JP2016158477A - Digital type protection relay - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ディジタル形保護リレーに関する。 The present invention relates to a digital protection relay.
系統電源から負荷側へ電力供給を行う送電線に、電圧変動の低減を目的として直列コンデンサが介挿された送電システムが提供されている。この種の送電システムでは、負荷側の変圧器が無負荷状態の場合に、送電線を流れる電流や電圧に分数調波振動成分が発生することがある。具体的には、系統電源に対して負荷側の変圧器を投入した際に、変圧器の鉄芯が磁気飽和し励磁突入電流（インラッシュ電流）が発生する。この励磁突入電流により、直列コンデンサが充電されていく。これにより、変圧器には系統電源からの電源電圧と、直列コンデンサの両端間に発生する電圧との差分に相当する電圧が印加される。そのために、変圧器鉄心は徐々に逆方向に偏磁し、交流の１．５周期（或いは２．５周期、３．５周期）が経過すると、送電線には逆方向の励磁突入電流が流れ始め、直列コンデンサが逆極性で充電される。このような状況が繰り返されることにより、直列コンデンサの両端間に印加される交流には、交流の基本波の分数調波成分が発生する。 There is provided a power transmission system in which a series capacitor is inserted in a power transmission line that supplies power from a system power supply to a load side in order to reduce voltage fluctuation. In this type of power transmission system, when the transformer on the load side is in an unloaded state, a subharmonic vibration component may be generated in the current or voltage flowing through the transmission line. Specifically, when a load-side transformer is turned on with respect to the system power supply, the iron core of the transformer is magnetically saturated and an excitation inrush current (inrush current) is generated. The series capacitor is charged by this magnetizing inrush current. As a result, a voltage corresponding to the difference between the power supply voltage from the system power supply and the voltage generated across the series capacitor is applied to the transformer. Therefore, the transformer core is gradually demagnetized in the reverse direction, and when an AC cycle of 1.5 (or 2.5 or 3.5) elapses, a reverse excitation inrush current flows through the transmission line. Initially, the series capacitor is charged with reverse polarity. By repeating such a situation, a subharmonic component of the fundamental wave of the alternating current is generated in the alternating current applied across the series capacitor.
送電線にこのような分数調波成分が継続して発生すると、電力設備の損傷を招く虞がある。従って、この種の送電システムでは、一定振幅を超える分数調波成分が継続して発生している場合には分数調波成分を低減する必要がある。そのため、分数調波成分の振幅を検出することが必要である。 If such a subharmonic component is continuously generated in the transmission line, there is a risk of causing damage to the power equipment. Therefore, in this type of power transmission system, when a subharmonic component exceeding a certain amplitude is continuously generated, it is necessary to reduce the subharmonic component. Therefore, it is necessary to detect the amplitude of the subharmonic component.
特許文献１には、送電線に流れる交流をサンプリングして得られるディジタルデータから、ＦＦＴ（First Fourier Transform）処理により交流に含まれる分数調波成分を検出する装置が提案されている。 Patent Document 1 proposes an apparatus for detecting a subharmonic component included in an alternating current by using an FFT (First Fourier Transform) process from digital data obtained by sampling the alternating current flowing through the transmission line.
系統電源から供給される交流の基本波成分の周波数は、電力需給状況に応じて変動しうる。従って、分数調波成分の検出には、基本波成分の変動に起因した分数調波成分の周波数変動幅程度の周波数分解能が求められる。特許文献１に記載された構成では、ＦＦＴ処理により分数調波成分を検出する。ＦＦＴ処理による分数調波成分の検出においては、高い周波数分解能が求められるほど、分数調波成分を算出するのに必要なデータ数が増加してしまう。即ち、ある目標周波数分解能で分数調波成分の振幅値を算出する場合、目標周波数分解能が高くなるほど必要なデータ数が増加する。そして、必要なデータ数が増加すると、データを取得するのに必要な基準サンプリング期間も長くなる。従って、分数調波成分の変動幅が比較的小さい場合、それに応じて目標周波数分解能を高くしなければならず、基準サンプリング期間が増加し分数調波成分の検出に時間がかかってしまう。分数調波成分の検出に時間がかかると、分数調波成分を低減するための処理を実行するタイミングも遅れてしまい、機器に悪影響を与える虞がある。 The frequency of the fundamental component of the alternating current supplied from the system power supply can vary depending on the power supply / demand situation. Therefore, for the detection of the subharmonic component, a frequency resolution about the frequency fluctuation width of the subharmonic component due to the fluctuation of the fundamental wave component is required. In the configuration described in Patent Document 1, a subharmonic component is detected by FFT processing. In the detection of the subharmonic component by FFT processing, the higher the frequency resolution, the greater the number of data required to calculate the subharmonic component. That is, when the amplitude value of the subharmonic component is calculated with a certain target frequency resolution, the required number of data increases as the target frequency resolution increases. As the number of necessary data increases, the reference sampling period necessary for acquiring data also increases. Therefore, when the fluctuation range of the subharmonic component is relatively small, the target frequency resolution must be increased accordingly, and the reference sampling period increases, and it takes time to detect the subharmonic component. If it takes time to detect the subharmonic component, the timing for executing the processing for reducing the subharmonic component is also delayed, which may adversely affect the device.
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、分数調波成分を高速で検出できるディジタル形保護リレーを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a digital protection relay capable of detecting a subharmonic component at high speed.
本発明に係るディジタル形保護リレーは、
電力系統の送電線の異常を検出したときに前記送電線またはバイパス線に介挿された開閉器へ制御指令を出力するディジタル形保護リレーであって、
前記送電線を流れる電力信号を前記電力信号の波形を反映した検出信号に変換して出力する変成器と、
ローパス特性を有し、前記検出信号をフィルタリングするアナログフィルタと、
前記アナログフィルタから出力されるアナログ信号をサンプリング周波数でサンプリングして第１ディジタルデータを生成するアナログディジタル変換器と、
前記検出信号に含まれる、少なくとも基本波成分を除去するよう設定されたフィルタ係数を有し、前記サンプリング周波数と目標周波数分解能とに基づいて算定される基準サンプリング期間の間にアナログディジタル変換器によりサンプリングされる第１ディジタルデータの数をＳ個（Ｓは正の偶数）としたときに、前記基準サンプリング期間の半分の長さのＲＭＳ算出期間内にサンプリングされたＳ／２個の第１ディジタルデータおよびフィルタ長Ｎ（Ｎは正の奇数）に相当する個数の第１ディジタルデータをフィルタリングして、Ｓ／２個の第２ディジタルデータを生成する有限インパルス応答フィルタと、
前記Ｓ／２個の第２ディジタルデータのＲＭＳ値を算出するＲＭＳ演算部と、
前記ＲＭＳ値と予め設定されたＲＭＳ閾値とに基づいて、分数調波成分の大きさが異常であるか否かを判定する分数調波判定部と、を備え、
前記有限インパルス応答フィルタのフィルタ長Ｎは、Ｓ／２よりも小さい。
The digital protection relay according to the present invention is:
A digital protection relay that outputs a control command to a switch inserted in the power transmission line or bypass line when an abnormality is detected in the power transmission line of the power system,
A transformer for converting a power signal flowing through the power transmission line into a detection signal reflecting a waveform of the power signal and outputting the detection signal;
An analog filter having low-pass characteristics and filtering the detection signal;
An analog-digital converter that samples the analog signal output from the analog filter at a sampling frequency to generate first digital data;
Sampled by an analog-to-digital converter during a reference sampling period having a filter coefficient set to remove at least a fundamental wave component included in the detection signal and calculated based on the sampling frequency and a target frequency resolution S / 2 first digital data sampled within the RMS calculation period which is half the length of the reference sampling period when the number of first digital data to be processed is S (S is a positive even number) A finite impulse response filter that filters the number of first digital data corresponding to the filter length N (N is a positive odd number) to generate S / 2 second digital data;
An RMS calculator for calculating an RMS value of the S / 2 second digital data;
A subharmonic determination unit that determines whether the magnitude of the subharmonic component is abnormal based on the RMS value and a preset RMS threshold;
The filter length N of the finite impulse response filter is smaller than S / 2.
本発明によれば、有限インパルス応答フィルタが、基準サンプリング期間の間にサンプリングされたＳ個の第１ディジタルデータのうち、（Ｓ／２＋Ｎ）個の第１ディジタルデータをフィルタリングして、Ｓ／２個の第２ディジタルデータを生成する。ここで、Ｓ／２は、基準サンプリング期間の半分の長さのＲＭＳ算出期間内にサンプリングされた第１ディジタルデータの個数であり、Ｎは、有限インパルス応答フィルタのフィルタ長Ｎ（Ｎは正の奇数）である。基準サンプリング期間は、サンプリング周波数と目標周波数分解能とに基づいて算定される。目標周波数分解能で分数調波成分の振幅値を算出するために必要な時間は、ＲＭＳ算出期間の長さとフィルタ長Ｎに相当する数のディジタルデータをサンプリングするのに要する期間の長さとの和に相当する時間に等しくなる。ここで、フィルタ長Ｎは、Ｓ／２よりも小さい。従って、例えばＦＦＴ処理を実行するディジタル形保護リレーに比べて、分数調波成分の振幅値を算出するのに必要な時間を低減させることができるので、分数調波成分の振幅値を高速に検出できる。 According to the present invention, the finite impulse response filter filters (S / 2 + N) first digital data out of the S first digital data sampled during the reference sampling period, so that S / 2 Pieces of second digital data are generated. Here, S / 2 is the number of first digital data sampled within the RMS calculation period that is half the length of the reference sampling period, and N is the filter length N of the finite impulse response filter (N is positive) Odd). The reference sampling period is calculated based on the sampling frequency and the target frequency resolution. The time required to calculate the amplitude value of the subharmonic component with the target frequency resolution is the sum of the length of the RMS calculation period and the length of the period required to sample the number of digital data corresponding to the filter length N. Equals the corresponding time. Here, the filter length N is smaller than S / 2. Therefore, for example, the time required to calculate the amplitude value of the subharmonic component can be reduced compared to a digital protection relay that performs FFT processing, so that the amplitude value of the subharmonic component can be detected at high speed. it can.
以下、本発明の一実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。本実施の形態に係る送電システムは、図１に示すように、系統電源Ｅと、系統電源Ｅから供給される電力を変換する変圧器Ｈ０と、系統電源Ｅと変圧器Ｈ０とを結ぶ送電線Ｌ１に直列に接続された２つのコンデンサＣ１１、Ｃ１２と、ディジタル形保護リレー１と、を備える。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. As shown in FIG. 1, the power transmission system according to the present embodiment includes a system power supply E, a transformer H0 that converts power supplied from the system power supply E, and a power transmission line that connects the system power supply E and the transformer H0. Two capacitors C11 and C12 connected in series to L1 and a digital protection relay 1 are provided.
ディジタル形保護リレー１は、側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２と、遮断器ＳＷ１と、を有し、側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２および遮断器ＳＷ１それぞれの開閉状態を制御する。側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２は、コンデンサＣ１１、Ｃ１２に流れる電流（即ち、電流信号または電力信号）を、バイパス線Ｌ１１、Ｌ１２を介してバイパスさせるためのものである。遮断器ＳＷ１は、送電線Ｌ１を介した電力供給、即ち電流信号または電力信号を遮断するためのものである。側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２は、コンデンサＣ１１、Ｃ１２それぞれの両端間に接続されたバイパス線Ｌ１１、Ｌ１２に介挿されている。遮断器ＳＷ１は、送電線Ｌ１に直列に接続されている。 The digital protection relay 1 includes bypass switches SW21 and SW22 and a circuit breaker SW1, and controls the open / close states of the bypass switches SW21 and SW22 and the circuit breaker SW1. The bypass switches SW21 and SW22 are for bypassing the current flowing through the capacitors C11 and C12 (that is, current signals or power signals) via the bypass lines L11 and L12. The circuit breaker SW1 is for cutting off the power supply via the power transmission line L1, that is, the current signal or the power signal. The side switches SW21 and SW22 are inserted in bypass lines L11 and L12 connected between both ends of the capacitors C11 and C12. The circuit breaker SW1 is connected in series to the power transmission line L1.
また、ディジタル形保護リレー１は、比率差動電流ユニット１０と、差動電流ユニット２０と、分数調波・過負荷保護ユニット３０と、遮断器駆動部５０と、側路開閉器駆動部６０と、を備える。また、ディジタル形保護リレー１は、送電線Ｌ１における遮断器ＳＷ１よりも系統電源Ｅ側に設けられた変流器Ｈ１１と、送電線Ｌ１に流れる電流信号（電力信号）により変流器Ｈ１１で発生した検出電流を取り込むための伝送線ＤＬ１１と、を備える。更に、ディジタル形保護リレー１は、送電線Ｌ１におけるコンデンサＣ１１、Ｃ１２よりも変圧器Ｈ０側に設けられた変流器Ｈ１２と、変流器Ｈ１２で発生した検出電流を取り込むための伝送線ＤＬ１２と、を備える。変流器（電力信号検出器）Ｈ１１、Ｈ１２および伝送線ＤＬ１１、ＤＬ１２は、送電線Ｌ１を流れる電力信号を検出し、検出した電力信号の波形を反映した検出信号を出力するためのものである。 The digital protection relay 1 includes a ratio differential current unit 10, a differential current unit 20, a fractional harmonic / overload protection unit 30, a circuit breaker drive unit 50, and a side switch drive unit 60. . The digital protection relay 1 is generated in the current transformer H11 by a current transformer H11 provided on the system power supply E side of the circuit breaker SW1 in the power transmission line L1 and a current signal (power signal) flowing through the power transmission line L1. And a transmission line DL11 for taking in the detected current. Further, the digital protection relay 1 includes a current transformer H12 provided on the transformer H0 side with respect to the capacitors C11 and C12 in the transmission line L1, and a transmission line DL12 for taking in a detection current generated in the current transformer H12. . Current transformers (power signal detectors) H11 and H12 and transmission lines DL11 and DL12 are for detecting a power signal flowing through the power transmission line L1 and outputting a detection signal reflecting the waveform of the detected power signal. .
遮断器駆動部５０は、比率差動電流ユニット１０、差動電流ユニット２０または分数調波・過負荷保護ユニット３０から入力される開指令信号または閉指令信号に基づいて、遮断器ＳＷ１を開閉させる。開指令信号は、遮断器ＳＷ１を開状態にするよう指令する信号であり、閉指令信号は、遮断器ＳＷ１を閉状態にするよう指令する信号である。 The circuit breaker drive unit 50 opens and closes the circuit breaker SW1 based on an open command signal or a close command signal input from the ratio differential current unit 10, the differential current unit 20, or the fractional harmonic / overload protection unit 30. . The open command signal is a signal that commands the circuit breaker SW1 to be opened, and the close command signal is a signal that commands the circuit breaker SW1 to be closed.
側路開閉器駆動部６０は、分数調波・過負荷保護ユニット３０から入力される開指令信号または閉指令信号に基づいて、側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２を開閉させる。開指令信号は、側路開閉器ＳＷ２１または側路開閉器ＳＷ２２を開状態にするよう指令する信号であり、閉指令信号は、側路開閉器ＳＷ２１または側路開閉器ＳＷ２２を閉状態にするよう指令する信号である。 The side switch operating unit 60 opens and closes the side switches SW21 and SW22 based on the open command signal or the close command signal input from the subharmonic / overload protection unit 30. The open command signal is a signal for instructing to open the side switch SW21 or the side switch SW22, and the close command signal is for closing the side switch SW21 or the side switch SW22. This is a command signal.
比率差動電流ユニット１０および差動電流ユニット２０は、直列に接続されたコンデンサＣ１１、Ｃ１２を含む直列コンデンサ回路の内部故障を検出するためのものである。比率差動電流ユニット１０は、伝送線ＤＬ１１、ＤＬ１２それぞれに信号変換器１１、１２を介して電気的に接続された比率差動電流リレー制御回路１３を備える。また、差動電流ユニット２０は、伝送線ＤＬ１１、ＤＬ１２それぞれに信号変換器２１、２２を介して電気的に接続された差動電流リレー制御回路２３を備える。比率差動電流リレー回路１３は、信号変換器１１、１２に流れる電流の差分に基づいて、開指令信号を遮断器駆動部５０へ出力する。差動電流リレー制御回路２３は、信号変換器２１、２２に流れる電流の差分に基づいて、開指令信号を遮断器駆動部５０へ出力する。 The ratio differential current unit 10 and the differential current unit 20 are for detecting an internal failure of a series capacitor circuit including capacitors C11 and C12 connected in series. The ratio differential current unit 10 includes a ratio differential current relay control circuit 13 electrically connected to the transmission lines DL11 and DL12 via the signal converters 11 and 12, respectively. The differential current unit 20 includes a differential current relay control circuit 23 electrically connected to the transmission lines DL11 and DL12 via signal converters 21 and 22, respectively. The ratio differential current relay circuit 13 outputs an open command signal to the circuit breaker drive unit 50 based on the difference between the currents flowing through the signal converters 11 and 12. The differential current relay control circuit 23 outputs an open command signal to the circuit breaker drive unit 50 based on the difference between the currents flowing through the signal converters 21 and 22.
分数調波・過負荷保護ユニット３０は、送電線Ｌ１を流れる電力信号に含まれる分数調波成分の振幅値に基づいて、開指令信号または閉指令信号を生成して側路開閉器駆動部６０へ出力することにより、側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２の開閉状態を制御する。また、分数調波・過負荷保護ユニット３０は、電力信号に含まれる基本波成分の振幅値に基づいて、開指令信号または閉指令信号を生成して側路開閉器駆動部６０へ出力することにより、側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２の開閉状態を制御する。これにより、コンデンサＣ１１等の過負荷状態を検出できる。分数調波・過負荷保護ユニット３０は、信号変換器３１と、フィルタ回路３２と、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）３３と、制御部３４と、報知部３６と、高周波発生回路３７と、ＤＡ変換器（ＤＡＣ）３８と、を備える。なお、高周波発生回路３７は、予め設定された高周波のアナログ信号を出力するものであってもよい。この場合、ＤＡ変換器３８は不要となる。 The subharmonic / overload protection unit 30 generates an open command signal or a close command signal based on the amplitude value of the subharmonic component included in the power signal flowing through the transmission line L1, and the bypass switch driving unit 60. To control the open / close state of the bypass switches SW21 and SW22. Further, the subharmonic / overload protection unit 30 generates an open command signal or a close command signal based on the amplitude value of the fundamental wave component included in the power signal and outputs the generated open command signal to the side switch driving unit 60. Thus, the open / close state of the side-way switches SW21 and SW22 is controlled. Thereby, the overload state of the capacitor C11 or the like can be detected. The subharmonic / overload protection unit 30 includes a signal converter 31, a filter circuit 32, an AD converter (ADC) 33, a control unit 34, a notification unit 36, a high frequency generation circuit 37, and a DA converter. (DAC) 38. The high frequency generation circuit 37 may output a preset high frequency analog signal. In this case, the DA converter 38 is not necessary.
信号変換器３１は、伝送線ＤＬ１１を伝送する変換前の検出信号の振幅値を後続のフィルタ回路３２等の振幅値許容範囲内に収まるように変換する。この信号変換器３１と変流器Ｈ１１とから、電力信号を検出し、検出した電力信号の波形を反映した検出信号を出力する変成器が構成される。 The signal converter 31 converts the amplitude value of the detection signal before conversion transmitted through the transmission line DL11 so as to be within the allowable amplitude value range of the subsequent filter circuit 32 and the like. The signal converter 31 and the current transformer H11 constitute a transformer that detects a power signal and outputs a detection signal that reflects the waveform of the detected power signal.
フィルタ回路３２は、入力信号に含まれる基本波周波数を超える高周波成分を除去するためのものである。フィルタ回路３２は、信号変換器３１から入力される検出信号とＤＡ変換器３８から入力される検出信号とを加算する加算回路（図示せず）と、加算回路から入力される基本波周波数を超える高周波成分を除去して出力するローパス特性を有するアナログフィルタ（図示せず）と、を備える。フィルタ回路３２がローパス特性のアナログフィルタを有することにより、制御部３４に入力されるディジタルデータに含まれる高周波成分のエイリアシング成分を予め除去することができる。 The filter circuit 32 is for removing high frequency components exceeding the fundamental frequency included in the input signal. The filter circuit 32 includes an addition circuit (not shown) that adds the detection signal input from the signal converter 31 and the detection signal input from the DA converter 38, and exceeds the fundamental frequency input from the addition circuit. An analog filter (not shown) having a low-pass characteristic that removes and outputs a high-frequency component. Since the filter circuit 32 has an analog filter having a low-pass characteristic, aliasing components of high frequency components included in the digital data input to the control unit 34 can be removed in advance.
ＡＤ変換器３３は、フィルタ回路３２から出力されるアナログ信号の振幅値をサンプリングしてディジタルデータ（第１ディジタルデータ）を生成し、制御部３４へ出力する。ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数は、例えば基本波周波数の２倍の周波数以上の周波数に設定される。例えば、基本波周波数が６０Ｈｚの場合、ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数は、７２０Ｈｚに設定される。 The AD converter 33 samples the amplitude value of the analog signal output from the filter circuit 32 to generate digital data (first digital data), and outputs the digital data to the control unit 34. The sampling frequency of the AD converter 33 is set to a frequency equal to or higher than twice the fundamental frequency, for example. For example, when the fundamental frequency is 60 Hz, the sampling frequency of the AD converter 33 is set to 720 Hz.
制御部３４は、図２に示すように、ＣＰＵ（Central Processing Unit）３４ａと主記憶部３４ｂと補助記憶部３４ｃと入力部３４ｄと出力部３４ｅとを備える。ＣＰＵ３４ａは、補助記憶部３４ｃに記憶されたプログラムを読み出して実行する。また、制御部３４は、タイマ（図示せず）を内蔵している。 As shown in FIG. 2, the control unit 34 includes a CPU (Central Processing Unit) 34a, a main storage unit 34b, an auxiliary storage unit 34c, an input unit 34d, and an output unit 34e. The CPU 34a reads and executes the program stored in the auxiliary storage unit 34c. The control unit 34 has a built-in timer (not shown).
主記憶部３４ｂは、ＲＡＭ（Random Access Memory）等の揮発性メモリを有している。主記憶部３４ｂは、ＣＰＵ３４ａの作業領域として用いられる。また、主記憶部３４ｂには、ディジタルデータを記憶するためのバッファ領域３４０を有する。そして、ＡＤ変換器３３から入力されるディジタルデータは、バッファ領域３４０に時系列に記憶される。また、主記憶部３４ｂは、側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２それぞれの開閉状態を示す開閉情報を記憶する開閉情報記憶領域（図示せず）を有する。 The main storage unit 34b has a volatile memory such as a RAM (Random Access Memory). The main storage unit 34b is used as a work area for the CPU 34a. The main storage unit 34b has a buffer area 340 for storing digital data. The digital data input from the AD converter 33 is stored in the buffer area 340 in time series. Further, the main storage unit 34b has an open / close information storage area (not shown) for storing open / close information indicating the open / close state of each of the bypass switches SW21 and SW22.
補助記憶部３４ｃは、ＲＯＭ（Read Only Memory）、磁気ディスク、半導体メモリなどの不揮発性メモリを有している。補助記憶部３４ｃは、ＣＰＵ３４ａが実行するプログラムおよび各種パラメータなどを記憶している。また、ＣＰＵ３４ａによる処理結果などを主記憶部３４ｂへ順次記憶する。更に、補助記憶部３４ｃは、フィルタ回路３２等に異常が発生しているか否かを検出するタイミングである装置異常検出時期を示す異常検出時期情報を記憶している。また、補助記憶部３４ｃは、分数調波成分の振幅値の異常を判定するためのＲＭＳ閾値と、高周波成分の異常を判定するための高周波成分閾値と、基本波成分の異常を判定するための基本波成分閾値とを記憶している。更に、補助記憶部３４ｃは、直流成分のレベル異常を判定するために、後述の判定基準値および割合閾値と、基本波の周波数を示す周波数情報も記憶している。異常検出時期情報は、例えば異常検出を行う周期（例えば２４時間）から構成される。プログラムや異常検出時期情報、ＲＭＳ閾値、高周波成分閾値、基本波成分閾値、判定基準値、割合閾値は、例えばディジタル形保護リレー１の工場出荷時において、入力装置（図示せず）を介して予め補助記憶部３４ｃに記憶される。 The auxiliary storage unit 34c includes a nonvolatile memory such as a ROM (Read Only Memory), a magnetic disk, and a semiconductor memory. The auxiliary storage unit 34c stores programs executed by the CPU 34a, various parameters, and the like. In addition, processing results by the CPU 34a are sequentially stored in the main storage unit 34b. Further, the auxiliary storage unit 34c stores abnormality detection time information indicating a device abnormality detection time that is a timing for detecting whether or not an abnormality has occurred in the filter circuit 32 or the like. The auxiliary storage unit 34c also determines an RMS threshold value for determining an abnormality in the amplitude value of the subharmonic component, a high frequency component threshold value for determining an abnormality in the high frequency component, and an abnormality in the fundamental wave component. The fundamental wave component threshold value is stored. Further, the auxiliary storage unit 34c also stores a determination reference value and a ratio threshold, which will be described later, and frequency information indicating the frequency of the fundamental wave in order to determine a level abnormality of the DC component. The abnormality detection time information is composed of, for example, a period for detecting abnormality (for example, 24 hours). The program, abnormality detection timing information, RMS threshold value, high frequency component threshold value, fundamental wave component threshold value, determination reference value, and ratio threshold value are set in advance via an input device (not shown) at the time of shipment of the digital protection relay 1, for example. It is stored in the auxiliary storage unit 34c.
ＣＰＵ３４ａが補助記憶部３４ｃに記憶されているプログラムを実行することにより、制御部３４の各種機能が実現される。具体的には、制御部３４は、図３に示すように、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ３４１、ＲＭＳ（Root Mean Square）演算部３４２、分数調波判定部３４３、高周波発生制御部３４５、直流成分異常判定部３４６ａ、高周波成分検出部３４６ｂ、高周波成分異常判定部３４７、指令信号出力部３４８、バッファ領域３４０、基本波成分検出部３５１、過負荷判定部３５２、を有する。 Various functions of the control unit 34 are realized by the CPU 34a executing a program stored in the auxiliary storage unit 34c. Specifically, as shown in FIG. 3, the control unit 34 includes a FIR (Finite Impulse Response) filter 341, an RMS (Root Mean Square) calculation unit 342, a subharmonic determination unit 343, a high frequency generation control unit 345, a direct current. It has a component abnormality determination unit 346a, a high frequency component detection unit 346b, a high frequency component abnormality determination unit 347, a command signal output unit 348, a buffer region 340, a fundamental wave component detection unit 351, and an overload determination unit 352.
ＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ）３４１は、ＡＤ変換器３３で生成されたディジタルデータに含まれる周波数成分のうち、少なくとも基本波成分を除去するように設定されたフィルタ係数を有する。ＦＩＲフィルタ３４１の目標周波数分解能は、例えば送電線Ｌ１を流れる電力信号の基本波成分の変動に起因した分数調波成分の周波数変動幅に基づいて設定される。周波数変動幅が１Ｈｚであれば、目標周波数分解能も１Ｈｚに設定される。目標周波数分解能が１Ｈｚの場合、目標周波数分解能に対応する周波数の１周期分に相当するサンプリング時間である基準サンプリング期間は１ｓｅｃになる。ここで、基準サンプリング期間の間にＡＤ変換器３３によりサンプリングされるディジタルデータの数をＳ（Ｓは正の整数）とする。このとき、ＦＩＲフィルタ３４１は、基準サンプリング期間の少なくとも半分の期間（ＲＭＳ算出期間）内にサンプリングされたＳ／２個のディジタルデータと、フィルタ長Ｎ（Ｎは正の奇数）に相当する数のディジタルデータとをフィルタリングする。そして、ＦＩＲフィルタ３４１は、Ｓ／２個のディジタルデータ（第２ディジタルデータ）を生成する。例えばＡＤ変換器３３のサンプリング周波数が７２０Ｈｚであれば、Ｓの値は７２０となる。ＦＩＲフィルタ３４１は、生成したＳ／２個のディジタルデータをＲＭＳ演算部３４２へ出力する。以下、Ｓ／２個を適宜Ａ個として説明する。 The FIR filter (finite impulse response filter) 341 has a filter coefficient set so as to remove at least the fundamental wave component from the frequency components included in the digital data generated by the AD converter 33. The target frequency resolution of the FIR filter 341 is set based on, for example, the frequency fluctuation width of the subharmonic component caused by the fluctuation of the fundamental wave component of the power signal flowing through the transmission line L1. If the frequency fluctuation width is 1 Hz, the target frequency resolution is also set to 1 Hz. When the target frequency resolution is 1 Hz, the reference sampling period which is a sampling time corresponding to one period of the frequency corresponding to the target frequency resolution is 1 sec. Here, the number of digital data sampled by the AD converter 33 during the reference sampling period is S (S is a positive integer). At this time, the FIR filter 341 has S / 2 digital data sampled within at least half of the reference sampling period (RMS calculation period) and a number corresponding to the filter length N (N is a positive odd number). Filter digital data. Then, the FIR filter 341 generates S / 2 pieces of digital data (second digital data). For example, if the sampling frequency of the AD converter 33 is 720 Hz, the value of S is 720. The FIR filter 341 outputs the generated S / 2 pieces of digital data to the RMS calculation unit 342. Hereinafter, the description will be made assuming that S / 2 is appropriately A.
ＲＭＳ演算部３４２は、ＦＩＲフィルタ３４１から入力されるＡ個のディジタルデータのＲＭＳ値を算出して分数調波判定部３４３へ出力する。 The RMS calculation unit 342 calculates the RMS value of the A digital data input from the FIR filter 341 and outputs it to the subharmonic determination unit 343.
分数調波判定部３４３は、ＲＭＳ演算部３４２から入力されるＲＭＳ値と予め設定されたＲＭＳ閾値とを比較し、ＲＭＳ値がＲＭＳ閾値を連続して超える時間である継続時間が予め設定された判定継続時間を超える場合、分数調波異常通知を指令信号出力部３４８へ出力する。 The fractional harmonic determination unit 343 compares the RMS value input from the RMS calculation unit 342 with a preset RMS threshold value, and a duration time in which the RMS value continuously exceeds the RMS threshold value is preset. When the determination duration is exceeded, a fractional harmonic abnormality notification is output to the command signal output unit 348.
高周波発生制御部３４５は、高周波発生回路３７に対して高周波信号を出力するよう指令する高周波出力指令信号を出力する。高周波出力指令信号には、高周波発生回路３７から出力される高周波信号の、周波数情報が含まれる。後述のように、高周波発生回路３７は、高周波出力指令信号に含まれる周波数情報が示す周波数の高周波信号を出力する。高周波発生制御部３４５は、常時または一定周期（例えば２４時間の周期）で、高周波出力指令信号を高周波発生回路３７へ出力する。また、高周波発生制御部３４５は、周波数情報を、予め設定された周波数且つ所定の時間間隔で、高周波成分検出部３４６ｂへ出力する。 The high frequency generation control unit 345 outputs a high frequency output command signal that instructs the high frequency generation circuit 37 to output a high frequency signal. The high frequency output command signal includes frequency information of the high frequency signal output from the high frequency generation circuit 37. As will be described later, the high frequency generation circuit 37 outputs a high frequency signal having a frequency indicated by frequency information included in the high frequency output command signal. The high frequency generation control unit 345 outputs a high frequency output command signal to the high frequency generation circuit 37 constantly or at a constant cycle (for example, a cycle of 24 hours). Further, the high frequency generation control unit 345 outputs the frequency information to the high frequency component detection unit 346b at a preset frequency and at a predetermined time interval.
高周波成分検出部（基準周波数成分検出部）３４６ｂは、異常判定に用いる基準周波数を有する高周波信号（判定用アナログ信号）が検出信号に重畳されているときに、ＡＤ変換器３３から入力されるディジタルデータに含まれる基準周波数の高周波成分の振幅値を算出する。この高周波成分は、基準周波数と同じ周波数の成分に相当する。高周波成分検出部３４６ｂは、取得したディジタルデータについて、基準周波数の余弦成分と正弦成分とを演算により算出し、算出した余弦成分と正弦成分とから、高周波成分の振幅値として算出する。高周波成分検出部３４６ｂが実行する処理の詳細は後述する。 The high-frequency component detection unit (reference frequency component detection unit) 346b is a digital signal that is input from the AD converter 33 when a high-frequency signal (determination analog signal) having a reference frequency used for abnormality determination is superimposed on the detection signal. The amplitude value of the high frequency component of the reference frequency included in the data is calculated. This high frequency component corresponds to a component having the same frequency as the reference frequency. The high frequency component detection unit 346b calculates the cosine component and sine component of the reference frequency for the acquired digital data by calculation, and calculates the amplitude value of the high frequency component from the calculated cosine component and sine component. Details of the processing executed by the high-frequency component detection unit 346b will be described later.
高周波成分異常判定部３４７は、ディジタルデータに含まれる高周波成分（基準周波数成分）の振幅値に基づいて、フィルタ回路３２が有するアナログフィルタやＡＤ変換器３３の経年劣化や偶発故障等の発生を監視するためのものである。高周波成分異常判定部３４７は、高周波成分検出部３４６ｂから入力される高周波成分の振幅値と補助記憶部３４ｃに予め記憶されている高周波成分閾値とを比較する。そして、高周波成分異常判定部３４７は、高周波成分の振幅値が高周波成分閾値を下回る場合、報知部３６へ装置異常通知信号を出力する。高周波異常判定部３４７が実行する処理の詳細は後述する。 Based on the amplitude value of the high frequency component (reference frequency component) included in the digital data, the high frequency component abnormality determination unit 347 monitors the occurrence of aging deterioration, accidental failure, and the like of the analog filter and AD converter 33 included in the filter circuit 32. Is to do. The high frequency component abnormality determination unit 347 compares the amplitude value of the high frequency component input from the high frequency component detection unit 346b with the high frequency component threshold value stored in advance in the auxiliary storage unit 34c. Then, the high frequency component abnormality determination unit 347 outputs a device abnormality notification signal to the notification unit 36 when the amplitude value of the high frequency component is lower than the high frequency component threshold. Details of the processing executed by the high frequency abnormality determination unit 347 will be described later.
直流成分異常判定部３４６ａは、ディジタルデータに含まれる直流成分のレベルに基づいて、フィルタ回路３２やＡＤ変換器３３の経年劣化や偶発故障等の発生を監視するためのものである。直流成分異常判定部３４６ａは、特定の判定対象期間の間にサンプリングされたディジタルデータのうち、そのレベル絶対値が判定基準値以上のディジタルデータの割合とこの割合に対する割合閾値とに基づいて、直流成分のレベルの異常を判定する。判定基準値は、例えば最大レベル絶対値の９０％に相当する値に設定される。また、割合閾値は、例えば９０％に設定される。そして、直流成分異常判定部３４６ａは、直流成分の振幅値が異常と判定した場合、報知部３６へ装置異常通知信号を出力する。直流成分異常判定部３４６ａが実行する処理内容の詳細は後述する。 The DC component abnormality determination unit 346a is for monitoring the occurrence of aged deterioration or accidental failure of the filter circuit 32 and the AD converter 33 based on the level of the DC component included in the digital data. The DC component abnormality determination unit 346a determines the direct current based on the ratio of the digital data whose level absolute value is equal to or greater than the determination reference value in the digital data sampled during the specific determination target period and the ratio threshold with respect to this ratio. Determine abnormal component levels. The determination reference value is set to a value corresponding to 90% of the maximum level absolute value, for example. The ratio threshold is set to 90%, for example. Then, the DC component abnormality determination unit 346a outputs a device abnormality notification signal to the notification unit 36 when it is determined that the amplitude value of the DC component is abnormal. Details of processing contents executed by the DC component abnormality determination unit 346a will be described later.
基本波成分検出部３５１は、ディジタルデータに含まれる、基本波成分を抽出し、抽出した基本波成分の振幅値を算出する。また、基本波成分検出部３５１は、算出した基本波成分の振幅値を過負荷判定部３５２へ出力する。 The fundamental wave component detection unit 351 extracts a fundamental wave component included in the digital data, and calculates an amplitude value of the extracted fundamental wave component. The fundamental wave component detection unit 351 outputs the calculated amplitude value of the fundamental wave component to the overload determination unit 352.
過負荷判定部３５２は、補助記憶部３４ｃから基本波成分閾値を取得し、基本波成分検出部３５１から入力される基本波成分の振幅値が基本波成分閾値よりも大きいか否かを判定する。過負荷判定部３５２は、判定結果に応じて、過負荷通知を指令信号出力部３４８へ出力する。 The overload determination unit 352 acquires the fundamental wave component threshold value from the auxiliary storage unit 34c, and determines whether the amplitude value of the fundamental wave component input from the fundamental wave component detection unit 351 is greater than the fundamental wave component threshold value. . The overload determination unit 352 outputs an overload notification to the command signal output unit 348 according to the determination result.
指令信号出力部３４８は、分数調波判定部３４３から入力される分数調波異常通知または過負荷判定部３５２から入力される過負荷通知に基づいて、開指令信号または閉指令信号を生成して側路開閉器駆動部６０へ出力する。 The command signal output unit 348 generates an open command signal or a close command signal based on the fractional harmonic abnormality notification input from the subharmonic determination unit 343 or the overload notification input from the overload determination unit 352. Output to the side switch drive unit 60.
報知部３６は、例えば異常表示部（図示せず）等を備える。報知部３６は、直流成分異常判定部３４６ａまたは高周波成分異常判定部３４７から装置異常通知信号が入力されると、異常表示部を点滅させる。 The notification unit 36 includes, for example, an abnormality display unit (not shown). When the device abnormality notification signal is input from the DC component abnormality determination unit 346a or the high frequency component abnormality determination unit 347, the notification unit 36 blinks the abnormality display unit.
高周波発生回路３７は、高周波発生制御部３４５から高周波出力指令信号が入力されると、高周波出力指令信号に含まれる基準周波数の高周波信号に対応するディジタルデータを出力する。高周波発生回路３７は、例えば基準周波数を有する正弦波ディジタルデータをＤＡ変換器３８へ出力する。この高周波発生回路３７とフィルタ回路３２が有する加算器とを併せて、信号生成重畳部と呼ぶこともできる。 When a high frequency output command signal is input from the high frequency generation control unit 345, the high frequency generation circuit 37 outputs digital data corresponding to a high frequency signal of a reference frequency included in the high frequency output command signal. The high frequency generation circuit 37 outputs, for example, sine wave digital data having a reference frequency to the DA converter 38. The high frequency generation circuit 37 and the adder included in the filter circuit 32 may be collectively referred to as a signal generation and superposition unit.
ＤＡ変換器３８は、高周波発生回路３７から入力されるディジタルデータをアナログ信号に変換してフィルタ回路３２へ出力する。 The DA converter 38 converts the digital data input from the high frequency generation circuit 37 into an analog signal and outputs the analog signal to the filter circuit 32.
次に、本実施の形態に係るディジタル形保護リレー１が備える、分数調波ユニットの制御部３４が実行する開閉器制御処理、過負荷検出処理および装置異常検出処理について具体例に基づき説明する。これらの処理は、例えばユーザがディジタル形保護リレー１に電源を投入したことを契機として開始可能となる。また、これらの処理は、並行して実行される。ここでは、装置異常検出処理が予め設定された装置異常検出時期が到来する毎に実行されるものとする。例えば、ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数は７２０Ｈｚ、ＦＩＲフィルタ３４１の目標周波数分解能は１Ｈｚ、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ長は１４３に設定されているものとする。 Next, switch control processing, overload detection processing, and device abnormality detection processing executed by the control unit 34 of the subharmonic unit included in the digital protection relay 1 according to the present embodiment will be described based on specific examples. These processes can be started, for example, when the user turns on the digital protection relay 1. These processes are executed in parallel. Here, it is assumed that the apparatus abnormality detection process is executed every time a predetermined apparatus abnormality detection time comes. For example, it is assumed that the sampling frequency of the AD converter 33 is set to 720 Hz, the target frequency resolution of the FIR filter 341 is set to 1 Hz, and the filter length of the FIR filter 341 is set to 143.
［開閉器制御処理］
初めに、開閉器制御処理について、図４を参照しながら説明する。まず、ＦＩＲフィルタ３４１は、主記憶部３４ｂのバッファ領域３４０に記憶されているディジタルデータ（第１ディジタルデータ）を取得する（ステップＳ１）。ここで、ＦＩＲフィルタ３４１は、目標周波数分解能（１Ｈｚ）に対応する基準サンプリング期間（１ｓｅｃ）の間にサンプリングされる７２０個のディジタルデータのうちＡ個（３６０個）のディジタルデータをフィルタリングする。この３６０個のディジタルデータは、基準サンプリング期間の半分の長さの期間（ＲＭＳ算出期間は、ここでは０．５ｓｅｃである。）内にサンプリングされたものである。このとき、ＦＩＲフィルタ３４１は、３６０個のディジタルデータの他に、フィルタ長（１４３）に相当する数のディジタルデータを用いる。即ち、ＦＩＲフィルタ３４１は、（Ａ＋Ｎ）個（５０３個＝３６０＋１４３）のディジタルデータを用いる。
[Switch control processing]
First, the switch control process will be described with reference to FIG. First, the FIR filter 341 acquires digital data (first digital data) stored in the buffer area 340 of the main storage unit 34b (step S1). Here, the FIR filter 341 filters A (360) digital data out of 720 digital data sampled during the reference sampling period (1 sec) corresponding to the target frequency resolution (1 Hz). These 360 pieces of digital data are sampled within a period that is half the reference sampling period (the RMS calculation period is 0.5 sec here). At this time, the FIR filter 341 uses the number of digital data corresponding to the filter length (143) in addition to 360 pieces of digital data. That is, the FIR filter 341 uses (A + N) (503 = 360 + 143) digital data.
次に、ＦＩＲフィルタ３４１は、Ａ＋Ｎ個（５０３個）のディジタルデータを用いてフィルタ演算を実行する（ステップＳ２）。具体的には、ＦＩＲフィルタ３４１は、下記式（１）の関係式を用いて、ディジタルデータｘ（＊）に対して、フィルタ演算を実行し、Ａ個のディジタルデータｙ（＊）を生成する。
式（１）によれば、ディジタルデータｙ（ｎ）は、ｘ（ｎ）よりも過去のディジタルデータｘ（ｎ−ｋ）を用いて算出されることが判る。例えば分数調波成分の振幅値異常が発生した時点のディジタルデータをｙ（０）とした場合、ｙ（０）は、それよりも過去のフィルタ長Ｎに相当する数のディジタルデータｘ（−ｋ）（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ−１）を用いて算出できる。従って、分数調波成分の振幅値異常が発生した時点からＲＭＳ値を算出するまでの応答時間は、Ａ個のディジタルデータを取得するのに必要なＲＭＳ算出期間とフィルタ長Ｎに相当する数のディジタルデータを取得するのに必要な期間の長さとの和に相当する長さとなる。 According to Equation (1), it can be seen that the digital data y (n) is calculated using digital data x (nk) that is past from x (n). For example, when the digital data at the time when the amplitude value abnormality of the subharmonic component occurs is y (0), y (0) is the number of digital data x (−k) corresponding to the past filter length N. ) (K = 0, 1,..., N−1). Therefore, the response time from when the amplitude value abnormality of the subharmonic component occurs until the RMS value is calculated is the number corresponding to the RMS calculation period and the filter length N required to acquire A digital data. The length corresponds to the sum of the lengths of periods necessary for acquiring digital data.
フィルタ係数ｈ（＊）は、ローパスフィルタ関数ｈＬ（＊）とハミング窓関数ｗ（＊）との積である。具体的には、フィルタ係数ｈ（＊）、ローパスフィルタ関数ｈＬ（＊）およびハミング窓関数ｗ（＊）は、下記式（２）に示す関係式で表される。
続いて、ＲＭＳ演算部３４２は、ＦＩＲフィルタ３４１により変換されたデータについてＲＭＳ演算を実行する（ステップＳ３）。具体的には、ＲＭＳ演算部３４２は、下記式（４）に従って、ディジタルデータｙ（ｎ）（ｎ＝０〜Ａ−１）を用いてＲＭＳ演算を実行し、ＲＭＳ値Ｙを算出する。
その後、分数調波判定部３４３は、ＲＭＳ演算部３４２が算出したＲＭＳ値が補助記憶部３４ｃに予め記憶されたＲＭＳ閾値よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ４）。ステップＳ４において、ＲＭＳ値が予め設定されたＲＭＳ閾値以下と判定されると（ステップＳ４：Ｎｏ）、そのままステップＳ１の処理に戻る。次のステップＳ１〜Ｓ４では、使用するディジタルデータｘ（ｎ）のｎの範囲が＋１だけシフトする。 Thereafter, the fractional harmonic determination unit 343 determines whether or not the RMS value calculated by the RMS calculation unit 342 is larger than the RMS threshold value stored in advance in the auxiliary storage unit 34c (step S4). If it is determined in step S4 that the RMS value is equal to or less than a preset RMS threshold value (step S4: No), the process returns to step S1 as it is. In the next steps S1 to S4, the range of n of the digital data x (n) to be used is shifted by +1.
一方、ステップＳ４において、ＲＭＳ値が予め設定されたＲＭＳ閾値よりも大きいと判定されると（ステップＳ４：Ｙｅｓ）、分数調波判定部３４３は、ＲＭＳ値が予め設定されたＲＭＳ閾値よりも大きいと連続して判定され続けられている時間、即ち、ＲＭＳ値が連続してＲＭＳ閾値よりも大きい状態を継続する継続時間が判定継続時間を超えたか否かを判定する（ステップＳ５）。ステップＳ５において、継続時間が判定継続時間を超えていないと判定されると（ステップＳ５：Ｎｏ）、そのままステップＳ１の処理に戻り、ステップＳ１からＳ４までの処理が繰り返し実行される。 On the other hand, if it is determined in step S4 that the RMS value is larger than the preset RMS threshold (step S4: Yes), the subharmonic determination unit 343 has the RMS value larger than the preset RMS threshold. It is determined whether or not the time that has been continuously determined, that is, the duration during which the RMS value continues to be continuously larger than the RMS threshold exceeds the determination duration (step S5). If it is determined in step S5 that the duration does not exceed the determination duration (step S5: No), the processing returns to step S1 as it is, and the processing from steps S1 to S4 is repeatedly executed.
一方、ステップＳ５において、継続時間が判定継続時間を超えたと判定されると（ステップＳ５：Ｙｅｓ）、分数調波判定部３４３が、分数調波異常通知を指令信号出力部３４８へ出力する。また、指令信号出力部３４８は、分数調波異常通知が入力されると、側路開閉器ＳＷ２１が閉状態であるか否かを判定する（ステップＳ６）。この判定は、主記憶部３４ｂの開閉状態情報記憶領域に記憶されている開閉状態情報に基づいて実行される。 On the other hand, when it is determined in step S5 that the duration has exceeded the determination duration (step S5: Yes), the fractional harmonic determination unit 343 outputs a fractional harmonic abnormality notification to the command signal output unit 348. In addition, when the subharmonic abnormality notification is input, the command signal output unit 348 determines whether or not the bypass switch SW21 is in a closed state (step S6). This determination is performed based on the opening / closing state information stored in the opening / closing state information storage area of the main storage unit 34b.
ステップＳ６において、側路開閉器ＳＷ２１が開状態であると判定されると（ステップＳ６：Ｎｏ）、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２１を閉状態にするよう指令する閉指令信号を側路開閉器駆動部６０に出力する（ステップＳ７）。この信号を受けて、側路開閉器駆動部６０は側路開閉器ＳＷ２１を閉状態にする。その後、ステップＳ１の処理が実行される。 In step S6, when it is determined that the side switch SW21 is in the open state (step S6: No), the command signal output unit 348 issues a close command signal for commanding the side switch SW21 to be closed. It outputs to the side road switch drive part 60 (step S7). In response to this signal, the side switch driver 60 closes the side switch SW21. Thereafter, the process of step S1 is executed.
一方、ステップＳ６において、側路開閉器ＳＷ２１が閉状態であると判定されると（ステップＳ６：Ｙｅｓ）、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２２が閉状態であるか否かを判定する（ステップＳ８）。この判定は、主記憶部３４ｂの開閉状態情報記憶領域に記憶されている開閉状態情報に基づいて実行される。 On the other hand, when it is determined in step S6 that the side switch SW21 is closed (step S6: Yes), the command signal output unit 348 determines whether or not the side switch SW22 is closed. (Step S8). This determination is performed based on the opening / closing state information stored in the opening / closing state information storage area of the main storage unit 34b.
ステップＳ８において、側路開閉器ＳＷ２２が開状態であると判定されると（ステップＳ８：Ｎｏ）、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２２を閉状態にするよう指令する閉指令信号を側路開閉器駆動部６０に出力する（ステップＳ９）。この信号を受けて、側路開閉器駆動部６０は側路開閉器ＳＷ２２を閉状態にする。その後、ステップＳ１の処理に戻る。 In step S8, when it is determined that the side switch SW22 is in the open state (step S8: No), the command signal output unit 348 issues a close command signal for commanding the side switch SW22 to be closed. It outputs to the side road switch drive part 60 (step S9). In response to this signal, the side switch driver 60 closes the side switch SW22. Thereafter, the process returns to step S1.
一方、ステップＳ８において、側路開閉器ＳＷ２２が閉状態であると判定されると（ステップＳ８：Ｙｅｓ）、指令信号出力部３４８は、遮断器ＳＷ１を開状態にするよう指令する開指令信号を遮断器駆動部５０に出力する（ステップＳ１０）。すると、遮断器駆動部５０は遮断器ＳＷ１を開状態にする。そして、開閉器制御処理を終了する。 On the other hand, if it is determined in step S8 that the side switch SW22 is in the closed state (step S8: Yes), the command signal output unit 348 issues an open command signal that instructs the circuit breaker SW1 to be in the open state. It outputs to the circuit breaker drive part 50 (step S10). Then, the circuit breaker drive unit 50 opens the circuit breaker SW1. Then, the switch control process ends.
なお、ＲＭＳ値がＲＭＳ閾値以下であるとき、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２１、２２を開状態にするよう指令する開指令信号を出力してもよい。また、ＲＭＳ値の全てがＲＭＳ閾値を超えており且つ判定継続時間が経過した場合、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２１、２２を閉状態にするよう指令する閉指令信号を出力してもよい。 Note that when the RMS value is equal to or less than the RMS threshold value, the command signal output unit 348 may output an open command signal for instructing the bypass switches SW21 and SW22 to be in an open state. Further, when all of the RMS values exceed the RMS threshold value and the determination duration time has elapsed, the command signal output unit 348 outputs a close command signal for commanding the bypass switches SW21 and SW22 to be closed. May be.
次に、このようなディジタル形保護リレー１の分数調波検出の周波数特性について説明する。まず、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数がハミング窓関数を含む場合と窓関数を含まない場合とのそれぞれのＦＩＲフィルタ３４１の周波数分析の結果得られる周波数特性を図５に示す。これは、フィルタ回路３２に白色雑音信号を入力した時の分析結果に対応する。ＦＩＲフィルタ３４１の遮断周波数ｆＣは、４２Ｈｚとした。これは、基本周波数を６０Ｈｚ、遮断次数を０．７に設定した場合に相当する。また、ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数は、７２０Ｈｚに設定した。目標周波数分解能を１Ｈｚ、即ち、基準サンプリング期間を１ｓｅｃとした。ＲＭＳ演算部３４２がＲＭＳ値を算出する対象であるＲＭＳ算出期間の長さを０．５ｓｅｃとし、フィルタ長を１４３とした。ＲＭＳ算出期間に含まれるディジタルデータの数は、基本波周波数を６０Ｈｚとしたときの３０周期分に相当し、３６０（＝７２０×０．５）である。 Next, the frequency characteristics of the subharmonic detection of the digital protection relay 1 will be described. First, FIG. 5 shows frequency characteristics obtained as a result of frequency analysis of the FIR filter 341 when the filter coefficient of the FIR filter 341 includes a Hamming window function and when the filter coefficient does not include a window function. This corresponds to the analysis result when the white noise signal is input to the filter circuit 32. The cutoff frequency f C of the FIR filter 341 was 42 Hz. This corresponds to the case where the fundamental frequency is set to 60 Hz and the cutoff order is set to 0.7. The sampling frequency of the AD converter 33 was set to 720 Hz. The target frequency resolution was 1 Hz, that is, the reference sampling period was 1 sec. The length of the RMS calculation period, which is the target for the RMS calculation unit 342 to calculate the RMS value, was 0.5 sec, and the filter length was 143. The number of digital data included in the RMS calculation period corresponds to 30 periods when the fundamental frequency is 60 Hz, and is 360 (= 720 × 0.5).
同じ条件で、ＦＩＲフィルタ３４１の代わりに、ＦＦＴ処理を実行する従来の方法の場合、分数調波成分の大きさを算出するのに必要なサンプリング数は７２０（＝７２０（Ｈｚ）／１（Ｈｚ））である。サンプリング数が７２０を下回ると、ＦＦＴ処理の出力の周波数特性は、所定の振幅値を有する周波数が１Ｈｚよりも大きい周波数間隔で離散したものとなり、周波数分解能が１Ｈｚよりも大きくなってしまう。 Under the same conditions, in the case of a conventional method that executes FFT processing instead of the FIR filter 341, the number of samplings required to calculate the magnitude of the subharmonic component is 720 (= 720 (Hz) / 1 (Hz )). When the number of samplings is less than 720, the frequency characteristic of the output of the FFT processing becomes discrete with the frequency having a predetermined amplitude value at a frequency interval larger than 1 Hz, and the frequency resolution becomes larger than 1 Hz.
これに対して、本実施の形態に係るＦＩＲフィルタ３４１の周波数特性は、所定の振幅値を有する周波数が連続的に存在したものとなる。図５（Ａ）はフィルタ係数が窓関数を含まない場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示し、図５（Ｂ）はフィルタ係数がハミング窓関数を含む場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示す。なお、図５において、縦軸は振幅値を示し、横軸は周波数を示す。また、図５（Ａ）および（Ｂ）は、周波数間隔を周波数分解能１Ｈｚ以下に設定して分析した結果である。図５（Ａ）および（Ｂ）に示すように、フィルタ係数が窓関数を含まない場合およびハミング窓関数を含む場合のいずれにおいても、周波数に対して連続的に変化する周波数特性が得られている。このことから、本実施の形態に係るＦＩＲフィルタ３４１によれば、ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数が７２０Ｈｚの場合において、取得するディジタルデータの個数を５０３（３６０＋１４３）としながら、少なくとも１Ｈｚの周波数分解能が得られていることが判る。つまり、本実施の形態に係るＦＩＲフィルタ３４１によれば、ＦＦＴ処理を用いた構成に比べて、サンプリング数を低減しつつＦＦＴ処理と同等の周波数分解能を実現することができる。 On the other hand, the frequency characteristic of the FIR filter 341 according to the present embodiment is such that frequencies having a predetermined amplitude value exist continuously. 5A shows the frequency characteristics of the output of the FIR filter 341 when the filter coefficient does not include a window function, and FIG. 5B shows the frequency of the output of the FIR filter 341 when the filter coefficient includes a Hamming window function. Show the characteristics. In FIG. 5, the vertical axis indicates the amplitude value, and the horizontal axis indicates the frequency. 5A and 5B show the results of analysis with the frequency interval set to a frequency resolution of 1 Hz or less. As shown in FIGS. 5A and 5B, a frequency characteristic continuously changing with respect to the frequency is obtained regardless of whether the filter coefficient includes a window function or a Hamming window function. Yes. Thus, according to the FIR filter 341 according to the present embodiment, when the sampling frequency of the AD converter 33 is 720 Hz, the frequency resolution of at least 1 Hz is obtained while the number of digital data to be acquired is 503 (360 + 143). It turns out that it is obtained. That is, according to the FIR filter 341 according to the present embodiment, it is possible to realize a frequency resolution equivalent to that of the FFT processing while reducing the number of samplings as compared with the configuration using the FFT processing.
また、フィルタ係数が窓関数を含まない場合、図５（Ａ）に示すように、振幅値のゆらぎの絶対値が、４２Ｈｚ以下の周波数帯域における振幅平均値の１％を超えている。一方、ハミング窓関数を含む場合、図５（Ｂ）に示すように、振幅値のゆらぎの絶対値が、４２Ｈｚ以下の周波数帯域における振幅平均値の１％以内に収まっている。即ち、ハミング窓関数を含む場合の方が窓関数を含まない場合に比べて振幅値のゆらぎが低減していることが判った。 When the filter coefficient does not include a window function, as shown in FIG. 5A, the absolute value of the fluctuation of the amplitude value exceeds 1% of the average amplitude value in the frequency band of 42 Hz or less. On the other hand, when the Hamming window function is included, as shown in FIG. 5B, the absolute value of the fluctuation of the amplitude value is within 1% of the average amplitude value in the frequency band of 42 Hz or less. That is, it was found that the fluctuation of the amplitude value is reduced when the Hamming window function is included compared to the case where the Hamming window function is not included.
図６は、ＲＭＳ算出期間の長さを変化させた場合におけるＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示す。ここで、ＦＩＲフィルタ３４１の遮断周波数ｆＣ、ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数、目標周波数分解能、フィルタ長は、図５の場合と同じである。図６（Ａ）はＲＭＳ算出期間の長さを基本波の２９周期分とした場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示し、図６（Ｂ）はＲＭＳ算出期間の長さを０．５秒間（基本波の３０周期分、基準サンプリング期間の半分の長さ）とした場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示す。また、図６（Ｃ）はＲＭＳ算出期間の長さを基本波の３１周期分とした場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示す。図６（Ａ）および（Ｃ）の場合、いずれも４２Ｈｚ以下の周波数帯域における振幅値のゆらぎが４２Ｈｚ以下の周波数帯域における振幅平均値の１％を超えている。これに対して、図６（Ｂ）の場合、４２Ｈｚ以下の周波数帯域における振幅値のゆらぎが４２Ｈｚ以下の周波数帯域における振幅平均値の１％以内に収まっている。これらの結果から、４２Ｈｚ以下の周波数帯域における振幅値のゆらぎを４２Ｈｚ以下の周波数帯域における振幅平均値の１％以内に収めるためには、ＲＭＳ算出期間の長さが０．５秒間（基準サンプリング期間の半分の長さ）とするのがよいことが判った。 FIG. 6 shows the frequency characteristics of the output of the FIR filter 341 when the length of the RMS calculation period is changed. Here, the cutoff frequency f C of the FIR filter 341, the sampling frequency of the AD converter 33, the target frequency resolution, and the filter length are the same as in the case of FIG. FIG. 6A shows the frequency characteristics of the output of the FIR filter 341 when the length of the RMS calculation period is 29 periods of the fundamental wave, and FIG. 6B shows the length of the RMS calculation period of 0.5. The frequency characteristics of the output of the FIR filter 341 in the case of seconds (30 periods of the fundamental wave, half the length of the reference sampling period) are shown. FIG. 6C shows the frequency characteristic of the output of the FIR filter 341 when the length of the RMS calculation period is 31 periods of the fundamental wave. 6A and 6C, the fluctuation of the amplitude value in the frequency band of 42 Hz or less exceeds 1% of the average amplitude value in the frequency band of 42 Hz or less. On the other hand, in the case of FIG. 6B, the fluctuation of the amplitude value in the frequency band of 42 Hz or less is within 1% of the average amplitude value in the frequency band of 42 Hz or less. From these results, in order to keep the fluctuation of the amplitude value in the frequency band of 42 Hz or less within 1% of the average amplitude value in the frequency band of 42 Hz or less, the length of the RMS calculation period is 0.5 second (reference sampling period). It was found that it was better to be half the length.
ところで、分数調波の振幅異常を精度よく検出するには、ＦＩＲフィルタ３４１の出力のゆらぎは１％以内であることが一般的に要請されている。これに対して、図５および図６の周波数特性から判るように、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数がハミング窓関数を含み、ＲＭＳ算出期間の長さが０．５秒間に設定されれば、ＦＩＲフィルタ３４１の出力のゆらぎは１％以内に収まる。つまり、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数がハミング窓関数を含み、ＲＭＳ算出期間の長さが０．５秒間に設定されることで、分数調波の振幅異常をより精度良く検出することができる。 By the way, in order to accurately detect the amplitude abnormality of the subharmonic, it is generally required that the fluctuation of the output of the FIR filter 341 is within 1%. On the other hand, as can be seen from the frequency characteristics of FIGS. 5 and 6, if the filter coefficient of the FIR filter 341 includes a Hamming window function and the length of the RMS calculation period is set to 0.5 seconds, the FIR filter The fluctuation of the output of 341 falls within 1%. That is, when the filter coefficient of the FIR filter 341 includes a Hamming window function and the length of the RMS calculation period is set to 0.5 seconds, the subharmonic amplitude abnormality can be detected with higher accuracy.
同じ条件で、ＦＩＲフィルタ３４１およびＲＭＳ演算部３４２の代わりに、ＦＦＴ処理を用いた場合、目標周波数分解能１Ｈｚで分数調波成分の大きさを算出するのに必要なサンプリング数は７２０（＝７２０（Ｈｚ）／１（Ｈｚ））である。そして、各分数調波成分の振幅値を算出してから、例えば基本波周波数の遮断次数（０．７）倍の周波数以下の分数調波成分の振幅値を積分し、分数調波成分の評価値として出力する。 Under the same conditions, when FFT processing is used instead of the FIR filter 341 and the RMS calculation unit 342, the number of samplings required to calculate the size of the subharmonic component with the target frequency resolution of 1 Hz is 720 (= 720 ( Hz) / 1 (Hz)). Then, after calculating the amplitude value of each subharmonic component, for example, integrating the amplitude value of the subharmonic component below the frequency of the cutoff frequency (0.7) times the fundamental frequency to evaluate the subharmonic component Output as a value.
これに対して、本実施の形態に係る分数調波・過負荷保護ユニット３０では、周波数分解能１Ｈｚで分数調波成分の大きさを判定するために必要なディジタルデータの数を７２０よりも小さくすることができる。１Ｈｚ（目標周波数分解能）で分数調波成分の振幅値を算出するために必要なディジタルデータを取得する時間は、ＲＭＳ算出期間の長さ（０．５ｓｅｃ）とフィルタ長Ｎに相当する数のディジタルデータを取得するのに必要な期間の長さとの和に相当する。ここで、フィルタ長Ｎに相当する数のディジタルデータを取得するのに必要な期間の長さは、０.５ｓｅｃよりも短い。それ故、例えばＦＦＴ処理を実行するディジタル形保護リレーに比べて、分数調波成分の振幅値を算出するのに必要な時間を低減させることができるので、分数調波成分の振幅値を高速に検出できる。なお、目標周波数分解能は１Ｈｚに限定されない。また、サンプリング周波数は７２０Ｈｚ以外の周波数であってもよい。更に、フィルタ長は１４３に限らずそれ以外の値に設定されていてもよい。 On the other hand, in the subharmonic / overload protection unit 30 according to the present embodiment, the number of digital data necessary for determining the size of the subharmonic component with a frequency resolution of 1 Hz is made smaller than 720. be able to. The time for acquiring the digital data necessary to calculate the amplitude value of the subharmonic component at 1 Hz (target frequency resolution) is the number of digitals corresponding to the length of the RMS calculation period (0.5 sec) and the filter length N. It corresponds to the sum of the length of the period required to acquire data. Here, the length of the period necessary to acquire the number of digital data corresponding to the filter length N is shorter than 0.5 sec. Therefore, for example, the time required to calculate the amplitude value of the subharmonic component can be reduced as compared with a digital protection relay that executes FFT processing, so that the amplitude value of the subharmonic component can be increased at high speed. It can be detected. Note that the target frequency resolution is not limited to 1 Hz. The sampling frequency may be a frequency other than 720 Hz. Further, the filter length is not limited to 143 and may be set to other values.
また、本実施の形態に係る開閉器制御処理では、分数調波成分の振幅値の異常を検出する毎に、側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２の開閉状態に応じて段階的に閉状態にする。これにより、分数調波成分の異常が発生しなくなる最低限の数のコンデンサＣ１１およびＣ１２のいずれか一方だけをバイパス線Ｌ１１またはＬ１２を介してバイパスすることができるので、コンデンサＣ１１、Ｃ１２の両方がバイパスされることによる送電線Ｌ１の電圧変動の発生を抑制することができる。 Further, in the switch control process according to the present embodiment, each time the abnormality of the amplitude value of the subharmonic component is detected, the switch is closed in a stepwise manner according to the open / close state of the bypass switches SW21 and SW22. As a result, only one of the minimum number of capacitors C11 and C12 that does not cause an abnormality in the subharmonic component can be bypassed via the bypass line L11 or L12. Occurrence of voltage fluctuations in the transmission line L1 due to bypassing can be suppressed.
本実施の形態に係る分数調波・過負荷保護ユニット３０は、更に、過負荷の有無と装置異常の有無とを検出することができる。以下、過負荷の有無を検出するための過負荷検出処理と装置異常を検出するための装置異常検出処理とについて詳述する。 The subharmonic / overload protection unit 30 according to the present embodiment can further detect the presence / absence of an overload and the presence / absence of an apparatus abnormality. Hereinafter, an overload detection process for detecting the presence or absence of an overload and an apparatus abnormality detection process for detecting an apparatus abnormality will be described in detail.
［過負荷検出処理］
本実施の形態に係る過負荷検出処理について、図７を参照しながら説明する。過負荷検出処理は、コンデンサＣ１１、Ｃ１２、変圧器Ｈ０に過負荷が加わっているか否かを診断するための処理である。まず、基本波成分検出部３５１は、バッファ領域３４０からディジタルデータを取得する（ステップＳ４０１）。また、基本波成分検出部３５１は、基本波信号の１周期を２ｐ（ｐは正の整数）等分した各時点におけるディジタルデータを取得する。サンプリング周波数が７２０Ｈｚで検出信号の基本波成分の周波数が６０Ｈｚである場合、ｐは「６」になる。
[Overload detection processing]
The overload detection process according to the present embodiment will be described with reference to FIG. The overload detection process is a process for diagnosing whether or not an overload is applied to the capacitors C11 and C12 and the transformer H0. First, the fundamental wave component detection unit 351 acquires digital data from the buffer area 340 (step S401). In addition, the fundamental wave component detection unit 351 acquires digital data at each time point obtained by equally dividing one period of the fundamental wave signal by 2p (p is a positive integer). When the sampling frequency is 720 Hz and the frequency of the fundamental component of the detection signal is 60 Hz, p is “6”.
次に、基本波成分検出部３５１は、ディジタルデータに含まれる、基本波成分を抽出し、抽出した基本波成分の大きさを算出する基本波成分抽出処理を実行する（ステップＳ４０２）。ここでは、基本波成分検出部３５１は、まず、補助記憶部３４ｃから基本波の周波数を示す周波数情報を取得する。次に、基本波成分検出部３５１は、この周波数情報に基づいて算出される基本波の周期を、２ｐ等分した各時点におけるディジタルデータを取得する。続いて、基本波成分検出部３５１は、下記式（５）および式（６）を用いて、余弦成分Ｉｃおよび正弦成分Ｉｓを算出する。
続いて、過負荷判定部３５２は、補助記憶部３４ｃから基本波成分閾値を取得し、入力される基本波成分の振幅値が基本波成分閾値よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ４０３）。ステップＳ４０３において、振幅値が基本波成分閾値以下であると判定されると（ステップＳ４０３：Ｎｏ）、ステップＳ４０１の処理に戻る。次のステップＳ４０１〜Ｓ４０３では、使用するディジタルデータｘ（ｎ）のｎの範囲が＋１だけシフトする。一方、ステップＳ４０３において、振幅値が基本波成分閾値よりも大きいと判定されたとする（ステップＳ４０３：Ｙｅｓ）。この場合、過負荷判定部３５２は、基本波成分の振幅値が基本波成分閾値よりも大きい状態での継続時間が判定継続時間を超えたか否かを判定する（ステップＳ４０４）。ステップＳ４０４において、継続時間が判定継続時間を超えていないと判定されると（ステップＳ４０４：Ｎｏ）、そのままステップＳ４０１の処理に戻り、ステップＳ４０１からＳ４０３までの処理が繰り返し実行される。 Subsequently, the overload determination unit 352 acquires a fundamental wave component threshold value from the auxiliary storage unit 34c, and determines whether the amplitude value of the input fundamental wave component is larger than the fundamental wave component threshold value (step S403). . If it is determined in step S403 that the amplitude value is equal to or smaller than the fundamental component threshold (step S403: No), the process returns to step S401. In the next steps S401 to S403, the n range of the digital data x (n) to be used is shifted by +1. On the other hand, in step S403, it is determined that the amplitude value is larger than the fundamental component threshold (step S403: Yes). In this case, the overload determination unit 352 determines whether or not the duration in the state where the amplitude value of the fundamental wave component is larger than the fundamental wave component threshold exceeds the determination duration (step S404). If it is determined in step S404 that the duration does not exceed the determination duration (step S404: No), the process returns to step S401 as it is, and the processes from step S401 to S403 are repeatedly executed.
一方、ステップＳ４０４において、継続時間が判定継続時間を超えたと判定されると（ステップＳ４０４：Ｙｅｓ）、過負荷判定部３５２は、過負荷通知を指令信号出力部３４８へ出力する。また、指令信号出力部３４８は、過負荷通知が入力されると、側路開閉器ＳＷ２１が閉状態であるか否かを判定する（ステップＳ４０５）。 On the other hand, when it is determined in step S404 that the duration has exceeded the determination duration (step S404: Yes), the overload determination unit 352 outputs an overload notification to the command signal output unit 348. In addition, when the overload notification is input, the command signal output unit 348 determines whether or not the bypass switch SW21 is in a closed state (step S405).
ステップＳ４０５において、側路開閉器ＳＷ２１が開状態であると判定されると（ステップＳ４０５：Ｎｏ）、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２１を閉状態にするよう指令する閉指令信号を側路開閉器駆動部６０に出力する（ステップＳ４０６）。この信号を受けて、側路開閉器駆動部６０は側路開閉器ＳＷ２１を閉状態にする。その後、ステップＳ４０１の処理に戻る。一方、ステップＳ４０５において、側路開閉器ＳＷ２１が閉状態であると判定すると（ステップＳ４０５：Ｙｅｓ）、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２２が閉状態であるか否かを判定する（ステップＳ４０７）。 If it is determined in step S405 that the side switch SW21 is in the open state (step S405: No), the command signal output unit 348 issues a close command signal that instructs the side switch SW21 to be closed. It outputs to the side road switch drive part 60 (step S406). In response to this signal, the side switch driver 60 closes the side switch SW21. Thereafter, the process returns to step S401. On the other hand, when it is determined in step S405 that the side switch SW21 is closed (step S405: Yes), the command signal output unit 348 determines whether or not the side switch SW22 is closed (step S405: Yes). Step S407).
ステップＳ４０７において、側路開閉器ＳＷ２２が開状態であると判定すると（ステップＳ４０７：Ｎｏ）、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２２を閉状態にするよう指令する閉指令信号を側路開閉器駆動部６０に出力する（ステップＳ４０８）。この信号を受けて、側路開閉器駆動部６０は、側路開閉器ＳＷ２２を閉状態にする。その後、ステップＳ１の処理に戻る。一方、ステップＳ４０７において、側路開閉器ＳＷ２２が閉状態であると判定すると（ステップＳ４０７：Ｙｅｓ）、指令信号出力部３４８は、遮断器ＳＷ１を開状態にするよう指令する開指令信号を遮断器駆動部５０に出力する（ステップＳ４０９）。この信号を受けて、遮断器駆動部５０は、遮断器ＳＷ１を開状態にする。以上で開閉器制御処理を終了する。 If it is determined in step S407 that the side switch SW22 is in the open state (step S407: No), the command signal output unit 348 issues a close command signal for instructing the side switch SW22 to be closed. It outputs to the switch drive part 60 (step S408). In response to this signal, the side switch driving unit 60 closes the side switch SW22. Thereafter, the process returns to step S1. On the other hand, if it is determined in step S407 that the bypass switch SW22 is in the closed state (step S407: Yes), the command signal output unit 348 issues an open command signal that instructs the circuit breaker SW1 to be in the open state. It outputs to the drive part 50 (step S409). In response to this signal, the circuit breaker drive unit 50 opens the circuit breaker SW1. This completes the switch control process.
なお、振幅値が基本波成分閾値以下であるとき、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２１、２２を開状態にするよう指令する開指令信号を出力してもよい。また、振幅値が基本波成分閾値を超えており且つ判定継続時間が経過した場合、指令信号出力部３４８は、側路開閉器ＳＷ２１、２２を閉状態にするよう指令する閉指令信号を出力してもよい。 When the amplitude value is equal to or smaller than the fundamental wave component threshold value, the command signal output unit 348 may output an open command signal for instructing the side switches SW21 and SW22 to be in an open state. In addition, when the amplitude value exceeds the fundamental component threshold value and the determination duration time has elapsed, the command signal output unit 348 outputs a close command signal that commands the bypass switches SW21 and SW22 to be closed. May be.
［装置異常検出処理］
次に、装置異常検出処理について図３および図８を参照しながら説明する。装置異常検出処理は、フィルタ回路３２が有するアナログフィルタまたはＡＤ変換器３３の異常を診断するための処理である。この装置異常検出処理では、検出信号に含まれる高周波成分の振幅値の異常を検出する高周波成分異常検出処理と、検出信号に含まれる直流成分の振幅値の異常を検出する直流成分異常検出処理と、が並行して実行される。高周波成分検出処理では、装置異常検出時期が到来する毎に、高周波発生制御部３４５は、高周波を出力するように指令する高周波出力指令信号を高周波発生回路３７へ出力する。ここで、高周波発生制御部３４５は、補助記憶部３４ｃに記憶された異常検出時期情報と、制御部３４に内蔵されたタイマのカウント値と、に基づいて、装置異常検出時期の到来を判定する。高周波発生制御部３４５は、高周波発生回路３７から出力される高周波信号について、その基準周波数を示す周波数情報を高周波成分検出部３４６ｂへ出力する。高周波発生回路３７は、高周波出力指令信号が入力されると、ＤＡ変換器３８を介して高周波信号をフィルタ回路３２へ出力する。
[Device error detection processing]
Next, the apparatus abnormality detection process will be described with reference to FIGS. The apparatus abnormality detection process is a process for diagnosing an abnormality of the analog filter or AD converter 33 included in the filter circuit 32. In this apparatus abnormality detection process, a high-frequency component abnormality detection process for detecting an abnormality in the amplitude value of the high-frequency component included in the detection signal, and a DC component abnormality detection process for detecting an abnormality in the amplitude value of the DC component included in the detection signal; Are executed in parallel. In the high frequency component detection process, the high frequency generation control unit 345 outputs a high frequency output command signal for instructing to output a high frequency to the high frequency generation circuit 37 every time the device abnormality detection time comes. Here, the high frequency generation control unit 345 determines the arrival of the device abnormality detection time based on the abnormality detection time information stored in the auxiliary storage unit 34c and the count value of the timer built in the control unit 34. . The high frequency generation control unit 345 outputs frequency information indicating the reference frequency of the high frequency signal output from the high frequency generation circuit 37 to the high frequency component detection unit 346b. When the high frequency output command signal is input, the high frequency generation circuit 37 outputs the high frequency signal to the filter circuit 32 via the DA converter 38.
高周波成分検出部３４６ｂは、ディジタルデータに含まれる、高周波発生回路３７から出力される基準周波数の高周波と同じ周波数成分を抽出し、抽出した周波数成分の振幅値を算出する。ここでは、高周波成分検出部３４６ｂは、まず、高周波発生回路３７から出力される高周波の１周期を２ｐ等分した各時点におけるディジタルデータを取得する。ここで、高周波を基本波のｑ次高調波と看做すと、基準周波数の高周波成分の振幅値の算出について、２ｐを２ｐ／ｑとすれば式（５）および式（６）がそのまま使えることになる。即ち、高周波成分検出部３４６ｂは、図７の過負荷検出処理のステップＳ４０２の処理と同様に、式（５）および式（６）を用いて算出した余弦成分Ｉｃと正弦成分Ｉｓとの二乗和の平方根を、高周波成分の振幅値として高周波成分異常判定部３４７へ出力する。 The high frequency component detection unit 346b extracts the same frequency component as the high frequency of the reference frequency output from the high frequency generation circuit 37 included in the digital data, and calculates the amplitude value of the extracted frequency component. Here, the high frequency component detection unit 346b first obtains digital data at each time point obtained by dividing one period of the high frequency output from the high frequency generation circuit 37 into two equal parts. Here, assuming that the high frequency is the q-order harmonic of the fundamental wave, the calculation of the amplitude value of the high-frequency component of the reference frequency can be used as it is when Expression 2 (5p) is 2p / q. It will be. That is, the high frequency component detection unit 346b performs the sum of squares of the cosine component Ic and the sine component Is calculated using the equations (5) and (6), similarly to the processing in step S402 of the overload detection processing in FIG. Is output to the high frequency component abnormality determination unit 347 as the amplitude value of the high frequency component.
高周波成分異常判定部３４７は、補助記憶部３４ｃから高周波成分閾値を取得し、入力される高周波成分の振幅値が高周波成分閾値よりも大きい場合、装置異常通知信号を報知部３６へ出力する。報知部３６は、装置異常通知信号が入力されると、装置が異常である旨をユーザに通知する。 The high frequency component abnormality determination unit 347 acquires a high frequency component threshold value from the auxiliary storage unit 34c, and outputs a device abnormality notification signal to the notification unit 36 when the amplitude value of the input high frequency component is larger than the high frequency component threshold value. When the device abnormality notification signal is input, the notification unit 36 notifies the user that the device is abnormal.
また、直流成分異常検出処理では、直流成分異常検出部３４６ａが、装置異常検出時期が到来する毎に、直流成分のレベルの異常が発生しているか否かを判定する。直流成分異常検出部３４６ａは、バッファ領域３４０から例えば基本波の３周期分に相当する期間にサンプリングされたディジタルデータを取得する。そして、直流成分異常判定部３４６ａは、補助記憶部３４ｃから判定基準値および割合閾値を取得し、取得したディジタルデータ（３周期分のディジタルデータ）のうち、その絶対値が判定基準値以上の大きさのディジタルデータの割合を算出する。直流成分異常判定部３４６ａは、算出した割合が割合閾値以上である場合に、直流成分の振幅値が異常であると判定する。 In the DC component abnormality detection process, the DC component abnormality detection unit 346a determines whether or not a DC component level abnormality has occurred each time the device abnormality detection time comes. The DC component abnormality detection unit 346a acquires digital data sampled from the buffer region 340 in a period corresponding to, for example, three periods of the fundamental wave. The DC component abnormality determination unit 346a acquires the determination reference value and the ratio threshold value from the auxiliary storage unit 34c, and the absolute value of the acquired digital data (digital data for three cycles) is larger than the determination reference value. The ratio of the digital data is calculated. The DC component abnormality determining unit 346a determines that the amplitude value of the DC component is abnormal when the calculated ratio is equal to or greater than the ratio threshold value.
判定基準値が振幅最大値の９０％に相当する値に設定され、割合閾値が９０％に設定されているとする。この場合、例えば図８（Ａ）に示すように、基本波の３周期分のディジタルデータのうち、その振幅値が、振幅最大値ＩｍａｘとＩｍａｘ×０．９に相当する値との間の範囲内にあるディジタルデータの割合が９０％以上であると、直流成分異常判定部３４６ａは直流成分の振幅値が異常であると判定する。 Assume that the determination reference value is set to a value corresponding to 90% of the maximum amplitude value, and the ratio threshold value is set to 90%. In this case, for example, as shown in FIG. 8A, among the digital data for three periods of the fundamental wave, the amplitude value is in a range between the maximum amplitude value Imax and a value corresponding to Imax × 0.9. If the ratio of the digital data in the DC component is 90% or more, the DC component abnormality determination unit 346a determines that the amplitude value of the DC component is abnormal.
また、図８（Ｂ）に示すように、基本波の３周期分のディジタルデータのうち、その振幅値が、振幅最小値ＩｍｉｎとＩｍｉｎ×０．９に相当する値との間の範囲内であるディジタルデータの割合が９０％以上であるとする。そして、判定基準値が、０よりも小さく、その絶対値が振幅最小値の絶対値の９０％に相当する値に設定され、割合閾値が９０％に設定されているとする。この場合も、直流成分異常判定部３４６ａは直流成分の振幅値が異常であると判定する。直流成分異常判定部３４６ａは、直流成分の振幅値が異常であると判定すると、装置異常通知信号を報知部３６へ出力する。報知部３６は、装置異常通知信号が入力されると、装置が異常である旨をユーザに通知する。 Further, as shown in FIG. 8B, the amplitude value of the digital data for three periods of the fundamental wave is within a range between the amplitude minimum value Imin and a value corresponding to Imin × 0.9. Assume that the ratio of certain digital data is 90% or more. Assume that the determination reference value is smaller than 0, the absolute value thereof is set to a value corresponding to 90% of the absolute value of the minimum amplitude value, and the ratio threshold value is set to 90%. Also in this case, the DC component abnormality determining unit 346a determines that the amplitude value of the DC component is abnormal. When the DC component abnormality determination unit 346a determines that the amplitude value of the DC component is abnormal, the DC component abnormality determination unit 346a outputs a device abnormality notification signal to the notification unit 36. When the device abnormality notification signal is input, the notification unit 36 notifies the user that the device is abnormal.
以上説明したように、本実施の形態に係る分数調波・過負荷保護ユニット３０は、直流成分異常検出部３４６ａと、高周波発生回路３７と、高周波成分検出部３４６ｂと、高周波成分異常判定部３４７と、を備える。これにより、フィルタ回路３２やＡＤ変換器３３の一部を構成するオペアンプや抵抗等の故障に起因した分数調波成分の誤検出を抑制できる。 As described above, the subharmonic / overload protection unit 30 according to the present embodiment includes the DC component abnormality detection unit 346a, the high frequency generation circuit 37, the high frequency component detection unit 346b, and the high frequency component abnormality determination unit 347. And comprising. As a result, it is possible to suppress erroneous detection of the subharmonic component due to a failure of an operational amplifier, a resistor, or the like that forms part of the filter circuit 32 or the AD converter 33.
また、本実施の形態に係る分数調波・過負荷保護ユニット３０は、分数調波検出機能と過負荷検出機能とを兼ね備えることにより、ディジタル形保護リレー１の簡素化が図れる。 Further, the fractional harmonic / overload protection unit 30 according to the present embodiment has both the fractional harmonic detection function and the overload detection function, so that the digital protection relay 1 can be simplified.
［変形例］
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明は前述の実施の形態の構成に限定されるものではない。例えば、分数調波・過負荷保護ユニットが、複数の系統それぞれからの入力信号に対して各別に分数調波成分および基本波成分の振幅値の異常を検出するものであってもよい。
[Modification]
Although the embodiment of the present invention has been described above, the present invention is not limited to the configuration of the above-described embodiment. For example, the subharmonic / overload protection unit may detect an abnormality in the amplitude values of the subharmonic component and the fundamental component for each of the input signals from the plurality of systems.
図９に示すように、本変形例に係る分数調波・過負荷保護ユニット２０３０は、複数の信号変換器３１と、複数のフィルタ回路３２と、複数のＡＤ変換器３３と、を備える。一次巻線、二次巻線の組は、複数の入力信号Ｓｉｇ１、・・・、ＳｉｇＭそれぞれに対して１組ずつ設けられている。また、分数調波・過負荷保護ユニット２０３０は、制御部２０３４へディジタルデータを入力する複数のＡＤ変換器３３を時分割で切り替えるマルチプレクサ３９を備える。分数調波・過負荷保護ユニット２０３０のハードウェア構成は、図２に示す構成と同様である。なお、図９において、実施の形態と同様の構成については図３と同一の符号を付している。 As shown in FIG. 9, the subharmonic / overload protection unit 2030 according to this modification includes a plurality of signal converters 31, a plurality of filter circuits 32, and a plurality of AD converters 33. One set of primary winding and secondary winding is provided for each of the plurality of input signals Sig1,..., SigM. The fractional harmonic / overload protection unit 2030 includes a multiplexer 39 that switches a plurality of AD converters 33 that input digital data to the control unit 2034 in a time division manner. The hardware configuration of the subharmonic / overload protection unit 2030 is the same as that shown in FIG. In FIG. 9, the same reference numerals as those in FIG.
ＤＡ変換器３８は、全てのフィルタ回路３２に共通に接続されている。また、側路開閉器駆動部６０は、複数の信号入力それぞれに対応する側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２（図１参照）を各別に駆動する。 The DA converter 38 is connected to all the filter circuits 32 in common. Further, the side switch driving unit 60 drives the side switches SW21 and SW22 (see FIG. 1) corresponding to the plurality of signal inputs, respectively.
制御部２０３４は、マルチプレクサ３９の動作を制御することにより、制御部２０３４へディジタルデータを入力するＡＤ変換器３３を選択する入力管理部３４９を有する。また、制御部２０３４の主記憶部３４ｂ（図２参照）は、複数の系統それぞれからの入力信号に付与された入力識別情報のいずれかが記憶される識別情報記憶領域を有する。 The control unit 2034 includes an input management unit 349 that selects the AD converter 33 that inputs digital data to the control unit 2034 by controlling the operation of the multiplexer 39. Further, the main storage unit 34b (see FIG. 2) of the control unit 2034 has an identification information storage area in which any of the input identification information given to the input signals from each of the plurality of systems is stored.
補助記憶部３４ｃ（図２参照）には、マルチプレクサ３９がＡＤ変換器３３を切り替える時期を示す切替時期情報が記憶されている。切替時期情報は、例えば入力の切り替えを行う周期（例えば１０ｍｓｅｃ）から構成される。切替時期情報は、例えばディジタル形保護リレー１の工場出荷時において、入力装置（図示せず）を介して予め補助記憶部３４ｃに記憶される。 The auxiliary storage unit 34c (see FIG. 2) stores switching time information indicating the time when the multiplexer 39 switches the AD converter 33. The switching time information is composed of, for example, a cycle for switching input (for example, 10 msec). The switching time information is stored in advance in the auxiliary storage unit 34c via an input device (not shown), for example, when the digital protection relay 1 is shipped from the factory.
入力管理部３４９は、複数の系統それぞれからの入力信号に対応するディジタルデータを、系統毎に区別できる形でバッファ領域３４０に記憶させる。入力管理部３４９は、マルチプレクサ３９が制御部３４に接続されるＡＤ変換器３３を切り替える毎に、識別情報記憶領域に記憶される入力識別情報を更新する。 The input management unit 349 stores digital data corresponding to input signals from each of a plurality of systems in the buffer area 340 in a form that can be distinguished for each system. The input management unit 349 updates the input identification information stored in the identification information storage area every time the multiplexer 39 switches the AD converter 33 connected to the control unit 34.
次に、本変形例に係る分数調波・過負荷保護ユニット２０３０の制御部２０３４が実行する開閉器制御処理および過負荷検出処理について図１０および図１１を参照しながら説明する。なお、図１０および図１１において実施の形態と同一の処理については図４および図７と同一の符号を付している。実施の形態と同様に、開閉器制御処理と装置異常検出処理とは、並行して実行される。なお、装置異常検出処理では、入力識別情報毎に、実施の形態で説明した装置異常検出処理と同様の処理が実行される。 Next, switch control processing and overload detection processing executed by the control unit 2034 of the subharmonic / overload protection unit 2030 according to the present modification will be described with reference to FIGS. 10 and 11. 10 and 11, the same processes as those in the embodiment are denoted by the same reference numerals as those in FIGS. Similar to the embodiment, the switch control process and the apparatus abnormality detection process are executed in parallel. In the apparatus abnormality detection process, the same process as the apparatus abnormality detection process described in the embodiment is executed for each input identification information.
初めに、開閉器制御処理について、図１０を参照しながら説明する。本変形例に係る開閉制御処理では、入力管理部３４９がマルチプレクサ３９を介して制御部２０３４へ入力されるディジタルデータに対応する系統を定期的に切り替える点が実施の形態と相違する。まず、ＦＩＲフィルタ３４１は、主記憶部３４ｂの入力識別情報記憶領域に記憶されている入力識別情報を取得する（Ｓ２０１）。入力識別情報は、マルチプレクサ３９から制御部２０３４へ入力されるディジタルデータに対応する入力信号の識別情報である。 First, the switch control process will be described with reference to FIG. The open / close control process according to this modification differs from the embodiment in that the input management unit 349 periodically switches the system corresponding to the digital data input to the control unit 2034 via the multiplexer 39. First, the FIR filter 341 acquires input identification information stored in the input identification information storage area of the main storage unit 34b (S201). The input identification information is identification information of an input signal corresponding to digital data input from the multiplexer 39 to the control unit 2034.
次に、ＦＩＲフィルタ３４１は、入力識別情報に対応するディジタルデータを主記憶部３４ｂのバッファ領域３４０から取得する（ステップＳ２０２）。続いて、ステップＳ２からステップＳ１０までの処理が図４の場合と同様に実行される。 Next, the FIR filter 341 acquires digital data corresponding to the input identification information from the buffer area 340 of the main storage unit 34b (step S202). Subsequently, the processing from step S2 to step S10 is executed in the same manner as in FIG.
ステップＳ９の処理が実行された場合、入力管理部３４９は、制御部２０３４へ入力されるディジタルデータに対応する系統を切り替える入力切替時期が到来したか否かを判定する（ステップＳ２０３）。入力管理部３４９は、補助記憶部３４ｃに記憶された切替時期情報と、制御部３４に内蔵されたタイマのカウント値と、に基づいて、入力切替時期が到来したか否かを判定する。ステップＳ２０３において、入力切替時期が到来していないと判定されると（ステップＳ２０３：Ｎｏ）、ステップＳ２０１の処理に戻る。一方、入力切替時期が到来したと判定されると（ステップＳ２０３：Ｙｅｓ）、入力管理部３４９は、マルチプレクサ３９を制御して制御部２０３４へディジタルデータを出力するＡＤ変換器３３を変更するとともに、識別情報記憶領域に記憶される入力識別情報を他の系統の入力信号に付与された入力識別情報に更新する（ステップＳ２０４）。その後、ステップＳ２０１の処理に戻る。 When the process of step S9 is executed, the input management unit 349 determines whether or not the input switching time for switching the system corresponding to the digital data input to the control unit 2034 has arrived (step S203). The input management unit 349 determines whether or not the input switching time has come based on the switching time information stored in the auxiliary storage unit 34 c and the count value of the timer built in the control unit 34. If it is determined in step S203 that the input switching time has not arrived (step S203: No), the process returns to step S201. On the other hand, when it is determined that the input switching time has come (step S203: Yes), the input management unit 349 changes the AD converter 33 that controls the multiplexer 39 and outputs digital data to the control unit 2034, and The input identification information stored in the identification information storage area is updated to the input identification information given to the input signal of another system (step S204). Thereafter, the process returns to step S201.
次に、本変形例に係る過負荷検出処理について、図１１を参照しながら説明する。本変形例に係る過負荷検出処理では、基本波成分検出部３５１がバッファ領域３４０から入力識別情報に対応するディジタルデータを取得する点が実施の形態と相違する。まず、基本波成分検出部３５１は、主記憶部３４ｂの入力識別情報記憶領域に記憶されている入力識別情報を取得する（Ｓ５０１）。次に、基本波成分検出部３５１は、入力識別情報に対応するディジタルデータをバッファ領域３４０から取得する（ステップＳ５０２）。その後、ステップＳ４０２以降の処理が実行される。ステップＳ４０４以降の側路開閉器ＳＷ２１、ＳＷ２２および遮断器ＳＷ１を制御する処理は、入力識別情報に対応する系統毎に各別に実行される。この点を除けば、ステップＳ４０２〜Ｓ４０９の処理内容は図７で説明した処理内容と同じである。 Next, the overload detection process according to this modification will be described with reference to FIG. The overload detection process according to this modification is different from the embodiment in that the fundamental wave component detection unit 351 acquires digital data corresponding to the input identification information from the buffer area 340. First, the fundamental wave component detection unit 351 acquires input identification information stored in the input identification information storage area of the main storage unit 34b (S501). Next, the fundamental wave component detection unit 351 acquires digital data corresponding to the input identification information from the buffer area 340 (step S502). Thereafter, the processing after step S402 is executed. The processing for controlling the side switches SW21 and SW22 and the circuit breaker SW1 after step S404 is executed for each system corresponding to the input identification information. Except for this point, the processing content of steps S402 to S409 is the same as the processing content described in FIG.
本変形例に係るディジタル形保護リレーによれば、１つの分数調波・過負荷保護ユニット２０３０が、複数の信号入力における分数調波成分の振幅値の異常有無を判定できる。これにより、複数の系統を１つの分数調波・過負荷保護ユニット２０３０で管理することが可能となるので、必要なディジタル形保護リレーの数の低減を図ることができる。 According to the digital protection relay according to this modification, one subharmonic / overload protection unit 2030 can determine whether there is an abnormality in the amplitude values of the subharmonic components in a plurality of signal inputs. As a result, a plurality of systems can be managed by one subharmonic / overload protection unit 2030, so that the number of necessary digital protection relays can be reduced.
また、前述の変形例において、マルチプレクサ３９を省略した構成であってもよい。即ち、複数のＡＤ変換器３３が制御部２０３４へ直接ディジタルデータを出力する構成であってもよい。この場合、入力管理部３４９が、各ＡＤ変換器３３から入力されるディジタルデータを、入力識別情報に対応付けてバッファ領域３４０に記憶させるようにすればよい。 Further, in the above-described modification, a configuration in which the multiplexer 39 is omitted may be used. That is, a configuration in which a plurality of AD converters 33 directly output digital data to the control unit 2034 may be employed. In this case, the input management unit 349 may store the digital data input from each AD converter 33 in the buffer area 340 in association with the input identification information.
また、前述の変形例において、マルチプレクサ３９と複数のＡＤ変換器３３との間に、サンプルホールド回路（図示せず）が設けられた構成であってもよい。この構成によれば、複数の入力信号Ｓｉｇ１、Ｓｉｇ２、・・・、ＳｉｇＭについて取得したディジタルデータの同時性を確保することができる。 Further, in the above-described modified example, a configuration in which a sample hold circuit (not shown) is provided between the multiplexer 39 and the plurality of AD converters 33 may be employed. According to this configuration, it is possible to ensure the simultaneity of digital data acquired for a plurality of input signals Sig1, Sig2,.
また、実施の形態では、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数にローパスフィルタ関数が含まれるものについて説明した。これに限らず、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数ｈ（ｋ）が、バンドエリミネーションフィルタ関数を含むものであってもよい。具体的には、周波数ｆＢＥＣを中心とした所定の周波数帯域を除去するバンドエリミネーションフィルタ関数ｈＢＥ（ｋ）をｆｕｎｃ（ｆＢＥＣ，ｋ）とした場合、フィルタ係数ｈ（ｋ）が下記式（７）に示すように設定されるようにすればよい。
次に、本変形例に係るＦＩＲフィルタ３４１で使用されるフィルタ係数について説明する。まず、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数がハミング窓関数を含む場合と含まない場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を図１２に示す。ＦＩＲフィルタ３４１の中心周波数ｆＢＥＣは、６０Ｈｚとした。ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数、目標周波数分解能、ＲＭＳ算出期間の長さ、フィルタ長は、実施の形態の図５の場合と同じである。 Next, filter coefficients used in the FIR filter 341 according to this modification will be described. First, FIG. 12 shows the frequency characteristics of the output of the FIR filter 341 when the filter coefficient of the FIR filter 341 includes and does not include the Hamming window function. The center frequency f BEC of the FIR filter 341 was 60 Hz. The sampling frequency, the target frequency resolution, the length of the RMS calculation period, and the filter length of the AD converter 33 are the same as those in FIG. 5 of the embodiment.
図１２（Ａ）はフィルタ係数が窓関数を含まない場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示し、図１２（Ｂ）はフィルタ係数がハミング窓関数を含む場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示す。なお、図１２において、縦軸は振幅値を示し、横軸は周波数を示す。フィルタ係数がハミング窓関数を含まない場合、図１２（Ａ）に示すように、振幅値のゆらぎの絶対値が、３０Ｈｚ以下９０Ｈｚ以上の周波数帯域における振幅平均値の１％を超えている。一方、フィルタ係数がハミング窓関数を含む場合、図１２（Ｂ）に示すように、振幅値のゆらぎの絶対値が、３０Ｈｚ以下９０Ｈｚ以上の周波数帯域における振幅平均値の１％以内に収まっている。これらより、フィルタ係数がハミング窓関数を含む場合のほうがそれを含まない場合に比べて振幅値のゆらぎが大きく低減されることが判った。 FIG. 12A shows the frequency characteristic of the output of the FIR filter 341 when the filter coefficient does not include a window function, and FIG. 12B shows the frequency of the output of the FIR filter 341 when the filter coefficient includes a Hamming window function. Show the characteristics. In FIG. 12, the vertical axis represents the amplitude value, and the horizontal axis represents the frequency. When the filter coefficient does not include a Hamming window function, as shown in FIG. 12A, the absolute value of the fluctuation of the amplitude value exceeds 1% of the average amplitude value in the frequency band of 30 Hz or less and 90 Hz or more. On the other hand, when the filter coefficient includes a Hamming window function, as shown in FIG. 12B, the absolute value of the fluctuation of the amplitude value is within 1% of the average amplitude value in the frequency band of 30 Hz to 90 Hz. . From these, it was found that the fluctuation of the amplitude value is greatly reduced when the filter coefficient includes the Hamming window function as compared with the case where the filter coefficient does not include the Hamming window function.
また、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数がハミング窓関数を含む場合において、ＲＭＳ算出期間の長さを変化させた場合におけるＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を図１３に示す。ここで、ＦＩＲフィルタ３４１の中心周波数ｆＢＥＣ、ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数、目標周波数分解能、フィルタ長は、図１２の場合と同じである。図１３（Ａ）はＲＭＳ算出期間の長さを基本波の２９周期分とした場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示し、図１３（Ｂ）はＲＭＳ算出期間の長さを０．５秒間（基本波の３０周期分、基準サンプリング期間の半分の長さ）とした場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示す。また、図１３（Ｃ）はＲＭＳ算出期間の長さを基本波の３１周期分とした場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示す。図１３（Ａ）および（Ｃ）の場合、いずれも３０Ｈｚ以下９０Ｈｚ以上の周波数帯域における振幅値のゆらぎが３０Ｈｚ以下９０Ｈｚ以上の周波数帯域における振幅平均値の１％を超えている。これに対して、図１３（Ｂ）の場合、３０Ｈｚ以下９０Ｈｚ以上の周波数帯域における振幅値のゆらぎが３０Ｈｚ以下９０Ｈｚ以上の周波数帯域における振幅平均値の１％以内に収まっている。これらの結果から、ＲＭＳ算出期間の長さは、３０Ｈｚ以下９０Ｈｚ以上の周波数帯域における振幅値のゆらぎの絶対値を小さくする観点から、０．５秒間（基準サンプリング期間の半分の長さ）とするのが最適であることが判った。 FIG. 13 shows the frequency characteristics of the output of the FIR filter 341 when the length of the RMS calculation period is changed when the filter coefficient of the FIR filter 341 includes a Hamming window function. Here, the center frequency f BEC of the FIR filter 341, the sampling frequency of the AD converter 33, the target frequency resolution, and the filter length are the same as those in FIG. FIG. 13A shows the frequency characteristics of the output of the FIR filter 341 when the length of the RMS calculation period is 29 periods of the fundamental wave, and FIG. 13B shows the length of the RMS calculation period of 0.5. The frequency characteristics of the output of the FIR filter 341 in the case of seconds (30 periods of the fundamental wave, half the length of the reference sampling period) are shown. FIG. 13C shows the frequency characteristics of the output of the FIR filter 341 when the length of the RMS calculation period is 31 periods of the fundamental wave. In each of FIGS. 13A and 13C, the fluctuation of the amplitude value in the frequency band of 30 Hz or less and 90 Hz or more exceeds 1% of the average amplitude value in the frequency band of 30 Hz or less and 90 Hz or more. On the other hand, in the case of FIG. 13B, the fluctuation of the amplitude value in the frequency band of 30 Hz or less and 90 Hz or more is within 1% of the average amplitude value in the frequency band of 30 Hz or less and 90 Hz or more. From these results, the length of the RMS calculation period is 0.5 seconds (half the length of the reference sampling period) from the viewpoint of reducing the absolute value of the fluctuation of the amplitude value in the frequency band of 30 Hz or less and 90 Hz or more. Was found to be optimal.
本構成によれば、ＦＩＲフィルタ３４１およびＲＭＳ演算部３４２により、分数調波成分の振幅異常のみならず、高周波成分の振幅異常を検出する構成を実現できる。ＦＩＲフィルタ３４１およびＲＭＳ演算部３４２は、分数調波成分の振幅値と高周波成分の振幅値とを時分割で検出する。この場合、信号変換器３１がフィルタ回路３２へ検出信号を出力する状態と出力しない状態とを切り替えるスイッチを備える構成とすれば、信号変換器３１から検出信号が入力されているときは、高周波発生回路３７は高周波信号の出力を停止する。これにより、分数調波成分の振幅異常を検出することができる。一方、高周波発生回路３７が高周波信号を出力しているときは、信号変換器３１は、検出信号のフィルタ回路３２への入力を停止する。これにより、高周波成分の振幅異常を検出することにより、フィルタ回路３２またはＡＤ変換器３３の異常を検出することができる。つまり、分数調波成分の振幅異常検出と、高周波成分の振幅異常検出とを、共通のＦＩＲフィルタ３４１で行うことができる。 According to this configuration, the FIR filter 341 and the RMS calculation unit 342 can realize a configuration that detects not only the subnormal harmonic component amplitude abnormality but also the high frequency component amplitude abnormality. The FIR filter 341 and the RMS calculation unit 342 detect the amplitude value of the subharmonic component and the amplitude value of the high frequency component in a time division manner. In this case, if the signal converter 31 includes a switch that switches between a state in which the detection signal is output to the filter circuit 32 and a state in which the signal converter 31 does not output, when the detection signal is input from the signal converter 31, high-frequency generation is performed. The circuit 37 stops outputting the high frequency signal. Thereby, the amplitude abnormality of the subharmonic component can be detected. On the other hand, when the high frequency generation circuit 37 outputs a high frequency signal, the signal converter 31 stops the input of the detection signal to the filter circuit 32. Thereby, the abnormality of the filter circuit 32 or the AD converter 33 can be detected by detecting the amplitude abnormality of the high frequency component. That is, the common FIR filter 341 can detect the amplitude abnormality of the subharmonic component and the amplitude abnormality of the high frequency component.
また、本構成は、ＦＩＲフィルタ３４１がローパスフィルタ関数またはバンドエリミネーションフィルタ関数のみから構成される場合に比べてＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性の振幅値のバラツキを低減することができる。従って、分数調波成分の振幅異常を精度良く検出することができる。 In addition, this configuration can reduce variation in the amplitude value of the frequency characteristic of the output of the FIR filter 341 as compared with the case where the FIR filter 341 is configured only by a low-pass filter function or a band elimination filter function. Therefore, it is possible to detect an amplitude abnormality of the subharmonic component with high accuracy.
実施の形態では、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数がハミング窓関数を含む例について説明した。これに限らず、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数がブラッグマン窓関数を含んでもよい。具体的には、式（２）または式（７）で示されるフィルタ係数に含まれる窓関数が、下記式（８）に示すように設定されればよい。
本変形例に係るＦＩＲフィルタ３４１の特性についての評価結果について説明する。フィルタ係数がブラッグマン窓関数を含む場合におけるＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を図１４に示す。ここでは、フィルタ回路３２に白色雑音信号が入力された場合におけるＦＩＲフィルタ３４１の出力波形を比較した。ローパスフィルタ関数を採用する場合、その遮断周波数ｆＣは４２Ｈｚ（遮断次数０．７）とした。バンドエリミネーションフィルタ関数を採用する場合、その遮断周波数帯域は中心周波数ｆＢＥＣが６０Ｈｚの所定の周波数帯域とした。ＡＤ変換器３３のサンプリング周波数、目標周波数分解能、ＲＭＳ算出期間の長さ、フィルタ長は、実施の形態の図５の場合と同じである。図１４（Ａ）はローパスフィルタ関数を採用した場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示し、図１４（Ｂ）はバンドエリミネーションフィルタ関数を採用した場合のＦＩＲフィルタ３４１の出力の周波数特性を示す。なお、図１４において、縦軸は振幅値を示し、横軸は周波数を示す。図１４（Ａ）、（Ｂ）に示す結果と図５（Ａ）、図１２（Ａ）に示す結果とを比較すると、フィルタ係数がブラッグマン窓関数を含む場合のほうが、ハミング窓関数を含まない場合に比べて、振幅値のバラツキが低減されていることが判る。 Evaluation results on the characteristics of the FIR filter 341 according to the present modification will be described. FIG. 14 shows the frequency characteristics of the output of the FIR filter 341 when the filter coefficient includes a Braggman window function. Here, the output waveforms of the FIR filter 341 when a white noise signal is input to the filter circuit 32 are compared. When the low-pass filter function is employed, the cut-off frequency f C is set to 42 Hz (cut-off order 0.7). When the band elimination filter function is adopted, the cut-off frequency band is a predetermined frequency band with a center frequency f BEC of 60 Hz. The sampling frequency, the target frequency resolution, the length of the RMS calculation period, and the filter length of the AD converter 33 are the same as those in FIG. 5 of the embodiment. FIG. 14A shows the frequency characteristics of the output of the FIR filter 341 when the low-pass filter function is adopted, and FIG. 14B shows the frequency characteristics of the output of the FIR filter 341 when the band elimination filter function is adopted. Show. In FIG. 14, the vertical axis represents the amplitude value, and the horizontal axis represents the frequency. Comparing the results shown in FIGS. 14A and 14B with the results shown in FIGS. 5A and 12A, the filter coefficient includes the Hamming window function when it includes the Braggman window function. It can be seen that the variation in the amplitude value is reduced as compared with the case where there is no.
本構成によれば、ＦＩＲフィルタ３４１のフィルタ係数がハミング窓関数を含まない場合に比べて、振幅値のバラツキを低減することができる。従って、分数調波の振幅異常を精度良く検出することができる。 According to this configuration, variation in amplitude value can be reduced compared to a case where the filter coefficient of the FIR filter 341 does not include a Hamming window function. Therefore, it is possible to accurately detect an amplitude abnormality of the subharmonic.
実施の形態では、高周波発生回路３７が正弦波を示すディジタルデータをＤＡ変換器３８へ出力し、ＤＡ変換器３８がディジタルデータを変換して得られる矩形波信号をそのままフィルタ回路３２へ出力する例について説明した。これに限らず、例えば、基準周波数に相当するパルス信号を出力するパルス発生回路（図示せず）とフィルタ回路３２との間に、基準周波数よりも高い周波数成分を除去するローパスフィルタ回路を介挿した構成であってもよい。この場合、パルス発生回路（図示せず）から出力される矩形波信号の基準周波数よりも周波数の高い高周波成分がローパスフィルタ回路により除去されるので、ローパスフィルタ回路からフィルタ回路３２へ比較的正弦波に近似した信号が入力される。 In the embodiment, an example in which the high frequency generation circuit 37 outputs digital data indicating a sine wave to the DA converter 38 and the DA converter 38 outputs a rectangular wave signal obtained by converting the digital data to the filter circuit 32 as it is. Explained. For example, a low-pass filter circuit that removes a frequency component higher than the reference frequency is interposed between the filter circuit 32 and a pulse generation circuit (not shown) that outputs a pulse signal corresponding to the reference frequency. It may be a configuration. In this case, since the high-frequency component having a frequency higher than the reference frequency of the rectangular wave signal output from the pulse generation circuit (not shown) is removed by the low-pass filter circuit, a relatively sine wave is transmitted from the low-pass filter circuit to the filter circuit 32. A signal approximated to is input.
本構成によれば、ＤＡ変換器３８を使用するよりも一般的に安価に構成することができる。 According to this configuration, the configuration can be generally made cheaper than using the DA converter 38.
実施の形態では、フィルタ回路３２が、入力信号の基本波周波数以上の周波数成分を除去するローパスフィルタ回路を備える例について説明した。これに限らず、フィルタ回路３２は、例えば高周波発生回路３７からＤＡ変換器３８を介して入力される高周波信号の周波数帯域において利得が１となるように設定したフィルタ回路を備える構成であってもよい。或いは、フィルタ回路３２は、所望の周波数帯域に応じて遮断周波数が変更されたアナログフィルタを備える構成であってもよい。 In the embodiment, the example in which the filter circuit 32 includes a low-pass filter circuit that removes a frequency component equal to or higher than the fundamental frequency of the input signal has been described. For example, the filter circuit 32 may include a filter circuit set so that the gain is 1 in the frequency band of the high-frequency signal input from the high-frequency generation circuit 37 via the DA converter 38. Good. Alternatively, the filter circuit 32 may include an analog filter whose cutoff frequency is changed according to a desired frequency band.
実施の形態では、装置異常検出処理を間欠的に実施する例について説明したが、これに限らず、例えば、装置異常検出処理を、開閉器制御処理と並行して常時連続的に実施するようにしてもよい。 In the embodiment, the example in which the apparatus abnormality detection process is intermittently performed has been described. However, the present invention is not limited to this example. For example, the apparatus abnormality detection process is continuously performed in parallel with the switch control process. May be.
実施の形態では、高周波発生制御部３４５が、常時または一定周期（例えば２４時間の周期）で、高周波出力指令信号を高周波発生回路３７へ出力する例について説明した。これに限らず、例えば、高周波発生制御部３４５が、ユーザが指定したタイミングで高周波出力指令信号を高周波発生回路３７へ出力する構成であってもよい。 In the embodiment, the example in which the high frequency generation control unit 345 outputs the high frequency output command signal to the high frequency generation circuit 37 at all times or at a constant cycle (for example, a cycle of 24 hours) has been described. For example, the high frequency generation control unit 345 may output the high frequency output command signal to the high frequency generation circuit 37 at a timing designated by the user.
実施の形態では、高周波発生回路３７が１つである場合について説明した。これに限らず、例えば互いに異なる周波数の高周波を出力する高周波発生回路を複数備える構成であってもよい。この場合、各高周波発生回路から出力される高周波の周波数を予め補助記憶部３４ｃに記憶させておき、高周波成分検出部３４６ｂが、補助記憶部３４ｃに記憶された高周波の周波数に基づいて高周波成分を検出する構成とすることができる。この場合、高周波発生制御部３４５から高周波成分検出部３４６ｂへ周波数情報を通知する必要がなくなる。この場合、フィルタ回路３２のカットオフ特性の変化を検出することができる。 In the embodiment, the case where there is one high-frequency generation circuit 37 has been described. For example, the configuration may include a plurality of high-frequency generation circuits that output high frequencies having different frequencies. In this case, the high-frequency frequency output from each high-frequency generation circuit is stored in advance in the auxiliary storage unit 34c, and the high-frequency component detection unit 346b generates a high-frequency component based on the high-frequency frequency stored in the auxiliary storage unit 34c. It can be set as the structure detected. In this case, it is not necessary to notify the frequency information from the high frequency generation control unit 345 to the high frequency component detection unit 346b. In this case, a change in the cutoff characteristic of the filter circuit 32 can be detected.
実施の形態では、指令信号出力部３４８が、分数調波判定部３４３から入力される分数調波通知信号に基づいて、開指令信号または閉指令信号を生成して側路開閉器駆動部６０へ出力する例について説明した。これに限らず、指令信号出力部３４８は、直流成分異常判定部３４６ａまたは高周波成分異常判定部３４７から入力される装置異常通知信号に基づいて、側路開閉器駆動部６０を停止させるための停止指令信号を側路開閉器駆動部６０へ出力するものであってもよい。 In the embodiment, the command signal output unit 348 generates an open command signal or a close command signal based on the fractional harmonic notification signal input from the subharmonic determination unit 343, and sends it to the side switch driving unit 60. The example to output was demonstrated. Not limited to this, the command signal output unit 348 is a stop for stopping the side switch driving unit 60 based on the device abnormality notification signal input from the DC component abnormality determination unit 346a or the high frequency component abnormality determination unit 347. The command signal may be output to the side switch driving unit 60.
実施の形態では、目標周波数分解能が１Ｈｚである場合について説明したが、目標周波数分解能の大きさはこれに限定されるものではない。例えば、目標周波数分解能が、０Ｈｚよりも大きく１Ｈｚ未満の周波数であってもよい。或いは、目標周波数分解能が、１Ｈｚよりも大きい周波数であってもよい。 Although the case where the target frequency resolution is 1 Hz has been described in the embodiment, the size of the target frequency resolution is not limited to this. For example, the target frequency resolution may be a frequency greater than 0 Hz and less than 1 Hz. Alternatively, the target frequency resolution may be a frequency greater than 1 Hz.
実施の形態では、分数調波・過負荷保護ユニット３０が、分数調波検出機能と過負荷保護機能の両方を兼ね備える例について説明したが、これに限らず、分数調波検出機能を有するユニットと過負荷保護機能を有するユニットとを各別に備える構成であってもよい。 In the embodiment, the example in which the subharmonic / overload protection unit 30 has both the subharmonic detection function and the overload protection function has been described. However, the present invention is not limited to this, and the unit having the subharmonic detection function The unit may be provided with a unit having an overload protection function.
実施の形態に係る送電システムでは、１つの送電線Ｌ１に２つのコンデンサＣ１１、Ｃ１２を直列に接続した例について説明した。これに限らず１つの送電線Ｌ１に３個以上のコンデンサが直列に接続された構成であってもよい。この場合、ディジタル形保護リレー１は、３個以上のコンデンサそれぞれの両端間に接続されたバイパス線に介挿された側路開閉器の開閉状態を各別に制御する構成にすることができる。そして、ディジタル形保護リレー１が、分数調波成分の振幅値の異常を検出する毎に３個以上の側路開閉器を段階的に開状態にするよう構成されていてもよい。 In the power transmission system according to the embodiment, an example in which two capacitors C11 and C12 are connected in series to one power transmission line L1 has been described. The configuration is not limited to this, and three or more capacitors may be connected in series to one power transmission line L1. In this case, the digital protection relay 1 can be configured to individually control the open / close state of the bypass switch inserted in the bypass line connected between both ends of each of the three or more capacitors. The digital protection relay 1 may be configured to gradually open three or more bypass switches each time an abnormality in the amplitude value of the subharmonic component is detected.
実施の形態に係る送電システムにおいて、１つの送電線を途中で２つに分割し、それぞれに直列コンデンサ回路を接続してもよい。この場合、送電システムの信頼性を高めることができる。 In the power transmission system according to the embodiment, one power transmission line may be divided into two in the middle, and a series capacitor circuit may be connected to each. In this case, the reliability of the power transmission system can be improved.
１：ディジタル形保護リレー、１０：比率差動電流ユニット、１１，１２，２１，２２，３１：信号変換器、１３：比率差動電流リレー制御回路、２０：差動電流ユニット、２３：差動電流リレー制御回路、３０，２０３０：分数調波・過負荷保護ユニット、３２：フィルタ回路、３３：ＡＤ変換器、３４，２０３４：制御部、３６：報知部、３７：高周波発生回路、３８：ＤＡ変換器、３９：マルチプレクサ、５０：遮断器駆動部、６０：側路開閉器駆動部、３４０：バッファ領域、３４１：ＦＩＲフィルタ、３４２：ＲＭＳ演算部、３４３：分数調波判定部、３４５：高周波発生制御部、３４６ａ：直流成分異常判定部、３４６ｂ：高周波成分検出部、３４７：高周波成分異常判定部、３４８：指令信号出力部、３４９：入力管理部、３５１：基本波成分検出部、３５２：過負荷判定部 1: digital protection relay, 10: ratio differential current unit, 11, 12, 21, 22, 31: signal converter, 13: ratio differential current relay control circuit, 20: differential current unit, 23: differential Current relay control circuit, 30, 2030: subharmonic / overload protection unit, 32: filter circuit, 33: AD converter, 34, 2034: control unit, 36: notification unit, 37: high frequency generation circuit, 38: DA Converter: 39: Multiplexer, 50: Circuit breaker drive unit, 60: Side switch drive unit, 340: Buffer area, 341: FIR filter, 342: RMS calculation unit, 343: Subharmonic determination unit, 345: High frequency Generation control unit, 346a: DC component abnormality determination unit, 346b: High frequency component detection unit, 347: High frequency component abnormality determination unit, 348: Command signal output unit, 349: Input management unit, 3 1: fundamental wave component detecting unit, 352: overload determination unit
Claims (7)
前記送電線を流れる電力信号を前記電力信号の波形を反映した検出信号に変換して出力する変成器と、
ローパス特性を有し、前記検出信号をフィルタリングするアナログフィルタと、
前記アナログフィルタから出力されるアナログ信号をサンプリング周波数でサンプリングして第１ディジタルデータを生成するアナログディジタル変換器と、
前記検出信号に含まれる、少なくとも基本波成分を除去するよう設定されたフィルタ係数を有し、前記サンプリング周波数と目標周波数分解能とに基づいて算定される基準サンプリング期間の間にアナログディジタル変換器によりサンプリングされる第１ディジタルデータの数をＳ個（Ｓは正の偶数）としたときに、前記基準サンプリング期間の半分の長さのＲＭＳ算出期間内にサンプリングされたＳ／２個の第１ディジタルデータおよびフィルタ長Ｎ（Ｎは正の奇数）に相当する個数の第１ディジタルデータをフィルタリングして、Ｓ／２個の第２ディジタルデータを生成する有限インパルス応答フィルタと、
前記Ｓ／２個の第２ディジタルデータのＲＭＳ値を算出するＲＭＳ演算部と、
前記ＲＭＳ値と予め設定されたＲＭＳ閾値とに基づいて、分数調波成分の大きさが異常であるか否かを判定する分数調波判定部と、を備え、
前記有限インパルス応答フィルタのフィルタ長Ｎは、Ｓ／２よりも小さい、
ディジタル形保護リレー。 A digital protection relay that outputs a control command to a switch inserted in the power transmission line or bypass line when an abnormality is detected in the power transmission line of the power system,
A transformer for converting a power signal flowing through the power transmission line into a detection signal reflecting a waveform of the power signal and outputting the detection signal;
An analog filter having low-pass characteristics and filtering the detection signal;
An analog-digital converter that samples the analog signal output from the analog filter at a sampling frequency to generate first digital data;
Sampled by an analog-to-digital converter during a reference sampling period having a filter coefficient set to remove at least a fundamental wave component included in the detection signal and calculated based on the sampling frequency and a target frequency resolution S / 2 first digital data sampled within the RMS calculation period which is half the length of the reference sampling period when the number of first digital data to be processed is S (S is a positive even number) A finite impulse response filter that filters the number of first digital data corresponding to the filter length N (N is a positive odd number) to generate S / 2 second digital data;
An RMS calculator for calculating an RMS value of the S / 2 second digital data;
A subharmonic determination unit that determines whether the magnitude of the subharmonic component is abnormal based on the RMS value and a preset RMS threshold;
The filter length N of the finite impulse response filter is smaller than S / 2.
Digital protection relay.
請求項１に記載のディジタル形保護リレー。 The filter coefficient is a product of a low-pass filter function and a window function.
The digital protection relay according to claim 1.
請求項１に記載のディジタル形保護リレー。 The filter coefficient is a product of a band elimination filter function and a window function.
The digital protection relay according to claim 1.
請求項１から３のいずれか１項に記載のディジタル形保護リレー。 A DC component abnormality determination unit that determines whether the analog filter or the analog-digital converter is abnormal based on the magnitude of the DC component included in the first digital data;
The digital protection relay according to any one of claims 1 to 3.
前記信号生成重畳部が前記判定用アナログ信号を重畳しているときに、前記第１ディジタルデータに含まれる前記基準周波数の高周波数成分の振幅値を算出する高周波数成分検出部と、
前記高周波数成分検出部により算出される前記基準周波数の周波数成分の振幅値に基づいて、前記アナログフィルタまたは前記アナログディジタル変換器の異常有無を判定する高周波数成分異常判定部と、を更に備え、
前記アナログフィルタは、前記基準周波数よりも高い周波数帯域を遮断する、
請求項１から４のいずれか１項に記載のディジタル形保護リレー。 A signal generation and superposition unit that generates and superimposes a determination analog signal having a constant reference frequency on the detection signal input to the analog filter;
A high-frequency component detection unit that calculates an amplitude value of a high-frequency component of the reference frequency included in the first digital data when the signal generation and superposition unit superimposes the determination analog signal;
A high-frequency component abnormality determination unit that determines whether the analog filter or the analog-digital converter is abnormal based on an amplitude value of the frequency component of the reference frequency calculated by the high-frequency component detection unit;
The analog filter cuts off a frequency band higher than the reference frequency;
The digital protection relay according to any one of claims 1 to 4.
前記基本波成分検出部が検出した前記基本波成分の振幅値に基づいて、前記送電線の負荷状態を判定する負荷状態判定部と、を更に有する、
請求項１から５のいずれか１項に記載のディジタル形保護リレー。 A fundamental wave component detector for detecting a fundamental wave component included in the first digital data;
A load state determination unit that determines a load state of the power transmission line based on an amplitude value of the fundamental wave component detected by the fundamental wave component detection unit;
The digital protection relay according to any one of claims 1 to 5.
前記複数のコンデンサそれぞれに対する前記バイパス線に介挿された開閉器と、
前記開閉器を各別に駆動する開閉器駆動部と、
前記分数調波判定部により、前記分数調波成分の大きさが異常であると判定されると、複数の前記開閉器のうちのいずれか１つを閉状態にするよう指令する閉指令信号を前記開閉器駆動部へ出力する指令出力部と、を備える、
請求項１から６のいずれか１項に記載のディジタル形保護リレー。 A plurality of capacitors connected in series to the transmission line;
A switch inserted in the bypass line for each of the plurality of capacitors;
A switch drive unit for driving the switch separately;
When the subharmonic determination unit determines that the magnitude of the subharmonic component is abnormal, a close command signal for instructing to close any one of the plurality of switches A command output unit that outputs to the switch drive unit,
The digital protection relay according to any one of claims 1 to 6.
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