JP2016226070A - モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】グランドに流出する電流を電源に環流して電力損失を低減する。
【解決手段】各相のＨブリッジ回路２０と、各相のモータコイルの差動電圧を検知するＡ／Ｄコンバータ１１７と、Ｈブリッジ回路２０に対して、チャージモード、高損失モード、低損失モード、または逆起電圧のゼロクロスを検知するフリーモード、のうち何れかを指定するブリッジ制御回路１１０を有する。ブリッジ制御回路１１０は、チャージモードでモータコイルのモータ電流を増加させ、直前の位相のＨブリッジ回路２０に接続されたモータコイルの逆起電圧がゼロクロスしたことを検知したならば、このＨブリッジ回路２０を高損失モードに切り替え、所定時間が経過した後に低損失モードに切り替え、モータコイルの差動電圧が所定電圧未満ならばフリーモードに切り替える。
【選択図】図２

Description

本発明は、Ｈブリッジを構成してステッピングモータを駆動するモータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法に関する。

特許文献１には、回生電流と転流電流とを組み合わせて誘導性負荷に流すスイッチング電流を好適にする誘導性負荷駆動方法が開示されている。
特許文献１の段落００２３には、「四個の半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたフライホイールダイオードとで誘導性負荷に順逆双方向に電流を流せるようにＨブリッジ回路を構成し、電源から前記誘導性負荷に電流を供給する電流供給動作を行う際には、各半導体スイッチング素子のうちの二個を導通状態にし、誘導性負荷に対して所望方向に電流を流しており、そのような電流供給動作により、誘導性負荷に流れる電流が大きくなり、所定の基準電流値以上になった場合には、誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させ、誘導性負荷に流れる電流を制御している。」と記載されている。

段落００２４には、「その際には、半導体スイッチング素子のうちの一個を導通状態にし、誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって、その導通状態にある半導体スイッチング素子と一個のフライホイールダイオードとで閉電流経路を形成させ、その閉電流経路に電流を流す動作と、半導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフライホイールダイオードに電流を流し、電源を充電する動作との二種類の動作によって制御できる。」と記載されている。
なお、前者の閉電流経路に電流を流す場合は転流動作と呼ぶものとする。

さらに、特許文献１の段落００２６には、「所定周波数の駆動周期を作成し、その駆動周期の開始により電流供給動作を開始させ、電流供給動作中に誘導性負荷に流れる電流が所定値以上になると電流供給動作を終了し、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させており、その際、駆動周期の開始から所定期間を電源回生期間とし、電源回生期間の終了から前記駆動周期の終了までを転流期間としたときに、電流供給動作が終了した後、電源回生期間内では電源回生動作を行い、前記転流期間内では転流動作を行うようにした。」と記載されている。

特開平１０−８０１９４号公報

モータは、複数の駆動コイルを双方向（バイポーラ）駆動で、位相を切り替えて通電することにより回転する。この回転の際に、コイルを挟んだモータ供給電圧側（ハイサイド側）とグランド側（ロウサイド側）の両方のスイッチング素子を同時にオフすると、コイルに蓄えられたエネルギーにより、高い電圧のフライバックパルス（キックバック）が発生する。

コイル電流は、位相切り替え時に最大となる。フライバックパルスが発生すると、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）のＣＭＯＳ（Complementary MOS）製造プロセスによる寄生トランジスタ効果により、コイル電流がグランドに流出して電力損失が生じる。これによりＡＳＩＣが発熱し、高温時での動作が制限されてしまう。

フライバックパルスが発生している期間で、全スイッチング素子をオフする代わりにハイサイド側スイッチング素子を一時的にオンし、グランドに流出する電流を、このハイサイド側スイッチング素子を経由するように転流させてモータ供給電源に還流させると、電力損失を小さくすることが可能である。
しかしフライバックパルスの発生時間は、モータ駆動電圧、モータの駆動負荷および回転速度により変化するので、モータ動作状況に応じて適切な転流時間を管理することは困難である。よって転流動作の時間が最適でない場合が発生して電力損失が発生するという問題があった。

例えば、転流動作の時間がフライバックパルスの発生期間より短い場合には、スイッチング素子を流れていた電流が並列接続されたフライホイールダイオードを経由して還流されることから電力損失が生じる。一方、転流動作の時間がフライバックパルスの発生期間より長い場合には、誘導性負荷が短絡となることからモータ回転のブレーキとして作用し、モータの速度制御が悪化するとともに、この制御が行われた後に実施される脱調検出のための逆起電圧の測定ができなくなる。

また、ＡＳＩＣにヒートシンクを装着し、基板サイズを大型化して銅を増量するなどにより放熱させ、発熱の影響を小さくすることが可能である。しかし、この方法では基板または筐体サイズが大型化して、コストアップするおそれがある。

モータ出力端子毎に外付けダイオードを追加して、寄生トランジスタ効果に影響されずにコイル電流をモータ電源に還流させることで、電力損失を小さくすることが可能である。しかし、この方法でも、実装部品点数と実装面積の増加により基板サイズが大型化して、コストアップするおそれがある。

そこで、本発明は、モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法について、グランドに流出する電流を電源に環流して電力損失を低減することを課題とする。

前記した課題を解決するため、本発明のモータ駆動制御装置は、スイッチング素子とフライホイールダイオードとを有し、モータに設けられた少なくとも２個以上のモータコイルのそれぞれに接続されたハーフブリッジを組み合わせたＨブリッジ回路と、各前記モータコイルの差動電圧をそれぞれ検知する電圧検知手段と、前記電圧検知手段による検知結果に応じて前記スイッチング素子を駆動し、前記Ｈブリッジ回路に対して、前記モータコイルに流れるモータ電流を増加させるチャージモード、前記モータコイルのフライバックパルスを発生させ、かつエネルギー損失が高い高損失モード、前記高損失モードよりも損失が低い低損失モード、または前記モータコイルのフライバックパルスの減衰後にモータコイルの逆起電圧のゼロクロスを検知するフリーモード、のうち何れかの動作モードを指定する制御手段とを有する。
前記制御手段は、前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替え、前記Ｈブリッジ回路の直前の位相のＨブリッジ回路に接続されたモータコイルの逆起電圧がゼロクロスしたことを検知したならば、前記Ｈブリッジ回路を前記高損失モードに切り替え、所定時間が経過した後に前記Ｈブリッジ回路を前記低損失モードに切り替え、前記Ｈブリッジ回路に接続されたモータコイルの差動電圧が所定電圧よりも小さくなったことを検知したならば、前記Ｈブリッジ回路を前記フリーモードに切り替える。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法について、グランドに流出する電流を電源に環流して電力損失を低減することが可能となる。

第１実施形態および比較例のモータ制御システムの全体ブロック図である。 第１実施形態および比較例のモータ駆動制御装置の詳細ブロック図である。 第１実施形態のＨブリッジ回路の動作モードの説明図である。 変形例のＨブリッジ回路２０の低損失モードの説明図である。 Ｈブリッジ回路のＸ相とＹ相の転流順序を説明する波形図である。 Ｈブリッジ回路のＸ相の各部電圧と電流の波形図である。 第１実施形態のモータ駆動制御装置のＸ相の第１象限の処理を示すフローチャートである。 第１実施形態のモータ駆動制御装置のＸ相の第２象限の処理を示すフローチャートである。 比較例のＨブリッジ回路の動作モードの説明図である。 比較例のＨブリッジ回路のＸ相とＹ相の転流順序を説明する波形図である。 比較例のモータ駆動制御装置のＸ相の第１象限の処理を示すフローチャートである。 比較例のモータ駆動制御装置のＸ相の第２象限の処理を示すフローチャートである。 第２実施形態のモータ駆動制御装置のコイル、スイッチング素子およびその周辺部分の詳細図である。

以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
《第１実施形態と比較例に共通する構成》
図１は、第１実施形態および比較例のモータ制御システムの全体ブロック図である。

図１において、モータ１２０は、バイポーラ型２相ステッピングモータであり、永久磁石を有し回動自在に設けられた回転子１２６と、回転子１２６の周囲の周回方向４等分位置に設けられた固定子とを有している。これらの固定子は、Ｘ相の固定子１２２ＸＰ，１２２ＸＮと、Ｙ相の固定子１２２ＹＰ，１２２ＹＮとからなる。これらの固定子には各々巻線が巻回されている。固定子１２２ＹＰ，１２２ＹＮに巻回された巻線は直列に接続されており、両巻線を合わせて「コイル１２４Ｙ」という。同様に、固定子１２２ＸＰ，１２２ＸＮに巻回された巻線は直列に接続されており、両巻線を合わせて「コイル１２４Ｘ」という。

上位装置１３０は、モータ１２０の回転速度を指令する速度指令信号を出力する。モータ制御装置１００は、この速度指令信号に応じてモータ１２０を駆動制御するものである。モータ制御装置１００には、Ｈブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙが設けられており、それぞれコイル１２４Ｘ，１２４Ｙに対して、Ｘ相の電圧ＶＭＸとＹ相の電圧ＶＭＹを印加する。
Ｘ相のコイル１２４Ｘの一端は端子Ｍout0であり、他端は端子Ｍout1である。Ｘ相の電圧ＶＭＸは、端子Ｍout1の電圧と端子Ｍout0の電圧との差である。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、端子Ｍout0から端子Ｍout1への方向を正とする。
またＹ相のコイル１２４Ｙの一端は端子Ｍout2であり、他端は端子Ｍout3である。Ｙ相の電圧ＶＭＹは、端子Ｍout3の電圧と端子Ｍout2の電圧との差である。Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、端子Ｍout2から端子Ｍout3への方向を正とする。

図２は、第１実施形態および比較例のモータ駆動制御装置の詳細ブロック図である。
次に、図２を参照し、モータ制御装置１００の詳細を説明する。なお、図１には２系統のコイル１２４Ｘ，１２４Ｙと、２系統のＨブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙを示したが、図２では、これらを代表して１系統のコイル１２４と、１系統のＨブリッジ回路２０として示している。

モータ制御装置１００の内部に設けられたＣＰＵ（Central Processing Unit）１０１は、ＲＯＭ（Read Only Memory）１０３に記憶された制御プログラムに基づいて、バス１０６を介して各部を制御する。ＲＡＭ（Random Access Memory）１０２は、ＣＰＵ１０１のワークメモリとして使用される。タイマ１０４は、ＣＰＵ１０１の制御の下、リセットされたタイミングからの経過時間を測定する。Ｉ／Ｏポート１０５は、図１に示した上位装置１３０、その他外部装置との間で信号を入出力する。ブリッジ制御部１０７は、ＣＰＵ１０１からの指令に基づいて、ブリッジ制御回路１１０の各部を制御する。

ここで、ブリッジ制御回路１１０は、一体の集積回路として構成されている。その内部においてＰＷＭ信号発生器１１３は、ブリッジ制御部１０７による制御に基づいて、ＰＷＭ信号を生成しＨブリッジ回路２０に供給する。Ｈブリッジ回路２０には、ＦＥＴ（Field-Effect Transistor）で構成されたスイッチング素子２，４，６，８が含まれており、ＰＷＭ信号とは、これらスイッチング素子２，４，６，８にゲート電圧として印加されるオン／オフ信号である。なお、図中において、これらスイッチング素子２，４，６，８の下側の端子がソース端、上側の端子がドレイン端になる。

スイッチング素子２，４は直列に接続され、その直列回路に対して、直流電源１４０およびグランド１４２が接続され、所定の電源電圧ＭＶddが印加される。同様に、スイッチング素子６，８も直列に接続され、その直列回路に対して電源電圧ＭＶddが印加される。ダイオード１２，１４，１６，１８は、還流用のダイオード（フライホイールダイオード）であり、スイッチング素子２，４，６，８に対して並列に接続されている。

スイッチング素子２，４の接続点の電圧ＶＭout0は、モータ１２０のコイル１２４Ｘの一端に印加される。また、スイッチング素子６，８の接続点の電圧ＶＭout1はコイル１２４の他端に印加される。よってコイル１２４には、両者の差であるモータ電圧ＶＭ（＝電圧ＶＭout0−ＶＭout1）が印加される。このモータ電圧ＶＭとは、実際には図１に示したＸ相の電圧ＶＭＸおよびＹ相の電圧ＶＭＹである。なお、Ｙ相のコイル１２４Ｙの一端には電圧ＶＭout2が印加され、Ｙ相のコイル１２４Ｙの他端には電圧ＶＭout3が印加される。

また、電圧ＶＭout0，ＶＭout1は、Ａ／Ｄコンバータ１１７と、ＢＥＭＦ（逆起電圧）検出部１１８にも供給される。このＡ／Ｄコンバータ１１７は、第１実施形態において、モータコイルの差動電圧を検知する電圧検知手段として用いられる。ＢＥＭＦ検出部１１８は、ゼロクロス検知手段であって、モータ電圧ＶＭが逆起電圧である場合、すなわちＨブリッジ回路２０から電圧が印加されていない期間に電圧方向の切り替わり（ゼロクロス）に応じてフラグＺＣを出力する。Ａ／Ｄコンバータ１１７は、電圧ＶＭout0，ＶＭout1に基づいて、コイル１２４の逆起電圧Ｖbemfを測定し出力する。この逆起電圧Ｖbemfは、脱調検出のために用いられる。

《比較例の動作》
図９（ａ）〜（ｃ）は、比較例のＨブリッジ回路２０の動作モードの説明図である。
図９（ａ）は、通電期間におけるＨブリッジ回路２０の動作を示す図である。
コイル１２４にモータ電流を通電させる場合には、斜めに対向する２つのスイッチング素子をオン状態にする。図示の例では、スイッチング素子４，６がオン状態であり、スイッチング素子２，８がオフ状態である。この状態では、スイッチング素子６、コイル１２４、スイッチング素子４を介して太実線で示す方向にモータ電流が流れる。この動作期間を「通電期間」といい、この動作モードを「チャージモード」という。

ところで、何れかのスイッチング素子のゲート電圧をオフにしたとしても、当該スイッチング素子の寄生容量によって、当該スイッチング素子は暫くの間はオン状態に留まる。このため、斜めに対向する一方のスイッチング素子４，６をオンからオフに切り替え、同時に斜めに対向する他方のスイッチング素子２，８をオフからオンに切り替えると、瞬間的に直列するスイッチング素子２，４がオン状態となって貫通する。これにより、直流電源１４０とグランド１４２との間が短絡してスイッチング素子２，４が破壊される。スイッチング素子６，８についても同様である。このような事態を防止するため、Ｈブリッジ回路２０は、「チャージモード」に次いで、図９（ｂ）に示す「高損失モード」に設定される。
則ち、図９（ａ）に示したチャージモードから、スイッチング素子２，８をオフ状態にしたままスイッチング素子４，６をオフ状態にすると、図９（ｂ）の高損失モードに遷移する。Ｈブリッジ回路２０が高損失モードで動作する期間を、「高損失期間」という。

図９（ｂ）は、高損失期間におけるＨブリッジ回路２０の動作を示す図である。
高損失モードにおいて、Ｈブリッジ回路２０は、スイッチング素子２，４，６，８を全てオフする。このときコイル１２４に蓄えられたエネルギーにより、ダイオード１８、コイル１２４、ダイオード１２を介して太実線で示す方向に電流が流れる。すなわち、コイル１２４に蓄積されたエネルギーにより、太実線で示すモータ電流が流れる方向の側にあるハイサイド側のダイオード１２と、太実線で示すモータ電流が流れる方向の反対側にあるロウサイド側のダイオード１８とで形成される閉回路に電流が流れる。この高損失モードは、ダイオード１２，１８それぞれの順方向電圧降下Ｖfに応じた電力損失が生じる。更に、このＨブリッジ回路２０をＣＭＯＳプロセスで構成すると、高損失モードにて、寄生トランジスタ効果により電流がグランド１４２に流出して発熱するため、更にエネルギー損失が大きくなるという問題がある。
図９（ｂ）に示して高損失モードから、コイル１２４がエネルギーを十分に放出すると電流が流れなくなり、図９（ｃ）に示す「フリーモード」に遷移する。

図９（ｃ）は、フリー期間におけるＨブリッジ回路２０の動作を示す図である。
フリーモードにおいて、Ｈブリッジ回路２０は、スイッチング素子２，４，６，８を全てオフする。このときコイル１２４に蓄えられていたエネルギーは放出されている。このフリーモードにて、コイル１２４には逆起電圧が出現する。ブリッジ制御回路１１０は、フリー期間にてモータ１２０の逆起電圧のゼロクロスを検知することにより、次の象限へ移行する。

図１０は、Ｈブリッジ回路２０のＸ相とＹ相の転流順序を説明する波形図である。
図１０の波形図は、Ｘ相の電圧ＶＭout0，ＶＭout1と、Ｘ相の動作モードと、Ｙ相の電圧ＶＭout2，ＶＭout3と、Ｙ相の動作モードと、Ｘ相の電圧ＶＭＸおよびコイル電流ＩＭＸと、Ｙ相の電圧ＶＭＹおよびコイル電流ＩＭＹとを示している。

比較例のモータ制御装置１００は、モータ１２０を、モータ駆動電圧と負荷に応じた１相励磁で駆動する。モータ１２０は、４つの位相（象限）で１つの電気角を構成して回転する。或る象限にてＸ相が通電期間（図９（ａ）参照）ならば、Ｙ相は、高損失期間（図９（ｂ）参照）の後にフリー期間（図９（ｃ）参照）となる。

モータ駆動電圧が高い場合、または、負荷が小さい場合に、モータ１２０の回転速度は速くなり、コイル１２４の最大電流は小さくなる。モータ駆動負荷が小さい場合、フライバックパルスの時間は短くなる。逆起電圧は、各相のフリー期間に生じる電圧である。この逆起電圧は、モータ回転速度が速いと高く、停止時に０［Ｖ］になり、かつ脱調検出に利用可能である。

《第１象限》
図１０において第１象限は、時刻ｔ111から時刻ｔ121までの期間である。この第１象限にて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、チャージモードで動作する。このときＨブリッジ回路２０Ｘの端子Ｍout0側レッグのハイサイド側スイッチング素子６と、端子Ｍout1側レッグのロウサイド側スイッチング素子４とがオン状態になる。これにより端子Ｍout0は直流電源１４０と導通して電源電圧ＭＶddが印加され、端子Ｍout1はグランド１４２と導通して０［Ｖ］になる。Ｘ相の電圧ＶＭＸは（−ＭＶdd）となり、Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、端子Ｍout0から端子Ｍout1の方向に流れると共に、次第に電流の絶対値が増加する。

第１象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは全てのスイッチング素子がオフ状態であり、時刻ｔ111から時刻ｔ112までは高損失モードで動作し、時刻ｔ112以降はフリーモードで動作する。なお、図１０では高損失モードを「Ｋ」と省略記載している。
Ｙ相の電圧ＶＭＹは、時刻ｔ111の直後にフライバックパルスにより（−ＭＶdd−２Ｖf）以下になるとともにダイオードによってクランプされ、この電圧値が所定期間に亘って継続する。電圧ＶＭＹは、時刻ｔ112の直前に急激に増加してゼロクロスし、所定電圧に達したのちに緩やかに減少して時刻ｔ121にて再びゼロクロスする。Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、時刻ｔ111の直後に端子Ｍout3から端子Ｍout2の方向に流れるが、次第に電流の絶対値が減少して時刻ｔ112の直前に０［ｍＡ］となり、以降は時刻ｔ121まで０［ｍＡ］となる。

《第２象限》
第２象限は、時刻ｔ121から時刻ｔ131までの期間である。この第２象限にて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは全てのスイッチング素子２，４，６，８がオフ状態であり、時刻ｔ121から時刻ｔ122までは高損失モードで動作し、時刻ｔ122以降はフリーモードで動作する。
Ｘ相の電圧ＶＭＸは、時刻ｔ121の直後にフライバックパルスにより（＋ＭＶdd＋２Ｖf）以上になるとともにダイオードによってクランプされ、この電圧値が所定期間に亘って継続する。電圧ＶＭＸは、時刻ｔ122の直前に急激に減少してゼロクロスし、所定電圧まで減少したのちに緩やかに増加して時刻ｔ131にて再びゼロクロスする。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、時刻ｔ121の直後に端子Ｍout0から端子Ｍout1の方向に流れるが、次第に電流の絶対値が減少して時刻ｔ122の直前に０［ｍＡ］となり、以降は時刻ｔ131まで０［ｍＡ］となる。

第２象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、チャージモードで動作する。このときＨブリッジ回路２０Ｙの端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout3側レッグのロウサイド側スイッチング素子とがオン状態になる。これにより端子Ｍout2は直流電源１４０と導通して電源電圧ＭＶddが印加され、端子Ｍout3はグランド１４２と導通して０［Ｖ］になる。
Ｙ相の電圧ＶＭＹには（−ＭＶdd）の電圧が印加され、Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、端子Ｍout2から端子Ｍout3の方向に流れると共に、次第にその電流の絶対値が増加する。

《第３象限》
第３象限は、時刻ｔ131から時刻ｔ141までの期間である。この第３象限にて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、チャージモードで動作する。このときＨブリッジ回路２０Ｘの端子Ｍout1側レッグのハイサイド側スイッチング素子２と、端子Ｍout0側レッグのロウサイド側スイッチング素子８とがオン状態になる。これにより端子Ｍout1は直流電源１４０と導通して電源電圧ＭＶddが印加され、端子Ｍout0はグランド１４２と導通して印加電圧が０［Ｖ］になる。Ｘ相の電圧ＶＭＸは（＋ＭＶdd）となり、Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、端子Ｍout1から端子Ｍout0の方向に流れると共に、次第に電流の絶対値が増加する。

第３象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは全てのスイッチング素子がオフ状態であり、時刻ｔ131から時刻ｔ132までは高損失モードで動作し、時刻ｔ132以降はフリーモードで動作する。
Ｙ相の電圧ＶＭＹは、時刻ｔ131の直後にフライバックパルスにより（＋ＭＶdd＋２Ｖf）以上になるとともにダイオードによってクランプされ、この電圧値が所定期間に亘って継続する。電圧ＶＭＹは、時刻ｔ132の直前に急激に減少してゼロクロスし、所定電圧に達したのちに緩やかに増加して時刻ｔ141にて再びゼロクロスする。Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、時刻ｔ131の直後に端子Ｍout2から端子Ｍout3の方向に流れるが、次第に電流の絶対値が減少して時刻ｔ132の直前に０［ｍＡ］となり、以降は時刻ｔ141まで０［ｍＡ］となる。

《第４象限》
第４象限は、時刻ｔ141から時刻ｔ151までの期間である。この第４象限にて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは全てのスイッチング素子２，４，６，８がオフ状態であり、時刻ｔ141から時刻ｔ142までは高損失モードで動作し、時刻ｔ142以降はフリーモードで動作する。
Ｘ相の電圧ＶＭＸは、時刻ｔ141の直後にフライバックパルスにより（−ＭＶdd−２Ｖf）以下になるとともにダイオードによってクランプされ、この電圧値が所定期間に亘って継続する。電圧ＶＭＸは、時刻ｔ142の直前に急激に増加してゼロクロスし、所定電圧まで増加したのちに緩やかに減少して時刻ｔ151にて再びゼロクロスする。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、時刻ｔ141の直後に端子Ｍout1から端子Ｍout0の方向に流れるが、次第に電流の絶対値が減少して時刻ｔ142の直前に０［ｍＡ］となり、以降は時刻ｔ151まで０［ｍＡ］となる。

第４象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、チャージモードで動作する。このときＨブリッジ回路２０Ｙの端子Ｍout3側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout2側レッグのロウサイド側スイッチング素子とがオン状態になる。これにより端子Ｍout3は直流電源１４０と導通して電源電圧ＭＶddが印加され、端子Ｍout2はグランド１４２と導通して０［Ｖ］になる。
Ｙ相の電圧ＶＭＹは（＋ＭＶdd）となり、Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、端子Ｍout3から端子Ｍout2の方向に流れると共に、次第にその電流の絶対値が増加する。
以下、第１象限から第４象限までの波形を繰り返しながら、モータ１２０が回転する。なお、時刻ｔ151以降の第１象限のＸ相動作モードはチャージモードであり、図１０では「Ｃ」と省略記載している。

《電力損失の計算》
通電期間の電力損失Ｐ_onは、以下の式（１）にて算出可能である。

高損失期間の電力損失Ｐ_off1は、寄生トランジスタ効果により、直流電源１４０に還流せず、全ての電流がグランド１４２に流出した場合には、以下の式（２）にて算出可能である。

フリー期間にはコイル１２４に電流はほとんど流れないため、電力損失は無い。この２相ステッピングモータの１電気角での電力損失Ｐは、以下の式（３）にて算出可能である。

式（１）ないし式（３）で表したように、電力損失Ｐは、電源電圧ＭＶdd、コイル電流と高損失時間比率に大きく影響される。このため、寄生トランジスタ効果の影響により、大きな電力損失が発生する。

図１１は、比較例のモータ駆動制御装置のＸ相の第１象限の処理を示すフローチャートである。なおフローチャートに示した八角形の図面記号は、Ｈブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙの状態を示している。
Ｘ相は、第１象限を通電期間から開始する。ブリッジ制御回路１１０は、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘにて、端子Ｍout0側レッグのハイサイド側スイッチング素子６と、端子Ｍout1側レッグのロウサイド側スイッチング素子４とをオンする（ステップＳ３０）。これにより、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは第1象限の通電を行う。このとき、電圧ＶＭout0と電圧ＶＭout1との差は、電源電圧ＭＶddとなる（ステップＳ３１）。端子Ｍout0から端子Ｍout1に電流が流れてモータ１２０が回転し、コイル電流ＩＭＸの絶対値が次第に増大する。
ここでＹ相の電圧ＶＭＹの逆起電圧がゼロクロスすると（ステップＳ３２→Ｙｅｓ）、Ｘ相の端子Ｍout0側レッグのハイサイド側スイッチング素子６と、端子Ｍout1側レッグのロウサイド側スイッチング素子４とをオフし（ステップＳ３３）、Ｘ相は高損失期間に移行する。これにより電圧ＶＭout0と電圧ＶＭout1とは等しくなり（ステップＳ３４）、第１象限を終了する。

《第１象限のＹ相の動作》
第１象限にてＹ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、フライバック電圧と逆起電圧が相殺される電圧波形となる。第１象限の当初はモータ回転により逆起電圧が発生しているが、同時に直前の第４象限の最後に全てのスイッチング素子をオフした影響により、コイル１２４Ｙによるフライバック電圧が直前の通電の逆方向に発生し、高損失期間に移行する。このフライバック電圧により、電圧ＶＭout2が電源電圧ＭＶddとダイオードの順方向電圧降下Ｖfの和以上になり、かつ電圧ＶＭout3がダイオードの順方向電圧降下Ｖf以下になる。

よって、グランド１４２からコイル１２４Ｙを介して直流電源１４０に還流する電流経路が形成され、コイル電流ＩＭＹの絶対値は、０［ｍＡ］になるまで高速に減衰して、フライバック電圧が解消する。Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、フライバック電圧の解消により、フリー期間に移行する。これにより、端子Ｍout2と端子Ｍout3との間には、モータ回転による逆起電圧が出現する。Ｙ相の電圧ＶＭＹの逆起電圧がゼロクロスしたときに、前記したステップＳ３２の処理が行われて、第１象限が終了する。

図１２は、比較例のモータ駆動制御装置のＸ相の第２象限の処理を示すフローチャートである。
第２象限にてＸ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、フライバック電圧と逆起電圧が相殺される電圧波形となる。第２象限の当初はモータ回転により逆起電圧が発生しているが、同時に直前の第１象限の最後に全てのスイッチング素子をオフした影響により、フライバック電圧が直前の通電の逆方向に発生し、高損失期間に移行する。
第２象限の最初において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、電圧ＶＭout0と電圧ＶＭout1とが等しい（ステップＳ４０）。その後、コイル１２４Ｘに蓄えられたエネルギーが放出されて、端子Ｍout0にフライバック電圧が発生する（ステップＳ４１）。
Ｘ相のフライバック電圧により、電圧ＶＭout0が電源電圧ＭＶddとダイオード１２の順方向電圧降下Ｖfの和以上になり、かつ電圧ＶＭout1がダイオード１８の順方向電圧降下Ｖf以下になる。よって、グランド１４２からダイオード１８、コイル１２４Ｘ、ダイオード１２を介して直流電源１４０に還流する電流経路が形成され、コイル電流ＩＭＸの絶対値は、０［ｍＡ］になるまで高速に減衰する。Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、フライバック電圧の解消により電圧ＶＭＸが再びゼロクロスし（ステップＳ４２→Ｙｅｓ）、フリー期間に移行する。
フリー期間にて端子Ｍout1と端子Ｍout0との間には、モータ回転による逆起電圧が出現する（ステップＳ４３）。Ｘ相の電圧ＶＭＸの逆起電圧のゼロクロスにより（ステップＳ４４→Ｙｅｓ）、第２象限が終了する。

《第２象限のＹ相の動作》
第２象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、図１１のＸ相の動作に相当する動作を行う。つまり、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout3側レッグのロウサイド側スイッチング素子とをオンして（図１１のステップＳ３０相当）通電を行う。電圧ＶＭout2と電圧ＶＭout3との差は、電圧ＭＶddとなる（図１１のステップＳ３１相当）。このとき端子Ｍout2から端子Ｍout3に電流が流れてモータ１２０が回転し、コイル電流ＩＭＹの絶対値が次第に増大する。
ここでＸ相の電圧ＶＭＸの逆起電圧がゼロクロスすると（図１１のステップＳ３２相当→Ｙｅｓ）、Ｙ相の端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout3側レッグのロウサイド側スイッチング素子とをオフし（図１１のステップＳ３３相当）、Ｙ相は高損失期間に移行する。これにより電圧ＶＭout2と電圧ＶＭout3とは等しくなり（図１１のステップＳ３４相当）、第２象限を終了する。

《第１実施形態の動作》
図３（ａ）〜（ｄ）は、第１実施形態のＨブリッジ回路２０の動作モードの説明図である。
図３（ａ）は、通電期間におけるＨブリッジ回路２０の動作を示す図であり、図９（ａ）に示したＨブリッジ回路２０の動作と同様である。このときＨブリッジ回路２０はチャージモードで動作し、かつ通電期間の後に、比較例と同様に図３（ｂ）に示す高損失期間に移行する。

図３（ｂ）は、高損失期間におけるＨブリッジ回路２０の動作を示す図であり、図９（ｂ）に示したＨブリッジ回路２０の高損失モードの動作と同様である。比較例のＨブリッジ回路２０は、フライバック電圧発生中は高損失モードを維持する。しかし、第１実施形態のＨブリッジ回路２０は、所定時間が経過すると、スイッチング素子２がオフからオンに切り替わり、図３（ｃ）に示す低損失モードに遷移する。

図３（ｃ）は、フライバック対応期間におけるＨブリッジ回路２０の動作を示す図である。
このときコイル１２４に蓄えられたエネルギーにより、ダイオード１８、コイル１２４、スイッチング素子２を介して太実線で示す方向に電流が流れる。すなわち、太実線で示すモータ電流が流れる方向の側にあるハイサイド側のスイッチング素子２を導通状態として、モータコイル１２４に蓄積されたエネルギーにより、導通状態にあるハイサイド側のスイッチング素子２と太実線で示すモータ電流が流れる方向の反対側にあるロウサイド側のダイオード１８とで形成される閉回路に電流が流れる。図３（ｃ）のフライバック対応期間では、ダイオード１８の順方向電圧降下Ｖfに応じた電力損失のみとなり、電力損失は、高損失モードよりも低くなるため、別名として「低損失モード」ともいう。第１実施形態のＨブリッジ回路２０は、ＣＭＯＳ製造プロセスで構成された場合であっても、寄生トランジスタ効果により電流がグランド１４２に流出して発熱することがなく、更にエネルギーの損失を防ぐことができる。

また、図３（ｃ）の状態から、コイル１２４がエネルギーを十分に放出すると電流が流れなくなり、図３（ｄ）の状態に遷移する。この動作期間を「フリー期間」といい、この動作モードを「フリーモード」という。
図３（ｄ）は、フリー期間におけるＨブリッジ回路２０の動作を示す図であり、図９（ｃ）に示したＨブリッジ回路２０の動作と同様である。このフリー期間にて、モータ１２０の逆起電圧のゼロクロスを検知すると、Ｈブリッジ回路２０は、再び図３（ａ）に示した通電期間に移行する。

図４は、変形例のＨブリッジ回路２０の低損失モードの説明図である。
第１の変形例にて、図４の低損失モードへは、図３（ｂ）の高損失モードから図３（ｃ）の低損失モードに遷移するまでの間に、所定期間だけ遷移する。図４に示す変形例の低損失モードでは、スイッチング素子２に加えてスイッチング素子８がオフからオンに切り替わっている。このときコイル１２４に蓄えられたエネルギーにより、スイッチング素子８、コイル１２４、スイッチング素子２を介して太実線で示す方向に電流が流れる。変形例のフライバック対応期間では、電力損失は、図３（ｃ）の低損失モードよりも更に低くなる。変形例のＨブリッジ回路２０は、ＣＭＯＳ製造プロセスで構成された場合であっても、寄生トランジスタ効果により電流がグランド１４２に流出して発熱することがなく、更にエネルギーの損失を防ぐことができる。また、第２の変形例にて、図４の低損失モードは、図３（ｃ）の低損失モードに替わり遷移する。すなわち、第２の変形例において、図３（ｂ）の高損失モードから図４の低損失モードに遷移する。

図５は、Ｈブリッジ回路２０のＸ相とＹ相の転流順序を説明する波形図である。
図５の波形図は、図１０と同様に、Ｘ相の電圧ＶＭout0，ＶＭout1と、Ｘ相の動作モードと、Ｙ相の電圧ＶＭout2，ＶＭout3と、Ｙ相の動作モードと、Ｘ相の電圧ＶＭＸおよびコイル電流ＩＭＸと、Ｙ相の電圧ＶＭＹおよびコイル電流ＩＭＹとを示している。なお、Ｘ相の電圧ＶＭout0，ＶＭout1と、Ｙ相の電圧ＶＭout2，ＶＭout3とは概略波形を示し、Ｘ相の電圧ＶＭＸおよびコイル電流ＩＭＸと、Ｙ相の電圧ＶＭＹおよびコイル電流ＩＭＹとは、オシロスコープの波形で示している。
第１実施形態のモータ制御装置１００は、比較例と同様に、モータ１２０をモータ駆動電圧と負荷に応じた１相励磁で駆動する。モータ１２０は、４つの位相（象限）で１つの電気角を構成して回転する。或る象限にてＸ相が通電期間（図３（ａ）参照）ならば、Ｙ相は、高損失期間（図３（ｂ）参照）を経てフライバック対応期間（図３（ｃ）参照）となり、その後にフリー期間（図３（ｄ）参照）となる。

モータ駆動電圧が高い場合、または、負荷が小さい場合に、モータ１２０の回転速度は速くなり、コイル１２４の最大電流は小さくなる。モータ駆動負荷が小さい場合、フライバックパルスの時間は短くなる。逆起電圧は、各相のフリー期間に生じる電圧である。この逆起電圧は、モータ回転速度が速いと高く、停止時に０［Ｖ］になり、かつ脱調検出に利用可能である。

《第１象限》
図５において第１象限は、時刻ｔ11から時刻ｔ21までの期間である。この第１象限にて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、チャージモードで動作する。このときＨブリッジ回路２０Ｘの端子Ｍout0側レッグのハイサイド側スイッチング素子６と、端子Ｍout1側レッグのロウサイド側スイッチング素子４とがオン状態になる。これにより端子Ｍout0は直流電源１４０と導通して電源電圧ＭＶddが印加され、端子Ｍout1はグランド１４２と導通して０［Ｖ］になる。Ｘ相の電圧ＶＭＸは（−ＭＶdd）となり、Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、端子Ｍout0から端子Ｍout1の方向に流れると共に、次第に電流の絶対値が増加する。

第１象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは全てのスイッチング素子がオフ状態であり、時刻ｔ11後の短時間に高損失モードで動作したのち時刻ｔ12まで低損失モードで動作し、時刻ｔ12以降はフリーモードで動作する。なお、図５では高損失モードを省略し、かつ低損失モードを「Ｔ」と省略記載している。

このフライバック対応期間にて、ブリッジ制御回路１１０とＨブリッジ回路２０Ｙは、フライバックパルスの発生に合わせて、フライバックパルスが発生した端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子をオンして、このパルスによる電流を直流電源１４０に流す。更にブリッジ制御回路１１０は、Ａ／Ｄコンバータ１１７で端子Ｍout2と端子Ｍout3との間のフライバック電圧を周期的に検出し、フライバック電圧が電源電圧ＭＶddとダイオードの順方向電圧降下Ｖfの和よりも小さくなったならば、端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子をオフする。このＡ／Ｄコンバータ１１７は、脱調検出用にコイル１２４の差動電圧を測定することにも用いられる。このような制御方式により、モータ１２０に供給する電源電圧ＭＶddや負荷などの動作状況に応じて最適の電力損失対応が可能になる。

Ｙ相の電圧ＶＭＹは、時刻ｔ11の直後にフライバックパルスにより（−ＭＶdd−２Ｖf）以下になるとともにダイオードによってクランプされ、その後に低損失モードへの切替により（−ＭＶdd−Ｖf）以下になるとともにダイオードによってクランプされ、この電圧値が所定期間に亘って継続する。電圧ＶＭＹは、時刻ｔ12の直前に急激に増加してゼロクロスし、所定電圧に達したのちに緩やかに減少して時刻ｔ21にて再びゼロクロスする。Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、時刻ｔ11の直後に端子Ｍout3から端子Ｍout2の方向に流れるが、次第に電流の絶対値が減少して時刻ｔ12の直前に０［ｍＡ］となり、以降は時刻ｔ21まで０［ｍＡ］となる。

このフライバック対応期間の終了時にスイッチング素子のオフが遅れた場合、コイルを挟んだ両方の電圧がモータ１２０に供給する電源電圧ＭＶddで平衡化され、電圧波形が乱れるおそれがある。電流Ｉは、フライバックパルスのピーク時と比べて大幅に減衰しているが、モータ１２０に供給する電源電圧ＭＶddがモータ駆動の逆方向に印加されることで、モータ回転のブレーキとして作用する。これは、Ａ／Ｄコンバータ１１７のサンプリング周期を短くすることで対処可能である。

《第２象限》
第２象限は、時刻ｔ21から時刻ｔ31までの期間である。この第２象限にて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは全てのスイッチング素子２，４，６，８がオフ状態であり、時刻ｔ21後の短時間に高損失モードで動作したのち時刻ｔ22まで低損失モードで動作し、時刻ｔ22以降はフリーモードで動作する。
Ｘ相の電圧ＶＭＸは、時刻ｔ21の直後にフライバックパルスにより（＋ＭＶdd＋２Ｖf）以上になるとともにダイオードによってクランプされ、その後に低損失モードへの切替により（＋ＭＶdd＋Ｖf）以上になるとともにダイオードによってクランプされ、この電圧値が所定期間に亘って継続する。電圧ＶＭＸは、時刻ｔ22の直前に急激に減少してゼロクロスし、所定電圧まで減少したのちに緩やかに増加して時刻ｔ31にて再びゼロクロスする。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、時刻ｔ21の直後に端子Ｍout0から端子Ｍout1の方向に流れるが、次第に電流の絶対値が減少して時刻ｔ22の直前に０［ｍＡ］となり、以降は時刻ｔ31まで０［ｍＡ］となる。

第２象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、チャージモードで動作する。このときＨブリッジ回路２０Ｙの端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout3側レッグのロウサイド側スイッチング素子とがオン状態になる。これにより端子Ｍout2は直流電源１４０と導通して電源電圧ＭＶddが印加され、端子Ｍout3はグランド１４２と導通して０［Ｖ］になる。
Ｙ相の電圧ＶＭＹは（−ＭＶdd）となり、Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、端子Ｍout2から端子Ｍout3の方向に流れると共に、次第にその電流の絶対値が増加する。

《第３象限》
第３象限は、時刻ｔ31から時刻ｔ41までの期間である。この第３象限にて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、チャージモードで動作する。このときＨブリッジ回路２０Ｘの端子Ｍout1側レッグのハイサイド側スイッチング素子２と、端子Ｍout0側レッグのロウサイド側スイッチング素子８とがオン状態になる。これにより端子Ｍout1は直流電源１４０と導通して電源電圧ＭＶddが印加され、端子Ｍout0はグランド１４２と導通して印加電圧が０［Ｖ］になる。Ｘ相の電圧ＶＭＸは（＋ＭＶdd）となり、Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、端子Ｍout1から端子Ｍout0の方向に流れると共に、次第に電流の絶対値が増加する。

第３象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは全てのスイッチング素子がオフ状態であり、時刻ｔ31後の短時間に高損失モードで動作したのち時刻ｔ32まで低損失モードで動作し、時刻ｔ32以降はフリーモードで動作する。
Ｙ相の電圧ＶＭＹは、時刻ｔ31の直後にフライバックパルスにより（＋ＭＶdd＋２Ｖf）以上になるとともにダイオードによってクランプされ、その後に低損失モードへの切替により（＋ＭＶdd＋Ｖf）以上になるとともにダイオードによってクランプされ、この電圧値が所定期間に亘って継続する。電圧ＶＭＹは、時刻ｔ32の直前に急激に減少してゼロクロスし、所定電圧に達したのちに緩やかに増加して時刻ｔ41にて再びゼロクロスする。Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、時刻ｔ31の直後に端子Ｍout2から端子Ｍout3の方向に流れるが、次第に電流の絶対値が減少して時刻ｔ32の直前に０［ｍＡ］となり、以降は時刻ｔ41まで０［ｍＡ］となる。

《第４象限》
第４象限は、時刻ｔ41から時刻ｔ51までの期間である。この第４象限にて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは全てのスイッチング素子２，４，６，８がオフ状態であり、時刻ｔ41後の短時間に高損失モードで動作したのち時刻ｔ42まで低損失モードで動作し、時刻ｔ42以降はフリーモードで動作する。
Ｘ相の電圧ＶＭＸは、時刻ｔ41の直後にフライバックパルスにより（−ＭＶdd−２Ｖf）以下になるとともにダイオードによってクランプされ、その後に低損失モードへの切替により（＋ＭＶdd＋Ｖf）以上になるとともにダイオードによってクランプされ、この電圧値が所定期間に亘って継続する。電圧ＶＭＸは、時刻ｔ42の直前に急激に増加してゼロクロスし、所定電圧まで増加したのちに緩やかに減少して時刻ｔ51にて再びゼロクロスする。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、時刻ｔ41の直後に端子Ｍout1から端子Ｍout0の方向に流れるが、次第に電流の絶対値が減少して時刻ｔ42の直前に０［ｍＡ］となり、以降は時刻ｔ51まで０［ｍＡ］となる。

第４象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、チャージモードで動作する。このときＨブリッジ回路２０Ｙの端子Ｍout3側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout2側レッグのロウサイド側スイッチング素子とがオン状態になる。これにより端子Ｍout3は直流電源１４０と導通して電源電圧ＭＶddが印加され、端子Ｍout2はグランド１４２と導通して０［Ｖ］になる。
Ｙ相の電圧ＶＭＹは（＋ＭＶdd）となり、Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、端子Ｍout3から端子Ｍout2の方向に流れると共に、次第にその電流の絶対値が増加する。
以下、第１象限から第４象限までの波形を繰り返しながら、モータ１２０が回転する。

第１実施形態では、例えばＸ相が通電期間の場合、Ｙ相は高損失期間、フライバック対応期間、フリー期間を移行する。このフライバック対応期間への移行により電力損失を低減する。

《電力損失の計算》
第１実施形態の高損失モードにおいて、寄生トランジスタ効果により直流電源１４０に還流せず、全ての電流がグランド１４２に流出した場合を考える。このときの電力損失Ｐ_off2は、以下の式（４）で示される。

フライバック対応期間の電力損失Ｐoff3は、スイッチング素子を経由するため、以下の式（５）で表される。

この２相ステッピングモータの１電気角での電力損失Ｐは、以下の式（６）で表される。

式（５）で表したように、「フライバック対応期間」でのハイサイド側はスイッチング素子を経由するため、電力損失は、電源電圧ＭＶddと寄生トランジスタ効果の影響を受けない。このため、電力損失を縮減することが可能である。

図６は、Ｈブリッジ回路２０のＸ相の各部電圧と電流の波形図である。
図６の波形図は、Ｘ相の電圧ＶＭＸおよびコイル電流ＩＭＸと、Ｘ相の電圧ＶＭout0，ＶＭout1とを全てオシロスコープの波形で示している。

《第１象限》
第１象限にて、Ｈブリッジ回路２０Ｘの端子Ｍout0側レッグのハイサイド側スイッチング素子６と、端子Ｍout1側レッグのロウサイド側スイッチング素子４とがオン状態になる。
Ｘ相の電圧ＶＭＸは（−ＭＶdd）となり、Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、端子Ｍout0から端子Ｍout1の方向に流れると共に、次第に電流の絶対値が増加する。
端子Ｍout0は直流電源１４０と導通するので、電圧ＶＭout0は、（＋ＭＶdd）となる。端子Ｍout1はグランド１４２と導通するので、電圧ＶＭout1は、０［Ｖ］となる。

《第２象限》
第２象限にて、Ｈブリッジ回路２０Ｘの全てのスイッチング素子２，４，６，８はオフ状態になる。

Ｘ相の電圧ＶＭＸは、時刻ｔ21の直後にフライバックパルスにより（＋ＭＶdd＋２Ｖf）以上になるとともにダイオードによってクランプされ、その後に低損失モードへの切替により（＋ＭＶdd＋Ｖf）以上になるとともにダイオードによってクランプされ、この電圧値が所定期間に亘って継続する。電圧ＶＭＸは、時刻ｔ22の直前に急激に減少してゼロクロスし、所定電圧まで減少したのちに緩やかに増加して時刻ｔ31にて再びゼロクロスする。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、時刻ｔ21の直後に端子Ｍout0から端子Ｍout1の方向（正方向）に流れるが、次第に電流の絶対値が減少して時刻ｔ22の直前に０［ｍＡ］となり、以降は時刻ｔ31まで０［ｍＡ］となる。

端子Ｍout0の電圧ＶＭout0は、時刻ｔ21から時刻ｔ22までは（−Ｖf）となり、時刻ｔ22以降はモータ１２０の逆起電圧により緩やかに所定値に増加したのち減少し、時刻ｔ31にて再び０［Ｖ］となる。
端子Ｍout1の電圧ＶＭout1は、フライバックパルスにより、時刻ｔ21の直後に電源電圧ＭＶdd以上となり、所定時間が経過すると電源電圧ＭＶddとなる。電圧ＶＭout1は、時刻ｔ22には急激に減少して０［Ｖ］となり、時刻ｔ31まで０［Ｖ］となる。

《第３象限》
第３象限にて、Ｈブリッジ回路２０Ｘの端子Ｍout1側レッグのハイサイド側スイッチング素子２と、端子Ｍout0側レッグのロウサイド側スイッチング素子８とがオン状態になる。
Ｘ相の電圧ＶＭＸは（＋ＭＶdd）となり、Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、端子Ｍout1から端子Ｍout0の方向に流れると共に、次第に電流の絶対値が増加する。
端子Ｍout0はグランド１４２と導通するので、電圧ＶＭout0は、０［Ｖ］となる。端子Ｍout1は直流電源１４０と導通するので、電圧ＶＭout1は、（＋ＭＶdd）となる。

《第４象限》
第４象限にて、Ｈブリッジ回路２０Ｘの全てのスイッチング素子２，４，６，８はオフ状態になる。
Ｘ相の電圧ＶＭＸは、時刻ｔ41の直後にフライバックパルスにより（−ＭＶdd−２Ｖf）以下になるとともにダイオードによってクランプされ、その後に低損失モードへの切替により（−ＭＶdd−Ｖf）以下になるとともにダイオードによってクランプされ、この電圧値が所定期間に亘って継続する。電圧ＶＭＸは、時刻ｔ42の直前に急激に増加してゼロクロスし、所定電圧まで増加したのちに緩やかに減少して時刻ｔ51にて再びゼロクロスする。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、時刻ｔ41の直後に端子Ｍout1から端子Ｍout0の方向（負方向）に流れるが、次第に電流の絶対値が減少して時刻ｔ42の直前に０［ｍＡ］となり、以降は時刻ｔ51まで０［ｍＡ］となる。

端子Ｍout0の電圧ＶＭout0は、フライバックパルスにより、時刻ｔ41の直後に電源電圧ＭＶdd以上となり、所定時間が経過すると電源電圧ＭＶddとなる。電圧ＶＭout0は、時刻ｔ42には急激に減少して０［Ｖ］となり、時刻ｔ51まで０［Ｖ］となる。
端子Ｍout1の電圧ＶＭout1は、時刻ｔ41から時刻ｔ42までは（−Ｖf）となり、時刻ｔ42以降はモータ１２０の逆起電圧により緩やかに所定値に増加したのち減少し、時刻ｔ51にて再び０［Ｖ］となる。

図７は、第１実施形態のモータ駆動制御装置のＸ相の第１象限の処理を示すフローチャートである。図１１に示す比較例のフローチャートと同様であるが、Ｙ相の動作が異なっている。
Ｘ相は、第１象限を通電期間から開始する。ブリッジ制御回路１１０は、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘにて、端子Ｍout0側レッグのハイサイド側スイッチング素子６と、端子Ｍout1側レッグのロウサイド側スイッチング素子４とをオンする（ステップＳ１０）。これにより、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは第1象限の通電を行う。このとき、電圧ＶＭout0と電圧ＶＭout1との差は、電源電圧ＭＶddとなる（ステップＳ１１）。端子Ｍout0から端子Ｍout1に電流が流れてモータ１２０が回転し、コイル電流ＩＭＸの絶対値が次第に増大する。

ここでＹ相の電圧ＶＭＹの逆起電圧がゼロクロスすると（ステップＳ１２→Ｙｅｓ）、Ｘ相の端子Ｍout0側レッグのハイサイド側スイッチング素子６と、端子Ｍout1側レッグのロウサイド側スイッチング素子４とをオフし（ステップＳ１３）、Ｘ相は高損失期間に移行する。これにより電圧ＶＭout0と電圧ＶＭout1とは等しくなり（ステップＳ１４）、第１象限を終了する。

《第１象限のＹ相の動作》
第１象限にてＹ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、フライバック電圧と逆起電圧が相殺される電圧波形となる。第１象限の当初はモータ回転により逆起電圧が発生しているが、同時に直前の第４象限の最後に全てのスイッチング素子をオフした影響により、コイル１２４Ｙによるフライバック電圧が直前の通電の逆方向に発生し、高損失期間に移行する。このフライバック電圧により、電圧ＶＭout2が電源電圧ＭＶdd以上となり、かつ電圧ＶＭout3がダイオードの順方向電圧降下Ｖf以下になる。よって、グランド１４２からコイル１２４Ｙを介して直流電源１４０に還流する電流経路が形成される。

その後所定期間が経過すると、Ｈブリッジ回路２０Ｙは、コイル電流ＩＭＹの方向のハイサイド側スイッチング素子を導通状態として、低損失モードに遷移する。グランド１４２からコイル１２４Ｙを介して直流電源１４０に還流する電流経路が形成され、コイル電流ＩＭＹの絶対値は、０［ｍＡ］になるまで減衰して、フライバック電圧が解消する。Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、フライバック電圧の解消により、フリー期間に移行する。これにより、端子Ｍout2と端子Ｍout3との間には、モータ回転による逆起電圧が出現する。Ｙ相の電圧ＶＭＹの逆起電圧がゼロクロスしたときに、前記したステップＳ１２の処理が行われて、第１象限が終了する。

図８は、第１実施形態のモータ駆動制御装置のＸ相の第２象限の処理を示すフローチャートである。
第２象限にてＸ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、フライバック電圧と逆起電圧が相殺される電圧波形となる。第２象限の当初はモータ回転により逆起電圧が発生しているが、同時に直前の第１象限の最後に全てのスイッチング素子２，４，６，８をオフした影響により、フライバック電圧が直前の通電の逆方向に発生し、高損失期間に移行する。

第２象限の最初において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、電圧ＶＭout0と電圧ＶＭout1とが等しい（ステップＳ２０）。その後、コイル１２４Ｘに蓄えられたエネルギーが放出されて、端子Ｍout0にフライバック電圧が発生する（ステップＳ２１）。
所定時間が経過すると、Ｘ相のフライバック電圧により、電圧ＶＭout0が電源電圧ＭＶdd以上となり、かつ電圧ＶＭout1がダイオード１８の順方向電圧降下Ｖf以下になる（ステップＳ２２）。よって、グランド１４２らダイオード１８とコイル１２４Ｘとダイオード１２を介して直流電源１４０に還流する電流経路が形成される。

ブリッジ制御回路１１０は、端子Ｍout1側レッグのハイサイド側スイッチング素子２をオンし（ステップＳ２３）、フライバック対応期間に移行する。フライバック対応期間にて、グランド１４２からダイオード１８とコイル１２４Ｘとスイッチング素子２を介して直流電源１４０に還流する電流経路が形成され、コイル電流ＩＭＸは０［ｍＡ］になるまで高速に減衰する。これを低損失モードと言い、高損失モードよりも損失が低い。

このフライバック対応期間においてブリッジ制御回路１１０は、周期的にＡ／Ｄコンバータ１１７からＸ相の電圧ＶＭＸを取得する。ブリッジ制御回路１１０は、電圧ＶＭＸが電源電圧ＭＶddとダイオード１８の順方向電圧降下Ｖfとの和よりも小さくなったならば（ステップＳ２４→Ｙｅｓ）、端子Ｍout1のハイサイド側スイッチング素子２をオフし（ステップＳ２５）、フリー期間に移行する。

フリー期間にてブリッジ制御回路１１０は、最初はＢＥＭＦ検出部１１８にて電圧ＶＭＸに発生するフライバック電圧のゼロクロス検出を試みる（ステップＳ２６）。フライバック電圧がゼロクロスしたならば（ステップＳ２６→Ｙｅｓ）、フライバックは解消されており、端子Ｍout0と端子Ｍout1との間に逆起電圧が出現する（ステップＳ２７）。ブリッジ制御回路１１０は更に、ＢＥＭＦ検出部１１８にて電圧ＶＭＸに出現している逆起電圧のゼロクロス検出を試みる（ステップＳ２８）。逆起電圧がゼロクロスしたならば（ステップＳ２８→Ｙｅｓ）、第２象限が終了する。

ブリッジ制御回路１１０は、端子Ｍout1のハイサイド側スイッチング素子２をオンし（ステップＳ２３）て、高損失モードよりも損失が低い低損失モードで動作する。これにより、電力損失を低減することができる。更にブリッジ制御回路１１０は、電圧ＶＭＸが電源電圧ＭＶddとダイオード１８の順方向電圧降下Ｖfとの和よりも小さくなったならば、端子Ｍout1のハイサイド側スイッチング素子２をオフして、この低損失モードを終了している。これにより、フライバックパルスの終了後における逆起電圧の測定と、脱調検出に影響を与えることがなく、更にモータ１２０に対するブレーキが発生しないという効果を奏する。

《第２象限のＹ相の動作》
第２象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、図７のＸ相の動作に相当する動作を行う。つまり、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout3側レッグのロウサイド側スイッチング素子とをオンして（図７のステップＳ１０相当）通電を行う。電圧ＶＭout2と電圧ＶＭout3との差は、ＭＶddの電圧となる（図７のステップＳ１１相当）。このとき端子Ｍout2から端子Ｍout3に電流が流れてモータ１２０が回転し、コイル電流ＩＭＹの絶対値が次第に増大する。

ここでＸ相の電圧ＶＭＸに出現した逆起電圧がゼロクロスすると（図７のステップＳ１２相当→Ｙｅｓ）、Ｙ相の端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout3側レッグのロウサイド側スイッチング素子とをオフし（図７のステップＳ１３相当）、Ｙ相は高損失期間に移行する。瞬間的にＹ相の電圧ＶＭout2と電圧ＶＭout3とが等しくなり（図７のステップＳ１４相当）、かつ第２象限が終了する。

第１実施形態では、脱調検出用のＡ／Ｄコンバータ１１７を流用してフライバックの終了を検知しているので、コストアップすることなく実施可能である。また電源電圧ＭＶddや負荷トルクや回転速度が変化した場合でも、電力損失やブレーキが発生することがない。

第１実施形態では更に、フライバックパルスの終了タイミングを検出して、そのタイミングにスイッチング素子をオフさせることができる。これにより、フライバックパルスの終了後における逆起電圧の測定と、脱調検出に影響を与えることがない。更にモータ１２０に対するブレーキが発生しないので、モータの最高速度性能に悪影響を与えることがないという利点がある。

（第２実施形態）
次に、例えばブラシレスモータにおいて、モータコイルがスター結線となっている場合の本発明の適用について述べる。図１３は、第２実施形態のモータ駆動制御装置の、コイル、スイッチング素子及びその周辺部分の詳細図である。
スイッチング素子２０２，２０４は直列回路ＳＡ１を形成する。同様にスイッチング素子２０６，２０８は直列回路ＳＡ２を形成し、スイッチング素子２１０，２１２は、直列回路ＳＡ３を形成する。
これらの直列回路ＳＡ１〜ＳＡ３に対して、直流電源１４０およびグランド１４２が接続され、所定の電源電圧ＭＶddが印加される。ダイオード２５２，２５４，２５６，２５８，２６０，２６２は、還流用のダイオード（フライホイールダイオード）であり、それぞれスイッチング素子２０２，２０４，２０６，２０８，２１０，２１２に対して並列に接続されている。ＰＷＭ信号発生器３１３は、第１実施形態のＰＷＭ信号発生器１１３に対応しており、図示せぬブリッジ制御部に接続される。ＰＷＭ信号発生器３１３は、図示せぬブリッジ制御部による制御に基づいて、スイッチング信号を生成して各直列回路ＳＡ１〜ＳＡ３のスイッチング素子に供給する。ここで、スイッチング信号とは、各スイッチング素子にゲート電圧として印加されるオン／オフ信号である。なお、図中において、これらスイッチング素子２０２，２０４，２０６，２０８，２１０，２１２の下側の端子がソース端、上側の端子がドレイン端になる。電圧ＶＭoutU，ＶＭoutV，ＶＭoutWは、Ａ／Ｄコンバータ３１７と、図示せぬＢＥＭＦ（逆起電圧）検出部に供給される。このＡ／Ｄコンバータ３１７は、第２実施形態でも第１実施形態と同様に、モータコイルの差動電圧を検知する電圧検知手段として用いられる。

スイッチング素子２０２，２０４の接続点の電圧ＶＭoutU、スイッチング素子２０６，２０８の接続点の電圧ＶＭoutV、スイッチング素子２１０，２１２の接続点の電圧ＶＭoutWは、それぞれモータ３２０のコイルＵＢ，ＶＢ，ＷＢの一端に印加される。これらのコイルＵＢ，ＶＢ，ＷＢの他端は互いに接続されてスター接続とされている。

ここで、直列回路ＳＡ１，ＳＡ２により、ＶＭoutUとＶＭoutVを印加するときには、直列接続のコイルＵＢ，ＶＢに、ＶＭoutUとＶＭoutVとの差であるモータ電圧ＶＭuv（＝電圧ＶＭoutU−ＶＭoutV）が印加される。ここで、直列回路ＳＡ１，ＳＡ２のそれぞれと、直列接続のコイルＵＢ，ＶＢとはハーフブリッジ回路を形成し、これらのハーフブリッジ回路を組み合わせは、Ｈブリッジ回路を形成する。
直列回路ＳＡ２，ＳＡ３により、ＶＭoutVとＶＭoutWを印加するときには、直列接続のコイルＶＢ，ＷＢに、ＶＭoutVとＶＭoutWの差であるモータ電圧ＶＭvw（＝電圧ＶＭoutV−ＶＭoutW）が印加される。このときも、直列回路ＳＡ２，ＳＡ３のそれぞれと、直列接続のコイルＶＢ，ＷＢとはハーフブリッジ回路を形成し、これらのハーフブリッジ回路を組み合わせはＨブリッジ回路を形成する。
そして同様に、直列回路ＳＡ３，ＳＡ１により、ＶＭoutWとＶＭoutUを印加するときには、直列接続のコイルＷＢ，ＵＢに、ＶＭoutWとＶＭoutUの差であるモータ電圧ＶＭwu（＝電圧ＶＭoutW−ＶＭoutU）が印加される。このときも、直列回路ＳＡ３，ＳＡ１と、直列接続のコイルＷＢ，ＵＢとはハーフブリッジ回路を形成し、これらのハーフブリッジ回路を組み合わせはＨブリッジ回路を形成する。

このように、スター接続の場合には、コイルへの電圧の印加を選択的に順次切り替えるが、どのコイルの組み合わせに電圧を印加するかにより、直列回路ＳＡ１〜ＳＡ３のうちのいずれか２つのハーフブリッジ回路によりＨブリッジ回路を構成する。しかし、どの組み合わせであっても、それぞれの場合に対応したハーフブリッジ回路を組み合わせたＨブリッジ回路に対して、第１実施形態について述べたのと同様な駆動制御を行えばよい。これにより、第１実施形態と同様な効果を奏することができる。
ところで、先に述べた第１実施形態においては、２組のスイッチ回路とコイルの組み合わせは常に一定であるが、この場合も、そのＨブリッジ回路は、ハーフブリッジ回路を組み合わせたＨブリッジ回路の一種と言うことが出来る。

（変形例）
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能であり、例えば、次の（ａ）〜（ｈ）のようなものがある。
（ａ） 本発明は２相ステッピングモータに限定されず、任意相のモータでもよく、例えば３相ステッピングモータであってもよい。また、モータコイルがデルタ結線となっているブラシレスモータであってもよい。
（ｂ） スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限られず、任意種類の半導体スイッチ素子であってもよい。
（ｃ） 駆動制御装置の各構成要素は、少なくともその一部がハードウェアによる処理ではなく、ソフトウェアによる処理であってもよい。
（ｄ） 駆動制御装置は、少なくともその一部を集積回路（ＩＣ：Integrated Circuit）としてもよい。
（ｅ） 図１、図２に示した駆動制御装置の回路ブロック構成は具体例であって、これに限定されない。
（ｆ） 図７、図８に示した制御フローは一例であって、これらのステップの処理に限定されるものではなく、例えば、各ステップ間に他の処理が挿入されてもよい。
（ｇ） 高損失モードから低損失モードへの遷移は、所定時間の経過に限られず、フライバック電圧のゼロクロスによって遷移してもよく、限定されない。
（ｈ） 全てのスイッチング素子をオフさせる高損失期間からハイサイド側スイッチング素子をオンさせるフライバック対応期間に移行する間にさらに、図４の変形例のように、一方のレッグのハイサイド側スイッチング素子と他方のレッグのロウサイド側スイッチング素子とをオンさせる期間があってもよい。

２，４，６，８ スイッチング素子
１２，１４，１６，１８ ダイオード
２０，２０Ｘ，２０Ｙ Ｈブリッジ回路
１００ モータ制御装置 （モータ駆動制御装置の一例）
１０１ ＣＰＵ
１０７ ブリッジ制御部
１１０ ブリッジ制御回路
１１３ ＰＷＭ信号発生器
１１７ Ａ／Ｄコンバータ
１１８ ＢＥＭＦ検出部
１２０ モータ
１２２ＹＰ，１２２ＸＮ，１２２ＹＮ，１２２ＸＰ 固定子
１２４ コイル
１２６ 回転子
１４０ 直流電源
１４２ グランド

Claims (6)

1. スイッチング素子とフライホイールダイオードとを有し、モータに設けられたモータコイルに接続されたハーフブリッジを組み合わせたＨブリッジ回路と、
   前記モータコイルの差動電圧を検知する電圧検知手段と、
   前記モータコイルの逆起電圧のゼロクロスを検知するゼロクロス検知手段と、
   前記電圧検知手段による検知結果に応じて前記スイッチング素子を駆動し、前記Ｈブリッジ回路に対して、前記モータコイルに流れるモータ電流を増加させるチャージモード、前記モータコイルのフライバックパルスを発生させ、かつエネルギー損失が高い高損失モード、前記高損失モードよりも損失が低い低損失モード、または前記モータコイルのフライバックパルスの減衰後に前記ゼロクロス検知手段により前記モータコイルの逆起電圧のゼロクロスを検知するフリーモード、のうち何れかの動作モードを指定する制御手段と、を有し、
   前記制御手段は、前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替え、前記Ｈブリッジ回路の直前の位相のＨブリッジ回路に接続されたモータコイルの逆起電圧がゼロクロスしたことを前記ゼロクロス検知手段により検知したならば、前記Ｈブリッジ回路を前記高損失モードに切り替え、所定時間が経過した後に前記Ｈブリッジ回路を前記低損失モードに切り替え、前記Ｈブリッジ回路に接続されたモータコイルの差動電圧が所定電圧よりも小さくなったことを検知したならば、前記Ｈブリッジ回路を前記フリーモードに切り替える、
   ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 前記制御手段は、
   前記低損失モードにて前記Ｈブリッジ回路のスイッチング素子のうち、前記モータ電流が流れる方向の側にあるハイサイド側の１個を導通状態として、前記モータコイルに蓄積されたエネルギーにより、導通状態にあるハイサイド側の当該スイッチング素子と前記モータ電流が流れる方向の反対側にあるロウサイド側のフライホイールダイオードとで形成される閉回路に電流を流す、
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
3. 前記制御手段は、
   前記高損失モードにて前記Ｈブリッジ回路のスイッチング素子を全て非導通状態として、前記モータコイルに蓄積されたエネルギーにより、前記モータ電流が流れる方向の側にあるハイサイド側のフライホイールダイオードと、前記モータ電流が流れる方向の反対側にあるロウサイド側のフライホイールダイオードとで形成される閉回路に電流を流す、
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ駆動制御装置。
4. 前記Ｈブリッジ回路を構成する前記スイッチング素子と前記フライホイールダイオードとは、ＣＭＯＳプロセスで形成されている、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
5. 前記電圧検知手段は、Ａ／Ｄコンバータである、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
6. スイッチング素子を有し、モータに設けられたモータコイルに接続されたハーフブリッジを組み合わせたＨブリッジ回路と、
   前記モータコイルの差動電圧を検知する電圧検知手段と、
   前記モータコイルの逆起電圧のゼロクロスを検知するゼロクロス検知手段と、
   前記電圧検知手段による検知結果に応じて前記スイッチング素子を駆動し、前記Ｈブリッジ回路に対して、前記モータコイルに流れるモータ電流を増加させるチャージモード、前記モータコイルのフライバックパルスを発生させ、かつエネルギー損失が高い高損失モード、前記高損失モードよりも損失が低い低損失モード、または前記モータコイルのフライバックパルスの減衰後に前記ゼロクロス検知手段により前記モータコイルの逆起電圧のゼロクロスを検知するフリーモード、のうち何れかの動作モードを指定する制御手段と、を有するモータ駆動制御装置のモータ駆動制御方法であって、
   前記制御手段が前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替えるステップと、
   前記制御手段が前記Ｈブリッジ回路の直前の位相のＨブリッジ回路に接続されたモータコイルの逆起電圧がゼロクロスしたことを前記ゼロクロス検知手段により検知したならば、前記Ｈブリッジ回路を前記高損失モードに切り替えるステップと、
   前記高損失モードに切り替えてから所定時間が経過した後に前記制御手段が前記Ｈブリッジ回路を前記低損失モードに切り替えるステップと、
   前記電圧検知手段により前記Ｈブリッジ回路に接続されたモータコイルの差動電圧が所定電圧よりも小さくなったことを検知したならば、前記制御手段が前記Ｈブリッジ回路を前記フリーモードに切り替えるステップと、
   を実行することを特徴とするモータ駆動制御方法。

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