JP2017055494A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】Ｚソース昇圧回路を有する電力変換装置において、ダイオードの逆回復動作を防止する。【解決手段】制御部４０は、スイッチング素子２１，３１の基本ゲート信号を生成する基本ゲート信号生成部４２と、短絡ゲート信号を出力するゲート信号出力部５８と、リアクトル電流ＩLが０以下であることを検知する極性判別部４９と、ＩLが０以下時に単安定マルチバイブレータ信号Ｇmbを出力する単安定マルチバイブレータ５０と、開始ゲート信号Ｇsを出力する開始ゲート出力部５１と、Ｇs及びＧmbの論理和の充電ゲート信号を生成する論理和部５２と、コンデンサ電圧指令及びコンデンサ電圧を比較しコンデンサ電圧比較信号を出力する比較部５３と、最終短絡ゲート信号Ｇzを生成するゲート信号選択部５５と、Ｇzを論理反転した信号をスイッチング素子２１に出力する論理反転部５７と、基本ゲート信号及びＧzを論理和した信号を出力する論理和部５６とを備える。【選択図】図１

Description

本発明は、Ｚソース昇圧回路を有する電力変換装置に関するものである。

従来、Ｚソース昇圧回路を有する電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１及び非特許文献１参照）。図５は従来のＺソース昇圧回路を有する電力変換装置の構成例を示す図である。図５に示す例では、電力変換装置２は、直流電源１０と、Ｚソース昇圧回路２０と、インバータ回路３０と、電流センサ６１と、電圧センサ６２と、制御部７０とを備え、モータ６０に電力を供給する。

Ｚソース昇圧回路２０は、スイッチング素子２１と、スイッチング素子２１に逆並列接続されるダイオード２２と、リアクトル２３及び２４と、コンデンサ２５及び２６とを備える。

インバータ回路３０は、スイッチング素子３１−１〜３１−６と、それぞれのスイッチング素子３１−１〜３１−６に逆並列接続されるフリーホイールダイオード３２−１〜３２−６とを備え、各相の位相が互いに１２０度ずつずれるようにスイッチング素子３１−１〜３１−６をオン・オフ制御することにより、インバータ回路３０の出力に接続されたモータ６０を駆動する。

Ｚソース昇圧回路２０は、インバータ回路３０のＵ相、Ｖ相、及びＷ相のいずれかの相の上下スイッチング素子が同時にオンし短絡動作になると、コンデンサ２５及び２６の放電と、リアクトル２３及び２４の充電が行われる。つぎに、同時にオンしたスイッチング素子の一方がオフすると、リアクトル２３及び２４の放電と、コンデンサ２５及び２６の充電が行われる。この結果、直流電源１０の電圧が昇圧され、昇圧された電圧Ｖ_dcがインバータ回路３０に出力される。また、インバータ回路３０のスイッチング素子３１−１〜３１−６が短絡動作ではない時に、Ｚソース昇圧回路２０のスイッチング素子２１をオンすることにより、電力回生が可能である。

図６は電力変換装置２における制御部７０の構成例を示す図である。スイッチング素子３１−１〜３１−６の短絡動作をさせるための短絡ゲート信号Ｇ_zは、コンデンサ２５に印加される電圧Ｖ_cと、リアクトル２３に流れる電流Ｉ_Lと、コンデンサ電圧指令Ｖ_c ^*を元に、例えばＰＩ制御により短絡指令を生成し、キャリア信号ａとの比較をすることで生成される。

図６に示す例では、コンデンサ２５の電圧を直流電源電圧から所定のＶ_c ^*まで昇圧する場合、過電流保護の観点から、電源電圧から即座に昇圧するのではなく、いわゆるジャーク制御（ソフトスタート制御ともいう）を用い、なめらかに昇圧している。

特開２０１１−１４２７３８号公報

Haiping Xu, "Analysis and Design of BＩDirectional Z-source Inverter for Electrical Vehicles", Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2008. APEC 2008.

図７は従来の電力変換装置における昇圧動作時の主要な信号のタイムチャートを示す図である。短絡ゲート信号Ｇ_zをオン・オフ制御することにより、コンデンサ電圧Ｖ_cが電源電圧から昇圧される。コンデンサ２５及び２６の充電時において、リアクトル電流Ｉ_Lが正（図５において電流センサ６１に付された矢印の向き）の時にインバータ回路３０の短絡スイッチング動作を行うと、すなわち短絡ゲート信号Ｇ_zをオンにすると、Ｚソース昇圧回路２０のダイオード２２に逆電圧が印加される。ダイオード２２に正のダイオード電流Ｉ_Dが流れている状態で逆電圧が印加されると、ダイオード２２の逆回復動作が発生し、スイッチング素子２１の動作にも関係なく、電流が直流電源１０の方向に多く流れてしまい、昇圧が正しく行われないという問題があった。

かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、Ｚソース昇圧回路のダイオードの逆回復動作を防止することが可能な電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る電力変換装置は、直流電源の正極側にアノード側が接続されたダイオードと、前記ダイオードのカソード側に接続された第１のリアクトルと、前記直流電源の負極側に接続された第２のリアクトルと、前記第１のリアクトルの入力側及び前記第２のリアクトルの出力側の間に接続された第１のコンデンサと、前記第１のリアクトルの出力側及び前記第２のリアクトルの入力側の間に接続された第２のコンデンサと、を有するＺソース昇圧回路と、複数のスイッチング素子を有し、前記Ｚソース昇圧回路の出力に接続されたインバータ回路と、前記第１のコンデンサ又は前記第２のコンデンサに印加されるコンデンサ電圧、及び前記第１のリアクトル又は前記第２のリアクトルに流れるリアクトル電流に基づき、前記複数のスイッチング素子を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記複数のスイッチング素子に接続された負荷に印加する電圧の指令、及びキャリア信号に基づき、前記スイッチング素子の基本ゲート信号を生成する基本ゲート信号生成部と、短絡ゲート信号を出力するゲート信号出力部と、前記リアクトル電流が０以下であることを検知する極性判別部と、前記極性判別部により前記リアクトル電流が０以下であることが検知された時に、任意の時間オンとする単安定マルチバイブレータ信号を出力する単安定マルチバイブレータと、動作開始時にのみ任意の時間オンとする開始ゲート信号を出力する開始ゲート出力部と、前記開始ゲート信号及び前記単安定マルチバイブレータ信号の論理和である充電ゲート信号を生成する第１の論理和部と、コンデンサ電圧指令及び前記コンデンサ電圧を比較する比較部と、最終短絡ゲート信号を、前記コンデンサ電圧指令が前記コンデンサ電圧よりも大きい場合には前記充電ゲート信号とし、前記コンデンサ電圧指令が前記コンデンサ電圧以下である場合には前記短絡ゲート信号とするゲート信号選択部と、前記基本ゲート信号及び前記最終短絡ゲート信号を論理和した信号を前記スイッチング素子に出力する第２の論理和部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る電力変換装置において、前記単安定マルチバイブレータは、前記単安定マルチバイブレータ信号がオンである時間を変化させることにより、前記コンデンサ電圧が前記コンデンサ電圧指令に到達するまでの時間を変化させることを特徴とする。

さらに、本発明に係る電力変換装置において、前記ゲート信号出力部は、コンデンサ電圧指令に基づきジャーク付コンデンサ電圧指令を生成するジャーク制御部と、前記ジャーク付コンデンサ電圧指令と、前記コンデンサ電圧との差分電圧を演算する差分電圧演算部と、前記差分電圧に基づきリアクトル電流指令を生成するリアクトル電流指令生成部と、前記リアクトル電流指令と前記リアクトル電流との差分電流を演算する差分電流演算部と、前記差分電流に基づき短絡指令を生成する短絡指令生成部と、前記短絡指令と前記キャリア信号とに基づき前記ゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、Ｚソース昇圧回路を有する電力変換装置において、インバータ回路の短絡動作による、Ｚソース昇圧回路のダイオードの逆回復動作を防ぐことができるようになる。

本発明の一実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る電力変換装置における制御部の構成例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る電力変換装置の主要な信号のタイムチャートを示す図である。 本発明の一実施形態に係る電力変換装置における単安定マルチバイブレータで設定するパルス持続時間を変化させた場合のタイムチャートを示す図である。 従来のＺソース昇圧回路を有する電力変換装置の構成例を示す図である。 従来のＺソース昇圧回路を有する電力変換装置における制御部の構成例を示す図である。 従来のＺソース昇圧回路を有する電力変換装置の主要な信号のタイムチャートを示す図である。

以下、本発明の一実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。図１に示す例では、電力変換装置１は、直流電源１０と、Ｚソース昇圧回路２０と、インバータ回路３０と、電流センサ６１と、電圧センサ６２と、制御部４０とを備え、モータ６０（負荷）に電力を供給する。本発明に係る電力変換装置１は、従来の電力変換装置２と比較して制御部４０の処理が相違する。

Ｚソース昇圧回路２０は、直流電源１０の正極側にアノード側が接続されたダイオード２２と、ダイオード２２に並列に逆接続されたスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴ）２１と、ダイオード２２のカソード側に接続されたリアクトル（第１のリアクトル）２３と、直流電源１０の負極側に接続されたリアクトル（第２のリアクトル）２４と、リアクトル２３の入力側及びリアクトル２４の出力側の間に接続されたコンデンサ（第１のコンデンサ）２５と、リアクトル２３の出力側及びリアクトル２４の入力側の間に接続されたコンデンサ（第２のコンデンサ）２６とを有する。Ｚソース昇圧回路２０は、出力に直流リンク部を介してインバータ回路３０に接続される。

インバータ回路３０は、複数のスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴ）３１−１〜３１−６と、それぞれのスイッチング素子３１−１〜３１−６に逆並列接続されたフリーホイールダイオード３２−１〜３２−６とを有する。スイッチング素子３１−１及び３１−２は直列接続され、インバータ回路３０のＵ相アームを構成する。スイッチング素子３１−３及び３１−４は直列接続され、インバータ回路３０のＶ相アームを構成する。スイッチング素子３１−５及び３１−６は直列接続され、インバータ回路３０のＷ相アームを構成する。インバータ回路３０は、各相の位相が互いに１２０度ずつずれるように、制御部４０によりスイッチング素子３１−１〜３１−６がオン・オフ制御されることにより、インバータ回路３０の出力に接続されたモータ６０を駆動する。なお、本実施形態のインバータ回路３０は三相としているが、三相でなくてもよい。

Ｚソース昇圧回路２０は、インバータ回路３０のＵ相、Ｖ相、及びＷ相のいずれかの相の上下スイッチング素子が同時にオンし短絡動作になると、コンデンサ２５及び２６の放電と、リアクトル２３及び２４の充電が行われる。つぎに、同時にオンしたスイッチング素子の一方がオフすると、リアクトル２３及び２４の放電と、コンデンサ２５及び２６の充電が行われる。この結果、直流電源１０の電圧が昇圧され、昇圧された電圧Ｖ_dcがインバータ回路３０に出力される。

また、インバータ回路３０のスイッチング素子３１−１〜３１−６が短絡動作ではない時に、Ｚソース昇圧回路２０のスイッチング素子２１をオンすることにより、電力回生が可能である。

電流センサ６１は、リアクトル２３又は２４に流れるリアクトル電流Ｉ_Lを検出する。図１に示す例では、リアクトル２３に流れるリアクトル電流Ｉ_Lを検出する。

電圧センサ６２は、コンデンサ２５又は２６に印加されているコンデンサ電圧Ｖ_cを検出する。図１に示す例では、コンデンサ２５に印加されているコンデンサ電圧Ｖ_cを検出する。

制御部４０は、電流センサ６１及び電圧センサ６２からの検出値と、モータトルク指令やモータ回転数指令を入力し、インバータ回路３０のスイッチング素子３１−１〜３１−６に対してゲート信号Ｇ_up，Ｇ_un，Ｇ_vp，Ｇ_vn，Ｇ_wp及びＧ_wnを出力して制御し、Ｚソース昇圧回路２０のスイッチング素子２１に対して回生ゲート信号Ｇ_rを出力して制御する。

図２は制御部４０の構成例を示す図である。図２に示す例では、制御部４０は、３相電圧指令演算部４１と、基本ゲート信号生成部４２と、ゲート信号出力部５８と、極性判別部４９と、単安定マルチバイブレータ５０と、開始ゲート出力部５１と、第１の論理和部５２と、比較部５３と、出力保持部５４と、ゲート信号選択部５５と、第２の論理和部５６と、論理反転部５７とを備える。

３相電圧指令演算部４１は、外部から入力されるモータトルク指令やモータ回転数指令に基づき、モータ６０に印加する３相電圧の指令値である３相電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*及びＶ_w ^*を演算し、基本ゲート信号生成部４２に出力する。

基本ゲート信号生成部４２は、３相電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*及びＶ_w ^*と、キャリア信号ａとに基づき、基本ゲート信号Ｇ_up0，Ｇ_un0，Ｇ_vp0，Ｇ_vn0，Ｇ_wp0及びＧ_wn0を生成し、第２の論理和部５６に出力する。例えば、キャリア信号ａを三角波とし、キャリア信号ａと３相電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*及びＶ_w ^*とを比較する三角波比較方式を使用する。

ゲート信号出力部５８は、短絡ゲート信号Ｇ_z0を生成し、ゲート信号選択部５５に出力する。具体的には、ゲート信号出力部５８は、ジャーク制御部４３と、差分電圧演算部４４と、リアクトル電流指令生成部（ＰＩ制御部）４５と、差分電流演算部４６と、短絡指令生成部（ＰＩ制御部）４７と、ゲート信号生成部４８とを備える。

ジャーク制御部４３は、コンデンサ電圧指令Ｖ_c ^*がステップで入力されても、任意の傾きで変化させたジャーク付コンデンサ電圧指令Ｖ_cj ^*を生成し、差分電圧演算部４４に出力する。

差分電圧演算部４４は、ジャーク付コンデンサ電圧指令Ｖ_cj ^*からコンデンサ電圧Ｖ_cを減算し、差分電圧ΔＶ_cをＰＩ制御部４５に出力する。

ＰＩ制御部４５は、差分電圧ΔＶ_cが０になるようなリアクトル電流指令Ｉ_L ^*をＰＩ制御により演算し、差分電流演算部４６に出力する。なお、ＰＩ制御に代えてＰ制御やＰＩＤ制御を行ってもよい。

差分電流演算部４６は、リアクトル電流指令Ｉ_L ^*からリアクトル電流Ｉ_Lを減算し、差分電流ΔＩ_LをＰＩ制御部４７に出力する。

ＰＩ制御部４７は、差分電流ΔＩ_Lが０になるような短絡指令Ｎ^*をＰＩ制御により演算し、ゲート信号生成部４８に出力する。なお、ＰＩ制御に代えてＰ制御やＰＩＤ制御を行ってもよい。

ゲート信号生成部４８は、短絡指令Ｎ^*及びキャリア信号ａに基づき、短絡ゲート信号Ｇ_z0を生成し、ゲート信号選択部５５に出力する。例えば、キャリア信号ａを三角波とし、短絡指令Ｎ^*とキャリア信号ａとを比較する三角波比較方式を使用する。

極性判別部４９は、リアクトル電流Ｉ_Lが０以下であるか否かを判別し、リアクトル電流Ｉ_Lが０以下になるとオンとする負検知信号Ｉ_L__cmpを単安定マルチバイブレータ５０に出力する。

単安定マルチバイブレータ５０は、極性判別部４９によりリアクトル電流Ｉ_Lが０以下であることが検知された時に、すなわち負検知信号Ｉ_L__cmpが立ち上がった時に、任意の時間オンとする単安定マルチバイブレータ信号Ｇ_mbを第１の論理和部５２に出力する。

開始ゲート出力部５１は、制御部４０の動作開始時にのみ任意の時間オンとする開始ゲート信号Ｇ_sを生成し、第１の論理和部５２に出力する。開始ゲート信号Ｇ_sがオンとなるのは動作開始時の１回だけである。

第１の論理和部５２は、開始ゲート信号Ｇ_sと単安定マルチバイブレータ信号Ｇ_mbを論理和した充電ゲート信号Ｇ_chgを生成し、ゲート信号選択部５５に出力する。

比較部５３は、コンデンサ電圧指令Ｖ_c ^*とコンデンサ電圧Ｖ_cとを比較し、コンデンサ電圧指令Ｖ_c ^*≦コンデンサ電圧Ｖ_cが成立した時にコンデンサ電圧比較信号Ｖ_c__cmpを出力保持部５４に出力する。

出力保持部５４は、コンデンサ電圧比較信号Ｖ_c__cmpを保持し、コンデンサ電圧比較保持信号Ｖ_c__cmp__holdとしてゲート信号選択部５５に出力する。

ゲート信号選択部５５は、コンデンサ電圧比較保持信号Ｖ_c__cmp__holdに基づき、コンデンサ電圧比較保持信号Ｖ_c__cmp__holdが出力されていない場合には、充電ゲート信号Ｇ_chgを最終短絡ゲート信号Ｇ_zとして出力し、コンデンサ電圧比較保持信号Ｖ_c__cmp__holdが出力されている場合には、短絡ゲート信号Ｇ_z0を最終短絡ゲート信号Ｇ_zとして出力する。

第２の論理和部５６は、基本ゲート信号Ｇ_up0，Ｇ_un0，Ｇ_vp0，Ｇ_vn0，Ｇ_wp0及びＧ_wn0と、最終短絡ゲート信号Ｇ_zとをスイッチング素子ごとに論理和してゲート信号Ｇ_up，Ｇ_un，Ｇ_vp，Ｇ_vn，Ｇ_wp及びＧ_wnを生成し、インバータ回路３０のスイッチング素子３１〜３６に出力する。これにより、スイッチング素子３１〜３６はオン・オフ制御される。

論理反転部５７は、最終短絡ゲート信号Ｇ_zを論理反転した回生ゲート信号Ｇ_rを生成し、Ｚソース昇圧回路２０のスイッチング素子２１に出力する。これにより、スイッチング素子２１はオン・オフ制御される。

つぎに、コンデンサ電圧Ｖ_cを昇圧する際における制御部４０の動作について、図３を参照して説明する。図３は、コンデンサ電圧Ｖ_cを昇圧する際における制御部４０のタイムチャートを示す図である。

開始ゲート出力部５１から開始ゲート信号Ｇ_sが出力されると、Ｚソース昇圧回路２０のリアクトル２３及び２４と、ダイオード２２に電流が流れ出す。開始ゲート信号Ｇ_sがオフするとリアクトル電流Ｉ_L及びダイオード電流Ｉ_Dが減少を始める。同時にＺソース昇圧回路２０のコンデンサ２５及び２６は充電され、コンデンサ電圧Ｖ_cは増加する。

リアクトル電流Ｉ_Lが０以下になると、極性判別部４９は負検知信号Ｉ_L__cmpをオンとする。リアクトル電流Ｉ_Lが０以下になった時、ダイオード電流Ｉ_Dは既に０になっている。単安定マルチバイブレータ５０は、負検知信号Ｉ_L__cmpがオンになると、単安定マルチバイブレータ信号Ｇ_mbを所定時間オンとする。すると、充電ゲート信号Ｇ_chg及び最終短絡ゲート信号Ｇ_zもオンとなる。コンデンサ電圧Ｖ_cを昇圧する際は電圧指令Ｖ_c ^*＞コンデンサ電圧Ｖ_cであるため、ゲート信号選択部５５は充電ゲート信号Ｇ_chgを最終短絡ゲート信号Ｇ_zとして選択する。

最終短絡ゲート信号Ｇ_zがオンになると、再びリアクトル電流Ｉ_L及びダイオード電流Ｉ_Dが流れ出す。コンデンサ電圧Ｖ_cがコンデンサ電圧指令Ｖ_c ^*以上になるまで、この動作を繰り返す。これにより、ダイオード電流Ｉ_Dが０以下の時に、最終短絡ゲート信号Ｇ_zをオンすることができる。

つぎに、単安定マルチバイブレータ５０で単安定マルチバイブレータ信号Ｇ_mbがオンであるパルス持続時間（パルス幅）を変化させた場合の動作について、図４を参照して説明する。図４は、単安定マルチバイブレータ５０で単安定マルチバイブレータ信号Ｇ_mbのパルス持続時間を変化させた場合のタイムチャートを示す図である。

ゲート信号選択部５５により充電ゲート信号Ｇ_chgが最終短絡ゲート信号Ｇ_zとして選択されている場合、単安定マルチバイブレータ５０が単安定マルチバイブレータ信号Ｇ_mbのパルス持続時間を変化させると、それに応じて充電ゲート信号Ｇ_chg及び最終短絡ゲート信号Ｇ_zのパルス持続時間が変化する。つまり、図４に示すように、単安定マルチバイブレータ信号Ｇ_mbのパルス持続時間を小さくすると、最終短絡ゲート信号Ｇ_zのパルス持続時間も小さくなり、単安定マルチバイブレータ信号Ｇ_mbのパルス持続時間を大きくすると、最終短絡ゲート信号Ｇ_zのパルス持続時間も大きくなる。なお、１つ目のパルスは開始ゲート信号Ｇ_sにより生成されるものであるため、パルス持続時間は同一である。

最終短絡ゲート信号Ｇ_zのパルス持続時間が小さい場合には、最終短絡ゲート信号Ｇ_zがオンの際に流れるリアクトル電流Ｉ_L及びダイオード電流Ｉ_Dは小さくなり、その結果コンデンサ電圧Ｖ_cの上昇率は小さくなる。逆に、最終短絡ゲート信号Ｇ_zのパルス持続時間が大きい場合には、最終短絡ゲート信号Ｇ_zがオンの際に流れるリアクトル電流Ｉ_L及びダイオード電流Ｉ_Dは大きくなり、その結果コンデンサ電圧Ｖ_cの上昇率は大きくなる。

上述したように、電力変換装置１の制御部４０は、コンデンサ２５及び２６の充電時には、リアクトル電流Ｉ_Lが０以下になってからインバータ回路３０のスイッチング素子３１−１〜３１−６の短絡動作を行うように制御する。そのため、本発明によれば、Ｚソース昇圧回路２０のダイオード２２の逆回復動作を防ぐことができるようになる。

また、単安定マルチバイブレータ５０は、出力する単安定マルチバイブレータ信号Ｇ_mbのパルス幅を変化させることにより、コンデンサ電圧Ｖ_cがコンデンサ電圧指令Ｖ_c ^*に到達する時間を変えることができる。

上述の実施形態は代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。例えば、実施形態に記載の複数の構成ブロックを１つに組み合わせたり、あるいは１つの構成ブロックを分割したりすることが可能である。

本発明は、Ｚソース昇圧回路のダイオードにおける逆回復動作を防ぐことができるため、Ｚソース昇圧回路を用いて電力を変換する任意の用途に有用である。

１ 電力変換装置
１０ 直流電源
２０ Ｚソース昇圧回路
２１ スイッチング素子
２２ ダイオード
２３，２４ リアクトル
２５，２６ コンデンサ
３０ インバータ回路
３１−１〜３１−６ スイッチング素子
３２−１〜３２−６ フリーホイールダイオード
４０ 制御部
４１ ３相電圧指令演算部
４２ 基本ゲート信号生成部
４３ ジャーク制御部
４４ 差分電圧演算部
４５ リアクトル電流指令生成部
４６ 差分電流演算部
４７ 短絡指令生成部
４８ ゲート信号生成部
４９ 極性判別部
５０ 単安定マルチバイブレータ
５１ 開始ゲート出力部
５２ 第１の論理和部
５３ 比較部
５４ 出力保持部
５５ ゲート信号選択部
５６ 第２の論理和部
５７ 論理反転部
５８ ゲート信号出力部
６０ モータ
６１ 電流センサ
６２ 電圧センサ

Claims (3)

1. 直流電源の正極側にアノード側が接続されたダイオードと、前記ダイオードに並列に逆接続された第１のスイッチング素子と、前記ダイオードのカソード側に接続された第１のリアクトルと、前記直流電源の負極側に接続された第２のリアクトルと、前記第１のリアクトルの入力側及び前記第２のリアクトルの出力側の間に接続された第１のコンデンサと、前記第１のリアクトルの出力側及び前記第２のリアクトルの入力側の間に接続された第２のコンデンサと、を有するＺソース昇圧回路と、
   複数の第２のスイッチング素子を有し、前記Ｚソース昇圧回路の出力に接続されたインバータ回路と、
   前記第１のコンデンサ又は前記第２のコンデンサに印加されるコンデンサ電圧、及び前記第１のリアクトル又は前記第２のリアクトルに流れるリアクトル電流に基づき、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、
   前記複数の第１のスイッチング素子に接続された負荷に印加する電圧の指令、及びキャリア信号に基づき、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の基本ゲート信号を生成する基本ゲート信号生成部と、
   短絡ゲート信号を出力するゲート信号出力部と、
   前記リアクトル電流が０以下であることを検知する極性判別部と、
   前記極性判別部により前記リアクトル電流が０以下であることが検知された時に、任意の時間オンとする単安定マルチバイブレータ信号を出力する単安定マルチバイブレータと、
   動作開始時にのみ任意の時間オンとする開始ゲート信号を出力する開始ゲート出力部と、
   前記開始ゲート信号及び前記単安定マルチバイブレータ信号の論理和である充電ゲート信号を生成する第１の論理和部と、
   コンデンサ電圧指令及び前記コンデンサ電圧を比較する比較部と、
   最終短絡ゲート信号を、前記コンデンサ電圧指令が前記コンデンサ電圧よりも大きい場合には前記充電ゲート信号とし、前記コンデンサ電圧指令が前記コンデンサ電圧以下である場合には前記短絡ゲート信号とするゲート信号選択部と、
   前記最終短絡ゲート信号を論理反転した信号を前記第１のスイッチング素子に出力する論理反転部と、
   前記基本ゲート信号及び前記最終短絡ゲート信号を論理和した信号を前記第２のスイッチング素子に出力する第２の論理和部と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記単安定マルチバイブレータは、前記単安定マルチバイブレータ信号がオンである時間を変化させることにより、前記コンデンサ電圧が前記コンデンサ電圧指令に到達するまでの時間を変化させることを特徴とする、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記ゲート信号出力部は、
   コンデンサ電圧指令に基づきジャーク付コンデンサ電圧指令を生成するジャーク制御部と、
   前記ジャーク付コンデンサ電圧指令と、前記コンデンサ電圧との差分電圧を演算する差分電圧演算部と、
   前記差分電圧に基づきリアクトル電流指令を生成するリアクトル電流指令生成部と、
   前記リアクトル電流指令と前記リアクトル電流との差分電流を演算する差分電流演算部と、
   前記差分電流に基づき短絡指令を生成する短絡指令生成部と、
   前記短絡指令と前記キャリア信号とに基づき前記ゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
   を備えることを特徴とする、請求項１又は２に記載の電力変換装置。

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