JP2017041799A - Peak suppression device, peak suppression program and transmission device - Google Patents
Peak suppression device, peak suppression program and transmission device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2017041799A JP2017041799A JP2015163108A JP2015163108A JP2017041799A JP 2017041799 A JP2017041799 A JP 2017041799A JP 2015163108 A JP2015163108 A JP 2015163108A JP 2015163108 A JP2015163108 A JP 2015163108A JP 2017041799 A JP2017041799 A JP 2017041799A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- signal
- complex digital
- digital signal
- peak
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
Description
本発明は、ピーク抑圧装置、ピーク抑圧プログラム及び送信装置に関し、例えば直交周波数分割多重伝送(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)システムにおいて、送信信号のピーク対平均電力比(PAPR:Peak to Average Power Ratio)を低減する送信装置に適用し得るものである。 The present invention relates to a peak suppressor, a peak suppression program, and a transmitter, and, for example, in an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) system, a peak-to-average power ratio (PAPR) of a transmission signal. The present invention can be applied to a transmission device that reduces noise.
例えば、LTE(Long Term Evolution)等の変調方式として、OFDM方式が採用されている。OFDM方式は、それぞれ異なるデータで変調された多数のサブキャリアを用いて送信する。そのため、サブキャリア数の増大に伴い、送信信号の平均電力値に対するピーク電力値の比(PAPR)が大きくなる。 For example, the OFDM method is adopted as a modulation method such as LTE (Long Term Evolution). In the OFDM scheme, transmission is performed using a large number of subcarriers modulated with different data. Therefore, as the number of subcarriers increases, the ratio (PAPR) of the peak power value to the average power value of the transmission signal increases.
送信装置における電力増幅器は、電力効率の向上のため飽和特性を有する。そのため、電力増幅器によりOFDM信号の信号ピークがクリップされたり又は大きなひずみが生じたりする。電力増幅器の電力効率を無視して線形な領域のみを用いることで解決できるが、大電力の送信には向かない。 The power amplifier in the transmission apparatus has a saturation characteristic for improving power efficiency. Therefore, the signal peak of the OFDM signal is clipped by the power amplifier or a large distortion occurs. This can be solved by ignoring the power efficiency of the power amplifier and using only a linear region, but it is not suitable for high-power transmission.
また、電力増幅器の非線形特性の影響を受けると、非線形歪が生じる。そのため、送信特性の劣化が生じ、帯域外輻射の発生等が生じ得る。つまり、非線形歪によって、帯域外の信号レベルが大きくなるため、隣接する帯域を用いる隣接システムに大きな影響を与えることになる。そのため、PAPRを低減することが必要となる。 In addition, nonlinear distortion occurs when affected by the nonlinear characteristics of the power amplifier. Therefore, transmission characteristics are deteriorated, and out-of-band radiation can occur. In other words, the non-linear distortion increases the signal level outside the band, which greatly affects adjacent systems using adjacent bands. Therefore, it is necessary to reduce PAPR.
従来、送信する信号のOFDMシンボル生成の過程に変更を加えないこと、かつ、受信側で付加的な信号処理による変更を加えない、という要求を満たすPAPR抑圧方法として非特許文献1〜4に記載される手法が提案されている。
Conventionally, as described in
非特許文献1及び2には、Peak Windowing方式と呼ばれる手法が提案されている。Peak Windowing方式は、ピーク抑圧信号に対して窓関数(例えば、Hanning、Kaiser、Hamming等)を畳み込むことでエッジ部分をカットし、滑らかな波形にする方式である。この方式は、信号帯域内にのみスペクトルを持つように窓関数を設計する。この方式によれば、帯域外漏洩電力比(ACLR:Adjacent Channel Leakage Ratio)を抑えられる。その一方で、帯域内ひずみ電力量(EVM:Error Vector Magnitude)が劣化するため、トレードオフの関係にある。
Non-Patent
非特許文献3には、Clipping&Filtering方式と呼ばれる手法が提案されている。Clipping&Filtering方式は、信号の閾値を超える部分をクリッピングによりカットし、このカットにより生じるACLRをフィルタにより除去する方法である。非特許文献3には、このClipping&Filteringを1回だけ実施した場合の諸特性が示されている。
Non-Patent
非特許文献4には、Peak Cancellation方式と呼ばれる手法が提案されている。Peak Cancellation方式は、閾値を超えた信号の全てを一度にキャンセルするのではなく、信号の時系列などからピーク点を幾つか抽出し、これに対するピーク抑圧信号を生成し、適用してPAPR抑圧する処理を繰り返す方式である。ピークの見つけ方や処理対象とする検出ピーク数等は様々である。非特許文献4には、ACLRとEVMをチェックしながらPAPR抑圧処理を行う方式が提案されている。
Non-Patent
しかしながら、上述した従来技術はいずれも、PAPRの抑圧処理に係る負荷が大きく、大規模な回路構成が必要であるため、PAPRの抑圧処理に係る処理負荷を低減するため、回路の小規模化が強く望まれている。また、近年の移動通信技術の高機能化に伴い、基地局における信号処理量が多くなっているため、処理遅延の低減も強く望まれている。 However, all of the above-described conventional techniques have a large load related to PAPR suppression processing and require a large-scale circuit configuration. Therefore, in order to reduce the processing load related to PAPR suppression processing, the circuit scale can be reduced. It is strongly desired. In addition, with the recent increase in functionality of mobile communication technology, the amount of signal processing in the base station has increased, and therefore reduction of processing delay is also strongly desired.
そこで、本発明は、上記課題に鑑み、複素信号(複素デジタル信号)の座標変換処理、及び制御テーブルを用いたPAPR抑圧方法を提案して、小規模、かつ、低遅延な回路でEVM劣化を抑えつつ、PAPRを抑圧できるピーク抑圧装置、ピーク抑圧プログラム及び送信装置を提供しようとするものである。 Therefore, in view of the above problems, the present invention proposes a coordinate conversion process of complex signals (complex digital signals) and a PAPR suppression method using a control table, and reduces EVM degradation with a small-scale and low-delay circuit. It is an object of the present invention to provide a peak suppression device, a peak suppression program, and a transmission device that can suppress PAPR while suppressing it.
かかる課題を解決するために、第1の本発明に係るピーク抑圧装置は、送信される信号のピーク電力値を抑圧するピーク抑圧装置において、(1)入力された複素デジタル信号に基づいて、複素デジタル信号を、極座標での位相である第1の位相を中心として正負に第2の位相を移相させた等振幅の2つの複素デジタル信号として表現した場合の第1の位相と、入力された複素デジタル信号の振幅情報を含む信号成分とを得る座標変換手段と、(2)予め設定されている制御テーブルを用いて、信号成分の値を量子化する信号成分変換手段と、(3)第1の位相と、量子化された信号成分とに基づいて、複素デジタル信号を復元する逆座標変換手段とを有することを特徴とする。 In order to solve this problem, a peak suppressor according to a first aspect of the present invention is a peak suppressor that suppresses a peak power value of a transmitted signal. (1) Based on an input complex digital signal, The first phase when the digital signal is expressed as two complex digital signals with equal amplitudes, the first phase being a phase in polar coordinates and the second phase shifted in positive and negative directions as a center, and an input Coordinate conversion means for obtaining a signal component including amplitude information of the complex digital signal, (2) signal component conversion means for quantizing the value of the signal component using a preset control table, and (3) first Inverse coordinate transformation means for restoring the complex digital signal based on the phase of 1 and the quantized signal component is provided.
第2の本発明に係るピーク抑圧プログラムは、送信される信号のピーク電力値を抑圧するピーク抑圧プログラムにおいて、コンピュータを、(1)入力された複素デジタル信号に基づいて、複素デジタル信号を、極座標での位相である第1の位相を中心として正負に第2の位相を移相させた等振幅の2つの複素デジタル信号として表現した場合の第1の位相と、入力された複素デジタル信号の振幅情報を含む信号成分とを得る座標変換手段と、(2)予め設定されている制御テーブルを用いて、信号成分の値を量子化する信号成分変換手段と、(3)第1の位相と、量子化された信号成分とに基づいて、複素デジタル信号を復元する逆座標変換手段として機能させることを特徴とする。 A peak suppression program according to a second aspect of the present invention is a peak suppression program for suppressing a peak power value of a transmitted signal. (1) Based on an input complex digital signal, a complex digital signal is converted into polar coordinates. The first phase when expressed as two complex digital signals of equal amplitude with the second phase shifted positively or negatively with the first phase as the center at the center, and the amplitude of the input complex digital signal A coordinate conversion means for obtaining a signal component including information, (2) a signal component conversion means for quantizing a value of the signal component using a preset control table, and (3) a first phase; Based on the quantized signal component, it functions as an inverse coordinate transformation means for restoring a complex digital signal.
第3の本発明に係る送信装置は、送信データに対して変調処理を行い、変調後の複素デジタル信号をキャリア周波数に変換して電力増幅した信号を送信する送信装置において、第1の本発明に係るピーク抑圧装置を有することを特徴とする。 A transmission apparatus according to a third aspect of the present invention is a transmission apparatus that performs a modulation process on transmission data and transmits a signal obtained by converting a modulated complex digital signal into a carrier frequency and amplifying the power. And a peak suppressor according to the above.
本発明によれば、複素信号の座標変換処理、及び制御テーブルを用いたPAPR抑圧方法を提案して、小規模、かつ、低遅延な回路で、EVM劣化を抑えつつ、PAPRを抑圧できる。 According to the present invention, a coordinate conversion process for complex signals and a PAPR suppression method using a control table are proposed, and PAPR can be suppressed while suppressing EVM degradation with a small-scale and low delay circuit.
(A)第1の実施形態
以下では、本発明に係るピーク抑圧装置、ピーク抑圧プログラム及び送信装置の第1の実施形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。
(A) First Embodiment Hereinafter, a first embodiment of a peak suppression device, a peak suppression program, and a transmission device according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(A−1)第1の実施形態の構成
図1は、第1の実施形態に係る無線送信装置の内部構成を示すブロック図である。
(A-1) Configuration of First Embodiment FIG. 1 is a block diagram illustrating an internal configuration of a wireless transmission device according to the first embodiment.
第1の実施形態に係る無線送信装置1のハードウェア構成は、例えば、CPU、ROM、RAM、EEPROM、入出力インタフェース部、通信装置等の電子回路を有して構成される。また、CPUがROMに格納される処理プログラム(ソフトウェア)を実行することにより、無線送信装置1の各種機能が実現されるようにしても良い。処理プログラム(ソフトウェア)がROMにインストールされることにより構築されるようにしても良く、その場合でも、無線送信装置1の各種機能は図1に示す各ブロックで表わすことができる。
The hardware configuration of the
図1において、第1の実施形態に係る無線送信装置1は、ベースバンドユニット11、PAPR抑圧処理部12、デジタル−アナログコンバータ(DAC)13、RF処理部14、電力増幅器15、アンテナ部16を有する。
In FIG. 1, the
ベースバンドユニット11は、ベースバンド信号として入力された送信データに対して、直交変調して得た複素信号(複素デジタル信号)をPAPR抑圧処理部12に出力する。
The baseband unit 11 outputs a complex signal (complex digital signal) obtained by orthogonal modulation to transmission data input as a baseband signal to the PAPR
PAPR抑圧処理部12は、ベースバンドユニット11からPAPR抑圧対象である複素デジタル信号を入力し、等振幅の2つの複素デジタル信号に分離して、座標変換により2つの位相成分に変換する。そして、PAPR抑圧処理部12は、2つの位相成分のうち1つの位相成分を、予め設定された制御テーブルを用いて変換する。PAPR抑圧処理部12は、制御テーブルを用いて位相情報を変換した変換後の位相成分を用いて、逆座標変換によりPAPR抑圧後の複素デジタル信号を生成する。PAPR抑圧処理部12の詳細な構成及び処理については後述する。
The PAPR
デジタル−アナログコンバータ(DAC)13は、PAPR抑圧処理部12によりPAPR抑圧後の複素デジタル信号をアナログ信号に変換して、RF処理部14に与える。
The digital-analog converter (DAC) 13 converts the complex digital signal after PAPR suppression into an analog signal by the PAPR
RF処理部14は、DAC13により変換された出力信号を複数のサブキャリアの周波数帯域の信号に変換して、電力増幅器15に与えるものである。
The
電力増幅器15は、RF処理部14から出力された信号の電力値に利得を加えた信号を出力するものである。
The
アンテナ部16は、電力増幅器15から出力された信号を電波として送出するものである。
The
図2は、第1の実施形態に係るPAPR抑圧処理部12の内部構成を示すブロック図である。また図3は、第1の実施形態に係るPAPR抑圧処理部12の詳細な機能を示す機能ブロック図である。
FIG. 2 is a block diagram showing an internal configuration of the PAPR
なお、PAPR抑圧処理部12は、ハードウェアで構成することも可能であり、またCPUとCPUが実行するソフトウェア(ピーク抑圧プログラム)とで実現することも可能であるが、いずれの実現方法を採用した場合であっても、機能的には図2、図3で表すことができる。
The PAPR
図2において、第1の実施形態に係るPAPR抑圧処理部12は、複素信号入力部21、座標変換部22、位相情報変換部23、逆座標変換部24、複素信号出力部25を有する。
In FIG. 2, the PAPR
複素信号入力部21は、PAPR抑圧対象である複素デジタル信号を入力して、座標変換部22に与えるものである。
The complex
座標変換部22は、複素信号入力部21から与えられた複素デジタル信号を、等振幅の2つの複素デジタル信号に分離し、複素信号の特徴を表わす2つの位相成分に変換するものである。
The coordinate
具体的には、座標変換部22は、(1)式に示すように、入力された複素デジタル信号xを、その複素デジタル信号が有する極座標での位相(以下、第1の位相とも呼ぶ。)θを中心とした正負に同じ位相(以下、第2の位相とも呼ぶ。)φだけ移相させた等振幅の2つの複素デジタル信号の和で表現したものである。ここで、yは任意の定数を表す。そして、座標変換部22は、入力された複素デジタル信号xを、第1の位相θ及び第2の位相φに変換する。
x=y・exp(j(θ+φ))+y・exp(j(θ−φ)) …(1)
Specifically, as shown in the equation (1), the coordinate
x = y · exp (j (θ + φ)) + y · exp (j (θ−φ)) (1)
より具体的には、図3において、座標変換部22の|x|変換部221が、入力された複素デジタル信号xの絶対値|x|を計算し、第1の位相変換部222が、(3)式に従い、複素デジタル信号xを用いて、第2の位相φを導出する。また、座標変換部22の第2の位相変換部223が、(2)式に従い、入力された複素デジタル信号xを用いて、第1の位相θを導出する。
θ=tan−1(x) …(2)
φ=cos−1(|x|/2y) …(3)
More specifically, in FIG. 3, the | x |
θ = tan −1 (x) (2)
φ = cos −1 (| x | / 2y) (3)
このようにして、座標変換部22は、例えば、入力された複素デジタル信号xを、(1)式の表現に置き換えることなく、(2)式及び(3)式の演算を実行し、得られた第1の位相θ及び第2の位相φを求める。第1の位相θ及び第2の位相φは共に0〜2π(若しくは−π〜π)の範囲をとる値である。
In this way, the coordinate
また、座標変換部22は、変換した第1の位相θを逆座標変換部24に与え、第2の位相φを位相情報変換部23に与える。
Further, the coordinate
位相情報変換部23は、座標変換部22から与えられた第2の位相φを、PAPR抑圧後の信号のPAPRが所望のPAPRとなるように、予め設定された1又は複数のφ制御テーブル231を用いて、第2の位相φの位相情報を変換するものである。位相情報変換部23がφ制御テーブルを用いて変換した第2の位相をφ´と表現する。
The phase
ここで、座標変換部22により変換された位相成分としての第1の位相θは、入力された複素デジタル信号xの位相情報のみを含む。これに対して、入力された複素デジタル信号xの振幅情報は、第2の位相φのみに含まれる。従って、入力された複素デジタル信号xの振幅情報が含まれている第2の位相φの分布を、所望のPAPRを有する信号の分布に変換することにより、出力する信号のPAPRを抑圧することができる。
Here, the first phase θ as the phase component converted by the coordinate
また、位相情報変換部23は、第2の位相φの分布を変換する際、予め設定された1又は複数のφ制御テーブル231を用いて行う。位相情報変換部23は、φ制御テーブル231を参照して、第2の位相φを変換することにより、処理負荷の高い演算を行う必要がなくなり、回路規模を低減することができる。
Further, the phase
ここで、φ制御テーブル231は、所望のPAPRに抑圧した信号を基にして、第2の位相φの値から量子化手法を用いて作成することができる。第1の実施形態では、非線形量子化手法であるLloyd−MAX法を用いてφ制御テーブル231を作成する場合を例示する。勿論、量子化手法に適用する手法は、Lloyd−MAX法に限定されるものではない。 Here, the φ control table 231 can be created from the value of the second phase φ using a quantization technique based on the signal suppressed to a desired PAPR. The first embodiment exemplifies a case where the φ control table 231 is created using the Lloyd-MAX method that is a nonlinear quantization method. Of course, the method applied to the quantization method is not limited to the Lloyd-MAX method.
逆座標変換部24は、位相変換部23により変換された第2の位相φ´と、座標変換部22により求められた第1の位相θとを用いて、逆座標変換により複素デジタル信号を復元して、複素信号出力部25に与えるものである。つまり、図3に示すように、複素信号復元部241が、2つの等振幅の第1の位相θ及び第2の位相φ´を(1)式に代入することにより、複素デジタル信号を復元する。
The inverse coordinate
複素信号出力部25は、逆座標変換部24から与えられた複素デジタル信号を、後段のDAC13に出力するものである。
The complex
図4は、第1の実施形態に係る入力された複素デジタル信号に対してPAPR抑圧を施したときの相補的累積確率分布(CCDF:Complementary Cumulative Distribution Function)を示す図である。なお、図4の例の場合、位相情報変換部23がφ制御テーブル231を用いて変換した第2の位相φ´の量子化ビット数は、7ビットである。
FIG. 4 is a diagram illustrating a complementary cumulative distribution function (CCDF) when PAPR suppression is performed on an input complex digital signal according to the first embodiment. In the case of the example in FIG. 4, the number of quantization bits of the second phase φ ′ converted by the phase
図4において、実線は、PAPR抑圧処理をしていない入力された複素デジタル信号のピーク特性を示している。この場合、CCDFが10−5に対応するピーク電力値(PAPR)は11.1dBである。 In FIG. 4, the solid line indicates the peak characteristics of the input complex digital signal that has not been subjected to PAPR suppression processing. In this case, the peak power value (PAPR) corresponding to CCDF of 10 −5 is 11.1 dB.
これに対して、図4において、点線は、target PAPRを8dBとしたときのピーク特性であり、破線は、target PAPRを7dBとしたときのピーク特性であり、一点破線は、target PAPRを6dBとしたときのピーク特性である。 On the other hand, in FIG. 4, the dotted line is the peak characteristic when the target PAPR is 8 dB, the broken line is the peak characteristic when the target PAPR is 7 dB, and the one-dot broken line is the target PAPR of 6 dB. It is a peak characteristic when
図4に示すように、位相情報変換部23が、φ制御テーブル231を用いて、第2の位相φを第2の位相φ´に変換し、その変換後の第2の位相φ´を反映させた複素デジタル信号は、所望のtarget PAPRに抑圧できることがわかる。つまり、例えば、target PAPR=8dBとした場合には、CCDFが10−5に対応するピーク電力値(PAPR)は8dBに抑圧されており、PAPR抑圧処理を施していない場合に比べて、PAPRを抑圧できていることが分かる。target PAPR=7dBとした場合、又は、target PAPR=6dBとした場合も、同様に、CCDFが10−5に対応するピーク電力値(PAPR)が7dB、又は、6dBであり、PAPRを抑圧できていることが分かる。
As illustrated in FIG. 4, the phase
図5は、第1の実施形態に係るφ制御テーブル231を用いて変換した第2の位相φ´の量子化ビット数とPAPR、EVMとの関係を示す説明図である。図5では、target PAPRが8dB、7dB、6dBとし、第2の位相φ´の量子化ビット数を2〜7ビットのいずれかとしたときのPAPR、EVMとの関係を示している。 FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating a relationship between the number of quantization bits of the second phase φ ′ converted using the φ control table 231 according to the first embodiment, and PAPR and EVM. FIG. 5 shows the relationship between PAPR and EVM when the target PAPR is 8 dB, 7 dB, and 6 dB, and the number of quantization bits of the second phase φ ′ is any one of 2 to 7 bits.
図5に示すように、第2の位相φ´の量子化ビット数が大きいほど、EVMを低くできる傾向があることがわかる。また、第2の位相φ´の量子化ビット数が5ビット以上であれば、所望のPAPR(すなわち、target PAPR)に抑止できる。また、例えば、量子化ビット数が5ビットであり、target PAPRが8dB、7dB、6dBであるとき、それぞれのEVMは、1.7%、2.3%、3.7%であった。 As shown in FIG. 5, it can be seen that the EVM tends to be lowered as the number of quantization bits of the second phase φ ′ increases. Further, if the number of quantization bits of the second phase φ ′ is 5 bits or more, it can be suppressed to a desired PAPR (ie, target PAPR). For example, when the number of quantization bits is 5 and the target PAPR is 8 dB, 7 dB, and 6 dB, the respective EVMs are 1.7%, 2.3%, and 3.7%.
例えば、3GPPで規定されているLTE通信における、QPSK、16QAM、64QAMの要求品質である、EVM=17.5%、12.5%、8%と比較すると、第1の実施形態によるPAPR抑圧後のEVMは、target PAPRが6dBでも、EVMが4%未満であることから、3GPPに規定される要求を満たしており、実用性の高い処理といえる。 For example, when compared with EVM = 17.5%, 12.5%, and 8%, which are required qualities of QPSK, 16QAM, and 64QAM in LTE communication defined by 3GPP, after PAPR suppression according to the first embodiment Even if the target PAPR is 6 dB, the EVM is less than 4%, and therefore satisfies the requirements specified in 3GPP and can be said to be a highly practical process.
従来の複素デジタル信号のPAPR抑圧制御は、複素デジタル信号の実数部と虚数部の2変数を制御することが必要である。これに対して、第1の実施形態は、複素デジタル信号の振幅成分を含む第2の位相(位相成分)のみを制御することで、PAPRを抑圧することができる。 Conventional PAPR suppression control of a complex digital signal needs to control two variables of a real part and an imaginary part of the complex digital signal. On the other hand, in the first embodiment, PAPR can be suppressed by controlling only the second phase (phase component) including the amplitude component of the complex digital signal.
具体的には、例えば、入力された複素デジタル信号のビット数が15ビットであるとき、従来のPAPR抑圧制御も15ビットで行っている。これに対して、第1の実施形態によれば、例えば量子化ビット数が5ビットのφ制御テーブル231を用いることにより、PAPR抑圧処理が5ビットで行うことになるため、処理負荷を低減できるので回路規模を小規模化することができる。 Specifically, for example, when the number of bits of the input complex digital signal is 15 bits, the conventional PAPR suppression control is also performed with 15 bits. On the other hand, according to the first embodiment, for example, by using the φ control table 231 having a quantization bit number of 5 bits, the PAPR suppression process is performed with 5 bits, so that the processing load can be reduced. Therefore, the circuit scale can be reduced.
また、従来のPAPR抑圧制御は、フィルタ処理などを用いるため、処理遅延が発生する。これに対して、第1の実施形態は、φ制御テーブルを参照することで処理ができるため、処理遅延を抑えることができる。 In addition, since the conventional PAPR suppression control uses a filter process or the like, a processing delay occurs. In contrast, in the first embodiment, processing can be performed by referring to the φ control table, so that processing delay can be suppressed.
図6は、第1の実施形態のφ制御テーブル231の一例を示す図である。 FIG. 6 is a diagram illustrating an example of the φ control table 231 according to the first embodiment.
図6では、第2の位相φ´の量子化ビット数が3ビットの場合と5ビットの場合を例示しているが、第2の位相φ´の量子化ビット数はこれに限定されるものではない。第2の位相φ´の量子化ビット数は、5ビット以上であることが望ましい。 FIG. 6 illustrates the case where the number of quantization bits of the second phase φ ′ is 3 bits and 5 bits, but the number of quantization bits of the second phase φ ′ is limited to this. is not. The number of quantization bits of the second phase φ ′ is preferably 5 bits or more.
図6において、φ制御テーブル231は、上述したように、第2の位相φの値に応じて量子化レベルを変化させた非線形量子化手法で生成したものである。また、φ制御テーブル231は、上述したようにPAPR抑圧後の信号のPAPR特性やEVM特性に合わせて事前に生成しておく。 In FIG. 6, the φ control table 231 is generated by the nonlinear quantization method in which the quantization level is changed according to the value of the second phase φ as described above. In addition, the φ control table 231 is generated in advance according to the PAPR characteristic and EVM characteristic of the signal after PAPR suppression as described above.
また、無線送信装置1を適用するシステムや、実装される電力増幅器15の実際の性能に柔軟に対応させるため、複数のφ制御テーブル231を予め設定しておき、システムの運用に合わせて、いずれかのφ制御テーブル231を使用するようにしても良い。
In addition, in order to flexibly correspond to the system to which the
(A−2)第1の実施形態の動作
次に、第1の実施形態に係る無線送信装置1におけるPAPR抑圧処理を、図面を参照しながら詳細に説明する。
(A-2) Operation of the First Embodiment Next, PAPR suppression processing in the
図7は、第1の実施形態に係るPARP抑圧処理を説明する説明図である。 FIG. 7 is an explanatory diagram illustrating the PARP suppression process according to the first embodiment.
入力された送信データは、ベースバンドユニット11により所望のキャリア周波数へのデジタル直交変調がなされて、直交変調により得られた複素デジタル信号が、PAPR抑圧処理部12に与えられる。
The input transmission data is subjected to digital quadrature modulation to a desired carrier frequency by the baseband unit 11, and a complex digital signal obtained by the quadrature modulation is supplied to the PAPR
図7において、PAPR抑圧処理部12において、複素デジタル信号xが複素信号入力部21に与えられて、制御対象信号としての複素デジタル信号xが座標変換部22に与えられる(図7(A)参照)。
7, in the PAPR
座標変換部22では、(2)式に従い、複素デジタル信号xを用いて第1の位相θが導出され、第1の位相θが逆座標変換部24に与えられる。また、座標変換部22は、(3)式に従い、複素デジタル信号xを用いて第2の位相φが導出され、第2の位相φが位相情報変換部23に与えられる。
In the coordinate
例えば、座標変換部22により座標変換された第2の位相φは、図7(B)に示す分布特性を有する。位相情報変換部23は、図7(C)に例示するφ制御テーブル231を参照して、非線形量子化を適用して、第2の位相φを第2の位相φ´に変換する。
For example, the second phase φ transformed by the coordinate
位相情報変換部23により変換された第2の位相φ´は、逆座標変換部24に与えられる。
The second phase φ ′ converted by the phase
逆座標変換部24では、位相情報変換部23から与えられた第2の位相φ´と、座標変換部22から与えられた第1の位相θとを用いて、逆座標変換により複素デジタル信号が復元され、複素信号出力部25に与えられる。
In the inverse coordinate
PAPR抑圧処理部12によりPAPR抑圧後の複素デジタル信号は、DAC13によりアナログ信号に変換されて、RF処理部14に与える。RF処理部14では、DAC13により変換された出力信号を周波数帯域の信号に変換する。電力増幅器15は、RF処理部14から出力された信号の電力値に利得を加えた信号を出力し、アンテナ部16が、電波を送出する。
The complex digital signal subjected to PAPR suppression by the PAPR
(A−3)第1の実施形態の効果
以上のように、第1の実施形態によれば、複素デジタル信号の座標変換処理、及び制御テーブルを用いてPAPR抑圧するため、小規模、かつ、低遅延な回路で、EVM劣化を抑えつつ、PAPRを抑圧できる。
(A-3) Effects of the First Embodiment As described above, according to the first embodiment, since the PAPR suppression is performed using the coordinate conversion processing of the complex digital signal and the control table, the scale is small. With a low delay circuit, PAPR can be suppressed while suppressing EVM degradation.
(B)第2の実施形態
次に、本発明に係るピーク抑圧装置、ピーク抑圧プログラム及び送信装置の第2の実施形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。
(B) Second Embodiment Next, a second embodiment of the peak suppression device, the peak suppression program, and the transmission device according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
第2の実施形態に係る無線送信装置の構成は、第1の実施形態の図2に示す構成と同一又は対応するものである。そのため、第2の実施形態においても図2を用いて説明する。 The configuration of the wireless transmission device according to the second embodiment is the same as or corresponds to the configuration shown in FIG. 2 of the first embodiment. Therefore, the second embodiment will be described with reference to FIG.
第2の実施形態では、PAPR抑圧処理部の構成及び処理が、第1の実施形態と異なる。そのため、以下では、第1の実施形態と異なるPAPR抑圧処理部の構成及び処理を中心に詳細に説明する。 In the second embodiment, the configuration and processing of the PAPR suppression processing unit are different from those in the first embodiment. Therefore, hereinafter, the configuration and processing of the PAPR suppression processing unit different from the first embodiment will be mainly described.
図8は、第2の実施形態に係るPAPR抑圧処理部12の詳細な機能を示す機能ブロック図である。
FIG. 8 is a functional block diagram showing detailed functions of the PAPR
図8において、第2の実施形態に係るPAPR抑圧処理部12は、座標変換部32、位相情報変換部33、逆座標変換部34を有する。
In FIG. 8, the PAPR
座標変換部33は、|x|変換部321、第1位相変換部322を有する。
The coordinate conversion unit 33 includes a | x |
|x|変換部321は、入力された複素デジタル信号の絶対値|x|を導出し、導出した|x|を位相情報変換部33に与えるものである。
The | x |
第1位相変換部322は、(3)式に従い、複素デジタル信号xを用いて、第1の位相θを導出し、導出した第1の位相θを逆座標変換部34に与えるものである。
The first
位相情報変換部33は、座標変換部32の|x|変換部321から与えられた|x|を、PAPR抑圧後の信号のPAPRが所望のPAPRとなるように、予め設定された1又は複数の|x|&φ制御テーブル331を用いて、第2の位相φ´に変換するものである。
The phase information conversion unit 33 sets one or more of | x | given from the | x |
上述した第1の実施形態では、φ制御テーブル231を参照して、振幅情報を含む第2の位相φを第2の位相φ´に変換する場合を例示した。これに対して、第2の実施形態では、|x|&φ制御テーブル331を参照して、振幅情報を含む変数|x|を、第2の位相φ´に変換する。 In the first embodiment described above, the case where the second phase φ including the amplitude information is converted into the second phase φ ′ with reference to the φ control table 231 is exemplified. On the other hand, in the second embodiment, the variable | x | including the amplitude information is converted into the second phase φ ′ by referring to the | x | & φ control table 331.
第2の位相φを導出する過程における複素デジタル信号xの変数|x|にも、複素デジタル信号xの振幅情報が含まれている。そこで、第2の実施形態では、位相情報変換部33が、|x|&φ制御テーブル331を参照して、第2の位相φの導出過程における変数|x|を、第2の位相φ´に変換する。 The variable | x | of the complex digital signal x in the process of deriving the second phase φ also includes amplitude information of the complex digital signal x. Therefore, in the second embodiment, the phase information conversion unit 33 refers to the | x | & φ control table 331 and changes the variable | x | in the derivation process of the second phase φ to the second phase φ ′. Convert.
|x|&φ制御テーブル331は、第1の実施形態と同様に、所望のPAPRに抑圧した信号を基にして、第2の位相φの値から量子化手法を用いて作成することができる。また、PAPR抑圧後の出力信号のPAPR特性、EVM特性に合わせて、|x|&φ制御テーブル331を生成する。 The | x | & φ control table 331 can be created from the value of the second phase φ using a quantization technique based on the signal suppressed to a desired PAPR, as in the first embodiment. Also, the | x | & φ control table 331 is generated in accordance with the PAPR characteristic and EVM characteristic of the output signal after PAPR suppression.
逆座標変換部34は、位相情報変換部33により変換された第2の位相φ´と、座標変換部32により求められた第1の位相θとを用いて、逆座標変換により複素デジタル信号を復元して、複素信号出力部25に与えるものである。つまり、複素信号復元部341が、2つの等振幅の第1の位相θ及び第2の位相φ´を(1)式に代入することにより、複素デジタル信号を復元する。
The inverse coordinate conversion unit 34 uses the second phase φ ′ converted by the phase information conversion unit 33 and the first phase θ obtained by the coordinate conversion unit 32 to convert the complex digital signal by inverse coordinate conversion. The data is restored and given to the complex
第2の実施形態によれば、第1の実施形態で説明した効果を奏することに加えて、|x|&φ制御テーブル331を参照して、第2の位相φの導出過程で求める変数|x|を、第2の位相φ´に変換するため、第1の実施形態よりも更に処理負荷を軽減することができる。 According to the second embodiment, in addition to the effects described in the first embodiment, the variable | x obtained in the process of deriving the second phase φ with reference to the | x | & φ control table 331 Since | is converted into the second phase φ ′, the processing load can be further reduced as compared with the first embodiment.
1…無線送信装置、11…ベースバンドユニット、12…PAPR抑圧処理部、13…DAC、14…RF処理部、15…電力増幅器、16…アンテナ部、21…複素信号入力部、22及び32…座標変換部、23及び33…位相情報変換部、24及び34…逆座標変換部、25…複素信号出力部、221及び321…|x|変換部、222…第2位相変換部、223及び322…第1位相変換部、231…φ制御テーブル、331…|x|&φ制御テーブル、241及び341…複素信号復元部。
DESCRIPTION OF
Claims (7)
入力された複素デジタル信号に基づいて、複素デジタル信号を、極座標での位相である第1の位相を中心として正負に第2の位相を移相させた等振幅の2つの複素デジタル信号として表現した場合の上記第1の位相と、入力された複素デジタル信号の振幅情報を含む信号成分とを得る座標変換手段と、
予め設定されている制御テーブルを用いて、上記信号成分の値を量子化する信号成分変換手段と、
上記第1の位相と、量子化された上記信号成分とに基づいて、複素デジタル信号を復元する逆座標変換手段と
を有することを特徴とするピーク抑圧装置。 In the peak suppressor that suppresses the peak power value of the transmitted signal,
Based on the input complex digital signal, the complex digital signal is expressed as two complex digital signals having equal amplitudes in which the second phase is shifted positively and negatively around the first phase which is a phase in polar coordinates. Coordinate conversion means for obtaining the first phase in the case and a signal component including amplitude information of the input complex digital signal;
Signal component conversion means for quantizing the value of the signal component using a preset control table;
A peak suppressor comprising: an inverse coordinate transformation unit that restores a complex digital signal based on the first phase and the quantized signal component.
上記信号成分変換手段が、上記制御テーブルを用いて上記第2の位相を量子化する
ことを特徴とする請求項1又は2に記載のピーク抑圧装置。 The coordinate conversion means obtains the second phase including the amplitude component as the signal component,
The peak suppressor according to claim 1 or 2, wherein the signal component conversion means quantizes the second phase using the control table.
上記信号成分変換手段が、上記制御テーブルを用いて、上記複素デジタル信号の絶対値を量子化する
ことを特徴とする請求項1又は2に記載のピーク抑圧装置。 The coordinate conversion means obtains the absolute value of the input complex digital signal,
The peak suppressor according to claim 1 or 2, wherein the signal component conversion means quantizes the absolute value of the complex digital signal using the control table.
コンピュータを、
入力された複素デジタル信号に基づいて、複素デジタル信号を、極座標での位相である第1の位相を中心として正負に第2の位相を移相させた等振幅の2つの複素デジタル信号として表現した場合の上記第1の位相と、入力された複素デジタル信号の振幅情報を含む信号成分とを得る座標変換手段と、
予め設定されている制御テーブルを用いて、上記信号成分の値を量子化する信号成分変換手段と、
上記第1の位相と、量子化された上記信号成分とに基づいて、複素デジタル信号を復元する逆座標変換手段と
して機能させることを特徴とするピーク抑圧プログラム。 In the peak suppression program that suppresses the peak power value of the transmitted signal,
Computer
Based on the input complex digital signal, the complex digital signal is expressed as two complex digital signals having equal amplitudes in which the second phase is shifted positively and negatively around the first phase which is a phase in polar coordinates. Coordinate conversion means for obtaining the first phase in the case and a signal component including amplitude information of the input complex digital signal;
Signal component conversion means for quantizing the value of the signal component using a preset control table;
A peak suppression program that functions as an inverse coordinate transformation unit that restores a complex digital signal based on the first phase and the quantized signal component.
請求項1〜5のいずれかに記載のピーク抑圧装置を有することを特徴とする送信装置。 In a transmission device that performs modulation processing on transmission data and transmits a signal obtained by converting the modulated complex digital signal to a carrier frequency and amplifying the power,
A transmission apparatus comprising the peak suppressor according to claim 1.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015163108A JP2017041799A (en) | 2015-08-20 | 2015-08-20 | Peak suppression device, peak suppression program and transmission device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015163108A JP2017041799A (en) | 2015-08-20 | 2015-08-20 | Peak suppression device, peak suppression program and transmission device |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2017041799A true JP2017041799A (en) | 2017-02-23 |
Family
ID=58203670
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2015163108A Pending JP2017041799A (en) | 2015-08-20 | 2015-08-20 | Peak suppression device, peak suppression program and transmission device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2017041799A (en) |
-
2015
- 2015-08-20 JP JP2015163108A patent/JP2017041799A/en active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US8548092B2 (en) | Method and apparatus for reducing peak to average power ratio using peak windowing | |
JP4272072B2 (en) | Method and apparatus for reducing transmitter peak power consumption using dual matrix | |
JP4646845B2 (en) | Transmitter | |
US9374256B2 (en) | Transmitter and method for reducing peak-to-average power ratio | |
KR20110116511A (en) | Smoothing apparatus for peak windowing | |
EP2721790A1 (en) | Multi-carrier peak power reduction in frequency hopping systems | |
CN110710114A (en) | Apparatus for quantized linear amplification using a non-linear amplifier | |
CN103518331B (en) | Transmitter and method for signal transmission | |
WO2017060024A1 (en) | Crest factor reduction in a radio transmitter | |
EP3226502B1 (en) | Signal processing circuits | |
JP4789749B2 (en) | Peak suppressor | |
JP4836866B2 (en) | Communication device | |
US8654891B2 (en) | Peak suppressing apparatus, peak suppressing method and wireless communications apparatus | |
WO2019027341A1 (en) | Selective tone reservation for papr reduction in wireless communication systems | |
US9252714B2 (en) | Transmission signal power control device and communication apparatus | |
US9755877B2 (en) | Peak suppression device and peak suppression method | |
Zhang et al. | OFDM PAPR reduction with digital amplitude predistortion | |
JP2017041799A (en) | Peak suppression device, peak suppression program and transmission device | |
JP6070820B2 (en) | Communication apparatus and peak suppression method thereof | |
da Silva et al. | A Novel Limiter with Application in Crest Factor Reduction Techniques for Wireless Communications | |
US11750433B2 (en) | Crest factor reduction | |
JP2018019246A (en) | Peak suppression circuit and peak suppression method | |
EP2139184B1 (en) | Peak suppressing apparatus, peak suppressing method, and wireless communication device | |
KR101530881B1 (en) | System for reducing papr and method therefor | |
JP2018157452A (en) | Communication apparatus, pulse width modulation circuit, and pulse width modulation method |