JP2016127647A - Power transmission device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、送電装置に関し、詳しくは、受電装置に非接触で電力を送電する送電装置に関する。 The present invention relates to a power transmission device, and more particularly to a power transmission device that transmits power to a power receiving device in a contactless manner.
従来、この種の技術としては、駆動周波数に応じた交流電流をインバータから送電コイルに出力し、送電コイルから送電された電力を磁気的結合により受電コイルにより受電し、受電した電力を直流電力に変換してバッテリを充電する非接触給電システムが提案されている（例えば、特許文献１参照）。このシステムでは、バッテリへの出力電圧および出力電流と、バッテリへの充電電力指令とに基づいて、インバータの駆動周波数をフィードバック制御している。 Conventionally, as this type of technology, an alternating current corresponding to the drive frequency is output from the inverter to the power transmission coil, the power transmitted from the power transmission coil is received by the power reception coil by magnetic coupling, and the received power is converted to DC power. A non-contact power feeding system that converts and charges a battery has been proposed (see, for example, Patent Document 1). In this system, the drive frequency of the inverter is feedback-controlled based on the output voltage and output current to the battery and the charge power command to the battery.
非接触送電システムにおける送電装置では、送電用の交流電力の周波数と電力を調整するためにパルス幅変調（ＰＷＭ：pulse width modulation）制御により駆動するインバータを備える場合が多い。この場合、インバータは、一般的に、図８に示されるように、４つのスイッチング素子Ｑ９１〜Ｑ９４と、このスイッチング素子Ｑ９１〜Ｑ９４に逆方向に並列接続された４つのダイオードＤ９１〜Ｄ９４とにより構成される。スイッチング素子Ｑ９１〜Ｑ９４は、それぞれ正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側になるよう２個ずつペアで配置されており、対となるスイッチング素子同士の接続点の各々に送電用コイルの両端子が接続される。 In many cases, a power transmission device in a non-contact power transmission system includes an inverter that is driven by pulse width modulation (PWM) control in order to adjust the frequency and power of AC power for power transmission. In this case, the inverter is generally composed of four switching elements Q91 to Q94 and four diodes D91 to D94 connected in parallel to the switching elements Q91 to Q94 in the reverse direction, as shown in FIG. Is done. Two switching elements Q91 to Q94 are arranged in pairs so as to be on the source side and the sink side with respect to the positive electrode bus and the negative electrode bus, respectively, and a power transmission coil is connected to each connection point of the paired switching elements. Are connected to each other.
こうしたインバータを備える送電装置では、ＰＷＭ制御による交番電圧に対して電流の位相が進む（進角する）場合がある。図９にスイッチング素子Ｑ９１〜Ｑ９４のオンオフ状態とインバータの出力電圧，電流の状態との関係の一例を示す。図の「インバータ出力電圧，電流」において、実線の折れ線は出力電圧を示し、実線のサインカーブは電圧位相に対して電流位相が進角しているときの電流を示している。いま、スイッチング素子Ｑ９１がオフの状態からオンの状態に移行するときを考える。スイッチング素子Ｑ９１がオフの状態の時間Ｔ１では、インバータ出力電圧は値０であるが、電流は位相が進んでいるから正の値となる。このとき、電流は、図１０（ａ）に示すように、送電用コイル側の下の電力ラインからオン状態のスイッチング素子Ｑ９４，オン状態のスイッチング素子Ｑ９３およびダイオードＤ９３，送電用コイル側の上の電力ラインの順に流れる。スイッチング素子Ｑ９１をオンした直後の時間Ｔ２では、インバータ出力電圧は正の値となり、電流は正の値を保持している。このとき、電流は、図１０（ｂ）に示すように、正極母線（上側の母線）からオン状態のスイッチング素子Ｑ９１を介して送電用コイル側の上の電力ラインに流れると共に、送電用コイル側の下の電力ラインからオン状態のスイッチング素子Ｑ９４を介して負極母線（下側の母線）に流れる。ダイオードＤ９３には、スイッチング素子Ｑ９１をオフ状態の時間Ｔ１では順バイアスが与えられており、スイッチング素子Ｑ９１がオンした直後の時間Ｔ２では逆バイアスが与えられることになる。このため、ダイオードのリカバリ特性により、ダイオードＤ９３には図１０（ｂ）の太矢印に示すようにリカバリ電流が流れる。このリカバリ電流は短絡電流であるため、送電装置の誤作動や故障の要因となる場合が生じる。 In a power transmission device including such an inverter, the phase of current may advance (advance) with respect to an alternating voltage by PWM control. FIG. 9 shows an example of the relationship between the on / off states of switching elements Q91 to Q94 and the output voltage and current states of the inverter. In “Inverter output voltage and current” in the figure, the solid broken line indicates the output voltage, and the solid line sine curve indicates the current when the current phase is advanced with respect to the voltage phase. Consider a case where the switching element Q91 shifts from an off state to an on state. At time T1 when switching element Q91 is off, the inverter output voltage has a value of 0, but the current has a positive value because the phase has advanced. At this time, as shown in FIG. 10A, the current flows from the lower power line on the power transmission coil side to the on-state switching element Q94, the on-state switching element Q93, the diode D93, and the power transmission coil side. It flows in the order of the power lines. At time T2 immediately after the switching element Q91 is turned on, the inverter output voltage has a positive value, and the current maintains a positive value. At this time, as shown in FIG. 10 (b), the current flows from the positive bus (upper bus) to the power line on the power transmission coil side via the switching element Q91 in the ON state, and at the power transmission coil side. Flows from the lower power line to the negative bus (lower bus) via the switching element Q94 in the on state. A forward bias is applied to the diode D93 at time T1 when the switching element Q91 is in the OFF state, and a reverse bias is applied at time T2 immediately after the switching element Q91 is turned on. For this reason, due to the recovery characteristics of the diode, a recovery current flows through the diode D93 as shown by the thick arrow in FIG. Since this recovery current is a short-circuit current, it may cause a malfunction or failure of the power transmission device.
また、目標とする電力を送電するためには、ＰＷＭ制御による交番電圧のデューティを調整する必要もある。ＰＷＭ制御による交番電圧に対して電流の位相が進角しないように調整することができても、ＰＷＭ制御による交番電圧のデューティを変更すると、交番電圧の立ち上がりが変更されるため、交番電圧に対して電流の位相も変化してしまう。このため、目標とする電力を送電するには、交番電圧のデューティと電流の位相とを適正に調整する必要がある。発明者は、交番電圧に対して電流の位相は、ＰＷＭ制御による交番電圧の周波数を変更することにより変化する知見を得た。従って、目標とする電力を送電するには、交番電圧のデューティと周波数とを適正に調整すればよいことになる。 In order to transmit the target power, it is necessary to adjust the duty of the alternating voltage by PWM control. Even if it can be adjusted so that the phase of the current does not advance with respect to the alternating voltage by PWM control, if the duty of the alternating voltage by PWM control is changed, the rising of the alternating voltage is changed. As a result, the phase of the current also changes. For this reason, in order to transmit the target power, it is necessary to appropriately adjust the duty of the alternating voltage and the phase of the current. The inventor has obtained knowledge that the phase of the current with respect to the alternating voltage is changed by changing the frequency of the alternating voltage by PWM control. Therefore, in order to transmit the target power, it is only necessary to appropriately adjust the duty and frequency of the alternating voltage.
本発明の送電装置は、より適した周波数とデューティとを用いて目標とする電力を送電することを主目的とする。 The main purpose of the power transmission device of the present invention is to transmit target power using a more suitable frequency and duty.
本発明の送電装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。 The power transmission device of the present invention employs the following means in order to achieve the main object described above.
本発明の送電装置は、
受電装置に非接触で電力を送電する送電装置であって、
複数のスイッチング素子と複数のダイオードとを有し、外部電源起因の直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記インバータからの交流電力を前記受電装置の受電部に送電する送電部と、
前記インバータの複数のスイッチング素子をスイッチング制御することにより前記交流電力を調整する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記受電部と前記送電部との結合係数を演算し、前記結合係数に基づいて動作点周波数とは異なる周波数を初期周波数として設定し、前記初期周波数から前記動作点周波数側への周波数の変更と前記交流電力のデューティの変更とにより、前記送電部への出力電流の電流位相が出力電圧に対して遅角側の所定範囲内となるように且つ目標電力が送電されるように周波数とデューティを求める手段である、
ことを特徴とする。
The power transmission device of the present invention is
A power transmission device that transmits power to a power receiving device in a contactless manner,
An inverter having a plurality of switching elements and a plurality of diodes, and converting DC power derived from an external power source into AC power;
A power transmission unit that transmits AC power from the inverter to a power reception unit of the power reception device;
Control means for adjusting the AC power by switching control of a plurality of switching elements of the inverter;
With
The control means calculates a coupling coefficient between the power reception unit and the power transmission unit, sets a frequency different from the operating point frequency as an initial frequency based on the coupling coefficient, and moves from the initial frequency to the operating point frequency side. The target power is transmitted so that the current phase of the output current to the power transmission unit falls within a predetermined range on the retard side with respect to the output voltage by changing the frequency of the power and the duty of the AC power Is a means to determine the frequency and duty.
It is characterized by that.
この本発明の送電装置では、受電部と送電部との結合係数を演算し、演算した結合係数に基づいて動作点周波数とは異なる周波数を初期周波数として設定する。続いて、初期周波数から動作点周波数側に向けての周波数の変更と交流電力のデューティの変更とを行なって、送電部への出力電流の電流位相が出力電圧に対して遅角側の所定範囲内となるように且つ目標電力が送電されるように周波数とデューティを求める。そして、こうして求めた周波数とデューティとを用いてインバータを制御して電力を送電する。これにより、より適した周波数とデューティとにより電力を送電することができる。ここで、動作点周波数は、受電部と送電部との送受電における設計上の周波数を意味している。遅角側の所定範囲は、電流位相が出力電力に対して同一であるとみなすことができる程度の遅角側の範囲であり、適宜定めることができる。 In the power transmission device of the present invention, the coupling coefficient between the power receiving unit and the power transmission unit is calculated, and a frequency different from the operating point frequency is set as the initial frequency based on the calculated coupling coefficient. Subsequently, by changing the frequency from the initial frequency toward the operating point frequency and changing the duty of the AC power, the current phase of the output current to the power transmission unit is within a predetermined range on the retard side with respect to the output voltage. The frequency and the duty are obtained so that the target power is transmitted within the range. Then, the inverter is controlled using the frequency and the duty thus obtained to transmit power. Thereby, electric power can be transmitted with a more suitable frequency and duty. Here, the operating point frequency means a design frequency in power transmission / reception between the power reception unit and the power transmission unit. The predetermined range on the retarded side is a retarded range that allows the current phase to be regarded as the same as the output power, and can be determined as appropriate.
こうした本発明の送電装置において、前記制御手段は、前記電流位相が出力電圧に対して遅角する側の周波数を前記初期周波数として設定する手段であるものとしてもよい。こうすれば、電流位相が出力電圧に対して遅角している状態から周波数を変更するから、リカバリ電流が流れるのを抑制することができる。 In such a power transmission device of the present invention, the control means may be means for setting, as the initial frequency, a frequency at which the current phase is retarded with respect to an output voltage. By so doing, the frequency is changed from the state where the current phase is retarded with respect to the output voltage, and therefore it is possible to suppress the flow of the recovery current.
また、本発明の送電装置において、前記制御手段は、前記交流電力の周波数を前記初期周波数としてデューティを比較的大きな所定デューティとし、前記交流電力の周波数を変更して前記目標電力が送電されるようにするステップと、デューティを小さくするステップと、を繰り返して、前記電流位相が前記所定範囲内で前記目標電力が送電されるようにすることにより、前記目標電力を送電するのに適した周波数とデューティとを求める手段であるものとしてもよい。こうすれば、電流位相が出力電圧に対して遅角側の所定範囲内となるようにして目標電力を送電することができる。 In the power transmission device of the present invention, the control unit may transmit the target power by changing the frequency of the AC power to a predetermined duty with the frequency of the AC power as the initial frequency and a relatively large duty. And the step of reducing the duty, and the target power is transmitted within the predetermined range of the current phase, thereby making the frequency suitable for transmitting the target power. It may be a means for obtaining the duty. By so doing, it is possible to transmit the target power such that the current phase is within a predetermined range on the retard side with respect to the output voltage.
さらに、本発明の送電装置において、前記制御手段は、前記複数のスイッチング素子のうちの何れかのスイッチング素子のオンまたはオフのタイミングにおける電流が所定電流範囲内のときに前記電流位相が前記出力電圧に対して遅角側の所定範囲内であると判定するものとしてもよい。 Further, in the power transmission device according to the present invention, the control means may be configured such that the current phase is the output voltage when the current at the on or off timing of any one of the plurality of switching elements is within a predetermined current range. It is good also as what determines with being in the predetermined range at the retard angle side.
また、本発明の送電装置において、前記制御手段は、前記インバータの出力インピーダンスに基づいて前記結合係数を演算する手段であるものとしてもよい。インバータの出力インピーダンスは結合係数の関数とみなすことができるからである。この場合、前記制御手段は、前記出力インピーダンスが前記送電部の自己インダクタンスと前記受電部の自己インダクタンスと前記受電部を除く前記受電装置のインピーダンスと前記結合係数との関数であるとして前記結合係数を演算する手段であるものとしてもよい。更にこの場合、前記制御手段は、前記受電部の自己インダクタンスおよび前記受電装置の前記受電部より後方のインピーダンスを定数として扱って前記結合係数を演算する手段であるものとしてもよい。受電装置が規格化されており、受電部の自己インダクタンスや受電部より後方のインピーダンスが変化しないに等しい場合には、これらを定数として扱うことができるからである。ここで、受電部を除く受電装置のインピーダンスは、受電部より後方のインピーダンスを意味している。また、前記制御手段は、前記受電部の自己インダクタンスおよび前記受電部を除く前記受電装置のインピーダンス、または、前記受電部の自己インダクタンスと前記受電装置の前記受電部より後方のインピーダンスとの比、を前記受電装置から取得して前記結合係数を演算する手段であるものとしてもよい。こうすれば、受電装置が規格化されていない場合でも、出力インピーダンスをより正確に演算することができ、結合係数をより正確に演算することができる。なお、受電部の自己インダクタンスと受電部より後方のインピーダンスとの比を取得する場合でもよいのは、出力インピーダンスは受電部の自己インダクタンスに比例すると共に受電部より後方のインピーダンスに反比例する関係を有するからである。 Moreover, the power transmission apparatus of this invention WHEREIN: The said control means is good also as a means which calculates the said coupling coefficient based on the output impedance of the said inverter. This is because the output impedance of the inverter can be regarded as a function of the coupling coefficient. In this case, the control means determines that the output coefficient is a function of the self-inductance of the power transmitting unit, the self-inductance of the power receiving unit, the impedance of the power receiving device excluding the power receiving unit, and the coupling coefficient. It may be a means for calculating. Further, in this case, the control means may be means for calculating the coupling coefficient by treating the self-inductance of the power receiving unit and the impedance behind the power receiving unit of the power receiving device as constants. This is because when the power receiving device is standardized and the self-inductance of the power receiving unit and the impedance behind the power receiving unit are not changed, these can be treated as constants. Here, the impedance of the power receiving device excluding the power receiving unit means the impedance behind the power receiving unit. In addition, the control means, the self-inductance of the power receiving unit and the impedance of the power receiving device excluding the power receiving unit, or the ratio of the self inductance of the power receiving unit and the impedance behind the power receiving unit of the power receiving device, It is good also as what is acquired from the said power receiving apparatus, and is a means to calculate the said coupling coefficient. In this way, even when the power receiving apparatus is not standardized, the output impedance can be calculated more accurately, and the coupling coefficient can be calculated more accurately. Note that the ratio between the self-inductance of the power receiving unit and the impedance behind the power receiving unit may be obtained because the output impedance is proportional to the self inductance of the power receiving unit and inversely proportional to the impedance behind the power receiving unit. Because.
次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。 Next, the form for implementing this invention is demonstrated using an Example.
図１および図２は本発明の一実施例としての送電装置１３０を備える非接触送受電システム１０の構成の概略を示す構成図である。実施例の非接触送受電システム１０は、図１，図２に示すように、駐車場などに設置された送電装置１３０と、送電装置１３０から非接触で受電可能な受電装置３０とを搭載する自動車２０と、を備える。
FIG. 1 and FIG. 2 are block diagrams showing an outline of a configuration of a non-contact power transmission /
送電装置１３０は、家庭用電源（例えば２００Ｖ，５０Ｈｚなど）などの交流電源１９０に接続される送電ユニット１３１と、送電ユニット１３１を制御する送電用電子制御ユニット（以下、「送電ＥＣＵ」という）１７０と、を備える。また、送電装置１３０は、送電ＥＣＵ１７０と通信すると共に自動車２０の通信ユニット８０（後述）と無線通信を行なう通信ユニット１８０と、を備える。
The
送電ユニット１３１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１４０と、インバータ１４２と、フィルタ１４４と、送電用共振回路１３２と、を備える。ＡＣ／ＤＣコンバータ１４０は、交流電源１９０からの交流電力を任意の電圧の直流電力に変換する周知のＤＣ／ＤＣコンバータとして構成されている。インバータ１４２は、図３に例示するように、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、このスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に逆方向に並列接続された４つのダイオードＤ１〜Ｄ４と、平滑コンデンサＣとにより構成されている。４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としては、例えばＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタの一種：metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）を用いることができる。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、それぞれ正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側になるよう２個ずつペアで配置されており、対となるスイッチング素子同士の接続点の各々に送電用コイルの両端子が接続されている。インバータ１４２は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチング制御するパルス幅変調（ＰＷＭ：pulse width modulation）制御により、ＡＣ／ＤＣコンバータ１４０からの直流電力を所望の周波数の交流電力に変換する。フィルタ１４４は、コンデンサとインダクタによる高周波ノイズを除去する周知のフィルタとして構成されており、インバータ１４２からの交流電力の高周波ノイズを除去する。
The
送電用共振回路１３２は、例えば駐車場の床面などに設置された送電用コイル１３４と、送電用コイル１３４に直列に接続されたコンデンサ１３６と、を有する。この送電用共振回路１３２は、共振周波数が所定周波数Ｆｓｅｔ（数十〜数百ｋＨｚ程度）となるように設計されている。したがって、インバータ１４２では、基本的には、ＡＣ／ＤＣコンバータ１４０からの直流電力を所定周波数Ｆｓｅｔの交流電力に変換する。
The power
送電ＥＣＵ１７０は、図示しないが、ＣＰＵを中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵの他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭやデータを一時的に記憶するＲＡＭ，入出力ポート，通信ポートを備える。送電ＥＣＵ１７０には、以下の電流および電圧が入力ポートを介して入力されている。インバータ１４２によって変換された交流電力の電流（出力電流）Ｉｓを検出する電流センサ１５０からの出力電流Ｉｓ。インバータ１４２からの交流電圧を直流電圧に変換して検出する電圧検出ユニット１５２からの電圧Ｖｓ。送電用共振回路１３２に流れる交流電流を検出する電流センサ１５４からの送電用共振回路１３２の電流Ｉｔｒ。送電用共振回路１３２の端子間の交流電圧を直流電圧に変換して検出する電圧検出ユニット１５６からの送電用共振回路１３２の端子間電圧（送電電圧）Ｖｔｒ。なお、電圧検出ユニット１５２，１５６は、整流回路と電圧センサとを有する。また、送電ＥＣＵ１７０からは、ＡＣ／ＤＣコンバータ１４０への制御信号やインバータ１４２への制御信号などが出力ポートを介して出力されている。
Although not shown,
自動車２０は、電気自動車として構成されており、走行用のモータ２２と、モータ２２を駆動するためのインバータ２４と、インバータ２４を介してモータ２２と電力をやりとりするバッテリ２６と、を備える。インバータ２４とバッテリ２６との間にはシステムメインリレー２８が設けられている。また、自動車２０は、バッテリ２６に接続される受電ユニット３１と、車両全体を制御する車両用電子制御ユニット（以下、「車両ＥＣＵ」という）７０と、車両ＥＣＵ７０と通信すると共に送電装置１３０の通信ユニット１８０と無線通信を行なう通信ユニット８０と、を備える。
The
受電ユニット３１は、受電用共振回路３２と、フィルタ４２と、整流器４４と、を備える。受電用共振回路３２は、例えば車体底面（フロアパネル）などに設置された受電用コイル３４と、受電用コイル３４に直列に接続されたコンデンサ３６と、を有する。この受電用共振回路３２は、共振周波数が上述の所定周波数Ｆｓｅｔ（送電用共振回路１３２の共振周波数）付近の周波数（理想的には所定周波数Ｆｓｅｔ）となるように設計されている。フィルタ４２は、コンデンサとインダクタによる１段或いは２段の高周波ノイズを除去する周知のフィルタとして構成されており、受電用共振回路３２により受電した交流電力の高周波ノイズを除去する。整流器４４は、例えば、４つのダイオードを用いた周知の整流回路として構成されており、受電用共振回路３２により受電しフィルタ４２により高周波ノイズが除去された交流電力を直流電力に変換する。なお、受電ユニット３１はリレー４８によりバッテリ２６から切り離すことができるようになっている。
The
車両ＥＣＵ７０は、図示しないが、ＣＰＵを中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵの他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭやデータを一時的に記憶するＲＡＭ，入出力ポート，通信ポートを備える。車両ＥＣＵ７０には、モータ２２の駆動制御に必要なデータが入力ポートを介して入力されている。また、車両ＥＣＵ７０には、整流器４４により整流された直流電力の電流（受電電流）Ｉｒｅを検出する電流センサ５０からの受電電流Ｉｒｅや、この直流電力の電圧（受電電圧）Ｖｒｅを検出する電圧センサ５２からの受電電圧Ｖｒｅなどが入力ポートを介して入力されている。車両ＥＣＵ７０からは、モータ２２を駆動するためにインバータ２４の図示しないスイッチング素子をスイッチング制御するための制御信号や、システムメインリレー２８へのオンオフ信号などが出力ポートを介して出力されている。なお、車両ＥＣＵ７０は、バッテリ２６に取り付けられた図示しない電流センサにより検出された電池電流Ｉｂやバッテリ２６に取り付けられた図示しない電圧センサにより検出された電池電圧Ｖｂに基づいてバッテリ２６の蓄電割合ＳＯＣを演算している。
Although not shown, the
次に、こうして構成された非接触送受電システム１０における送電装置１３０の動作、特にインバータ１４２の周波数と交流電力のデューティとを調整する際の動作について説明する。図４は、送電ＥＣＵ１７０により実行される周波数・デューティ調整処理の一例を示すフローチャートである。
Next, the operation of the
周波数・デューティ調整処理が実行されると、送電ＥＣＵ１７０は、まず、電流センサ１５０からのインバータ１４２の出力電流Ｉｓと電圧検出ユニット１５２からの電圧Ｖｓとを入力し（ステップＳ１００）、出力電流Ｉｓと出力電圧Ｖｓとに基づいてインバータ１４２からの出力インピーダンスＺｓを計算する（ステップＳ１１０）。ここで、インピーダンスＺｓを計算する際の出力電流Ｉｓとしては実効値を用いる。そして、出力インピーダンスＺｓに基づいて結合係数ｋを求める（ステップＳ１２０）。出力インピーダンスＺｓは次式（１）に示すように、結合係数ｋの関数として表わすことができる。式（１）中、「ω」は角周波数、「Ｌ１」は送電用コイル１３４の自己インダクタンス、「Ｌ２」は受電用コイル３４の自己インダクタンス、「ＲＬ」は受電用共振回路３２より後方（フィルタ４２側）のインピーダンスである。ここで、受電用コイル３４の自己インダクタンスＬ２と受電用共振回路３２より後方（フィルタ４２側）のインピーダンスＲＬについては定数として扱うことができる。受電装置３０は自動車２０に搭載されるため、その仕様を異なるものとすることもできるが、送受電の効率を良好に保つためには一定の規格の受電装置３０とする必要がある。このため、規格化された受電装置３０を考えると、自己インダクタンスＬ２とインピーダンスＲＬは定数として扱うことができるのである。なお、実施例の非接触送受電システム１０では、受電装置３０と送電装置１３０は通信ユニット８０と通信ユニット１８０とにより通信しているから、送電装置１３０は、自己インダクタンスＬ２およびインピーダンスＲＬ（或いは自己インダクタンスＬ２とインピーダンスＲＬとの比（Ｌ２／ＲＬ））を、通信により自動車２０から取得するものとしてもよい。
When the frequency / duty adjustment process is executed, the
結合係数ｋを求めると、結合係数ｋに基づいてインバータ１４２からの交流電力の初期周波数ｆｓｔを決定する（ステップＳ１３０）。初期周波数ｆｓｔは、実施例では、結合係数ｋが所定値以上のときには力率が非常に悪くなる程度まで所定周波数Ｆｓｅｔより小さくした周波数（例えば、Ｆｓｅｔ−α）を初期周波数ｆｓｔとして設定し、結合係数ｋが所定値未満のときには力率が非常に悪くなる程度まで所定周波数Ｆｓｅｔより大きくした周波数（例えば、Ｆｓｅｔ＋α）を初期周波数ｆｓｔとして設定する。図５に、結合係数ｋと周波数ｆと電流位相θとの関係の一例を示す。結合係数ｋが大きいときには、電流位相θは周波数ｆが小さくなるほど遅角する。一方、結合係数ｋが小さいときには、電流位相θは周波数ｆが大きくなるほど遅角する。したがって、上述のように初期周波数ｆｓｔを設定するのは、デューティを大きくしたときに、電流位相θが出力電圧に対して遅角するようにすると共に電力を殆ど送電できないようにするためである。なお、初期周波数ｆｓｔを決定すると、インバータ１４２からの交流電力が初期周波数ｆｓｔとなるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチング制御する。
When the coupling coefficient k is obtained, the initial frequency fst of AC power from the
ここで、インバータ１４２から出力電流の位相（電流位相）θが出力電圧に対して進角したり遅角したりする理由について説明する。送電装置１３０の送電用共振回路１３２は共振周波数が所定周波数Ｆｓｅｔとなるように設計されており、自動車２０に搭載された受電装置３０の受電用共振回路３２も共振周波数が所定周波数Ｆｓｅｔとなるように設計されている。このため、部品の製造誤差がなく、且つ、送受電時の送電用共振回路１３２と受電用共振回路３２とが設計上の位置に正確にあれば、電流位相θは、出力電圧に対して進角することも遅角することもない。しかし、送電用共振回路１３２や受電用共振回路３２の部品には製造誤差があり、周波数・位相特性が個体によって変化する。このため、出力電圧に対して出力電流Ｉｓの位相θが進角したり遅角したりする。また、送受電時の送電用共振回路１３２と受電用共振回路３２との位置は、自動車２０の駐車によって定まるため、設計上の位置にはならない場合が多い。送受電時の送電用共振回路１３２と受電用共振回路３２との位置がずれると、結合係数ｋやインダクタンスが変化し、周波数・位相特性が変化する。このため、出力電圧に対して出力電流Ｉｓの位相θが進角したり遅角したりする。さらに、インバータ１４２をパルス幅変調制御により交流電力に変換している場合には、デューティの変更によって出力電圧の立ち上がりタイミングが変化するから、これにより、電流波形は何ら変化していないのに出力電圧に対して電流位相θが進角した状態になってしまう場合も生じる。なお、インバータ１４２から出力電流の位相θが出力電圧に対して進角している場合の不都合については、本明細書の「発明が解決しようとする課題」で詳述したように、インバータ１４２を構成するダイオードＤ３にリカバリ電流が流れ、これが短絡電流となるために送電装置１３０の誤作動や故障の要因となる場合が生じることである。したがって、ステップＳ１３０で初期周波数ｆｓｔを、電流位相θが出力電圧に対して遅角するように決定することにより、周波数ｆやデューティを変更する際に出力電流の位相θが出力電圧に対して進角することによって生じ得る不都合を回避することができる。
Here, the reason why the phase (current phase) θ of the output current from the
こうして初期周波数ｆｓｔを決定すると、次にインバータ１４２からの交流電力のデューティを所定デューティに増加する（ステップＳ１４０）。所定デューティとしては、実施例では、最大デューティより若干小さいデューティを用いるものとした。初期周波数ｆｓｔは力率が非常に悪くなるように定められているから、大きなデューティとしても、電力は殆ど送電されない。
When the initial frequency fst is determined in this way, the duty of the AC power from the
続いて、目標電力が送電されるようになるまで周波数ｆを所定周波数ｆｓｅｔ側に微量周波数Δｆずつ変更する（ステップＳ１５０，Ｓ１６０）。周波数ｆを所定周波数ｆｓｅｔ側に変更すると、電流位相θが進角して出力電圧の位相に近づくため、力率が改善され、電力が送電されるようになる。したがって、ステップＳ１５０，Ｓ１６０の処理は、周波数ｆを微量周波数Δｆずつ変更して、目標電力を送電するようにするのである。 Subsequently, the frequency f is changed to the predetermined frequency fset side by a minute frequency Δf until the target power is transmitted (steps S150 and S160). When the frequency f is changed to the predetermined frequency fset side, the current phase θ is advanced and approaches the phase of the output voltage, so that the power factor is improved and electric power is transmitted. Therefore, the processing in steps S150 and S160 is to change the frequency f by a minute amount Δf and transmit the target power.
目標電力を送電するようになると、スイッチング素子Ｑ１をターンオンする際のインバータ１４２から出力電流Ｉｓを検出し（ステップＳ１７０）、出力電流Ｉｓが負の値の閾値Ｉｒｅｆと値０とにより設定される所定電流範囲内であるか否かを判定する（ステップＳ１８０）。図６に、インバータ１４２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフ状態とインバータ１４２の出力電圧や出力電流の時間変化の一例を示す。図中の「インバータ出力電圧，電流」において、実線の折れ線は出力電圧を示し、実線のサインカーブは出力電圧に対して電流位相θが進角しているときの電流を示し、破線のサインカーブは出力電圧に対して電流位相θが遅角しているときの電流を示している。図示するように、スイッチング素子Ｑ１をオンするタイミングの時間Ｔ２では、出力電圧に対して電流位相θが進角しているときには出力電流Ｉｓは正の値となり、出力電圧に対して電流位相θが遅角しているときには出力電流Ｉｓは負の値となる。したがって、出力電流Ｉｓが所定電流範囲内となることは、電流位相θが出力電圧に対して遅角側の所定範囲内となることを意味している。電流位相θが出力電圧に対して進角すると、図６の実線のサインカーブの状態となり、本明細書の「発明が解決しようとする課題」で図１０を用いて説明したように電流が流れる。即ち、図６においてスイッチング素子Ｑ１（図９ではＱ９１）がオンとなる直前の時間Ｔ１では図１０（ａ）に示すように電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１（図９ではＱ９１）がオンとなった直後の時間Ｔ２では図１０（ｂ）に示すように電流が流れる。ダイオードＤ３（図１０ではＤ９３）には、スイッチング素子Ｑ１をオンする直前の時間Ｔ１では順バイアスが与えられており、スイッチング素子Ｑ１がオンした直後の時間Ｔ２では逆バイアスが与えられることになる。このため、ダイオードのリカバリ特性により、ダイオードＤ３（図１０ではＤ９３）には図１０（ｂ）の太矢印に示すようにリカバリ電流が流れ、不都合が生じ得る。電流位相θが出力電圧に対して遅角しているとき（図６の破線のサインカーブのとき）には、以下のように電流が流れる。図６においてスイッチング素子Ｑ１がオンとなる直前の時間Ｔ１では、電流は、図７（ａ）に示すように、送電用コイル側の上の電力ラインからオン状態のスイッチング素子Ｑ３，オン状態のスイッチング素子Ｑ４およびダイオードＤ４を介して送電用コイル側の下の電力ラインに流れる。図６においてスイッチング素子Ｑ１がオンとなった直後の時間Ｔ２では、電流は、図７（ｂ）に示すように、送電用コイル側の上の電力ラインからオン状態のスイッチング素子Ｑ１を介して電源側の正極母線に流れると共に電源側の負極母線からオン状態のスイッチング素子Ｑ４およびダイオードＤ４を介して送電用コイル側の下の電力ラインに流れる。ダイオードＤ３には、スイッチング素子Ｑ１をオンする直前の時間Ｔ１でもスイッチング素子Ｑ１がオンした直後の時間Ｔ２でも逆バイアスが与えられるから、リカバリ電流は流れない。したがって、電流位相θが出力電圧に対して遅角側の所定範囲内にあるときには、ダイオードＤ３にはリカバリ電流は流れず、これによる不都合も生じない。
When the target power is transmitted, the output current Is is detected from the
ステップＳ１８０で出力電流Ｉｓが所定電流範囲内にないと判定されたときには、デューティを減少量Δｄだけ小さくし（ステップＳ１９０）、目標電力が送電されるようになるまで周波数ｆを所定周波数ｆｓｅｔ側に微量周波数Δｆずつ変更する処理（ステップＳ１５０，Ｓ１６０）に戻る。こうした処理を繰り返すうちに、ステップＳ１８０で出力電流Ｉｓが所定電流範囲内であると判定されると、そのときの周波数ｆとデューティとが送電に適した周波数ｆとデューティであると判断し、本処理を終了する。こうした周波数・デューティ調整処理が終了すると、そのときの周波数ｆとデューティとによる目標電力の送電を継続して実行する。 When it is determined in step S180 that the output current Is is not within the predetermined current range, the duty is decreased by the decrease amount Δd (step S190), and the frequency f is set to the predetermined frequency fset side until the target power is transmitted. The process returns to the process of changing the minute frequency Δf (steps S150 and S160). While repeating such processing, if it is determined in step S180 that the output current Is is within the predetermined current range, it is determined that the frequency f and duty at that time are the frequency f and duty suitable for power transmission. The process ends. When such frequency / duty adjustment processing is completed, transmission of target power using the frequency f and duty at that time is continued.
以上説明した実施例の非接触送受電システム１０における送電装置１３０では、インバータ１４２の出力インピーダンスＺｓを計算し、出力インピーダンスＺｓに基づいて結合係数ｋを求める。そして、結合係数ｋに基づいて初期周波数ｆｓｔを設定し、デューティを所定デューティとする。そして、目標電力が送電されるようになるまで周波数ｆを所定周波数ｆｓｅｔ側に微量周波数Δｆずつ変更する処理とデューティを減少量Δｄだけ小さくする処理とを、目標電力が送電されるようになった際にスイッチング素子Ｑ１をターンオンするタイミングにおけるインバータ１４２の出力電流Ｉｓが負の値の閾値Ｉｒｅｆと値０とにより設定される所定電流範囲内となるまで繰り返す。そして、得られた周波数ｆとデューティとによる送電を行なう。このとき、電流位相θは出力電圧に対して遅角側の所定範囲内となるから、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるタイミングにおいてダイオードＤ３にリカバリ電流が流れないようにすることができる。これらにより、より適正な周波数とデューティとを用いて目標電力を送電することができる。
In the
実施例の非接触送受電システム１０における送電装置１３０では、スイッチング素子Ｑ１をターンオンする際のインバータ１４２からの出力電流Ｉｓが所定電流範囲内であるか否かを判定した。しかし、出力電流Ｉｓが所定電流範囲内となることは、電流位相θが出力電圧に対して遅角側の所定範囲内となることを意味しているから、電流位相θを検出し、電流位相θが出力電圧に対して遅角側の所定範囲内であるか否かを判定するものとしてもよい。
In the
実施例の非接触送受電システム１０における送電装置１３０では、結合係数ｋが所定値以上のときには所定周波数Ｆｓｅｔより小さい周波数（例えば、Ｆｓｅｔ−α）を初期周波数ｆｓｔとして設定し、結合係数ｋが所定値未満のときには所定周波数Ｆｓｅｔより大きい周波数（例えば、Ｆｓｅｔ＋α）を初期周波数ｆｓｔとして設定するものとした。しかし、周波数・位相特性は、送電装置１３０や受電装置３０の個体差や経年変化により若干異なるものとなる。このため、結合係数ｋが所定値近傍のときには設計上の周波数・位相特性と異なる場合が生じ、上述の周波数・デューティ調整処理において、スイッチング素子Ｑ１をターンオンする際のインバータ１４２からの出力電流Ｉｓが正の値となり、電流位相θが出力電圧に対して進角してしまう場合が生じる。この場合、初期周波数ｆｓｔとして反対側の周波数（Ｆｓｅｔ−αの場合はＦｓｅｔ＋α、Ｆｓｅｔ＋αの場合はＦｓｅｔ−α）を用いて再び周波数・デューティ調整処理を実行すればよい。
In the
実施例では、自動車２０に搭載された受電装置３０と送電装置１３０とを有する非接触送受電システム１０における送電装置１３０として説明したが、自動車以外の車両や移動体に搭載された受電装置と送電装置とを有する非接触送受電システムにおける送電装置の形態としたり、移動体以外の設備に組み込まれた受電装置と送電装置とを有する非接触送受電システムにおける送電装置の形態としてもよい。
In the embodiment, the
以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。 As mentioned above, although the form for implementing this invention was demonstrated using the Example, this invention is not limited at all to such an Example, In the range which does not deviate from the summary of this invention, it is with various forms. Of course, it can be implemented.
本発明は、非接触送受電システムの送電装置の製造産業などに利用可能である。 The present invention can be used in the manufacturing industry of a power transmission device of a non-contact power transmission / reception system.
１０ 非接触送受電システム、２０ 自動車、２２ モータ、２４ インバータ、２６ バッテリ、２８ システムメインリレー、３０ 受電装置、３１ 受電ユニット、３２ 受電用共振回路、３４ 受電用コイル、３６ コンデンサ、４２ フィルタ、４４ 整流器、４８ リレー、５０ 電流センサ、５２ 電圧センサ、７０ 車両用電子制御ユニット（車両ＥＣＵ）、８０ 通信ユニット、１３０ 送電装置、１３１ 送電ユニット、１３２ 送電用共振回路、１３４ 送電用コイル、１３６ コンデンサ、１４０ ＡＣ／ＤＣコンバータ、１４２ インバータ、１４４ フィルタ、１５０ 電流センサ、１５２ 電圧検出ユニット、１５４ 電流センサ、１５６ 電圧検出ユニット、１７０ 送電用電子制御ユニット（送電ＥＣＵ）、１８０ 通信ユニット、１９０ 交流電源、Ｃ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ９１〜Ｄ９４ ダイオード、Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ９１〜Ｑ９４ スイッチング素子。
DESCRIPTION OF
Claims (1)
複数のスイッチング素子と複数のダイオードとを有し、外部電源起因の直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記インバータからの交流電力を前記受電装置の受電部に送電する送電部と、
前記インバータの複数のスイッチング素子をスイッチング制御することにより前記交流電力を調整する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記受電部と前記送電部との結合係数を演算し、前記結合係数に基づいて動作点周波数とは異なる周波数を初期周波数として設定し、前記初期周波数から前記動作点周波数側への周波数の変更と前記交流電力のデューティの変更とにより、前記送電部への出力電流の電流位相が出力電圧に対して遅角側の所定範囲内となるように且つ目標電力が送電されるように周波数とデューティを求める手段である、
ことを特徴とする送電装置。 A power transmission device that transmits power to a power receiving device in a contactless manner,
An inverter having a plurality of switching elements and a plurality of diodes, and converting DC power derived from an external power source into AC power;
A power transmission unit that transmits AC power from the inverter to a power reception unit of the power reception device;
Control means for adjusting the AC power by switching control of a plurality of switching elements of the inverter;
With
The control means calculates a coupling coefficient between the power reception unit and the power transmission unit, sets a frequency different from the operating point frequency as an initial frequency based on the coupling coefficient, and moves from the initial frequency to the operating point frequency side. The target power is transmitted so that the current phase of the output current to the power transmission unit falls within a predetermined range on the retard side with respect to the output voltage by changing the frequency of the power and the duty of the AC power Is a means to determine the frequency and duty.
A power transmission device characterized by that.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2014265093A JP2016127647A (en) | 2014-12-26 | 2014-12-26 | Power transmission device |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP2014265093A Pending JP2016127647A (en) | 2014-12-26 | 2014-12-26 | Power transmission device |
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018038125A (en) * | 2016-08-30 | 2018-03-08 | トヨタ自動車株式会社 | Power transmission device and power transmission system |
| JP2018099001A (en) * | 2016-12-16 | 2018-06-21 | 株式会社Ｓｏｋｅｎ | Transmission equipment |
| JP2019022266A (en) * | 2017-07-12 | 2019-02-07 | トヨタ自動車株式会社 | Non-contact power transmission system |
| JP2019030049A (en) * | 2017-07-25 | 2019-02-21 | 株式会社デンソーテン | Charging device and charging system |
-
2014
- 2014-12-26 JP JP2014265093A patent/JP2016127647A/en active Pending
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