JP2017011937A - Vector controller of permanent magnet type synchronous motor - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a vector controller of a permanent magnet type synchronous motor which is applicable even under various operation conditions of the motor, and can estimate a magnet magnetic flux with high accuracy.SOLUTION: The present invention is a vector controller of a permanent magnet synchronous motor which performs vector control of output voltage of an inverter 14 which drives a permanent magnet synchronous motor 16 according to a torque command Tr, is provided with: reactive power acquisition means 20 for calculating or detecting reactive power Q of a motor 16 on the basis of voltage command values Vd, Vqof a d axis and a q axis, detection values of current Iu, Iv, Iw to be supplied from an inverter to the motor 16; and magnet magnetic flux estimation means 21 for estimating a magnet magnetic flux φm on the basis of current Id of a d axis, the reactive power Q, and angular velocity ω of the motor 16, and drives the motor 16 while making current Iq of a q axis into a positive fixed value, and changing the current Id of the d axis into a plurality of negative values in estimation of the magnet magnetic flux φm.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、界磁として永久磁石を有する永久磁石式同期モータのベクトル制御装置に関し、特に、磁石磁束の推定値に応じて永久磁石式同期モータの動作を制御する永久磁石式同期モータのベクトル制御装置に関する。   The present invention relates to a vector control apparatus for a permanent magnet type synchronous motor having a permanent magnet as a field, and more particularly to vector control of a permanent magnet type synchronous motor that controls the operation of the permanent magnet type synchronous motor in accordance with an estimated value of magnet magnetic flux. Relates to the device.

一般に、永久磁石式同期モータのベクトル制御装置においては、回転座標系であるｄ軸及びｑ軸の電流値及びインダクタンス値や、永久磁石による鎖交磁束（以下、「磁石磁束」という）の値に応じて制御される出力トルクによってモータが駆動される。しかし、磁石磁束は、永久磁石の温度上昇に伴い減少することが知られている。また、ｄ軸及びｑ軸のインダクタンスは、電流が変化したときに磁気飽和の影響によって変動する特性を有する。よって、モータの動作状況に応じて、磁石磁束の値や各インダクタンスの値が変動するので、その変動を反映できない場合には出力トルクの正確な制御に支障を来すことになる。   Generally, in a vector control device for a permanent magnet synchronous motor, the current value and inductance value of the d-axis and q-axis, which are rotating coordinate systems, and the value of the interlinkage magnetic flux (hereinafter referred to as “magnet magnetic flux”) by a permanent magnet are set. The motor is driven by the output torque controlled accordingly. However, it is known that the magnetic flux decreases as the temperature of the permanent magnet increases. Further, the d-axis and q-axis inductances have characteristics that vary due to the influence of magnetic saturation when the current changes. Therefore, the value of the magnet magnetic flux and the value of each inductance fluctuate in accordance with the operation state of the motor. Therefore, when the fluctuation cannot be reflected, the accurate control of the output torque is hindered.

特許文献１には、永久磁石の温度上昇に起因する磁石磁束の変動への対策として、ｑ軸の電圧値の偏差を利用して磁石磁束の変化量の推定値を求め、この推定値に基づき出力トルクを制御する手法が開示されている。特許文献１の手法は、ｄ軸のインダクタンスが既知であることを前提として演算を行うものである。   In Patent Document 1, as a countermeasure against fluctuations in the magnetic flux caused by the temperature rise of the permanent magnet, an estimated value of the change amount of the magnetic flux is obtained by using the deviation of the q-axis voltage value, and based on this estimated value. A technique for controlling the output torque is disclosed. The method of Patent Document 1 performs calculations on the assumption that the d-axis inductance is known.

これに対し、特許文献２には、演算により求めた無効電力を用いて磁石磁束を推定するベクトル制御の手法が開示されている。すなわち、無効電力と磁石磁束及びインダクタンスの所定の関係式（後述の（２）式参照）を利用し、ｄ軸の電流として設定された「正」と「負」の２段階の値に対応する２つの無効電力値を演算することにより、インダクタンスの変動やバラツキの影響を受けることなく、磁石磁束を推定することができる（例えば、特許文献２の段落５１〜５３参照）。   On the other hand, Patent Document 2 discloses a vector control method for estimating a magnet magnetic flux using reactive power obtained by calculation. That is, using a predetermined relational expression of reactive power, magnet magnetic flux, and inductance (see formula (2) described later), it corresponds to two values of “positive” and “negative” set as the d-axis current. By calculating two reactive power values, the magnetic flux of the magnet can be estimated without being affected by inductance variation or variation (see, for example, paragraphs 51 to 53 of Patent Document 2).

特開平１０−２２９７００号公報JP-A-10-229700 特開２００７−１５９２１２号公報JP 2007-159212 A

特許文献１において、ｄ軸のインダクタンスはｑ軸のインダクタンスと比較して、電流条件の影響を受けにくくインダクタンス値が安定しているため、電流条件によらず安定して推定精度を維持することが期待できる。しかしながら、本手法にはモータ個体差によるインダクタンスのバラツキに対する考慮がなされていなかった。   In Patent Document 1, since the d-axis inductance is less affected by the current condition and the inductance value is stable compared to the q-axis inductance, the estimation accuracy can be stably maintained regardless of the current condition. I can expect. However, in this method, no consideration was given to inductance variation due to individual motor differences.

特許文献２の手法を採用すれば、簡便に磁石磁束を推定できる。しかしながら、磁石磁束の推定は、無効電力の推定値を演算する際のｄ軸の電流の設定条件に起因するという制約がある。図４は、特許文献２のベクトル制御において、ｄ軸の電流Ｉｄが負に設定された場合（図４（Ａ））及び正に設定された場合（図４（Ｂ））のそれぞれのベクトル図の例を示す図である。図４においては、ｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑ、モータ印加電圧（端子電圧）Ｖｏ及びモータ印加電流（端子電流）Ｉｏ、モータ角速度ω、磁石磁束φｍ、電機子鎖交磁束φａ、ｄ軸及びｑ軸のインダクタンスＬｄ、Ｌｑ、電流位相角βのそれぞれがベクトル図で表示されている。図４に示すように、Ｌｄ・Ｉｄの方向性に起因して、モータの印加電圧Ｖｏの大きさは、ｄ軸の電流が正の場合には、ｄ軸の電流が負の場合に比べて大幅に上昇することがわかる。従って、特にモータの回転が高くなる動作領域においては、モータに印加される電圧値の制限により、図４（Ｂ）の動作は実際上困難になるという問題がある。以上のように、従来の永久磁石式同期モータのベクトル制御装置においては、インダクタンスの変動の影響を受けず、かつ、モータの多様な動作条件の下、高精度に磁石磁束を推定可能な手法は実現できなかった。   If the method of patent document 2 is employ | adopted, a magnet magnetic flux can be estimated simply. However, there is a restriction that the estimation of the magnetic flux is caused by the d-axis current setting condition when calculating the estimated value of the reactive power. FIG. 4 is a vector diagram of the vector control of Patent Document 2 when the d-axis current Id is set negative (FIG. 4A) and when it is set positive (FIG. 4B). It is a figure which shows the example of. 4, d-axis and q-axis currents Id and Iq, motor applied voltage (terminal voltage) Vo and motor applied current (terminal current) Io, motor angular velocity ω, magnet flux φm, armature linkage flux φa, d The axis and q-axis inductances Ld and Lq and the current phase angle β are respectively displayed as vector diagrams. As shown in FIG. 4, due to the directionality of Ld and Id, the magnitude of the applied voltage Vo of the motor is larger when the d-axis current is positive than when the d-axis current is negative. It turns out that it rises significantly. Therefore, particularly in an operation region where the rotation of the motor becomes high, there is a problem that the operation of FIG. 4B becomes practically difficult due to the limitation of the voltage value applied to the motor. As described above, in the conventional permanent magnet synchronous motor vector control device, there is a method that can estimate the magnetic flux with high accuracy under the various operating conditions of the motor without being affected by the fluctuation of the inductance. It could not be realized.

本発明はこれらの問題を解決するためになされたものであり、インダクタンスの変動を考慮しつつ、モータの広い回転領域等の多様な動作条件下であっても適用可能で、高精度に磁石磁束を推定し得る永久磁石式同期モータのベクトル制御装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve these problems, and can be applied even under various operating conditions such as a wide rotation region of a motor while taking into account fluctuations in inductance. An object of the present invention is to provide a vector control device for a permanent magnet synchronous motor capable of estimating

上記課題を解決するために、本発明の第１の態様は、界磁として永久磁石を有する永久磁石同期モータ（１６）を駆動するインバータ（１４）の出力電圧をトルク指令（Ｔｒ）に応じてベクトル制御する永久磁石同期モータのベクトル制御装置であって、回転座標系であるｄ軸及びｑ軸の電圧（Ｖｄ、Ｖｑ）又は電圧指令値と、前記インバータから前記永久磁石同期モータに供給される電流の検出値（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）に基づいて、前記永久磁石同期モータの無効電力を演算又は検知する無効電力取得手段（２０）と、前記電流の検出値に対応するｄ軸の電流と、前記無効電力と、前記永久磁石同期モータの角速度とに基づいて、前記永久磁石による鎖交磁束である磁石磁束（φｍ）を推定する磁石磁束推定手段（２１）とを備え、前記磁石磁束の推定に際し、前記電流の検出値に対応するｑ軸の電流をゼロではない一定値にし、かつ、前記ｄ軸の電流を複数の負の値（Ｉｄ１、Ｉｄ２、Ｉｄ３）に変化させつつ、前記永久磁石同期モータを駆動することを特徴としている。   In order to solve the above-described problem, the first aspect of the present invention is configured so that an output voltage of an inverter (14) that drives a permanent magnet synchronous motor (16) having a permanent magnet as a field magnet depends on a torque command (Tr). A vector control device for a permanent magnet synchronous motor for vector control, which is supplied to the permanent magnet synchronous motor from the d-axis and q-axis voltages (Vd, Vq) or voltage command values, which are rotating coordinate systems, and a voltage command value. Reactive power acquisition means (20) for calculating or detecting reactive power of the permanent magnet synchronous motor based on detected current values (Iu, Iv, Iw), and d-axis current corresponding to the detected current value A magnetic flux estimating means (21) for estimating a magnetic flux (φm) which is a linkage magnetic flux by the permanent magnet based on the reactive power and the angular velocity of the permanent magnet synchronous motor. In estimating the magnetic flux, the q-axis current corresponding to the detected current value is set to a non-zero constant value, and the d-axis current is changed to a plurality of negative values (Id1, Id2, Id3), The permanent magnet synchronous motor is driven.

本発明の第１の態様によれば、磁石磁束の推定の際、ｑ軸の電流をゼロではない一定値にした状態で、ｄ軸の電流を複数の負の値に変化させるように制御するので、モータの印加電圧を抑制しつつ、モータの広い高回転領域でインダクタンスの変動の影響を受けることなく高精度に磁石磁束を推定することができる。また、第１の態様によれば、モータにトルクが発生している動作状態で磁石磁束を推定することができる。   According to the first aspect of the present invention, when estimating the magnetic flux, the d-axis current is controlled to change to a plurality of negative values in a state where the q-axis current is set to a non-zero constant value. Therefore, it is possible to estimate the magnet magnetic flux with high accuracy without being affected by the fluctuation of the inductance in the wide high rotation region of the motor while suppressing the applied voltage of the motor. Moreover, according to the 1st aspect, a magnet magnetic flux can be estimated in the operation state in which the torque has generate | occur | produced in the motor.

本発明の第１の態様において、前記磁石磁束推定手段は、前記ｑ軸の電流Ｉｑに対して前記ｄ軸の電流を互いに異なる３値Ｉｄ１、Ｉｄ２、Ｉｄ３にそれぞれ設定したとき、前記Ｉｄ１、Ｉｄ２、Ｉｄ３に対応する前記無効電力の３値Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３と、前記Ｉｄ１、Ｉｄ２、Ｉｄ３に対応する前記角速度の３値ω１、ω２、ω３とを用いて、後述の（６）式を演算することにより前記磁石磁束φｍを推定することができる。また、このとき、前記磁石磁束推定手段は、前記角速度の３値ω１、ω２、ω３に関し、ω１＝ω２＝ω３とみなすことができる場合、後述の（７）式を演算することにより前記磁石磁束φｍを推定することができる。   In the first aspect of the present invention, the magnet magnetic flux estimating means sets the Id1, Id2 when the d-axis current is set to three different values Id1, Id2, Id3 with respect to the q-axis current Iq, respectively. , Id3, the reactive power ternary values Q1, Q2, Q3 and the angular velocity ternary values ω1, ω2, ω3 corresponding to Id1, Id2, and Id3 By doing so, the magnet magnetic flux φm can be estimated. Further, at this time, when the magnetic flux estimating means can be regarded as ω1 = ω2 = ω3 with respect to the three values ω1, ω2, and ω3 of the angular velocity, the magnet magnetic flux is calculated by calculating the following equation (7). φm can be estimated.

上記課題を解決するために、本発明の第２の態様は、界磁として永久磁石を有する永久磁石同期モータ（１６）を駆動するインバータ（１４）の出力電圧をトルク指令（Ｔｒ）に応じてベクトル制御する永久磁石同期モータのベクトル制御装置であって、回転座標系であるｄ軸及びｑ軸の電圧（Ｖｄ、Ｖｑ）又は電圧指令値と、前記インバータから前記永久磁石同期モータに供給される電流の検出値（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）に基づいて、前記永久磁石同期モータの無効電力を演算又は検知する無効電力取得手段（２０）と、前記電流の検出値に対応するｄ軸の電流と、前記無効電力と、前記永久磁石同期モータの角速度とに基づいて、前記永久磁石による鎖交磁束である磁石磁束（φｍ）を推定する磁石磁束推定手段（２１）とを備え、前記磁石磁束の推定に際し、前記電流の検出値に対応する前記ｑ軸及びｄ軸の電流を定トルク曲線（Ｃｔ）上の複数の点（（Ｉｄ１、Ｉｑ１）、（Ｉｄ２、Ｉｑ２）、（Ｉｄ３、Ｉｑ３））に変化させつつ、前記永久磁石同期モータを駆動することを特徴としている。   In order to solve the above-described problem, the second aspect of the present invention is configured so that an output voltage of an inverter (14) that drives a permanent magnet synchronous motor (16) having a permanent magnet as a field magnet depends on a torque command (Tr). A vector control device for a permanent magnet synchronous motor for vector control, which is supplied to the permanent magnet synchronous motor from the d-axis and q-axis voltages (Vd, Vq) or voltage command values, which are rotating coordinate systems, and a voltage command value. Reactive power acquisition means (20) for calculating or detecting reactive power of the permanent magnet synchronous motor based on detected current values (Iu, Iv, Iw), and d-axis current corresponding to the detected current value A magnetic flux estimating means (21) for estimating a magnetic flux (φm) which is a linkage magnetic flux by the permanent magnet based on the reactive power and the angular velocity of the permanent magnet synchronous motor. When estimating the magnetic flux, the q-axis and d-axis currents corresponding to the detected current values are converted into a plurality of points ((Id1, Iq1), (Id2, Iq2), (Id3, Iq3) on the constant torque curve (Ct). )) While driving the permanent magnet synchronous motor.

本発明の第２の態様によれば、磁石磁束の推定の際、ｄ軸及びｑ軸の電流を定トルク曲線の複数の点に変化させるように制御するので、第１の態様と同様、モータの広い高回転領域で高精度に磁石磁束を推定できることに加えて、トルク変動を十分に抑制した動作状態で磁石磁束を推定することができる。   According to the second aspect of the present invention, when the magnetic flux is estimated, the current of the d-axis and the q-axis is controlled to be changed to a plurality of points on the constant torque curve. In addition to being able to estimate the magnetic flux with high accuracy in a wide and high rotation region, it is possible to estimate the magnetic flux in an operating state in which torque fluctuations are sufficiently suppressed.

本発明の第２の態様において、前記磁石磁束推定手段は、前記ｑ軸及びｄ軸の電流を前記定トルク曲線上の３点（Ｉｄ１、Ｉｑ１）、（Ｉｄ２、Ｉｑ２）、（Ｉｄ３、Ｉｑ３）に設定したとき、当該３点に対応する前記無効電力の３値Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３及び前記角速度の３値ω１、ω２、ω３とを用いて、後述の（１１）式を演算することにより前記磁石磁束φｍを推定することができる。また、このとき、前記磁石磁束推定手段は、前記角速度の３値ω１、ω２、ω３に関し、ω１＝ω２＝ω３とみなすことができる場合、後述の（１２）式を演算することにより前記磁石磁束φｍを推定することができる。   In the second aspect of the present invention, the magnet magnetic flux estimating means uses the q-axis and d-axis currents at three points (Id1, Iq1), (Id2, Iq2), (Id3, Iq3) on the constant torque curve. Is calculated by using the three values Q1, Q2, Q3 of the reactive power corresponding to the three points and the three values ω1, ω2, ω3 of the angular velocity, and calculating the equation (11) described later. The magnet magnetic flux φm can be estimated. Further, at this time, when the magnetic flux estimating means can be regarded as ω1 = ω2 = ω3 with respect to the three values ω1, ω2, and ω3 of the angular velocity, the magnet magnetic flux is calculated by calculating the following equation (12). φm can be estimated.

本発明によれば、インダクタンスの変動の影響を回避しつつ、モータの広い回転領域等の多様な動作条件下でモータの印加電圧等によって制約されることなく、モータにトルクが発生した状態で高精度に磁石磁束を推定し得る永久磁石式同期モータのベクトル制御装置を実現することができる。   According to the present invention, while avoiding the effect of fluctuations in inductance, the motor is high in a state where torque is generated without being restricted by the applied voltage of the motor under various operating conditions such as a wide rotation region of the motor. It is possible to realize a vector control device of a permanent magnet type synchronous motor capable of accurately estimating a magnet magnetic flux.

本実施形態の永久磁石式同期モータのベクトル制御装置における概略の全体構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the schematic whole structure in the vector control apparatus of the permanent-magnet-type synchronous motor of this embodiment. 本実施形態の第１の推定方法を用いたベクトル制御におけるベクトル図の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the vector diagram in the vector control using the 1st estimation method of this embodiment. 本実施形態の第２の推定方法を用いたベクトル制御におけるベクトル図の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the vector diagram in the vector control using the 2nd estimation method of this embodiment. 特許文献２のベクトル制御におけるベクトル図の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the vector diagram in the vector control of patent document 2. FIG.

本発明の好適な実施形態について、図面を参照しながら説明する。ただし、以下に述べる実施形態は本発明を適用した形態の例であって、本発明が本実施形態の内容により限定されることはない。   A preferred embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. However, the embodiments described below are examples of forms to which the present invention is applied, and the present invention is not limited by the contents of the present embodiments.

以下、本発明を適用した一実施形態に係る永久磁石式同期モータのベクトル制御装置について説明する。図１は、本実施形態の永久磁石式同期モータのベクトル制御装置における概略の全体構成を示すブロック図であり、電流指令生成部１０と、電流制御部１１と、２相／３相変換部１２と、ＰＷＭ演算部１３と、インバータ１４と、電流検知部１５と、モータ１６と、回転角検知部１７と、３相／２相変換部１８と、角速度演算部１９と、無効電力演算部２０と、磁石磁束推定部２１とを含む構成が示されている。   Hereinafter, a vector controller for a permanent magnet synchronous motor according to an embodiment to which the present invention is applied will be described. FIG. 1 is a block diagram showing a schematic overall configuration of a vector control apparatus for a permanent magnet synchronous motor according to the present embodiment. A current command generation unit 10, a current control unit 11, and a two-phase / three-phase conversion unit 12. PWM calculation unit 13, inverter 14, current detection unit 15, motor 16, rotation angle detection unit 17, three-phase / two-phase conversion unit 18, angular velocity calculation unit 19, and reactive power calculation unit 20 And the structure containing the magnet magnetic flux estimation part 21 is shown.

図１において、電流指令生成部１０は、外部から受け取ったトルク指令Ｔｒに基づいて、２相の回転座標系であるｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を生成する。図１のモータ１６が電気自動車に搭載される場合を例にとると、電流指令生成部１０に入力されるトルク指令Ｔｒは、アクセル操作量に連動して変化する。また、後述の磁石磁束推定部２１により推定される磁石磁束φｍが電流指令生成部１０にフィードバックされるので、永久磁石の温度変動などによって磁石磁束φｍが変化する場合であっても、電流指令生成部１０で生成される上記各指令値が適切に補償するように制御される。 In FIG. 1, a current command generator 10 generates d-axis and q-axis current command values Id ^* and Iq ^* , which are two-phase rotational coordinate systems, based on a torque command Tr received from the outside. Taking the case where the motor 16 of FIG. 1 is mounted on an electric vehicle as an example, the torque command Tr input to the current command generation unit 10 changes in conjunction with the accelerator operation amount. In addition, since the magnet magnetic flux φm estimated by the magnet magnetic flux estimating unit 21 described later is fed back to the current command generating unit 10, even if the magnet magnetic flux φm changes due to temperature fluctuation of the permanent magnet, The command values generated by the unit 10 are controlled so as to compensate appropriately.

電流制御部１１は、１対の減算部１１ａ、１１ｂと、ＰＩ制御演算部１１ｃとによって構成される。減算部１１ａ、１１ｂは、電流指令生成部１０から出力される上記電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊から、後述の３相／２相変換部１８から出力されるｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑをそれぞれ減算し、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを出力する。ＰＩ制御演算部１１ｃは、周知の関係式を用いてＰＩ（Proportional and Integral）制御を実行し、減算部１１ａ、１１ｂからの電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑと、角速度演算部１９から出力される角速度ωとに基づき、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊をそれぞれ演算する。 The current control unit 11 includes a pair of subtraction units 11a and 11b and a PI control calculation unit 11c. The subtracting units 11a and 11b are configured to use the current command values Id ^* and Iq ^* output from the current command generation unit 10 and the d-axis and q-axis currents Id output from the three-phase / two-phase conversion unit 18 described later, Iq is subtracted to output current deviations ΔId and ΔIq. The PI control calculation unit 11c performs PI (Proportional and Integral) control using a well-known relational expression, and current deviations ΔId and ΔIq from the subtraction units 11a and 11b and the angular velocity ω output from the angular velocity calculation unit 19 and Based on the above, the d-axis and q-axis voltage command values Vd ^* and Vq ^* are calculated, respectively.

２相／３相変換部１２は、回転角検知部１７で検知されたモータ１６の回転角θに基づき、ｄ軸及びｑ軸で表される回転座標系における２相の電圧指令値Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊を座標変換し、ｕ相、ｖ相、ｗ相により表される３相交流の電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を出力する。 The two-phase / three-phase converter 12 is based on the rotation angle θ of the motor 16 detected by the rotation angle detector 17, and the two-phase voltage command value Vd ^* in the rotary coordinate system represented by the d axis and the q axis. Vq ^* is coordinate-transformed, and three-phase AC voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* represented by the u-phase, v-phase, and w-phase are output.

ＰＷＭ演算部１３及びインバータ１４は、２相／３相変換部１２から出力される電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に基づき、モータ１６を駆動するための３相交流の出力電圧を生成する。なお、３相交流の出力電圧は、互いに位相が１２０°ずれる関係にある。インバータ１４は、例えば、ＰＷＭ演算部１３により生成されるＰＷＭ制御信号に応じてスイッチング制御される複数のトランジスタ等のスイッチング素子（不図示）を備え、その出力側がｕ相、ｖ相、ｗ相からなる３相の各配線を介してモータ１６の入力側と電気的に接続されている。 The PWM calculation unit 13 and the inverter 14 generate a three-phase AC output voltage for driving the motor 16 based on the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* output from the two-phase / three-phase conversion unit 12. To do. Note that the output voltages of the three-phase alternating current are in a phase shift of 120 °. For example, the inverter 14 includes switching elements (not shown) such as a plurality of transistors that are switching-controlled according to a PWM control signal generated by the PWM calculation unit 13, and the output side thereof is based on the u phase, the v phase, and the w phase. It is electrically connected to the input side of the motor 16 through the three-phase wirings.

電流検知部１５は、インバータ１４からモータ１６に流れる３相の各配線の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検知する。電流検知部１５は、例えば、３相の各配線の近傍に発生する磁界を利用することにより各電流を検知することができる。   The current detection unit 15 detects the currents Iu, Iv, and Iw of the three-phase wirings that flow from the inverter 14 to the motor 16. For example, the current detection unit 15 can detect each current by using a magnetic field generated in the vicinity of each of the three-phase wirings.

モータ１６は、界磁として永久磁石を用いた回転子と、インバータ１４から供給される３相交流により回転磁界を発生する固定子とを備え、３相交流の周波数に同期して回転する永久磁石式同期モータである。また、モータ１６に付随する回転角検知部１７は、モータ１６の回転子の位置としての上述の回転角θを検知する。   The motor 16 includes a rotor using a permanent magnet as a field and a stator that generates a rotating magnetic field by the three-phase alternating current supplied from the inverter 14, and a permanent magnet that rotates in synchronization with the frequency of the three-phase alternating current. Type synchronous motor. Further, the rotation angle detection unit 17 associated with the motor 16 detects the above-described rotation angle θ as the position of the rotor of the motor 16.

３相／２相変換部１８は、回転角検知部１７で検知されたモータ１６の回転角θに基づき、電流検知部１５で検知された３相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを座標変換し、ｄ軸及びｑ軸で表される回転座標系の２相の電流Ｉｄ、Ｉｑを出力する。   The three-phase / two-phase conversion unit 18 performs coordinate conversion on the three-phase currents Iu, Iv, Iw detected by the current detection unit 15 based on the rotation angle θ of the motor 16 detected by the rotation angle detection unit 17. Two-phase currents Id and Iq in the rotating coordinate system represented by the d-axis and the q-axis are output.

角速度演算部１９は、回転角検知部１７で検知されたモータ１６の回転角θに基づき、モータ１６の上述の角速度ωを出力する。この角速度ωにより、モータ１６の回転数を判別することができる。   The angular velocity calculation unit 19 outputs the above-described angular velocity ω of the motor 16 based on the rotation angle θ of the motor 16 detected by the rotation angle detection unit 17. The rotational speed of the motor 16 can be determined from the angular velocity ω.

無効電力演算部２０は、モータ１６の無効電力Ｑを演算する手段（本発明の無効電力取得手段）である。無効電力演算部２０では、上述の３相／２相変換部１８から出力されるｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑと、電流制御部１１から出力されるｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊とを用いて、次の（１）式のように無効電力Ｑを演算することができる。

ここで、（１）式は、回転座標系における電流及び電圧指令値の各ベクトルの外積の差に相当する。なお、本発明の無効電力取得手段は、（１）式に基づき演算した無効電力Ｑを用いることに限られず、センサにより検知した無効電力Ｑを用いることも可能である。 The reactive power calculation unit 20 is means for calculating the reactive power Q of the motor 16 (reactive power acquisition means of the present invention). In the reactive power calculation unit 20, the d-axis and q-axis currents Id and Iq output from the three-phase / two-phase conversion unit 18 and the d-axis and q-axis voltage command values output from the current control unit 11. Using Vd ^* and Vq ^* , the reactive power Q can be calculated as in the following equation (1).

Here, equation (1) corresponds to the difference between the outer products of the vectors of the current and voltage command values in the rotating coordinate system. The reactive power acquisition unit of the present invention is not limited to using the reactive power Q calculated based on the equation (1), and can also use the reactive power Q detected by the sensor.

磁石磁束推定部２１は、無効電力演算部２０から出力される無効電力Ｑに基づき磁石磁束φｍを推定する手段である（本発明の第１の磁石磁束推定手段）。磁石磁束推定部２１における具体的な推定方法については後述する。磁石磁束推定部２１から出力された磁石磁束φｍは、前述の電流指令生成部１０に送出される。   The magnet magnetic flux estimator 21 is means for estimating the magnet magnetic flux φm based on the reactive power Q output from the reactive power calculator 20 (first magnet magnetic flux estimator of the present invention). A specific estimation method in the magnet magnetic flux estimation unit 21 will be described later. The magnet magnetic flux φm output from the magnet magnetic flux estimator 21 is sent to the current command generator 10 described above.

次に、図１の磁石磁束推定部２１による磁石磁束φｍの第１の推定方法について説明する。まず、無効電力Ｑは、前述のｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑ、ｄ軸及びｑ軸のインダクタンスＬｄ、Ｌｑ、磁石磁束φｍ、角速度ωを用いて、次の（２）式で表すことができる。

Next, the 1st estimation method of the magnet magnetic flux (phi) m by the magnet magnetic flux estimation part 21 of FIG. 1 is demonstrated. First, the reactive power Q is expressed by the following equation (2) using the d-axis and q-axis currents Id and Iq, the d-axis and q-axis inductances Ld and Lq, the magnetic flux φm, and the angular velocity ω. Can do.

そして、ｑ軸の電流Ｉｑを一定値に設定した上でモータ１６を駆動しつつ、ｄ軸の電流Ｉｄとして互いに異なる３値Ｉｄ１、Ｉｄ２、Ｉｄ３を設定し、それぞれ（２）式の演算を行う。これにより、３値Ｉｄ１、Ｉｄ２、Ｉｄ３に対応する下記の（３）〜（５）式がそれぞれ演算される。

なお、上記Ｉｄ１、Ｉｄ２、Ｉｄ３は、ｄ軸及びｑ軸のインダクタンスＬｄ、Ｌｑの変動が小さい範囲内に設定されるものとする。これにより、（３）〜（５）式において、ｄ軸の電流Ｉｄの３値Ｉｄ１、Ｉｄ２、Ｉｄ３に対応して、３つの無効電力Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３と、３つの角速度ω１、ω２、ω３が得られる。 Then, while setting the q-axis current Iq to a constant value and driving the motor 16, different three values Id1, Id2, and Id3 are set as the d-axis current Id, and the calculation of the equation (2) is performed. . Thereby, the following formulas (3) to (5) corresponding to the three values Id1, Id2, and Id3 are respectively calculated.

Note that Id1, Id2, and Id3 are set within a range in which fluctuations in the d-axis and q-axis inductances Ld and Lq are small. Accordingly, in the equations (3) to (5), the three reactive powers Q1, Q2, and Q3 and the three angular velocities ω1, ω2, and ω3 corresponding to the three values Id1, Id2, and Id3 of the d-axis current Id. Is obtained.

上記（３）〜式及び（５）式においては、Ｌｄ、Ｌｑ、φｍはいずれも一定とみなせるから、連立方程式として計算することができる。その結果、磁石磁束推定部２１においては、磁石磁束φｍに関して、次の（６）式が算出される。

In the above equations (3) to (5) and (5), Ld, Lq, and φm can be regarded as constant, and therefore can be calculated as simultaneous equations. As a result, the magnet flux estimating unit 21 calculates the following equation (6) for the magnet flux φm.

（６）式において、上記のようにモータ１６を駆動する際、角速度ωは時間的に緩やかに変化するので、ω＝ω１＝ω２＝ω３とみなすことができる。この場合、（６）式から、次の（７）式を導くことができる。

In the equation (6), when the motor 16 is driven as described above, the angular velocity ω changes gradually with time, so that it can be considered that ω = ω1 = ω2 = ω3. In this case, the following equation (7) can be derived from the equation (6).

以上のように、磁石磁束推定部２１では、無効電力演算部２０から受け取った無効電力Ｑと、３相／２相変換部１８から受け取ったｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑと、角速度演算部１９から受け取った角速度ωとをそれぞれ抽出し、第１の推定方法として（６）式又は（７）式の演算を行うことができる。   As described above, in the magnetic flux estimation unit 21, the reactive power Q received from the reactive power calculation unit 20, the d-axis and q-axis currents Id and Iq received from the three-phase / two-phase conversion unit 18, and the angular velocity calculation The angular velocity ω received from the unit 19 is extracted, and the calculation of the equation (6) or (7) can be performed as the first estimation method.

図２は、第１の推定方法を用いたベクトル制御におけるベクトル図の一例を示している。図２においては、図４と同様、ｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑとモータ１６の印加電流Ｉｏが表示されている。前述のように、ｑ軸の電流Ｉｑが一定値に設定され、ｄ軸の電流Ｉｄがｄ軸上の３値Ｉｄ１、Ｉｄ２、Ｉｄ３に設定されるので、モータ１６の印加電流Ｉｏは、値Ｉｏ１（Ｉｄ１、Ｉｑ）、値Ｉｏ２（Ｉｄ２、Ｉｑ）、値Ｉｏ３（Ｉｄ３、Ｉｑ）の３点をｄ軸に平行に推移する。   FIG. 2 shows an example of a vector diagram in vector control using the first estimation method. In FIG. 2, the d-axis and q-axis currents Id and Iq and the applied current Io of the motor 16 are displayed as in FIG. 4. As described above, since the q-axis current Iq is set to a constant value and the d-axis current Id is set to the three values Id1, Id2, and Id3 on the d-axis, the applied current Io of the motor 16 has the value Io1. Three points of (Id1, Iq), value Io2 (Id2, Iq), and value Io3 (Id3, Iq) shift in parallel to the d-axis.

第１の推定方法によれば、モータ１６を駆動する３点において、ｄ軸の電流Ｉｄがいずれも負の値に設定されるので、従来の図４（Ｂ）のようなモータ１６の印加電圧Ｖｏの上昇を防止でき、モータの高回転領域において高い精度で磁石磁束φｍを推定することができる。また、（６）式又は（７）式の演算ではインダクタンスＬｄ、Ｌｑの値を使用しないため、従来の推定方法（特許文献１の方法）で問題となる磁石磁束φｍの推定精度のインダクタンスのバラツキ影響を回避することができる。さらに、ｑ軸の電流Ｉｑがゼロより大きい一定値に保たれるので、モータ１６にトルクが発生している状況（例えば、車両走行中）における磁石磁束φｍを推定することができる。なお、上述の作用効果を得られる限り、ｑ軸の電流Ｉｑをゼロではない負の一定値に設定することができる。   According to the first estimation method, since the d-axis current Id is set to a negative value at the three points at which the motor 16 is driven, the applied voltage of the motor 16 as shown in FIG. The increase in Vo can be prevented, and the magnetic flux φm can be estimated with high accuracy in the high rotation region of the motor. In addition, since the values of the inductances Ld and Lq are not used in the calculation of the formula (6) or the formula (7), the variation in the inductance with the estimation accuracy of the magnet magnetic flux φm which is a problem in the conventional estimation method (the method of Patent Document 1). The influence can be avoided. Furthermore, since the q-axis current Iq is maintained at a constant value larger than zero, the magnet magnetic flux φm in a situation where torque is generated in the motor 16 (for example, while the vehicle is running) can be estimated. As long as the above-described effects can be obtained, the q-axis current Iq can be set to a negative constant value that is not zero.

次に、図１の磁石磁束推定部２１による磁石磁束φｍの第２の推定方法について説明する。第２の推定方法では、前述の（２）式は共通であるが、（２）式に基づき、モータ１６のトルクが一定に保たれる定トルク曲線Ｃｔ（図３参照）に沿うように、印加電流Ｉｏとして互いに異なる３値Ｉｏ１、Ｉｏ２、Ｉｏ３を設定する。なお、定トルク曲線Ｃｔの算出については後述する。そして、前述のように設定された３値Ｉｏ１、Ｉｏ２、Ｉｏ３に対応して、ｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑの組合せによる定トルク曲線Ｃｔ上の３点（Ｉｄ１、Ｉｑ１）、（Ｉｄ２、Ｉｑ２）、（Ｉｄ３、Ｉｑ３）の各値を用いて前述の（２）式の演算を行うことにより、次の（８）〜（１０）式が演算される。

Next, the 2nd estimation method of the magnet magnetic flux (phi) m by the magnet magnetic flux estimation part 21 of FIG. 1 is demonstrated. In the second estimation method, the above equation (2) is common, but based on the equation (2), along the constant torque curve Ct (see FIG. 3) where the torque of the motor 16 is kept constant, Three different values Io1, Io2, and Io3 are set as the applied current Io. The calculation of the constant torque curve Ct will be described later. Then, corresponding to the three values Io1, Io2, and Io3 set as described above, three points (Id1, Iq1), (Id2) on the constant torque curve Ct based on the combination of the d-axis and q-axis currents Id, Iq. , Iq2) and (Id3, Iq3) are used to calculate the above-described expression (2), thereby calculating the following expressions (8) to (10).

（８）〜（１０）式においては、第１の推定方法と同様、ｄ軸及びｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑで定まる３点に対応して、３つの無効電力Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３と、３つの角速度ω１、ω２、ω３が得られる。よって、（８）〜（１０）に基づき、磁石磁束φｍに関して、次の（１１）式が得られる。

In the equations (8) to (10), as in the first estimation method, three reactive powers Q1, Q2, Q3, and three reactive powers corresponding to three points determined by the d-axis and q-axis currents Id, Iq Angular velocities ω1, ω2, and ω3 are obtained. Therefore, based on (8) to (10), the following equation (11) is obtained for the magnet magnetic flux φm.

（１１）式においては、（６）式の場合と同様の観点から、ω＝ω１＝ω２＝ω３とみなすことができるので、（１１）式から、次の（１２）式を導くことができる。

In the expression (11), from the same viewpoint as the expression (6), it can be considered that ω = ω1 = ω2 = ω3, and therefore the following expression (12) can be derived from the expression (11). .

以上のように、磁石磁束推定部２１では、無効電力演算部２０から受け取った無効電力Ｑと、３相／２相変換部１８から受け取ったｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑと、角速度演算部１９から受け取った角速度ωとをそれぞれ抽出し、第２の推定方法として（１１）式又は（１２）式の演算を行うことができる。   As described above, in the magnetic flux estimation unit 21, the reactive power Q received from the reactive power calculation unit 20, the d-axis and q-axis currents Id and Iq received from the three-phase / two-phase conversion unit 18, and the angular velocity calculation The angular velocity ω received from the unit 19 is extracted, and the calculation of the expression (11) or (12) can be performed as the second estimation method.

図３は、第２の推定方法を用いたベクトル制御におけるベクトル図の一例を示している。図３においては、ｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑとモータ１６の印加電流Ｉｏが表示されている。前述のように、ｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑの設定に応じて、モータ１６の印加電流Ｉｏは、定トルク曲線Ｃｔ上に沿って、値Ｉｏ１（Ｉｄ１、Ｉｑ１）、値Ｉｏ２（Ｉｄ２、Ｉｑ２）、値Ｉｏ３（Ｉｄ３、Ｉｑ３）の３点を推移する。   FIG. 3 shows an example of a vector diagram in vector control using the second estimation method. In FIG. 3, the currents Id and Iq of the d-axis and q-axis and the applied current Io of the motor 16 are displayed. As described above, the applied current Io of the motor 16 varies along the constant torque curve Ct according to the settings of the d-axis and q-axis currents Id and Iq, and the values Io1 (Id1, Iq1) and Io2 (Id2). , Iq2) and value Io3 (Id3, Iq3).

ここで、図３において、定トルク曲線Ｃｔの算出方法について説明する。一般に、モータ１６のトルクＴは、前述のｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑ及びインダクタンスＬｄ、Ｌｑと、磁石磁束φｍとを用いて、次の（１３）式で表すことができる。

ただし、Ｐｎ：磁極対数 Here, a method of calculating the constant torque curve Ct will be described with reference to FIG. In general, the torque T of the motor 16 can be expressed by the following equation (13) using the d-axis and q-axis currents Id and Iq, the inductances Ld and Lq, and the magnet magnetic flux φm.

Where Pn: number of magnetic pole pairs

（１３）式において、トルクＴが一定値であるとし（Ｔ＝Ｔｃｏｎｓｔ）、Ｉｑについて解くと、次の（１４）式が導かれる。

In the equation (13), assuming that the torque T is a constant value (T = Tconst) and solving for Iq, the following equation (14) is derived.

（１４）式からわかるように、定トルク曲線Ｃｔ上ではｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑが反比例する関係にある。以上から、トルクＴとして所望の一定値Ｔｃｏｎｓｔを定めた上で、ｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑとして（１４）式の関係を満たす３点を設定し、（１１）式又は（１２）式の演算を行えばよい。なお、定トルク曲線Ｃｔ上の電流Ｉｄ、Ｉｑの各値は、マップ情報としてメモリに保持してもよい。   As can be seen from the equation (14), the d-axis and q-axis currents Id and Iq are in an inversely proportional relationship on the constant torque curve Ct. From the above, after determining a desired constant value Tconst as the torque T, three points satisfying the relationship of the formula (14) are set as the currents Id and Iq of the d-axis and the q-axis, and the formula (11) or (12) What is necessary is just to calculate the expression. Note that each value of the currents Id and Iq on the constant torque curve Ct may be held in a memory as map information.

第２の推定方法によれば、モータ１６を駆動する３点が定トルク曲線Ｃｔ上に設定されるので、第１の推定方法と同様の効果に加えて、モータ１６のトルク変動を十分に抑制した状態で磁石磁束φｍを推定することができる。   According to the second estimation method, since the three points for driving the motor 16 are set on the constant torque curve Ct, the torque fluctuation of the motor 16 is sufficiently suppressed in addition to the same effects as the first estimation method. In this state, the magnet magnetic flux φm can be estimated.

次に、本実施形態の永久磁石式同期モータのベクトル制御装置の変形例について説明する。上述の説明では、第１及び第２の推定方法に基づき、モータ１６を３点で駆動して磁石磁束φｍを推定したが、本変形例においては、予めメモリに記憶されているマップ情報を用いて磁石磁束φｍの演算を行う。具体的には、任意のタイミングで無効電力Ｑを演算又は検知し、ｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄ、Ｉｑ及び角速度ωの各値をそれぞれ用いるとともに、マップ情報として保持されるｄ軸及びｑ軸のインダクタンスＬｄ、Ｌｑの各値を読み出すことにより、次の（１５）式の演算を行えばよい。

Next, a modified example of the vector control device of the permanent magnet type synchronous motor of this embodiment will be described. In the above description, the magnetic flux φm is estimated by driving the motor 16 at three points based on the first and second estimation methods. However, in the present modification, map information stored in advance in the memory is used. The magnetic flux φm is calculated. Specifically, the reactive power Q is calculated or detected at an arbitrary timing, the d-axis and q-axis currents Id and Iq, and the angular velocity ω are used, and the d-axis and q-axis held as map information. The following equation (15) may be calculated by reading the values of the inductances Ld and Lq.

本変形例を採用することにより、モータ１６がどのような動作状態であっても、少ない演算量で確実に磁石磁束φｍを推定することができる。   By adopting this modification, it is possible to reliably estimate the magnet magnetic flux φm with a small amount of calculation regardless of the operating state of the motor 16.

以上、本実施形態に基づいて、本発明に係る永久磁石式同期モータのベクトル制御装置について説明したが、本発明を適用可能な構成は、図１の構成に限定されることなく、多様な構成に対して本発明を適用可能である。例えば、図１において、無効電力演算部２０に加えて、モータ１６の有効電力を演算する有効電力演算部を併設し、無効電力と有効電力の両方を出力する構成、あるいは無効電力と有効電力を選択的に出力する構成を採用してもよい。   As described above, the vector control device for the permanent magnet synchronous motor according to the present invention has been described based on the present embodiment. However, the configuration to which the present invention can be applied is not limited to the configuration of FIG. The present invention is applicable to. For example, in FIG. 1, in addition to the reactive power calculation unit 20, an active power calculation unit that calculates the active power of the motor 16 is provided side by side to output both reactive power and active power, or reactive power and active power. A configuration of selectively outputting may be employed.

本発明に係る永久磁石式同期モータのベクトル制御装置は、多様な用途に利用することができる。例えば、電気自動車、電動バイク、電車などの移動体、ブロワ、ＦＡ装置、加工装置等の産業用途、昇降機、空調装置等の利用分野において、磁石磁束の変動を補償する構成を備えた永久磁石式同期モータのベクトル制御装置等に対して本発明を適用することができる。   The vector control device for a permanent magnet type synchronous motor according to the present invention can be used for various applications. For example, in permanent applications such as electric vehicles, electric motorcycles, trains and other moving objects, blowers, FA devices, processing devices, etc., and applications such as elevators, air conditioners, etc. The present invention can be applied to a vector controller for a synchronous motor.

１０…電流指令生成部
１１…電流制御部
１１ａ、１１ｂ…減算部
１１ｃ…ＰＩ制御演算部
１２…２相／３相変換部
１３…ＰＷＭ演算部
１４…インバータ
１５…電流検知部
１６…モータ
１７…回転角検知部
１８…３相／２相変換部
１９…角速度演算部
２０…無効電力演算部
２１…磁石磁束推定部
Ｔｒ…トルク指令
Ｉｄ、Ｉｑ…ｄ軸及びｑ軸の電流
Ｌｄ、Ｌｑ…ｄ軸及びｑ軸のインダクタンス
Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ…３相交流の電流
Ｑ…無効電力
ω…角速度
φｍ…磁石磁束
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Current command production | generation part 11 ... Current control part 11a, 11b ... Subtraction part 11c ... PI control calculating part 12 ... 2-phase / 3 phase conversion part 13 ... PWM calculating part 14 ... Inverter 15 ... Current detection part 16 ... Motor 17 ... Rotation angle detection unit 18 ... 3-phase / 2-phase conversion unit 19 ... angular velocity calculation unit 20 ... reactive power calculation unit 21 ... magnet magnetic flux estimation unit Tr ... torque commands Id, Iq ... d-axis and q-axis currents Ld, Lq ... d Axis and q-axis inductances Iu, Iv, Iw ... three-phase AC current Q ... reactive power ω ... angular velocity φm ... magnet magnetic flux

Claims (6)

界磁として永久磁石を有する永久磁石同期モータを駆動するインバータの出力電圧をトルク指令に応じてベクトル制御する永久磁石同期モータのベクトル制御装置であって、
回転座標系であるｄ軸及びｑ軸の電圧又は電圧指令値と、前記インバータから前記永久磁石同期モータに供給される電流の検出値に基づいて、前記永久磁石同期モータの無効電力を演算又は検知する無効電力取得手段と、
前記電流の検出値に対応するｄ軸の電流と、前記無効電力と、前記永久磁石同期モータの角速度とに基づいて、前記永久磁石による鎖交磁束である磁石磁束を推定する磁石磁束推定手段と、
を備え、前記磁石磁束の推定に際し、前記電流の検出値に対応するｑ軸の電流をゼロではない一定値にし、かつ、前記ｄ軸の電流を複数の負の値に変化させつつ、前記永久磁石同期モータを駆動することを特徴とする永久磁石同期モータのベクトル制御装置。 A vector control device for a permanent magnet synchronous motor that vector-controls an output voltage of an inverter that drives a permanent magnet synchronous motor having a permanent magnet as a field according to a torque command,
The reactive power of the permanent magnet synchronous motor is calculated or detected based on the d-axis and q-axis voltages or voltage command values that are the rotating coordinate system and the detected value of the current supplied from the inverter to the permanent magnet synchronous motor. Reactive power acquisition means to
Magnet magnetic flux estimation means for estimating a magnetic flux that is a linkage magnetic flux by the permanent magnet based on the d-axis current corresponding to the detected value of the current, the reactive power, and the angular velocity of the permanent magnet synchronous motor; ,
When estimating the magnetic flux of the magnet, the q-axis current corresponding to the detected current value is set to a non-zero constant value, and the d-axis current is changed to a plurality of negative values while A vector controller for a permanent magnet synchronous motor, which drives a magnet synchronous motor. 前記磁石磁束推定手段は、前記ｑ軸の電流Ｉｑに対して前記ｄ軸の電流を互いに異なる３値Ｉｄ１、Ｉｄ２、Ｉｄ３にそれぞれ設定したとき、前記Ｉｄ１、Ｉｄ２、Ｉｄ３に対応する前記無効電力の３値Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３と、前記Ｉｄ１、Ｉｄ２、Ｉｄ３に対応する前記角速度の３値ω１、ω２、ω３とを用いて、

を演算することにより前記磁石磁束φｍを推定することを特徴とする請求項１に記載の永久磁石同期モータのベクトル制御装置。 The magnet flux estimating means sets the reactive power of the reactive power corresponding to Id1, Id2, and Id3 when the d-axis current is set to three different values Id1, Id2, and Id3 with respect to the q-axis current Iq, respectively. Using the three values Q1, Q2, Q3 and the three values ω1, ω2, ω3 of the angular velocity corresponding to the Id1, Id2, Id3,

2. The vector control device for a permanent magnet synchronous motor according to claim 1, wherein the magnet magnetic flux φm is estimated by calculating 前記磁石磁束推定手段は、前記角速度の３値ω１、ω２、ω３に関し、ω１＝ω２＝ω３とみなすことができる場合、

を演算することにより前記磁石磁束φｍを推定することを特徴とする請求項２に記載の永久磁石同期モータのベクトル制御装置。 When the magnetic flux estimating means can be regarded as ω1 = ω2 = ω3 with respect to the three values ω1, ω2, and ω3 of the angular velocity,

The permanent magnet synchronous motor vector control device according to claim 2, wherein the magnet magnetic flux φm is estimated by calculating 界磁として永久磁石を有する永久磁石同期モータを駆動するインバータの出力電圧をトルク指令に応じてベクトル制御する永久磁石同期モータのベクトル制御装置であって、
回転座標系であるｄ軸及びｑ軸の電圧又は電圧指令値と、前記インバータから前記永久磁石同期モータに供給される電流の検出値に基づいて、前記永久磁石同期モータの無効電力を演算又は検知する無効電力取得手段と、
前記電流の検出値に対応するｄ軸の電流と、前記無効電力と、前記永久磁石同期モータの角速度とに基づいて、前記永久磁石による鎖交磁束である磁石磁束を推定する磁石磁束推定手段と、
を備え、前記磁石磁束の推定に際し、前記電流の検出値に対応する前記ｄ軸及びｑ軸の電流を定トルク曲線上の複数の点に変化させつつ、前記永久磁石同期モータを駆動することを特徴とする永久磁石同期モータのベクトル制御装置。 A vector control device for a permanent magnet synchronous motor that vector-controls an output voltage of an inverter that drives a permanent magnet synchronous motor having a permanent magnet as a field according to a torque command,
The reactive power of the permanent magnet synchronous motor is calculated or detected based on the d-axis and q-axis voltages or voltage command values that are the rotating coordinate system and the detected value of the current supplied from the inverter to the permanent magnet synchronous motor. Reactive power acquisition means to
Magnet magnetic flux estimation means for estimating a magnetic flux that is a linkage magnetic flux by the permanent magnet based on the d-axis current corresponding to the detected value of the current, the reactive power, and the angular velocity of the permanent magnet synchronous motor; ,
And driving the permanent magnet synchronous motor while changing the d-axis and q-axis currents corresponding to the detected current value to a plurality of points on a constant torque curve when estimating the magnetic flux of the magnet. A permanent magnet synchronous motor vector control device. 前記磁石磁束推定手段は、前記ｑ軸及びｄ軸の電流を前記定トルク曲線上の３点（Ｉｄ１、Ｉｑ１）、（Ｉｄ２、Ｉｑ２）、（Ｉｄ３、Ｉｑ３）を設定したとき、当該３点に対応する前記無効電力の３値Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３及び前記角速度の３値ω１、ω２、ω３とを用いて、

を演算することにより前記磁石磁束φｍを推定することを特徴とする請求項４に記載の永久磁石同期モータのベクトル制御装置。 The magnet magnetic flux estimating means sets the three current points (Id1, Iq1), (Id2, Iq2), (Id3, Iq3) on the constant torque curve to the three points. Using the corresponding three values Q1, Q2, Q3 of the reactive power and the three values ω1, ω2, ω3 of the angular velocity,

The vector control device for a permanent magnet synchronous motor according to claim 4, wherein the magnet magnetic flux φm is estimated by calculating. 前記磁石磁束推定手段は、前記角速度の３値ω１、ω２、ω３に関し、ω１＝ω２＝ω３とみなすことができる場合、

を演算することにより前記磁石磁束φｍを推定することを特徴とする請求項４に記載の永久磁石同期モータのベクトル制御装置。
When the magnetic flux estimating means can be regarded as ω1 = ω2 = ω3 with respect to the three values ω1, ω2, and ω3 of the angular velocity,

The vector control device for a permanent magnet synchronous motor according to claim 4, wherein the magnet magnetic flux φm is estimated by calculating.

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