JP2017096644A

JP2017096644A - Current detection device and earth leakage circuit breaker using the same

Info

Publication number: JP2017096644A
Application number: JP2015225626A
Authority: JP
Inventors: 洋平細岡; Yohei Hosooka; 高橋　康弘; Yasuhiro Takahashi; 康弘高橋; 橋本　貴; Takashi Hashimoto; 貴橋本; 俊夫野寺; Toshio Nodera
Original assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Priority date: 2015-11-18
Filing date: 2015-11-18
Publication date: 2017-06-01
Anticipated expiration: 2035-11-18
Also published as: JP6610191B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a current detection device capable of detecting a wide range of currents from a minute current to a large current, and an earth leakage circuit breaker using the same.SOLUTION: The current detection device comprises: a first current detection unit 3A for detecting a wide range of currents from a minute current region to a large current region flowing to the conductor wire of a current detection object; and a second current detection unit 3B for detecting currents of a minute current region flowing to the conductor wire that are smaller than those of the minute current region detected by the first current detection unit. The first current detection unit has one first magnetic core 11 enclosing the conductor wire, and a first excitation unit 13 of self-excited oscillation type for supplying an excitation current to a first excitation coil 12 wound around the first magnetic core. The second current detection unit has one second magnetic core 21 enclosing the conductor wire, and a second excitation unit 23 of separately-excited oscillation type for applying a rectangular wave voltage to a second excitation coil 22 wound around the second magnetic core.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、電流検知装置及びこれを使用した漏電遮断器に関する。 The present invention relates to a current detection device and a leakage breaker using the current detection device.

漏電検知等に用いられる電流検知装置としては、種々の構成を有するものが提案されているが、構造的に簡単で微小電流の検知が可能なものとしてフラックスゲート型の電流センサが知られている。
この電流検知装置では、微小電流を高精度で検知できることや電流を広範囲に検知できることが要求されている。 As current detection devices used for leakage detection and the like, devices having various configurations have been proposed, but flux gate type current sensors are known as structurally simple and capable of detecting minute currents. .
This current detection device is required to be able to detect a minute current with high accuracy and to detect a current in a wide range.

例えば、特許文献１には、微小電流を高精度で検出可能な構成として、自励式の発振回路から励磁コイルに供給する励磁電流の極性を反転させる矩形波電圧を発生させて、出力される矩形波電圧のデューティ変化に基づいて導線を流れる測定電流を検知する装置が開示されている。
特許文献１に記載の装置によれば、１つの磁気コアを用いて測定電流の検知ができ、磁気コアの特性の違いによりＳ／Ｎ比が低下することがないため、微小電流を高精度で検出することができる。さらに、特許文献１には、電流を広範囲に検知可能な方法として、オペアンプにおける閾値及び励磁コイルに供給する励磁電流値の組を複数組選択可能にすることが開示されている。特許文献１に記載の電流検知装置によれば、電流の検出感度を変更することができるため、より広範囲に電流を検知することができる。 For example, in Patent Document 1, as a configuration capable of detecting a minute current with high accuracy, a rectangular wave voltage that reverses the polarity of an excitation current supplied to an excitation coil from a self-excited oscillation circuit is generated and output. An apparatus for detecting a measurement current flowing through a conductor based on a duty change of a wave voltage is disclosed.
According to the apparatus described in Patent Document 1, the measurement current can be detected using one magnetic core, and the S / N ratio does not decrease due to the difference in the characteristics of the magnetic core. Can be detected. Further, Patent Document 1 discloses that a method of detecting a current in a wide range enables selection of a plurality of sets of threshold values in an operational amplifier and excitation current values to be supplied to an excitation coil. According to the current detection device described in Patent Literature 1, since the current detection sensitivity can be changed, the current can be detected in a wider range.

特許第５６２５５２５号公報Japanese Patent No. 5625525

ところで、特許文献１に記載の電流検知装置では、検知する電流が例えば１５ｍＡ以下となる微小電流である場合には、信号の増幅率を大きくすることで検知が可能となる。しかし、信号増幅率を大きくすると、測定電流にインバータ負荷等の高周波ノイズが重畳される場合、高周波ノイズも増幅することになり、ノイズ耐量に問題があるため、微小電流を精度良く検知することが難しく，微小電流から例えば数Ａといった大電流までの広範囲な電流を検知することが困難である。
そこで、本発明は、上記従来例の課題に着目してなされたものであり、微小電流から大電流までの広範囲な電流を検知することができる電流検知装置及びこれを使用した漏電遮断器を提供することを目的としている。 By the way, in the current detection device described in Patent Document 1, when the current to be detected is a very small current of, for example, 15 mA or less, detection can be performed by increasing the signal amplification factor. However, if the signal amplification factor is increased, if high-frequency noise such as an inverter load is superimposed on the measured current, the high-frequency noise will also be amplified, and there is a problem with the noise tolerance. It is difficult to detect a wide range of current from a minute current to a large current such as several A.
Therefore, the present invention has been made paying attention to the problems of the conventional example described above, and provides a current detection device capable of detecting a wide range of current from a minute current to a large current and a leakage breaker using the current detection device. The purpose is to do.

本発明に係る電流検知装置の一態様は、電流検知対象の導線に流れる微小電流領域から過大電流領域までの広範囲の電流を検知する第１電流検知部と、導線に流れる第１電流検知装置で検知する微小電流領域より低い微小電流領域の電流を検知する第２電流検知部とを備え、第１電流検知部は、導線を囲む１つの第１磁気コアと、この第１磁気コアに巻装された第１励磁コイルに励磁電流を供給し、第１励磁コイルに流れる励磁電流に応じた電圧と基準電圧とを比較して、第１磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で励磁電流の極性を反転させる矩形波電圧を発生させる自励発振方式の第１励磁部とを有し、第２電流検知部は、導線を囲む１つの第２磁気コアと、第２磁気コアに巻装された第２励磁コイルに矩形波電圧を印加してこの第２磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態にする励磁電流を供給する他励発振方式の第２励磁部とを有している。
また、本発明に係る漏電遮断器の一態様は、上記構成を有する電流検知装置と、電流検知対象となる導線に介挿された引外しコイルを有する開閉機構部と、電流検知装置の第１電流検知部及び第２電流検知部の少なくとも一方で導線に流れる電流を検知したときに、開閉機構部を動作させる漏電動作制御部とを備えている。 One aspect of the current detection device according to the present invention is a first current detection unit that detects a wide range of current from a minute current region flowing through a current detection target conductor to an excessive current region, and a first current detection device flowing through the conductor. A second current detection unit that detects a current in a minute current region lower than the minute current region to be detected, and the first current detection unit is wound around the first magnetic core and one first magnetic core that surrounds the conducting wire. The exciting current is supplied to the first exciting coil, the voltage corresponding to the exciting current flowing through the first exciting coil is compared with the reference voltage, and the first magnetic core is saturated or in the vicinity thereof. A self-excited oscillation type first excitation unit that generates a rectangular wave voltage that reverses polarity, and the second current detection unit is wound around one second magnetic core that surrounds the conducting wire, and the second magnetic core. This rectangular excitation voltage is applied to the second excitation coil. A magnetic core and a second excitation part of the separately-excited oscillation method of supplying an exciting current to the state of saturation or near.
Moreover, the one aspect | mode of the earth-leakage circuit breaker which concerns on this invention is the 1st of the current detection apparatus which has the said structure, the switching mechanism part which has the tripping coil inserted in the conducting wire used as electric current detection object, A leakage current control unit that operates the switching mechanism when a current flowing through the conductor is detected in at least one of the current detection unit and the second current detection unit.

本発明の一態様によれば、第１電流検知部で微小電流領域から過大電流領域までの広範囲な電流を検知し、第２電流検知部で、第１電流検知装置で検知する微小電流領域より低い微小電流領域の電流を検知することができ、より広範囲な電流領域の電流検知を行なうことができる。
また、本発明の一態様によれば、微小電流領域から過大電流領域までの広範囲な電流を検知する第１電流検知部と、第１電流検知装置で検知する微小電流領域より低い微小電流領域の電流を検知する第２電流検知装置とを備えた電流検知装置と、開閉機構部及び漏電遮断制御部とを備えることにより、より広範囲な電流領域の漏電電流を検知して電流遮断を行なうことができる漏電遮断器を提供することができる。 According to one aspect of the present invention, the first current detection unit detects a wide range of current from the minute current region to the excessive current region, and the second current detection unit detects from the minute current region detected by the first current detection device. A current in a low current region can be detected, and a current in a wider range of current can be detected.
According to one aspect of the present invention, a first current detector that detects a wide range of current from a minute current region to an excessive current region, and a minute current region that is lower than the minute current region detected by the first current detector. By providing a current detection device including a second current detection device that detects a current, and an opening / closing mechanism and a leakage break control unit, current leakage can be detected by detecting a leakage current in a wider current range. An earth leakage circuit breaker that can be provided can be provided.

本発明の漏電遮断器の一実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows one Embodiment of the earth-leakage circuit breaker of this invention. 第１磁気コアの特性を示すグラフであり、（ａ）は第１磁気コアの磁界の強さと磁束密度との関係を示す特性線図、（ｂ）は励磁電流の波形図である。It is a graph which shows the characteristic of a 1st magnetic core, (a) is a characteristic diagram which shows the relationship between the magnetic field intensity of a 1st magnetic core, and magnetic flux density, (b) is a waveform diagram of an exciting current. 第１励磁部の一実施例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows one Example of a 1st excitation part. 第１励磁部のオペアンプの出力電圧と二次巻線の励磁電流との関係を示すグラフであり、（ａ）はオペアンプの出力電圧の波形図、（ｂ）は第１励磁コイルの励磁電流の波形図である。It is a graph which shows the relationship between the output voltage of the operational amplifier of a 1st excitation part, and the excitation current of a secondary winding, (a) is a waveform diagram of the output voltage of an operational amplifier, (b) is the excitation current of a 1st excitation coil. It is a waveform diagram. 第２励磁部の一実施例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows one Example of a 2nd excitation part. 第２電流検出部の一実施例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows one Example of a 2nd electric current detection part. 第２励磁部のオペアンプの出力電圧と二次巻線の励磁電流との関係を示すグラフであり、（ａ）はオペアンプの出力電圧の波形図、（ｂ）は第２励磁コイルの励磁電流の波形図、（ｃ）は二値化回路の出力電圧波形図である。It is a graph which shows the relationship between the output voltage of the operational amplifier of a 2nd excitation part, and the excitation current of a secondary winding, (a) is a waveform diagram of the output voltage of an operational amplifier, (b) is the excitation current of a 2nd excitation coil. A waveform diagram, (c), is an output voltage waveform diagram of the binarization circuit. 第１電流検知部及び第２電流検知部の電流検出範囲を示す模式図である。It is a schematic diagram which shows the electric current detection range of a 1st electric current detection part and a 2nd electric current detection part. 本発明の変形例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the modification of this invention. 図９の絶対値回路の出力電圧波形を示すグラフである。It is a graph which shows the output voltage waveform of the absolute value circuit of FIG.

次に、図面を参照して、本発明の一実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。 Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following description of the drawings, the same or similar parts are denoted by the same or similar reference numerals.
Further, the embodiment described below exemplifies an apparatus and a method for embodying the technical idea of the present invention, and the technical idea of the present invention is the material, shape, structure, The layout is not specified as follows. The technical idea of the present invention can be variously modified within the technical scope defined by the claims described in the claims.

以下、本発明の一の実施の形態に係る漏電遮断器について図面を参照して説明する。
漏電遮断器１は、図１に示すように、電流測定対象となる２本の導線２ａ，２ｂからなる導線２における漏れ電流を検知する電流検知装置３と、導線２を開閉する開閉機構部４と、電流検知装置３で漏れ電流を検知したときに、開閉機構部４を動作させる漏電制御部５とを備えている。
電流検知装置３は、導線２に流れる例えば３０ｍＡ程度の微小電流領域から数Ａ程度の過大電流領域までの広範囲の電流を検知する第１電流検知部３Ａと、導線２に流れる第１電流検知部で検知する微小電流領域より低い１５ｍＡ未満（例えば６ｍＡ）〜例えば４０ｍＡ程度の微小電流領域の電流を検知する第２電流検知部３Ｂとを備えている。 Hereinafter, an earth leakage circuit breaker according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
As shown in FIG. 1, the earth leakage breaker 1 includes a current detection device 3 that detects a leakage current in the conductor 2 composed of two conductors 2 a and 2 b that are current measurement targets, and an opening and closing mechanism 4 that opens and closes the conductor 2. And a leakage control unit 5 that operates the opening / closing mechanism unit 4 when a leakage current is detected by the current detection device 3.
The current detection device 3 includes a first current detection unit 3 </ b> A that detects a wide range of current flowing from the minute current region of about 30 mA to an excessive current region of about several A, for example, and a first current detection unit that flows through the conductor 2. And a second current detection unit 3B that detects a current in a minute current region of less than 15 mA (for example, 6 mA) to, for example, about 40 mA, which is lower than the minute current region detected in (1).

第１電流検知部３Ａは、第１磁気コア１１と、第１励磁コイル１２と、第１励磁部１３と、第１検知部１４とを有する。
第１磁気コア１１は、リング状の磁性体であり、２本の導線２ａ，２ｂを囲むように配置されている。つまり、第１磁気コア１１の中空部には、図１に示すように、２本の導線２ａ，２ｂが通されている。また、第１磁気コア１１は、図２（ａ）で細い実線（材料ｂ）又は点線（材料ｃ）で示すように、角形比が比較的小さい、磁束密度Ｂと磁界の強さＨとの関係を表すＢ−Ｈ特性を有し、高透磁率材料の非線形な特性を有する。このＢ−Ｈ特性を有する第１磁気コア１１のインダクタンスは、図２（ｂ）に示すように、飽和電流Ｇ１付近で急激に消失する。第１磁気コア１１を貫通する２本の導線２ａ，２ｂに任意の電流値Ｃ１の電流を通電すると、図２（ｂ）のインダクタンスＬと電流Ｉとの関係を表すＬ−Ｉ特性は、電流値Ｃ１に応じて磁界の強さがＨ方向にシフトしてインダクタンスが消失するタイミングがＪ１へと変化する。 The first current detection unit 3 </ b> A includes a first magnetic core 11, a first excitation coil 12, a first excitation unit 13, and a first detection unit 14.
The 1st magnetic core 11 is a ring-shaped magnetic body, and is arrange | positioned so that the two conducting wires 2a and 2b may be enclosed. That is, as shown in FIG. 1, the two conductors 2 a and 2 b are passed through the hollow portion of the first magnetic core 11. In addition, the first magnetic core 11 has a relatively small squareness ratio between a magnetic flux density B and a magnetic field strength H, as shown by a thin solid line (material b) or a dotted line (material c) in FIG. It has a BH characteristic representing the relationship and has a non-linear characteristic of a high permeability material. As shown in FIG. 2B, the inductance of the first magnetic core 11 having the BH characteristic disappears rapidly in the vicinity of the saturation current G1. When a current having an arbitrary current value C1 is passed through the two conductors 2a and 2b penetrating the first magnetic core 11, the LI characteristic representing the relationship between the inductance L and the current I in FIG. According to the value C1, the magnetic field strength is shifted in the H direction, and the timing at which the inductance disappears changes to J1.

第１励磁コイル１２は、第１磁気コア１１に所定巻数で巻回され、両端が第１励磁部１３に接続されている。
第１励磁部１３は、自励発振方式の発振回路（励磁回路）であり、図３に示すように、コンパレータとして動作するオペアンプ１３ａを備えている。このオペアンプ１３ａの出力側と反転入力側との間に第１励磁コイル１２が接続されている。また、オペアンプ１３ａの反転入力側は抵抗１３ｂを介してグランドに接続され、オペアンプ１３ａの非反転入力側は、オペアンプ１３ａの出力側及びグランド間に直列に接続された分圧抵抗１３ｃ及び１３ｄ間に接続されている。そして、オペアンプ１３ａの出力側が第１検知部１４に接続されている。なお、第１励磁部１３が第１励磁コイル１２に供給する励磁電流は、第１磁気コア１１の磁束密度が飽和状態又はその近傍の状態となる電流値である。 The first excitation coil 12 is wound around the first magnetic core 11 with a predetermined number of turns, and both ends thereof are connected to the first excitation unit 13.
The first excitation unit 13 is a self-excited oscillation system (excitation circuit) and includes an operational amplifier 13a that operates as a comparator as shown in FIG. The first exciting coil 12 is connected between the output side and the inverting input side of the operational amplifier 13a. The inverting input side of the operational amplifier 13a is connected to the ground via the resistor 13b, and the non-inverting input side of the operational amplifier 13a is connected between the voltage dividing resistors 13c and 13d connected in series between the output side of the operational amplifier 13a and the ground. It is connected. The output side of the operational amplifier 13 a is connected to the first detection unit 14. The exciting current supplied from the first exciting unit 13 to the first exciting coil 12 is a current value at which the magnetic flux density of the first magnetic core 11 is saturated or in the vicinity thereof.

第１励磁部１３では、分圧抵抗１３ｃ及び１３ｄの接続点Ｅの閾値電圧Ｖｔｈがオペアンプ１３ａの非反転入力側に供給されており、この閾値電圧Ｖｔｈと第１励磁コイル１２及び抵抗１３ｂの接続点Ｄの電圧Ｖｆｂとが比較されて、その比較出力が図４（ａ）に示す矩形波として出力側から出力される。
すなわち、時点ｔ１で、図４（ａ）に示すように、オペアンプ１３ａの出力側の出力電圧Ｖａ１がハイレベルとなると、これが第１励磁コイル１２に印加される。このため、第１励磁コイル１２を出力電圧Ｖａ１と抵抗１３ｂの抵抗値Ｒｂとに応じた励磁電流Ｉｂで励磁する。このとき、励磁電流Ｉｂは、図４（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖａ１の立ち上がり時点ｔ１から比較的急峻に立ち上がり、その後緩やかに増加して放物線状に増加し、その後再度比較的急峻に増加する。 In the first excitation unit 13, the threshold voltage Vth at the connection point E of the voltage dividing resistors 13c and 13d is supplied to the non-inverting input side of the operational amplifier 13a. The threshold voltage Vth is connected to the first excitation coil 12 and the resistor 13b. The voltage Vfb at the point D is compared, and the comparison output is output from the output side as a rectangular wave shown in FIG.
That is, when the output voltage Va1 on the output side of the operational amplifier 13a becomes high level at time t1, as shown in FIG. 4A, this is applied to the first exciting coil 12. Therefore, the first excitation coil 12 is excited with the excitation current Ib corresponding to the output voltage Va1 and the resistance value Rb of the resistor 13b. At this time, as shown in FIG. 4B, the excitation current Ib rises relatively steeply from the rising time t1 of the output voltage Va1, then increases gradually and increases in a parabolic shape, and then relatively steeply again. To increase.

一方、オペアンプ１３ａの反転入力側の第１励磁コイル１２および抵抗１３ｂの接続点Ｄの電圧Ｖｆｂは、第１励磁コイル１２の励磁電流Ｉｂの増加に応じて増加し、時点ｔ２で非反転入力側の閾値電圧Ｖｔｈに達すると（励磁電流Ｉｂが図４（ｂ）の＋Ｉｔｈ１を上回ると）、オペアンプ１３ａから出力される矩形波電圧Ｖａ１が図４（ａ）に示すように、ローレベルに反転する。これに応じて第１励磁コイル１２を流れる励磁電流Ｉｂの極性が反転し、励磁電流Ｉｂは最初は急峻に低下し、その後、緩やかに低下して放物線状に減少し、その後再度急峻に低下する放物線状に減少する。 On the other hand, the voltage Vfb at the connection point D between the first exciting coil 12 and the resistor 13b on the inverting input side of the operational amplifier 13a increases as the exciting current Ib of the first exciting coil 12 increases, and at the time t2, the non-inverting input side. When the threshold voltage Vth is reached (excitation current Ib exceeds + Ith1 in FIG. 4B), the rectangular wave voltage Va1 output from the operational amplifier 13a is inverted to a low level as shown in FIG. 4A. . In response to this, the polarity of the excitation current Ib flowing through the first excitation coil 12 is reversed, and the excitation current Ib decreases sharply at first, then decreases gently, decreases in a parabolic shape, and then decreases again sharply. It decreases to a parabolic shape.

このとき、閾値電圧Ｖｔｈは、矩形波電圧Ｖａ１がローレベルとなっていることにより、低い電圧となっている。そして、オペアンプ１３ａの反転入力側の第１励磁コイル１２および抵抗１３ｂの接続点Ｄの電圧Ｖｆｂが、第１励磁コイル１２の励磁電流Ｉｂの減少に応じて減少し、時点ｔ３で非反転入力側の閾値電圧Ｖｔｈ、すなわち励磁電流Ｉｂが図４（ｂ）の−Ｉｔｈ１を下回ると、オペアンプ１３ａの矩形波電圧Ｖａ１が図４（ａ）に示すように、時点ｔ１と同様にハイレベルに反転する。 At this time, the threshold voltage Vth is low because the rectangular wave voltage Va1 is at a low level. Then, the voltage Vfb at the connection point D between the first excitation coil 12 and the resistor 13b on the inverting input side of the operational amplifier 13a decreases according to the decrease in the excitation current Ib of the first excitation coil 12, and at the time t3, the non-inverting input side. When the threshold voltage Vth, that is, the exciting current Ib falls below -Ith1 in FIG. 4B, the rectangular wave voltage Va1 of the operational amplifier 13a is inverted to a high level as shown in FIG. 4A, as at time t1. .

このため、矩形波電圧Ｖａ１は、図４（ａ）に示すように、ハイレベルおよびローレベルを繰り返す矩形波電圧となり、第１励磁部１３が非安定マルチバイブレータとして動作する。そして、第１励磁コイル１２の励磁電流Ｉｂは、図４（ｂ）に示すように増加および減少を繰り返す波形となる。
このため、電流が零のときにインダクタンスが飽和する電流（図２（ｂ）のＧ１）と励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流（図４（ｂ）のＰ）とを一致させる。そうすると、インダクタンスが飽和する電流（図２（ｂ）のＧ１）が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃ１に応じて変化するので、励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流（図２（ｂ）のＨ）も同様に変化することになる。 Therefore, the rectangular wave voltage Va1 becomes a rectangular wave voltage that repeats a high level and a low level as shown in FIG. 4A, and the first excitation unit 13 operates as an unstable multivibrator. And the excitation current Ib of the 1st excitation coil 12 becomes a waveform which repeats an increase and decrease, as shown in FIG.4 (b).
For this reason, the current at which the inductance is saturated when the current is zero (G1 in FIG. 2B) and the current at which the polarity of the excitation current Ib switches (P in FIG. 4B) are matched. Then, the current at which the inductance is saturated (G1 in FIG. 2B) changes according to the current value C1 of the difference current between the conductors 2a and 2b, so that the polarity of the excitation current Ib switches (FIG. 2B). H) also changes in the same manner.

この励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流値が変化することにより、オペアンプ１３ａの反転入力側の第１励磁コイル１２および抵抗１３ｂの接続点Ｄの電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈを上回るタイミングが遅れることになり、オペアンプ１３ａから出力される矩形波電圧Ｖａ１の立ち下がり時点が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃ１に応じて図４（ａ）で破線図示のように遅れる。この結果、矩形波電圧Ｖａのデューティ比が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃ１に応じて変化する。
したがって、第１励磁部１３から出力される矩形波電圧Ｖａ１のデューティ比を第１検知部１４で検出することにより、導線２ａ，２ｂを流れる差電流を検知することができる。
第１検知部１４は、第１検出回路１５、第１ノイズフィルタ回路１６、第１増幅回路１７及び第１比較器１８を備えている。 By changing the current value at which the polarity of the excitation current Ib changes, the timing at which the voltage Vfb at the connection point D of the first excitation coil 12 and the resistor 13b on the inverting input side of the operational amplifier 13a exceeds the threshold voltage Vth is delayed. Thus, the falling point of the rectangular wave voltage Va1 output from the operational amplifier 13a is delayed as shown by the broken line in FIG. 4A in accordance with the current value C1 of the difference current between the conductors 2a and 2b. As a result, the duty ratio of the rectangular wave voltage Va changes according to the current value C1 of the difference current between the conducting wires 2a and 2b.
Therefore, by detecting the duty ratio of the rectangular wave voltage Va1 output from the first excitation unit 13 with the first detection unit 14, it is possible to detect the difference current flowing through the conductors 2a and 2b.
The first detection unit 14 includes a first detection circuit 15, a first noise filter circuit 16, a first amplifier circuit 17, and a first comparator 18.

第１検出回路１５は、第１励磁部１３から出力される矩形波電圧Ｖａ１のデューティ比をハイレベル状態を維持している時間とローレベル状態を維持している時間とを計測することにより検出できるが、ここでは、矩形波電圧Ｖａ１を平均化するローパスフィルタと、絶対値回路とで矩形波電圧Ｖａ1のデューティ比に応じた電圧値の直流電圧Ｖｄ１を得るようにしている。この直流電圧Ｖｄ１が第１ノイズフィルタ回路１６に出力される。 The first detection circuit 15 detects the duty ratio of the rectangular wave voltage Va1 output from the first excitation unit 13 by measuring the time during which the high level state is maintained and the time during which the low level state is maintained. However, here, a DC voltage Vd1 having a voltage value corresponding to the duty ratio of the rectangular wave voltage Va1 is obtained by a low-pass filter that averages the rectangular wave voltage Va1 and an absolute value circuit. The DC voltage Vd1 is output to the first noise filter circuit 16.

第１ノイズフィルタ回路１６は、第１検出回路１５から出力される直流電圧Ｖｄ１に重畳するインパルス性のノイズやインバータ負荷等の高周波ノイズを除去するもので、一次又は二次のローパスフィルタで構成されている。この第１ノイズフィルタ回路１６でノイズ除去されたフィルタ出力Ｖｆ１は、第１増幅回路１７に出力される。
第１増幅回路１７は、フィルタ出力Ｖｆ１を増幅し、増幅した直流増幅信号Ｖｄａを第１比較器１８に出力する。ここで、第１増幅回路１７の増幅率は、出力電圧が残留するノイズ成分の影響を受けない程度の増幅率に設定されている。 The first noise filter circuit 16 removes impulse noise superimposed on the DC voltage Vd1 output from the first detection circuit 15 and high-frequency noise such as an inverter load, and is configured by a primary or secondary low-pass filter. ing. The filter output Vf1 from which noise has been removed by the first noise filter circuit 16 is output to the first amplifier circuit 17.
The first amplifier circuit 17 amplifies the filter output Vf 1 and outputs the amplified DC amplification signal Vda to the first comparator 18. Here, the amplification factor of the first amplifying circuit 17 is set to such an extent that the output voltage is not affected by the residual noise component.

第１比較器１８は、第１増幅回路１７から出力される矩形波電圧Ｖａ１のデューティ比に応じた直流増幅信号Ｖｄａを例えば３０ｍＡに相当する第１閾値Ｖｒｅｆ１と比較し、直流増幅信号Ｖｄａが第１閾値Ｖｒｅｆ１未満であるときにローレベルとなり、直流増幅信号Ｖｄａが第１閾値Ｖｒｅｆ１以上であるときにハイレベルとなる漏電検知信号Ｓｒ１を漏電制御部５に出力する。 The first comparator 18 compares the DC amplification signal Vda corresponding to the duty ratio of the rectangular wave voltage Va1 output from the first amplifier circuit 17 with a first threshold value Vref1 corresponding to, for example, 30 mA, and the DC amplification signal Vda is The leakage detection signal Sr1 that is at a low level when it is less than one threshold value Vref1 and that is at a high level when the DC amplification signal Vda is equal to or greater than the first threshold value Vref1 is output to the leakage control unit 5.

第２電流検知部３Ｂは、例えば４０ｍＡから第１電流検知部３Ａで検知される３０ｍＡより低い１５ｍＡ以下の微小電流範囲の漏れ電流を検知するものであり、第２磁気コア２１と、第２励磁コイル２２と、第２励磁部２３と、第２検知部２４とを有する。
第２磁気コア２１は、前述した第１電流検知部３Ａの第１磁気コア１１と同様の構成を有するが、Ｂ−Ｈ特性の角型比が図２で太線図示（材料ａ）のように第１磁気コア１１のＢ−Ｈ特性の角型比より大きくなり、且つ保持力が小さくなるように設定されている。この場合の角型比は０．５以上が好ましく、保持力は１．５以下であることが好ましい。 The second current detection unit 3B detects a leakage current in a minute current range of, for example, 40 mA to 15 mA lower than 30 mA detected by the first current detection unit 3A, and includes the second magnetic core 21 and the second excitation. The coil 22 includes a second excitation unit 23 and a second detection unit 24.
The second magnetic core 21 has the same configuration as that of the first magnetic core 11 of the first current detector 3A described above, but the squareness ratio of the BH characteristic is as shown by a bold line (material a) in FIG. It is set so as to be larger than the squareness ratio of the BH characteristic of the first magnetic core 11 and the holding force becomes small. In this case, the squareness ratio is preferably 0.5 or more, and the holding force is preferably 1.5 or less.

第２励磁コイル２２は、第２磁気コア２１に所定巻数で巻回され、一端が第２励磁部２３に接続され、他端が第２検知部２４に接続されている。
第２励磁部２３は、他励発振方式の発振回路（励磁回路）で構成されている。この第２励磁部２３は、図５に示すように、無安定マルチバイブレータの構成を有し、所定周波数の矩形波電圧Ｖａ２を第２励磁コイル２２に印加することにより第２励磁コイル２２に励磁電流を供給する。 The second excitation coil 22 is wound around the second magnetic core 21 with a predetermined number of turns, one end is connected to the second excitation unit 23, and the other end is connected to the second detection unit 24.
The second excitation unit 23 is configured by a separately excited oscillation type oscillation circuit (excitation circuit). As shown in FIG. 5, the second excitation unit 23 has an astable multivibrator configuration, and applies a rectangular wave voltage Va <b> 2 having a predetermined frequency to the second excitation coil 22 to excite the second excitation coil 22. Supply current.

ここで、第２励磁部２３は、コンパレータとして動作するオペアンプ２３ａを備えている。このオペアンプ２３ａの出力側及び反転入力側間に帰還抵抗２３ｂが接続されている。また、オペアンプ２３ａの出力側とグランドとの間に分圧抵抗２３ｃ及び２３ｄが直列に接続され、これら分圧抵抗２３ｃ及び２３ｄの接続点がオペアンプ２３ａの非反転入力側に接続されている。さらに、オペアンプ２３ａの反転入力側とグランドとの間にコンデンサ２３ｅが接続されている。なお、第２励磁部２３が第２励磁コイル２２に供給する励磁電流は、第２磁気コア２１の磁束密度が飽和状態またはその近傍の状態となる電流値である。 Here, the second excitation unit 23 includes an operational amplifier 23a that operates as a comparator. A feedback resistor 23b is connected between the output side and the inverting input side of the operational amplifier 23a. Further, voltage dividing resistors 23c and 23d are connected in series between the output side of the operational amplifier 23a and the ground, and the connection point of these voltage dividing resistors 23c and 23d is connected to the non-inverting input side of the operational amplifier 23a. Further, a capacitor 23e is connected between the inverting input side of the operational amplifier 23a and the ground. The excitation current that the second excitation unit 23 supplies to the second excitation coil 22 is a current value at which the magnetic flux density of the second magnetic core 21 is saturated or in the vicinity thereof.

第２励磁部２３では、帰還抵抗２３ｂの抵抗値をＲ_１、分圧抵抗２３ｃの抵抗値をＲ_２、分圧抵抗２３ｄの抵抗値をＲ_３とし、コンデンサ２３ｅの容量値をＣ_１としたとき、下記（１）式で表される周波数ｆ_Ｖとなる図７（ａ）に示す矩形波電圧Ｖａ２が出力される。この矩形波電圧Ｖａ２には、図７（ａ）に示すように、インバータ負荷等の高周波ノイズが重畳されている。
ｆ_Ｖ＝１／（２・Ｃ_１・Ｒ_１・ｌｎ（１＋２／Ｒ_３／Ｒ_２））・・・（１）
なお、オペアンプ２３ａで第２励磁コイル２２に励磁電流を十分に供給できない場合には、必要に応じて図示しない電流ブースターをオペアンプ２３ａの出力側に接続することで励磁電流を増加させることが可能である。 In the second excitation portion 23, the resistance of the feedback resistor 23b _{R 1,} the resistance value of the dividing resistor 23c _{R 2,} the resistance value of the voltage dividing resistors 23d and _{R 3,} and the capacitance of the capacitor 23e and _{C 1} when the rectangular wave voltage Va2 shown in FIG. 7 (a) to a frequency _{f V} represented by the following formula (1) is output. As shown in FIG. 7A, high frequency noise such as an inverter load is superimposed on the rectangular wave voltage Va2.
f _V = 1 / (2 · C ₁ · R ₁ · ln (1 + 2 / R ₃ / R ₂ )) (1)
If the excitation current cannot be sufficiently supplied to the second excitation coil 22 by the operational amplifier 23a, the excitation current can be increased by connecting a current booster (not shown) to the output side of the operational amplifier 23a as necessary. is there.

そして、第２励磁部２３から出力される矩形波電圧Ｖａ２を第２励磁コイル２２に印加し、第２磁気コア２１が十分に飽和する電流で励磁した場合の第２励磁コイル２２に流れる励磁電流Ｉｅｘは、図７（ｂ）に示すように、表すことができる。
すなわち、第２励磁コイル２２にパルス状の矩形波電圧Ｖａ２を印加すると、最初に第２磁気コア２１のインダクタンスで決まる電流Ｉｅｘが流れ、第２磁気コア２１のインダクタンスが飽和すると（図７（ｂ）中のＦ点）、第２励磁コイル２２の抵抗で決まる励磁電流Ｉｅｘが流れる。 Then, the rectangular current voltage Va2 output from the second excitation unit 23 is applied to the second excitation coil 22, and the excitation current flowing in the second excitation coil 22 when the second magnetic core 21 is excited with a current that is sufficiently saturated. Iex can be expressed as shown in FIG.
That is, when a pulsed rectangular wave voltage Va2 is applied to the second exciting coil 22, a current Iex determined by the inductance of the second magnetic core 21 first flows, and the inductance of the second magnetic core 21 is saturated (FIG. 7B). ), The exciting current Iex determined by the resistance of the second exciting coil 22 flows.

第２磁気コア２１を貫通する導線２ａ，２ｂに任意の差電流が流れると、前述した図２（ｂ）に示すように、電流Ｃに応じてインダクタンスが消失するタイミングが変化する。したがって、図７（ｂ）に示す励磁電流Ｉｅｘもインダクタンスが消失するタイミングが点Ｆから点Ｈに変化する。すなわち、第２励磁コイル２２を流れる電流のデューティ比が変化することになる。 When an arbitrary difference current flows through the conducting wires 2a and 2b penetrating the second magnetic core 21, the timing at which the inductance disappears changes according to the current C as shown in FIG. Accordingly, the excitation current Iex shown in FIG. 7B also changes from the point F to the point H when the inductance disappears. That is, the duty ratio of the current flowing through the second exciting coil 22 changes.

このため、第２励磁コイル２２の励磁電流Ｉｅｘの、インダクタンスが消失することによるデューティ変化を検出することにより、導線２ａ，２ｂに流れる差電流Ｃ２の検知が可能となる。
このため、第２励磁コイル２２の他端に、励磁電流Ｉｅｘを検知する第２電流検知部３Ｂを接続する。この第２電流検知部３Ｂは、図１に示すように、第２検出回路２５、第２ノイズフィルタ回路２６、第２増幅回路２７及び第２比較器２８を有する。 For this reason, it is possible to detect the difference current C2 flowing through the conducting wires 2a and 2b by detecting the duty change of the exciting current Iex of the second exciting coil 22 due to the disappearance of the inductance.
For this reason, the second current detection unit 3 </ b> B that detects the excitation current Iex is connected to the other end of the second excitation coil 22. As shown in FIG. 1, the second current detection unit 3B includes a second detection circuit 25, a second noise filter circuit 26, a second amplification circuit 27, and a second comparator 28.

第２検出回路２５は、図６に示すように、電流−電圧変換回路３１、二値化回路３２及び電流検知回路３３を備えている。
電流−電圧変換回路３１は、図６に示すように、第２励磁コイル２２とグランドとの間に接続されたシャント抵抗３１ａで構成され、このシャント抵抗３１ａの第２励磁コイル２２側から励磁電圧Ｖｂ２が出力される。
この励磁電圧Ｖｂ２は、シャント抵抗３１ａの抵抗値をＲ_ＳＨとすると、下記（２）式のように抵抗値Ｒ_ＳＨと励磁電流Ｉｅｘとの積で表される。
Ｖｂ２＝Ｉｅｘ・Ｒ_ＳＨ …………（２） As illustrated in FIG. 6, the second detection circuit 25 includes a current-voltage conversion circuit 31, a binarization circuit 32, and a current detection circuit 33.
As shown in FIG. 6, the current-voltage conversion circuit 31 includes a shunt resistor 31a connected between the second excitation coil 22 and the ground, and an excitation voltage from the second excitation coil 22 side of the shunt resistor 31a. Vb2 is output.
This excitation voltage Vb2 is represented by the product of the resistance value R _SH and the excitation current Iex as shown in the following equation (2), where R _SH is the resistance value of the shunt resistor 31a.
Vb2 = Iex · R _SH (2)

二値化回路３２は、図６に示すように、ヒステリシス付コンパレータ３２ａで構成されている。このヒステリシス付コンパレータ３２ａは、電流−電圧変換回路３１から出力された出力電圧Ｖｂ２が入力されるオペアンプ３２ｂと、オペアンプ３２ｂの出力側とグランド間に接続した抵抗３２ｃ及び３２ｄとを有し、抵抗３２ｃ及び３２ｄの接続点がオペアンプ３２ｂの非反転入力側に接続されている。 As shown in FIG. 6, the binarization circuit 32 includes a hysteresis-equipped comparator 32a. The comparator with hysteresis 32a includes an operational amplifier 32b to which the output voltage Vb2 output from the current-voltage conversion circuit 31 is input, and resistors 32c and 32d connected between the output side of the operational amplifier 32b and the ground, and the resistor 32c And 32d are connected to the non-inverting input side of the operational amplifier 32b.

このヒステリシス付コンパレータ３２ａのヒステリシス幅Ｖｈｙは、ヒステリシス付コンパレータ３２ａから出力される矩形波電圧をＶｃ２とし、抵抗３２ｃ及び３２ｄの抵抗値をそれぞれＲｃ及びＲｄとしたときに、下記（３）式で表される。
Ｖｈｙ＝Ｖｃ２・（Ｒｃ＋Ｒｄ）／Ｒｃ・・・（３）
このように、二値化回路３２をヒステリシス付コンパレータ３２ａで構成することにより、電流−電圧変換回路３１から出力される出力電圧Ｖｂ２に、図７（ｂ）に示すように、ノイズが重畳されている場合でも、ヒステリシス幅Ｖｈｙの範囲内でのノイズの影響を除去した図７（ｃ）に示す矩形波電圧Ｖｃ２を出力することができる。 The hysteresis width Vhy of the comparator with hysteresis 32a is expressed by the following equation (3) when the rectangular wave voltage output from the comparator with hysteresis 32a is Vc2 and the resistance values of the resistors 32c and 32d are Rc and Rd, respectively. Is done.
Vhy = Vc2 · (Rc + Rd) / Rc (3)
As described above, by configuring the binarization circuit 32 with the comparator 32a with hysteresis, noise is superimposed on the output voltage Vb2 output from the current-voltage conversion circuit 31 as shown in FIG. 7B. Even if it is, the rectangular wave voltage Vc2 shown in FIG. 7C from which the influence of noise within the range of the hysteresis width Vhy is removed can be output.

電流検知回路３３は、図６に示すように、二値化回路３２から出力される矩形波電圧Ｖｃ２が入力され、この矩形波電圧Ｖｃ２を平均化する低域通過フィルタ３３ａと、この低域通過フィルタ３３ａの出力を絶対値化して測定電流Ｃ２の値に対応した測定電圧である直流電圧Ｖｄ２を出力する絶対値回路３３ｂとを備えている。
この電流検知回路３３では、図７（ｃ）に示す矩形波電圧Ｖｃ２を平均化することで、測定電流Ｉｅｘの電流値が零である場合の実線図示の矩形波は、デューティ比が略５０％となるので、平均値が略“０”となるが、測定電流Ｃ２が流れる場合の図７（ｃ）で点線図示の矩形波は、デューティ比が５０％未満（オン時間がオフ時間より短い状態）となることにより、平均値が一点鎖線図示のように負値となる。この負値の平均値が絶対値回路３３ｂで絶対値化されて、測定電流Ｃ２の値に対応した直流電圧Ｖｄ２として第２ノイズフィルタ回路２６に出力される。 As shown in FIG. 6, the current detection circuit 33 receives the rectangular wave voltage Vc2 output from the binarization circuit 32, and a low-pass filter 33a that averages the rectangular wave voltage Vc2, and the low-pass filter. An absolute value circuit 33b for converting the output of the filter 33a into an absolute value and outputting a DC voltage Vd2 that is a measurement voltage corresponding to the value of the measurement current C2.
In the current detection circuit 33, the rectangular wave voltage Vc2 shown in FIG. 7C is averaged so that the rectangular wave shown by the solid line when the current value of the measurement current Iex is zero has a duty ratio of about 50%. Therefore, although the average value is substantially “0”, the rectangular wave indicated by the dotted line in FIG. 7C in the case where the measurement current C2 flows has a duty ratio of less than 50% (the ON time is shorter than the OFF time). ), The average value becomes a negative value as shown by the dashed line. The average value of the negative values is converted into an absolute value by the absolute value circuit 33b and output to the second noise filter circuit 26 as a DC voltage Vd2 corresponding to the value of the measurement current C2.

第２ノイズフィルタ回路２６は、除去したいノイズ成分の周波数に応じて設計されるが、一例として低域通過フィルタで構成することができる。
この第２ノイズフィルタ回路２６は、図６に示すように、正帰還形とされた二次の低域通過フィルタ２６ａで構成されている。この低域通過フィルタ２６ａは、電流検知回路３３から出力される直流電圧Ｖｄ２を抵抗２６ｂ及び２６ｃを介して非反転入力側に入力されるとともに、出力側が反転入力側に直接接続されたオペアンプ２６ｄと、抵抗２６ｃとオペアンプ２６ｄの非反転入力側の接続点とグランド間に接続されたコンデンサ２６ｅと、抵抗２６ｂ及び２６ｃの接続点とオペアンプ２６ｄの反転入力側との間に接続されたがコンデンサ２６ｆとを備えている。 The second noise filter circuit 26 is designed according to the frequency of the noise component to be removed, but can be configured as a low-pass filter as an example.
As shown in FIG. 6, the second noise filter circuit 26 includes a secondary low-pass filter 26a of a positive feedback type. The low-pass filter 26a receives the DC voltage Vd2 output from the current detection circuit 33 to the non-inverting input side via the resistors 26b and 26c, and the operational amplifier 26d whose output side is directly connected to the inverting input side. The capacitor 26e connected between the connection point on the non-inverting input side of the resistor 26c and the operational amplifier 26d and the ground, and the capacitor 26f connected between the connection point of the resistors 26b and 26c and the inverting input side of the operational amplifier 26d. It has.

この第２ノイズフィルタ回路２６のカットオフ周波数ｆｃは、抵抗２６ｂ及び２６ｃの抵抗値を等しい抵抗値Ｒｆとし、コンデンサ２６ｅ及び２６ｆの容量を互いに等しいＣｆとすると、下記（４）式で表される。
ｆｃ＝１／（２・π・Ｒｆ・Ｃｆ） …………（４）
ここで、抵抗値Ｒｆ及び容量Ｃｆを除去したいノイズ成分の下限周波数に応じて設定することにより、高周波のノイズ成分を確実に除去することができる。しかも、二次の低域通過フィルタを適用しているので、急峻な遮断特性を得ることができる。 The cutoff frequency fc of the second noise filter circuit 26 is expressed by the following equation (4), assuming that the resistance values of the resistors 26b and 26c are equal resistance values Rf, and the capacitances of the capacitors 26e and 26f are equal Cf. .
fc = 1 / (2 · π · Rf · Cf) (4)
Here, by setting the resistance value Rf and the capacitance Cf according to the lower limit frequency of the noise component to be removed, the high-frequency noise component can be surely removed. In addition, since a secondary low-pass filter is applied, a steep cut-off characteristic can be obtained.

この第２ノイズフィルタ回路２６から出力されるインバータ負荷等の高周波ノイズを除去したフィルタ出力Ｖｆ２が第２増幅回路２７で比較的低い増幅率で増幅され、この第２増幅回路２７から出力される直流増幅信号Ｖｄａ２が第２比較器２８に入力される。ここで、第２増幅回路２７の増幅率は出力電圧が残留ノイズの影響を受けない程度の増幅率に設定されている。
この第２比較器２８では、第２増幅回路２７から出力される直流増幅信号Ｖｄａ２と例えば１５ｍＡ以下の微小電流に相当する第２閾値Ｖｒｅｆ２とを比較し、直流増幅信号Ｖｄａが第１閾値Ｖｒｅｆ１未満であるときにローレベルとなり、直流増幅信号Ｖｄａが第１閾値Ｖｒｅｆ１以上であるときにハイレベルとなる漏電検知信号Ｓｒ２を漏電制御部５に出力する。 The filter output Vf2 from which high-frequency noise such as an inverter load output from the second noise filter circuit 26 is removed is amplified by the second amplifier circuit 27 with a relatively low amplification factor, and the direct current output from the second amplifier circuit 27 is output. The amplified signal Vda2 is input to the second comparator 28. Here, the amplification factor of the second amplifying circuit 27 is set to such an extent that the output voltage is not affected by the residual noise.
The second comparator 28 compares the DC amplification signal Vda2 output from the second amplifier circuit 27 with a second threshold value Vref2 corresponding to, for example, a small current of 15 mA or less, and the DC amplification signal Vda is less than the first threshold value Vref1. The leakage detection signal Sr2 that is low when the DC amplification signal Vda is equal to or higher than the first threshold value Vref1 is output to the leakage control unit 5.

漏電制御部５は、図１に示すように、第１電流検知部３Ａから出力される漏電検知信号Ｓｒ１及び第２電流検知部３Ｂから出力される漏電検知信号Ｓｒ２が入力される論理和回路５ａと、この論理和回路５ａの論理和出力が入力される漏電引外し信号出力回路５ｂとを有する。漏電引外し信号出力回路５ｂは、論理和回路５ａから出力される論理和出力がローレベルであるときには、開閉機構部４を動作させる漏電引外しコイル４ｃを励磁する励磁信号を出力せず、論理和出力がハイレベルとなったときに開閉機構部４を動作させる漏電引外しコイル４ｃを励磁する励磁信号を出力する。
開閉機構部４は、図１に示すように、導線２ａ及び２ｂに介挿された通常時は閉極状態に制御され、漏電検知時に開極状態に制御される開閉接点部４ａ及び４ｂと、非励磁時に開閉接点部４ａ及び４ｂを閉極状態に維持し、励磁時に開閉接点部４ａ及び４ｂを開極状態に制御する引外しコイル４ｃとを備えている。 As shown in FIG. 1, the leakage control unit 5 receives the leakage detection signal Sr1 output from the first current detection unit 3A and the leakage detection signal Sr2 output from the second current detection unit 3B. And an earth leakage trip signal output circuit 5b to which the logical sum output of the logical sum circuit 5a is inputted. When the logical sum output from the logical sum circuit 5a is at a low level, the ground leakage trip signal output circuit 5b does not output an excitation signal that excites the ground leakage trip coil 4c that operates the switching mechanism portion 4, When the sum output becomes high level, an excitation signal for exciting the earth leakage tripping coil 4c for operating the opening / closing mechanism unit 4 is output.
As shown in FIG. 1, the opening / closing mechanism unit 4 is normally connected to the conducting wires 2a and 2b, and is controlled to be in a closed state, and is controlled to be in an open state when a leakage is detected. There is provided a tripping coil 4c that maintains the switching contact portions 4a and 4b in a closed state during non-excitation and controls the switching contact portions 4a and 4b in an open state during excitation.

次に、上記実施形態の動作を説明する。
今、電流測定対象となる導線２ａ及び２ｂに漏電が生じておらず、導線２ａ及び２ｂ間に差電流が生じていないときには、第１電流検知部３Ａの第１励磁部１３から出力される矩形波電圧Ｖａ１が図４（ａ）で実線図示のように、デューティ比が略５０％となっている。このため、第１検出回路１５で、矩形波電圧Ｖａ１を平均化することにより、直流検知電圧は零となり、これが絶対値化されても零を維持し、この直流検知電圧が第１ノイズフィルタ回路１６でノイズ除去され、第１増幅回路１７で増幅されても零の直流増幅電圧が第１比較器１８に供給される。
この第１比較器１８では、入力される直流増幅電圧が第１閾値Ｖｒｅｆ１より小さい値となるので、ローレベルの漏電検知信号Ｓｒ１を出力する。 Next, the operation of the above embodiment will be described.
A rectangular current output from the first excitation unit 13 of the first current detection unit 3A when there is no leakage in the conducting wires 2a and 2b that are current measurement targets and no differential current is produced between the conducting wires 2a and 2b. The wave voltage Va1 has a duty ratio of about 50% as shown by the solid line in FIG. Therefore, by averaging the rectangular wave voltage Va1 by the first detection circuit 15, the DC detection voltage becomes zero, and even if this is converted to an absolute value, this DC detection voltage is maintained at zero, and this DC detection voltage is maintained in the first noise filter circuit. Noise is removed at 16, and a zero DC amplification voltage is supplied to the first comparator 18 even when amplified by the first amplifier circuit 17.
The first comparator 18 outputs a low-level leakage detection signal Sr1 because the input DC amplification voltage is smaller than the first threshold value Vref1.

同様に、第２電流検知部３Ｂでは、第２励磁部２３から出力される図７（ａ）に示す矩形波電圧Ｖａ２が第２磁気コア２１に巻装された第２励磁コイル２２に供給されることにより、この第２励磁コイル２２から図７（ｂ）で実線図示の励磁電流Ｉｅｘが出力され、これが第２検出回路２５に供給される。
この第２検出回路２５では、電流−電圧変換回路３１で励磁電流Ｉｅｘを電圧Ｖｂ２に変換し、この電圧Ｖｂ２を二値化回路３２に供給することにより、この二値化回路３２から図７（ｃ）で実線図示のデューティ比が５０％となる矩形波電圧Ｖｃ２が出力される。このデューティ比５０％の矩形波電圧Ｖｃ２が電流検知回路３３に供給され、この電流検知回路３３で平均化されて絶対値化されることにより、零の直流電圧Ｖｄ２が出力される。 Similarly, in the second current detection unit 3B, the rectangular wave voltage Va2 shown in FIG. 7A output from the second excitation unit 23 is supplied to the second excitation coil 22 wound around the second magnetic core 21. As a result, the excitation current Iex shown by the solid line in FIG. 7B is output from the second excitation coil 22 and supplied to the second detection circuit 25.
In the second detection circuit 25, the current-voltage conversion circuit 31 converts the excitation current Iex into the voltage Vb2, and supplies the voltage Vb2 to the binarization circuit 32. In c), a rectangular wave voltage Vc2 having a duty ratio of 50% indicated by the solid line is output. The rectangular wave voltage Vc2 having a duty ratio of 50% is supplied to the current detection circuit 33, and is averaged and converted into an absolute value by the current detection circuit 33, thereby outputting a zero DC voltage Vd2.

この零の直流電圧Ｖｄ２が第２ノイズフィルタ回路２６でノイズ除去されてから第２増幅回路２７で増幅されて第２比較器２８に入力される。このとき、第２増幅回路２７から出力される直流増幅電圧Ｖｄａ２も零であるので、第２比較器２８からローレベルの漏電検知信号Ｓｒ２が出力される。
このため、漏電制御部５では、第１電流検知部３Ａ及び第２電流検知部３Ｂからともにローレベルの漏電検知信号Ｓｒ１及びＳｒ２が入力されるので、ローレベルの論理和信号が漏電引外し信号出力回路５ｂに出力され、この漏電引外し信号出力回路５ｂかられ励磁信号が出力されず、開閉機構部４の引外しコイル４ｃが非励磁状態を維持するので、導線２ａ及び２ｂが通電可能状態を維持する。 The zero DC voltage Vd2 is subjected to noise removal by the second noise filter circuit 26, then amplified by the second amplifier circuit 27, and input to the second comparator 28. At this time, since the DC amplification voltage Vda2 output from the second amplifier circuit 27 is also zero, the low-level leakage detection signal Sr2 is output from the second comparator 28.
For this reason, in the leakage control unit 5, since the low level leakage detection signals Sr1 and Sr2 are input from both the first current detection unit 3A and the second current detection unit 3B, the low level logical sum signal becomes the leakage trip signal. Output to the output circuit 5b, no excitation signal is output from the leakage trip signal output circuit 5b, and the tripping coil 4c of the opening / closing mechanism 4 maintains the non-excitation state, so that the conducting wires 2a and 2b can be energized. To maintain.

この漏電が生じていない健全状態で、導線２ａ及び２ｂ間に、第２電流検知部３Ｂで電流検知可能な例えば３０ｍＡ未満で、且つ例えば１５ｍＡ以下の検知可能電流以上の微小電流が差電流として流れると、これが第２電流検知部３Ｂで検知される。
すなわち、第２電流検知部３Ｂでは、導線２ａ及び２ｂ間に差電流が生じると、第２磁気コア２１に巻装された第２励磁コイル２２に流れる励磁電流Ｉｅｘが図７（ｂ）で鎖線図示のように、矩形波電圧Ｖａ２の立ち上がり時には、第２磁気コア２１のインダクタンスによって決まる電流が流れる状態からインダクタンスが飽和して第２励磁コイル２２の抵抗で決まる電流が流れる状態に切り換わるタイミングが通常時のＦ点からＨ点に遅れることになる。 In a healthy state in which no leakage occurs, a small current that is less than 30 mA, for example, that can be detected by the second current detection unit 3B and that can be detected, for example, 15 mA or less flows as a difference current between the conductors 2a and 2b. This is detected by the second current detector 3B.
That is, in the second current detection unit 3B, when a difference current is generated between the conductors 2a and 2b, the excitation current Iex flowing through the second excitation coil 22 wound around the second magnetic core 21 is a chain line in FIG. As shown in the figure, when the rectangular wave voltage Va2 rises, there is a timing at which the inductance is saturated from the state where the current determined by the inductance of the second magnetic core 21 flows to the state where the current determined by the resistance of the second exciting coil 22 flows. It will be delayed from the normal F point to the H point.

一方、矩形波電圧Ｖａ２の立ち下がり時には、第２励磁コイル２２の抵抗で決まる電流が流れる状態からから第２磁気コア２１のインダクタンスで決まる電流が流れる状態となるタイミングは変わらないが、電流が急峻に低下するタイミングが早まることになる。
このため、電流−電圧変換回路３１の出力電圧Ｖｂ２を二値化回路３２で二値化したときに、二値化信号Ｖｃ２は、図７（ｃ）で点線図示のように、実線図示のオン区間の時間が短くオフ区間の時間が長いデューティ比が５０％より少ない矩形波信号となる。
このため、二値化信号Ｖｃ２を電流検知回路３３で平均化することにより、図７（ｃ）で一点鎖線図示のように負値となる直流電流となり、これを絶対値回路３３ｂで絶対値化することにより、漏洩電流を表す直流電圧Ｖｄ２が出力される。 On the other hand, when the rectangular wave voltage Va2 falls, the timing from when the current determined by the resistance of the second exciting coil 22 flows to the state where the current determined by the inductance of the second magnetic core 21 flows does not change, but the current is steep. The timing of the drop will be accelerated.
Therefore, when the output voltage Vb2 of the current-voltage conversion circuit 31 is binarized by the binarization circuit 32, the binarized signal Vc2 is turned on as shown by a solid line in FIG. 7C. The rectangular wave signal has a duty ratio shorter than 50% with a short interval time and a long off interval time.
For this reason, by averaging the binarized signal Vc2 by the current detection circuit 33, a DC current that becomes a negative value as shown by a one-dot chain line in FIG. 7C is obtained, and this is converted into an absolute value by the absolute value circuit 33b. As a result, the DC voltage Vd2 representing the leakage current is output.

この直流電圧Ｖｄ２を第２ノイズフィルタ回路２６でノイズ除去し、第２増幅回路２７で比較的低い増幅率で増幅した後第２比較器２８に供給することにより、直流増幅電圧Ｖｄａ２が第２閾値Ｖｒｅｆ２より大きくなって、この第２比較器２８からハイレベルの漏電検知信号Ｓｒ２が出力される。
このため、漏電制御部５で論理和回路５ａの出力信号がハイレベルとなることにより、漏電引外し信号出力回路５ｂからハイレベルの励磁信号が引外しコイル４ｃに出力され、開閉接点部４ａ及び４ｂが開極状態に制御される。 The DC voltage Vd2 is denoised by the second noise filter circuit 26, amplified by the second amplifier circuit 27 at a relatively low amplification factor, and then supplied to the second comparator 28, whereby the DC amplified voltage Vda2 is supplied to the second threshold value. The second comparator 28 outputs a high level leakage detection signal Sr2 that is greater than Vref2.
Therefore, when the output signal of the OR circuit 5a becomes high level in the leakage control unit 5, a high level excitation signal is output from the leakage trip signal output circuit 5b to the trip coil 4c, and the switching contact portion 4a and 4b is controlled to an open state.

ところで、第２電流検知部３Ｂでは、第２磁気コア２１の角型比が０．５以上と大きいので、第１電流検知部３Ａの電流検知範囲の最小電流である例えば３０ｍＡより小さい例えば１５ｍ以下の微小電流を検知可能である反面、導線２ａ及び２ｂに流れる差電流が増加するにつれて第２磁気コア２１のインダクタンスによって決まる電流から第２励磁コイル２２の抵抗によって決まる電流に切り換わるタイミングが遅くなるので、例えば４０ｍＡ以上となると正値側の成分がなくなり、デューティ比が零となってデューティ変化がなくなってしまう。このため、二値化回路３２から出力される出力電圧が負値の一定値となり、電流変化を検知できなくなる。 By the way, in the 2nd electric current detection part 3B, since the squareness ratio of the 2nd magnetic core 21 is as large as 0.5 or more, it is smaller than 30 mA which is the minimum electric current of the electric current detection range of the 1st electric current detection part 3A, for example, 15 m or less However, the timing of switching from the current determined by the inductance of the second magnetic core 21 to the current determined by the resistance of the second exciting coil 22 is delayed as the differential current flowing through the conductors 2a and 2b increases. Therefore, for example, when it is 40 mA or more, the positive-side component disappears, the duty ratio becomes zero, and the duty change disappears. For this reason, the output voltage output from the binarization circuit 32 becomes a constant value of a negative value, and the current change cannot be detected.

この第２電流検知部３Ｂでの電流変化を検知できなくなる最大検知電流である例えば４０ｍＡに達する前に、微小電流が３０ｍＡ以上となると第１電流検知部３Ａで微小電流の検知が可能となる。
この第１電流検知部３Ａでは、第１磁気コア１１の角型比が第２電流検知部３Ｂの第２磁気コア２１の角型比より小さく設定されているので、例えば３０ｍＡ未満の微小電流の検知は不可能であるが、３０ｍＡ以上から数Ａまでの電流範囲の電流検知が可能となる。 If the minute current becomes 30 mA or more before reaching the maximum detected current, for example, 40 mA, at which the current change in the second current detector 3B cannot be detected, the first current detector 3A can detect the minute current.
In the first current detector 3A, the squareness ratio of the first magnetic core 11 is set to be smaller than the squareness ratio of the second magnetic core 21 of the second current detector 3B. Although detection is impossible, current detection in a current range from 30 mA to several A is possible.

この第１電流検知部３Ａでは、図４（ｂ）に示すように、導線２ａ及び２ｂに流れる差電流が大きくなるにつれて電流の方向が変化するタイミングが遅れ、これによって、第１励磁部１３から出力される矩形波電圧Ｖａ１のデューティ比が図４（ａ）に示すように増加する。
したがって、第１励磁部１３から出力される矩形波電圧Ｖａ１のデューティ比を第１検出回路１５で検知し、この第１検出回路１５から出力されるデューティ比に応じた直流電圧を第１ノイズフィルタ回路１６に供給してインバータ負荷の高周波ノイズ等を除去してから第１増幅回路１７で増幅し、第１比較器１８で第１閾値Ｖｒｅｆ１と比較することにより、例えば３０ｍＡ〜数Ａの広範囲な電流領域で電流検知を行なうことができる。 In the first current detection unit 3A, as shown in FIG. 4B, the timing at which the direction of the current changes as the differential current flowing in the conductors 2a and 2b increases, thereby causing the first excitation unit 13 to The duty ratio of the output rectangular wave voltage Va1 increases as shown in FIG.
Therefore, the duty ratio of the rectangular wave voltage Va1 output from the first excitation unit 13 is detected by the first detection circuit 15, and the DC voltage corresponding to the duty ratio output from the first detection circuit 15 is detected by the first noise filter. A high-frequency noise or the like of the inverter load is removed after being supplied to the circuit 16, and then amplified by the first amplifier circuit 17 and compared with the first threshold value Vref 1 by the first comparator 18. Current detection can be performed in the current region.

そして、第１比較器１８で第１増幅回路１７の増幅出力が第１閾値Ｖｒｅｆ１以上となると、第１比較器１８からハイレベルの漏電検知信号Ｓｒ１が出力され、これが漏電制御部５に供給される。
このため、漏電制御部５では論理和回路５ａの出力信号がハイレベルとなることにより、漏電引外し信号出力回路５ｂから励磁信号が引外しコイル４ｃに出力されて、開閉接点部４ａ及び４ｂが開極状態に制御されて、導線２ａ及び２ｂの通電路が開放される。 When the amplified output of the first amplifier circuit 17 becomes equal to or higher than the first threshold value Vref1 by the first comparator 18, a high level leakage detection signal Sr1 is output from the first comparator 18 and supplied to the leakage control unit 5. The
For this reason, in the leakage control unit 5, when the output signal of the OR circuit 5a becomes high level, the excitation signal is output from the leakage trip signal output circuit 5b to the trip coil 4c, and the switching contacts 4a and 4b are connected to each other. The conducting path of the conducting wires 2a and 2b is opened under control of the open state.

このように、上記実施形態によると、角型比が小さな第１磁気コア１１を有し、この第１磁気コア１１に巻装された第１励磁コイル１２に自励式の第１励磁部１３から励磁電流を供給し、第１励磁部１３から出力される矩形波電圧のデューティ比を検出する第１電流検知部３Ａで、導線２ａ，２ｂに流れる図８のその他の電流領域で表される例えば３０ｍＡ〜数Ａの広範囲な電流領域の微小な差電流を検知する。 Thus, according to the above embodiment, the first magnetic core 11 having a small squareness ratio is provided, and the first excitation coil 12 wound around the first magnetic core 11 is self-excited from the first excitation unit 13. For example, the first current detection unit 3A that supplies the excitation current and detects the duty ratio of the rectangular wave voltage output from the first excitation unit 13 is represented by the other current region of FIG. A minute difference current in a wide current region of 30 mA to several A is detected.

一方、第１電流検知部３Ａでは検知できない、図８の微弱電流領域で表される例えば３０ｍＡ未満で、例えば１５ｍＡ以下の微小電流を、角型比の大きな第２磁気コア２１を有し、この第２磁気コア２１に巻装された第２励磁コイル２２に他励式の第２励磁部２３から励磁電流を供給し、この第２励磁コイル２２の励磁電流から導線２ａ，２ｂを流れる差電流を検知する第２検出回路２５で検知することができる。 On the other hand, the first current detector 3A has a second magnetic core 21 having a large squareness ratio, for example, a small current of less than 30 mA, for example 15 mA or less, represented by the weak current region in FIG. An excitation current is supplied to the second excitation coil 22 wound around the second magnetic core 21 from the separately excited second excitation unit 23, and a difference current flowing through the conductors 2 a and 2 b is calculated from the excitation current of the second excitation coil 22. It can be detected by the second detection circuit 25 for detection.

したがって、導線２ａ及び２ｂを流れる差電流を、自励式の第１励磁部１３を有する第１電流検知部３Ａと、他励式の第２励磁部２３を有する第２電流検知部３Ｂとを有する電流検知装置で例えば１５ｍＡ以下の微小電流から数Ａまでの広範囲な電流領域でノイズの影響を受けることなく正確に検知することができる。
そして、第１電流検知部３Ａ及び第２電流検知部３Ｂを有する電流検知装置で導線２ａ及び２ｂを流れる漏れ電流による差電流を正確に検知したときに、漏電制御部５で開閉機構部４を動作させて導線２ａ及び２ｂの通電路を開放することにより、例えば１５ｍＡ以下の微小漏電電流から数Ａ程度の漏電電流までの広範囲な漏電電流をノイズの影響を受けることなく正確に検知して、漏電引外し動作する漏電遮断器を提供することができる。 Therefore, the difference current flowing through the conductors 2a and 2b is converted into a current having a first current detection unit 3A having a self-excited first excitation unit 13 and a second current detection unit 3B having a second excitation type second excitation unit 23. For example, the detection device can accurately detect a current in a wide current range from a minute current of 15 mA or less to several A without being affected by noise.
When the current detection device having the first current detection unit 3A and the second current detection unit 3B accurately detects the difference current due to the leakage current flowing through the conductors 2a and 2b, the leakage control unit 5 controls the opening / closing mechanism unit 4. By operating and opening the conducting paths of the conductors 2a and 2b, for example, a wide range of leakage currents from a small leakage current of 15 mA or less to a leakage current of about several A can be accurately detected without being affected by noise, It is possible to provide an earth leakage circuit breaker that operates to cause an earth leakage trip.

しかも、第１電流検知部３Ａは、１つの第１磁気コアを設け、この第１磁気コアに巻装した第１励磁コイルに自励式の第１励磁部から励磁電流を供給することにより、例えば３０ｍＡ〜数Ａの広範囲な電流領域の電流を正確に検出することができる。この第１電流検知部３Ａでは、第１磁気コアの角型比を小さくすることにより、磁気飽和を抑制して広範囲な電流領域の電流検知を可能とすることができる。 Moreover, the first current detection unit 3A includes one first magnetic core, and supplies an excitation current from the self-excited first excitation unit to the first excitation coil wound around the first magnetic core, for example, The current in a wide current range of 30 mA to several A can be accurately detected. In the first current detection unit 3A, by reducing the squareness ratio of the first magnetic core, magnetic saturation can be suppressed and current detection in a wide current region can be performed.

また、第２電流検知部３Ｂは、１つの第２磁気コアを設け、この第２磁気コアに巻装した第２励磁コイルに他励式の第２励磁部から励磁電流を供給することにより、第２励磁コイルのインダクタンス値の変動を防止してノイズの影響を抑制し、例えば１５ｍＡ以下の微小電流を精度良く検出することができる。この第２電流検知部３Ｂでは、第２磁気コアの角型比を第１電流検知部３Ａの第１磁気コアの角型比より多くすることにより、例えば１５ｍＡ以下のより微小な電流を検知することができる。
なお、上記実施形態では、漏電を検知する主回路導線２が２本の導線２ａ，２ｂである場合について説明したが、これに限定されるものではなく、例えば主回路導線２は一本の導線であってもよい。 In addition, the second current detection unit 3B includes one second magnetic core, and supplies the excitation current from the separately excited second excitation unit to the second excitation coil wound around the second magnetic core. The fluctuation of the inductance value of the two exciting coils can be prevented to suppress the influence of noise, and for example, a minute current of 15 mA or less can be accurately detected. In the second current detection unit 3B, by making the squareness ratio of the second magnetic core larger than the squareness ratio of the first magnetic core of the first current detection unit 3A, a smaller current of, for example, 15 mA or less is detected. be able to.
In the above-described embodiment, the case where the main circuit conductor 2 for detecting electric leakage is the two conductors 2a and 2b has been described. However, the present invention is not limited to this. For example, the main circuit conductor 2 is a single conductor. It may be.

また、上記実施形態では、第１電流検知部３Ａを第１励磁部１３から出力される矩形波電圧のデューティ比を検出して、電流を検知する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、第１励磁部１３から出力される矩形波電圧の周波数を検出してより大きな電流領域の漏れ電流を検知することができる。すなわち、図９に示すように、第１励磁部１３から出力される矩形波電圧Ｖａ１を周波数−電圧変換して電圧信号を出力する高域通過フィルタ６１とその出力側に接続した絶対値回路６２とで第３検知部を構成し、第１励磁部１３の矩形波電圧Ｖａ１の周波数増加を検出して数Ａより大きい大電流領域の測定電流を検出することができる。この第３検知部では、絶対値回路６２の出力電圧Ｖｂ３は、図１０に示すように、前述した第１電流検知部３Ａで検知可能な電流領域＋Ｉ１（＋数Ａ）〜−Ｉ１（−数Ａ）の範囲では、閾値電圧Ｖｒｅｆ３より低い電圧となり、＋Ｉ１以上及び−Ｉ１以下で閾値電圧Ｖｒｅｆ３より大きな電圧となり、ある電圧に達すると飽和する。したがって、上記実施形態と同様に、絶対値回路６２の出力電圧をノイズフィルタ回路でノイズ除去した後に増幅して比較器で閾値電圧Ｖｒｅｆ３比較することにより、数Ａ以上の電流を検知することができる。 Moreover, although the said embodiment demonstrated the case where the 1st electric current detection part 3A detected the duty ratio of the rectangular wave voltage output from the 1st excitation part 13, and detected an electric current, it is limited to this. Instead, the leakage current in a larger current region can be detected by detecting the frequency of the rectangular wave voltage output from the first excitation unit 13. That is, as shown in FIG. 9, a high-pass filter 61 that outputs a voltage signal by performing frequency-voltage conversion on the rectangular wave voltage Va1 output from the first excitation unit 13, and an absolute value circuit 62 connected to the output side thereof. The third detection unit can be configured to detect a frequency increase of the rectangular wave voltage Va1 of the first excitation unit 13 and detect a measurement current in a large current region larger than several A. In this third detector, the output voltage Vb3 of the absolute value circuit 62 is, as shown in FIG. 10, the current region + I1 (+ number A) to −I1 (−number) that can be detected by the first current detector 3A described above. In the range of A), the voltage becomes lower than the threshold voltage Vref3, becomes a voltage higher than the threshold voltage Vref3 at + I1 or more and −I1 or less, and is saturated when reaching a certain voltage. Therefore, as in the above embodiment, the output voltage of the absolute value circuit 62 is amplified after being denoised by a noise filter circuit, and a current of several A or more can be detected by comparing the threshold voltage Vref3 with a comparator. .

１漏電遮断器
２主回路導体
２ａ，２ｂ導線
３電流検知装置
３Ａ第１検知装置
３Ｂ第２検知装置
４開閉機構部
４ａ，４ｂ開閉接点部
４ｃコイル
５漏電制御部
５ａ論理和回路
５ｂ信号出力回路
１１第１磁気コア
１２第１励磁コイル
１３第１励磁部
１３ａオペアンプ
１３ｂ抵抗
１３ｃ分圧抵抗
１４第１検知部
１５第１検出回路
１６第１ノイズフィルタ回路
１７第１増幅回路
１８第１比較器
２１第２磁気コア
２２第２励磁コイル
２３第２励磁部
２３ａオペアンプ
２３ｂ帰還抵抗
２３ｃ，２３ｄ分圧抵抗
２３ｅコンデンサ
２４第２検知部
２５第２検出回路
２６第２ノイズフィルタ回路
２６ａ低域通過フィルタ
２６ｂ抵抗
２６ｃ抵抗
２６ｄオペアンプ
２６ｅコンデンサ
２６ｆコンデンサ
２７第２増幅回路
２８第２比較器
３１電流−電圧変換回路
３１ａシャント抵抗
３２二値化回路
３２ａヒステリシス付コンパレータ
３２ｂオペアンプ
３２ｃ抵抗
３３電流検知回路
３３ａ低域通過フィルタ
３３ｂ絶対値回路
６１高域通過フィルタ
６２絶対値回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Leakage breaker 2 Main circuit conductor 2a, 2b Conductor 3 Current detection device 3A 1st detection device 3B 2nd detection device 4 Opening and closing mechanism part 4a, 4b Opening and closing contact part 4c Coil 5 Leakage control part 5a OR circuit 5b Signal output circuit DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 1st magnetic core 12 1st excitation coil 13 1st excitation part 13a Operational amplifier 13b Resistance 13c Voltage dividing resistor 14 1st detection part 15 1st detection circuit 16 1st noise filter circuit 17 1st amplification circuit 18 1st comparator 21 2nd magnetic core 22 2nd excitation coil 23 2nd excitation part 23a Operational amplifier 23b Feedback resistance 23c, 23d Voltage dividing resistor 23e Capacitor 24 2nd detection part 25 2nd detection circuit 26 2nd noise filter circuit 26a Low-pass filter 26b Resistance 26c resistor 26d operational amplifier 26e capacitor 26f capacitor 27 second increase Width circuit 28 Second comparator 31 Current-voltage conversion circuit 31a Shunt resistor 32 Binarization circuit 32a Hysteresis comparator 32b Operational amplifier 32c Resistor 33 Current detection circuit 33a Low-pass filter 33b Absolute value circuit 61 High-pass filter 62 Absolute value circuit

Claims

電流検知対象の導線に流れる微小電流領域から過大電流領域までの広範囲の電流を検知する第１電流検知部と、前記導線に流れる前記第１電流検知部で検知する微小電流領域より低い微小電流領域の電流を検知する第２電流検知部とを備え、
前記第１電流検知部は、前記導線を囲む１つの第１磁気コアと、前記第１磁気コアに巻装された第１励磁コイルに励磁電流を供給し、前記第１励磁コイルに流れる前記励磁電流に応じた電圧と基準電圧とを比較して、前記第１磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で前記励磁電流の極性を反転させる矩形波電圧を発生させる自励発振方式の第１励磁部とを有し、
前記第２電流検知部は、前記導線を囲む１つの第２磁気コアと、前記第２磁気コアに巻装された第２励磁コイルに矩形波電圧を印加して当該第２磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態にする励磁電流を供給する他励発振方式の第２励磁部とを有する
ことを特徴とする電流検知装置。 A first current detection unit that detects a wide range of current from a minute current region flowing through a current detection target conductor to an excessive current region, and a minute current region that is lower than a minute current region detected by the first current detection unit flowing through the conductor; A second current detector for detecting the current of
The first current detection unit supplies an excitation current to one first magnetic core that surrounds the conducting wire and a first excitation coil wound around the first magnetic core, and the excitation current that flows through the first excitation coil A first excitation of a self-excited oscillation system that compares a voltage corresponding to the current with a reference voltage and generates a rectangular wave voltage that inverts the polarity of the excitation current in a state where the first magnetic core is saturated or in the vicinity thereof. And
The second current detection unit applies a rectangular wave voltage to one second magnetic core surrounding the conducting wire and a second excitation coil wound around the second magnetic core to saturate the second magnetic core. Or a second excitation unit of a separately-excited oscillation type that supplies an excitation current that is in the vicinity thereof.

前記第２磁気コアは、前記第１磁気コアよりも角形比が大きく、保持力が小さな磁気特性を有することを特徴とする請求項１に記載の電流検知装置。 2. The current detection device according to claim 1, wherein the second magnetic core has a magnetic property having a squareness ratio and a smaller coercive force than the first magnetic core.

前記第２磁気コアは、角形比が０．５以上で、保持力が１．５以下に設定されていることを特徴とする請求項２に記載の電流検知装置。 The current detection device according to claim 2, wherein the second magnetic core has a squareness ratio of 0.5 or more and a holding force of 1.5 or less.

前記第１電流検知部は、前記第１励磁部から出力される矩形波電圧のデューティ変化から前記導線に流れる電流を検知する第１検知部を有することを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の電流検知装置。 The said 1st electric current detection part has a 1st detection part which detects the electric current which flows into the said conducting wire from the duty change of the rectangular wave voltage output from the said 1st excitation part, The any one of Claim 1 to 3 characterized by the above-mentioned. The current detection device according to claim 1.

前記第２電流検知部は、前記第２励磁コイルから出力される励磁電流を電圧に変換し、変換した前記電圧の大きさが変化するタイミングに基づく矩形波電圧から前記導線に流れる電流を検知する第２検知部を有することを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の電流検知装置。 The second current detection unit converts an excitation current output from the second excitation coil into a voltage, and detects a current flowing through the conducting wire from a rectangular wave voltage based on a timing at which the magnitude of the converted voltage changes. It has a 2nd detection part, The electric current detection apparatus in any one of Claim 1 to 4 characterized by the above-mentioned.

前記第２電流検知部は、第２励磁コイルから出力される励磁電流を電圧に変換して出力する電流−電圧変換部と、該電流−電圧変換部から出力される出力電圧の大きさが変化するタイミングに基づいて矩形波電圧に変換する二値化部と、二値化部から出力される矩形波電圧に基づいて前記導線に流れる電流を検知する第２検知部とを備えていることを特徴とする請求項５に記載の電流検知装置。 The second current detection unit includes a current-voltage conversion unit that converts the excitation current output from the second excitation coil into a voltage and outputs the voltage, and the magnitude of the output voltage that is output from the current-voltage conversion unit changes. A binarization unit that converts to a rectangular wave voltage based on the timing to perform, and a second detection unit that detects a current flowing through the conducting wire based on the rectangular wave voltage output from the binarization unit. The current detection device according to claim 5, characterized in that:

請求項１から６の何れか１項に記載の電流検知装置と、電流検知対象となる導線に介挿された引外しコイルを有する開閉機構部と、前記電流検知装置の第１電流検知部及び第２電流検知部の少なくとも一方で前記導線に流れる電流を検知したときに、前記開閉機構部を動作させる漏電動作制御部とを備えていることを特徴とする漏電遮断器。 The current detection device according to any one of claims 1 to 6, an open / close mechanism having a tripping coil inserted in a conducting wire to be a current detection target, a first current detection unit of the current detection device, An earth leakage circuit breaker comprising: an earth leakage operation control unit that operates the switching mechanism when a current flowing through the conducting wire is detected in at least one of the second current detection units.

前記第１電流検知部は、前記導線に流れる電流を検知したときに第１電流検知信号を出力し、前記第２電流検知部は、前記導線に流れる電流を検知したときに第２電流検知信号を出力し、漏電動作制御部は、前記第１電流検知信号及び前記第２電流検知信号が入力される論理和回路と、該論理和回路を介して前記第１電流検知信号及び前記第２電流検知信号の少なくとも一方が入力されたときに引外し信号を出力する漏電引外し信号出力回路とを備え、前記漏電引外し信号出力回路から出力される励磁信号によって前記開閉機構部の引き外しコイルを動作させることを特徴とする請求項７に記載の漏電遮断器。 The first current detection unit outputs a first current detection signal when detecting a current flowing through the conducting wire, and the second current detection unit outputs a second current detection signal when detecting a current flowing through the conducting wire. The leakage current operation control unit outputs a logical sum circuit to which the first current detection signal and the second current detection signal are input, and the first current detection signal and the second current via the logical sum circuit. A leakage trip signal output circuit that outputs a tripping signal when at least one of the detection signals is input, and the tripping coil of the opening / closing mechanism section is controlled by an excitation signal output from the leakage trip signal output circuit. The earth leakage circuit breaker according to claim 7, wherein the circuit breaker is operated.