JP2016220302A - Power conversion device and air conditioner - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、回転機を可変速制御する電力変換装置、及びこの電力変換装置を用いた空気調和装置に関するもので、特に電力変換装置の出力電流検出値に基づいて回転機や電力変換手段の保護を行うようにした電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power converter for variable speed control of a rotating machine and an air conditioner using the power converter, and in particular, protects a rotating machine and power converting means based on an output current detection value of the power converter. It is related with the power converter device which was made to perform.
主にマイクロコンピュータ(以下、マイコンと称する)の内部演算により所定の周波数のキャリア波と所望の多相電圧指令とを比較の上、比較結果に基づきPWM(Pulse Width Modulation)信号を生成し、このPWM信号に基づいてスイッチング素子を動作させて多相交流電圧を出力し、回転機を駆動するインバータをはじめとする周知の電力変換手段がある。 A PWM (Pulse Width Modulation) signal is generated based on the comparison result after comparing a carrier wave of a predetermined frequency and a desired multiphase voltage command mainly by internal calculation of a microcomputer (hereinafter referred to as a microcomputer). There are known power conversion means such as an inverter that operates a switching element based on a PWM signal to output a multiphase AC voltage and drives a rotating machine.
このような電力変換手段において、キャリア波の正および負の各最大振幅時点で各相の相電流の瞬時値を電力変換手段の直流母線側あるいは三相(交流)出力側の電流をシャント抵抗や周知の電流センサにより電流を検出し(正確には検出値を電圧レベルに変換し)、マイコンなどのプロセッサに取り込み、検出した各相の相電流の瞬時値を用いて該プロセッサ上で、周知のフィードフォワード制御演算やベクトル制御演算を実行して各相の電圧指令の瞬時値を演算し、各相電圧指令の瞬時値とキャリア波との比較に基づいてPWM信号を生成することが行われる。 In such a power conversion means, the instantaneous value of the phase current of each phase at each positive and negative maximum amplitude of the carrier wave is converted to the current on the DC bus side or the three-phase (AC) output side of the power conversion means. A current is detected by a known current sensor (accurately, the detected value is converted into a voltage level), taken into a processor such as a microcomputer, and a known value is used on the processor using the detected instantaneous value of the phase current of each phase. The feedforward control calculation and the vector control calculation are executed to calculate the instantaneous value of each phase voltage command, and the PWM signal is generated based on the comparison between the instantaneous value of each phase voltage command and the carrier wave.
また、このような電力変換手段では、キャリア波の正および負の各最大振幅時点が、キャリア波の半周期に対応するのに加えて、ちょうど電力変換手段の出力の電圧ゼロ区間に対応し、さらに、電圧ゼロ区間の中点近傍に対応するため、相電流に含まれる脈動の影響を受けずに各相の相電流の瞬時値を検出することができるため、キャリア波の(半)周期、あるいはキャリア波の(半)周期の整数倍の周期と制御演算周期とを同期させるようにして、先述の制御演算を実行する。 Further, in such a power conversion means, each positive and negative maximum amplitude time point of the carrier wave corresponds to the half period of the carrier wave, in addition to the voltage zero section of the output of the power conversion means, Furthermore, since it corresponds to the midpoint vicinity of the zero voltage section, it is possible to detect the instantaneous value of the phase current of each phase without being affected by the pulsation included in the phase current, so the (half) period of the carrier wave, Alternatively, the control calculation described above is executed in such a manner that a cycle that is an integral multiple of the (half) cycle of the carrier wave is synchronized with the control calculation cycle.
さらに、このような電力変換手段を備える電力変換装置を用いて回転機を駆動する際、回転機の劣化、特に界磁として永久磁石を有する同期機の場合は永久磁石の減磁を防止、また、電力変換手段を構成する半導体素子の破壊を防止する等の目的で、電力変換装置に過電流保護機能を設けるのが一般的である。
電力変換装置の過電流保護の既存の方式として、先述の方法により電流を検出(電圧レベルに変換)し、この検出(電圧)値が過電流保護機能として所望に動作する予め定められた閾値を超えた場合に電力変換手段の出力を遮断するものがある。
Furthermore, when driving a rotating machine using a power conversion device having such power conversion means, the deterioration of the rotating machine, especially in the case of a synchronous machine having a permanent magnet as a field, prevents demagnetization of the permanent magnet, In general, an overcurrent protection function is provided in a power converter for the purpose of preventing destruction of a semiconductor element constituting the power converter.
As an existing method of overcurrent protection of a power converter, a current is detected (converted to a voltage level) by the above-described method, and a predetermined threshold value at which this detected (voltage) value operates as an overcurrent protection function is set. There is one that cuts off the output of the power conversion means when exceeding.
さらにこれらの保護を好適に行う電力変換装置の一例として、出力電流検出手段によって検出されたインバータの出力電流の制御演算周期毎の変化量と次の制御演算周期における出力電流の予測値とに基づいて異常か否かの判定を行い、異常と判定した場合にはPWM信号を停止、すなわち、インバータの出力を停止させる装置がある。(例えば特許文献1参照)。 Furthermore, as an example of a power conversion device that preferably performs these protections, based on the amount of change in the output current of the inverter detected by the output current detection means for each control calculation cycle and the predicted value of the output current in the next control calculation cycle There is a device that determines whether or not there is an abnormality and stops the PWM signal, that is, stops the output of the inverter if it is determined as abnormal. (For example, refer to Patent Document 1).
また、同様な電力変換装置の他の例として、電力変換手段に相当する駆動回路に流れる駆動電流を所定の演算処理可能な最速演算周期で積分した値である駆動電流積算値が所定のしきい値を超えたことを検出して駆動電流の異常を判定するもので、駆動電流が正常時の動作範囲を超えて流れた時点における交流モータの制御モードを判定し、判定された制御モードのキャリア周波数に応じて好適なしきい値に調整し、駆動電流の電流積算値が好適なしきい値を超えたか否かで駆動電流の異常を判定する装置がある。(例えば特許文献2参照)。 As another example of a similar power conversion device, a drive current integrated value, which is a value obtained by integrating a drive current flowing in a drive circuit corresponding to a power conversion unit with a fastest calculation cycle capable of a predetermined calculation process, is a predetermined threshold. When the drive current flows beyond the normal operating range, the control mode of the AC motor is determined when the drive current exceeds the normal operating range, and the carrier of the determined control mode is detected. There is a device that adjusts to a suitable threshold according to the frequency and determines an abnormality in the drive current based on whether or not the current integrated value of the drive current exceeds a suitable threshold. (For example, refer to Patent Document 2).
また、同様な電力変換装置の他の例として、電力変換手段に相当する駆動回路に流れる駆動電流を所定の演算周期ごとに検出された駆動電流の最大値が好適なしきい値を超えたか否かを判定し、連続するn(nは3以上の自然数)個の所定の演算周期の各々において、駆動電流の最大値が好適なしきい値を超えたことを検出して駆動電流の異常を判定するもので、特許文献1と同様に、判定された制御モードのキャリア周波数に応じて好適なしきい値に調整し、駆動電流の電流積算値が好適なしきい値を越えたか否かで駆動電流の異常を判定する装置がある。(例えば特許文献3参照)。 Further, as another example of a similar power conversion device, whether or not the maximum value of the drive current detected for each predetermined calculation cycle of the drive current flowing in the drive circuit corresponding to the power conversion means exceeds a suitable threshold value. And detecting an abnormality in the drive current by detecting that the maximum value of the drive current exceeds a suitable threshold value in each of the predetermined n (n is a natural number of 3 or more) consecutive calculation periods. Therefore, as in Patent Document 1, the threshold value is adjusted to a suitable threshold value according to the carrier frequency of the determined control mode, and the drive current abnormality is determined by whether or not the current integrated value of the drive current exceeds the suitable threshold value. There is a device for judging the above. (For example, refer to Patent Document 3).
特許文献1に示された従来の装置においては、出力電流検出手段によって検出されたインバータの出力電流の制御演算周期毎の変化量と次の制御演算周期における出力電流の予測値とに基づいて異常か否かの判定を行うことから、先述の通りキャリア波周期と制御演算周期とを同期させるために制御演算周期がキャリア周波数に応じて変化する場合、キャリア周波数に応じて、前記変化量と前記予測値の各々と比較する過電流保護機能として所望に動作する電流閾値を変化させなければ、たとえ同一電流増加率であったとしても制御演算周期当りの電流変化量が変わるため、所望の保護動作を得るのが困難である。特に、キャリア周波数がインバータ周波数(すなわち三相電圧指令の周波数)の整数M倍で変化する同期PWM方式の場合、インバータ周波数とMの値によって制御演算周期が逐次変化するため、影響が大きくなるといった課題があった。 In the conventional apparatus shown in Patent Document 1, an abnormality is detected based on the amount of change in the output current of the inverter detected by the output current detection means for each control calculation cycle and the predicted value of the output current in the next control calculation cycle. In order to synchronize the carrier wave period and the control calculation period as described above, when the control calculation period changes according to the carrier frequency, the change amount and the If the current threshold that operates as desired is not changed as an overcurrent protection function compared with each predicted value, the amount of change in current per control operation cycle will change even if the current increase rate is the same, so the desired protection operation Is difficult to get. In particular, in the case of a synchronous PWM method in which the carrier frequency changes by an integer M times the inverter frequency (that is, the frequency of the three-phase voltage command), the control calculation cycle changes sequentially depending on the inverter frequency and the value of M, so that the influence becomes large. There was a problem.
特許文献2または特許文献3に示された従来の装置においては、駆動電流の積算値が所定のしきい値を超えたか否か、あるいは、駆動電流の最大値が連続するn個の所定の演算周期の各々においてしきい値を超えたか否かを判定するといった、電力変換手段の連続的な負荷運転に対する保護としては有効であるが、電流増加傾向の検出保護への対応が困難といった課題がある上、キャリア周波数に応じてしきい値を設定する目的が電流波形の変化やスイッチングロスによるインバータ負荷の視点であり、必ずしも演算周期に起因する影響に対応したものではない。
さらに、従来の装置に示してあるように、演算処理可能な最速演算周期で過電流保護検知を行うのが好ましいが、現実には、演算処理を行うマイコンの性能制約や制御アルゴリズムの処理時間による最短演算周期の制約があるといった課題があった。
In the conventional apparatus shown in
Furthermore, as shown in the conventional apparatus, it is preferable to perform overcurrent protection detection at the fastest calculation cycle that can be processed, but in reality, it depends on the performance restrictions of the microcomputer that performs the calculation processing and the processing time of the control algorithm. There was a problem that there was a restriction on the shortest calculation cycle.
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、キャリア周波数に基づいて設定する制御演算周期の長短に関係なく、適切な電力変換手段に対する過電流保護機能を実現することが可能な電力変換装置とこの電力変換装置を用いた空気調和装置を提供することを目的としている。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and realizes an overcurrent protection function for appropriate power conversion means regardless of the length of a control calculation period set based on a carrier frequency. An object of the present invention is to provide a power converter that can perform the above and an air conditioner using the power converter.
この発明に係る電力変換装置は、電圧指令を生成する電圧指令生成部と、キャリア波を生成すると共にキャリア波と電圧指令とに基づいて駆動信号を生成する駆動信号生成部と、駆動信号に基づいて電圧を出力して回転機を駆動する電力変換手段と、電力変換手段の出力電流を検出する電流検出手段と、キャリア波の周波数に基づいて制御演算周期を設定する制御演算周期設定部と、制御演算周期当たりの出力電流の変化量が所定の第1の電流閾値を超えた場合に電力変換手段に対する保護動作を行う電力変換手段保護部を備え、第1の電流閾値は、制御演算周期、キャリア波の周波数、電圧指令の周波数の少なくともいずれか1つに基づいて設定するようにしたものである。 A power conversion device according to the present invention includes a voltage command generation unit that generates a voltage command, a drive signal generation unit that generates a carrier wave and generates a drive signal based on the carrier wave and the voltage command, and a drive signal. A power conversion means for driving the rotating machine by outputting a voltage, a current detection means for detecting an output current of the power conversion means, a control calculation period setting unit for setting a control calculation period based on the frequency of the carrier wave, A power conversion means protection unit that performs a protection operation on the power conversion means when the amount of change in the output current per control calculation period exceeds a predetermined first current threshold, wherein the first current threshold is a control calculation period; The frequency is set based on at least one of the frequency of the carrier wave and the frequency of the voltage command.
また、この発明に係る電力変換装置は、電圧指令を生成する電圧指令生成部と、キャリア波を生成すると共にキャリア波と電圧指令とに基づいて駆動信号を生成する駆動信号生成部と、駆動信号に基づいて電圧を出力して回転機を駆動する電力変換手段と、電力変換手段の出力電流を検出する電流検出手段と、キャリア波の周波数に基づいて制御演算周期を設定する制御演算周期設定部と、制御演算周期当たりの出力電流の変化量に基づき予測される次の制御演算周期の出力電流の予測値が所定の第2の電流閾値を超えた場合に電力変換手段に対する保護動作を行う電力変換手段保護部を備え、第2の電流閾値は、制御演算周期、キャリア波の周波数、電圧指令の周波数の少なくともいずれか1つに基づいて設定するようにしたものである。 The power conversion device according to the present invention includes a voltage command generation unit that generates a voltage command, a drive signal generation unit that generates a carrier wave and generates a drive signal based on the carrier wave and the voltage command, and a drive signal. The power conversion means for driving the rotating machine by outputting a voltage based on the current, the current detection means for detecting the output current of the power conversion means, and the control calculation period setting unit for setting the control calculation period based on the frequency of the carrier wave And a power for performing a protection operation for the power conversion means when the predicted value of the output current in the next control calculation cycle predicted based on the amount of change in the output current per control calculation cycle exceeds a predetermined second current threshold value. A conversion means protection unit is provided, and the second current threshold is set based on at least one of the control calculation cycle, the frequency of the carrier wave, and the frequency of the voltage command.
また、この発明に係る空気調和装置は、上記した電力変換装置と、電力変換装置の電力変換手段に接続された圧縮機を備え、圧縮機を構成する回転機の回転により冷凍サイクルの冷媒を圧縮するようにしたものである。 The air conditioner according to the present invention includes the above-described power conversion device and a compressor connected to the power conversion means of the power conversion device, and compresses the refrigerant in the refrigeration cycle by the rotation of the rotating machine constituting the compressor. It is what you do.
この発明によれば、制御演算周期あるいはそれに係るパラメータに基づいて、電力変換手段に対する過電流閾値を設定することから、制御演算周期の長短に関係なく、適切な電力変換手段に対する過電流保護を実現し、過電流による電力変換手段のスイッチング素子破壊、電力変換手段へ接続されている回転機の劣化や減磁を防止できるといった従来にない顕著な効果を奏するものである。 According to this invention, since the overcurrent threshold for the power conversion means is set based on the control calculation cycle or a parameter related thereto, overcurrent protection for an appropriate power conversion means is realized regardless of the length of the control calculation cycle. In addition, the present invention has a remarkable effect that can prevent the destruction of the switching element of the power conversion means due to overcurrent and the deterioration and demagnetization of the rotating machine connected to the power conversion means.
実施の形態1.
以下、この発明の実施の形態1に係る電力変換装置を図1から図7に基づいて詳細に説明する。
図1は実施の形態1に係る電力変換装置を備えたシステムの全体図を示し、回転機11と交流電源12と電力変換装置100とによって構成されている。
なお、この実施の形態では、回転機11として三相同期機を想定しているが、この発明は「三相」や「同期機」に限定されるものではなく、その他、他の相数(三相以外の二相回転機等)や同期機とは異なる回転機(例えば誘導機)であっても同様に適用できる。
Embodiment 1 FIG.
Hereinafter, a power converter according to Embodiment 1 of the present invention will be described in detail with reference to FIGS. 1 to 7.
FIG. 1 is an overall view of a system including a power conversion device according to Embodiment 1, and includes a
In this embodiment, a three-phase synchronous machine is assumed as the
図1において、電力変換装置100は、電圧指令生成部1、駆動信号生成部2、電力変換手段3、電流検出手段4、制御演算周期設定部5、電力変換手段保護部6によって構成されている。
図2は、この発明の実施の形態1における電力変換装置100を備えるシステムのハードウエア構成を示す図である。
In FIG. 1, the
FIG. 2 is a diagram showing a hardware configuration of a system including the
図1の構成の中で、電圧指令生成部1、駆動信号生成部2、制御演算周期設定部5、電力変換手段保護部6は、図2に示す記憶装置101に記憶されたプログラムを実行するプロセッサ102によって実現される。
記憶装置101は、図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また、記憶装置101は、図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、不揮発性の補助記憶装置の代わりにハードディスク等の補助記憶装置とを具備してもよい。
In the configuration of FIG. 1, the voltage command generation unit 1, the drive
Although not shown, the
プロセッサ102は、記憶装置101から入力されたプログラムを実行する。記憶装置101が補助記憶装置と揮発性記憶装置とを具備するため、プロセッサ102に、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプログラムが入力される。また、プロセッサ102は、演算結果等のデータを記憶装置101の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置に前記データを保存してもよい。
また、この実施の形態において、複数のプロセッサ102および複数の記憶装置101が連携する構成にしても良い。さらに、記憶装置101やプロセッサ102は、例えばマイクロコンピュータやDSP(Digital Signal Processor)などによって構成しても良い。
The
In this embodiment, a plurality of
次に、電力変換装置100の構成および動作について説明する。
電圧指令生成部1は、回転機11を所望の回転速度で駆動するために必要な三相交流の電圧指令を生成して出力する。具体的には、周知のフィードフォワード制御演算やベクトル制御演算を、後述の制御演算周期設定部5によって設定された制御演算周期(以下、制御演算周期を△tとする)毎に実行することによって、所定周波数(以下、該周波数をインバータ周波数finvとする)の三相交流の電圧指令Vu*、Vv*、Vw*を生成して出力する。
図示していないが、これらの制御演算において、後述の電流検出手段4で得られる三相電流検出値、あるいは、回転機11に位置あるいは速度センサを新たに取り付け、これらのセンサによって検出される位置あるいは速度の情報を用いても良い。
Next, the configuration and operation of the
The voltage command generation unit 1 generates and outputs a three-phase AC voltage command necessary for driving the rotating
Although not shown, in these control calculations, a three-phase current detection value obtained by the current detection means 4 described later, or a position or speed sensor newly attached to the rotating
駆動信号生成部2は、予め定められた周波数、あるいは三相交流の電圧指令の周波数(インバータ周波数finv)に基づいて算出される周波数(以下、キャリア波の周波数fcとする)のキャリア波を生成するとともに、三相交流の電圧指令Vu*、Vv*、Vw*を変調波に変換して、キャリア波と変調波との大小比較結果に基づいて、電力変換手段3に対する駆動信号である各相のPWM信号PWMu、PWMv、PWMwを生成し、電力変換手段3に出力する。
The drive
キャリア波の生成において、非同期PWM方式と同期PWM方式と呼ばれる方式があり、前者はインバータ周波数finvとは無関係にキャリア波の周波数fcを設定する方式であり、後者はインバータ周波数finvの(絶対値の)M倍(Mは正の整数)にキャリア波の周波数fcを設定する方式であり、正の整数Mは主に3の倍数が用いられることが多い。
以下、この発明の実施の形態においては、インバータ周波数finv>0の場合について説明するが、インバータ周波数finv<0の場合は、インバータ周波数finvを絶対値|finv|に置き換えれば同様に適用できる。
In the generation of the carrier wave, there are methods called an asynchronous PWM method and a synchronous PWM method. The former is a method for setting the carrier wave frequency fc regardless of the inverter frequency finv, and the latter is the inverter frequency finv (absolute value). ) This is a method of setting the carrier wave frequency fc to M times (M is a positive integer), and a positive integer M is often a multiple of 3.
Hereinafter, in the embodiment of the present invention, the case of the inverter frequency finv> 0 will be described. However, in the case of the inverter frequency finv <0, the present invention can be similarly applied by replacing the inverter frequency finv with the absolute value | finv |.
図3は、M=9、6、3の時、すなわち同期9パルス、同期6パルス、同期3パルスにおける電圧指令の電圧位相と同期PWMのキャリア波との関係の一例を示す図である。
非同期PWMおいては、一般的に電力変換手段3から出力される三相交流電圧の波形の対称性を維持するために、fc/finv、すなわち、キャリア波の周波数fcとインバータ周波数finvとの比は概ねfc/finv>9以上に確保される。また、電力変換手段3のスイッチング素子のスイッチング動作に伴う損失や発熱などの制約によりキャリア波の周波数fcの上限が存在することから、fc/finv>9の関係を維持するためにインバータ周波数finvの上限も存在する。
FIG. 3 is a diagram showing an example of the relationship between the voltage command voltage phase and the synchronous PWM carrier wave when M = 9, 6, 3, ie, synchronous 9 pulses, synchronous 6 pulses, and synchronous 3 pulses.
In the asynchronous PWM, in general, in order to maintain the symmetry of the waveform of the three-phase AC voltage output from the power conversion means 3, fc / finv, that is, the ratio between the frequency fc of the carrier wave and the inverter frequency finv. Is generally secured at fc / finv> 9 or more. In addition, since there is an upper limit of the frequency fc of the carrier wave due to restrictions such as loss and heat generation associated with the switching operation of the switching element of the power conversion means 3, in order to maintain the relationship of fc / finv> 9, the inverter frequency finv There is also an upper limit.
同期PWMにおいては、fc/finvが整数Mとなり、fc/finv<9の関係であっても、電力変換手段3からの出力される三相交流電圧の波形の対称性は維持され、キャリア波の周波数fcの上限の制約下においても、非同期PWM方式と比較して、インバータ周波数finvの最大値を高く設定することができ、非同期PWMで駆動困難な高速域においても駆動することが可能となる。 In synchronous PWM, even if fc / finv is an integer M and fc / finv <9, the symmetry of the waveform of the three-phase AC voltage output from the power conversion means 3 is maintained, and the carrier wave Even under the restriction of the upper limit of the frequency fc, the maximum value of the inverter frequency finv can be set higher than in the asynchronous PWM method, and it is possible to drive even in a high speed region where it is difficult to drive with the asynchronous PWM.
ただし、キャリア波の周波数fcは、インバータ周波数finvと整数Mの設定値に応じて常に変化する。また、電力変換手段3から三相交流電圧を安定に出力するためには、キャリア波の周波数fcの下限も存在するため、実際の動作においてはインバータ周波数finvに応じて、非同期PWM方式と同期PWM方式とを切り換えたり、非同期PWM方式のキャリア波の周波数fcや同期PWM方式のfc/finvの比である整数Mを適切な値に設定したりすることが行われ、この発明においてもこのようなPWM方式や整数Mの切換動作を想定している。 However, the frequency fc of the carrier wave always changes according to the inverter frequency finv and the set value of the integer M. Further, in order to stably output the three-phase AC voltage from the power conversion means 3, there is also a lower limit of the carrier wave frequency fc. Therefore, in the actual operation, the asynchronous PWM method and the synchronous PWM are selected according to the inverter frequency finv. The method is switched or the integer M, which is the ratio fc / finv of the asynchronous PWM method carrier wave or the synchronous PWM method, is set to an appropriate value. A PWM system and an integer M switching operation are assumed.
電力変換手段3は、交流電源12から供給される交流電圧を、ダイオードなどを用いて構成される周知の整流回路によって直流電圧へ変換し、直流電圧を周知の三相インバータにより、各相のPWM信号PWMu、PWMv、PWMwに基づいて、回転機11を駆動するための周波数finvの三相交流電圧Vu、Vv、Vwを出力し、回転機11へ三相交流電圧を供給する。
三相インバータは、各相(u、v、w相)に2つのスイッチング素子が直列接続されており、また各スイッチング素子に対して逆並列に帰還ダイオードが接続され、これらのスイッチング素子が、各相のPWM信号PWMu、PWMv、PWMwに基づいてスイッチングされる周知のものである。なお、一般的に、スイッチング素子やダイオードについては、ケイ素Siで構成された素子で構成されるが、高耐圧、高温動作が可能なワイドバンドギャップ半導体である炭化ケイ素SiCや窒化ガリウムGaN、ダイヤモンド等で構成された素子を用いても良い。
The power conversion means 3 converts the AC voltage supplied from the
In the three-phase inverter, two switching elements are connected in series to each phase (u, v, w phase), and a feedback diode is connected in antiparallel to each switching element. It is a well-known one that is switched based on phase PWM signals PWMu, PWMv, and PWMw. In general, switching elements and diodes are composed of elements composed of silicon Si, but silicon carbide SiC, gallium nitride GaN, diamond, etc., which are wide bandgap semiconductors capable of high withstand voltage and high temperature operation. You may use the element comprised by these.
なお、電力変換手段3において、図1に示すような交流電源12から電源供給される以外に、直流電圧を出力する電源もしくは電池が電源供給のために接続されていても良く、この場合は、前記した整流回路が不要となる。また、整流回路と三相インバータ間の直流母線に周知のDC−DCコンバータのような昇圧回路を挿入し、直流電圧を昇圧するような構成でも良い。
In the power conversion means 3, in addition to the power supply from the
電流検出手段4は、周知のACCTセンサ、あるいはDCCTセンサなどを用いて、電力変換手段3の各相の出力電流、すなわち回転機11の電機子電流Iu、Iv、Iwを検出する。さらに、検出された出力電流(検出値)は増幅器とA/D変換器とによって電圧レベルに変換し、マイコンなどのプロセッサ102に取り込まれ、制御演算などに用いられる。
The current detection unit 4 detects the output current of each phase of the
なお、電流検出手段4は、回転機11が三相回転機の場合、同期機の各相の出力電流Iu、Iv、Iwの内、全相の出力電流を検出する構成、あるいは、1つの相(例えばw相)の電機子電流Iwについては、検出した2つの相の出力電流Iu、Ivを用いて三相平衡状態のIw=−Iu−Ivの関係から求めるようにして、2つの相の出力電流を検出する構成でも良い。
さらに、各相の出力電流を直接検出する方法以外に、周知の技術である、整流回路と三相インバータ間の直流母線を流れる電流に基づいて出力電流を検出する方法でも良い。
When the rotating
In addition to the method of directly detecting the output current of each phase, a method of detecting the output current based on the current flowing through the DC bus between the rectifier circuit and the three-phase inverter, which is a well-known technique, may be used.
制御演算周期設定部5は、キャリア波の周期のN/2倍(Nは正の整数)の周期、すなわち、キャリア波の半周期のN倍の周期と制御演算周期△tとを同期させるようにして、前記制御演算を実行するために、駆動信号生成部2で設定されたキャリア波の周波数fcに基づいて制御演算周期△tを△t=N/(fc・2)となるように設定する。
すなわち、制御演算周期△tは、キャリア波の周波数fcの関数△t=f(fc)となる。
これは、先述の通り、キャリア波の正および負の各最大振幅時点が、キャリア波の半周期に対応するのに加えて、ちょうど電力変換手段3の出力の電圧ゼロ区間に対応し、さらに、電圧ゼロ区間の中点近傍に対応するため、相電流に含まれる脈動の影響を受けずに各相の相電流の瞬時値を検出することができるため、キャリア波の正および負の各最大振幅時点を基準に制御演算周期△tを設定することが望ましいためである。
The control computation
That is, the control calculation cycle Δt is a function Δt = f (fc) of the carrier wave frequency fc.
As described above, this corresponds to the positive and negative maximum amplitude time points of the carrier wave corresponding to the half period of the carrier wave, in addition to the voltage zero interval of the output of the power conversion means 3, Since it corresponds to the middle point of the zero voltage section, it can detect the instantaneous value of the phase current of each phase without being affected by the pulsation contained in the phase current, so each positive and negative maximum amplitude of the carrier wave This is because it is desirable to set the control calculation cycle Δt based on the time point.
図4は、キャリア波の周期と制御演算周期△tとの関係の一例を示す図であり、N=1の時の関係を示したものである。必ずしもN=1とは限らず、N=1以外の整数(2、3、・・・)を選択しても構わない。
整数Nの設定においては、キャリア波の周波数fcが非常に高い場合にN=1とすると、プロセッサ102によって電圧指令生成部1などで行われる制御演算の処理が、設定された制御演算周期△t以内に完了せずオーバーフローを起こす可能性がある。また、キャリア波の周波数fcが低い場合にNの値を大きくとると、制御演算周期△tが長くなりすぎて所望の制御応答が得られないこともある。このため、制御演算周期△tの設定(すなわち整数Nの設定)においては、制御演算の処理負荷、プロセッサ102の性能、システムとして必要な制御応答とを鑑みながら、キャリア波の周波数fcに基づいて設定する。
以上が、実施の形態1において回転機11を駆動するために必要な構成である。
FIG. 4 is a diagram showing an example of the relationship between the carrier wave cycle and the control calculation cycle Δt, and shows the relationship when N = 1. N = 1 is not necessarily limited, and an integer (2, 3,...) Other than N = 1 may be selected.
In the setting of the integer N, if N = 1 when the frequency fc of the carrier wave is very high, the control calculation process performed by the
The above is the configuration necessary for driving the rotating
次に、この発明の特徴である電力変換手段保護部6について説明する。
電力変換手段保護部6は、電流検出手段4で検出した出力電流Iに基づいて制御演算周期△t当たりの出力電流の変化量△Iを演算し、さらに、電流検出手段4で検出した出力電流Iと出力電流の変化量△Iとに基づいて次の制御演算周期における出力電流の予測値I+△Iを演算した上で、出力電流の変化量△I、出力電流の予測値I+△Iの少なくともいずれか一方に基づいて出力電流が異常か否かを判定し、電力変換手段3に対する過電流保護動作を行う。
Next, the power conversion means
The power conversion means
電力変換手段3の過電流保護動作において、全ての相について各々の出力電流の変化量△Iと出力電流の予測値I+△Iとを演算の上、相毎に出力電流が異常か否かを判定し、いずれかの相で異常と判定された場合に電力変換手段3に対する過電流保護動作を行うのが望ましい点は言うまでもないが、以下の説明では、任意の1つの相における動作について説明する。(他の相においても同様の動作となる。) In the overcurrent protection operation of the power conversion means 3, after calculating the output current variation ΔI and the predicted output current value I + ΔI for all phases, it is determined whether the output current is abnormal for each phase. Needless to say, it is desirable to perform an overcurrent protection operation on the power conversion means 3 when it is determined and determined to be abnormal in any phase, but in the following description, the operation in any one phase will be described. . (Same operation in other phases.)
図5は、電力変換手段3の出力電流の変化量△Iと制御演算周期△tとの関係を示した概念図であり、実施の形態1における電力変換手段3に対する過電流保護動作を図1と図5とを用いて説明する。
図1において、電力変換手段3の各相の出力電流は、キャリア波の正および負の各最大振幅時点と同期して、制御演算周期設定部5において設定された制御演算周期△t毎に電流検出手段4によって検出される。(検出動作においては、増幅器とA/D変換器とによって電圧レベルに変換し、マイコンなどのプロセッサ102に取り込まれる動作も含む。)
FIG. 5 is a conceptual diagram showing the relationship between the change amount ΔI of the output current of the power conversion means 3 and the control calculation cycle Δt. The overcurrent protection operation for the power conversion means 3 in the first embodiment is shown in FIG. This will be described with reference to FIG.
In FIG. 1, the output current of each phase of the power conversion means 3 is synchronized with the positive and negative maximum amplitude points of the carrier wave for each control calculation period Δt set in the control calculation
検出された出力電流Iは、例えば、アキュムレータレジスタなどの記憶装置101に1回分記憶しておき、記憶した出力電流Iは、次の制御演算のタイミングで前回値 (以下Ioldとする)として利用する。すなわち、演算制御周期△t毎に出力電流Iを検出する度に、前記記憶された前回値Ioldは更新される。
前回値Ioldと出力電流検出値(現在値)Iとから、以下の(1)式により出力電流の変化量△Iを演算し、さらに、出力電流検出値(現在値)Iと出力電流の変化量△Iから以下の(2)式により出力電流の予測値I+△Iを演算する。
・出力電流の変化量 △I = 現在値I ― 前回値Iold ・・・(1)
・出力電流の予測値 I+△I = 現在値I + 出力電流の変化量 △I ・・(2)
The detected output current I is stored once in the
From the previous value Iold and the output current detection value (current value) I, the output current change amount ΔI is calculated by the following equation (1), and further, the output current detection value (current value) I and the change in output current are calculated. The predicted value I + ΔI of the output current is calculated from the amount ΔI by the following equation (2).
・ Change in output current △ I = Current value I-Previous value Iold (1)
・ Predicted value of output current I + △ I = Present value I + Amount of change in output current △ I (2)
前記で求めた出力電流の変化量△I、出力電流の予測値I+△Iに対して、後述の方法で設定する電流閾値A、電流閾値B(但し、B>A)とそれぞれ比較し、以下の(3)式、(4)式の条件の内、少なくともいずれか一方が成立した場合に異常と判定する。
・出力電流の変化量の絶対値|△I|> 電流閾値A ・・・(3)
・出力電流の予測値の絶対値|I+△I|> 電流閾値B ・・・(4)
先述の通り、これらの出力電流検出動作から異常判定動作までの一連の流れを相毎に行い、いずれかの相で異常と判定された場合に、以下の電力変換手段3に対する保護動作を行う。
The output current change amount ΔI and the predicted output current value I + ΔI obtained above are compared with the current threshold value A and the current threshold value B (B> A) set by the method described later, respectively. When at least one of the conditions of the formulas (3) and (4) is satisfied, it is determined that there is an abnormality.
・ Absolute value of change in output current | ΔI |> Current threshold A (3)
・ Absolute value of predicted output current | I + ΔI |> Current threshold B (4)
As described above, a series of flow from the output current detection operation to the abnormality determination operation is performed for each phase, and when the abnormality is determined in any phase, the following protection operation for the
電力変換手段3に対する過電流保護動作の一例として、電力変換手段保護部6は図1に示すように駆動信号生成部2に対して、電力変換手段3に対する駆動信号である各相のPWM信号PWMu、PWMv、PWMwの出力を全て停止させるためのオフ信号(OFF)を出力し、電力変換手段3から回転機11に対する三相交流電圧の出力を停止させる。
あるいは、電力変換手段保護部6は電力変換手段3に対して直接全てのスイッチング素子のスイッチング動作を停止させるような信号を出力して三相交流電圧の供給を停止させるようにしても良い。
As an example of the overcurrent protection operation for the power conversion means 3, the power conversion means
Alternatively, the power conversion means
次に、過電流保護動作に係る電流閾値A、Bの設定方法について説明する。
過電流保護においては、(回転機11の)負荷変動や制御乱れなどの要因で電力変換手段3の出力電流が段階的に増大していく現象が生じた際、出力電流の瞬時値が限界電流ラインを超えないように、超える直前に電力変換手段3から回転機11へ三相交流電圧の供給を停止させる必要がある。
Next, a method for setting the current thresholds A and B related to the overcurrent protection operation will be described.
In overcurrent protection, when a phenomenon occurs in which the output current of the power conversion means 3 increases stepwise due to factors such as load fluctuation (of the rotating machine 11) and control disturbance, the instantaneous value of the output current is the limit current. In order not to exceed the line, it is necessary to stop the supply of the three-phase AC voltage from the power conversion means 3 to the rotating
限界電流ラインは、回転機11に過大電流が流れた場合の発熱による絶縁破壊などの劣化現象、また、回転機11が界磁に永久磁石を有する永久磁石同期機である場合の熱減磁による性能の低下、さらには、電力変換手段3のスイッチング素子の過大電流による素子破壊といった電力変換装置100あるいは回転機11で生じうる過電流起因の現象を全て防止できるような値に設定する必要がある。
通常、限界電流ラインは、先述の生じうる過電流起因の現象の中で最も(絶対値が)小さい電流で生じうる現象が発生しないような値が設定され、限界電流ラインに対してマージンを考慮した上で過電流保護動作における電流閾値を設定する。
The limit current line is caused by a deterioration phenomenon such as a dielectric breakdown due to heat generation when an excessive current flows through the rotating
Normally, the limit current line is set to a value that does not cause the phenomenon that can occur with the smallest (absolute value) current among the above-mentioned phenomena caused by overcurrent, and a margin is considered for the limit current line. After that, the current threshold value in the overcurrent protection operation is set.
特許文献1に示された従来の装置のように、制御演算周期△tをある固定値に設定する場合は、限界電流ラインと通常運転時の最大電流とに基づいて、過電流保護動作が所望に動作するような電流閾値A、Bと制御演算周期△tとを予め設定できる。
ただし、本願発明のように制御演算周期△tが、キャリア波の周波数fcに応じて変化したり、また、同期PWM方式のように三相交流の電圧指令の周波数(インバータ周波数finv)に応じて変化したりする場合では、電流閾値A、Bを制御演算周期△t(換言するとキャリア波の周波数fc、同期PWM方式におけるインバータ周波数finv)に応じて変更する必要がある。
要するに電流閾値A、Bは、制御演算周期△t、キャリア波の周波数fc、電圧指令の周波数であるインバータ周波数finvの少なくともいずれか1つに基づいて設定する。
When the control calculation cycle Δt is set to a certain fixed value as in the conventional device disclosed in Patent Document 1, overcurrent protection operation is desired based on the limit current line and the maximum current during normal operation. The current thresholds A and B and the control calculation period Δt can be set in advance.
However, as in the present invention, the control calculation cycle Δt changes according to the frequency fc of the carrier wave, or according to the frequency of the three-phase AC voltage command (inverter frequency finv) as in the synchronous PWM method. In the case of changing, it is necessary to change the current thresholds A and B in accordance with the control calculation cycle Δt (in other words, the frequency fc of the carrier wave, the inverter frequency finv in the synchronous PWM method).
In short, the current thresholds A and B are set based on at least one of the control calculation cycle Δt, the frequency fc of the carrier wave, and the inverter frequency finv that is the frequency of the voltage command.
図6は、制御演算周期△tの差異(変化)に伴う出力電流の変化量△I、出力電流の予測値(I+△I)への影響を示した図であり、以下、図6を用いて電流閾値A、Bを制御演算周期△tに応じて変更する必要性について説明する。
図6において、制御演算周期△tを設定するためのパラメータである整数Nが一定である条件下で、キャリア波の周波数fcが低くなる(また、同期PWM方式においては、インバータ周波数finvが低くなる)、すなわち、キャリア周期が長くなるに従い、制御演算周期△tが△t1から△t2へと長くなる。(△t1<△t2)
FIG. 6 is a diagram showing the influence on the change amount ΔI of the output current and the predicted output current value (I + ΔI) due to the difference (change) in the control calculation period Δt. The necessity of changing the current thresholds A and B according to the control calculation cycle Δt will be described.
In FIG. 6, the frequency fc of the carrier wave is lowered under the condition that the integer N that is a parameter for setting the control calculation period Δt is constant (in addition, in the synchronous PWM method, the inverter frequency finv is lowered). ) That is, as the carrier period becomes longer, the control calculation period Δt becomes longer from Δt1 to Δt2. (Δt1 <Δt2)
出力電流Iが図6の太実線のように変化する場合、時刻t0(この時の電流をI0とする)を基準に出力電流の変化量△I、出力電流の予測値I+△Iを求めると、制御演算周期△t1の時の出力電流の変化量が△I1、出力電流の予測値(予測値1)が図6中の星印I1+△I1(=I0+2△I1)となり、また、制御演算周期△t2の時の出力電流の変化量が△I2、出力電流の予測値(予測値2)が図6中の菱形印I2+△I2(=I0+2△I2)となる。 When the output current I changes as shown by the thick solid line in FIG. 6, the output current change amount ΔI and the predicted output current value I + ΔI are obtained with reference to the time t0 (the current at this time is I0). The amount of change in the output current at the control calculation period Δt1 is ΔI1, the predicted value of the output current (predicted value 1) is the asterisk I1 + ΔI1 (= I0 + 2ΔI1) in FIG. The change amount of the output current at the period Δt2 is ΔI2, and the predicted value of the output current (predicted value 2) is the diamond mark I2 + ΔI2 (= I0 + 2ΔI2) in FIG.
よって、同じ電流変化においても、制御演算周期が△t1、△t2とでは電流変化量I1、△I2や電流予測値I1+△I1、I2+△I2に差異が生じるため、常に同じ電流閾値A、Bに基づいて過電流保護動作を行うと、所望の保護動作とならない可能性がある。
図6において、仮に、電流閾値Aが「△I1<電流閾値A<△I2」となる固定値に設定されていると、同じ電流変化に係わらず、制御演算周期が△t1のケースでは、時刻t0+△t1で保護動作を行わず、制御演算周期が△t2のケースでは、時刻t0+△t2で保護動作を行う。
Therefore, even when the current change is the same, there are differences in the current change amounts I1, ΔI2 and the predicted current values I1 + ΔI1, I2 + ΔI2 when the control calculation cycle is Δt1, Δt2, and therefore the same current thresholds A, B If the overcurrent protection operation is performed based on the above, there is a possibility that the desired protection operation is not achieved.
In FIG. 6, if the current threshold A is set to a fixed value such that “ΔI1 <current threshold A <ΔI2”, in the case where the control calculation cycle is Δt1 regardless of the same current change, In the case where the protective operation is not performed at t0 + Δt1 and the control calculation cycle is Δt2, the protective operation is performed at time t0 + Δt2.
このことから、電力変換手段3に対する保護が必要な時に動作しなかったり、反対に、電力変換手段3に対する保護が必要でない場合に動作したりする可能性がある。
電流閾値Bにおいて、図6の例で仮に、電流閾値BがI1+△I1より若干低い固定値(概ね図6の電流I2付近)に設定されていると、同じ電流変化に係わらず、制御演算周期が△t1のケースでは時刻t0+△t1で、当該時刻における予測値1(I1+△I1)が電流閾値Bを超えるため保護動作を行い、制御演算周期が△t2のケースでは時刻t0+△t2で、当該時刻における予測値2(I2+△I2)が電流閾値Bを超えるため、時刻t0+△t2になるまで保護動作を行わないといったように、保護動作のタイミングにバラツキが生じる。
From this, there is a possibility that it does not operate when protection for the power conversion means 3 is necessary, or on the contrary, it operates when protection for the power conversion means 3 is not necessary.
In the case of the current threshold B, in the example of FIG. 6, if the current threshold B is set to a fixed value slightly lower than I1 + ΔI1 (generally in the vicinity of the current I2 in FIG. 6), the control calculation cycle Is Δt1, at time t0 + Δt1, and since the predicted value 1 (I1 + ΔI1) at that time exceeds the current threshold B, a protection operation is performed. In the case where the control calculation cycle is Δt2, at time t0 + Δt2, Since the predicted value 2 (I2 + ΔI2) at the time exceeds the current threshold value B, the protection operation timing varies such that the protection operation is not performed until time t0 + Δt2.
また、電流閾値Bの設定において先述と異なる例で、図6において、電流閾値BがI2+△I2より若干低い固定値に設定されていると、制御演算周期が△t2のケースでは時刻t0+△t2で保護動作を行うものの、制御演算周期が△t1のケースでは時刻t0+△t1における予測値1(I1+△I1)が電流閾値Bを超えず、さらに△t1経過した時刻t0+2△t1において、はじめて当該時刻における予測値1’(I1’+△I1’)が電流閾値Bを超え、時刻t0+2△t1で保護動作を行うことになる。
ただし、先述の通り制御演算周期が△t2に対して短く、図6の例では時刻t0+△t2と時刻t0+△2t1とのタイムラグは小さい。
Further, in an example different from the above in setting the current threshold B, in FIG. 6, when the current threshold B is set to a fixed value slightly lower than I2 + ΔI2, in the case where the control calculation cycle is Δt2, the time t0 + Δt2 In the case where the control operation cycle is Δt1, the predicted value 1 (I1 + ΔI1) at the time t0 + Δt1 does not exceed the current threshold value B, and at the time t0 + 2Δt1 when Δt1 has passed, The predicted value 1 ′ (I1 ′ + ΔI1 ′) at the time exceeds the current threshold B, and the protection operation is performed at time t0 + 2Δt1.
However, as described above, the control calculation cycle is shorter than Δt2, and in the example of FIG. 6, the time lag between time t0 + Δt2 and time t0 + Δ2t1 is small.
以上を踏まえると、電流閾値Aに関しては、制御演算周期△tの長さに比例した値を設定することが望ましく、電流閾値Bに関しては、制御演算周期△tが長くなるに従い、値が小さくなるように、すなわち、前記限界電流ラインに対するマージンを大きく取るように設定すれば良い。 Based on the above, it is desirable to set a value proportional to the length of the control calculation period Δt for the current threshold A, and the value for the current threshold B decreases as the control calculation period Δt increases. In other words, the margin for the limit current line may be set large.
図7は、制御演算周期△tと電流閾値A、Bとの好適な関係の一例を示した概念図であり、実際には制御演算周期△tと電流閾値A、Bとの関係を記憶装置101などにテーブルあるいは数式の形で記憶させておく。
また、制御演算周期△tに代わりに、制御演算周期△tの設定に係るパラメータであるキャリア波の周波数fc、または同期PWM方式における(三相交流の)電圧指令の周波数(インバータ周波数finv)に対する電流閾値A、Bとの好適な関係を記憶させておく形態でも良い。
FIG. 7 is a conceptual diagram showing an example of a preferable relationship between the control calculation cycle Δt and the current thresholds A and B. In practice, the relationship between the control calculation cycle Δt and the current thresholds A and B is stored in the storage device. 101 or the like is stored in the form of a table or a mathematical expression.
Also, instead of the control calculation period Δt, the carrier wave frequency fc, which is a parameter related to the setting of the control calculation period Δt, or the voltage command frequency (inverter frequency finv) in the synchronous PWM method (inverter frequency finv) A form in which a suitable relationship with the current thresholds A and B is stored may be used.
したがって、制御演算周期△tの長短に関係なく、電力変換手段3に対する保護動作を所望に動作させるためには、制御演算周期△t、あるいは制御演算周期△tの設定に係るパラメータであるキャリア波の周波数fc、または同期PWM方式における(三相交流の)電圧指令の周波数(インバータ周波数finv)に応じて電流閾値A、Bを変更する必要がある。
以上が、実施の形態1に係る電力変換装置100によって構成されるシステムの説明である。
Therefore, regardless of the length of the control calculation cycle Δt, in order to make the protective operation for the power conversion means 3 operate as desired, the carrier wave which is a parameter related to the setting of the control calculation cycle Δt or the control calculation cycle Δt Current thresholds A and B need to be changed in accordance with the frequency fc or the frequency of the voltage command (inverter frequency finv) in the synchronous PWM method.
The above is the description of the system configured by the
この発明の実施の形態1においては、電流検出手段4で検出した出力電流Iに基づいて出力電流の変化量△Iを演算し、さらに、電流検出手段4で検出した出力電流Iと出力電流の変化量△Iとに基づいて次の制御演算周期における出力電流の予測値I+△Iを演算した上で、出力電流の変化量△Iあるいは出力電流の予測値I+△Iに基づいて出力電流が異常か否かを判定し、電力変換手段3に対する過電流保護動作を行うシステムについて説明したが、プロセッサ102の性能や演算負荷処理能力に応じて、出力電流の変化量△Iと電流閾値Aとの比較のみで過電流保護動作を行う、あるいは、出力電流の予測値I+△Iと電流閾値Bとの比較のみで過電流保護動作を行うといった片方の方式のみを採用しても良く、勿論両方の方式を採用すればさらに好適な過電流保護動作を行えることは言うまでもない。 In Embodiment 1 of the present invention, the output current change amount ΔI is calculated based on the output current I detected by the current detection means 4, and the output current I detected by the current detection means 4 and the output current are calculated. After calculating the predicted value I + ΔI of the output current in the next control calculation cycle based on the change amount ΔI, the output current is calculated based on the change amount ΔI of the output current or the predicted value I + ΔI of the output current. Although the system that determines whether or not it is abnormal and performs the overcurrent protection operation for the power conversion means 3 has been described, the output current change amount ΔI and the current threshold A The overcurrent protection operation may be performed only by comparing the current values, or the overcurrent protection operation may be performed only by comparing the predicted value I + ΔI of the output current with the current threshold value B. The method of It goes without saying that enables a more suitable overcurrent protection operation when.
この実施の形態1によれば、制御演算周期、あるいはそれに係るパラメータ、例えば、キャリア波の周波数、また、同期PWM方式における電圧指令の周波数(インバータ周波数)に応じて、電力変換手段に対する過電流閾値を設定することから、キャリア周波数に基づいて設定する制御演算周期の長短に関係なく、適切な電力変換手段に対する過電流保護を実現し、過電流による電力変換手段の素子破壊、電力変換手段へ接続されている回転機の劣化や減磁を防止できる効果がある。 According to the first embodiment, the overcurrent threshold for the power conversion means is determined according to the control calculation cycle or a parameter related thereto, for example, the frequency of the carrier wave, or the voltage command frequency (inverter frequency) in the synchronous PWM method. Therefore, regardless of the length of the control calculation period set based on the carrier frequency, overcurrent protection for the appropriate power conversion means is realized, and the power conversion means is destroyed due to overcurrent and connected to the power conversion means. This has the effect of preventing deterioration and demagnetization of the rotating machine.
また、キャリア波の周波数を電圧指令の周波数のM倍(Mは正の整数)に設定するモードを有する、すなわち同期PWM方式を適用することで、非同期PWM方式と比較して、インバータ周波数finvの最大値を高く設定することができ、非同期PWMで駆動困難な高速域においても駆動することが可能となり、高速域においても適切な電力変換手段に対する過電流保護を実現できる効果がある。
なお、キャリア周波数が変化しない、すなわち、制御演算周期△tの長短が変化しない場合においても、制御演算周期△tのタイミングと電流閾値AまたはBとの関係で、図5に示すように保護動作のタイミングがばらつく場合がある。そこで、電流閾値を制御演算周期△tのタイミングに基づいて設定することで、制御演算周期△tが大きくても保護動作のタイミングを遅れないようにできる効果がある。
Further, the mode of setting the frequency of the carrier wave to M times the frequency of the voltage command (M is a positive integer), that is, by applying the synchronous PWM method, the inverter frequency finv is compared with the asynchronous PWM method. The maximum value can be set high, and it is possible to drive even in a high speed region where it is difficult to drive with asynchronous PWM, and there is an effect that it is possible to realize overcurrent protection for an appropriate power conversion means even in the high speed region.
Even when the carrier frequency does not change, that is, when the length of the control calculation period Δt does not change, the protective operation is performed as shown in FIG. 5 depending on the relationship between the timing of the control calculation period Δt and the current threshold A or B. The timing may vary. Therefore, by setting the current threshold based on the timing of the control calculation cycle Δt, there is an effect that the protection operation timing can be prevented from being delayed even if the control calculation cycle Δt is large.
実施の形態2.
次に、この発明の実施の形態2に係る電力変換装置を図8に基づいて説明する。
図8は、この発明の実施の形態2における電力変換装置100Aを備えたシステムの全体図を示すもので、回転機11と交流電源12と電力変換装置100Aによって構成されている。
また、電力変換装置100Aは、電圧指令生成部1A、駆動信号生成部2、電力変換手段3、電流検出手段4、制御演算周期設定部5、電力変換手段保護部6Aによって構成されている。
Next, a power converter according to
FIG. 8 shows an overall view of a system including a power conversion device 100A according to
The power conversion apparatus 100A includes a voltage command generation unit 1A, a drive
先の実施の形態1では、電力変換手段3に対する保護動作として、電力変換手段保護部6は、駆動信号生成部2に対して電力変換手段3に対する駆動信号である各相のPWM信号の出力を全て停止させるための信号を出力し、電力変換手段3から回転機11に対する三相交流電圧の供給を停止させていた。
これに対し、この発明の実施の形態2による電力変換装置100Aは、回転機11の運転を継続させるために、電力変換手段保護部6Aは、電圧指令生成部1Aが出力する三相交流電圧の電圧指令Vu*、Vv*、Vw*の周波数であるインバータ周波数finvを低減することにより、電力変換手段3から回転機11に出力する電力を低減し、電力変換手段3の保護動作を行うようにしたものである。
In the first embodiment, as a protection operation for the
In contrast, in power converter 100A according to the second embodiment of the present invention, power
以下、図8において、実施の形態1と異なる電力変換手段保護部6Aと電圧指令生成部1Aの構成を中心に説明し、図1と同一部分については、同じ符号を付して適宜説明を省略する。
電力変換手段保護部6Aは、出力電流の異常判定に係る点は実施の形態1と同じであるが、電力変換手段3から回転機11に対する三相交流電圧の供給を停止する動作より駆動制約の緩い保護動作となるため、実施の形態1における電流閾値A、Bより小さい値に電流閾値A、Bを設定するなど、実施の形態1における出力電流の異常判定条件と比較して、異常と判定されやすい条件にしておくのが望ましい。
電力変換手段3に対する保護動作として、電力変換手段保護部6Aは、電圧指令生成部1Aが出力する三相交流の電圧指令Vu*、Vv*、Vw*の周波数であるインバータ周波数finv(の絶対値)を低減するための周波数補償量△fを電圧指令生成部1Aへ出力する。
In the following, the configuration of the power conversion means
The power conversion means
As a protection operation for the power conversion means 3, the power conversion means
すなわち、目標値として設定された、周波数補償量△fに基づく補償前のインバータ周波数をfinv0とすると、finv=finv0+△f(ただし、補償前後でfinvとfinv0との符号が反転しないように|finv0|>|△f|)の関係となり、インバータ周波数finv0>0ならば△f<0、finv0<0ならば△f>0となる。
周波数補償量△fは、出力電流の異常判定において比較する電流閾値Aに対する出力電流の変化量の絶対値|△I|の超過分、あるいは、電流閾値Bに対する出力電流の予測値の絶対値|I+△I|の超過分に応じた比例値、これらの超過分の制御演算周期△t毎の積分値に基づいて得るようにする。また、周波数補償量△fをこれらの超過分の関数として求めても良い。
That is, assuming that the inverter frequency before compensation based on the frequency compensation amount Δf set as the target value is finv0, finv = finv0 + Δf (however, | finv0 so that the signs of finv and finv0 do not invert before and after compensation) |> | Δf |), Δf <0 if the inverter frequency finv0> 0, and Δf> 0 if finv0 <0.
The frequency compensation amount Δf is an excess of the absolute value | ΔI | of the change amount of the output current with respect to the current threshold A to be compared in the output current abnormality determination, or the absolute value of the predicted output current value with respect to the current threshold B | It is obtained based on a proportional value corresponding to the excess of I + ΔI | and an integral value for each control calculation cycle Δt of these excesses. Further, the frequency compensation amount Δf may be obtained as a function of these excesses.
電圧指令生成部1Aは、回転機11を所望の回転速度で駆動するために必要な周波数に対して周波数補償量△f分を低減して補正された周波数をインバータ周波数finvとして、周波数finvの三相交流の電圧指令Vu*、Vv*、Vw*を出力する。
よって、所望の回転速度に対する実際の回転速度の速度偏差が生じるものの、電力変換手段3から回転機11に対する三相交流電圧の供給を停止する場合と異なり、回転機11の運転状態は継続される。
以上が、実施の形態2に係る電力変換装置100Aによって構成されるシステムの説明である。この実施の形態2によれば、回転機11を停止させずに運転継続させながら、合わせて電力変換手段3の保護も実現できる効果がある。
The voltage command generation unit 1A uses the frequency corrected by reducing the frequency compensation amount Δf by the frequency required for driving the rotating
Therefore, although the speed deviation of the actual rotational speed with respect to the desired rotational speed occurs, unlike the case where the supply of the three-phase AC voltage from the power conversion means 3 to the rotating
The above is the description of the system configured by the power conversion device 100A according to the second embodiment. According to the second embodiment, there is an effect that the protection of the power conversion means 3 can be realized while continuing the operation without stopping the rotating
実施の形態3.
次に、この発明の実施の形態3に係る電力変換装置を図9および図10に基づいて説明する。
この発明における電力変換手段3に対する保護動作は、先述の通り、回転機11に過大電流が流れた場合の発熱による絶縁破壊などの劣化現象、さらには、回転機11が界磁に永久磁石を有する永久磁石同期機である場合の熱減磁による性能の低下、また、電力変換手段3のスイッチング素子の過大電流による素子破壊といった現象を未然に防止するために行われ、電力変換手段3の出力電流が負荷変動や制御乱れなどの要因で段階的に増大していく過程で出力電流の瞬時値が限界電流ラインを超えないようにすることが目的である。
Next, a power converter according to
As described above, the protection operation for the power conversion means 3 in the present invention is a deterioration phenomenon such as dielectric breakdown due to heat generation when an excessive current flows through the rotating
ただし、実際の動作においてはインバータ周波数finvに応じて、非同期PWM方式と同期PWM方式とを切り換えたり、非同期PWM方式のキャリア波の周波数fcや同期PWM方式のfc/finvの比である整数Mを適切な値に設定したりすることが行われ、この発明においてもこのようなPWM方式や整数Mの切換動作を想定しており、キャリア波の周波数fcがインバータ周波数finvに対して不連続となることがある。 However, in actual operation, the asynchronous PWM method and the synchronous PWM method are switched according to the inverter frequency finv, or an integer M which is the frequency fc of the asynchronous PWM method and the ratio of fc / finv of the synchronous PWM method is set. In this invention, the PWM method and the switching operation of the integer M are assumed in this invention, and the frequency fc of the carrier wave is discontinuous with respect to the inverter frequency finv. Sometimes.
図9は、インバータ周波数finvに対するキャリア波の周波数fcの設定値の関係の一例を示すものであり、図9においては、
・finv:0Hz〜333.3Hz・・・・・非同期PWM方式 fc:3kHz
・finv:333.3Hz〜500Hz・・・同期PWM方式(M=9)
fc:9finv [Hz]
・finv:500Hz〜750Hz・・・ 同期PWM方式(M=6)
fc:6finv [Hz]
・finv:750Hz〜・・同期PWM方式(M=3)fc:3finv[Hz]
の設定を想定している。
FIG. 9 shows an example of the relationship of the set value of the carrier wave frequency fc to the inverter frequency finv. In FIG.
-Finv: 0Hz-333.3Hz ... Asynchronous PWM method fc: 3kHz
-Finv: 333.3Hz-500Hz ... Synchronous PWM system (M = 9)
fc: 9finv [Hz]
Finv: 500 Hz to 750 Hz ... Synchronous PWM method (M = 6)
fc: 6finv [Hz]
-Finv: 750 Hz--Synchronous PWM method (M = 3) fc: 3 finv [Hz]
Is assumed to be set.
この場合、図9に示すようにfinv:500Hz、750Hzにおいてキャリア波の周波数fcが不連続に切り換わる。この瞬間に、先述の電力変換手段3の出力電流が負荷変動や制御乱れなどの要因で段階的に増大していく過程とは異なる、キャリア波の周波数fcの不連続な切換によるショックで出力電流の瞬間的な脈動が生じ、この切換による出力電流脈動は通常一瞬で収束する。
この瞬間的な電流脈動により、負荷変動や制御乱れといった本来電力変換手段3に対する保護をかけるべき現象以外で誤って過電流保護動作がかかる可能性があることから、この発明の実施の形態3においては、キャリア波の周波数fcの不連続な切換によるショックで過電流保護動作を行わないようにする、あるいは、先述の負荷変動や制御乱れなどの要因で電力変換手段3の出力電流が段階的に増大していく現象より、不連続な切換によるショックが電力変換手段3や回転機11に対する影響が大きい場合に過電流保護動作を行
うようにした。
In this case, as shown in FIG. 9, the frequency fc of the carrier wave switches discontinuously at finv: 500 Hz and 750 Hz. At this moment, the output current due to the shock caused by the discontinuous switching of the frequency fc of the carrier wave is different from the process in which the output current of the power conversion means 3 increases stepwise due to factors such as load fluctuation and control disturbance. The output current pulsation due to this switching usually converges in an instant.
In this third embodiment of the present invention, this instantaneous current pulsation may cause an overcurrent protection operation erroneously other than a phenomenon that should originally protect the power conversion means 3 such as load fluctuation or control disturbance. The overcurrent protection operation is not performed due to a shock caused by discontinuous switching of the carrier wave frequency fc, or the output current of the power conversion means 3 is stepwise due to factors such as load fluctuations and control disturbance described above. Due to the increasing phenomenon, the overcurrent protection operation is performed when the shock due to the discontinuous switching has a large influence on the power conversion means 3 and the rotating
図10は、この発明の実施の形態3における電力変換装置100Bを備えたシステムの全体図を示すもので、回転機11と交流電源12と電力変換装置100Bによって構成されている。
また、電力変換装置100Bは、電圧指令生成部1、駆動信号生成部2、電力変換手段3、電流検出手段4、制御演算周期設定部5、電力変換手段保護部6Bによって構成されている。
この発明の実施の形態3による電力変換装置100Bは、キャリア波の周波数fcの不連続な切換によるショックで過電流保護動作を行わないようにするために、キャリア波の周波数fcを不連続に切り換える際に、切換開始から予め定められた期間において、電力変換手段保護部6Bの保護動作を停止させるようにしたものである。
FIG. 10 shows an overall view of a system including a
The
The
以下、図10において、実施の形態1と異なる電力変換手段保護部6Bの構成を中心に説明し、図1と同一部分については、同じ符号を付して適宜説明を省略する。
電力変換手段保護部6Bにおいて、出力電流の異常判定に係る点は実施の形態1と同じであるが、駆動信号生成部2で設定されたキャリア波の周波数fcの設定値を制御演算周期△t毎に取込み、キャリア波の周波数fcの制御演算周期△tあたりの変化量から、不連続な切換か否かを判定し、不連続な切換と判定された場合に、切換開始(不連続な切換と判定されてから)から予め定められた期間、電力変換手段3に対する保護動作を停止する。
In the following, in FIG. 10, the configuration of the power conversion means
In the power conversion means
保護動作停止期間は、事前実測や事前解析・シミュレーションに基づいて切換による出力電流脈動が収束するまでの時間を求めておき、収束時間に基づいて設定すれば良い。
あるいは、インバータ周波数finvの値が増減する加(減)速中に、fc/finvの比である整数Mを切り換える動作が行われるのであれば、切換が行われるインバータ周波数(図9の場合finv:500Hz、750Hzが該当)に対して、finvの値が△f’分変化するまで保護動作を停止させるように不動作帯域を設定すれば良い。不動作帯域△f’の値は出力電流脈動が収束するまでの時間を事前実測や事前解析・シミュレーションにより求めておき、収束時間と加減速レートとに基づいて設定すれば良い。
The protection operation stop period may be set based on the convergence time by obtaining the time until the output current pulsation due to switching converges based on prior measurement or prior analysis / simulation.
Alternatively, if the operation of switching the integer M, which is the ratio of fc / finv, is performed during the acceleration (decrease) speed at which the value of the inverter frequency finv increases or decreases, the inverter frequency to be switched (finv in the case of FIG. 9: In this case, the non-operation band may be set so that the protection operation is stopped until the value of finv changes by Δf ′. The value of the non-operating band Δf ′ may be set based on the convergence time and the acceleration / deceleration rate after the time until the output current pulsation converges is obtained by preliminary measurement, preliminary analysis / simulation.
また、切換〜収束までの期間において、切換によって発生する脈動電流の瞬時最大値が限界電流ラインを超えるような場合は、電力変換手段3の出力電流の瞬時値と限界電流ラインを基準にマージンを持って設定される予め定められた閾値との大小関係に基づいて、電力変換手段3の保護動作を行うようにしても良い。
以上が、実施の形態3に係る電力変換装置100Bによって構成されるシステムの説明である。
In the period from switching to convergence, if the instantaneous maximum value of the pulsating current generated by switching exceeds the limit current line, a margin is set based on the instantaneous value of the output current of the power conversion means 3 and the limit current line. The protection operation of the power conversion means 3 may be performed based on a magnitude relationship with a predetermined threshold that is set.
The above is description of the system comprised by the
この実施の形態3によれば、キャリア波の周波数を不連続に切り換える際に、切換ショックでの出力電流脈動で誤って保護がかかることを防止できる効果がある。
また、先述の負荷変動や制御乱れなどの要因で電力変換手段3の出力電流が段階的に増大していく現象より、切換ショックにおける電力変換手段3や回転機11に対する影響が大きい場合に、切換ショックでの出力電流脈動に対しても過電流保護が機能するようにし、電力変換手段3に対する過電流保護を確実に行える効果がある。
According to the third embodiment, when the frequency of the carrier wave is switched discontinuously, there is an effect that it is possible to prevent protection from being erroneously applied due to the output current pulsation due to the switching shock.
Further, when the influence of the switching shock on the power conversion means 3 and the rotating
実施の形態4.
次に、この発明の実施の形態4に係る電力変換装置について説明する。実施の形態4における電力変換装置100の構成は、実施の形態1における図1と同じに付き、図示を省略する。
実施の形態4に係る電力変換装置は、先の実施の形態1〜3に示した電力変換手段3の出力電流の異常判定とは異なる実施態様の構成を示す。 先述の実施の形態1では、1回分の電力変換手段3の出力電流を前回値Ioldとして記憶装置101に記憶しておき、出力電流の変化量△Iを現在値Iと前回値Ioldから求めるようにしたものであるが、出力電流の変化量△Iが急峻に変化し、過電流保護動作が緊急に必要となる場合、過去の出力電流の変化量△Iを複数記憶させておき、記憶した出力電流の変化量Iの変化の度合いを制御演算周期△t毎に把握しておくことで、電流閾値Bへ到達するまでの予測精度をより高くでき事前に対応することが容易となる。
Embodiment 4 FIG.
Next, a power conversion device according to Embodiment 4 of the present invention will be described. The configuration of
The power conversion device according to the fourth embodiment has a configuration of an embodiment different from the abnormality determination of the output current of the power conversion means 3 described in the first to third embodiments. In the first embodiment described above, the output current of the power conversion means 3 for one time is stored in the
このことを踏まえ、出力電流の変化量△Iを過去複数回に渡って記憶装置101に記憶しておき、電力変換手段保護部6がこれらに基づいて出力電流の異常判定を行うようにしても良い。
過去の出力電流の変化量△Iを少なくとも1つ記憶装置101に記憶しておくことで、より細かい判定が可能となる。一例として、以下の(5)式、(6)式のように過去2回分の出力電流の変化量△Iに基づいて異常判定を行う。
・出力電流の変化量の絶対値|△I| > 閾値A ・・・(5)
・|△I|における制御演算周期△t 分1周期前の値 > 閾値A1 ・・(6)
すなわち、(5)式、(6)式の両方の条件が成立すれば出力電流が異常であると判定する。異常判定時の動作は先述の実施の形態1と同様である。
Based on this, the amount of change ΔI of the output current is stored in the
By storing at least one past change amount ΔI of the output current in the
・ Absolute value of change in output current | ΔI |> Threshold A (5)
・ Value of control calculation period Δt one minute before | ΔI |> Threshold A1 (6)
That is, it is determined that the output current is abnormal if both of the expressions (5) and (6) are satisfied. The operation at the time of abnormality determination is the same as that in the first embodiment.
なお、ここでは過去の出力電流の変化量△Iを記憶する値は2つについて説明したが、2つとは限らず、3つ以上でも良いことは言うまでもなく、この場合はさらに耐ノイズ性が向上する。
また、先述とは異なる出力電流の異常判定の実施態様として、制御演算周期△t毎に過去に算出した複数の出力電流の変化量△Iを記憶装置101に記憶しておき、記憶されたL(L:サンプル数を表わす任意の正の整数)個の出力電流の変化量△Iを取り出し、一例として、以下の(7)式のように過去複数回分の出力電流の変化量△Iの平均値の絶対値△Iaveを求めるようにしても良い。
・△Iave =|Σ(1,L)出力電流変化量△I/L| ・・・(7)
Here, two values for storing the change amount ΔI of the past output current have been described, but it is not limited to two and may be three or more. In this case, noise resistance is further improved. To do.
Further, as an embodiment of output current abnormality determination different from the above, a plurality of output current variations ΔI calculated in the past every control calculation cycle Δt are stored in the
ΔIave = | Σ (1, L) output current change amount ΔI / L | (7)
算出された出力電流の変化量の平均値Iaveに対して、制御演算周期△t、あるいは制御演算周期△tの設定に係るパラメータであるキャリア波の周波数fc、または同期PWM方式における(三相交流の)電圧指令の周波数(インバータ周波数finv)に応じて設定する電流閾値Cと比較し、(8)式の条件が成立すれば出力電流が異常であると判定するようにしてもよい。異常判定時の動作は先述の実施の形態1と同様である。
・△Iave> 閾値C ・・・(8)
なお、前記の例では、複数の過去の出力電流の変化量△Iの平均値を対象としたが、現在に近い記憶値ほど重みを大きくし、過去になるに従い重みを小さくして平均をとると言った重み付け平均を用いても良い。この場合、現在に近い程重みが大きいため、より現実に近い値となり、異常な電流変化をさらに正確に検出することが可能となる。
以上が、実施の形態4に係る電力変換装置の説明である。
With respect to the average value Iave of the calculated change amount of the output current, the control calculation period Δt, or the carrier wave frequency fc that is a parameter related to the setting of the control calculation period Δt, or (three-phase AC in the synchronous PWM method) In comparison with the current threshold C set according to the voltage command frequency (inverter frequency finv), it may be determined that the output current is abnormal if the condition of equation (8) is satisfied. The operation at the time of abnormality determination is the same as that in the first embodiment.
.DELTA.Iave> threshold C (8)
In the above example, the average value of a plurality of past output current changes ΔI is targeted, but the weight is increased as the stored value is closer to the present, and the weight is decreased as the past is averaged. A weighted average may be used. In this case, since the weight is greater as it is closer to the present time, the value becomes closer to reality, and an abnormal current change can be detected more accurately.
The above is the description of the power conversion device according to the fourth embodiment.
この実施の形態4によれば、より多くの出力電流の情報を用いて電力変換手段3の出力電流の異常判定を行うことから、先述の実施の形態よりも電力変換手段に対する過電流保護を確実に行える効果がある。
According to the fourth embodiment, since the abnormality determination of the output current of the
実施の形態5
次に、実施の形態5の発明として、上記した実施の形態1〜4に係る電力変換装置を用いた空気調和装置を図11に基づいて説明する。
図11は、この発明の実施の形態5に係る空気調和装置の構成図である。以下、図11を参照しながら、実施の形態1〜4に係る電力変換装置を圧縮機及び空気調和装置に適用した場合について説明する。
Next, as an invention of
FIG. 11 is a configuration diagram of an air-conditioning apparatus according to
図11で示される電力変換装置100は、実施の形態1〜4のいずれか1つに係る電力変換装置であり、交流電源12から電力供給を受けて交流電圧を回転機11に印加して回転駆動するものである。この回転機11は、圧縮要素51に連結されており、この回転機11及び圧縮要素51によって、冷媒を圧縮する圧縮機50が構成されている。
圧縮機50、四方弁52、室外熱交換器53、膨張装置54、室内熱交換器55、四方弁52、そして、圧縮機50の順に冷媒配管によって接続され冷凍サイクルが構成されている。このうち、室外機61は、電力変換装置100、圧縮機50、四方弁52、室外熱交換器53及び膨張装置54を備えて構成され、室内機62は、室内熱交換器55を備えて構成されている。
A
The
次に、図11で示される空気調和装置の動作について、冷房運転を例に説明する。
冷房動作をするに際し、四方弁52は、予め、圧縮機50から吐出された冷媒が室外熱交換器53へ向かうように、かつ、室内熱交換器55から流出した冷媒が圧縮機50へ向かうように流路を切り替えているものとする。
電力変換装置100によって圧縮機50の回転機11が回転駆動することによって、回転機11に連結した圧縮機50の圧縮要素51が冷媒を圧縮し、圧縮機50は高温高圧冷媒を吐出する。圧縮機50から吐出した高温高圧冷媒は、四方弁52を経由して、室外熱交換器53へ流入し、室外熱交換器53において外部の空気と熱交換を実施して放熱する。
Next, the operation of the air conditioner shown in FIG. 11 will be described taking cooling operation as an example.
When the cooling operation is performed, the four-
When the rotating
室外熱交換器53から流出した冷媒は、膨張装置54によって膨張及び減圧され、低温低圧の気液二相冷媒となり、室内熱交換器55へ流入し、空調対象空間の空気と熱交換を実施して蒸発し、低温低圧のガス冷媒となって、室内熱交換器55から流出する。室内熱交換器55から流出したガス冷媒は、四方弁52を経由して、圧縮機50に吸入され、再び圧縮される。以上の動作が繰り返される。
なお、図11においては、空気調和装置の圧縮機50に、実施の形態1〜4に係る電力変換装置を適用した例を示したが、これに限定されるものではなく、空気調和装置の他、ヒートポンプ装置、冷凍装置その他の冷凍サイクル装置一般に適用しても良い。
以上が、実施の形態5に係る空気調和装置の説明である。
The refrigerant flowing out of the
In addition, in FIG. 11, although the example which applied the power converter device which concerns on Embodiment 1-4 to the
The above is the description of the air-conditioning apparatus according to
この実施の形態5によれば、キャリア周波数に基づいて設定する制御演算周期の長短に関係なく、圧縮機が運転中にロックまたは脱調した場合などに発生する急峻な電流変化量を検出でき、適切な電力変換手段に対する過電流保護を実現することで、電力変換手段を備える電力変換装置を用いた空気調和装置の信頼性が向上する効果がある。 According to the fifth embodiment, it is possible to detect a steep current change amount that occurs when the compressor is locked or stepped out during operation regardless of the length of the control calculation cycle set based on the carrier frequency, By realizing the overcurrent protection for the appropriate power conversion means, there is an effect of improving the reliability of the air conditioner using the power conversion device including the power conversion means.
以上、この発明の実施の形態を記述したが、この発明は実施の形態に限定されるものではなく、種々の設計変更を行うことが可能であり、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。 Although the embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the embodiments, and various design changes can be made. Within the scope of the present invention, each embodiment These embodiments can be freely combined, and each embodiment can be modified or omitted as appropriate.
1、1A:電圧指令生成部、2:駆動信号生成部、3:電力変換手段、
4:電流検出手段、5:制御演算周期設定部、6、6A、6B:電力変換手段保護部、
11:回転機、12:交流電源、50:圧縮機、51:圧縮要素、 61:室外機、
62:室内機、100、100A、100B:電力変換装置、101:記憶装置、
102:プロセッサ
1, 1A: voltage command generation unit, 2: drive signal generation unit, 3: power conversion means,
4: current detection means, 5: control calculation cycle setting section, 6, 6A, 6B: power conversion means protection section,
11: rotating machine, 12: AC power supply, 50: compressor, 51: compression element, 61: outdoor unit,
62: Indoor unit, 100, 100A, 100B: Power conversion device, 101: Storage device,
102: Processor
Claims (11)
前記第1の電流閾値は、前記制御演算周期、前記キャリア波の周波数、前記電圧指令の周波数の少なくともいずれか1つに基づいて設定することを特徴とする電力変換装置。 A voltage command generation unit that generates a voltage command; a drive signal generation unit that generates a carrier wave and generates a drive signal based on the carrier wave and the voltage command; and outputs a voltage based on the drive signal A power conversion means for driving a rotating machine; a current detection means for detecting an output current of the power conversion means; a control calculation period setting unit for setting a control calculation period based on the frequency of the carrier wave; and the control calculation period A power conversion means protection unit that performs a protection operation on the power conversion means when the amount of change in the output current per unit exceeds a predetermined first current threshold;
The first current threshold is set based on at least one of the control calculation period, the frequency of the carrier wave, and the frequency of the voltage command.
前記第2の電流閾値は、前記制御演算周期、前記キャリア波の周波数、前記電圧指令の周波数の少なくともいずれか1つに基づいて設定することを特徴とする電力変換装置。 A voltage command generation unit that generates a voltage command; a drive signal generation unit that generates a carrier wave and generates a drive signal based on the carrier wave and the voltage command; and outputs a voltage based on the drive signal A power conversion means for driving a rotating machine; a current detection means for detecting an output current of the power conversion means; a control calculation period setting unit for setting a control calculation period based on the frequency of the carrier wave; and the control calculation period The power conversion unit protection that performs a protection operation on the power conversion unit when the predicted value of the output current of the next control calculation cycle predicted based on the amount of change in the output current per unit exceeds a predetermined second current threshold value Part
The second current threshold is set based on at least one of the control calculation cycle, the frequency of the carrier wave, and the frequency of the voltage command.
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