JP2016535967A - ハイブリッド電圧レギュレータにおけるフィードバック制御 - Google Patents

ハイブリッド電圧レギュレータにおけるフィードバック制御 Download PDF

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Abstract

本開示は、直列に接続された複数のコンバータまたはレギュレータを有するハイブリッドレギュレータトポロジーを制御することができる、フィードバックシステムを含む。ハイブリッドレギュレータは、スイッチドインダクタレギュレータ及びスイッチドキャパシタレギュレータという、少なくとも２つのレギュレータを含むことができる。フィードバックシステムの開示の実施形態は、複数のコンバータステージを含むことができるハイブリッドレギュレータのためのフィードバック設計を、簡略化することができる。これらの開示の実施形態は、フィードバックを制御して、ハイブリッドレギュレータの効率を改善することができる。【選択図】図６Ａ

Description

関連出願の相互参照
本出願は、その全体が参照により本明細書に明示的に組み込まれる、「ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ， ＳＹＳＴＥＭＳ， ＡＮＤ ＭＥＴＨＯＤＳ ＦＯＲ ＰＲＯＶＩＤＩＮＧ ＦＥＥＤＢＡＣＫ ＣＯＮＴＲＯＬ ＩＮ ＨＹＢＲＩＤ ＶＯＬＴＡＧＥ ＲＥＧＵＬＡＴＯＲＳ」という題名の、２０１３年１０月７日に出願された、Ｕ．Ｓ． Ｐｒｏｖｉｓｉｏｎａｌ Ｐａｔｅｎｔ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｏ．６１／８８７，５８１の先の優先日の利益を主張する。
合衆国政府の助成による研究または開発に関する陳述
本発明は、アメリカ国立科学財団（ＮＳＦ）によって与えられた、１２４８８２８と１３５３６４０とに基づく合衆国政府の助成を用いて行われた。合衆国政府は、本発明の特定の権利を有する。
本開示は、ハイブリッド電圧レギュレータにおけるフィードバック制御に関する。
電子システムの大きさを小さくすることに対する強い需要がある。小型化は、空間が高価なものであるモバイル電子デバイスにおいて特に望ましいが、大型のデータセンタ内に配置されたサーバにおいても望ましく、それは、固定の不動産内に可能な限り多くのサーバを詰め込むことが重要だからである。
電子システム内で最も大きな構成要素のうちの１つは、（電力レギュレータとも呼ばれる）電圧レギュレータである。電圧レギュレータは、電圧を電源（たとえば、バッテリ）から出力負荷に供給する、ＤＣ−ＤＣレギュレータチップなどの半導体チップを含むことができる。出力負荷は、さまざまな集積チップ（たとえば、アプリケーションプロセッサ、プロセッサ、ダイナミックリードアクセスメモリ（ＤＲＡＭ）やＮＡＮＤフラッシュメモリなどのメモリデバイス、高周波（ＲＦ）チップ、ＷｉＦｉ結合チップ、及び電力増幅器）を、電子デバイス内に含むことができる。残念ながら、電圧レギュレータは、多くの、大きな電子部品を含むことがある。各集積チップが専用の電圧レギュレータを必要とすることがあるため、電子システム内の電圧レギュレータの大きさを小さくすることが望ましい。
電圧レギュレータは、スイッチドインダクタレギュレータ（ｓｗｉｔｃｈｅｄ−ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）を含むことができる。スイッチドインダクタレギュレータ（スイッチトインダクタレギュレータ）は、電荷を、電源から出力負荷に、インダクタを使用して伝送することができる。スイッチドインダクタレギュレータは、電源スイッチを使用して、インダクタを、複数の電圧のうちの１つに、接続／切断し、複数の電圧の加重平均である出力電圧を提供することができる。スイッチドインダクタレギュレータは、出力電圧を、インダクタを複数の電圧のうちの１つに連結する時間の量を制御することによって、調整することができる。
残念ながら、スイッチドインダクタレギュレータは、高度集積電子システムには適切でないことが多い。スイッチドインダクタレギュレータの変換効率は、インダクタの品質と大きさとに依存し、特に、電力変換率が高い時、及び出力負荷によって消費される電流の量が多い時は、そうである。インダクタが、大きなエリアを占め、オンダイまたはオンパッケージに集積するには大きいために、既存のスイッチドインダクタレギュレータは、多くのオフチップインダクタ部品を使用することが多い。この戦略は、プリント基板上で大きなエリアを必要とすることが多く、それが、今度は、電子デバイスの大きさを大きくする。この問題は、モバイルシステムオンチップ（ＳｏＣｓ）がより複雑化し、電圧レギュレータによって供給される電圧ドメインをますます多く必要とするにつれて、悪化する。
開示の主題のいくつかの実施形態は、電圧レギュレータシステムを含む。電圧レギュレータシステムは、入力電圧を出力電圧に変換するように構成されたハイブリッドレギュレータを含み、ハイブリッドレギュレータは、少なくともスイッチドインダクタレギュレータとスイッチドキャパシタレギュレータ（スイッチトキャパシタレギュレータ）とを含む、複数の電圧レギュレータを備え、スイッチドインダクタレギュレータは、不連続導通モードで動作するように構成されている。電圧レギュレータシステムは、また、出力電圧を基準電圧と比較して、スイッチドインダクタレギュレータの第１の動作周波数とスイッチドキャパシタレギュレータ（ｓｗｉｔｃｈｅｄ−ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）の第２の動作周波数とを決定し、スイッチドインダクタレギュレータを第１の動作周波数で動作させ、スイッチドキャパシタレギュレータを第２の動作周波数で動作させ、それによって、ハイブリッドレギュレータに、基準電圧の公差範囲内である出力電圧を提供させるように構成された、第１のフィードバックシステムを含むことができる。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、第１のフィードバックシステムは、第１の動作周波数を有する第１の周期信号をスイッチドインダクタレギュレータに提供することによって、スイッチドインダクタレギュレータを第１の動作周波数で動作させるように構成され得る。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、スイッチドインダクタレギュレータは、複数のレギュレータセルを有する多相スイッチドインダクタレギュレータを備え、第１のフィードバックシステムは、第１の動作周波数を有する複数の周期信号をスイッチドインダクタレギュレータに提供することによって、スイッチドインダクタレギュレータを第１の動作周波数で動作させるように構成され得、複数の周期信号は、互いに位相がずれている。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、フィードバックシステムは、第２の動作周波数を有する第１の周期信号を、基準電圧と出力電圧とに基づいて生成するように構成され得る、フィードバック制御を備える。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、フィードバックシステムは、フィードバック制御によって生成された第１の周期信号を受信することと、第１の動作周波数を有する第２の周期信号を生成することと、を行うように構成され得る分周器を備え、フィードバックシステムは、第１の周期信号をスイッチドキャパシタレギュレータに、第２の周期信号をスイッチドインダクタレギュレータに、提供するように構成され得る。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、電圧レギュレータシステムは、スイッチドキャパシタレギュレータの、寄生電圧降下（ｐａｒａｓｉｔｉｃ ｖｏｌｔａｇｅ ｄｒｏｐ）とターゲット電圧降下との間の差分を決定し、スイッチドインダクタレギュレータに、その差分に基づいて、スイッチドキャパシタレギュレータに提供される電流を調整させるように構成され得る、第２のフィードバックシステムを含むことができる。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、第２のフィードバックシステムは、スイッチドインダクタレギュレータの、切り替え期間と活動期間と負荷サイクルＤとのうちの１つまたは複数を調整することによって、スイッチドインダクタレギュレータに、スイッチドキャパシタレギュレータに提供される電流を調整させるように構成され得る。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、第１の動作周波数は、第２の動作周波数の割合であってよい。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、電圧レギュレータシステムは、複数のバイパススイッチを含むことができ、バイパススイッチのうちの１つは、ハイブリッドレギュレータ内の、第１の電圧レギュレータの入力ノードと第２の電圧レギュレータの出力ノードとを連結するように構成され得る。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、電圧レギュレータシステムは、バイパススイッチの状態を、ハイブリッドレギュレータの入力電圧とハイブリッドレギュレータの出力電圧とハイブリッドレギュレータ内のスイッチドキャパシタレギュレータの変換率とのうちの１つまたは複数に基づいて、決定するように構成された、制御ブロックを含むことができる。
開示の主題のいくつかの実施形態は、電子システムを含む。電子システムは、電力ドメインを備える負荷チップを含むことができ、電力ドメインは、第１の入力電圧端子及び第１の接地端子と、本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれかによる電圧レギュレータシステムとを備え、電圧レギュレータシステムは、電圧レギュレータシステムの出力電圧を、負荷チップの第１の入力電圧端子に提供するように構成され得る。
開示の主題のいくつかの実施形態は、出力電圧を、入力電圧に基づいて提供する方法を含む。方法は、入力電圧を出力電圧に変換するように構成されたハイブリッドレギュレータを提供することであって、ハイブリッドレギュレータが、少なくともスイッチドインダクタレギュレータとスイッチドキャパシタレギュレータとを含む複数の電圧レギュレータを備え、スイッチドインダクタレギュレータが、不連続導通モードで動作するように構成され得る、提供することと、第１のフィードバックシステムにおいて、出力電圧を基準電圧と比較して、スイッチドインダクタレギュレータの第１の動作周波数とスイッチドキャパシタレギュレータの第２の動作周波数とを決定することと、第１のフィードバックシステムによって、スイッチドインダクタレギュレータを第１の動作周波数で動作させることと、第１のフィードバックシステムによって、スイッチドキャパシタレギュレータを第２の動作周波数で動作させて、それによって、ハイブリッドレギュレータに、基準電圧の公差範囲内であり得る出力電圧を提供させることと、を含む。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、スイッチドインダクタレギュレータを第１の動作周波数で動作させることは、第１の動作周波数を有する第１の周期信号を、スイッチドインダクタレギュレータに提供することを備える。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、スイッチドインダクタレギュレータは、複数のレギュレータセルを有する多相スイッチドインダクタレギュレータを備え、スイッチドインダクタレギュレータを第１の動作周波数で動作させることは、第１の動作周波数を有する複数の周期信号をスイッチドインダクタレギュレータに提供することを備え、複数の周期信号は、互いに位相が異なっている。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、方法は、フィードバックシステム内のフィードバック制御において、第２の動作周波数を有する第１の周期信号を、基準電圧と出力電圧とに基づいて、生成することをさらに含む。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、方法は、フィードバックシステム内の分周器において、フィードバック制御によって生成された第１の周期信号を受信することと、分周器によって、第１の動作周波数を有する第２の周期信号を生成することと、第１の周期信号をスイッチドキャパシタレギュレータに、第２の周期信号をスイッチドインダクタレギュレータに提供することと、をさらに含む。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、方法は、スイッチドキャパシタレギュレータの、寄生電圧降下とターゲット電圧降下との間の差分を決定することと、スイッチドインダクタレギュレータに、スイッチドキャパシタレギュレータに提供される電流を、差分に基づいて調整させることと、をさらに含む。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、スイッチドインダクタレギュレータに、スイッチドインダクタレギュレータの切り替え期間と活動期間と負荷サイクルＤとのうちの１つまたは複数を調整することによって、スイッチドキャパシタレギュレータに提供される電流を、調整させる。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、ハイブリッドレギュレータシステムは、複数のバイパススイッチを備え、バイパススイッチのうちの１つは、ハイブリッドレギュレータ内の電圧レギュレータのうちの１つの、入力ノードと出力ノードとを連結するように構成され得る。
本明細書で開示する、開示の実施形態のうちのいずれでも、方法は、バイパススイッチの状態を、ハイブリッドレギュレータの入力電圧とハイブリッドレギュレータの出力電圧とハイブリッドレギュレータ内のスイッチドキャパシタレギュレータの変換率とのうちの１つまたは複数に基づいて、決定することをさらに含む。
開示の主題のさまざまな目的、特徴、及び利点は、開示の主題の以下の詳細な説明を参照して、以下の図面と関連して考慮した時、より完全に理解され、図面では、同じ参照番号は、同じ要素を特定する。
ステップダウンスイッチドインダクタレギュレータとその動作とを示した図である。 ステップダウンスイッチドインダクタレギュレータとその動作とを示した図である。 スイッチドインダクタレギュレータまたはスイッチドキャパシタレギュレータであり得る、直列に接続された複数のコンバータを有するハイブリッド電圧レギュレータの上位図である。 スイッチドインダクタレギュレータまたはスイッチドキャパシタレギュレータであり得る、直列に接続された複数のコンバータを有するハイブリッド電圧レギュレータの上位図である。 ステップダウンスイッチドキャパシタレギュレータを第１ステージに、スイッチドインダクタレギュレータを第２ステージに含む、ハイブリッド電圧レギュレータの図である。 ステップダウンスイッチドキャパシタレギュレータを第１ステージに、スイッチドインダクタレギュレータを第２ステージに含む、ハイブリッド電圧レギュレータの図である。 いくつかの実施形態による、２つのコンバータステージを有するハイブリッド電圧レギュレータの上位図である。 いくつかの実施形態による、スイッチドインダクタレギュレータとスイッチドキャパシタレギュレータとの電流波形の図である。 いくつかの実施形態による、スイッチドインダクタレギュレータとスイッチドキャパシタレギュレータとの電流波形の図である。 いくつかの実施形態による、スイッチドインダクタレギュレータとスイッチドキャパシタレギュレータとの電流波形の図である。 いくつかの実施形態による、スイッチドインダクタレギュレータとスイッチドキャパシタレギュレータとの電流波形の図である。 いくつかの実施形態による、多相ハイブリッド電圧レギュレータシステムとその動作との図であり、ハイブリッド電圧レギュレータシステムは、第１ステージスイッチドインダクタレギュレータと第２ステージスイッチドキャパシタレギュレータとを制御するように構成された第１のフィードバックシステムを含む。 いくつかの実施形態による、多相ハイブリッド電圧レギュレータシステムとその動作との図であり、ハイブリッド電圧レギュレータシステムは、第１ステージスイッチドインダクタレギュレータと第２ステージスイッチドキャパシタレギュレータとを制御するように構成された第１のフィードバックシステムを含む。 いくつかの実施形態による、多相ハイブリッド電圧レギュレータシステムとその動作との図であり、ハイブリッド電圧レギュレータシステムは、第１ステージスイッチドインダクタレギュレータと第２ステージスイッチドキャパシタレギュレータとを制御するように構成された第１のフィードバックシステムを含む。 いくつかの実施形態による、多相ハイブリッド電圧レギュレータシステムとその動作との図であり、ハイブリッド電圧レギュレータシステムは、第１のフィードバックシステムと、第２ステージスイッチドキャパシタレギュレータの効率を改善するように構成された第２のフィードバックシステムとを含む。 いくつかの実施形態による、多相ハイブリッド電圧レギュレータシステムとその動作との図であり、ハイブリッド電圧レギュレータシステムは、第１のフィードバックシステムと、第２ステージスイッチドキャパシタレギュレータの効率を改善するように構成された第２のフィードバックシステムとを含む。 いくつかの実施形態による、多相ハイブリッド電圧レギュレータシステムとその動作との図であり、ハイブリッド電圧レギュレータシステムは、第１のフィードバックシステムと、第２ステージスイッチドキャパシタレギュレータの効率を改善するように構成された第２のフィードバックシステムとを含む。 いくつかの実施形態による、バイパススイッチをオンにして、特定のコンバータステージをバイパスすることができる、ハイブリッドレギュレータシステムの図である。 いくつかの実施形態による、バイパススイッチを制御するためのルックアップテーブルの図である。 いくつかの実施形態による、コンピューティングデバイスのブロック図である。
以下の説明では、開示の主題を十分に理解するために、開示の主題の装置とシステムと方法と、そのような装置、システム、及び方法が動作することができる環境などとに関して、多数の具体的な詳細を記載する。しかしながら、開示の主題をそのような具体的な詳細なしに実践できること、及び開示の主題の複雑化を避けるために、当技術分野においてよく知られている特定の特徴を詳細に説明しないことは、当業者に明確である。加えて、以下に提供する実施例が例示的であり、開示の主題の範囲に含まれる他の装置とシステムと方法とがあることが考えられる、ということが理解される。
現代の電子システムは、複数のプロセッシングコアと異種要素（たとえば、メモリコントローラ、ハードウェアアクセラレータ）とを１つのチップ内に含むシステムオンチップ（ＳｏＣ）として、隙間なく集積されている。これらのＳｏＣは、異種要素に電力を供給するために、多数の電圧ドメインを使用することが多い。そのような多数の電圧ドメインは、電源管理集積回路（ＰＭＩＣ）によって電力を供給されることが多く、電源管理集積回路（ＰＭＩＣ）は、複数の電圧を、複数のオフチップ電圧レギュレータを使用して提供する。残念ながら、ＰＭＩＣは、大きな容積を消費する、大型で、個別のインダクタとコンデンサとを使用することが多く、それは、制限された使用可能空間を有する携帯型電子デバイスでは危機的になり得る。
既存のＰＭＩＣの欠点を前提として、より小さな、個別の構成要素を使用する電圧レギュレータ、または構成要素を１つのダイに集積する集積電圧レギュレータ（ＩＶＲ）さえも、作成することへの関心の高まりがある。そのような電圧レギュレータのうちの１つは、スイッチングレギュレータを含む。
スイッチングレギュレータの１つの分類は、降圧型レギュレータ、昇圧型レギュレータ、フライング降圧型レギュレータ、または「ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ， ＳＹＳＴＥＭＳ， ＡＮＤ ＭＥＴＨＯＤＳ ＦＯＲ ＰＲＯＶＩＤＩＮＧ Ａ ＨＹＢＲＩＤ ＰＯＷＥＲ ＲＥＧＵＬＡＴＯＲ」という題名の、Ｌｅ他により、２０１４年４月１１日に出願され、その全体が参照により本明細書に組み込まれる、Ｕ．Ｓ． Ｕｔｉｌｉｔｙ Ｐａｔｅｎｔ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｏ．１４／２５０，９７０で開示された、反転フライング降圧型レギュレータなどの、スイッチドインダクタ（ＳＩ）レギュレータを含む。図１Ａ〜図１Ｂは、ステップダウンスイッチドインダクタ（ＳＩ）レギュレータとその動作とを示している。ＳＩレギュレータは、高電圧を低電圧に変換することができる。図１Ａに示す通り、ＳＩレギュレータ１００は、インダクタ１０８と２つのスイッチ１１４、１１６とを含むことができる。ＳＩレギュレータ１００は、インダクタ１０８の第１の端子を、（１）第１の電源ＶＩＮ１０４と（２）第２の電源１１８とのうちの１つに、一組の電源スイッチ１１４、１１６を通して接続することができる。いくつかの場合では、第２の電源１１８は、接地電源を含むことができるが、これに限定されない。電源スイッチ１１４、１１６を、外部入力を使用して、オン及びオフにすることができる。いくつかの場合では、電源スイッチ１１４、１１６を、２つのスイッチを同時にオンにしないように、制御することができる。電源スイッチ１１４、１１６は、トランジスタを含むことができる。トランジスタは、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含むことができる。たとえば、スイッチ１１４は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタを含むことができ、スイッチ１１６は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタを含むことができる。
図１Ｂは、図１Ａのスイッチドインダクタレギュレータの信号図を示している。電源スイッチ１１４、１１６が周期Ｔでオンとオフとになるにつれて、インダクタの入力ＶＸ１０２は、周期Ｔで、０とＶＩＮとの間で変化することができる。インダクタ１０８及びコンデンサ１２０は、ＶＸ１０２を時間と共に平均化するローパスフィルタとして動作し、それによって、信号を、レギュレータ出力ＶＯＵＴ１１０において、小さな電圧リップルを有して作り出す。出力電圧ＶＯＵＴ１１０は、インダクタ１０８を第１の電源ＶＩＮ１０４に連結する時間の量と、インダクタ１０８を第２の電源１１８に連結する時間の量とに依存し得る。たとえば、ＳＩレギュレータ１００は、ＶＯＵＴ５１０のレベルをＶＩＮＤ＋（０Ｖ）（１−Ｄ）に調整することができ、式中、０と１との間の数であるＤは、ＶＸをＶＩＮに連結する時間の量である。Ｄを、また、負荷サイクルとも呼ぶ。電流１０６を消費する出力負荷は、任意の種類の電子デバイスであってよく、１つまた複数の、プロセッサと、メモリ（ＤＲＡＭ、ＮＡＮＤフラッシュ）と、ＲＦチップと、ＷｉＦｉ結合チップと、電力増幅器とを含む。
ＳＩレギュレータ１００の電力効率を、
と計算することができ、
式中、ＰＬは、出力負荷１０６に供給される電力を示し、ＰＯは、ＳＩレギュレータ１００の出力電力を示す。ＰＬを、以下の通り、ＰＬ＝ＰＯ−ＰＬＯＳＳと計算することができ、式中、ＰＬＯＳＳは、電圧調整プロセス中の電力損失の量を含む。
ＳＩレギュレータ１００に関連する主要な電力損失ＰＬＯＳＳのうちの１つは、インダクタ１０８の寄生抵抗によって引き起こされる抵抗電力損失を含む。ＳＩレギュレータ１００が、電流１１２を提供することによって、電力を出力負荷１０６に供給する時、理想的には、ＳＩレギュレータ１００は、その出力電力の全部を出力負荷１０６に提供する。この理想的な構成では、インダクタ１０８は、零抵抗を有し、したがって、インダクタ１０８を通る電流は、電力を浪費しない。しかしながら、実質的なシナリオ（実際の状況）では、ＳＩレギュレータ１００は、その出力電力の一部を、インダクタ１０８の内部で浪費し、それは、主に、インダクタ１０８を形成する材料の抵抗のためである。インダクタ１０８のこの望ましくない、有限の抵抗を、インダクタ１０８の寄生抵抗と呼ぶ。寄生抵抗は、抵抗電力損失を引き起こすことがあり、それは、寄生抵抗が、インダクタ１０８を通る電流にエネルギーを浪費させることがあるためである。したがって、抵抗電力損失は、ＳＩレギュレータ１００の電力変換効率を減少させ得る。
電流が所定の周期Ｔで変化する時、抵抗電力損失を、ＰＲ＝ＩＬ，ＲＭＳ ２ＲＬと計算することができ、式中、ＲＬは、インダクタ１０８の寄生抵抗の値であり、ＩＬ，ＲＭＳは、インダクタ１０８を通る電流の二乗平均平方根である。ＩＬ，ＲＭＳを、インダクタ電流（ＩＬ，ＰＰ１２０）の最大振幅リップルを減少させることによって、減少させることができる。したがって、ＳＩレギュレータ１００は、インダクタ電流ＩＬ，ＰＰ１２０の最大振幅リップルを減少させることによって、抵抗損失ＰＲを減少させることができる。
インダクタ電流ＩＬ，ＰＰ１２０の最大振幅リップルを減少させる２つの方法がある。第１に、ＳＩレギュレータ１００を高周波数で動作させ、ＳＩレギュレータ１００の周期Ｔを減少させることができる。しかしながら、この解決策は、スイッチ１１４とスイッチ１１６との間の接点１２２における寄生容量を、充電し、放電するために消費される電力を増加させ得る。この容量電力損失が大きくなることがあり、それは、スイッチ１１４、１１６の大きさが大きくなり得、それが、寄生容量を増加させるからであり、また、ＶＸ１０２の電圧振幅が大きい（たとえば、０Ｖ〜ＶＩＮ）からである。この容量電力損失を、次の通り、
と計算することができ、式中、Ｃは、接点１２２における寄生容量の量であり、ｆは、ＳＩレギュレータ１００が切り替わる頻度であり、Ｖは、接点１２２における電圧振幅である。
第２に、ＳＩレギュレータ１００は、高インダクタンス値を有するインダクタ１０８を使用することができる。しかしながら、この方法は、インダクタ１０８に多くの容積を占めさせ、それは、携帯型電子デバイスを含む多くの電子デバイスにおいて問題となり得る。
スイッチングレギュレータの別の分類は、スイッチドキャパシタ（ＳＣ）レギュレータを含む。ＳＣレギュレータは、インダクタの代わりに、１つまたは複数のコンデンサを使用して、電荷を、電源ＶＩＮから出力負荷ＶＯＵＴに伝送することができる。ＳＣレギュレータは、電源スイッチを使用して、１つまたは複数のコンデンサを、複数の電圧のうちの１つに、ある期間に渡って、連結または分断することができ、それによって、複数の電圧の加重平均である出力電圧を提供する。ＳＣレギュレータは、出力電圧を、コンデンサを互いに連結する構成とシーケンスとを変更することによって、制御することができる。しばしば、小さな波形率を有するＳＣレギュレータを実装することは、ＳＩレギュレータを実装することに比較して、より容易であり、それは、コンデンサが、一般に、インダクタと比較してより高品質（たとえば、より小さな直列抵抗）を有し、特に、集積実装形態においてはそうであるからである。
残念ながら、ＳＣレギュレータの効率は、入力電圧の所定の割合ではない出力電圧において、低下することがある。たとえば、ＳＣレギュレータは、入力電圧の１／２、１／３、２／３、２／５、３／５で高効率を達成することができる。しかしながら、同じＳＣレギュレータは、出力電圧がこれらの値から外れた時は、高効率を提供することができない。これは、連続的な範囲内の電圧で動作する、または５〜１０ｍＶのステップの電圧の範囲内で動作する、多くのＳｏＣにとって問題である。
ＳＩレギュレータとＳＣレギュレータとに関連する課題のうちのいくつかに、ハイブリッドレギュレータを使用して対処することができる。ハイブリッドレギュレータは、ＳＣレギュレータとＳＩレギュレータとの両方を、直列で含むことができる。ハイブリッドレギュレータトポロジーは、小さなインダクタとコンデンサとを有していても、出力電圧と入力電圧との広い範囲に渡って、高効率を維持することができる。ハイブリッドレギュレータトポロジーは、入力電圧を、入力電圧のＭ／Ｎの割合に割る、または電圧を上げる、ＳＩレギュレータ及びＳＣレギュレータという２種類のレギュレータを含むことができ、Ｍ及びＮは、零よりも大きい任意の数であってよい。この方法は、低インダクタンスを有する小さなインダクタを有するものでさえも、スイッチドインダクタレギュレータの抵抗損失を減少させることができる。さらに、ハイブリッドレギュレータトポロジーは、スイッチドインダクタレギュレータの容量損失（ＣＶ２ｆ ｌｏｓｓ）を、スイッチ間での電圧振幅を制限することによって、減少させることができる。
図２Ａは、いくつかの実施形態による、ハイブリッドレギュレータトポロジーを示している。図２Ａは、直列に接続された２つ以上の電圧コンバータステージ２０６、２０８、２１０（本開示では、電圧コンバータステージという言葉を、電圧レギュレータ、レギュレータ、電圧コンバータ、及びコンバータと区別しないで使用する）を含むハイブリッドレギュレータ２００を含み、各電圧コンバータステージは、（電圧コンバータとしても知られている）電圧レギュレータを含むことができる。電圧レギュレータは、ＳＩレギュレータまたはＳＣレギュレータを含むことができ、１つまたは複数のインダクタまたは１つまたは複数のコンデンサをそれぞれ接続／切断する、１つまたは複数のスイッチを備える。ＳＩレギュレータ内のインダクタの典型的なインダクタンスは、１００ピコヘンリーから５マイクロヘンリーの範囲に及ぶことができ、ＳＩレギュレータ内の電源スイッチは、通常、１０００から１００，０００の値の幅（最小長）を有することができる。たとえば、９０ｎｍプロセス技術では、電源スイッチの幅は、通常、１００ｕｍから１０ｍｍの範囲に及ぶ。切り替え周波数は、通常、１ＭＨｚから５００ＭＨｚの範囲に及ぶ。
いくつかの実施形態では、ＳＣレギュレータは、図２Ｂに示す通り、Ｎ：Ｍステップダウン電圧レギュレータ２１６を含むことができる。Ｎ：Ｍレギュレータ２１６は、受信電圧ＶＩＮ＿ＳＣ２１２を、（Ｍ／Ｎ）ＶＩＮ＿ＳＣに減少させて、出力ＶＯＵＴ＿ＳＣ２１４を生成するように構成されている。Ｎ：Ｍのいくつかの実施例は、１：１、２：１、３：１、３：２、４：１、４：３、５：１、５：２、５：３、５：４、６：５、７：１、７：２、７：３、７：４、７：５、７：６、または他の適切な割合を含む。割合Ｎ：Ｍを、電圧調整プロセス中のコンデンサとスイッチとの構成に基づいて、決定することができる。コンデンサとスイッチとの構成を電圧調整プロセス中に再構成して、割合Ｎ：Ｍを、異なる値（たとえば、（Ｎ−１）：Ｍ、（Ｎ−２）：Ｍ、Ｎ：（Ｍ−１）、Ｎ：（Ｍ−２）、（Ｎ−１）：（Ｍ−１）など）に動的に変更することができる。
図３Ａ〜図３Ｂは、直列に接続されたＳＣレギュレータとＳＩレギュレータとを含む、ハイブリッドレギュレータを示している。図３Ａは、ＳＣレギュレータ３２２とＳＩレギュレータ１００とを含む。ＳＣレギュレータ３２２は、入力電圧ＶＩＮ１０４を、ＶＴＭＰ３２４に変換することができる。その後、ＳＩレギュレータ１００は、ＶＴＭＰ３２４を受信し、それを調整して、細かいステップのＶＯＵＴ３１０を、複数の電源スイッチ１１４、１１６と１つまたは複数のインダクタ１０８とを使用して、提供することができる。図３Ｂは、レギュレータ内の信号のタイミング図を示している。
このハイブリッドレギュレータは、ＳＣレギュレータが、所定の割合値に渡って分圧することに優れており、ＳＩレギュレータが、出力電圧と入力電圧との変換率の広範囲に渡って、細かいステップで調整することに優れている、という事実を条件としている。たとえば、１２Ｖから１Ｖへのステップダウンレギュレータでは、ＳＣレギュレータ３２２は、１２Ｖを、ＶＩＮ１０４において受信し、１／６の降圧を提供することができ、それによって、２Ｖを、ＶＴＭＰ３２４において提供する。その後、ＳＩレギュレータ１００は、後調整を提供して、２Ｖを１Ｖに調整することができる。このレギュレータは、ＶＸ３０２における電圧振幅を、ＶＩＮ１０４よりも大幅に小さくなり得るＶＴＭＰ３２４に減少させるため、このレギュレータは、接点１２２における寄生容量による、容量電力損失を減少させることができる。
他の電圧レギュレータと同様に、ハイブリッドレギュレータは、ハイブリッドレギュレータの出力電圧を制御する制御システムに連結されている。制御システムは、出力電圧がターゲット出力電圧から許容誤差範囲内にあるようにハイブリッドレギュレータを制御する、フィードバックシステムを含むことができる。
ハイブリッドレギュレータのためのフィードバックシステムを設計することは、伝統的なレギュレータと比較してさえも困難であり得、それは、多数のレギュレータが、ハイブリッドレギュレータ内にあり得るからである。ハイブリッドレギュレータを制御することに固有の１つの課題は、制御システムが、ハイブリッドレギュレータの各ステージに供給される電流のバランスを取る必要があることである。図４は、いくつかの実施形態による、２ステージハイブリッドレギュレータを示している。コンバータ１ ４０８を通して供給される電流Ｉ１４１２が、コンバータ２ ４１０を通して供給される電流Ｉ２４１４よりも小さい場合、コンバータ１ ４０８の出力電圧ＶＴＭＰ４０６は、減少し続け、コンバータ１ ４０８における大きな電圧（つまり、ＶＩＮ−ＶＴＭＰ）と、コンバータ２ ４１０における小さな電圧（つまり、ＶＴＭＰ−ＶＯＵＴ）とを引き起こすことができる。２つのコンバータステージ４０８、４１０の意図された動作電圧範囲により、両方のコンバータは、ＶＴＭＰ４０６がその意図された値から過度に外れた場合、誤動作することがある。一方で、Ｉ１４１２がＩ２４１４よりも大きい場合、ＶＴＭＰ４０６は、増加し続けることがあり、両方のコンバータステージ４０８、４１０を誤動作させ得る。したがって、制御システムは、電流Ｉ１４１２と電流Ｉ２４１４とのバランスを取るために、コンバータ１ ４０８とコンバータ２ ４１０との両方を制御する必要がある。制御システムは、複数のコンバータステージにおける電流のバランスを、各コンバータステージのための別々のフィードバックシステムを使用して、取ることができる。しかしながら、ハイブリッドレギュレータ内のコンバータの数が増加するにつれて、制御システムは、すぐに、非常に複雑になり得る。
本開示は、ハイブリッドレギュレータ内の複数のコンバータステージに渡って電流のバランスを取ることができる、単純なフィードバックシステムを有するハイブリッドレギュレータを提供するための、装置とシステムと方法とを紹介する。開示のフィードバックシステムは、複数のコンバータステージに渡って供給される電流のバランスを、ハイブリッドレギュレータ内の各コンバータステージ専用の別々のフィードバックシステムを有さずに、取ることができる。この目的を達成するために、ハイブリッドレギュレータ内の各コンバータステージは、開示のフィードバックシステムがコンバータステージの動作周波数を制御して、コンバータステージによって提供される電流の量を制御することができるモードで、動作するように構成され得る。
いくつかの実施形態では、ハイブリッドレギュレータは、１つまたは複数のＳＣコンバータを含み得る、複数のコンバータステージを含むことができる。いくつかの場合では、ＳＣコンバータの出力電流（たとえば、単位時間当たりに出力ノードに供給される電荷の量）は、その動作周波数に依存し得る。たとえば、図５Ａに関して示す通り、ＳＣコンバータは、（電荷パケットまたはパケットとも呼ばれる）固定量の電荷を、出力ノードに、切り替え期間内に提供するように構成されている。したがって、ＳＣコンバータの出力電流を、より高い動作周波数（たとえば、より短い切り替え期間）を用いて増加させることができ、ＳＣコンバータの出力電流を、より低い動作周波数（たとえば、より長い切り替え期間）を用いて減少させることができる。いくつかの実施形態では、出力にＳＣコンバータによって提供される電荷の量は、（１）電荷パケット内の電荷の量と、（２）コンバータの動作周波数（つまり、電荷パケットを出力に提供する周波数）と、に依存し得る。いくつかの実施形態では、出力にＳＣコンバータによって提供される電荷の量は、（１）電荷パケット内の電荷の量と、（２）コンバータの動作周波数（つまり、電荷パケットを出力に提供する周波数）と、の乗算である。
いくつかの実施形態では、ＳＩコンバータは、また、その出力電流がその動作周波数に依存するように構成され得る。たとえば、ＳＩコンバータは、不連続導通モード（ＤＣＭ）で動作するように構成され得る。ＤＣＭは、電流が出力に不連続に供給される、ＳＩコンバータの動作モードを指す。ＤＣＭでは、ＳＩコンバータは、（電荷パケットまたはパケットとも呼ばれる）固定量の電荷を、出力ノードに、切り替え期間内に供給することができる。たとえば、ＳＩコンバータは、非零の量の電荷を、切り替え期間の第１の部分の間に提供し、零の量の電荷を、切り替え期間の第２の部分で、次の周期まで供給することができる。したがって、ＳＩコンバータは、動作周波数を増加させて（たとえば、切り替え期間を短縮して）、より多くの電荷（たとえば、より多くの電流）を出力ノードに供給することができ、または、動作周波数を減少させて、より少ない電荷（たとえば、より少ない電流）を出力ノードに供給することができる。いくつかの実施形態では、ＤＣＭにおけるＳＩコンバータによって出力に提供される電荷の量は、（１）電荷パケット内の電荷の量と、（２）コンバータの動作周波数（つまり、電荷パケットを出力に提供する周波数）と、に依存し得る。いくつかの実施形態では、ＤＣＭにおけるＳＩコンバータによって出力に提供される電荷の量は、（１）電荷パケット内の電荷の量と、（２）コンバータの動作周波数（つまり、電荷パケットを出力に提供する周波数）と、の乗算である。
ハイブリッドレギュレータ内のすべてのＳＩコンバータがＤＣＭで動作する時、ハイブリッドレギュレータのフィードバックシステムは、ハイブリッドレギュレータ内のコンバータステージの動作周波数を制御して、各コンバータステージによって提供される電流の量のバランスを取ることができる。上記で説明した通り、ＤＣＭにおけるＳＩコンバータまたはＳＣコンバータによって出力に提供される電荷の量は、（１）電荷パケット内の電荷の量と、（２）コンバータの動作周波数（つまり、電荷パケットを出力に提供する周波数）と、に依存し得る。したがって、各コンバータステージの電荷パケット内の電荷の量が事前に知られている場合、フィードバックシステムは、コンバータの動作周波数を制御して、各コンバータステージによって提供される電流の量のバランスを取ることができる。
たとえば、電荷パケット内の電荷の量が、コンバータステージに渡って同一である場合、フィードバックシステムは、同じ動作周波数を、すべてのコンバータステージに提供して、コンバータステージに渡る電流のバランスを取ることができる。別の実施例として、４つのレギュレータを有するハイブリッドレギュレータを考察すると、各レギュレータ内の電荷パケット当たりの電荷の量は、それぞれ、１、２、３、及び４である。４つのコンバータステージに渡る電荷のバランスを取るために、フィードバックシステムは、４つのコンバータステージの動作周波数を決定して、動作周波数とパケット当たりの電荷との乗算が、４つのコンバータステージに渡って同じであるようにする。したがって、フィードバックシステムは、４つのコンバータステージの動作周波数が、１２ｆ、６ｆ、４ｆ、及び３ｆであるべきと決定することができ、式中、ｆは、倍率である。
いくつかの実施形態では、フィードバックシステムは、コンバータステージの動作周波数を変更して、ハイブリッドレギュレータによって出力負荷に提供される電流の量を変更することができる。出力負荷が、現在提供されている電流の量よりも多くの電流を必要とする場合、フィードバックシステムは、単に、コンバータの動作周波数を増加させることができ、出力負荷が、現在提供されている電流の量よりも少ない電流を必要とする場合、フィードバックシステムは、コンバータの動作周波数を減少させることができる。上記の実施例に戻って参照すると、フィードバックシステムは、４つのコンバータステージの動作周波数を、１つの倍率ｆの値を制御することによって、制御することができる。たとえば、フィードバックシステムは、「ｆ」を、出力負荷がより多くの電流を必要とする時に増加させることができ、フィードバックシステムは、「ｆ」を、出力負荷がより少ない電流を必要とする時に減少させることができる。フィードバックシステムが、出力電流の量を、１つの倍率ｆのみを変更することによって、制御することができるため、フィードバックシステムは、非常に単純であり得る。
図５Ａは、いくつかの実施形態による、ＳＣレギュレータの電荷伝送動作を示している。いくつかの実施形態では、ＳＣレギュレータの動作は、ＤＣＭを模倣する。たとえば、切り替え周波数が、ＳＣレギュレータの時定数と比較して十分に低い時、ＳＣレギュレータによって提供される出力電流は、切り替え周期の終わり（たとえば、次の切り替え周期の開始）までに、零に近くなり得る。図５Ａに示す通り、ＳＣレギュレータは、非零の量の電荷５０２を、切り替え期間ＴＳＷＩＴＣＨ５１２の第１の部分の間に供給することができ、零に近い量の電荷を、切り替え期間ＴＳＷＩＴＣＨ５１２の第２の部分の間に供給することができる。この電荷伝送動作を、別の電荷パケット５０４によって示す通り、切り替え期間ＴＳＷＩＴＣＨ５１２毎に繰り返すことができる。したがって、ＳＣレギュレータによって提供される電荷の量を、切り替え期間（つまり、動作周波数）を制御することによって、制御することができる。
図５Ｂ〜図５Ｃは、いくつかの実施形態による、ＳＩレギュレータの電荷伝送動作を示している。ＳＩレギュレータは、ＤＣＭと連続導通モード（ＣＣＭ）との２つのモードのうちの１つで動作することができる。図５Ｂは、ＤＣＭにおけるＳＩレギュレータの電荷伝送動作を示し、図５Ｃは、ＣＣＭにおけるＳＩレギュレータの電荷伝送動作を示している。ＤＣＭ（図５Ｂ）では、ＳＩレギュレータは、非零の量の電荷５１０を、インダクタを通して、所定の期間ＴＳＷＩＴＣＨ５１２の第１の部分の間に供給することができ、零の量の電荷を、所定の期間ＴＳＷＩＴＣＨ５１２の第２の部分の間に供給することができる。この電荷伝送動作を、別の電荷パケット５０８によって示す通り、所定の期間ＴＳＷＩＴＣＨ５１２毎に繰り返すことができる。一方で、ＣＣＭ（図５Ｃ）では、ＳＩレギュレータは、非零の量の電荷を、インダクタを通して、所定の期間ＴＳＷＩＴＣＨ５１２全体を通して供給することができ、インダクタを通る電流は、０Ａに留まらない。
いくつかの実施形態では、ＳＩレギュレータは、ＤＣＭモードで動作して、フィードバックシステムが、ＳＩレギュレータの出力電荷の量を、単に、ＳＩレギュレータの動作周波数を制御することによって、制御することを可能にすることができる。図５Ｂ〜図５Ｃで供給される電荷の量を、Ｑ＝∫Ｉｄｔと計算することができ、式中、Ｉは、レギュレータによって提供される出力電流の量を指す。ＤＣＭで動作しているＳＩレギュレータでは、電荷は、個別のパケット５０８、５１０で供給され、所定の数のパケット（たとえば、１パケット）が、切り替え期間ＴＳＷＩＴＣＨ５１２毎に供給される。したがって、フィードバックシステムは、ＳＩレギュレータの出力に供給される電荷の量を、ＳＩレギュレータの切り替え期間ＴＳＷＩＴＣＨ５１２を変更することによって、制御することができる。
対照的に、ＣＣＭで動作しているＳＩレギュレータでは、電荷は、連続的に供給される。この場合、切り替え期間ＴＳＷＩＴＣＨ５１２を変更することは、出力に供給される電荷の量を変化させない。たとえば、図５Ｄに示す通り、ＣＣＭで動作しているＳＩレギュレータの動作周波数が２倍になった時でも、ＳＩレギュレータによって出力に供給される電荷の量は、同じままである。結果として、ＣＣＭで動作しているＳＩレギュレータでは、フィードバック制御は、切り替え周波数を変更して、出力に供給される電荷の量を制御することができない。したがって、いくつかの実施形態では、ＳＩレギュレータは、フィードバックシステムが、出力電流を、単にＳＩレギュレータの動作周波数を制御することによって、制御することを可能にするために、ＤＣＭで動作することができる。
ＳＩレギュレータがＤＣＭで動作している時、ＳＩレギュレータは、電荷パケット５１０の形状を、出力電流の立ち上がり時間と立ち下がり時間とを調整することによって、制御することができる。これらの時間は、
によって決定され、式中、Ｌは、インダクタのインダクタンス値であり、ＩＬは、インダクタ電流であり、ＶＬは、インダクタに印加される電圧である。インダクタに印加された一定の正の電圧がある（たとえば、降圧型レギュレータにおいて、スイッチに連結されたインダクタノードの電圧が、出力に連結されたインダクタノードの電圧よりも高い）時、インダクタ電流は線形に増加し、三角形の電荷パケット５１０の立ち上がり勾配になる。インダクタに印加された一定の負の電圧がある（たとえば、降圧型レギュレータにおいて、スイッチに連結されたインダクタノードの電圧が、出力に連結されたインダクタノードの電圧よりも低い）時、インダクタ電流は線形に減少し、三角形の電荷パケット５１０の立ち下がり勾配になる。電荷パケット５１０の勾配とパケット当たりの電荷の量とを、インダクタに印加された電圧と、正と負との電圧をインダクタに印加する時間周期とを調整することによって、決定することができる。
図６Ａは、いくつかの実施形態による、ハイブリッドレギュレータシステムを示している。ハイブリッドレギュレータシステムは、第１ステージＳＩレギュレータ４０８と第２ステージＳＣレギュレータ４１０とを有するハイブリッドレギュレータ４００と、フィードバックシステム６３７とを含む。いくつかの実施形態では、ＳＩレギュレータ４０８とＳＣレギュレータ４１０とのうちの１つまたは複数は、単相レギュレータであってよい。他の実施形態では、ＳＩレギュレータ４０８とＳＣレギュレータ４１０とのうちの１つまたは複数は、複数のレギュレータセルを有する多相レギュレータであってよく、各レギュレータセルは、入力電圧を出力電圧に単独で変換することができる回路要素を含む。多相レギュレータ内のレギュレータセルの数は、多相レギュレータによって提供される位相の数と同じであってよい。ＮＰＨ＿ＳＩ及びＮＰＨ＿ＳＣは、ＳＩレギュレータとＳＣレギュレータとの位相の数を、それぞれ示し、ＮＰＨ＿ＳＩ及びＮＰＨ＿ＳＣは、１以上の任意に数字であってよく、典型的な値は、１から１００の範囲に及ぶ。レギュレータセルを、互いに位相がずれているクロック信号によって、独立して動作させることができる。たとえば、多相レギュレータセルの第１のレギュレータは、第１のクロック信号を受信することができ、多相レギュレータの第２のレギュレータセルは、第２のクロック信号を受信することができ、第１のクロック信号及び第２のクロック信号は、同じ周波数を有し、たとえば、１８０°位相がずれている。
フィードバックシステム６３７は、フィードバック制御６２０と、周波数変更器６３９と、ハイブリッドレギュレータ内のレギュレータが多相の場合、多相信号生成器６３２、６３４とのうちの、１つまたは複数を含むことができる。周波数変更器６３９は、第１の周波数を有する第１の周期信号を受信し、第２の周波数を有する第２の周期信号を生成する、分周器を含むことができる。分周器は、再生分周器、注入同期分周器、デジタル分周器、またはシグマデルタフラクショナルＮシンセサイザを含むことができる。周波数変更器６３９は、入力周期信号を受信し、出力周期信号を提供するように構成され得る。出力周期信号の周波数は、入力周期信号の周波数の分数倍であってよい。たとえば、出力周期信号の周波数は、入力周期信号の周波数の1/2であってよく、出力周期信号の周波数は、入力周期信号の周波数の３／５であってよく、出力周期信号の周波数は、入力周期信号の周波数の７／５であってよく、出力周期信号の周波数は、入力周期信号の周波数と同じであってよく、または出力周期信号の周波数は、入力周期信号の周波数の２倍であってよい。
図６Ｂは、いくつかの実施形態による、図６Ａのハイブリッドレギュレータシステムの動作を示したフロー図を示している。ステップ６４０では、比較器６３６は、ＶＯＵＴ６０４が、ハイブリッドレギュレータのターゲット出力電圧ＶＴＡＲＧＥＴであるＶＲＥＦ６１８よりも大きいかどうか、または小さいかどかを決定することができる。ステップ６４２／６４４では、ステップ６４０での比較の結果に基づいて、フィードバック制御ブロック６２０は、ＶＣＴＲＬ６２８の周波数を調整することができ、ＶＣＴＲＬ６２８は、ＳＩレギュレータ４０８とＳＣレギュレータ４１０との動作周波数を決定するクロック信号である。ＶＯＵＴ６０４がＶＲＥＦ６１８よりも大きい場合、フィードバック制御ブロック６２０は、ＶＣＴＲＬ６２８の周波数を減少させる。ＶＯＵＴ６０４がＶＲＥＦ６１８よりも小さい場合、フィードバック制御ブロック６２０は、ＶＣＴＲＬ６２８の周波数を増加させる。フィードバック制御ブロック６２０は、線形制御方式、非線形制御方式、下界制御方式、比例積分微分（ＰＩＤ）制御方式、またはハイブリッドレギュレータを制御するための他の適切な制御方式を実装することができる。フィードバック制御ブロック６２０は、周期信号を、ＶＯＵＴ６０４とＶＲＥＦ６１８との間の差分に基づいて生成するように構成された、電圧制御発振器などの発振器を含むことができる。
ステップ６５２では、分周器６３９は、ＶＣＴＲＬ６２８を受信し、ＶＣＴＲＬ６２８と比較して異なる周波数を有する、周波数で除算したＶＣＴＲＬ６２８のバージョンである、ＶＣＴＲＬ＿ＤＩＶ６２２を生成することができる。いくつかの実施形態では、ＳＣレギュレータ４１０及びＳＩレギュレータ４０８が同じ周波数で動作することができる（つまり、ＳＩレギュレータの電荷パケット内の電荷の量が、ＳＣレギュレータの電荷パケット内の電荷の量と同じである）場合、分周器６３９を、フィードバックシステム６３７から取り外すことができ、その場合、ＶＣＴＲＬ＿ＤＩＶ６２２は、ＶＣＴＲＬ６２８と同一である。
ステップ６４６では、クロック信号ＶＣＴＲＬ６２８とクロック信号ＶＣＴＲＬ＿ＤＩＶ６２２とに基づいて、多相生成器６３２、６３４は、ＳＩレギュレータ４０８とＳＣレギュレータ４１０との複数の位相をそれぞれ動かす、インターリーブ信号ＣＬＫＳＩ［ＮＰＨ＿ＳＩ−１：０］６２６とインターリーブ信号ＣＬＫＳＣ［ＮＰＨ＿ＳＣ−１：０］６２４とを生成することができる。いくつかの実施形態では、ＳＣレギュレータ４１０及びＳＩレギュレータ４０８が単相レギュレータである場合、多相生成器ブロック６３２、６３４を取り外すことができ、方法ステップ６４６と方法ステップ６４８とを飛ばすことができる。
ステップ６４８では、ＣＬＫＳＩ［ＮＰＨ＿ＳＩ−１：０］６２６に基づいて、ＳＩレギュレータ４０８は、電荷パケットを、第２ステージＳＣレギュレータに、第２ステージＳＣレギュレータ４１０の入力であるノードＶＩＮ＿Ｎ：Ｍ６０２を介して、供給することができる。ステップ６５０では、第２ステージＳＣレギュレータ４１０は、電荷を、ＳＩレギュレータ４０８から受信することができ、ＳＣレギュレータ４１０内のコンデンサを、ＣＬＫＳＣ［ＮＰＨ＿ＳＣ−１：０］６２４に基づいて切り替えて、電流を出力ＶＯＵＴ６０４に供給し、電流は、比較器６３６に送信されて、第１のステップ６４０に戻る。ＳＩレギュレータ４０８とＳＣレギュレータ４１０とのパケット当たりの電荷及び切り替え周波数が同じである場合、２つのレギュレータ４１０、４０８によって供給される電荷のバランスを取ることができ、ＶＩＮ＿Ｎ：Ｍ６０２は、所定の値に留まることができる。
これらのステップの後に、フィードバックは、出力電圧ＶＯＵＴ６０４を、基準電圧ＶＲＥＦ６１８の公差範囲内になるように調整することができる。ハイブリッドレギュレータの公差範囲を、予め決めることができる。ハイブリッドレギュレータの公差範囲は、定常状態では、ターゲット電圧の±０．１〜５％、負荷電流が変動する負荷過渡イベント中は、±５〜２０％であってよい。出力電圧ＶＯＵＴ６０４が、負荷電流６１６の急上昇のために、基準電圧ＶＲＥＦ６１８より下に落ちた場合、フィードバックシステムは、ＳＩレギュレータ４０８とＳＣレギュレータ４１０との動作周波数を増加させて、出力ＶＯＵＴ６０４に提供される電流の量を増加させ、ＶＯＵＴ６０４を増加させる。上記で説明した通り、コンバータステージの動作周波数の増加は、供給される電流を増加させ、それは、固定量の電荷を有する電荷パケットが、出力に、より頻繁に供給されるからである。一方で、出力電圧ＶＯＵＴ６０４が、負荷電流６１６の下落のために、基準電圧ＶＲＥＦ６１８を超えて急増した場合、フィードバックシステムは、ＳＩレギュレータ４０８とＳＣレギュレータ４１０との動作周波数を減少させて、出力ＶＯＵＴ６０４に提供される電流を減少させる。
図６Ｃは、いくつかの実施形態による、フィードバックシステムがどのように出力電圧を調整するかを示した信号図を示している。この特定の例示では、ＳＩレギュレータ４０８内の位相の数（ＮＰＨ＿ＳＩ）は２であり、ＳＣレギュレータ４１０内の位相の数（ＮＰＨ＿ＳＣ）は４であり、ＳＩレギュレータ４０８とＳＣレギュレータ４１０との動作周波数の比率（ＮＦＲＥＱ：ＭＦＲＥＱ）は、１：１である。ＮＦＲＥＱ：ＭＦＲＥＱが１：１であるために、図６Ｃは、フィードバックシステムが分周器ブロック６３９を含まないシナリオを示している。
前段落で提供した通り、ＶＣＴＲＬ６２８は、フィードバック制御ブロック６２０によって設定された周波数を有するクロック信号である。多相生成器ブロック６３２、６３４は、ＶＣＴＲＬ６２８に基づいて、１８０°と９０°とでそれぞれインターリーブされた、クロック信号ＣＬＫＳＩ［ＮＰＨ＿ＳＩ−１：０］６２６とクロック信号ＣＬＫＳＣ［ＮＰＨ＿ＳＣ−１：０］６２４とを生成する。
時間ｔ１６３０では、ＶＣＴＲＬ６２８は、第１の立ち上がりエッジを有し、それは、ＣＬＫＳＩ［０］６２６とＣＬＫＳＣ［０］６２４とを引き起こす。これらは、ＳＩレギュレータ４０８とＳＣレギュレータ４１０との位相をそれぞれ制御する信号である。ＣＬＫＳＩ［０］６２が引き起こされると、ＳＩレギュレータ４０８の第１の位相は、電荷のパケットを供給するために切り替わり、ＩＬ［０］６１０上に三角波形を作り出す。
時間ｔ２６３２では、ＶＣＴＲＬ６２８は、第２の立ち上がりエッジを有し、それは、ＳＩレギュレータ４０８とＳＣレギュレータ４１０との第２の位相をそれぞれ制御する、信号ＣＬＫＳＩ［１］６２６と信号ＣＬＫＳＣ［１］６２４とを引き起こす。ＣＬＫＳＩ［１］６２６は、ＣＬＫＳＩ［０］６２６から１８０°位相がずれており、ＣＬＫＳＣ［１］６２４は、ＣＬＫＳＣ［０］６２４から９０°位相がずれている。ＣＬＫＳＩ［１］６２６によって制御されて、ＳＩレギュレータ４０８の第２の位相は、電荷のパケットを供給するために切り替わり、ＩＬ［１］６１０上に三角波形を作り出す。
時間ｔ３６３４では、ＶＣＴＲＬ６２８は、第３の立ち上がりエッジを有し、それは、ＳＩレギュレータ４０８の第１の位相とＳＣレギュレータ４１０の第３の位相とをそれぞれ制御する、信号ＣＬＫＳＩ［０］６２６と信号ＣＬＫＳＣ［２］６２４とを引き起こす。ＳＩレギュレータ４０８が２つの位相のみを有するために、ＳＩレギュレータ４０８は、ここで第１の位相に戻り、電荷パケットを、ＩＬ［０］６１０を通して供給する、ということに留意する。
時間ｔ４６３６では、ＶＣＴＲＬ６２８は、第４の立ち上がりエッジを有し、それは、ＳＩレギュレータ４０８の第２の位相とＳＣレギュレータ４１０の第４の位相とをそれぞれ制御する、信号ＣＬＫＳＩ［１］６２６と信号ＣＬＫＳＣ［３］６２４とを引き起こす。時間ｔ５６３８から、フィードバックシステムは、時間インスタンスｔ１〜ｔ４のプロセスを繰り返す。
いくつかの実施形態では、ハイブリッドレギュレータの第１のコンバータステージは、ＳＩレギュレータを含むことができ、ハイブリッドレギュレータの第２のコンバータステージは、ＳＣレギュレータを含むことができる。他の実施形態では、ハイブリッドレギュレータの第１のコンバータステージは、ＳＣレギュレータを含むことができ、ハイブリッドレギュレータの第２のコンバータステージは、ＳＩレギュレータを含むことができる。
いくつかの実施形態では、すべてのコンバータステージに渡って供給された電荷のバランスを取って出力電圧を調整するフィードバックシステムに加えて、ハイブリッドレギュレータシステムは、ＳＣレギュレータ４１０を、ＳＣレギュレータ４１０が高効率を達成できる構成で動作させるように構成された、別のフィードバックシステムを含むことができる。
理想的な場合では、ＳＣレギュレータ４１０は、入力電圧ＶＩＮ＿Ｎ：Ｍ６０２を、出力電圧ＶＯＵＴ６０４に降圧することができ、出力電圧ＶＯＵＴ６０４の値は、
である。しかしながら、実際には、出力電圧ＶＯＵＴ６０４を、
に制限することができ（つまり、ＳＣレギュレータ４１０の最大出力電圧は、
に制限され）、式中、ＶＳＣ＿ＤＲＯＰは、スイッチの寄生抵抗などの、さまざまな非理想的効果によって引き起こされる寄生電圧降下である。しばしば、ＶＳＣ＿ＤＲＯＰは、出力電圧ＶＯＵＴ６０４と比較して、大幅に小さいことがある（たとえば、９０ｎｍプロセスでは、０〜２００ｍＶ）。
ＳＣレギュレータ４１０の制御システムは、ＳＣレギュレータ４１０の出力電圧が、正確に
にはなれないことを予期することができる。したがって、代わりに、ＳＣレギュレータ４１０の制御システムは、ＳＣレギュレータのターゲット出力電圧６０４を、
として設定することができ、式中、ＶＴ＿ＤＲＯＰは、ターゲット電圧降下である。
ＶＴ＿ＤＲＯＰを０Ｖに近い値に設定すると、ＳＣレギュレータがターゲット出力電圧ＶＴＡＲＧＥＴに一致するのがますます困難になり、それは、実際の電圧降下ＶＳＣ＿ＤＲＯＰが、ターゲット電圧降下ＶＴ＿ＤＲＯＰよりも大きくなり得、その場合、ＳＣレギュレータの最大出力電圧（つまり、
）が、ターゲット出力電圧
よりも小さくなり得るからである。
たとえば、ＳＣレギュレータが２：１レギュレータであり、入力電圧
が２Ｖである場合を考える。理想的には、出力電圧ＶＯＵＴは、１Ｖであってよく、寄生電圧降下ＶＳＣ＿ＤＲＯＰは、０Ｖであってよい。しかしながら、スイッチの寄生抵抗が０．１Ωであり、負荷電流が１Ａである場合、寄生抵抗からの寄生電圧降下は、０．１Ｖである。したがって、ＳＣレギュレータの最大出力電圧は、０．９Ｖである。この場合、ターゲット電圧降下ＶＴ＿ＤＲＯＰが０．１Ｖ以上でない限り、ＳＣレギュレータは、ターゲット電圧ＶＴＡＲＧＥＴに一致することができない。この問題は、寄生抵抗が増加するにつれて、または負荷電流が増加するにつれて、より明白になる。結果として、ターゲット電圧降下ＶＴ＿ＤＲＯＰが大きな値に設定された時、広範囲の寄生値と負荷電流とに渡る出力電圧の適切な調整を保証することが容易になる。一方で、ＳＣレギュレータの効率は、ターゲット電圧降下ＶＴ＿ＤＲＯＰが、出力ＶＯＵＴ６０４が
から外れるにつれて、増加するために悪化する。したがって、調整の容易さと変換効率との間にトレードオフがある。したがって、ターゲット電圧降下ＶＴ＿ＤＲＯＰを、それが、出力を適切に調整するのに十分大きいが、効率悪化を減少させるのに十分小さくなるように、設定することが望ましい。ハイブリッドレギュレータの第２のフィードバックシステムは、ターゲット電圧降下ＶＴ＿ＤＲＯＰを、それが、出力を適切に調整するのに十分大きいが、効率悪化を減少させるのに十分小さくなるように、設定するように構成され得る。
図７Ａは、いくつかの実施形態による、第２のフィードバックシステムを有するハイブリッドレギュレータシステムを示している。図６Ａと比較して、ハイブリッドレギュレータシステムは、ハイブリッドレギュレータ４００と第１のフィードバックシステム６３７とに加えて、ＳＩレギュレータ４０８のパラメータを調整してレギュレータ効率７６８を増加させる、第２のフィードバックシステム７６８を含む。
第２のフィードバックシステム７６８の目的は、寄生電圧降下ＶＳＣ＿ＤＲＯＰ７４６を、通常０から０．２Ｖであるターゲット電圧降下ＶＴ＿ＤＲＯＰ７４４の公差範囲内に維持して、ＳＣレギュレータ効率を増加させることである。ＳＣレギュレータの変換率（つまり、Ｎ及びＭ）が知られており、ＶＯＵＴ６０４が第１のフィードバックシステムによって調整されるために、第２のフィードバックシステム７６８は、ＳＣレギュレータ４１０のＶＳＣ＿ＤＲＯＰ７４６を、ＶＩＮ＿Ｎ：Ｍ６０２を調整することによって、制御することができる。
ＶＩＮ＿Ｎ：Ｍ６０２を調整するために、第２のフィードバックシステム７６８は、ＳＣレギュレータ４１０の入力に提供される電流の量を制御することができる。第２のフィードバックシステム７６８は、ＳＣレギュレータ４１０の入力に提供される電流の量を、ＳＩレギュレータ４０８のパラメータを調整することによって、制御することができる。
図７Ｂは、いくつかの実施形態による、第２のフィードバックシステム７６８によって調整される、ＳＩレギュレータ４０８のパラメータを示している。ＳＩレギュレータ４０８の調整されるパラメータは、ＳＩレギュレータ４０８の動作周波数を制御する切り替え期間ＴＳＩ７５２（または、１／ＴＳＩに等しいＦｒｅｑＳＩ７５６）と、その間にＳＩレギュレータが電流をＳＣレギュレータに提供するＴＳＩ７５２の部分を示す活動期間ＴＡＣＴＩＶＥ７４８と、その間にＳＩレギュレータがＳＣレギュレータに提供する電流を増加させる、活動期間ＴＡＣＴＩＶＥ７４８の部分を定める負荷サイクルＤ７５４と、を含むことができる。ＶＩＮ＿Ｎ：Ｍ６０２を増加させるために、第２のフィードバックシステム７６８は、ＳＩレギュレータ４０８に、より多くの電荷をＶＩＮ＿Ｎ：Ｍ６０２に、ＴＡＣＴＩＶＥ７４８、負荷サイクルＤ７５４、及び／またはＦｒｅｑＳＩ７５６を増加させることによって、供給させることができる。ＶＩＮ＿Ｎ：Ｍ６０２を減少させるために、第２のフィードバックシステム７６８は、ＳＩレギュレータ４０８に、より少ない電荷をＶＩＮ＿Ｎ：Ｍ６０２に、ＴＡＣＴＩＶＥ７４８、負荷サイクルＤ７５４、及び／またはＦｒｅｑＳＩ７５６を減少させることによって、供給させることができる。
いくつかの実施形態では、第２のフィードバックシステム７６８は、負荷サイクルＤ７５４を、零電流感知ブロック７７２を使用して制御することができる。零電流感知ブロック７７２は、ＳＩレギュレータのインダクタ電流ＩＬ７１０が０Ａに達する時間インスタンスを感知するように構成され得、その時間インスタンスでは、零電流感知ブロック７７２は、インダクタ電流がインダクタを通って流れることを、インダクタを、電流をインダクタに提供する１つまたは複数のノードから切断することによって、防ぐようにさらに構成され得る。いくつかの実施形態では、零電流感知ブロック７７２は、（１）インダクタと直列の抵抗と、（２）抵抗に渡るインダクタ電流によって誘発される電圧を検出する電圧比較器、とを含むことができる。そのような実施形態では、抵抗は、インダクタの固有抵抗部品（たとえば、等価直列抵抗（ＥＳＲ））であってよい。他の実施形態では、抵抗は、抵抗における電力消失を減少させるために、低抵抗を有することができる。当業者にとって容易に入手可能な他の種類の零電流感知ブロック７７２も、また、検討される。
図７Ｃは、ハイブリッドレギュレータと第２のフィードバックシステムとのフロー図を示している。フロー図は、第２のフィードバック制御システム７６８がどのようにＶＳＣ＿ＤＲＯＰ７４６を制御して、ハイブリッドレギュレータの効率を高めるかを説明している。
ステップ７７２では、第２のフィードバックシステム７６８内の比較器７６４は、ＶＳＣ＿ＤＲＯＰ７４６が、ハイブリッドレギュレータによって予め決められたＶＳＣ＿ＤＲＯＰ７４６のターゲット値であるＶＴ＿ＤＲＯＰ７４４よりも大きいかどうか、または小さいかどうかを決定する。その後、比較の結果に基づいて、ＳＣ降圧制御ブロック７４２は、ＴＡＣＴＩＶＥ７４８、負荷サイクルＤ７５４、及び／またはＦｒｅｑＳＩ７５６を調整する。たとえば、ＶＳＣ＿ＤＲＯＰ７４６がＶＴ＿ＤＲＯＰ７４４よりも大きい場合、ステップ７７４において、ＳＣ降圧制御ブロック７４２は、ＴＡＣＴＩＶＥ７４８と負荷サイクルＤ７５４とＦｒｅｑＳＩ７５６という３つのパラメータのうちの１つまたは複数を増加させる。一方で、ＶＳＣ＿ＤＲＯＰ７４６がＶＴ＿ＤＲＯＰ７４４よりも小さい場合、ステップ７７６において、ＳＣ降圧制御ブロック７４２は、ＴＡＣＴＩＶＥ７４８と負荷サイクルＤ７５４とＦｒｅｑＳＩ７５６という３つのパラメータのうちの１つまたは複数を減少させる。ＳＣ降圧制御ブロック７４２を、有限状態機械（ＦＳＭ）として実装することができる。
ステップ７７８では、クロック信号ＶＣＴＲＬ６２８とクロック信号ＶＣＴＲＬ＿ＤＩＶ６２２とに基づいて、多相生成器６３２は、ＳＩレギュレータ４０８の複数の位相を動かすインターリーブ信号ＣＬＫＳＩ［ＮＰＨ＿ＳＩ−１：０］６２６を生成することができる。
その後、ステップ６４８では、上記で説明した通り、ＳＩレギュレータ４０８は、電荷パケットをＶＩＮ＿Ｎ：Ｍ６０２に、ＣＬＫＳＩ［ＮＰＨ＿ＳＩ−１：０］６２６に基づいて供給する。ステップ６５０では、上記で説明した通り、ＳＣレギュレータ４１０は、電荷をＳＩレギュレータ４０８から受信し、ＣＬＫＳＣ［ＮＰＨ＿ＳＣ−１：０］６２４に基づいて切り替わって、電荷を出力ＶＯＵＴ６０４に供給する。
ステップ７８０では、ＶＯＵＴ６０４とＶＩＮ＿Ｎ：Ｍ６０２と方程式
とに基づいて、ＳＣ降圧測定ブロック７７０は、ＶＳＣ＿ＤＲＯＰ７４６を計算し、比較器がプロセスをステップ７７２から再び繰り返すことができるように、ＶＳＣ＿ＤＲＯＰ７４６を比較器７６４に提供する。
図４〜図７は、２ステージハイブリッドレギュレータのためのフィードバックシステムを示しているが、開示のフィードバックシステムを、図２に一般的に例示した任意の種類のハイブリッドレギュレータに適用することができる。
いくつかの実施形態では、ハイブリッドレギュレータは、特定のコンバータを動的にバイパスしてハイブリッドレギュレータの効率を高めることができるように、１つまたは複数のコンバータステージに連結されたバイパススイッチを含むことができる。図８は、いくつかの実施形態による、バイパススイッチを有するハイブリッドレギュレータを示している。図８は、複数の、電圧コンバータステージ８０６、８０８、．．．、８１０と、バイパススイッチ８１２、８１４、．．．、８１６とを含む。
ＶＩＮ８０２が１２Ｖであると仮定すると、コンバータ１ ８０６は、６：１ ＳＣレギュレータであり、ターゲット出力ＶＯＵＴ８０４は、１．９Ｖである。
であることを思い起こすと、式中ＶＩＮ＿Ｎ：ＭはＳＣレギュレータの入力であり、ＶＯＵＴはＳＣレギュレータの出力である。コンバータ１ ８１８の出力は、１２Ｖを６で除算した、２Ｖに非常に近い値であってよい。ＶＳＣ＿ＤＲＯＰが、ＳＣレギュレータの高（つまり、最大９５％）効率を維持するために許容可能な、０．１Ｖであると仮定すると、残りのコンバータ（つまり、コンバータ２ ８０８及びコンバータＮ ８１０）をバイパスして、コンバータ１ ８１８の出力を、出力ＶＯＵＴ８０４に、直接接続することができる。この場合、スイッチ８１２は、「オフ」または切断されており、残りのスイッチ８１４、８１６は、「オン」または接続されており、コンバータ２とコンバータＮとをバイパスする。
別の実施例として、ターゲット出力電圧ＶＯＵＴ８０４が０．７５Ｖであり、入力電圧ＶＩＮ８０２が１２Ｖであり、コンバータ２ ８０８が２：１ ＳＣレギュレータであると仮定する。ターゲット出力ＶＯＵＴ８０４を供給する一方法は、前の場合と同じ６：１ ＳＣレギュレータ（コンバータ１ ８１８）を使用することである。この場合、ＶＳＣ＿ＤＲＯＰは１．２５Ｖになり、それは、ＶＯＵＴ８０４が、１．９Ｖの代わりに０．７５Ｖであるからである。ＶＳＣ＿ＤＲＯＰが大きいために、ハイブリッドレギュレータの変換効率は、著しく悪化する（つまり、効率は、０．７５／２．０である、３７．５％に制限される）。より良い方法は、コンバータ１だけの代わりに、直列の２つのコンバータ（たとえば、コンバータ１及びコンバータ２）を使用することである。コンバータ２ ８０８が２：１ ＳＣレギュレータであるため、コンバータ１ ８０８とコンバータ２ ８１８とのＶＳＣ＿ＤＲＯＰが０．１Ｖであると仮定すると、コンバータ１ ８１８の出力は１．９Ｖであってよく、コンバータ２ ８０８の出力は、
であってよい。このようにして、ＶＳＣ＿ＤＲＯＰは、コンバータ１とコンバータ２との両方のために、小さな値に制限され、両方のコンバータのための変換効率は、高く（つまり、本実施例では、８３．８％）なり得る。この構成を可能にするために、コンバータ１とコンバータ２とを除いて残りのコンバータをバイパスするために、スイッチ８１２及びスイッチ８１４は「オフ」であり、残りのスイッチ８１６は「オン」である。
いくつかの実施形態では、各コンバータステージは、複数の入力と出力とを有する、再構成可能コンバータ８２２（たとえば、そのステップダウン率を、２：１、３：１、４：１、５：１などの値に渡って再構成することができるＳＣコンバータ）と、入力と出力とを、これらの複数の信号から選択することができる、１つまたは複数のスイッチマトリックス８２０、８２４とを含むことができる。たとえば、再構成可能コンバータ８２２は、入力電圧として、４Ｖと６Ｖとを受信し、出力電圧として、１Ｖと２Ｖとを提供することができる。再構成可能コンバータ８２２は、所望の入力値と出力値とにより、４：１、６：１、２：１、３：１の変換率に渡って再構成され得る。
いくつかの実施形態では、バイパススイッチ８１２、８１４、８１６の制御を、コントローラ８１８によって実行することができる。たとえば、コントローラ８１８は、バイパススイッチ８１２、８１４、８１６の状態、たとえば、バイパススイッチのうちの１つまたは複数が「オン」または「オフ」かどうかを、決定することができる。コントローラ８１８は、バイパススイッチ８１２、８１４、８１６の状態を、ＶＩＮ８０２と、ＶＯＵＴ８０４と、ハイブリッドレギュレータ内のすべてのＳＣレギュレータステージの変換率と、ハイブリッドレギュレータ内のＳＣコンバータステージの寄生ＳＣ電圧降下と、のうちの１つまたは複数に基づいて、決定することができる。
いくつかの実施形態では、コントローラ８１８は、バイパススイッチ８１２、８１４、８１６の状態を、ルックアップテーブルを使用して決定することができる。ルックアップテーブルは、どのスイッチを、さまざまなＶＩＮ８０２値とＶＯＵＴ８０４値とのためにオンにすべきかを、一覧にすることができる。図９は、いくつかの実施形態による、バイパススイッチを制御するためのルックアップテーブルを示している。このルックアップテーブル９０２は、３コンバータステージを有するハイブリッドレギュレータを制御するように構成されており、コンバータ１は２：１ ＳＣコンバータであり、コンバータ２は３：１ ＳＣコンバータであり、コンバータ３はＳＩコンバータであり、０Ｖ寄生ＳＣ電圧降下である。いくつかの場合では、コントローラ８１８は、第１のフィードバックシステム６３７の一部、または第２のフィードバックシステム７６８の一部であってよい。
いくつかの実施形態では、バイパススイッチ８１２、８１４、８１６を、図８に示す通り、直列に配置することができる。いくつかの場合では、直列構成の各バイパススイッチは、シングルコンバータステージの入力ノードと出力ノードとを連結するように構成され得る。別の場合では、直列構成の各バイパススイッチは、第１のコンバータステージの入力ノードと第２のコンバータステージの出力ノードとを連結するように構成され得る。たとえば、１つのバイパススイッチを、コンバータ１ ８０６の入力ノードとコンバータ２ ８０８の出力ノードとを連結するように構成することができる。いくつかの実施形態では、バイパススイッチを、１つのコンバータステージの入力ノードと別のコンバータステージの出力ノードとを集合的に連結する、スイッチマトリックスとして配置することができる。いくつかの実施形態では、バイパススイッチを、１つのコンバータステージの入力ノードと別のコンバータステージの出力ノードとを集合的に連結する、スイッチのツリーとして配置することができる。
開示の装置及びシステムは、コンピューティングデバイスを含むことができる。図１０は、いくつかの実施形態による、コンピューティングデバイスのブロック図である。ブロック図は、コンピューティングデバイス１０００を示しており、コンピューティングデバイス１０００は、プロセッサ１００２と、メモリ１００４と、１つまたは複数のインターフェース１００６と、加速器１００８と、ハイブリッドレギュレータシステム４００とを含む。ハイブリッドレギュレータシステム４００は、第１ステージコンバータ４０８及び第２ステージコンバータ４１０を含む複数のコンバータステージ、第１のフィードバックシステム６３７及び第２のフィードバックシステム７６８を有する。コンピューティングデバイス１０００は、追加のモジュール、より少ないモジュール、または、任意の適切な動作または動作の組み合わせを実行する、モジュールの他の適切な組み合わせを含むことができる。
コンピューティングデバイス１０００は、（図示しない）他のコンピューティングデバイスと、インターフェース１００６を介して通信することができる。インターフェース１００６を、ハードウェアで実装して、信号を、光、銅、及びワイヤレスなどのさまざまな媒体で、多数の異なる、そのうちのいくつかは非線形であるプロトコルで、送受信することができる。
いくつかの実施形態では、加速器１００８を、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）を使用するハードウェアで実装することができる。加速器１００８は、システムオンチップ（ＳＯＣ）の一部であってよい。他の実施形態では、加速器１００８を、論理回路、プログラム可能論理アレイ（ＰＬＡ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、フィールドプログラム可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、または他の集積回路を使用するハードウェアで実装することができる。いくつかの場合では、加速器１００８を、他の集積回路と同じパッケージ内にパッケージ化することができる。
いくつかの実施形態では、コンピューティングデバイス１０００は、ユーザ装置を含むことができる。ユーザ装置は、１つまたは複数の無線アクセスネットワーク及び有線通信ネットワークと通信することができる。ユーザ装置は、通話通信能力を有する携帯電話であってよい。ユーザ装置は、また、文書処理、ウェブブラウジング、ゲーム、電子書籍能力、オペレーティングシステム、及び完全なキーボードなどのサービスを提供するスマートフォンであってよい。ユーザ装置は、また、ネットワークアクセスと、スマートフォンによって提供されるサービスのほとんどとを提供する、タブレットコンピュータであってよい。ユーザ装置は、Ｓｙｍｂｉａｎ ＯＳ、ｉＰｈｏｎｅ（登録商標） ＯＳ、ＲＩＭのＢｌａｃｋｂｅｒｒｙ、Ｗｉｎｄｏｗｓ Ｍｏｂｉｌｅ、Ｌｉｎｕｘ（登録商標）、ＨＰ ＷｅｂＯＳ、及びＡｎｄｒｏｉｄなどの、オペレーティングシステムを使用して動作する。画面は、データをモバイルデバイスに入力するために使用されるタッチ画面であってよく、その場合、画面を、完全なキーボードの代わりに使用することができる。ユーザ装置は、また、全地球測位座標、プロフィール情報、または他の位置情報を保持することができる。ユーザ装置は、また、ウェアラブル電子デバイスであってよい。
コンピューティングデバイス１０００は、また、計算と通信とを行うことができる、任意のプラットフォームを含むことができる。非限定的な実施例は、テレビ（ＴＶ）と、ビデオプロジェクタと、セットトップボックスまたはセットトップユニットと、デジタルビデオレコーダ（ＤＶＲ）と、コンピュータと、ネットブックと、ノートパソコンと、計算能力を有する任意の他の音声／視覚装置と、を含む。コンピューティングデバイス１０００を、メモリ内に記憶され得る命令を処理し、ソフトウェアを実行する、１つまたは複数のプロセッサを用いて構成することができる。プロセッサは、また、メモリとインターフェースと通信して、他のデバイスと通信する。プロセッサは、ＣＰＵとアプリケーションプロセッサとフラッシュメモリとを統合するシステムオンチップなどの、任意の適用可能なプロセッサであってよい。コンピューティングデバイス１０００は、また、キーボード、タッチ画面、トラックボール、タッチパッド、及び／またはマウスなどの、さまざまなユーザインターフェースを提供することができる。コンピューティングデバイス１０００は、また、いくつかの実施形態では、スピーカと表示デバイスとを含むことができる。コンピューティングデバイス１０００は、また、生体電子デバイスを含むことができる。
開示の主題が、その応用において、以下の説明に記載された、または図面に例示された、構成要素の作成詳細と配置とに限定されない、ということが理解される。開示の主題は、他の実施形態が可能であり、さまざまな方法で実践し、実行することが可能である。また、本明細書で使用された表現及び用語が、説明の目的のためであり、限定するものとしてみなされるべきでない、ということが理解される。
したがって、当業者は、本開示が基づく概念を、開示の主題のいくつかの目的を実行するための、他の構造とシステムと方法と媒体との設計のための基礎として、容易に活用することができる、ということを理解する。したがって、特許請求の範囲を、そのような同等構造物を含むものとしてみなすことが重要であり、それは、同等構造物が開示の主題の精神と範囲とから逸脱しない限りにおいてである。
開示の主題を、前述の例示的な実施形態において説明し、例示したが、本開示が、単に一例として行われ、開示の主題の実装形態の詳細の多数の変更を、以下の特許請求の範囲によってのみ限定される、開示の主題の精神と範囲とから逸脱せずに行うことができる、ということが理解される。
以下を請求する。

Claims (20)

  1. 入力電圧を出力電圧に変換するように構成されたハイブリッドレギュレータであって、少なくともスイッチドインダクタレギュレータとスイッチドキャパシタレギュレータとを含む複数の電圧レギュレータを備え、前記スイッチドインダクタレギュレータが、不連続導通モードで動作するように構成されている、ハイブリッドレギュレータと、
    前記出力電圧を基準電圧と比較して、前記スイッチドインダクタレギュレータの第１の動作周波数と前記スイッチドキャパシタレギュレータの第２の動作周波数とを決定することと、
    前記スイッチドインダクタレギュレータを前記第１の動作周波数で動作させることと、
    前記スイッチドキャパシタレギュレータを前記第２の動作周波数で動作させて、それによって、前記ハイブリッドレギュレータに、前記基準電圧の公差範囲内である前記出力電圧を提供させることと、
    を行うように構成された、第１のフィードバックシステムと、
    を備える、電圧レギュレータシステム。
  2. 前記第１のフィードバックシステムが、前記第１の動作周波数を有する第１の周期信号を前記スイッチドインダクタレギュレータに提供することによって、前記スイッチドインダクタレギュレータを、前記第１の動作周波数で動作させるように構成されている、請求項１に記載の電圧レギュレータシステム。
  3. 前記スイッチドインダクタレギュレータが、複数のレギュレータセルを有する多相スイッチドインダクタレギュレータを備え、前記第１のフィードバックシステムが、前記第１の動作周波数を有する複数の周期信号を前記スイッチドインダクタレギュレータに提供することによって、前記スイッチドインダクタレギュレータを、前記第１の動作周波数で動作させるように構成され、前記複数の周期信号が、互いに位相がずれている、請求項１に記載の電圧レギュレータシステム。
  4. 前記フィードバックシステムが、前記第２の動作周波数を有する第１の周期信号を、前記基準電圧と前記出力電圧とに基づいて生成するように構成されたフィードバック制御を備える、請求項１に記載の電圧レギュレータシステム。
  5. 前記フィードバックシステムが、前記フィードバック制御によって生成された前記第１の周期信号を受信し、前記第１の動作周波数を有する第２の周期信号を生成するように構成された分周器を備え、前記フィードバックシステムが、前記第１の周期信号を前記スイッチドキャパシタレギュレータに、前記第２の周期信号を前記スイッチドインダクタレギュレータに、提供するように構成されている、請求項２または４のいずれか一項に記載の前記電圧レギュレータシステム。
  6. 前記スイッチドキャパシタレギュレータの、寄生電圧降下とターゲット電圧降下との間の差分を決定し、前記スイッチドインダクタレギュレータに、前記スイッチドキャパシタレギュレータに提供される電流を、前記差分に基づいて調整させるように構成された、第２のフィードバックシステムをさらに備える、請求項１から５のいずれか一項に記載の電圧レギュレータシステム。
  7. 前記第２のフィードバックシステムが、前記スイッチドインダクタレギュレータに、前記スイッチドキャパシタレギュレータに提供される前記電流を、前記スイッチドインダクタレギュレータの切り替え期間と活動期間と負荷サイクルＤとのうちの１つまたは複数を調整することによって、調整させるように構成されている、請求項６に記載の電圧レギュレータシステム。
  8. 前記第１の動作周波数が、前記第２の動作周波数の割合である、請求項１に記載の電圧レギュレータシステム。
  9. 複数のバイパススイッチをさらに備え、前記バイパススイッチのうちの１つが、前記ハイブリッドレギュレータ内の、第１の電圧レギュレータの入力ノードと第２の電圧レギュレータの出力ノードとを連結するように構成されている、請求項１から８のいずれか一項に記載の電圧レギュレータシステム。
  10. 前記バイパススイッチの状態を、前記ハイブリッドレギュレータの前記入力電圧と前記ハイブリッドレギュレータの前記出力電圧と前記ハイブリッドレギュレータ内の前記スイッチドキャパシタレギュレータの変換率とのうちの１つまたは複数に基づいて、決定するように構成された制御ブロックをさらに備える、請求項１から９のいずれか一項に記載の電圧レギュレータシステム。
  11. 電力ドメインを備える負荷チップであって、前記電力ドメインが、入力電圧端子と接地端子とを備える、負荷チップと、
    請求項１から１０のいずれか一項に記載の電圧レギュレータシステムであって、前記ハイブリッドレギュレータの前記出力電圧を、前記負荷チップの前記入力電圧端子に提供するように構成された、電圧レギュレータシステムと、
    を備える、電子システム。
  12. 出力電圧を、入力電圧に基づいて提供する方法であって、
    前記入力電圧を前記出力電圧に変換するように構成されたハイブリッドレギュレータを提供することであって、前記ハイブリッドレギュレータが、少なくともスイッチドインダクタレギュレータとスイッチドキャパシタレギュレータとを含む複数の電圧レギュレータを備え、前記スイッチドインダクタレギュレータが、不連続導通モードで動作するように構成されている、提供することと、
    第１のフィードバックシステムにおいて、前記出力電圧を基準電圧と比較して、前記スイッチドインダクタレギュレータの第１の動作周波数と前記スイッチドキャパシタレギュレータの第２の動作周波数とを決定することと、
    前記第１のフィードバックシステムによって、前記スイッチドインダクタレギュレータを前記第１の動作周波数で動作させることと、
    前記第１のフィードバックシステムによって、前記スイッチドキャパシタレギュレータを前記第２の動作周波数で動作させ、それによって、前記ハイブリッドレギュレータに、前記基準電圧の公差範囲内である前記出力電圧を提供させることと、
    を備える、前記方法。
  13. 前記スイッチドインダクタレギュレータを前記第１の動作周波数で動作させることが、前記第１の動作周波数を有する第１の周期信号を前記スイッチドインダクタレギュレータに提供することを備える、請求項１２に記載の方法。
  14. 前記スイッチドインダクタレギュレータが、複数のレギュレータセルを有する多相スイッチドインダクタレギュレータを備え、前記スイッチドインダクタレギュレータを前記第１の動作周波数で動作させることが、前記第１の動作周波数を有する複数の周期信号を前記スイッチドインダクタレギュレータに提供することを備え、前記複数の周期信号が互いに位相がずれている、請求項１２に記載の方法。
  15. 前記フィードバックシステム内のフィードバック制御において、前記第２の動作周波数を有する第１の周期信号を、前記基準電圧と前記出力電圧とに基づいて、生成することをさらに備える、請求項１２に記載の方法。
  16. 前記フィードバックシステム内の分周器において、前記フィードバック制御によって生成された前記第１の周期信号を受信することと、
    前記分周器によって、前記第１の動作周波数を有する第２の周期信号を生成することと、
    前記第１の周期信号を前記スイッチドキャパシタレギュレータに、前記第２の周期信号を前記スイッチドインダクタレギュレータに、提供することと、
    をさらに備える、請求項１３または１５のいずれか一項に記載の方法。
  17. 前記スイッチドキャパシタレギュレータの、寄生電圧降下とターゲット電圧降下との間の差分を決定することと、
    前記スイッチドインダクタレギュレータに、前記スイッチドキャパシタレギュレータに提供される電流を、前記差分に基づいて、調整させることと、
    をさらに備える、請求項１２から１６のいずれか一項に記載の方法。
  18. 前記スイッチドインダクタレギュレータに、前記スイッチドキャパシタレギュレータに提供される前記電流を、前記スイッチドインダクタレギュレータの切り替え期間と活動期間と負荷サイクルＤとのうちの１つまたは複数を調整することによって、調整させる、請求項１７に記載の方法。
  19. 前記ハイブリッドレギュレータシステムが、複数のバイパススイッチを備え、前記バイパススイッチのうちの１つが、前記ハイブリッドレギュレータ内の前記電圧レギュレータのうちの前記１つの、入力ノードと出力ノードとを連結するように構成されている、請求項１２から１８のいずれか一項に記載の方法。
  20. 前記バイパススイッチの状態を、前記ハイブリッドレギュレータの前記入力電圧と前記ハイブリッドレギュレータの前記出力電圧と前記ハイブリッドレギュレータ内の前記スイッチドキャパシタレギュレータの変換率とのうちの１つまたは複数に基づいて、さらに決定する、請求項１２から１８のいずれか一項に記載の方法。
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Families Citing this family (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8212541B2 (en) 2008-05-08 2012-07-03 Massachusetts Institute Of Technology Power converter with capacitive energy transfer and fast dynamic response
WO2012151466A2 (en) 2011-05-05 2012-11-08 Arctic Sand Technologies, Inc. Dc-dc converter with modular stages
US10389235B2 (en) 2011-05-05 2019-08-20 Psemi Corporation Power converter
US9882471B2 (en) 2011-05-05 2018-01-30 Peregrine Semiconductor Corporation DC-DC converter with modular stages
US10680515B2 (en) 2011-05-05 2020-06-09 Psemi Corporation Power converters with modular stages
US8723491B2 (en) * 2011-12-19 2014-05-13 Arctic Sand Technologies, Inc. Control of power converters with capacitive energy transfer
US8619445B1 (en) 2013-03-15 2013-12-31 Arctic Sand Technologies, Inc. Protection of switched capacitor power converter
US9660520B2 (en) 2013-04-09 2017-05-23 Massachusetts Institute Of Technology Method and apparatus to provide power conversion with high power factor
US9825545B2 (en) 2013-10-29 2017-11-21 Massachusetts Institute Of Technology Switched-capacitor split drive transformer power conversion circuit
US10075064B2 (en) 2014-07-03 2018-09-11 Massachusetts Institute Of Technology High-frequency, high density power factor correction conversion for universal input grid interface
KR102294216B1 (ko) * 2015-04-17 2021-08-27 라이온 세미컨덕터 인크. 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터
US9680379B2 (en) * 2015-09-03 2017-06-13 Fidelix Co., Ltd. DC-DC converter using a power driving signal with fixed on-time
US9939831B2 (en) * 2016-01-11 2018-04-10 Sandisk Technologies Llc Fast settling low dropout voltage regulator
WO2017143044A1 (en) 2016-02-16 2017-08-24 Arctic Sand Technologies, Inc. Switched capacitors for ac-dc applications
CN113472194A (zh) * 2016-04-18 2021-10-01 莱恩半导体股份有限公司 用于可重配置的dickson star开关式电容器电压调节器的装置、***和方法
US10541603B2 (en) * 2016-04-18 2020-01-21 Lion Semiconductor Inc. Circuits for a hybrid switched capacitor converter
US10411490B2 (en) * 2016-09-26 2019-09-10 Lion Semiconductor Inc. Voltage regulator systems configured to control input voltage
KR102582596B1 (ko) * 2016-10-07 2023-09-25 삼성전자주식회사 배터리 충전 방법 및 전자 장치
WO2018085448A1 (en) * 2016-11-01 2018-05-11 Lion Semiconductor Inc. Feedback control for efficient high-speed battery charging
US10511223B2 (en) * 2016-12-09 2019-12-17 Allegro Microsystems, Llc Voltage regulator having boost and charge pump functionality
US10523039B2 (en) * 2017-08-11 2019-12-31 Lion Semiconductor Inc. Systems for battery charging using a wireless charging signal
WO2019050907A1 (en) * 2017-09-05 2019-03-14 Lion Semiconductor Inc. CIRCUITS FOR HYBRID SWITCHED CAPACITOR CONVERTER
EP3484034A1 (en) * 2017-11-14 2019-05-15 GN Hearing A/S A switched capacitor dc-dc converter comprising external and internal flying capacitors
US10630167B2 (en) * 2018-02-06 2020-04-21 Infineon Technologies Austria Ag Adaptive loading techniques to avoid negative voltage slope and output overshoot during system start-up
US10965204B2 (en) * 2018-03-20 2021-03-30 Psemi Corporation Adaptive control for reconfiguring a regulator and/or a charge pump for a power converter
TWI674490B (zh) * 2018-06-07 2019-10-11 新唐科技股份有限公司 切換式穩壓器控制系統
US20190393771A1 (en) * 2018-06-25 2019-12-26 Mykhaylo Teplechuk Voltage controlled current input and transimpedance regulator
TWI682614B (zh) * 2018-10-26 2020-01-11 緯穎科技服務股份有限公司 多相位電源降壓系統
KR20220109927A (ko) * 2021-01-29 2022-08-05 삼성전자주식회사 전력 변환을 위한 전자 장치 및 전력 변환 방법
TWI822546B (zh) * 2022-06-01 2023-11-11 立錡科技股份有限公司 切換電容式電壓轉換電路及切換電容轉換器控制方法
CN115800733B (zh) * 2023-01-09 2023-05-05 苏州浪潮智能科技有限公司 电源变换电路和电源变换装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5217648A (en) * 1975-08-01 1977-02-09 Kuriaa Musen Kk Dc stabilizing power source system
JPH0787732A (ja) * 1993-09-17 1995-03-31 Toko Inc Ａｃ−ｄｃコンバータ
JP2008167506A (ja) * 2006-12-26 2008-07-17 Toyota Motor Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法
JP2010515419A (ja) * 2006-12-30 2010-05-06 アドバンスト・アナロジック・テクノロジーズ・インコーポレイテッド 降圧誘導性スイッチングプリレギュレータと容量性スイッチングポストコンバータとを含む高効率ｄｃ／ｄｃ電圧コンバータ

Family Cites Families (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5217648Y2 (ja) 1971-03-17 1977-04-21
JPH0787732B2 (ja) 1993-10-27 1995-09-27 有限会社橘ダイカスト製作所 刈り払い機に於ける角度調節用ジョイント
EP0712547B1 (en) * 1994-06-03 1999-11-24 Koninklijke Philips Electronics N.V. Power supply with improved efficiency, transmitter comprising such a power supply
FR2761214B1 (fr) * 1997-03-19 1999-05-21 Sgs Thomson Microelectronics Circuit elevateur de tension du type pompe de charge a nombre d'etages controle
US20060250177A1 (en) * 2005-05-09 2006-11-09 Thorp Tyler J Methods and apparatus for dynamically reconfiguring a charge pump during output transients
CN101647181B (zh) * 2006-12-30 2012-08-29 先进模拟科技公司 Dc/dc电压转换器
US8618788B2 (en) * 2007-03-30 2013-12-31 Malay Trivedi Dynamically adjusted multi-phase regulator
JP2009017772A (ja) 2007-06-06 2009-01-22 Mitsubishi Electric Corp Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置
US7872886B2 (en) 2008-02-20 2011-01-18 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Quasi-parallel voltage regulator
US8212541B2 (en) * 2008-05-08 2012-07-03 Massachusetts Institute Of Technology Power converter with capacitive energy transfer and fast dynamic response
US20100066323A1 (en) * 2008-09-18 2010-03-18 Intersil Americas Inc. System and method for providing pulse frequency modulation mode
JP5310172B2 (ja) * 2009-03-24 2013-10-09 サンケン電気株式会社 インターリーブコンバータ
DE102009020834A1 (de) 2009-05-11 2011-02-03 Austriamicrosystems Ag Spannungswandler und Verfahren zur Spannungswandlung
US8659335B2 (en) 2009-06-25 2014-02-25 Mks Instruments, Inc. Method and system for controlling radio frequency power
US8305070B2 (en) * 2009-11-23 2012-11-06 Intersil Americas Inc. Programmable power supply controller and methodology for automatic phase adjustment of a PWM output signal
KR101615635B1 (ko) 2010-03-15 2016-05-13 삼성전자주식회사 반도체 장치
US8564260B2 (en) * 2010-12-17 2013-10-22 Qualcomm Incorporated Dual-stage power conversion
WO2012151466A2 (en) 2011-05-05 2012-11-08 Arctic Sand Technologies, Inc. Dc-dc converter with modular stages
EP2493060A1 (en) * 2011-02-22 2012-08-29 ST-Ericsson SA Low ripple step-up/step-down converter
US9071141B2 (en) * 2011-04-08 2015-06-30 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Two-stage single phase bi-directional PWM power converter with DC link capacitor reduction
JP5740262B2 (ja) 2011-09-15 2015-06-24 富士フイルム株式会社 撮像素子モジュール及びその電源回路
US8981749B2 (en) * 2011-10-12 2015-03-17 Blackberry Limited Power converter system for mobile devices
US8723491B2 (en) * 2011-12-19 2014-05-13 Arctic Sand Technologies, Inc. Control of power converters with capacitive energy transfer
US8704587B2 (en) * 2012-07-23 2014-04-22 Freescale Semiconductor, Inc. Configurable multistage charge pump using a supply detect scheme
US9203299B2 (en) * 2013-03-15 2015-12-01 Artic Sand Technologies, Inc. Controller-driven reconfiguration of switched-capacitor power converter
CN103337901B (zh) * 2013-06-28 2016-03-30 华为技术有限公司 不间断供电的方法和不间断电源
US8896367B1 (en) * 2013-07-18 2014-11-25 Ememory Technology Inc. Charge pump system
US9484807B2 (en) * 2013-07-26 2016-11-01 Maxlinear, Inc. High efficiency switched capacitor voltage regulator

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5217648A (en) * 1975-08-01 1977-02-09 Kuriaa Musen Kk Dc stabilizing power source system
JPH0787732A (ja) * 1993-09-17 1995-03-31 Toko Inc Ａｃ−ｄｃコンバータ
JP2008167506A (ja) * 2006-12-26 2008-07-17 Toyota Motor Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法
JP2010515419A (ja) * 2006-12-30 2010-05-06 アドバンスト・アナロジック・テクノロジーズ・インコーポレイテッド 降圧誘導性スイッチングプリレギュレータと容量性スイッチングポストコンバータとを含む高効率ｄｃ／ｄｃ電圧コンバータ

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