JP2017050924A - Electric vehicle - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To improve the temperature detection accuracy of an electric motor, in an electric vehicle in which weaker magnetic field control is selectively employed to the control of the drive electric motor for a vehicle.SOLUTION: At evacuation traveling in which a pressure boost by a boosting converter is prohibited, a motor generator is controlled by selecting sinewave PWM control which is employed with weaker magnetic field control, and sinewave PWM control which is not employed with the weaker magnetic field control. At reverse traveling, an estimation temperature of the motor generator is calculated from the output torque of the motor generator MG and a detection temperature of a temperature sensor by using maps which differ from each other between the non-employment and employment of the weaker magnetic field control. The map which is used at the employment of the weaker magnetic field control is constituted so that a temperature difference between the detection temperature and the estimation temperature becomes large at the same value of the output torque compared with the map which is used at the non-employment of the weaker magnetic field control.SELECTED DRAWING: Figure 5

Description

この発明は、電動車両に関し、より特定的には、車両駆動用電動機の温度推定に関する。   The present invention relates to an electric vehicle, and more particularly to temperature estimation of a vehicle driving motor.

ハイブリッド自動車を始めとする電動車両において、直流電力源である蓄電装置と、車両駆動用電動機に交流電圧を供給するインバータとの間に、昇圧コンバータを配置する構成が、特開２００９−２２５６３３号公報（特許文献１）等に記載されている。   In an electric vehicle such as a hybrid vehicle, a configuration in which a boost converter is disposed between a power storage device that is a DC power source and an inverter that supplies an AC voltage to a vehicle driving motor is disclosed in JP 2009-225633 A. (Patent Document 1) and the like.

特許文献１には、電動機の動作点が所定の共振域に含まれる場合には、制御精度に優れる正弦波ＰＷＭ制御を適用することが記載されている。これにより、昇圧コンバータにより形成されるＬＣ回路での電圧や電流の共振の発生を防止することができる。さらに、特許文献１には、電動機の動作点が所定の共振域に含まれる場合に、弱め界磁制御を適用することが記載されている。   Patent Document 1 describes that sine wave PWM control with excellent control accuracy is applied when the operating point of an electric motor is included in a predetermined resonance region. As a result, it is possible to prevent occurrence of voltage and current resonance in the LC circuit formed by the boost converter. Furthermore, Patent Document 1 describes that field-weakening control is applied when the operating point of an electric motor is included in a predetermined resonance range.

特許文献２には、特許文献１と同様の昇圧コンバータでの共振の発生を回避するために、昇圧コンバータでの昇圧を非実行とする走行（上アームオン走行）において、共振域では、電動機での出力トルクを制限して矩形波電圧制御モードの適用を禁止することが記載されている。   In Patent Document 2, in order to avoid the occurrence of resonance in the boost converter similar to Patent Document 1, in traveling (upper arm on traveling) in which boosting in the boost converter is not executed, in the resonance region, It is described that the application of the rectangular wave voltage control mode is prohibited by limiting the output torque.

特開２００９−２２５６３３号公報JP 2009-225633 A 特開２０１３−２７２１２号公報JP2013-27212A

電動車両では、電動機温度の上昇時には、電動機からの出力制限によって、電動機を過熱から保護する制御が行われることがある。しかしながら、温度センサの配置制約等によって、温度センサによる検出温度のみでは、電動機温度を正確に検出できないケースが想定される。この場合には、電動機温度の推定が必要となる。   In an electric vehicle, when the motor temperature rises, control for protecting the motor from overheating may be performed by limiting the output from the motor. However, there may be a case in which the motor temperature cannot be accurately detected only by the temperature detected by the temperature sensor due to the temperature sensor placement constraint or the like. In this case, it is necessary to estimate the motor temperature.

一方で、特許文献１，２にも示されるように、複数の制御モードの選択的な適用を伴って、電動機の出力は制御される。したがって、制御モード間での特性の違いを考慮しなければ、電動機温度の推定精度が低下する虞がある。特に、弱め界磁制御の適用時は、電動機出力の拡大が可能となる一方で、電動機での電力損失が増大する方向に電流位相が変化されるので、電動機の温度上昇が大きくなることが懸念される。   On the other hand, as shown in Patent Documents 1 and 2, the output of the motor is controlled with selective application of a plurality of control modes. Therefore, if the difference in characteristics between the control modes is not taken into account, the estimation accuracy of the motor temperature may be reduced. In particular, when applying field-weakening control, it is possible to increase the output of the motor, while the current phase is changed in a direction that increases the power loss in the motor, which may increase the temperature of the motor. .

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、車両用駆動電動機の制御に弱め界磁制御が選択的に適用される電動車両において、電動機の温度推定精度を向上することである。   The present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to estimate the temperature of an electric motor in an electric vehicle in which field-weakening control is selectively applied to control of a vehicle driving electric motor. It is to improve accuracy.

この発明のある局面では、電動車両は、車両駆動力を発生する電動機と、蓄電装置と、昇圧機能を有する昇圧コンバータと、インバータと、温度センサと、温度推定部とを備える。昇圧コンバータは、前記蓄電装置および電力線の間に接続される。インバータは、前記電力線上の直流電圧を、前記電動機を駆動するための交流電圧に変換する。温度センサは、電動機のコイル温度を検出する。温度推定部は、電動機の温度を推定するように構成される。昇圧コンバータによる昇圧が禁止されているときの走行において、電動機の出力を制御するためのインバータでの電力変換は、弱め界磁制御を非適用とした正弦波ＰＷＭ制御である第１の制御モードと、前記弱め界磁制御を適用した正弦波ＰＷＭ制御である第２の制御モードとを選択して制御される。温度推定部は、前記後進走行時において、前記第１の制御モードでは第１のマップを用いて前記推定温度を算出する一方で、前記第２の制御モードでは第２のマップを用いて前記推定温度を算出する。第２のマップは、前記電動機の出力トルクが同一値の下で、前記推定温度および前記検出温度の温度差が前記第１のマップよりも大きくなるように構成される。   In one aspect of the present invention, an electric vehicle includes an electric motor that generates a vehicle driving force, a power storage device, a boost converter having a boost function, an inverter, a temperature sensor, and a temperature estimation unit. The boost converter is connected between the power storage device and the power line. The inverter converts a DC voltage on the power line into an AC voltage for driving the electric motor. The temperature sensor detects the coil temperature of the electric motor. The temperature estimation unit is configured to estimate the temperature of the electric motor. In traveling when boosting by the boost converter is prohibited, the power conversion in the inverter for controlling the output of the electric motor is a first control mode that is sinusoidal PWM control in which field-weakening control is not applied, and Control is performed by selecting a second control mode that is sinusoidal PWM control to which field weakening control is applied. The temperature estimation unit calculates the estimated temperature using the first map in the first control mode during the reverse travel, while using the second map in the second control mode. Calculate the temperature. The second map is configured such that the temperature difference between the estimated temperature and the detected temperature is greater than that of the first map under the same output torque of the electric motor.

上記電動車両によれば、昇圧コンバータによる昇圧が禁止されているときの走行（退避走行）において、弱め界磁制御の適用によって、制御精度に優れた正弦波ＰＷＭ制御による電動機の出力範囲を拡大できる。さらに、推定演算によって電動機温度を推定する後進走行時には、第１および第２のマップの切換えによって、弱め界磁制御の適用による電動機での電力損失の増大を反映して、電動機温度の推定精度を確保することができる。この結果、推定された電動機温度に基づいて、電動機を過熱から保護するための制御を適切に起動することができる。   According to the above-described electric vehicle, in traveling (retreat traveling) when boosting by the boost converter is prohibited, the output range of the motor by sine wave PWM control with excellent control accuracy can be expanded by applying field weakening control. Further, during reverse travel in which the motor temperature is estimated by the estimation calculation, the estimation accuracy of the motor temperature is ensured by reflecting the increase in power loss in the motor due to the application of field weakening control by switching between the first and second maps. be able to. As a result, the control for protecting the motor from overheating can be appropriately activated based on the estimated motor temperature.

この発明によれば、車両用駆動電動機の制御に弱め界磁制御が選択的に適用される電動車両において、電動機の温度推定精度を向上することができる。   According to the present invention, the temperature estimation accuracy of the electric motor can be improved in the electric vehicle in which the field weakening control is selectively applied to the control of the vehicle drive motor.

本発明の実施の形態による電動車両の電気システムを示した構成図である。1 is a configuration diagram showing an electric system of an electric vehicle according to an embodiment of the present invention. 図１に示されたモータジェネレータの制御モードを説明する図である。It is a figure explaining the control mode of the motor generator shown by FIG. 昇圧コンバータの上アームオン状態時における電気システムの等価回路図である。It is an equivalent circuit diagram of the electrical system when the upper arm of the boost converter is on. 昇圧禁止での退避走行時におけるモータジェネレータの動作範囲を説明するための概念図である。FIG. 5 is a conceptual diagram for explaining an operation range of a motor generator during retreat travel with pressure increase prohibited. 昇圧禁止での退避走行時におけるモータジェネレータの制御の状態遷移図である。It is a state transition diagram of the control of the motor generator at the time of evacuation travel while prohibiting boosting. モータジェネレータの冷却機構の概略を説明する概念図である。It is a conceptual diagram explaining the outline of the cooling mechanism of a motor generator. モータジェネレータに対する冷媒（ＡＴＦ）の供給態様を説明するための概念図である。It is a conceptual diagram for demonstrating the supply aspect of the refrigerant | coolant (ATF) with respect to a motor generator. 坂道走行時におけるモーターコイルのセンサによる検出温度と実際の温度との差異を説明するための概念図である。It is a conceptual diagram for demonstrating the difference of the temperature detected by the sensor of the motor coil at the time of hill running, and actual temperature. 本実施の形態に従う電動車両におけるモータジェネレータの熱保護のための制御処理を説明するフローチャートである。It is a flowchart explaining the control processing for the heat protection of the motor generator in the electric vehicle according to the present embodiment. モータジェネレータの温度推定のための制御処理の詳細を説明するフローチャートである。It is a flowchart explaining the detail of the control processing for the temperature estimation of a motor generator. 温度推定マップの特性を比較する概念図である。It is a conceptual diagram which compares the characteristic of a temperature estimation map.

以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。   Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. In the following, the same or corresponding parts in the drawings are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will not be repeated in principle.

図１は、本発明の実施の形態による電動車両の電気システムを示した図である。
図１を参照して、電動車両１００は、蓄電装置Ｂと、昇圧コンバータ１０と、インバータ２０と、モータジェネレータＭＧと、駆動輪３５と、動力伝達ギヤ３６と、高電圧側の電力線ＰＬ１，ＰＬ２と、低電圧側の電力線ＮＬと、平滑コンデンサＣ０，Ｃ１とを備える。また、電動車両１００は、制御装置４０と、電圧センサ５２，５４と、電流センサ５６と、回転角センサ５８と、シフトレバー６１と、シフトポジションセンサ６２とをさらに備える。 FIG. 1 is a diagram showing an electric system of an electric vehicle according to an embodiment of the present invention.
Referring to FIG. 1, electrically powered vehicle 100 includes power storage device B, boost converter 10, inverter 20, motor generator MG, drive wheel 35, power transmission gear 36, and high-voltage side power lines PL1, PL2. And a low voltage side power line NL and smoothing capacitors C0 and C1. Electric vehicle 100 further includes control device 40, voltage sensors 52 and 54, current sensor 56, rotation angle sensor 58, shift lever 61, and shift position sensor 62.

蓄電装置Ｂは、再充電可能な直流電源であり、たとえばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池によって構成される。蓄電装置Ｂは、走行用の電力を蓄える。なお、蓄電装置Ｂとして、二次電池に代えて、電気二重層キャパシタや大容量のコンデンサ等を用いてもよい。   The power storage device B is a rechargeable DC power source, and is constituted by a secondary battery such as nickel hydride or lithium ion. The power storage device B stores traveling power. Note that as the power storage device B, an electric double layer capacitor, a large-capacity capacitor, or the like may be used instead of the secondary battery.

蓄電装置Ｂは、電力線ＰＬ１およびＮＬと接続される。電力線ＮＬは、たとえば、接地配線である。平滑コンデンサＣ０は、電力線ＰＬ１およびＮＬの間に接続される。平滑コンデンサＣ０は、電力線ＰＬ１およびＮＬ間の電圧変動の交流成分を平滑化する。以下では、蓄電装置Ｂの出力電圧を、直流電圧ＶＢとも表記する。   Power storage device B is connected to power lines PL1 and NL. The power line NL is, for example, a ground wiring. Smoothing capacitor C0 is connected between power lines PL1 and NL. Smoothing capacitor C0 smoothes the AC component of voltage fluctuation between power lines PL1 and NL. Hereinafter, the output voltage of power storage device B is also referred to as DC voltage VB.

昇圧コンバータ１０は、蓄電装置Ｂと、電力線ＰＬ２の間に接続される。昇圧コンバータ１０は、いわゆる昇圧チョッパ回路の構成を有しており、リアクトルＬと、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する。）Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。   Boost converter 10 is connected between power storage device B and power line PL2. Boost converter 10 has a so-called boost chopper circuit configuration, and includes a reactor L, power semiconductor switching elements (hereinafter simply referred to as “switching elements”) Q1, Q2, and diodes D1, D2. .

平滑コンデンサＣ１は、電力線ＰＬ２およびＮＬの間に接続される。平滑コンデンサＣ１は、電力線ＰＬ２およびＮＬ間の電圧変動の交流成分を平滑化する。   Smoothing capacitor C1 is connected between power lines PL2 and NL. Smoothing capacitor C1 smoothes the AC component of voltage fluctuation between power lines PL2 and NL.

インバータ２０は、いわゆる三相インバータの回路構成を有し、昇圧コンバータ１０およびモータジェネレータＭＧの間に接続される。インバータ２０は、Ｕ相アーム２２と、Ｖ相アーム２４と、Ｗ相アーム２６とを含む。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６は、電力線ＰＬ２およびＮＬの間に並列に接続される。Ｕ相アーム２２は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を含む。Ｖ相アーム２４は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４を含む。Ｗ相アーム２６は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１６を含む。各相アームの中間点は、モータジェネレータＭＧのステータコア（図示せず）に巻回された各相のコイルＣＬにそれぞれ接続されている。   Inverter 20 has a so-called three-phase inverter circuit configuration, and is connected between boost converter 10 and motor generator MG. Inverter 20 includes a U-phase arm 22, a V-phase arm 24, and a W-phase arm 26. U-phase arm 22, V-phase arm 24, and W-phase arm 26 are connected in parallel between power lines PL2 and NL. U-phase arm 22 includes switching elements Q11 and Q12 connected in series. V-phase arm 24 includes switching elements Q13 and Q14 connected in series. W-phase arm 26 includes switching elements Q15 and Q16 connected in series. An intermediate point of each phase arm is connected to each phase coil CL wound around a stator core (not shown) of motor generator MG.

なお、上記のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および後述のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６として、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６に対して、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ１１〜Ｄ１６が逆並列に接続される。   For example, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) and power MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistors can be used as the switching elements Q1 and Q2 and the switching elements Q11 to Q16 described later. Diodes D1, D2, D11 to D16 are connected in antiparallel to switching elements Q1, Q2, Q11 to Q16.

モータジェネレータＭＧは、交流電動発電機であり、たとえば、永久磁石が埋設されたロータを備える三相交流電動発電機によって構成される。モータジェネレータＭＧは、動力伝達ギヤ３６を経由して、駆動輪３５に機械的に連結される。これにより、モータジェネレータの出力トルクによって、電動車両１００の走行トルクを発生することができる。モータジェネレータＭＧが正方向に回転することによって、電動車両１００は前進方向に走行する。一方で、モータジェネレータＭＧが負方向に回転することによって、電動車両１００は後進方向に走行する。以下では、モータジェネレータＭＧを正回転方向に回転駆動するためのトルクを正トルク、負回転方向に回転駆動するためのトルクを負トルクとも称する。   Motor generator MG is an AC motor generator, and is constituted by, for example, a three-phase AC motor generator including a rotor in which a permanent magnet is embedded. Motor generator MG is mechanically coupled to drive wheel 35 via power transmission gear 36. Thereby, the running torque of electric vehicle 100 can be generated by the output torque of the motor generator. As motor generator MG rotates in the forward direction, electric vehicle 100 travels in the forward direction. On the other hand, when motor generator MG rotates in the negative direction, electric vehicle 100 travels in the reverse direction. Hereinafter, the torque for rotationally driving the motor generator MG in the positive rotation direction is also referred to as positive torque, and the torque for rotationally driving in the negative rotation direction is also referred to as negative torque.

また、モータジェネレータＭＧは、電動車両１００の制動時には、車両の運動エネルギーを駆動輪３５から伝達された状態で、車両の走行を妨げる方向のトルクを発生することによって発電することができる。たとえば、電動車両１００の前進走行時において、モータジェネレータＭＧが負トルクを出力することによって、回生発電が実行される。なお、電動車両１００がハイブリッド車両である場合には、モータジェネレータＭＧは、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力を用いて発電し、かつ、エンジンの始動も行なうものであってもよい。   Further, at the time of braking electric powered vehicle 100, motor generator MG can generate electric power by generating torque in a direction that hinders vehicle travel while kinetic energy of the vehicle is transmitted from drive wheels 35. For example, when electric vehicle 100 travels forward, regenerative power generation is executed by motor generator MG outputting a negative torque. When electric vehicle 100 is a hybrid vehicle, motor generator MG may be mechanically coupled to an engine (not shown) to generate electric power using engine power and start the engine. Good.

昇圧コンバータ１０は、制御装置４０からの信号ＣＮＶに基づいて、電力線ＰＬ２およびＮＬ間の直流電圧ＶＨ（以下「システム電圧ＶＨ」とも称する。）を電圧指令値に従って制御する。平滑コンデンサＣ０の直流電圧ＶＬ（すなわち、ＶＬ＝ＶＢ）に対して、昇圧コンバータ１０は、システム電圧ＶＨをＶＨ≧ＶＬの範囲に制御する。すなわち、昇圧コンバータ１０は、昇圧機能を有している。   Boost converter 10 controls DC voltage VH (hereinafter also referred to as “system voltage VH”) between power lines PL2 and NL based on a voltage command value based on signal CNV from control device 40. With respect to DC voltage VL (ie, VL = VB) of smoothing capacitor C0, boost converter 10 controls system voltage VH within a range of VH ≧ VL. That is, the boost converter 10 has a boost function.

具体的には、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２を交互にオンオフ制御する際のデューティ比について、システム電圧ＶＨが電圧指令値よりも低い場合には、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティーを大きくすることによって、電力線ＰＬ１から電力線ＰＬ２へ電流を流すことによりシステム電圧ＶＨを上昇させることができる。これに対して、システム電圧ＶＨが電圧指令値電圧よりも高い場合には、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティーを大きくすることによって、電力線ＰＬ２から電力線ＰＬ１へ電流を流すことにより、システム電圧ＶＨを低下させることができる。   Specifically, when the system voltage VH is lower than the voltage command value with respect to the duty ratio when the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on / off, the power line PL1 is increased by increasing the on-duty of the switching element Q2. System voltage VH can be raised by flowing a current from power line PL2 to power line PL2. On the other hand, when the system voltage VH is higher than the voltage command value voltage, the system voltage VH is lowered by increasing the on-duty of the switching element Q1 and causing a current to flow from the power line PL2 to the power line PL1. be able to.

インバータ２０は、制御装置４０からの信号ＩＮＶに基づいて、電力線ＰＬ２上の直流電力を、モータジェネレータＭＧを駆動するための交流電力（三相交流電圧）に変換する。また、インバータ２０は、電動車両１００の回生制動時には、信号ＩＮＶに基づいて、モータジェネレータＭＧにより発電された三相交流電力を直流電圧に変換して、電力線ＰＬ２へ出力する。たとえば、制御装置４０は、モータジェネレータＭＧの出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従って制御されるように、信号ＩＮＶを生成する。電動車両１００の前進走行時には、加速時にはＴｑｃｏｍ＞０（正トルク）に設定され、回生制動時には、Ｔｑｃｏｍ＜０（負トルク）に設定される。電動車両１００の後進走行時には、モータジェネレータＭＧは負トルクを出力する。   Inverter 20 converts DC power on power line PL2 into AC power (three-phase AC voltage) for driving motor generator MG based on signal INV from control device 40. In addition, at the time of regenerative braking of electric vehicle 100, inverter 20 converts the three-phase AC power generated by motor generator MG into a DC voltage based on signal INV, and outputs the DC voltage to power line PL2. For example, control device 40 generates signal INV such that the output torque of motor generator MG is controlled in accordance with torque command value Tqcom. When the electric vehicle 100 travels forward, Tqcom> 0 (positive torque) is set during acceleration, and Tqcom <0 (negative torque) is set during regenerative braking. When the electric vehicle 100 travels backward, the motor generator MG outputs a negative torque.

電圧センサ５２は、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置４０へ出力する。電圧センサ５４は、蓄電装置Ｂの電圧ＶＢを検出し、その検出値を制御装置４０へ出力する。電流センサ５６は、蓄電装置Ｂに入出力される電流ＩＢを検出し、その検出値を制御装置４０へ出力する。回転角センサ５８は、モータジェネレータＭＧのロータの回転角θを検出し、その検出値を制御装置４０へ出力する。回転角センサ５８の出力から、モータジェネレータＭＧの単位時間当たりの回転数（以下、「ＭＧ回転数」）を算出することができる。   The voltage sensor 52 detects the voltage across the smoothing capacitor C1, that is, the system voltage VH, and outputs the detected value to the control device 40. Voltage sensor 54 detects voltage VB of power storage device B and outputs the detected value to control device 40. Current sensor 56 detects current IB input to and output from power storage device B, and outputs the detected value to control device 40. The rotation angle sensor 58 detects the rotation angle θ of the rotor of the motor generator MG and outputs the detected value to the control device 40. From the output of the rotation angle sensor 58, the rotation speed per unit time of the motor generator MG (hereinafter referred to as “MG rotation speed”) can be calculated.

運転者は、シフトレバー６１の操作により、少なくとも、リバースレンジ（Ｒレンジ）、ニューラルレンジ（Ｎレンジ）、ドライブレンジ（Ｄレンジ）およびパーキングレンジ（Ｐレンジ）のいずれかを選択できる。シフトポジションセンサ６２は、シフトレバー６１の操作により現在選択されているレンジを示す信号を制御装置４０へ出力する。   The driver can select at least one of a reverse range (R range), a neural range (N range), a drive range (D range), and a parking range (P range) by operating the shift lever 61. The shift position sensor 62 outputs a signal indicating the currently selected range to the control device 40 by operating the shift lever 61.

制御装置４０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、制御装置４０の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。   The control device 40 is composed of a CPU (Central Processing Unit) (not shown) and an electronic control unit (ECU) with a built-in memory. Based on a map and a program stored in the memory, the control device 40 uses a detection value by each sensor. It is configured to perform processing. Alternatively, at least a part of the control device 40 may be configured to execute predetermined numerical / logical operation processing by hardware such as an electronic circuit.

制御装置４０は、電圧ＶＨ，ＶＢ（ＶＢ＝ＶＬ）および電流ＩＢの各検出値に基づいて、昇圧コンバータ１０を駆動するための信号ＣＮＶを生成して昇圧コンバータ１０へ出力する。また、制御装置４０は、モータ電流、回転角θおよび電圧ＶＨの各検出値、ならびに、図示されない外部ＥＣＵからのトルク指令値Ｔｑｃｏｍに基づいて、モータジェネレータＭＧを駆動するための信号ＩＮＶを生成してインバータ２０へ出力する。シフトポジションセンサ６２からの信号は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを設定する外部ＥＣＵにも伝達されている。   Control device 40 generates signal CNV for driving boost converter 10 based on the detected values of voltages VH, VB (VB = VL) and current IB, and outputs the signal CNV to boost converter 10. Control device 40 generates a signal INV for driving motor generator MG based on the detected values of motor current, rotation angle θ and voltage VH, and torque command value Tqcom from an external ECU (not shown). Output to the inverter 20. A signal from shift position sensor 62 is also transmitted to an external ECU that sets torque command value Tqcom.

制御装置４０は、モータジェネレータＭＧのトルク制御（以下、単に「ＭＧ制御」とも称する）について、複数の制御モードを選択する。選択された制御モードに従って、インバータ２０における電力変換が制御される。   Control device 40 selects a plurality of control modes for torque control of motor generator MG (hereinafter also simply referred to as “MG control”). Power conversion in inverter 20 is controlled according to the selected control mode.

図２は、図１に示したモータジェネレータＭＧの制御モードを説明する図である。図２を参照して、電動車両１００では、ＭＧ制御、すなわちインバータ２０における電力変換について、ＰＷＭ制御モードと矩形波電圧制御モードとを切替えて使用する。   FIG. 2 is a diagram illustrating a control mode of motor generator MG shown in FIG. Referring to FIG. 2, electrically powered vehicle 100 switches between PWM control mode and rectangular wave voltage control mode for MG control, that is, power conversion in inverter 20.

ＰＷＭ制御モードは、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御とを含む。正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って、各相上下アーム素子のオン／オフが制御される。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。   The PWM control mode includes sine wave PWM control and overmodulation PWM control. In the sine wave PWM control, on / off of the upper and lower arm elements of each phase is controlled in accordance with a voltage comparison between a sine wave voltage command and a carrier wave (typically a triangular wave). As a result, for a set of a high level period corresponding to the on period of the upper arm element and a low level period corresponding to the on period of the lower arm element, the duty is set so that the fundamental wave component becomes a sine wave within a certain period. Is controlled.

なお、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限されるこの正弦波ＰＷＭ制御では、モータジェネレータＭＧへの印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する。）の基本波成分を入力電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない（以下、入力電圧（システム電圧）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称する。）。   In this sine wave PWM control in which the amplitude of the sinusoidal voltage command is limited to a range below the carrier wave amplitude, the fundamental wave component of the voltage applied to motor generator MG (hereinafter also simply referred to as “motor applied voltage”). Can only be increased to about 0.61 times the input voltage (hereinafter, the ratio of the fundamental component (effective value) of the motor applied voltage (line voltage) to the input voltage (system voltage) is referred to as the “modulation factor”. Called).

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御での最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。なお、過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、モータジェネレータＭＧに印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。   The overmodulation PWM control performs PWM control similar to the sine wave PWM control in a range where the amplitude of the voltage command (sine wave component) is larger than the carrier wave amplitude. In particular, the fundamental wave component can be increased by distorting the voltage command from the original sine wave waveform (amplitude correction), and the modulation rate can be increased from the maximum modulation rate in the sine wave PWM control to a range of 0.78. it can. In overmodulation PWM control, since the amplitude of the voltage command (sine wave component) is larger than the carrier wave amplitude, the line voltage applied to motor generator MG is not a sine wave but a distorted voltage.

矩形波電圧制御モードでは、矩形波電圧制御の実行により、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分がモータジェネレータに印加される。これにより、矩形波電圧制御では、変調率は０．７８まで高められる。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるので、トルク指令値に対する偏差に基づく矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。   In the rectangular wave voltage control mode, by executing rectangular wave voltage control, one pulse of a rectangular wave with a ratio of the high level period to the low level period of 1: 1 is applied to the motor generator within the predetermined period. Thereby, in the rectangular wave voltage control, the modulation factor is increased to 0.78. In the rectangular wave voltage control, since the amplitude of the motor applied voltage is fixed, the torque control is executed by the phase control of the rectangular wave voltage pulse based on the deviation from the torque command value.

正弦波ＰＷＭ制御は、電圧および電流（すなわち、出力トルク）の制御精度が高い一方で、変調率の限界から出力範囲が限られる。一方で、矩形波電圧制御は、制御精度は相対的に低下するが、高出力への対応が可能となる特徴を有する。過変調ＰＷＭ制御は、正弦波ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の境界領域を分担する役割を有する。   The sinusoidal PWM control has high control accuracy of voltage and current (that is, output torque), but the output range is limited due to the limit of the modulation rate. On the other hand, the rectangular wave voltage control has a feature that it can cope with a high output although the control accuracy is relatively lowered. The overmodulation PWM control has a role of sharing a boundary region between the sine wave PWM control and the rectangular wave voltage control.

制御モードの切替については、概略的には、低トルク低回転数域では、トルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中トルク中回転数域では、過変調ＰＷＭ制御が用いられる。そして、高トルク高回転数域では、モータジェネレータＭＧの出力向上を実現可能な矩形波電圧制御が適用される。上記の制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。すなわち、高出力領域でＰＷＭ制御を適用するためには、変調率を下げるためにシステム電圧ＶＨを上昇させる必要がある。   Regarding the switching of the control mode, generally, the sine wave PWM control is used to reduce the torque fluctuation in the low torque low rotation speed region, and the overmodulation PWM control is used in the medium torque intermediate rotation speed region. . In the high torque and high rotation speed range, rectangular wave voltage control capable of improving the output of the motor generator MG is applied. Which of the above control modes is used is basically determined within the range of a realizable modulation rate. That is, in order to apply the PWM control in the high output region, it is necessary to increase the system voltage VH in order to decrease the modulation rate.

（電動車両の退避走行と昇圧コンバータでの共振現象）
再び図１を参照して、昇圧コンバータ１０は、スイッチング素子Ｑ２をオフ固定すると、昇圧機能がオフされて、ＶＨ＝ＶＬとなる。この際に、スイッチング素子Ｑ１をオンすると、電力線ＰＬ２から電力線ＰＬ１に回生電流を受け入れることができる。 (Electric vehicle evacuation and resonance in boost converter)
Referring to FIG. 1 again, when boosting converter 10 fixes switching element Q2 to OFF, the boosting function is turned OFF and VH = VL. At this time, when switching element Q1 is turned on, a regenerative current can be received from power line PL2 to power line PL1.

したがって、電圧センサ５２の故障等によって昇圧コンバータ１０での昇圧が禁止された場合にも、スイッチング素子Ｑ１をオン、スイッチング素子Ｑ２をオフに固定した状態（以下、「上アームオン状態」とも称する）で昇圧コンバータ１０を動作することにより、電動車両１００は、ＶＨ＝ＶＬの制限下で、車両走行を継続することができる。この結果、通常時の加速能力は得られなくても、安全な場所まで車両を移動させる等の緊急的な車両走行（以下、「退避走行」とも称する）を継続することが可能となる。   Therefore, even when boosting in boost converter 10 is prohibited due to failure of voltage sensor 52 or the like, switching element Q1 is kept on and switching element Q2 is kept off (hereinafter also referred to as “upper arm on state”). By operating boost converter 10, electrically powered vehicle 100 can continue running the vehicle under the restriction of VH = VL. As a result, it is possible to continue emergency vehicle travel (hereinafter also referred to as “evacuation travel”) such as moving the vehicle to a safe place, even if the acceleration capability during normal times is not obtained.

このような、昇圧が禁止された退避走行では、システム電圧ＶＨを高めることができないので、変調率を下げることが困難である。しかしながら、昇圧コンバータ１０を上アームオン状態で動作させた下で、矩形波電圧制御モードを適用すると、特許文献２にも記載されるように、以下のような共振現象の発生が懸念される。   In such evacuation travel in which boosting is prohibited, the system voltage VH cannot be increased, so it is difficult to lower the modulation rate. However, when the rectangular wave voltage control mode is applied while the boost converter 10 is operated in the upper arm on state, as described in Patent Document 2, the following resonance phenomenon may occur.

図３には、昇圧コンバータの上アームオン状態における電気システムの等価回路図が示される。   FIG. 3 shows an equivalent circuit diagram of the electrical system in the upper arm on state of the boost converter.

図３を参照して、昇圧コンバータ１０の上アームオン状態では、スイッチング素子Ｑ１を経由して、平滑コンデンサＣ１と昇圧コンバータ１０のリアクトルＬとによるＬＣ回路が連続的に形成される。当該ＬＣ回路は、インバータ２０と接続される。   Referring to FIG. 3, in the upper arm on state of boost converter 10, an LC circuit including smoothing capacitor C <b> 1 and reactor L of boost converter 10 is continuously formed via switching element Q <b> 1. The LC circuit is connected to the inverter 20.

一方で、矩形波電圧制御モードでは、ＭＧ回転数に依存した矩形波電圧がインバータ２０に印可される。したがって、ＭＧ回転数に依存したトルクリップルが発生すると、このトルクリップルに応じた電圧リップルが電力線ＰＬ２（システム電圧ＶＨ）に発生する。   On the other hand, in the rectangular wave voltage control mode, a rectangular wave voltage depending on the MG rotation speed is applied to the inverter 20. Therefore, when a torque ripple depending on the MG rotation speed is generated, a voltage ripple corresponding to the torque ripple is generated on the power line PL2 (system voltage VH).

電圧リップルの周波数が、平滑コンデンサＣ１およびリアクトルＬにより形成されるＬＣ回路の共振周波数に近づくと、電圧リップルに誘引されて当該ＬＣ回路が共振することによって、過電流や過電圧が発生し得る。   When the frequency of the voltage ripple approaches the resonance frequency of the LC circuit formed by the smoothing capacitor C1 and the reactor L, an overcurrent or an overvoltage may be generated by the resonance of the LC circuit induced by the voltage ripple.

より詳しく説明すると、平滑コンデンサＣ１および昇圧コンバータ１０のリアクトルＬにより形成されるＬＣ回路の共振周波数ｆ１は、次式によって表される。   More specifically, the resonance frequency f1 of the LC circuit formed by the smoothing capacitor C1 and the reactor L of the boost converter 10 is expressed by the following equation.

ｆ１＝１／｛２π√（Ｌ×Ｃ）｝ …（１）
ここで、Ｌは、リアクトルＬのインダクタンスを示し、Ｃは、平滑コンデンサＣ１の容量を示す。 f1 = 1 / {2π√ (L × C)} (1)
Here, L represents the inductance of the reactor L, and C represents the capacitance of the smoothing capacitor C1.

一方、モータジェネレータＭＧのトルクリップルに応じて発生する電力線ＰＬ２の電圧リップルの変動周波数ｆ２は、たとえば次式によって表される。   On the other hand, fluctuating frequency f2 of voltage ripple of power line PL2 generated according to torque ripple of motor generator MG is represented by the following equation, for example.

ｆ２＝Ｎｍｇ×４×６／６０ …（２）
ここで、モータジェネレータＭＧのロータの永久磁石は４極対とし、変動周波数ｆ２は、６次高調波成分の周波数としている。なお、Ｎｍｇは、１分間当たりのＭＧ回転数を示す。 f2 = Nmg × 4 × 6/60 (2)
Here, the permanent magnet of the rotor of the motor generator MG is a quadrupole pair, and the fluctuation frequency f2 is the frequency of the sixth harmonic component. Nmg indicates the number of MG rotations per minute.

上記のように、電圧リップルの変動周波数ｆ２はＭＧ回転数Ｎｍｇに依存し、変動周波数ｆ２がＬＣ回路の共振周波数ｆ１に近くなるようなＭＧ回転数ＮｍｇになるとＬＣ回路が共振する。   As described above, the fluctuation frequency f2 of the voltage ripple depends on the MG rotation speed Nmg, and the LC circuit resonates when the fluctuation frequency f2 reaches the MG rotation speed Nmg close to the resonance frequency f1 of the LC circuit.

特に、上述した、昇圧コンバータ１０での昇圧が禁止された下での退避走行では、図３に示されたＬＣ回路が常時形成されることになるので、ＬＣ回路の共振による、過電圧および／または過電流が発生し易くなってしまう。   In particular, in the above-described evacuation travel in which boosting by the boosting converter 10 is prohibited, the LC circuit shown in FIG. 3 is always formed, so that overvoltage and / or due to resonance of the LC circuit is formed. Overcurrent is likely to occur.

ここで、式（１）および（２）から、モータジェネレータＭＧについて、ｆ２＝ｆ１が成立する共振回転数を求めることができる。この結果、ＭＧ回転数Ｎｍｇについて、当該共振回転数を含む所定の共振領域を設定することができる。共振領域は、回路シミュレーションおよび／または実機実験等によって、予め定めることができる。すなわち、ＭＧ回転数Ｎｍｇが当該共振領域内に入ると、ＬＣ回路の共振を回避するために、矩形波電圧制御モードの適用を禁止することが好ましい。   Here, from equations (1) and (2), it is possible to obtain the resonance rotational speed at which f2 = f1 is established for motor generator MG. As a result, a predetermined resonance region including the resonance rotational speed can be set for the MG rotational speed Nmg. The resonance region can be determined in advance by circuit simulation and / or actual machine experiment. That is, when the MG rotation speed Nmg enters the resonance region, it is preferable to prohibit application of the rectangular wave voltage control mode in order to avoid resonance of the LC circuit.

図４には、昇圧禁止での退避走行時におけるモータジェネレータＭＧの動作範囲を説明するための概念図が示される。   FIG. 4 is a conceptual diagram for explaining the operating range of motor generator MG during retreat travel with no boosting.

図４の横軸には、ＭＧ回転数の絶対値（｜Ｎｍｇ｜）が示され、縦軸にはモータジェネレータＭＧの出力トルクの絶対値（｜Ｔ｜）が示される。すなわち、図４の特性図は、前進走行および後進走行に共通に適用することができる。   The horizontal axis of FIG. 4 shows the absolute value (| Nmg |) of the MG rotation speed, and the vertical axis shows the absolute value (| T |) of the output torque of the motor generator MG. That is, the characteristic diagram of FIG. 4 can be commonly applied to forward travel and reverse travel.

図４を参照して、モータジェネレータＭＧの最大出力線１０１は、各回転数｜Ｎｍｇ｜における出力最大トルクの集合に相当する。昇圧コンバータ１０が正常に昇圧機能を発揮できる場合には、最大出力線１０１よりも内側の領域内で、モータジェネレータＭＧの動作点（回転数×トルク）を設定することができる。   Referring to FIG. 4, maximum output line 101 of motor generator MG corresponds to a set of output maximum torques at each rotation speed | Nmg |. When boost converter 10 can normally perform the boost function, the operating point (rotation speed × torque) of motor generator MG can be set within the region inside maximum output line 101.

図４中には、矩形波電圧制御禁止ライン１１０がさらに示される。矩形波電圧制御禁止ライン１１０は、昇圧コンバータ１０が上アームオン状態であるとき（すなわち、ＶＨ＝ＶＬ＝ＶＢ）のときに、正弦波ＰＷＭ制御モードでモータジェネレータＭＧを制御可能な、最大出力線に相当する。したがって、ＶＨ＝ＶＢの下で、矩形波電圧制御禁止ライン１１０を超えた出力範囲（図中で矩形波電圧制御禁止ライン１１０よりも右側の領域）でモータジェネレータＭＧを動作させる場合には、矩形波電圧制御モード（または、過変調ＰＷＭ制御）の適用が必要となる。言い換えると、矩形波電圧制御禁止ライン１１０を超えた出力範囲において正弦波ＰＷＭ制御モードを適用するには、システム電圧ＶＨの昇圧が必要となる。   In FIG. 4, a rectangular wave voltage control prohibition line 110 is further shown. The rectangular wave voltage control prohibition line 110 is a maximum output line that can control the motor generator MG in the sine wave PWM control mode when the boost converter 10 is in the upper arm on state (that is, VH = VL = VB). Equivalent to. Therefore, when the motor generator MG is operated in an output range (region on the right side of the rectangular wave voltage control prohibition line 110 in the drawing) that exceeds the rectangular wave voltage control prohibition line 110 under VH = VB, Application of the wave voltage control mode (or overmodulation PWM control) is required. In other words, in order to apply the sine wave PWM control mode in the output range beyond the rectangular wave voltage control prohibition line 110, it is necessary to boost the system voltage VH.

ここで、昇圧が禁止された退避走行では、緊急的な走行のための必要最低限の車両駆動力（走行トルク）を確保することが目的となる。このため、図１に示した電気システム内に過電流や過電圧が発生することを優先的に回避するべく、モータジェネレータＭＧについては、制御性能に優れた正弦波ＰＷＭ制御を適用して走行することが好ましい。   Here, in the evacuation travel in which the pressure increase is prohibited, an object is to secure the minimum vehicle driving force (travel torque) necessary for urgent travel. For this reason, in order to preferentially avoid the occurrence of overcurrent and overvoltage in the electrical system shown in FIG. 1, the motor generator MG is applied with sine wave PWM control with excellent control performance. Is preferred.

一方で、矩形波電圧制御禁止ライン１１０では、高回転数領域におけるトルクが大幅に制限される。しかしながら、出力確保のために矩形波電圧制御モードを適用すると、上述した共振現象の問題が生じてしまう。図６中では、Ｎ１≦｜Ｎｍｇ｜≦Ｎ２が共振領域として示される。   On the other hand, in the rectangular wave voltage control prohibition line 110, the torque in the high rotation speed region is significantly limited. However, when the rectangular wave voltage control mode is applied to secure the output, the above-described resonance phenomenon problem occurs. In FIG. 6, N1 ≦ | Nmg | ≦ N2 is shown as the resonance region.

少なくとも上記共振領域では、出力トルク拡大のためには、矩形波電圧制御モードではなく、弱め界磁制御を適用した正弦波ＰＷＭ制御を用いる必要がある。通常、正弦波ＰＷＭ制御では、ｄ軸電流およびｑ軸電流の指令値がそれぞれ設定されて、ｄ軸電流およびｑ軸電流を指令値に近付けるためのフィードバック制御に従って、インバータ２０からモータジェネレータＭＧへ供給される交流電圧が制御される。同一出力トルクに対応するｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の組み合わせは複数存在し、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の比の設定によって電流位相は制御される。   At least in the resonance region, in order to increase the output torque, it is necessary to use not the rectangular wave voltage control mode but sine wave PWM control to which field weakening control is applied. Normally, in sine wave PWM control, command values for d-axis current and q-axis current are set, respectively, and supplied from inverter 20 to motor generator MG in accordance with feedback control for bringing the d-axis current and q-axis current close to the command value. AC voltage to be controlled is controlled. There are a plurality of combinations of the d-axis current command value and the q-axis current command value corresponding to the same output torque, and the current phase is controlled by setting the ratio of the d-axis current command value and the q-axis current command value.

弱め界磁制御が非適用とされる、通常の正弦波ＰＷＭ制御では、モータジェネレータＭＧの電流位相は、電力損失が最小となる最適値に制御される。これにより、同一電流振幅に対するモータジェネレータＭＧの出力トルクは最大となる。   In normal sine wave PWM control in which field weakening control is not applied, the current phase of the motor generator MG is controlled to an optimum value that minimizes power loss. Thereby, the output torque of motor generator MG with respect to the same current amplitude becomes maximum.

これに対して、弱め界磁制御が適用された正弦波ＰＷＭ制御では、同一出力トルク下で、ｄ軸電流が増加するようにモータジェネレータＭＧの電流位相が制御される。ｄ軸電流の増加により、モータジェネレータＭＧの各相での誘起電圧が低下することにより、出力トルクを拡大することが可能となる。一方で、モータジェネレータＭＧでの電力損失は、通常の正弦波ＰＷＭ制御と比較して増加する。すなわち、モータジェネレータＭＧの効率は低下する。   In contrast, in sine wave PWM control to which field weakening control is applied, the current phase of motor generator MG is controlled so that the d-axis current increases under the same output torque. As the d-axis current increases, the induced voltage in each phase of the motor generator MG decreases, so that the output torque can be increased. On the other hand, power loss in motor generator MG increases as compared with normal sine wave PWM control. That is, the efficiency of motor generator MG decreases.

図４に示されるように、非昇圧（ＶＨ＝ＶＬ）において弱め界磁制御を適用した正弦波ＰＷＭ制御による最大出力線１２０（以下、単に、「弱め界磁制御の最大出力線１２０」とも称する）は、矩形波電圧制御禁止ライン１１０よりも高トルク領域でのモータジェネレータＭＧでの動作を可能とする。この結果、昇圧が禁止された退避走行での最大出力線は、矩形波電圧制御禁止ライン１１０（Ｎ＜Ｎ１）および、弱め界磁制御適用時の最大出力線１２０（Ｎ≧Ｎ１）の組み合わせによって得られる。   As shown in FIG. 4, the maximum output line 120 by sine wave PWM control to which field weakening control is applied at non-boosting (VH = VL) (hereinafter also simply referred to as “maximum output line 120 for field weakening control”) is rectangular. The motor generator MG can be operated in a higher torque region than the wave voltage control prohibition line 110. As a result, the maximum output line in the evacuation travel in which the boosting is prohibited is obtained by a combination of the rectangular wave voltage control prohibition line 110 (N <N1) and the maximum output line 120 (N ≧ N1) when the field weakening control is applied. .

図５は、昇圧禁止での退避走行におけるモータジェネレータＭＧの制御モードの状態遷移図である。     FIG. 5 is a state transition diagram of the control mode of the motor generator MG during the retreat travel with the step-up prohibited.

図５を参照して、昇圧禁止（ＶＨ＝ＶＬ）での退避走行が開始されると、最適電流位相による、すなわち弱め界磁制御を非適用とした、通常の正弦波ＰＷＭ制御によって、モータジェネレータＭＧの出力は制御される。   Referring to FIG. 5, when the evacuation travel is started with the voltage step-up prohibited (VH = VL), the motor generator MG performs the normal sine wave PWM control based on the optimum current phase, that is, the field weakening control is not applied. The output is controlled.

ＭＧ回転数（｜Ｎｍｇ｜）が、判定値Ｎｔよりも高くなると、弱め界磁制御を適用した正弦波ＰＷＭ制御が用いられる。本実施の形態では、Ｎｔ＝Ｎ１とすることにより、共振領域（Ｎ１≦｜Ｎｍｇ｜≦Ｎ２）において、弱め界磁制御を適用した正弦波ＰＷＭ制御が用いられるものとする。   When the MG rotation speed (| Nmg |) becomes higher than the determination value Nt, sinusoidal PWM control to which field weakening control is applied is used. In the present embodiment, it is assumed that sine wave PWM control to which field weakening control is applied is used in the resonance region (N1 ≦ | Nmg | ≦ N2) by setting Nt = N1.

なお、｜Ｎｍｇ｜＞Ｎ２の領域においても、出力トルクの急変を回避するために、弱め界磁制御を適用した正弦波ＰＷＭ制御を用い続けることが好ましい。一方で、｜Ｎｍｇ｜≦Ｎ１に復帰した場合には、通常の正弦波ＰＷＭ制御に、制御モードを復帰することが好ましい。かかる低回転数領域では、通常の正弦波ＰＷＭ制御でも、出力トルクの不足は発生し難いからである。   Even in the region of | Nmg |> N2, it is preferable to continue to use sine wave PWM control to which field weakening control is applied in order to avoid a sudden change in output torque. On the other hand, when | Nmg | ≦ N1, it is preferable to return the control mode to normal sine wave PWM control. This is because in such a low rotational speed region, it is difficult for the output torque to be insufficient even with normal sine wave PWM control.

（モータジェネレータの熱保護制御）
モータジェネレータＭＧは、トルク出力のための通電によって発熱する。したがって、モータジェネレータＭＧの温度（以下、単に「ＭＧ温度」とも称する」が上昇すると、機器保護のために、モータジェネレータＭＧの出力（具体的には、トルク）を制限する必要が生じる。 (Motor generator thermal protection control)
Motor generator MG generates heat by energization for torque output. Therefore, when the temperature of motor generator MG (hereinafter, also simply referred to as “MG temperature”) increases, it is necessary to limit the output (specifically, torque) of motor generator MG in order to protect the equipment.

図６は、モータジェネレータＭＧの冷却機構の概略を示す概念図である。
図６を参照して、電動車両１００において、モータジェネレータＭＧは、他の駆動系部品と共に、トランスアクスルケース６０内に格納されている。トランスアクスルケース６０の内部には、作動油（ＡＴＦ）を溜めるためのオイルパン７０が設けられる。オイルポンプ６５は、トランスアクスルケース６０の内部で当該ＡＴＦを循環するために配置される。オイルポンプ６５は、たとえば、モータジェネレータＭＧのロータの回転に伴って駆動される。オイルポンプ６５が駆動するとオイルパン７０に溜められたＡＴＦは、油路７５を経由して吸い上げられて、予め設けられた排出口６６から排出される。 FIG. 6 is a conceptual diagram showing an outline of a cooling mechanism of motor generator MG.
Referring to FIG. 6, in electric vehicle 100, motor generator MG is stored in transaxle case 60 together with other drive system components. An oil pan 70 for accumulating hydraulic oil (ATF) is provided inside the transaxle case 60. The oil pump 65 is arranged to circulate the ATF inside the transaxle case 60. Oil pump 65 is driven, for example, as the rotor of motor generator MG rotates. When the oil pump 65 is driven, the ATF stored in the oil pan 70 is sucked up via the oil passage 75 and discharged from a discharge port 66 provided in advance.

排出口６６は、ＡＴＦがモータジェネレータＭＧ（特に、コイルＣＬ）全体に掛るような位置に予め配置される。ＡＴＦがモータジェネレータＭＧに対して出力されることによって、モータジェネレータＭＧは冷却される。すなわち、ＡＴＦがモータジェネレータＭＧの冷媒としても作用する。   The discharge port 66 is previously arranged at a position where the ATF is applied to the entire motor generator MG (particularly, the coil CL). By outputting ATF to motor generator MG, motor generator MG is cooled. That is, ATF also acts as a refrigerant for motor generator MG.

モータジェネレータＭＧには、ＭＧ温度を推定するための温度センサ６７が設けられている。温度センサ６７は、たとえば、コイルＣＬ（図１）の温度を検出するように配置される。コイル温度は、コイルＣＬを通過する電流による電力損失（銅損）によって上昇する他、ステータコア（図示せず）での発熱が伝達されることによっても上昇する。   The motor generator MG is provided with a temperature sensor 67 for estimating the MG temperature. For example, the temperature sensor 67 is arranged to detect the temperature of the coil CL (FIG. 1). The coil temperature rises due to power loss (copper loss) due to the current passing through the coil CL, and also rises when heat generated in the stator core (not shown) is transmitted.

コイルＣＬの通過電流は、モータジェネレータＭＧのトルク増加に応じて増大する。一方で、トルクが同一値であっても、モータジェネレータＭＧの電流位相に応じて電力損失が増加すると、ステータコアでの温度上昇が大きくなる。したがって、弱め界磁制御の適用時には、同一のトルク値のもとで、モードジェネレータＭＧの温度上昇が大きくなることが懸念される。   The passing current of coil CL increases as the torque of motor generator MG increases. On the other hand, even if the torque has the same value, if the power loss increases according to the current phase of motor generator MG, the temperature rise at the stator core increases. Therefore, when the field weakening control is applied, there is a concern that the temperature rise of the mode generator MG becomes large under the same torque value.

図７は、モータジェネレータに対する冷媒（ＡＴＦ）の供給態様を説明するための概念図である。図７（ａ）には、平坦路走行時におけるＡＴＦの供給態様が模式的に示される一方で、図７（ｂ）には、坂道行時におけるＡＴＦの供給態様が模式的に示される。   FIG. 7 is a conceptual diagram for explaining a supply mode of the refrigerant (ATF) to the motor generator. FIG. 7A schematically shows an ATF supply mode when traveling on a flat road, while FIG. 7B schematically shows an ATF supply mode when traveling on a slope.

図７（ａ）を参照して、平坦路走行時には、排出口６６から出力されるＡＴＦは、前方側の経路７１および後方側の経路７２に略均等に分割されてモータジェネレータＭＧに供給される。一方で、温度センサ６７は、経路７１側のみに配置されている。   Referring to FIG. 7A, when traveling on a flat road, ATF output from discharge port 66 is divided into a front path 71 and a rear path 72 approximately equally and supplied to motor generator MG. . On the other hand, the temperature sensor 67 is disposed only on the path 71 side.

図７（ｂ）には、前進方向での降坂および、後進走行での登坂方向の坂道走行時における、ＡＴＦの供給態様が示される。図７（ｂ）では、電動車両１００の傾きにより、排出口６６から流出されるＡＴＦが経路７１に大量に流れる一方で、経路７２のＡＴＦ流量は小さくなる。   FIG. 7B shows an ATF supply mode during downhill traveling in the forward direction and traveling on the uphill direction in reverse traveling. In FIG. 7B, due to the inclination of the electric vehicle 100, a large amount of ATF flowing out from the discharge port 66 flows in the path 71, while the ATF flow rate in the path 72 becomes small.

この結果、図７（ｂ）の坂道走行時には、温度センサ６７に対して大量のＡＴＦが通流することになる。この結果、温度センサ６７の検出温度が低下する。図８には、図７（ｂ）の坂道走行時における温度挙動が示される。   As a result, a large amount of ATF flows through the temperature sensor 67 when traveling on the slope in FIG. As a result, the temperature detected by the temperature sensor 67 decreases. FIG. 8 shows the temperature behavior during traveling on the slope in FIG.

図８を参照して、坂道走行時には、温度センサ６７を多量のＡＴＦが通過する。したがって、図中に点線で示される、コイルＣＬの実温度Ｔｃｌの上昇に対して、温度センサ６７による検出温度Ｔｓｎがあまり上昇しない。このため、実温度Ｔｃｌおよび検出温度Ｔｓｎの温度差ΔＴｃｌが、坂道走行時には大きくなることが懸念される。この結果、検出温度Ｔｓｎに基づいてＭＧ温度を推定すると、温度上昇を過小評価してしまう虞がある。   Referring to FIG. 8, a large amount of ATF passes through temperature sensor 67 when traveling on a slope. Therefore, the temperature Tsn detected by the temperature sensor 67 does not increase much with respect to the increase in the actual temperature Tcl of the coil CL, which is indicated by a dotted line in the drawing. For this reason, there is a concern that the temperature difference ΔTcl between the actual temperature Tcl and the detected temperature Tsn becomes large when traveling on a slope. As a result, if the MG temperature is estimated based on the detected temperature Tsn, the temperature rise may be underestimated.

特に、後進走行での登坂時には、モータジェネレータＭＧから大きな負トルクを出力することが必要になるため、温度差ΔＴｃｌの影響で、モータジェネレータＭＧの熱保護が不十分となる虞がある。   In particular, when climbing up in reverse travel, it is necessary to output a large negative torque from the motor generator MG, and therefore there is a risk that the thermal protection of the motor generator MG will be insufficient due to the influence of the temperature difference ΔTcl.

一方で、前進走行での降坂時には、モータジェネレータＭＧはあまり大きなトルクを出力する必要がない。このため、モータジェネレータＭＧの熱保護のために出力制限が必要となる可能性は低い。また、前進走行での登坂時には、図７（ｂ）とは逆に、温度センサ６７の検出温度Ｔｓｎは、ＡＴＦ量の低下によって、平坦路走行時よりも上昇する可能性があるが、この温度差は、熱保護の観点からは安全側に作用する。   On the other hand, when descending on a forward drive, motor generator MG does not need to output a very large torque. For this reason, there is a low possibility that output restriction is required for thermal protection of motor generator MG. On the other hand, when climbing in forward travel, contrary to FIG. 7B, the temperature Tsn detected by the temperature sensor 67 may be higher than when traveling on a flat road due to a decrease in the ATF amount. The difference acts on the safe side from the viewpoint of thermal protection.

図９は、本実施の形態におけるモータジェネレータＭＧの熱保護のための制御処理を説明するフローチャートである。図９に示すフローチャートの各ステップの処理は、たとえば、制御装置４０によるハードウェア処理および／またはソフトウェア処理によって実行される。   FIG. 9 is a flowchart illustrating a control process for heat protection of motor generator MG in the present embodiment. The processing of each step in the flowchart shown in FIG. 9 is executed by hardware processing and / or software processing by the control device 40, for example.

図９を参照して、制御装置４０は、ＭＧ温度を推定するためのステップＳ１００を実行した後、熱保護のためのステップＳ３００を実行する。ステップＳ１００は、ステップＳ１１０〜Ｓ１３０およびＳ２００を含む。   Referring to FIG. 9, control device 40 executes step S100 for estimating the MG temperature, and then executes step S300 for thermal protection. Step S100 includes steps S110 to S130 and S200.

制御装置４０は、ステップＳ１１０により、前進走行中であるかどうかを判定する。ステップＳ１１０による判定は、たとえば、シフトポジションセンサ６２（図１）の出力に基づいて実行することができる。制御装置４０は、Ｄレンジの選択時には、ステップＳ１１０をＹＥＳ判定とする一方で、後進走行のためのＲレンジが選択されている場合には、ステップＳ１１０をＮＯ判定とする。   The control device 40 determines whether or not the vehicle is traveling forward in step S110. The determination in step S110 can be executed based on the output of shift position sensor 62 (FIG. 1), for example. When selecting the D range, the control device 40 makes a determination of YES in step S110. On the other hand, if the R range for reverse traveling is selected, the control device 40 makes a NO determination.

制御装置４０は、前進走行時（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１２０により、コイル温度センサ７６による検出値（検出温度Ｔｓｎ）を取得する。さらに、制御装置４０は、ステップＳ１３０により、ＭＧ温度Ｔｍｇ＝Ｔｓｎとする。すなわち、前進走行時には、コイル温度センサ７６による検出温度Ｔｓｎに従って、ＭＧ温度が推定される。   When traveling forward (when YES is determined in S110), control device 40 acquires a detection value (detected temperature Tsn) by coil temperature sensor 76 in step S120. Further, control device 40 sets MG temperature Tmg = Tsn in step S130. That is, during forward travel, the MG temperature is estimated according to the temperature Tsn detected by the coil temperature sensor 76.

制御装置４０は、後進走行時（Ｓ１１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ２００により、コイル温度センサ７６による検出温度ＴｓｎおよびモータジェネレータＭＧの出力トルク（｜Ｔ｜）からの推定演算によって、ＭＧ温度（Ｔｍｇ）を推定する。   At the time of reverse travel (when NO is determined in S110), control device 40 performs MG temperature by step S200 based on an estimation calculation from detected temperature Tsn by coil temperature sensor 76 and output torque (| T |) of motor generator MG. (Tmg) is estimated.

図１０は、図９のステップＳ２００による、モータジェネレータの温度推定のための制御処理を説明するフローチャートである。図１０を参照して、ステップＳ２００（図９）は、ステップＳ２１０〜Ｓ２７０を有する。   FIG. 10 is a flowchart illustrating a control process for estimating the temperature of the motor generator in step S200 of FIG. Referring to FIG. 10, step S200 (FIG. 9) includes steps S210 to S270.

制御装置４０は、ステップＳ２１０により、コイル温度センサ７６による検出値（検出温度Ｔｓｎ）を取得するとともに、ステップＳ２２０により、トルク絶対値（｜Ｔ｜）を取得する。たとえば、トルク指令値Ｔｑｃｏｍから、トルク絶対値を取得することができる（｜Ｔ｜＝｜Ｔｑｃｍ｜）。さらに、制御装置４０は、ステップＳ２３０により、弱め界磁制御の適用中であるかどうかを判定する。   The control device 40 acquires a detection value (detection temperature Tsn) by the coil temperature sensor 76 in step S210, and acquires an absolute torque value (| T |) in step S220. For example, the absolute torque value can be obtained from the torque command value Tqcom (| T | = | Tqcm |). Further, in step S230, control device 40 determines whether field-weakening control is being applied.

制御装置４０は、弱め界磁制御の非適用時（Ｓ２３０のＮＯ判定時）には、ＭＧ温度推定のためのマップとして、マップ１を選択する。一方で、制御装置４０は、弱め界磁制御の適用時（Ｓ２３０のＹＥＳ判定時）には、マップ２を選択する。   When field-weakening control is not applied (NO determination in S230), control device 40 selects map 1 as a map for MG temperature estimation. On the other hand, control device 40 selects map 2 when field-weakening control is applied (YES in S230).

このように、弱め界磁制御が非適用とされた正弦波ＰＷＭ制御、すなわち、通常の正弦波ＰＷＭ制御は「第１の制御モード」に対応し、弱め界磁制御が適用とされた正弦波ＰＷＭ制御は「第２の制御モード」に対応する。   As described above, the sine wave PWM control in which the field weakening control is not applied, that is, the normal sine wave PWM control corresponds to the “first control mode”, and the sine wave PWM control to which the field weakening control is applied is “ This corresponds to the “second control mode”.

マップ１およびマップ２の各々は、検出温度Ｔｓｎおよびトルク絶対値｜Ｔ｜の入力に対して、ＭＧ温度（Ｔｍｇ）を出力するように構成される。マップ１およびマップ２は、たとえば、実験結果やシミュレーション結果等に基づいて予め作成される。   Each of map 1 and map 2 is configured to output MG temperature (Tmg) in response to input of detected temperature Tsn and torque absolute value | T |. The map 1 and the map 2 are created in advance based on, for example, experimental results and simulation results.

制御装置４０は、ステップＳ２６０では、選択されたマップ（マップ１またはマップ２）に、コイル検出温度Ｔｓｎおよびトルク絶対値｜Ｔ｜を入力して、ＭＧ温度の推定値（Ｔｍｇ＃）を算出する。さらに、制御装置４０は、ステップＳ２７０により、ステップＳ２６０で算出された推定温度Ｔｍｇ＃を、ＭＧ温度（Ｔｍｇ）とする。（Ｔｍｇ＝Ｔｍｇ＃）
図１１には、温度推定のためのマップ１およびマップ２の特性を比較する概念図が示される。 In step S260, control device 40 inputs coil detection temperature Tsn and absolute torque value | T | to the selected map (map 1 or map 2), and calculates an estimated value (Tmg #) of MG temperature. . Further, in step S270, control device 40 sets estimated temperature Tmg # calculated in step S260 as the MG temperature (Tmg). (Tmg = Tmg #)
FIG. 11 shows a conceptual diagram comparing the characteristics of map 1 and map 2 for temperature estimation.

図１１を参照して、マップ２は、弱め界磁制御の適用によって、モータジェネレータＭＧでの電力損失が大きくなるときの温度推定に用いられる。一方で、マップ１は、弱め界磁制御の非適用時、すなわち、モータジェネレータＭＧでの電力損失が最小となる電流位相の適用時における温度推定に用いられる。   Referring to FIG. 11, map 2 is used for temperature estimation when power loss in motor generator MG increases due to application of field weakening control. On the other hand, map 1 is used for temperature estimation when field-weakening control is not applied, that is, when a current phase that minimizes power loss in motor generator MG is applied.

したがって、弱め界磁制御の適用中に用いられるマップ２は、弱め界磁制御の非適用中に用いられるマップ１と比較して、同一のトルク絶対値に対して、温度差ΔＴｃｌが大きくなるように作成される。ここで、温度差ΔＴｃｌ＝Ｔｍｇ＃−Ｔｓｎである。   Therefore, the map 2 used during the application of the field weakening control is created so that the temperature difference ΔTcl becomes larger with respect to the same torque absolute value than the map 1 used during the non-application of the field weakening control. . Here, the temperature difference ΔTcl = Tmg # −Tsn.

これにより、弱め界磁制御の適用／非適用が選択される、昇圧が禁止された退避走行において、後進走行時におけるＭＧ温度の推定演算（Ｓ２００）の精度を確保することができる。具体的には、弱め界磁制御適用によるモータジェネレータＭＧでの電力損失増加による温度上昇の増加を、推定演算に適切に反映することができる。このように、制御装置４０が、ステップＳ２００を含むステップＳ１００による制御処理を実行することによって、「温度推定部」の機能を実現することができる。   Thus, the accuracy of the MG temperature estimation calculation (S200) during reverse travel can be ensured in the retreat travel in which boosting is prohibited in which application / non-application of field weakening control is selected. Specifically, an increase in temperature rise due to an increase in power loss in motor generator MG due to application of field weakening control can be appropriately reflected in the estimation calculation. Thus, the function of the “temperature estimation unit” can be realized by the control device 40 executing the control process in step S100 including step S200.

再び図９を参照して、熱保護のためのステップＳ３００は、ステップＳ３１０〜Ｓ３３０を有する。制御装置４０は、ステップＳ３１０では、ステップＳ１００で推定されたＭＧ温度（Ｔｍｇ）を、所定のしきい値Ｔｘと比較する。   Referring to FIG. 9 again, step S300 for thermal protection includes steps S310 to S330. In step S310, control device 40 compares MG temperature (Tmg) estimated in step S100 with a predetermined threshold value Tx.

制御装置４０は、ＭＧ温度Ｔｍｇがしきい値Ｔｘ以下であるときには（Ｓ３１０のＮＯ判定時）、ステップＳ３３０により、熱保護制御をオフする。この場合には、図４に示した、矩形波電圧制御禁止ライン１１０（Ｎ＜Ｎ１）および、弱め界磁制御適用時の最大出力線１２０（Ｎ≧Ｎ１）の組み合わせによって、昇圧が禁止された退避走行におけるモータジェネレータＭＧの最大出力が規定される。   When MG temperature Tmg is equal to or lower than threshold value Tx (when NO is determined in S310), control device 40 turns off the thermal protection control in step S330. In this case, the evacuation travel in which boosting is prohibited by the combination of the rectangular wave voltage control prohibition line 110 (N <N1) and the maximum output line 120 (N ≧ N1) when the field weakening control is applied as shown in FIG. The maximum output of the motor generator MG is defined.

これに対して、制御装置４０は、ＭＧ温度Ｔｍｇがしきい値Ｔｘを超えているとき（Ｓ３１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ３２０に処理を進めて、モータジェネレータＭＧのさらなる温度上昇を抑制するための熱保護制御をオンする。たとえば、熱保護制御では、モータジェネレータＭＧの出力が制限される。すなわち、昇圧が禁止された退避走行時においては、モータジェネレータＭＧの動作領域は、保護制御オフの場合よりも制限されることになる。特に、ＭＧ温度Ｔｍｇの上昇量が大きい場合には、モータジェネレータＭＧによるトルク出力が禁止されてもよい。   In contrast, when MG temperature Tmg exceeds threshold value Tx (when YES in S310), control device 40 proceeds to step S320 to suppress further temperature increase of motor generator MG. Turn on the thermal protection control. For example, in the thermal protection control, the output of the motor generator MG is limited. In other words, during retreat travel where boosting is prohibited, the operating area of motor generator MG is more limited than when protection control is off. In particular, when the amount of increase in MG temperature Tmg is large, torque output by motor generator MG may be prohibited.

このように、本実施の形態に従う電動車両によれば、昇圧が禁止された退避走行において、昇圧コンバータでの共振現象を回避するとともにモータジェネレータＭＧの出力を拡大するために弱め界磁制御を適用した正弦波ＰＷＭ制御を用いた場合にも、モータジェネレータＭＧの温度を正確に推定することができる。この結果、図７に示したように、坂道走行時および平坦路走行時の間で、モータジェネレータＭＧの温度センサの出力挙動が変化する場合にも、ＭＧ温度を適切に推定することができるので、適切な熱保護制御を行なうことができる。特に、登坂走行の降坂時において、モータジェネレータＭＧの熱保護が不十分になるという問題点を解消することができる。   As described above, according to the electric vehicle according to the present embodiment, in evacuation travel in which boosting is prohibited, a sine that applies field-weakening control to avoid the resonance phenomenon in the boost converter and to increase the output of motor generator MG. Even when the wave PWM control is used, the temperature of the motor generator MG can be accurately estimated. As a result, as shown in FIG. 7, the MG temperature can be appropriately estimated even when the output behavior of the temperature sensor of the motor generator MG changes between the hill running and the flat road running. Heat protection control can be performed. In particular, it is possible to solve the problem that the heat protection of the motor generator MG is insufficient when the vehicle is going downhill.

なお、推定されたＭＧ温度の活用については、図９に例示された熱保護制御（Ｓ３００）に限定されることなく、任意の態様で実行することが可能である。   The utilization of the estimated MG temperature is not limited to the thermal protection control (S300) illustrated in FIG. 9, and can be executed in an arbitrary manner.

また、図９の制御処理において、電動車両１００に路面勾配を検出するためのセンサが搭載されている場合には、ステップＳ１１０については、「Ｒレンジ選択、かつ、路面勾配が閾値よりも大きい」ときに限ってＮＯ判定とすることも可能である。言い換えると、図９に示された、後進走行時に推定演算によってＭＧ温度を推定する制御処理では、路面勾配の検出センサが搭載されていない場合にも、後進走行での登坂時（図７（ｂ））におけるモータジェネレータＭＧの熱保護を図ることができる。   Further, in the control process of FIG. 9, when a sensor for detecting a road surface gradient is mounted on the electric vehicle 100, “R range selection and the road surface gradient is larger than a threshold value” for step S110. It is possible to make a NO determination only occasionally. In other words, in the control process shown in FIG. 9 for estimating the MG temperature by the estimation calculation during the reverse travel, even when the road surface gradient detection sensor is not mounted, the control process during the reverse travel (FIG. 7 (b) The thermal protection of the motor generator MG in)) can be achieved.

また、図１０の制御処理における、弱め界磁制御非適用時のマップ１については、退避走行以外（通常走行時）での温度推定精度を向上するために、図２に示された制御モード（正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および、矩形波電圧制御）毎に別個に作成することが望ましい。   Further, for the map 1 when the field weakening control is not applied in the control process of FIG. 10, the control mode (sine wave) shown in FIG. It is desirable to create separately for each PWM control, overmodulation PWM control, and rectangular wave voltage control.

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。   The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.

１０ 昇圧コンバータ、２０ インバータ、２２，２４，２６ 各相アーム、３５ 駆動輪、３６ 動力伝達ギヤ、４０ 制御装置、５２，５４ 電圧センサ、５６ 電流センサ、５８ 回転角センサ、６０ トランスアクスルケース、６１ シフトレバー、６２ シフトポジションセンサ、６５ オイルポンプ、６６ 排出口、６７ 温度センサ、７０ オイルパン、７１，７２ 経路（ＡＴＦ）、７５ 油路（ＡＴＦ）、７６ コイル温度センサ、１００ 電動車両、１０１ 最大出力線（通常）、１１０ 矩形波電圧制御禁止ライン、１２０ 最大出力線（弱め界磁制御適用時）、Ｂ 蓄電装置、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、ＣＬ コイル（モータジェネレータ）、ＣＮＶ，ＩＮＶ 信号、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１〜Ｄ１６ ダイオード、ＩＢ 電流（蓄電装置）、Ｌ リアクトル、ＮＬ，ＰＬ１，ＰＬ２ 電力線、Ｎｍ ＭＧ回転数、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１５，Ｑ１６ スイッチング素子、Ｔｃｌ 実温度（コイル）、Ｔｑｃｏｍ トルク指令値、Ｔｓｎ 検出温度（コイル）、ＶＢ 直流電圧（蓄電装置）、ＶＨ 直流電圧（システム電圧）。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Boost converter, 20 Inverter, 22, 24, 26 Each phase arm, 35 Drive wheel, 36 Power transmission gear, 40 Control apparatus, 52, 54 Voltage sensor, 56 Current sensor, 58 Rotation angle sensor, 60 Transaxle case, 61 Shift lever, 62 Shift position sensor, 65 Oil pump, 66 Discharge port, 67 Temperature sensor, 70 Oil pan, 71, 72 Path (ATF), 75 Oil path (ATF), 76 Coil temperature sensor, 100 Electric vehicle, 101 Maximum Output line (normal), 110 rectangular wave voltage control prohibition line, 120 maximum output line (when field weakening control is applied), B power storage device, C0, C1 smoothing capacitor, CL coil (motor generator), CNV, INV signal, D1, D2 , D11 to D16 Diode, IB current (storage device ), L reactor, NL, PL1, PL2 power line, Nm MG speed, Q1, Q2, Q11, Q12, Q13, Q14, Q15, Q16 switching element, Tcl actual temperature (coil), Tqcom torque command value, Tsn detection Temperature (coil), VB DC voltage (power storage device), VH DC voltage (system voltage).

Claims (1)

車両駆動力を発生する電動機を搭載した電動車両であって、
蓄電装置と、
前記蓄電装置および電力線の間に接続された、昇圧機能を有する昇圧コンバータと、
前記電力線上の直流電圧を、前記電動機を駆動するための交流電圧に変換するインバータと、
前記電動機のコイル温度を検出する温度センサと、
前記電動機の温度を推定するための温度推定部とを備え、
前記温度推定部は、車両の前進走行時には、前記温度センサによる検出温度から電動機温度を推定する一方で、前記車両の後進走行時には、前記温度センサによる検出温度および前記電動機の出力トルクからの推定演算によって前記電動機温度を推定するように構成され、
前記昇圧コンバータによる昇圧が禁止されているときの走行では、弱め界磁制御を非適用とした正弦波ＰＷＭ制御である第１の制御モードと、前記弱め界磁制御を適用した正弦波ＰＷＭ制御である第２の制御モードとを選択して、前記電動機の出力を制御するための前記インバータでの電力変換が制御され、
前記温度推定部は、前記後進走行時において、前記第１の制御モードでは第１のマップを用いて前記推定温度を算出する一方で、前記第２の制御モードでは第２のマップを用いて前記推定温度を算出し、
前記第２のマップは、前記電動機の出力トルクが同一値の下で、前記推定温度および前記検出温度の温度差が前記第１のマップよりも大きくなるように構成される、電動車両。 An electric vehicle equipped with an electric motor that generates vehicle driving force,
A power storage device;
A boost converter having a boost function, connected between the power storage device and the power line;
An inverter that converts a DC voltage on the power line into an AC voltage for driving the electric motor;
A temperature sensor for detecting a coil temperature of the electric motor;
A temperature estimation unit for estimating the temperature of the electric motor,
The temperature estimating unit estimates the motor temperature from the temperature detected by the temperature sensor when the vehicle is traveling forward, and estimates from the temperature detected by the temperature sensor and the output torque of the motor when the vehicle is traveling backward. Configured to estimate the motor temperature by:
In traveling when the boosting by the boosting converter is prohibited, the first control mode is a sine wave PWM control in which the field weakening control is not applied, and the second is a sine wave PWM control in which the field weakening control is applied. The control mode is selected, and power conversion in the inverter for controlling the output of the electric motor is controlled,
The temperature estimation unit calculates the estimated temperature using the first map in the first control mode during the reverse travel, while using the second map in the second control mode. Calculate the estimated temperature,
The second map is an electric vehicle configured such that a temperature difference between the estimated temperature and the detected temperature is larger than that of the first map under the same output torque of the electric motor.

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