, electronic apparatus and temperature compensation method for oscillator
JP6540943B2 (en) Semiconductor circuit device, oscillator, electronic device and moving body
US10797643B2 (en) Oscillation circuit, microcomputer and electronic device
US20150145611A1 (en) Oscillator circuit, oscillator, electronic apparatus, and moving object
JP2017092698A (en) Oscillator, electronic apparatus, and movable body
US10027331B2 (en) Oscillator, electronic apparatus, and moving object
US9621106B2 (en) Oscillation circuit, oscillator, electronic apparatus and moving object
US20150084711A1 (en) Oscillation circuit, electronic apparatus, moving object, and method for manufacturing oscillation circuit
JP2013038737A (en) Temperature compensated crystal oscillator
US9712111B2 (en) Oscillator, electronic apparatus, and moving object
US20080001678A1 (en) Voltage controlled oscillator and method of controlling frequency thereof
US9106237B2 (en) Oscillation circuit, electronic apparatus, and moving object
JP6651834B2 (en) Voltage-controlled oscillator, electronic device, and moving object
JP5253318B2 (en) Oscillator
JP2019097014A (en) Temperature compensated crystal oscillator and electronic apparatus employing the same
JP6540942B2 (en) Oscillator circuit, oscillator, electronic device and moving body
JP2006094262A (en) Temperature compensated crystal oscillator
JPH03126303A (en) Temperature compensation crystal oscillator
WO1999049566A1 (en) Oscillation circuit

Legal Events

Date Code Title Description
RD05 Notification of revocation of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7425

Effective date: 20180906

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20181109

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20181109

RD03 Notification of appointment of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423

Effective date: 20181116

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20190809

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20190820

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20190930

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20191224

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20200106

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6651834

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150