JP2017046413A - Power feeding device - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、給電装置に関し、特に、スイッチング素子を含む増幅回路を備える給電装置に関する。 The present invention relates to a power feeding device, and more particularly to a power feeding device including an amplifier circuit including a switching element.
従来、スイッチング素子を含む増幅回路を備える給電装置が知られている（たとえば、特許文献１参照）。 Conventionally, a power feeding device including an amplifier circuit including a switching element has been known (see, for example, Patent Document 1).
上記特許文献１には、スイッチング素子を含む増幅回路を備える電源装置が開示されている。この電源装置には、寄生容量を有するスイッチング素子を含む増幅回路と、スイッチング素子に並列に接続され、インダクタンスを有する補償回路とが設けられている。そして、補償回路のインダクタンスは、補償回路のインダクタンスとスイッチング素子の寄生容量とによって形成される回路の共振周波数が、スイッチング素子のスイッチング周波数と同等となるように設定されている。上記特許文献１の電源装置は、この補償回路を設けることにより、スイッチング素子の寄生容量によりスイッチング素子に充電された電力を迅速に放電することが可能なように構成されている。
しかしながら、上記特許文献１の電源装置では、補償回路によりスイッチング素子に充電された電力を迅速に放電することができる一方、スイッチング素子がスイッチングされる時点でも、スイッチング素子の寄生容量に起因して、依然スイッチング素子が充電された状態となる場合があると考えられる。この場合、スイッチング素子がスイッチングされる際に、電力損失が生じる。その結果、上記特許文献１の電源装置（給電装置）では、電力損失に起因して、増幅回路から共振回路に、効率良く電力を供給することが困難になる場合があるという問題点がある。
However, in the power supply device of
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、この発明の１つの目的は、寄生容量を有するスイッチング素子を用いる場合にも、増幅回路から共振回路に、効率良く電力を供給することが可能な給電装置を提供することである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and one object of the present invention is to efficiently transfer power from an amplifier circuit to a resonance circuit even when a switching element having a parasitic capacitance is used. It is providing the electric power feeder which can supply.
上記目的を達成するために、本願発明者が鋭意検討した結果、増幅回路を、増幅回路の共振周波数が所定の駆動周波数よりも大きく、かつ、所定の駆動周波数の３．７倍以下となる所定のインダクタンスを有するように構成することにより、上記目的を達成することが可能であることを見出した。すなわち、この発明の一の局面による給電装置は、所定のインダクタンスを有し、所定の駆動周波数でスイッチングされる増幅回路と、増幅回路に接続されている給電アンテナを含む共振回路とを備え、増幅回路は、増幅回路の共振周波数が、所定の駆動周波数よりも大きく、かつ、所定の駆動周波数の３．７倍以下となる所定のインダクタンスを有する。 In order to achieve the above object, as a result of intensive studies by the inventor of the present application, the amplifying circuit has a predetermined resonance frequency of the amplifying circuit that is higher than a predetermined driving frequency and not more than 3.7 times the predetermined driving frequency. It has been found that the above-described object can be achieved by configuring the apparatus so as to have an inductance of. That is, a power supply device according to one aspect of the present invention includes an amplifier circuit having a predetermined inductance and switched at a predetermined drive frequency, and a resonance circuit including a power supply antenna connected to the amplifier circuit. The circuit has a predetermined inductance in which the resonance frequency of the amplifier circuit is higher than the predetermined drive frequency and not more than 3.7 times the predetermined drive frequency.
すなわち、本願発明者は、増幅回路の共振周波数が、所定の駆動周波数以下となる場合では、スイッチングされる際の電力損失が大きくなるため、増幅回路から共振回路に電力を効率良く供給することが困難であることを見出した。また、増幅回路の共振周波数が、所定の駆動周波数の３．７倍よりも大きい場合では、所定の駆動周波数と等しい場合に比べて、電力損失が生じて電力効率が小さくなることを見出した。したがって、増幅回路を、増幅回路の共振周波数が所定の駆動周波数よりも大きく、かつ、所定の駆動周波数の３．７倍以下となる所定のインダクタンスを有するように構成することにより、増幅回路に寄生容量を有するスイッチング素子を設ける場合にも、増幅回路から共振回路に、効率良く電力を供給することができる。なお、この点については、後述する本願発明者のシミュレーションにより確認済である。 That is, the inventor of the present application can efficiently supply power from the amplifier circuit to the resonance circuit because the power loss at the time of switching increases when the resonance frequency of the amplifier circuit is equal to or lower than the predetermined drive frequency. I found it difficult. In addition, it has been found that when the resonance frequency of the amplifier circuit is higher than 3.7 times the predetermined drive frequency, power loss occurs and the power efficiency becomes lower than when the resonance frequency is equal to the predetermined drive frequency. Therefore, by configuring the amplifier circuit so that the resonance frequency of the amplifier circuit is higher than the predetermined drive frequency and has a predetermined inductance that is not more than 3.7 times the predetermined drive frequency, the amplifier circuit is parasitic on the amplifier circuit. Even when a switching element having a capacitor is provided, power can be efficiently supplied from the amplifier circuit to the resonance circuit. This point has been confirmed by the simulation of the present inventor described later.
上記一の局面による給電装置では、好ましくは、増幅回路は、共振周波数が、所定の駆動周波数の１．４倍以上２．２倍以下となる所定のインダクタンスを有する。ここで、本願発明者は、増幅回路が、共振周波数が所定の駆動周波数の１．５倍となる所定のインダクタンスを有する場合に、増幅回路から共振回路に電力を最も効率良く供給することができることを見出した。そこで、増幅回路を、共振周波数が所定の駆動周波数の１．５倍となるように構成することが検討されるが、一般的に、増幅回路のインダクタンスやキャパシタンスは、個体ばらつきが生じると考えられる。ここでさらに、本願発明者は、増幅回路が、共振周波数が所定の駆動周波数の１．４倍以上２．２倍以下となる所定のインダクタンスを有する場合に、比較的高い電力効率を得ることができることを見出した。すなわち、共振周波数が、駆動周波数の１．５倍よりも比較的高い倍率側の値（１．８倍）になるように、増幅回路を構成することにより、増幅回路のインダクタンスやキャパシタンスに個体ばらつきが生じた場合でも、比較的高い電力効率を得ることができることを見出した。これらの点を考慮して、本発明では、増幅回路を、共振周波数が所定の駆動周波数の１．８±０．４倍（１．４倍以上２．２倍以下）となる所定のインダクタンスを有するように構成するので、増幅回路のインダクタンスやキャパシタンスに個体ばらつきが生じた場合にも、比較的高い電力効率の状態で、電力を増幅回路から共振回路に供給することができる。また、この点についても、後述する本願発明者のシミュレーションにより確認済である。 In the power supply device according to the above aspect, the amplifier circuit preferably has a predetermined inductance whose resonance frequency is 1.4 to 2.2 times the predetermined drive frequency. Here, the inventor of the present application can supply power from the amplifier circuit to the resonance circuit most efficiently when the amplifier circuit has a predetermined inductance whose resonance frequency is 1.5 times the predetermined drive frequency. I found. Therefore, it is considered to configure the amplifier circuit so that the resonance frequency is 1.5 times the predetermined drive frequency. Generally, it is considered that the inductance and capacitance of the amplifier circuit may vary individually. . Further, the inventor of the present application can obtain relatively high power efficiency when the amplifier circuit has a predetermined inductance whose resonance frequency is 1.4 to 2.2 times the predetermined drive frequency. I found out that I can do it. In other words, by configuring the amplifier circuit so that the resonance frequency is a value on the magnification side that is relatively higher than 1.5 times the drive frequency (1.8 times), the inductance and capacitance of the amplifier circuit vary individually. It has been found that a relatively high power efficiency can be obtained even when this occurs. Considering these points, in the present invention, the amplifier circuit has a predetermined inductance whose resonance frequency is 1.8 ± 0.4 times (1.4 to 2.2 times) the predetermined drive frequency. Thus, even when individual variations occur in the inductance and capacitance of the amplifier circuit, power can be supplied from the amplifier circuit to the resonance circuit with relatively high power efficiency. This point has also been confirmed by the inventor's simulation described later.
上記一の局面による給電装置では、好ましくは、増幅回路は、スイッチング素子を含むとともに、スイッチング素子がスイッチングされる時点において、スイッチング素子に印加される電圧値が略零となり、所定の駆動周波数の１．５以上３．７倍以下の共振周波数となる前記所定のインダクタンスを有する。ここで、本願発明者は、共振周波数が、所定の駆動周波数の１．５倍以上となる場合に、増幅回路から見た共振回路のインピーダンスが、理想的には無限大となる。その結果、増幅回路からスイッチング素子の寄生容量に流れる電流を略零にすることができるため、スイッチング素子の寄生容量を無視することができることを見出した。そこで、本発明では、増幅回路を、スイッチング素子がスイッチングされる時点において、スイッチング素子に印加される電圧値が略零となり、所定の駆動周波数の１．５以上３．７倍以下の共振周波数となる前記所定のインダクタンスを有するように構成することにより、零電圧スイッチングすることができる。その結果、スイッチング素子がスイッチングされる際の電力損失を抑制することができるので、増幅回路から共振回路に電力を、さらに効率良く供給することができる。 In the power supply device according to the above aspect, the amplifier circuit preferably includes the switching element, and when the switching element is switched, the voltage value applied to the switching element becomes substantially zero, and the predetermined driving frequency is 1 The predetermined inductance having a resonance frequency not less than 5 and not more than 3.7 times is provided. Here, the inventor of the present application has an ideal infinite impedance of the resonance circuit viewed from the amplifier circuit when the resonance frequency is 1.5 times or more the predetermined drive frequency. As a result, it has been found that since the current flowing from the amplifier circuit to the parasitic capacitance of the switching element can be made substantially zero, the parasitic capacitance of the switching element can be ignored. Therefore, in the present invention, when the switching element is switched, the voltage value applied to the switching element becomes substantially zero at the time when the switching element is switched, and the resonance frequency is 1.5 to 3.7 times the predetermined driving frequency. By having the predetermined inductance, the zero voltage switching can be performed. As a result, power loss when the switching element is switched can be suppressed, so that power can be supplied from the amplifier circuit to the resonance circuit more efficiently.
上記共振周波数が所定の駆動周波数の１．４倍以上２．２倍以下または１．５以上３．７倍以下に設定されている給電装置では、好ましくは、増幅回路は、共振周波数が、所定の駆動周波数の１．５倍となる所定のインダクタンスを有する。ここで、本願発明者は、共振周波数が、所定の駆動周波数の１．５倍となる場合に、増幅回路（スイッチング素子）に印加される電圧の波形が、零電圧スイッチングするための理想的な電圧波形に最も近くなることを見出した。この場合、増幅回路から共振回路に電力を最も効率良く供給することができる。そこで、本発明では、増幅回路を、共振周波数が、所定の駆動周波数の１．５倍となる所定のインダクタンスを有するように構成することにより、増幅回路（スイッチング素子）に印加される電圧の波形が、零電圧スイッチングするための理想的な電圧波形に最も近くなるので、増幅回路から共振回路に電力を最も効率良く供給することができる。 In the power feeding device in which the resonance frequency is set to be 1.4 to 2.2 times or 1.5 to 3.7 times the predetermined drive frequency, the amplifier circuit preferably has a resonance frequency of the predetermined drive frequency. It has a predetermined inductance which is 1.5 times the driving frequency. Here, the inventor of the present application is ideal for zero-voltage switching of the waveform of the voltage applied to the amplifier circuit (switching element) when the resonance frequency is 1.5 times the predetermined drive frequency. We found that it was the closest to the voltage waveform. In this case, power can be supplied most efficiently from the amplifier circuit to the resonant circuit. Therefore, in the present invention, the waveform of the voltage applied to the amplifier circuit (switching element) is configured by configuring the amplifier circuit so that the resonance frequency has a predetermined inductance that is 1.5 times the predetermined drive frequency. However, since it is closest to an ideal voltage waveform for zero voltage switching, power can be supplied most efficiently from the amplifier circuit to the resonance circuit.
上記一の局面による給電装置では、好ましくは、増幅回路は、複数のインダクタと、複数のインダクタの接続状態を切り替えるスイッチ部とを有する補償回路を含む。このように構成すれば、スイッチ部により複数のインダクタの接続状態を切り替えることができるので、増幅回路のインダクタンスを変更することができる。その結果、増幅回路（補償回路）に設けられているインダクタのインダクタンスにばらつきが生じる場合でも、補償回路のインダクタンスを変更することができることにより、適切に、所定のインダクタンスを設定することができる。 In the power supply device according to the above aspect, the amplifier circuit preferably includes a compensation circuit having a plurality of inductors and a switch unit that switches connection states of the plurality of inductors. If comprised in this way, since the connection state of several inductors can be switched by a switch part, the inductance of an amplifier circuit can be changed. As a result, even when the inductance of the inductor provided in the amplifier circuit (compensation circuit) varies, the inductance of the compensation circuit can be changed, so that the predetermined inductance can be set appropriately.
この場合、好ましくは、外部直流電源から増幅回路に供給される電力である入力電力に対する、増幅回路から共振回路に供給される電力である出力電力の電力効率を取得するとともに、電力効率に基づいて、スイッチ部の動作を制御して電力効率を大きくする制御部をさらに備える。このように構成すれば、制御部により、インダクタのインダクタンスにばらつきが生じている場合でも、電力効率が大きくなるように、自動で、適切に増幅回路のインダクタンスを変更することができる。 In this case, preferably, the power efficiency of the output power, which is the power supplied from the amplifier circuit to the resonance circuit, with respect to the input power, which is the power supplied from the external DC power supply to the amplifier circuit, is obtained, and based on the power efficiency And a control unit that controls the operation of the switch unit to increase power efficiency. With this configuration, the inductance of the amplifier circuit can be automatically and appropriately changed by the control unit so that the power efficiency is increased even when the inductance of the inductor varies.
上記一の局面による給電装置では、好ましくは、増幅回路は、それぞれ複数設けられており、複数の増幅回路は、差動増幅回路として構成されている。このように構成すれば、複数の増幅回路および複数の補償回路と、共振回路とにより形成される回路は、平衡回路となるので、共振回路の給電コイルから不要な電界輻射が生じるのを抑制することができる。 In the power supply device according to the above aspect, preferably, a plurality of amplifier circuits are provided, and the plurality of amplifier circuits are configured as differential amplifier circuits. With this configuration, the circuit formed by the plurality of amplifier circuits, the plurality of compensation circuits, and the resonance circuit is a balanced circuit, and therefore, generation of unnecessary electric field radiation from the power supply coil of the resonance circuit is suppressed. be able to.
本発明によれば、上記のように、寄生容量を有するスイッチング素子を用いる場合にも、増幅回路から共振回路に電力を、効率良く供給することができる。 According to the present invention, as described above, even when a switching element having a parasitic capacitance is used, power can be efficiently supplied from the amplifier circuit to the resonance circuit.
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
［第１実施形態］
図１〜図５を参照して、本発明の第１実施形態による給電装置１００の構成について説明する。図１および図２に示すように、第１実施形態による給電装置１００は、零電圧スイッチングすることが可能な、いわゆるＥ級増幅回路を含む電源装置として構成されている。そして、給電装置１００は、給電装置１００の近傍に配置された受電装置２００に対して、給電装置１００と受電装置２００との間に配線および接点等を設けずに、磁気共鳴方式を用いて、（ワイヤレス給電装置または非接点給電装置として）電力を供給するように構成されている。なお、受電装置２００は、本発明の「外部受電装置」の一例である。
[First Embodiment]
With reference to FIGS. 1-5, the structure of the
（給電装置の全体構成）
図１に示すように、給電装置１００には、給電装置本体１と、アンテナ部２とが設けられている。給電装置本体１と、アンテナ部２とは、ケーブル３を介して接続されている。そして、給電装置１００は、給電装置本体１からケーブル３を介して、アンテナ部２に電力を供給するように構成されている。なお、アンテナ部２は、本発明の「給電アンテナ」および「共振回路」の一例である。
(Overall configuration of power supply device)
As shown in FIG. 1, the
給電装置本体１には、図１に示すように、増幅回路４が設けられており、増幅回路４は、補償回路５を含む。また、給電装置本体１には、直流電源６と、制御部７とが設けられている。増幅回路４は、図２に示すように、所定の駆動周波数ｆｄでスイッチングされるとともに、寄生容量Ｃ１を有するスイッチング素子４１を含む。補償回路５は、スイッチング素子４１に並列に接続されているとともに、所定のインダクタンスＬ１を有するインダクタ５１を含む。そして、給電装置１００は、直流電源６からの電力を、増幅回路４および補償回路５を介して、アンテナ部２に供給するように構成されている。また、給電装置１００は、１つの増幅回路４を含む、シングルエンドの電源装置として構成されている。
As shown in FIG. 1, the power supply device
アンテナ部２には、増幅回路４にケーブル３を介して接続されている給電コイル２１と、共振コンデンサ２２とが設けられている。給電コイル２１は、増幅回路４側から供給された電力により駆動周波数ｆｄを有する交流の給電磁界を発生させて、受電装置２００に電力を供給するように構成されている。また、給電コイル２１は、インダクタンスＬ２を有する。共振コンデンサ２２は、給電コイル２１とともに共振回路を形成して、共振回路のインピーダンスとケーブル３のインピーダンスとを整合するようにキャパシタンスＣ２が設定されている。また、図２では、給電コイル２１および共振コンデンサ２２の内部抵抗を、内部抵抗２３として図示している。なお、給電コイル２１は、本発明では、「給電アンテナ」の一例である。
The
受電装置２００は、受電アンテナ等を含み、たとえば、スマートフォンからなる。また、受電装置２００の受電アンテナは、給電コイル２１の給電磁界と結合することにより、給電装置１００からの電力を受電するように構成されている。
The power receiving device 200 includes a power receiving antenna and the like, and is composed of, for example, a smartphone. Further, the power receiving antenna of the power receiving device 200 is configured to receive power from the
ここで、第１実施形態では、補償回路５は、スイッチング素子４１と補償回路５とによって形成される駆動回路８の共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄよりも大きく、かつ、駆動周波数の３．７倍以下となるように、インダクタンスＬ１が設定されている。より具体的には、補償回路５は、駆動回路８の共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄの１．５倍となるように、インダクタンスＬ１が設定されている。
Here, in the first embodiment, in the
（給電装置の各部の構成）
直流電源６は、外部商用電源（図示せず）やバッテリ部（図示せず）から電力を取得するように構成されている。そして、直流電源６は、図２に示すように、電力変換部６１およびチョークコイル６２を含む。電力変換部６１は、制御部７の指令に基づいて、取得した電力を、直流の電圧値Ｖ１を有する電力に変換するように構成されている。チョークコイル６２は、インダクタンスＬ３を有し、電力変換部６１から取得された電力の電流値を電流値Ｉ１に略一定にするように構成されている。
(Configuration of each part of the power feeding device)
The
制御部７には、抵抗値Ｒ１を有するゲート抵抗７１ａ、および、駆動周波数ｆｄを有するとともに電圧値Ｖ２を有するパルスを発生させるパルス発生器７１ｂを含む、ゲート駆動回路７１が設けられている。
The control unit 7 is provided with a
増幅回路４は、スイッチング素子４１と、シャントコンデンサ４２とを含む。スイッチング素子４１は、たとえば、寄生容量Ｃ１を有するＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）として構成されている。スイッチング素子４１のゲート（Ｇ）は、ゲート駆動回路７１に接続されており、ゲート駆動回路７１（制御部７）からのゲート駆動信号を取得することにより、スイッチング素子４１のドレイン（Ｄ）とソース（Ｓ）との間の接続をオンオフするように構成されている。スイッチング素子４１のドレインは、直流電源６に接続されている。スイッチング素子４１のソースは、接地されている。なお、図２では、説明の都合上、ＦＥＴと寄生容量Ｃ１とを別々に図示しているが、寄生容量Ｃ１はＦＥＴに含まれる。
The
シャントコンデンサ４２は、キャパシタンスＣ３を有する。そして、シャントコンデンサ４２は、スイッチング素子４１に並列に接続されている。
The
アンテナ部２の給電コイル２１は、増幅回路４のスイッチング素子４１のドレイン端子に接続されている。そして、増幅回路４は、スイッチング素子４１が駆動周波数ｆｄでオンオフされることにより、補償回路５を介して、駆動周波数ｆｄを有する交流の電力を、アンテナ部２に供給するように構成されている。また、アンテナ部２の内部抵抗２３は、給電コイル２１および共振コンデンサ２２内の内部抵抗を含む。内部抵抗２３は、抵抗値Ｒ２を有し、抵抗値Ｒ２は、給電コイル２１が受電装置２００と磁界結合されることにより、大きさは変化される。
The feeding
（補償回路の構成）
補償回路５は、スイッチング素子４１に並列に接続されている。そして、補償回路５は、インダクタ５１と、インダクタ５１に直列に接続された直流カット用コンデンサ５２とを含む。直流カット用コンデンサ５２は、シャントコンデンサ４２のキャパシタンスＣ３よりも大きなキャパシタンスＣ４を有し、補償回路５に直流の電流が流れるのを抑制するように構成されている。
(Configuration of compensation circuit)
The
ここで、第１実施形態では、スイッチング素子４１および補償回路５は、駆動回路８を形成している。そして、補償回路５のインダクタ５１のインダクタンスＬ１は、駆動回路８の共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄよりも大きく、かつ、駆動周波数ｆｄの３．７倍以下となるように設定されている。この場合、後述するシミュレーション結果により、インダクタンスＬ１を、駆動回路８の共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｄとが同一（同等）になるように構成する場合よりも電力効率ηが大きくなることが判明している。
Here, in the first embodiment, the switching
そして、共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄよりも大きく、かつ、駆動周波数ｆｄの３．７倍以下となるインダクタンスＬ１の具体的な値は、たとえば、駆動周波数ｆｄを６．７８ＭＨｚとし、スイッチング素子４１の寄生容量Ｃ１を２００ｐＦとした場合、０．２０１μＨ以上で、かつ、２．７６μＨ未満の値である。
The specific value of the inductance L1 at which the resonance frequency fr is greater than the drive frequency fd and equal to or less than 3.7 times the drive frequency fd is, for example, the drive frequency fd of 6.78 MHz, and the switching
また、第１実施形態では、インダクタンスＬ１は、駆動回路８の共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄの１．４倍以上２．２倍以下となるように設定されている。この場合、後述するシミュレーション結果により、電力効率ηが９０％以上になることが判明している。
In the first embodiment, the inductance L1 is set so that the resonance frequency fr of the
そして、共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄの１．４倍以上２．２倍以下となるインダクタンスＬ１の具体的な値は、たとえば、駆動周波数ｆｄを６．７８ＭＨｚとし、スイッチング素子４１の寄生容量Ｃ１を２００ｐＦとした場合、０．５６９μＨ以上で、かつ、１．４１μＨ以下の値である。
A specific value of the inductance L1 at which the resonance frequency fr is 1.4 to 2.2 times the drive frequency fd is, for example, a drive frequency fd of 6.78 MHz, and a parasitic capacitance C1 of the switching
また、第１実施形態では、図３に示すように、インダクタンスＬ１は、スイッチング素子４１がスイッチングされる時点（図３の符号Ａ１〜Ａ３参照）において、スイッチング素子４１に印加されるドレイン・ソース間の電圧値Ｖ３が略零となるように、駆動周波数ｆｄの１．５以上３．７倍以下の共振周波数ｆｒを有するように設定されている。図３では、インダクタンスＬ１は、駆動回路８の共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄの１．５倍となるように構成されている場合の波形を示している。なお、後述するシミュレーション結果により、駆動回路８の共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄの１．５倍の場合、スイッチング素子４１がスイッチングされる時点と、ドレイン・ソース間の電圧値Ｖ３が略零となる時点が略一致して、スイッチング素子４１を零電圧スイッチングするための理想的な電圧波形を生成することが可能であることが判明している。
In the first embodiment, as shown in FIG. 3, the inductance L <b> 1 is between the drain and the source applied to the switching
そして、共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄの１．５以上３．７倍以下となるインダクタンスＬ１の具体的な値は、駆動周波数ｆｄを６．７８ＭＨｚとして、スイッチング素子４１の寄生容量Ｃ１を２００ｐＦとした場合、０．２０１μＨ以上で、かつ、１．２２μＨ以下の値である。そして、共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄの１．５倍となるインダクタンスＬ１の具体的な値は、１．２２μＨである。
A specific value of the inductance L1 at which the resonance frequency fr is 1.5 to 3.7 times the drive frequency fd is set to 6.78 MHz, and the parasitic capacitance C1 of the switching
次に、図４を参照して、給電装置１００では、駆動回路８の共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄの１．５倍となる場合に、スイッチング素子４１を零電圧スイッチングするための理想的な電圧波形を生成することが可能であることについて説明する。
Next, referring to FIG. 4, in the
図４（ａ）には、スイッチング素子４１に入力されるゲート駆動信号の波形を示している。ここで、スイッチング素子４１を零電圧スイッチングするための理想的な電圧波形とは、図４（ｄ）に示すような、スイッチング素子４１がスイッチングされる時点（符号Ａ４）において、電圧値Ｖ３が０で、かつ、電圧値Ｖ３の傾き（ｄＶ３／ｄｔ）が０となる波形である。この波形の場合、電力効率ηが最も大きくなる。
FIG. 4A shows the waveform of the gate drive signal input to the switching
そして、第１実施形態による給電装置１００では、駆動回路８の共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄの１．５倍となるように構成されているので、図４（ｂ）に示すような電圧値Ｖ３の波形が生成される。一方、スイッチング素子４１では、図４（ｃ）に示すような、寄生容量Ｃ１に充電されることにより生じるランプ波状の波形が生じるため、第１実施形態による給電装置１００では、図４（ｂ）の電圧波形と、図４（ｃ）の電圧波形とが合成される。この結果、第１実施形態による給電装置１００では、共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄの１．５倍の場合、図４（ｄ）の電圧波形が生成される。
In the
（シミュレーション結果）
次に、図２、図３、図５および図６を参照して、第１実施形態による給電装置１００における駆動回路８の共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄよりも大きく、かつ、駆動周波数ｆｄの３．７倍以下となるように、インダクタンスＬ１が設定されている場合（第１実施形態）と、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄと同等（１．０倍）の場合（比較例）との比較を行うために行ったシミュレーション結果について説明する。なお、第１実施形態による給電装置１００の構成と、比較例による給電装置の構成とは、インダクタンスＬ１の大きさを除いて、同様に構成されているものとする。
(simulation result)
Next, referring to FIG. 2, FIG. 3, FIG. 5 and FIG. 6, the resonance frequency fr of the
このシミュレーションにおいては、図２に示すように、駆動周波数ｆｄを６．７８ＭＨｚとして、スイッチング素子４１の寄生容量Ｃ１を２００ｐＦとして、直流電源６の電圧値Ｖ１を３０Ｖとして、給電コイル２１のインダクタンスＬ２を６．７μＨとして、共振コンデンサ２２のキャパシタンスＣ２を１０５ｐＦとして、チョークコイル６２のインダクタンスＬ３を１００μＨとして、シャントコンデンサ４２のキャパシタンスＣ３を７４ｐＦとして、直流カット用コンデンサ５２のキャパシタンスＣ４を１μＦとして、内部抵抗２３の負荷値Ｒ２を５７Ωとしてシミュレーションを行った。
In this simulation, as shown in FIG. 2, the drive frequency fd is 6.78 MHz, the parasitic capacitance C1 of the switching
〈電力効率のシミュレーション結果〉
第１実施形態による給電装置１００と、比較例による給電装置との電力効率ηの比較結果を説明する。電力効率ηは、図２に示すように、電圧値Ｖ１と電流値Ｉ１との積で表される直流電源６から増幅回路４に供給される入力電力Ｐ１に対する、増幅回路４から供給されるアンテナ部２での電圧値Ｖ４と電流値Ｉ２との積で表される出力電力Ｐ２の比（Ｐ２／Ｐ１＝（Ｖ４×Ｉ２）／（Ｖ１×Ｉ１））として計算した。
<Power efficiency simulation results>
A comparison result of the power efficiency η between the
そして、図５に示すように、補償回路５のインダクタンスＬ１を、共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄの０．５倍から４．０倍までの周波数を有するように、０．１倍ごとに変化させて、電力効率ηを計算した。
Then, as shown in FIG. 5, the inductance L1 of the
シミュレーション（計算）の結果、共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｄとが同等（同一）である比較例による給電装置では、電力効率ηは、７２．２％となった。 As a result of simulation (calculation), the power efficiency η was 72.2% in the power supply device according to the comparative example in which the resonance frequency fr and the drive frequency fd are equivalent (same).
また、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄよりも小さい場合、電力効率ηは、７２．２％よりも小さい値となった。具体的には、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄの０．５倍の場合、５３．５８％、０．６倍の場合、５６．３１％、０．７倍の場合、５９．３５％、０．８倍の場合、６３．８９％、０．９倍の場合、６７．６６％となった。 Further, when the resonance frequency fr was smaller than the drive frequency fd, the power efficiency η was a value smaller than 72.2%. Specifically, when the resonance frequency fr is 0.5 times the drive frequency fd, it is 53.58%, 0.6 times, 56.31%, 0.7 times, 59.35%, 0 In the case of 0.8 times, it was 63.89%, and in the case of 0.9 times, it was 67.66%.
一方、第１実施形態による給電装置１００では、電力効率ηが７２．２％よりも大きくなった。すなわち、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄよりも大きく、かつ、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄの３．７倍以下の場合、電力効率ηが７２．２％よりも大きくなった。また、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄの１．４倍以上２．２倍以下の場合、電力効率ηが９０％よりも大きくなった。また、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄの１．５倍の場合、電力効率ηは、このシミュレーション結果のうちの最も大きな値である９５．６１％となった。
On the other hand, in the
具体的には、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄの１．１倍の場合、７８．９２％、１．２倍の場合、８５．５５％、１．３倍の場合、８８．９８％、１．４倍の場合、９４．３０％、１．５倍の場合、９５．６１％、１．６倍の場合、９４．９５％、１．７倍の場合、９４．４３％、１．８倍の場合、９３．４３％、１．９倍の場合、９３．５１％、２．０倍の場合、９２．７４％、２．１倍の場合、９１．５６％、２．２倍の場合、９０．３０％、２．３倍の場合、８９．９８％、２．４倍の場合、８８．７０％、２．５倍の場合、８９．０６％、２．６倍の場合、８７．５７％、２．７倍の場合、８９．０６％、２．８倍の場合、８７．５７％、２．９倍の場合、８６．３９％、３．０倍の場合、８３．１２％、３．１倍の場合、８１．２２％、３．２倍の場合、８０．４６％、３．３倍の場合、７８．２２％、３．４倍の場合、７６．４４％、３．５倍の場合、７４．９０％、３．６倍の場合、７４．１９％、３．７倍の場合、７２．３６％となった。 Specifically, when the resonance frequency fr is 1.1 times the driving frequency fd, 78.92%, 1.2 times, 85.55%, 1.3 times, 88.98%, .4 times, 94.30%, 1.5 times, 95.61%, 1.6 times, 94.95%, 1.7 times, 94.43%, 1.8 In the case of double, 93.43%, in case of 1.9, 93.51%, in case of 2.0, 92.74%, in case of 2.1, 91.56%, in 2.2 times , 90.30%, 2.3 times, 89.98%, 2.4 times, 88.70%, 2.5 times, 89.06%, 2.6 times, 87.57%, 2.7 times, 89.06%, 2.8 times, 87.57%, 2.9 times, 86.39%, 3.0 times, 83. In the case of 12%, 3.1 times, 81. 2%, 3.2 times, 80.46%, 3.3 times, 78.22%, 3.4 times, 76.44%, 3.5 times, 74.90% In the case of 3.6 times, it was 74.19%, and in the case of 3.7 times, it was 72.36%.
また、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄの３．７倍よりも大きい値である３．８倍の場合、６９．５７％、３．９倍の場合、６７．６１％、４．０倍の場合、６６．７８％となった。なお、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄの３．７倍よりも大きい値で、給電効率ηが比較的小さくなるのは、電圧値Ｖ３が略零になってから、スイッチング素子４１がスイッチングされるまでの間に期間が生じて、その間に、電力損失が生じているものと考えられる。
Further, when the resonance frequency fr is 3.8 times, which is a value larger than 3.7 times the drive frequency fd, 69.57%, 3.9 times, 67.61%, 4.0 times 66.78%. The resonance frequency fr is a value larger than 3.7 times the drive frequency fd, and the power supply efficiency η is relatively small until the voltage value V3 becomes substantially zero until the switching
以上の結果から、第１実施形態による給電装置１００では、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄよりも大きく、かつ、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄの３．７倍以下の場合、共振周波数ｆｒと駆動周波数ｆｄとが同等の比較例による給電装置に比べて、電力効率ηが大きくなることが判明した。また、第１実施形態による給電装置１００では、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄの１．４倍以上２．２倍以下の場合、電力効率ηが９０％よりも大きくなることが判明した。また、第１実施形態による給電装置１００では、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄの１．５倍の場合、電力効率ηは、最も大きな値となることが判明した。
From the above results, in the
〈電圧波形および電流波形のシミュレーション結果〉
第１実施形態による給電装置１００の電圧波形および電流波形（図３参照）と、比較例による給電装置の電圧波形および電流波形（図６参照）の比較結果を説明する。
<Simulation results of voltage waveform and current waveform>
A comparison result of the voltage waveform and current waveform (see FIG. 3) of the
図６には、比較例による給電装置の電圧波形および電流波形として、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄの１．０倍（同等）とした場合の電圧波形および電流波形を示している。 FIG. 6 shows the voltage waveform and current waveform when the resonance frequency fr is 1.0 times (equivalent) to the drive frequency fd as the voltage waveform and current waveform of the power supply device according to the comparative example.
シミュレーションの結果、スイッチング素子に印加される電圧値が５２Ｖを有する状態（図６の符号Ｂ１〜Ｂ３参照）で、ゲート駆動信号がスイッチング素子に入力され、スイッチング素子がスイッチングされた。すなわち、比較例による給電装置では、零電圧スイッチングは行われなかった。 As a result of the simulation, in a state where the voltage value applied to the switching element has 52 V (see symbols B1 to B3 in FIG. 6), the gate drive signal is input to the switching element, and the switching element is switched. That is, zero voltage switching was not performed in the power supply device according to the comparative example.
図３には、第１実施形態による給電装置１００の電圧波形および電流波形として、共振周波数ｆｒを駆動周波数ｆｄの１．５倍とした場合の電圧波形および電流波形を示している。
FIG. 3 shows the voltage waveform and current waveform when the resonance frequency fr is 1.5 times the drive frequency fd as the voltage waveform and current waveform of the
シミュレーションの結果、スイッチング素子４１に印加される電圧値Ｖ３が略零の時点（図３の符号Ａ１〜Ａ３参照）で、ゲート駆動信号がスイッチング素子４１に入力され、スイッチング素子４１がスイッチングされた。また、スイッチング素子４１に印加される電圧値Ｖ３が略零となった直後に、ゲート駆動信号がスイッチング素子４１に入力され、スイッチング素子４１がスイッチングされた。また、スイッチング素子４１がスイッチングされる時点では、電圧値Ｖ３の傾き（ｄＶ３／ｄｔ）が略０となった。
As a result of the simulation, when the voltage value V3 applied to the switching
また、シミュレーションの結果、上記のように、共振周波数ｆｒを駆動周波数ｆｄの１．５倍とした場合に、零電圧スイッチングすることが判明したので、共振周波数ｆｒを駆動周波数ｆｄの１．５倍よりも大きくした場合には、共振周波数ｆｒを駆動周波数ｆｄの１．５倍の場合よりも早く電圧値Ｖ３が略零となり、共振周波数ｆｒを駆動周波数ｆｄの１．５倍と同様に、零電圧スイッチングすることが可能であるといえる。 Further, as a result of the simulation, it has been found that zero voltage switching is performed when the resonance frequency fr is set to 1.5 times the drive frequency fd as described above. Therefore, the resonance frequency fr is set to 1.5 times the drive frequency fd. When the resonance frequency fr is 1.5 times the drive frequency fd, the voltage value V3 becomes substantially zero earlier than when the resonance frequency fr is 1.5 times the drive frequency fd, and the resonance frequency fr is zero similarly to 1.5 times the drive frequency fd. It can be said that voltage switching is possible.
以上の結果から、第１実施形態による給電装置１００では、共振周波数ｆｒを駆動周波数ｆｄの１．５倍以上とした場合に、スイッチング素子４１を零電圧スイッチングすることが可能であることが判明した。すなわち、第１実施形態による給電装置１００では、増幅回路４から見た 補償回路５とスイッチング素子４１の寄生容量Ｃで成る駆動回路８のインピーダンスが、無限大となり、その結果、増幅回路４からスイッチング素子４１の寄生容量Ｃに流れる電流が略零になり、スイッチング素子４１の寄生容量Ｃを無視することができることが判明した。一方、比較例による給電装置では、スイッチング素子をスイッチングする時点で電圧値５２Ｖを有し、零電圧スイッチングすることが困難であることが判明した。
From the above results, it was found that in the
（第１実施形態の効果）
第１実施形態では、以下のような効果を得ることができる。
(Effect of 1st Embodiment)
In the first embodiment, the following effects can be obtained.
第１実施形態では、上記のように、給電装置１００に、所定のインダクタンスを有し、所定の駆動周波数ｆｄでスイッチングされる増幅回路４と、増幅回路４に接続されているアンテナ部２とを設けて、増幅回路４を、増幅回路４（駆動回路８）の共振周波数ｆｒが、所定の駆動周波数ｆｄよりも大きく、かつ、所定の駆動周波数の３．７倍以下となる所定のインダクタンスを有するように構成する。これにより、補償回路５を、スイッチング素子４１と補償回路５とによって形成される駆動回路８（増幅回路４）の共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄよりも大きく、かつ、駆動周波数ｆｄの３．７倍以下となるように、インダクタンスＬ１が設定されるように構成することにより、寄生容量Ｃ１を有するスイッチング素子４１を用いる場合にも、増幅回路４からアンテナ部２に、効率良く電力を供給することができる。この点は、上記のシミュレーション結果により確認済である。
In the first embodiment, as described above, the
また、第１実施形態では、上記のように、補償回路５（増幅回路４）を、共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄの１．４倍以上２．２倍以下となるインダクタンスＬ１を有するように構成する。ここで、補償回路５（増幅回路４）を共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄの１．５倍となるインダクタンスＬ１を有するように構成する場合に、増幅回路４からアンテナ部２に電力を最も効率良く供給することができることは、上記のシミュレーション結果により確認済であるが、一般的に、増幅回路４のインダクタンスＬ１やキャパシタンスＣ１〜Ｃ４は、個体ばらつきが生じると考えられる。ここでさらに、上記のシミュレーション結果から、増幅回路４が、共振周波数ｆｒが駆動周波数ｆｄの１．４倍以上２．２倍以下となるインダクタンスＬ１を有する場合に、比較的高い電力効率η（９０％以上）を得られることが判明している。すなわち、共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄの１．５倍よりも比較的高い倍率側の値（１．８倍）になるように、増幅回路４を構成することにより、増幅回路４のインダクタンスＬ１やキャパシタンスＣ１〜Ｃ４に個体ばらつきが生じた場合でも、９０％以上の高い電力効率を得ることができることが判明している。この点を考慮して、第１実施形態では、補償回路５（増幅回路４）を、共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄの１．８±０．４倍（１．４倍以上２．２倍以下）となるインダクタンスＬ１を有するように構成するので、増幅回路４のインダクタンスＬ１やキャパシタンスＣ１〜Ｃ４に個体ばらつきが生じた場合にも、電力効率ηが９０％以上の比較的電力効率ηが高い状態で、電力を増幅回路４からアンテナ部２に供給することができる。
In the first embodiment, as described above, the compensation circuit 5 (amplifier circuit 4) has the inductance L1 in which the resonance frequency fr is 1.4 to 2.2 times the drive frequency fd. Configure. Here, when the compensation circuit 5 (amplifier circuit 4) is configured so that the resonance frequency fr has an inductance L1 that is 1.5 times the drive frequency fd, power is most efficiently transmitted from the
また、第１実施形態では、上記のように、補償回路５を、スイッチング素子４１がスイッチングされる時点において、スイッチング素子４１に印加される電圧値Ｖ３が略零（図３参照）となり、駆動周波数ｆｄの１．５以上３．７倍以下の共振周波数ｆｒとなるインダクタンスＬ１を有するように構成する。これにより、零電圧スイッチングすることができるので、スイッチング素子４１がスイッチングされる際の電力損失を抑制することができるので、増幅回路４からアンテナ部２に電力を、さらに効率良く供給することができる。
In the first embodiment, as described above, when the switching
また、第１実施形態では、上記のように、補償回路５（増幅回路４）を、共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄの１．５倍となるインダクタンスＬ１を有するように構成する。これにより、スイッチング素子４１に印加される電圧値Ｖ３の電圧波形が、零電圧スイッチングするための理想的な電圧波形（図４参照）に最も近くなるので、増幅回路４からアンテナ部２に電力を最も効率良く供給することができる。この点についても、上記のシミュレーション結果により確認済である。
In the first embodiment, as described above, the compensation circuit 5 (amplifier circuit 4) is configured so that the resonance frequency fr has an inductance L1 that is 1.5 times the drive frequency fd. As a result, the voltage waveform of the voltage value V3 applied to the switching
［第２実施形態］
次に、図７および図８を参照して、第２実施形態による給電装置３００の構成について説明する。第２実施形態による給電装置３００では、１つのインダクタ５１が設けられていた補償回路５を備えた第１実施形態による給電装置１００と異なり、複数のインダクタ３５１ａおよび３５１ｂが設けられている補償回路３０５を備える。なお、上記第１実施形態と同一の構成については、同じ符号を付してその説明を省略する。
[Second Embodiment]
Next, with reference to FIG. 7 and FIG. 8, the structure of the
（第２実施形態による給電装置の構成）
図７に示すように、第２実施形態による給電装置３００は、電力測定部３０１と、記憶部３０２と、補償回路３０５を含む増幅回路３０４と、制御部３０７とを含む。そして、補償回路３０５と増幅回路３０４のスイッチング素子４１とにより、共振周波数ｆｒを有する駆動回路３０８が形成されている。
(Configuration of Power Supply Device According to Second Embodiment)
As illustrated in FIG. 7, the
ここで、第２実施形態では、補償回路３０５は、複数のインダクタ（第１インダクタ３５１ａおよび第２インダクタ３５１ｂ）と、第１インダクタ３５１ａの接続状態を切り替えるスイッチ部３５１ｃと、第２インダクタ３５１ｂの接続状態を切り替えるスイッチ部３５１ｄとを含む。
Here, in the second embodiment, the
また、第２実施形態では、電力測定部３０１は、直流電源６から増幅回路３０４に供給される電力である入力電力Ｐ１と、増幅回路３０４からアンテナ部２に供給される電力である出力電力Ｐ２とを取得するように構成されている。そして、制御部３０７は、入力電力Ｐ１に対する、出力電力Ｐ２の電力効率ηを取得するとともに、電力効率ηに基づいて、電力効率ηが大きくなるように、スイッチ部３５１ｃおよびスイッチ部３５１ｄの動作を制御するように構成されている。記憶部３０２は、取得された電力効率ηを記憶するように構成されている。具体的な制御部３０７の制御処理については、図９のフローチャートを用いて後述する。
In the second embodiment, the
補償回路３０５の第１インダクタ３５１ａおよび第２インダクタ３５１ｂは、直流カットコンデンサ５２に対してそれぞれ直列に接続されているとともに、互いに並列に接続されている。スイッチ部３５１ｃは、第１インダクタ３５１ａに直列に接続されている。また、スイッチ部３５１ｄは、第２インダクタ３５１ｂに直列に接続されている。そして、スイッチ部３５１ｃおよびスイッチ部３５１ｄは、制御部３０７からの制御信号に基づいて、接続される状態と切断される状態とを切り替えるように構成されている。
The first inductor 351a and the
なお、補償回路３０５の第１インダクタ３５１ａおよび第２インダクタ３５１ｂは、共に、スイッチング素子４１と補償回路３０５とによって形成される駆動回路３０８の共振周波数ｆｒが、第１実施形態による給電装置１００のインダクタ５１と同様に、駆動周波数ｆｄよりも大きく、かつ、駆動周波数ｆｄの３．７倍以下となるようにインダクタンスＬ１１およびＬ１２が設定されている。たとえば、第１インダクタ３５１ａのインダクタンスＬ１１は、１．５μＨとし、第２インダクタ３５１ｂのインダクタンスＬ１２は、１．２２μＨとして設定されている。
Note that the first inductor 351a and the
また、第２実施形態による給電装置３００のその他の構成は、第１実施形態における給電装置１００と同様である。
Moreover, the other structure of the
（第２実施形態の給電装置によるインダクタの接続切替制御処理）
次に、図９を参照して、第２実施形態の給電装置３００による通信接続の変更制御処理フローについて説明する。以下の制御処理は、制御部３０７により実行される。なお、図９に示すフローチャートでは、スイッチ部３５１ｃを第１のスイッチ部として、スイッチ部３５１ｄを第２のスイッチ部として記載している。また、ｎを整数の変数として記載している。
(Inductor connection switching control processing by the power feeding device of the second embodiment)
Next, with reference to FIG. 9, a communication connection change control processing flow by the
まず、ステップＳ１において、第１（ｎ＝１）のスイッチ部が接続（オン）され、その他のスイッチ部が切断（オフ）される。上記の例の場合、スイッチ部３５１ｃがオンされ、スイッチ部３５１ｄがオフされる。その後、ステップＳ２に進む。
First, in step S1, the first (n = 1) switch unit is connected (ON), and the other switch units are disconnected (OFF). In the case of the above example, the
ステップＳ２において、電力効率ηが取得される。その後、ステップＳ３に進む。 In step S2, the power efficiency η is acquired. Thereafter, the process proceeds to step S3.
ステップＳ３において、取得された電力効率ηの結果が記憶部３０２に記憶される。その後、ステップＳ４に進む。
In step S <b> 3, the acquired power efficiency η result is stored in the
ステップＳ４において、第ｎ＋１のスイッチ部が接続（オン）され、その他のスイッチ部が切断（オフ）される。上記の例の場合、スイッチ部３５１ｄがオンされ、スイッチ部３５１ｃがオフされる。その後、ステップＳ５に進む。
In step S4, the (n + 1) th switch section is connected (ON), and the other switch sections are disconnected (OFF). In the case of the above example, the
ステップＳ５において、電力効率ηが取得される。その後、ステップＳ６に進む。 In step S5, the power efficiency η is acquired. Then, it progresses to step S6.
ステップＳ６において、取得された電力効率ηの結果が記憶部３０２に記憶される。その後、ステップＳ７に進む。
In step S <b> 6, the acquired power efficiency η result is stored in the
ステップＳ７において、電力効率ηが向上したか否かが判断される。すなわち、ステップ５において取得された電力効率ηの値と、前回に取得された電力効率ηの値とを、記憶部３０２から読み出して、比較が行われる。電力効率ηが向上した場合、ステップＳ９に進み、電力効率ηが向上していない場合、ステップＳ８に進む。
In step S7, it is determined whether or not the power efficiency η has improved. That is, the value of the power efficiency η acquired in
ステップＳ８において、スイッチ部の切替状態が１つ前の切替状態に戻される。たとえば、第１のスイッチ部がオンされた場合（１つ前の切替状態）の電力効率ηに比べて、第２のスイッチ部がオンされた場合（現在の切替状態）の電力効率ηが向上していない場合には、１つ前の切替状態である第１のスイッチ部がオンされた状態に戻される。その後、第２実施形態の給電装置３００による通信接続の変更制御処理は終了される。
In step S8, the switching state of the switch unit is returned to the previous switching state. For example, the power efficiency η when the second switch unit is turned on (current switching state) is improved compared to the power efficiency η when the first switch unit is turned on (the previous switching state). If not, the first switch portion, which is the previous switching state, is returned to the on state. Thereafter, the communication connection change control process by the
ステップＳ７において電力効率ηが向上した場合に進むステップＳ９において、ｎに１が加えられる。その後、ステップＳ１０に進む。 In step S9 that proceeds when the power efficiency η is improved in step S7, 1 is added to n. Then, it progresses to step S10.
ステップＳ１０において、ｎは最大数か否かが判断される。ｎが最大数の場合、第２実施形態の給電装置３００による通信接続の変更制御処理は終了される。ｎが最大数でない場合、ステップＳ４に戻る。上記の例の場合では、最大数は２（スイッチ部の数は２つ）であるので、ｎが２か否かが判断される。ｎが２の場合、スイッチ部３５１ｄがオンされ、スイッチ部３５１ｃがオフされた状態で、第２実施形態の給電装置３００による通信接続の変更制御処理は終了される。
In step S10, it is determined whether n is the maximum number. When n is the maximum number, the communication connection change control process by the
（第２実施形態の効果）
第２実施形態では、以下のような効果を得ることができる。
(Effect of 2nd Embodiment)
In the second embodiment, the following effects can be obtained.
第２実施形態では、上記のように、増幅回路３０４に、第１インダクタ３５１ａおよび第２インダクタ３５１ｂと、第１インダクタ３５１ａおよび第２インダクタ３５１ｂの接続状態を切り替えるスイッチ部３５１ｃおよび３５１ｄとを含む補償回路３０５を設ける。これにより、スイッチ部３５１ｃおよび３５１ｄにより第１インダクタ３５１ａおよび第２インダクタ３５１ｂの接続状態を切り替えることができるので、補償回路３０５（増幅回路３０４）のインダクタンスをインダクタンスＬ１１またはＬ１２に変更することができる。その結果、補償回路３０５に設けられている第１インダクタ３５１ａおよび第２インダクタ３５１ｂのそれぞれのインダクタンスＬ１１およびＬ１２にばらつきが生じる場合でも、補償回路３０５のインダクタンスを変更することにより、適切に、インダクタンスを設定することができる。
In the second embodiment, as described above, the
また、第２実施形態では、上記のように、制御部３０７を、直流電源６から増幅回路３０４に供給される電力である入力電力Ｐ１に対する、増幅回路３０４からアンテナ部２に供給される電力である出力電力Ｐ２の電力効率ηを取得するとともに、電力効率ηに基づいて、スイッチ部３５１ｃおよび３５１ｄの動作を制御して電力効率ηを大きくするように構成する。これにより、制御部３０７により、第１インダクタ３５１ａおよび第２インダクタ３５１ｂのインダクタンスＬ１１およびＬ１２にばらつきが生じている場合でも、電力効率ηが大きくなるように、自動で、適切に補償回路３０５のインダクタンスを変更することができる。
In the second embodiment, as described above, the
また、第２実施形態による給電装置３００のその他の効果は、第１実施形態における給電装置１００と同様である。
Other effects of the
［第３実施形態］
次に、図１０を参照して、第３実施形態による給電装置４００の構成について説明する。第３実施形態による給電装置４００では、１つの増幅回路４および１つの補償回路５を含み、シングルエンドの増幅回路として構成されていた第１実施形態による給電装置１００と異なり、第１増幅回路４０４ａおよび第２増幅回路４０４ｂと、第１補償回路４０５ａおよび第２補償回路４０５ｂとを有する差動増幅回路を含むように構成されている。なお、上記第１実施形態または上記第２実施形態と同一の構成については、同じ符号を付してその説明を省略する。
[Third Embodiment]
Next, with reference to FIG. 10, the structure of the
（第３実施形態による給電装置の構成）
図１０に示すように、第３実施形態による給電装置４００には、アンテナ部４０２と、第１増幅回路４０４ａと、第２増幅回路４０４ｂと、第１補償回路４０５ａと、第２補償回路４０５ｂと、直流電源４０６と、制御部４０７とが設けられている。
(Configuration of the power feeding device according to the third embodiment)
As shown in FIG. 10, the
ここで、第３実施形態では、第１増幅回路４０４ａおよび第２増幅回路４０４ｂと、第１補償回路４０５ａおよび第２補償回路４０５ｂとは、差動増幅回路として構成されている。
Here, in the third embodiment, the
第１増幅回路４０４ａおよび第２増幅回路４０４ｂは、それぞれ、第１実施形態による給電装置１００の増幅回路４と同様に構成されている。また、第１補償回路４０５ａおよび第２補償回路４０５ｂは、それぞれ、第１実施形態による給電装置１００の補償回路５と同様に構成されている。
The
そして、第１増幅回路４０４ａのスイッチング素子４１と第１補償回路４０５ａとにより、第１駆動回路４０８ａが形成されている。また、第２増幅回路４０４ｂのスイッチング素子４１と第２補償回路４０５ｂとにより、第２駆動回路４０８ｂが形成されている。
The
アンテナ部４０２は、給電コイル４２１〜４２３と、共振コンデンサ４２４および４２５と、内部抵抗４２６とを含む。給電コイル４２１〜４２３は、図１０では別々に離れているように図示しているが、互い近接して配置されている。内部抵抗４２６は、給電コイル４２１〜４２３と、共振コンデンサ４２４および４２５の内部抵抗を含む。
直流電源４０６は、電力変換部４６１ａおよび４６１ｂと、チョークコイル４６２ａおよび４６２ｂとを含む。そして、直流電源４０６は、第１増幅回路４０４ａおよび第２増幅回路４０４ｂに、直流の電力を供給するように構成されている。
制御部４０７は、ゲート駆動回路４７１を含む。ゲート駆動回路４７１は、トランス４７１ａを含み、パルス発生器からのゲート駆動信号を、トランス４７１ａを介して、第１増幅回路４０４ａおよび第２増幅回路４０４ｂに伝達するように構成されている。
The
ここで、第１増幅回路４０４ａと、アンテナ部４０２と、第２増幅回路４０４ｂとは、平衡回路を形成する。すなわち、図１０に示すように、アンテナ部４０２内に流れる電流値Ｉ３と電流値Ｉ４とは略等しい値となる。その結果、給電装置４００は、アンテナ部４０２に電流値Ｉ３の電流が流れることに起因して生じる電界と、アンテナ部４０２に電流値Ｉ４の電流が流れることに起因して生じる電界とが、互いに打消し合い、電界の不要輻射が生じるのが抑制されるように構成されている。
Here, the
また、第１駆動回路４０８ａおよび第２駆動回路４０８ｂは、それぞれ、第１実施形態による駆動回路８と同様に、共振周波数ｆｒが、駆動周波数ｆｄよりも大きく、かつ、駆動周波数ｆｄの３．７倍以下になるように、インダクタンスＬ１が設定されている。
Similarly to the
また、第３実施形態による給電装置４００のその他の構成は、第１実施形態における給電装置１００と同様である。
Moreover, the other structure of the
（第３実施形態の効果）
第３実施形態では、以下のような効果を得ることができる。
(Effect of the third embodiment)
In the third embodiment, the following effects can be obtained.
第３実施形態では、上記のように、給電装置４００に、第１増幅回路４０４ａおよび第２増幅回路４０４ｂと、第１補償回路４０５ａおよび第２補償回路４０５ｂとを設ける。そして、第１増幅回路４０４ａおよび第２増幅回路４０４ｂと、第１補償回路４０５ａおよび第２補償回路４０５ｂとを、差動増幅回路として構成する。これにより、第１増幅回路４０４ａおよび第２増幅回路４０４ｂと、第１補償回路４０５ａおよび第２補償回路４０５ｂと、アンテナ部４０２とにより形成される回路は、平衡回路となるので、給電コイル４２１〜４２３から不要な電界輻射が生じるのを抑制することができる。
In the third embodiment, as described above, the
また、第３実施形態による給電装置４００のその他の効果は、第１実施形態における給電装置１００と同様である。
The other effects of the
［変形例］
なお、今回開示された実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更（変形例）が含まれる。
[Modification]
The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is shown not by the above description of the embodiment but by the scope of claims for patent, and further includes all modifications (modifications) within the meaning and scope equivalent to the scope of claims for patent.
たとえば、上記第１〜第３実施形態では、寄生容量を有するスイッチング素子として、ＦＥＴを用いる例を示したが、本発明はこれに限らない。すなわち、寄生容量を有するスイッチング素子であればＦＥＴ以外のスイッチング素子を用いてもよい。 For example, in the first to third embodiments, the example in which the FET is used as the switching element having the parasitic capacitance has been described. However, the present invention is not limited to this. That is, a switching element other than an FET may be used as long as it has a parasitic capacitance.
また、上記第１〜第３実施形態では、駆動周波数、共振周波数、補償回路のインダクタンスを、数値例を挙げて説明したが、本発明はこれらの数値例に限らない。すなわち、共振周波数が、駆動周波数よりも大きく、かつ、駆動周波数の３．７倍以下となるように、インダクタンスが設定されていれば、駆動周波数、共振周波数、補償回路のインダクタンスを、上記した数値例以外の数値を用いて設定してもよい。 In the first to third embodiments, the drive frequency, the resonance frequency, and the inductance of the compensation circuit have been described with numerical examples. However, the present invention is not limited to these numerical examples. That is, if the inductance is set so that the resonance frequency is greater than the drive frequency and not more than 3.7 times the drive frequency, the drive frequency, the resonance frequency, and the inductance of the compensation circuit are set to the above numerical values. You may set using a numerical value other than the example.
また、上記第２実施形態では、補償回路に、インダクタおよびスイッチ部をそれぞれ２つ設けるように構成する例を示したが、本発明はこれに限らない。すなわち、補償回路に、インダクタおよびスイッチ部をそれぞれ３つ以上設けるように構成してもよい。 In the second embodiment, an example is shown in which the compensation circuit is provided with two inductors and two switch units, but the present invention is not limited to this. That is, the compensation circuit may be provided with three or more inductors and switch units.
また、上記第２実施形態では、説明の便宜上、本発明の制御部の処理を処理フローに沿って順番に処理を行うフロー駆動型のフローチャートを用いて説明したが、本発明はこれに限られない。本発明では、制御部の処理動作を、イベントごとに処理を実行するイベント駆動型（イベントドリブン型）の処理により行ってもよい。この場合、完全なイベント駆動型で行ってもよいし、イベント駆動およびフロー駆動を組み合わせて行ってもよい。 In the second embodiment, for convenience of explanation, the processing of the control unit of the present invention has been described using a flow-driven flowchart that performs processing in order along the processing flow. However, the present invention is not limited to this. Absent. In the present invention, the processing operation of the control unit may be performed by event-driven (event-driven) processing that executes processing for each event. In this case, it may be performed by a complete event drive type or a combination of event drive and flow drive.
２、４０２ アンテナ部（給電アンテナ、共振回路）
４、３０４ 増幅回路
５、３０５ 補償回路
６、４０６ 直流電源（外部直流電源）
７、３０７、４０７ 制御部
２１、４２１〜４２３ 給電コイル（給電アンテナ）
４１ スイッチング素子
５１、４５１ インダクタ
１００、３００、４００ 給電装置
３５１ａ 第１インダクタ（インダクタ）
３５１ｂ 第２インダクタ（インダクタ）
３５１ｃ、３５１ｄ スイッチ部
４０４ａ 第１増幅回路（増幅回路）
４０４ｂ 第２増幅回路（増幅回路）
４０５ａ 第１補償回路（補償回路）
４０５ｂ 第２補償回路（補償回路）
2, 402 Antenna section (feed antenna, resonance circuit)
4,304 Amplifier circuit 5,305 Compensation circuit 6,406 DC power supply (external DC power supply)
7, 307, 407
41
351b Second inductor (inductor)
351c,
404b Second amplifier circuit (amplifier circuit)
405a First compensation circuit (compensation circuit)
405b Second compensation circuit (compensation circuit)
Claims (7)
前記増幅回路に接続されている給電アンテナを含む共振回路とを備え、
前記増幅回路は、前記増幅回路の共振周波数が、前記所定の駆動周波数よりも大きく、かつ、前記所定の駆動周波数の３．７倍以下となる前記所定のインダクタンスを有する、給電装置。 An amplifier circuit having a predetermined inductance and being switched at a predetermined drive frequency;
A resonance circuit including a feeding antenna connected to the amplification circuit,
The power supply device, wherein the amplifier circuit has the predetermined inductance in which a resonance frequency of the amplifier circuit is higher than the predetermined drive frequency and not more than 3.7 times the predetermined drive frequency.
前記複数の増幅回路は、差動増幅回路として構成されている、請求項１〜６のいずれか１項に記載の給電装置。 A plurality of the amplifier circuits are provided,
The power feeding device according to claim 1, wherein the plurality of amplifier circuits are configured as differential amplifier circuits.
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| EP16185672.9A EP3136545B1 (en) | 2015-08-25 | 2016-08-25 | Wireless power transfer to a plurality of receivers |
| CN201610726012.1A CN106487106B (en) | 2015-08-25 | 2016-08-25 | Power supply device |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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| JP2017046413A true JP2017046413A (en) | 2017-03-02 |
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| CN113541639A (en) * | 2020-04-17 | 2021-10-22 | 株式会社村田制作所 | Elastic wave device and composite filter device |
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Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07142937A (en) * | 1993-11-17 | 1995-06-02 | Mori Shinsaku | Class e amplifier into which shunt l-c resonance circuit is inserted |
| JP2013030973A (en) * | 2011-07-28 | 2013-02-07 | Nippon Soken Inc | Power supply device, contactless power transmission apparatus, vehicle, and contactless power transmission system |
| JP2015019531A (en) * | 2013-07-12 | 2015-01-29 | 東芝テック株式会社 | Power transmission apparatus, and power transmitter and power receiver for power transmission apparatus |
-
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Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07142937A (en) * | 1993-11-17 | 1995-06-02 | Mori Shinsaku | Class e amplifier into which shunt l-c resonance circuit is inserted |
| JP2013030973A (en) * | 2011-07-28 | 2013-02-07 | Nippon Soken Inc | Power supply device, contactless power transmission apparatus, vehicle, and contactless power transmission system |
| JP2015019531A (en) * | 2013-07-12 | 2015-01-29 | 東芝テック株式会社 | Power transmission apparatus, and power transmitter and power receiver for power transmission apparatus |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN113541639A (en) * | 2020-04-17 | 2021-10-22 | 株式会社村田制作所 | Elastic wave device and composite filter device |
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