JP2016086309A - Bipolar impulse radio communication system, bipolar impulse transmitter and receiver - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a bipolar impulse radio communication system and a transmitter therefor, having high use efficiency and high operation stability.SOLUTION: The bipolar impulse radio communication system includes: transmitters 101-105 each transmitting a bipolar impulse signal composed of a vibration signal of an inverse phase according to polarity; and receivers 121-125 for receiving the bipolar impulse signal. The transmitter changes the phase of the bipolar impulse signal according to a data pattern having a bit count corresponding to multiplicity and phase data whose frequency is obtained by dividing a communication clock Clock with a division ratio corresponding to the multiplicity.SELECTED DRAWING: Figure 6

Description

本発明は、バイポーラ・インパルス無線通信システム、バイポーラ・インパルス送信機および受信機に関する。   The present invention relates to a bipolar impulse radio communication system, a bipolar impulse transmitter and a receiver.

インターネット利用者の爆発的増大と高精細画像などコンテンツの大容量化・多様化にともない、無線通信においても伝送容量の増大が望まれている。大容量無線通信方式としては、商用無線局が少なく、広い周波数帯域を確保しやすいミリ波帯の利用が適している。インパルス方式による無線通信送は、ＲＦパルスを伝送媒体とする無線伝送であり、広帯域無線通信システムへの適用が期待されている。   With the explosive increase of Internet users and the increase in capacity and diversification of contents such as high-definition images, an increase in transmission capacity is also desired in wireless communication. As a large-capacity wireless communication system, it is suitable to use a millimeter wave band in which there are few commercial wireless stations and a wide frequency band can be easily secured. The impulse communication wireless communication transmission is wireless transmission using RF pulses as a transmission medium, and is expected to be applied to a broadband wireless communication system.

インパルス方式による無線送信機は、低周波パルス信号から逓倍により高周波パルス信号を得るため、バンドパスフィルタの比帯域が従来方式と比較して大きくなる上、局部発振器やミキサが不要となる。そのため、搬送波方式による狭帯域送信機と比較して、無線部の構成が簡素・低コストとなるため、毎秒１０ギガビット（１０Ｇｂｐｓ）を超える大容量無線通信の実現手段として期待されている。   An impulse radio transmitter obtains a high-frequency pulse signal from a low-frequency pulse signal by multiplication, so that the band-pass filter has a larger band compared to the conventional system and does not require a local oscillator or mixer. For this reason, the configuration of the radio unit is simpler and lower in cost than a narrow band transmitter based on a carrier wave system, and therefore, it is expected as a means for realizing large-capacity radio communication exceeding 10 gigabits per second (10 Gbps).

インパルス方式による無線通信では、データの１、０に対応してミリ波パルスを送信するＯＮ／ＯＦＦ変調、包絡線検波を行なう。毎秒伝送可能なデータ量（伝送速度）は、バンドパスフィルタの通過周波数帯域幅で決まる。法令により無線通信用途として数〜数十ギガヘルツ（ＧＨｚ）と広い周波数帯域幅がいくつか割り当てられているミリ波帯（３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚ）を用いて、毎秒数十ギガビット（Ｇｂｐｓ）の大容量通信を簡易なシステムで実現するのに適している。   In the wireless communication by the impulse system, ON / OFF modulation and envelope detection are performed in which millimeter wave pulses are transmitted corresponding to data 1 and 0. The amount of data (transmission speed) that can be transmitted per second is determined by the pass frequency bandwidth of the bandpass filter. High-capacity communication of several tens of gigabits per second (Gbps) using millimeter wave bands (30 GHz to 300 GHz), which are allocated several frequency bands of several to several tens of gigahertz (GHz) as required by law. It is suitable for realization with a simple system.

近年のインパルス方式による無線送信機の送信部では、輝線スペクトルによる伝送電力の制限を解消するため、直前の“１”の極性とは反対の極性をもつパルスを生成する、いわゆるバイポーラＲＺ（リターンゼロ）式短パルス発生器を用いるものが出現している。
バイポーラＲＺ式を含め、従来のインパルス方式による無線通信システムの課題としては、使用する周波数帯域幅あたりの伝送ビット数が小さい、つまり周波数利用効率が低いことが挙げられる。ＯＮ／ＯＦＦ変調を行うため、１０ＧＨｚの周波数帯域幅を使用する場合、せいぜい１０Ｇｂｐｓのデータ伝送しか行えない。無線通信システムが近接し相互の干渉が問題になる場合や、同じ周波数帯を利用して伝送速度を上げる要求が出た場合に、周波数利用効率の高い通信システムが求められる。 In a transmitter unit of a wireless transmitter using an impulse system in recent years, a so-called bipolar RZ (return zero) that generates a pulse having a polarity opposite to the polarity of “1” immediately before is generated in order to eliminate the limitation of transmission power due to the bright line spectrum. ) Type short pulse generators have appeared.
A problem of a conventional wireless communication system using the impulse system including the bipolar RZ system is that the number of transmission bits per frequency bandwidth to be used is small, that is, the frequency utilization efficiency is low. In order to perform ON / OFF modulation, when a frequency bandwidth of 10 GHz is used, only data transmission of 10 Gbps can be performed. When wireless communication systems are close to each other and mutual interference becomes a problem, or when a request for increasing the transmission speed using the same frequency band is made, a communication system with high frequency utilization efficiency is required.

特開２０１３−１５７６６０号公報JP2013-157660A

実施形態によれば、周波数利用効率の高い通信システムが実現される。   According to the embodiment, a communication system with high frequency utilization efficiency is realized.

第１の態様のバイポーラ・インパルス無線通信システムは、極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信する送信機と、バイポーラ・インパルス信号を受信する受信機と、を有する。送信機は、多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて、バイポーラ・インパルス信号の位相を変化させる。   The bipolar impulse radio communication system according to the first aspect includes a transmitter that transmits a bipolar impulse signal composed of vibration signals having opposite phases according to polarity, and a receiver that receives the bipolar impulse signal. The transmitter changes the phase of the bipolar impulse signal according to the data pattern of the number of bits corresponding to the multiplicity and the phase data of the divided clock obtained by dividing the communication clock by the division ratio according to the multiplicity. .

第２の態様のバイポーラ・インパルス送信機は、極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信する送信機である。このバイポーラ・インパルス送信機は、多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて、バイポーラ・インパルス信号の位相を変化させる。   The bipolar impulse transmitter according to the second aspect is a transmitter that transmits a bipolar impulse signal composed of vibration signals having opposite phases according to the polarity. This bipolar impulse transmitter uses a data pattern of the number of bits corresponding to the multiplicity and the phase data of the divided clock obtained by dividing the communication clock by the division ratio according to the multiplicity. Change the phase.

実施形態の通信システムによれば、周波数利用効率が高く、動作安定性の高い通信システムおよびそのための送信機が実現される。   According to the communication system of the embodiment, a communication system with high frequency utilization efficiency and high operational stability and a transmitter therefor are realized.

図１は、インパルス無線通信システムの構成例およびそこで使用するバンドパスフィルタの通過周波数帯域を示す図であり、（Ａ）が構成例を、（Ｂ）が周波数帯域を示す。FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an impulse radio communication system and a pass frequency band of a bandpass filter used therein, where (A) illustrates a configuration example and (B) illustrates a frequency band. 図２は、ミリ波パルスを例として、短パルス発生部およびバンドパスフィルタにおいて発生される信号、およびバンドパスフィルタのフィルタ特性を説明する図であり、（Ａ）は発生される信号を、（Ｂ）は通過周波数帯域を示す。FIG. 2 is a diagram illustrating a signal generated in a short pulse generation unit and a bandpass filter, and a filter characteristic of the bandpass filter, taking a millimeter wave pulse as an example. B) shows the pass frequency band. 図３は、特許文献１に記載されたバイポーラＲＺ型インパルス無線送信機（以下、Ｂ−ＲＺ送信機と称する）で使用する短パルス発生部の構成例を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of a short pulse generation unit used in a bipolar RZ type impulse radio transmitter (hereinafter referred to as a B-RZ transmitter) described in Patent Document 1. 図４は、図３の短パルス発生部およびバンドパスフィルタの動作例を説明するためのタイムチャートである。FIG. 4 is a time chart for explaining an operation example of the short pulse generator and the bandpass filter of FIG. 図５は、短パルス発生部で発生される正極性および負極性のパルスと、バンドパスフィルタにおいて発生される正極性および負極性のインパルス信号を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing positive and negative pulses generated in the short pulse generator and positive and negative impulse signals generated in the band-pass filter. 図６は、実施形態の無線通信システムの送信機の短パルス発生部の構成例を示す図である。FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of a short pulse generator of the transmitter of the wireless communication system according to the embodiment. 図７は、セレクタの回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram of the selector. 図８は、送信データの２ビットデータおよび分周クロックＭに応じた選択信号およびパルス発生フィルタ（バンドパスフィルタ）により生成されるインパルス信号を示す図であり、（Ａ）がＭ＝１の場合、（Ｂ）がＭ＝０の場合を示す。FIG. 8 is a diagram showing a selection signal corresponding to 2-bit data of transmission data and a divided clock M and an impulse signal generated by a pulse generation filter (bandpass filter), where (A) is M = 1 , (B) shows a case where M = 0. 図９は、実施形態における短パルス発生部の動作例を説明するためのタイムチャートである。FIG. 9 is a time chart for explaining an operation example of the short pulse generator in the embodiment. 図１０は、実施形態における短パルス発生部の動作例を説明するためのタイムチャートである。FIG. 10 is a time chart for explaining an operation example of the short pulse generator in the embodiment. 図１１は、実施形態での送信機における、通信クロック、分周信号、出力データ、選択信号、出力信号、パルス発生フィルタの出力、およびインパルス信号の変化例を示すタイムチャートである。FIG. 11 is a time chart illustrating a change example of a communication clock, a divided signal, output data, a selection signal, an output signal, an output of a pulse generation filter, and an impulse signal in the transmitter according to the embodiment. 図１２は、実施形態の通信システムの受信機の構成を示す図である。FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration of a receiver of the communication system according to the embodiment. 図１３は、受信機の各部における信号の例を示すタイムチャートである。FIG. 13 is a time chart illustrating an example of signals in each unit of the receiver. 図１４は、実施形態の通信システムの受信機の変形例の構成を示す図である。FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration of a modification of the receiver of the communication system according to the embodiment. 図１５は、変形例の受信機の各部における信号の例を示すタイムチャートである。FIG. 15 is a time chart illustrating an example of signals in each unit of the receiver according to the modification. 図１６は、遅延線路で実現した可変遅延部を示す図である。FIG. 16 is a diagram illustrating a variable delay unit realized by a delay line. 図１７は、負荷容量を切り換えることにより実現した可変遅延部を示す図である。FIG. 17 is a diagram illustrating a variable delay unit realized by switching the load capacity. 図１８は、可変容量により実現した可変遅延部を示す図である。FIG. 18 is a diagram illustrating a variable delay unit realized by a variable capacitor. 図１９は、選択信号送信データをＤ／Ａ変換器に供給した場合の可変容量ＣＬの容量値の変化例を示す図である。FIG. 19 is a diagram illustrating a change example of the capacitance value of the variable capacitor CL when the selection signal transmission data is supplied to the D / A converter.

実施形態のインパルス無線通信システムを説明する前に、一般的なインパルス無線通信システムについて説明する。
図１は、インパルス無線通信システムの構成例およびそこで使用するバンドパスフィルタの通過周波数帯域を示す図であり、（Ａ）が構成例を、（Ｂ）が周波数帯域を示す。 Before describing the impulse radio communication system of the embodiment, a general impulse radio communication system will be described.
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an impulse radio communication system and a pass frequency band of a bandpass filter used therein, where (A) illustrates a configuration example and (B) illustrates a frequency band.

インパルス無線通信システムは、送信機と、受信機と、を有する。送信機は、ベースバンド信号生成器１０１と、短パルス発生部１０２と、バンドパスフィルタ１０３と、送信増幅器１０４と、送信アンテナ１０５と、を有する。受信機は、受信アンテナ１２１と、受信増幅器１２２と、検波器１２３と、リミットアンプ１２４と、ベースバンド信号再生器１２５と、を有する。   The impulse radio communication system includes a transmitter and a receiver. The transmitter includes a baseband signal generator 101, a short pulse generator 102, a bandpass filter 103, a transmission amplifier 104, and a transmission antenna 105. The receiver includes a reception antenna 121, a reception amplifier 122, a detector 123, a limit amplifier 124, and a baseband signal regenerator 125.

まず、送信機について説明する。ベースバンド信号生成器１０１は、通信クロックのタイムスロット単位のデータ信号を生成し、短パルス発生部１０２に出力する。後述するように、データ信号は、「１」の値ではハイレベルになり、「０」の値ではローレベルになる。通信クロックは、例えば、５ＧＨｚで、データ信号の通信速度は例えば５ギガビット／秒（Ｇｂｐｓ）である。短パルス発生器部１０２は、データ信号がタイムスロットでハイレベルになると、短パルスを生成する。バンドパスフィルタ１０３は、短パルスに対して所定の通過周波数帯域のみを通過させるためのフィルタリングを行い、ミリ波パルスを出力する。   First, the transmitter will be described. The baseband signal generator 101 generates a data signal for each communication clock time slot and outputs the data signal to the short pulse generator 102. As will be described later, the data signal is at a high level when the value is “1”, and is at a low level when the value is “0”. The communication clock is, for example, 5 GHz, and the communication speed of the data signal is, for example, 5 gigabits / second (Gbps). The short pulse generator unit 102 generates a short pulse when the data signal becomes high level in a time slot. The band pass filter 103 performs filtering for allowing only a predetermined pass frequency band to pass through the short pulse, and outputs a millimeter wave pulse.

図１（Ｂ）は、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域１３２を示す。短パルス特性１３１は、短パルスの周波数特性を示す。バンドパスフィルタ１０３の出力するミリ波パルスは、短パルス特性１３１のうちの通過周波数帯域１３２の部分のみの周波数成分を有する。ＵＷＢ（超広帯域無線：Ultra Wide Band）等では、使用可能な周波数帯域が制限されている。その周波数帯域の制限を満たすようにするために、バンドパスフィルタ１０３を用いる。通過周波数帯域１３２は、例えば、通過下限周波数ｆ１が８０ＧＨｚ、通過上限周波数ｆ２が９０ＧＨｚであり、通過周波数帯域幅がｆ２−ｆ１＝９０−８０＝１０ＧＨｚである。   FIG. 1B shows a pass frequency band 132 of the band pass filter 103. The short pulse characteristic 131 shows the frequency characteristic of a short pulse. The millimeter wave pulse output from the band pass filter 103 has a frequency component only in the portion of the pass frequency band 132 in the short pulse characteristic 131. In UWB (Ultra Wide Band) and the like, usable frequency bands are limited. In order to satisfy the restriction of the frequency band, the band pass filter 103 is used. In the pass frequency band 132, for example, the pass lower limit frequency f1 is 80 GHz, the pass upper limit frequency f2 is 90 GHz, and the pass frequency bandwidth is f2−f1 = 90−80 = 10 GHz.

図２は、ミリ波パルスを例として、短パルス発生部１０２およびバンドパスフィルタ１０３において発生される信号、およびバンドパスフィルタ１０３のフィルタ特性を説明する図であり、（Ａ）は発生される信号を、（Ｂ）は通過周波数帯域を示す。   FIG. 2 is a diagram illustrating a signal generated in the short pulse generation unit 102 and the band pass filter 103 and a filter characteristic of the band pass filter 103, taking a millimeter wave pulse as an example, and (A) is a signal generated. (B) shows a pass frequency band.

図２の（Ａ）に示すように、短パルス発生部１０２は、幅の狭いパルスを生成する。幅の狭いパルスは、高周波成分を含む広範囲の周波数成分を含んでおり、バンドパスフィルタ１０３を通過することにより、ミリ波パルスが生成される。   As shown in FIG. 2A, the short pulse generator 102 generates a narrow pulse. The narrow pulse includes a wide range of frequency components including high frequency components, and a millimeter wave pulse is generated by passing through the band-pass filter 103.

図２の（Ｂ）に示すように、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域の中心周波数をf_cとし、3dB低下する幅Ｂを通過帯域幅とすると、ミリ波パルスは、概ね周波数f_cで振動する幅B^-1の振動信号である。 As shown in FIG. 2 (B), when the center frequency of the pass band of the band-pass filter 103 and f _c, a pass band width range B to 3dB reduced, the millimeter-wave pulses, generally oscillates at a frequency f _c This is a vibration signal having a width B ⁻¹ .

図１に戻り、送信増幅器１０４は、ミリ波パルスを増幅し、送信アンテナ１０５を介して、送信信号を無線送信する。送信信号は、ミリ波パルスの有無により、「１」又は「０」のデータを表す。   Returning to FIG. 1, the transmission amplifier 104 amplifies the millimeter-wave pulse and wirelessly transmits the transmission signal via the transmission antenna 105. The transmission signal represents data of “1” or “0” depending on the presence or absence of a millimeter wave pulse.

次に、受信機について説明する。受信増幅器１２２は、受信アンテナ１２１を介して無線受信した受信信号を増幅する。検波器１２３は、受信増幅器１２２により増幅された受信信号（ミリ波パルス）の包絡線を検波して出力する。リミットアンプ１２４は、検波器１２３により検波された信号を増幅する。ベースバンド信号再生器１２５は、リミットアンプ１２４により増幅された信号を入力し、例えば５Ｇｂｐｓの受信データの再生を行う。   Next, the receiver will be described. The reception amplifier 122 amplifies the reception signal wirelessly received via the reception antenna 121. The detector 123 detects the envelope of the reception signal (millimeter wave pulse) amplified by the reception amplifier 122 and outputs it. The limit amplifier 124 amplifies the signal detected by the detector 123. The baseband signal regenerator 125 receives the signal amplified by the limit amplifier 124 and reproduces, for example, 5 Gbps received data.

インパルス方式の無線伝送システムは、マイクロ波帯、準ミリ波帯、ＵＷＢをはじめとする超広帯域無線通信に利用可能である。インパルス方式は、狭帯域通信方式と比較して、発振器やミキサが不要でＲＦ部の構成が簡素・低コストとなる特徴を有し、広帯域を利用できるミリ波帯においては１０Ｇｂｐｓを超える広帯域無線通信の実現が期待される。   The impulse radio transmission system can be used for ultra-wideband radio communication such as microwave band, quasi-millimeter wave band, and UWB. Compared to narrowband communication systems, the impulse system does not require an oscillator or mixer, and has a feature that the configuration of the RF unit is simple and low-cost. Broadband wireless communication exceeding 10 Gbps in the millimeter wave band where a wideband can be used Realization of is expected.

インパルス無線伝送システムに割り当てられた周波数帯域幅をＢｍａｘとすれば、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域幅ＢｂｐｆがＢｍａｘと等しいとき、最大通信速度Ｂｍａｘを得る。例えば、周波数帯域幅Ｂｍａｘが１０ＧＨｚの場合、図１（Ｂ）に示すように、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域幅Ｂｂｐｆはｆ２−ｆ１＝９０−８０＝１０ＧＨｚであり、データ信号の通信速度は１０Ｇｂｐｓである。   If the frequency bandwidth allocated to the impulse radio transmission system is Bmax, the maximum communication speed Bmax is obtained when the pass frequency bandwidth Bbpf of the bandpass filter 103 is equal to Bmax. For example, when the frequency bandwidth Bmax is 10 GHz, as shown in FIG. 1B, the pass frequency bandwidth Bbpf of the bandpass filter 103 is f2-f1 = 90-80 = 10 GHz, and the communication speed of the data signal is 10 Gbps.

ところで、多くの無線伝送システムは、例えば周波数１ＭＨｚ当たりの信号強度０ｄＢｍ（＝１ｍＷ／ＭＨｚ）というように、法令や規格などで、単位周波数当りの信号強度（電力スペクトル密度）が規定される。送信信号に輝線スペクトルが含まれると、輝線スペクトルの信号強度が上記の電力スペクトル密度の制限にかかって、全周波数帯域での平均電力を上げられないという事態が生じる。具体的には、割り当てられた周波数帯域Ｂｍａｘが１０ＧＨｚ（＝１００００ＭＨｚ）のとき、送信スペクトル強度が周波数帯域内で一定であれば、１（ｍＷ／ＭＨｚ）×１００００（ＭＨｚ）＝１０Ｗの出力が可能となる。しかし、送信信号に１ｍＷ／ＭＨｚの輝線スペクトルが含まれる場合、小さな電力しか出せない。信号を誤りなく長距離送信するためには、全周波数帯域のスペクトル電力を最大限大きくして、雑音等に対する信号強度マージン（ＳＮ比）を確保する必要がある。送信電力が輝線スペクトルで制限されると、ＳＮ比を十分確保できない。このように、輝線スペクトルにより送信電力が制限され、長距離・高品質通信が不利となるため、輝線スペクトルの生じないインパルス無線伝送システムの実現が課題である。そこで、送信信号に輝線スペクトルを含まず、長距離・高品質通信に適したバイポーラ・リターンゼロ（ＲＺ）型インパルス無線伝送システムが提案されている。   By the way, in many wireless transmission systems, for example, a signal intensity (power spectral density) per unit frequency is defined by laws and standards such as a signal intensity of 0 dBm (= 1 mW / MHz) per frequency of 1 MHz. When the transmission line includes the bright line spectrum, the signal intensity of the bright line spectrum is limited by the power spectrum density, and the average power in the entire frequency band cannot be increased. Specifically, when the assigned frequency band Bmax is 10 GHz (= 10000 MHz) and the transmission spectrum intensity is constant within the frequency band, an output of 1 (mW / MHz) × 10000 (MHz) = 10 W is possible. It becomes. However, when the transmission signal includes an emission line spectrum of 1 mW / MHz, only a small amount of power can be output. In order to transmit a signal over a long distance without error, it is necessary to maximize the spectrum power in the entire frequency band to ensure a signal strength margin (SN ratio) against noise or the like. If the transmission power is limited by the bright line spectrum, a sufficient SN ratio cannot be secured. As described above, transmission power is limited by the bright line spectrum, and long-distance / high-quality communication is disadvantageous. Therefore, it is a problem to realize an impulse radio transmission system in which no bright line spectrum is generated. Therefore, a bipolar return zero (RZ) type impulse radio transmission system that does not include a bright line spectrum in a transmission signal and is suitable for long-distance high-quality communication has been proposed.

図３は、特許文献１に記載されたバイポーラＲＺ型インパルス無線送信機（以下、Ｂ−ＲＺ送信機と称する）で使用する短パルス発生部１０２の構成例を示す図である。図３の（Ａ）は、短パルス発生部１０２の構成を、バンドパスフィルタ１０３に対応するパルス発生フィルタ５０６および送信増幅器１０４に対応するパルス（広帯域）増幅器５０７と共に示す。図３の（Ｂ）はトリガフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）の構成を示す。
図４は、図３の短パルス発生部１０２およびバンドパスフィルタ１０３の動作例を説明するためのタイムチャートである。 FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the short pulse generator 102 used in the bipolar RZ type impulse radio transmitter (hereinafter referred to as a B-RZ transmitter) described in Patent Document 1. FIG. 3A shows the configuration of the short pulse generation unit 102 together with a pulse generation filter 506 corresponding to the bandpass filter 103 and a pulse (wideband) amplifier 507 corresponding to the transmission amplifier 104. FIG. 3B shows the configuration of the trigger flip-flop (T-FF).
FIG. 4 is a time chart for explaining an operation example of the short pulse generator 102 and the band pass filter 103 of FIG.

短パルス発生部１０２は、入力バッファ５０１および５０２と、ＮＲＺ−ＲＺ変換部５０３と、トリガフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）５０４と、エッジ整形（シェーピング）回路５０５と、を有する。エッジシェーピング回路５０５の出力は、パルス発生フィルタ５０６に入力する。   The short pulse generation unit 102 includes input buffers 501 and 502, an NRZ-RZ conversion unit 503, a trigger flip-flop (T-FF) 504, and an edge shaping (shaping) circuit 505. The output of the edge shaping circuit 505 is input to the pulse generation filter 506.

データ信号Ａは、ノンリターンゼロ信号である。入力バッファ５０１はノンリターンゼロ信号Ａをバッファリングし、入力バッファ５０２はクロック信号Ｃｌｏｃｋをバッファリングする。ＮＲＺ−ＲＺ（ノンリターンゼロ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ：ＮＲＺ）−リターンゼロ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ：ＲＺ））変換部５０３は、ノンリターンゼロ信号Ａをリターンゼロ信号Ｂに変換する。具体的には、ＮＲＺ−ＲＺ変換部５０３は、論理積（ＡＮＤ）回路であり、ノンリターンゼロ信号Ａ及びクロック信号ＣＬＫの論理積をとり、その論理積信号をリターンゼロ信号Ｂとして出力する。   The data signal A is a non-return zero signal. The input buffer 501 buffers the non-return zero signal A, and the input buffer 502 buffers the clock signal Clock. An NRZ-RZ (Non Return to Zero (NRZ) -Return to Zero (RZ)) conversion unit 503 converts the non-return zero signal A into a return zero signal B. Specifically, the NRZ-RZ conversion unit 503 is a logical product (AND) circuit, takes a logical product of the non-return zero signal A and the clock signal CLK, and outputs the logical product signal as a return zero signal B.

Ｔ−ＦＦ５０４は、例えば、図３の（Ｂ）に示すような、リターンゼロ信号Ｂをトランスファーゲート信号とするマスタースレーブ型のフリップフロップ回路で実現される。Ｔ−ＦＦ５０４は、インバータ６０２と６０３を入力と出力を相互に接続したマスターラッチと、インバータ６０５と６０６を含むスレーブラッチと、スレーブラッチの出力のフィードバック経路に設けられたインバータ６０７と、を有する。Ｔ−ＦＦ５０４は、さらにトランスファーゲート６０１および６０４と、を有する。トランスファーゲート６０１および６０４は、例えばトランジスタで形成される。これは、以下に説明するゲートについても同様である。トランスファーゲート６０１はスレーブラッチの出力をインバータ６０７を介してマスターラッチにフィードバックする経路に、ゲート６０４はマスターラッチの出力とスレーブラッチの入力の間に、それぞれ設けられる。トランスファーゲート６０１はリターンゼロ信号Ｂにより、トランスファーゲート６０４はリターンゼロ信号Ｂの反転信号により、それぞれ導通状態が制御される。これにより、Ｔ−ＦＦ５０４は、リターンゼロ信号Ｂが１周期変化する毎に出力信号Ｃを反転させる、リターンゼロ信号Ｂの分周回路として動作する。例えば、リターンゼロ信号Ｂがハイレベル→ローレベル→ハイレベルのように１周期変化する毎に、出力信号Ｃは論理レベルが反転する。このように、出力信号Ｃは、リターンゼロ信号Ｂの立ち上がりエッジに同期して論理反転する。   The T-FF 504 is realized by, for example, a master-slave type flip-flop circuit that uses the return zero signal B as a transfer gate signal, as shown in FIG. The T-FF 504 includes a master latch in which the inputs and outputs of the inverters 602 and 603 are connected to each other, a slave latch including the inverters 605 and 606, and an inverter 607 provided in the feedback path of the output of the slave latch. The T-FF 504 further includes transfer gates 601 and 604. The transfer gates 601 and 604 are formed of transistors, for example. The same applies to the gate described below. The transfer gate 601 is provided in a path for feeding back the output of the slave latch to the master latch via the inverter 607, and the gate 604 is provided between the output of the master latch and the input of the slave latch. The transfer gate 601 is controlled by the return zero signal B, and the transfer gate 604 is controlled by the inverted signal of the return zero signal B. Thereby, the T-FF 504 operates as a frequency divider for the return zero signal B that inverts the output signal C every time the return zero signal B changes by one cycle. For example, every time the return zero signal B changes by one cycle such as high level → low level → high level, the logic level of the output signal C is inverted. Thus, the output signal C is logically inverted in synchronization with the rising edge of the return zero signal B.

エッジシェーピング回路５０５は、Ｔ−ＦＦ５０４の出力信号Ｃの立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジを急峻にした信号をパルス発生フィルタ５０６に出力する。出力信号Ｃを急峻にした信号は、立ち上がり時間及び立ち下がり時間の短い信号になり、より高い周波数までスペクトルを有する信号となる。   The edge shaping circuit 505 outputs a signal in which the rising edge and the falling edge of the output signal C of the T-FF 504 are sharpened to the pulse generation filter 506. A signal obtained by sharpening the output signal C becomes a signal having a short rise time and fall time, and a signal having a spectrum up to a higher frequency.

エッジシェーピング回路５０５は、例えば、直列に接続した偶数個のインバータにより実現される。エッジシェーピング回路５０５は、ピーキングを与えるインダクタを設けて、より急峻なエッジが得られるようにしてもよい。   The edge shaping circuit 505 is realized by, for example, an even number of inverters connected in series. The edge shaping circuit 505 may be provided with an inductor that provides peaking so that a steeper edge can be obtained.

インバータは、ｐチャネルＭＯＳトランジスタとｎチャネルＭＯＳトランジスタを電源間に直列に接続し、２個のトランジスタのゲートに入力信号を印加し、ｐＭＯＳトランジスタとｎＭＯＳトランジスタの接続ノードから反転信号を得ることで実現される。他の部分で使用するインバータも同様に実現される。   The inverter is realized by connecting a p-channel MOS transistor and an n-channel MOS transistor in series between the power supplies, applying an input signal to the gates of the two transistors, and obtaining an inverted signal from the connection node of the pMOS transistor and the nMOS transistor Is done. Inverters used in other parts are realized in the same way.

パルス発生フィルタ５０６は、ハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタである。パルス発生フィルタ５０６は、エッジシェーピング回路５０５の出力信号の低周波数成分を除去することにより、データ信号Ａの値（１の値）に応じたパルスの有無であって正極パルス及び負極パルスを交互に生成した信号Ｄを出力する。パルス発生フィルタ５０６としては、例えば、直列接続されたキャパシタ素子を使用できる。広帯域増幅器５０７は、広帯域増幅器又は分布型増幅器であり、パルス発生フィルタ５０６の出力信号Ｄを増幅し、その増幅した信号を図１（Ａ）のバンドパスフィルタ１０３に出力する。   The pulse generation filter 506 is a high pass filter or a band pass filter. The pulse generation filter 506 eliminates the low frequency component of the output signal of the edge shaping circuit 505, thereby alternating the positive pulse and the negative pulse depending on the presence or absence of a pulse corresponding to the value of the data signal A (value of 1). The generated signal D is output. As the pulse generation filter 506, for example, capacitor elements connected in series can be used. The broadband amplifier 507 is a broadband amplifier or a distributed amplifier, amplifies the output signal D of the pulse generation filter 506, and outputs the amplified signal to the bandpass filter 103 in FIG.

なお、信号Ｃのエッジが十分に急峻である場合には、エッジシェーピング回路５０５を削除してもよい。また、信号Ｄの大きさが十分であれば、広帯域増幅器５０７を削除してもよい。   Note that the edge shaping circuit 505 may be deleted when the edge of the signal C is sufficiently steep. If the magnitude of the signal D is sufficient, the broadband amplifier 507 may be deleted.

短パルス発生部１０２からバンドパスフィルタ１０３に出力されるバイポーラ短パルスは、データ信号の値に応じたパルスの有無であって正極パルス及び負極パルスを交互に生成されるパルスである。例えば、バイポーラ短パルスは、データ信号の値が「１」のときに正極パルス又は負極パルスが発生し、データ信号の値が「０」のときに基準電圧となる。正極パルスは基準電圧に対して正電圧のパルスであり、負極パルスは基準電圧に対して負電圧のパルスである。すなわち、バイポーラ短パルスは、直前のパルスに対して逆極性のパルスになる。   The bipolar short pulse output from the short pulse generation unit 102 to the band pass filter 103 is a pulse that is generated with alternating positive and negative pulses depending on the presence or absence of a pulse corresponding to the value of the data signal. For example, the bipolar short pulse generates a positive pulse or a negative pulse when the value of the data signal is “1”, and becomes a reference voltage when the value of the data signal is “0”. The positive pulse is a pulse having a positive voltage with respect to the reference voltage, and the negative pulse is a pulse having a negative voltage with respect to the reference voltage. That is, the bipolar short pulse becomes a pulse having a polarity opposite to that of the immediately preceding pulse.

図５は、短パルス発生部１０２で発生される正極性および負極性のパルスと、バンドパスフィルタ１０３において発生される正極性および負極性のインパルス信号を示す図である。
図５に示すように、正極性および負極性のインパルス信号は、類似の包絡線形状を有するが逆相の信号であり、具体的には、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域の中心周波数をf_cとすると、周波数f_cで振動する振動信号で、位相が1/2f_c（π）ずれている。 FIG. 5 is a diagram showing positive and negative pulses generated by the short pulse generator 102 and positive and negative impulse signals generated by the bandpass filter 103.
As shown in FIG. 5, the positive and negative impulse signals have similar envelope shapes but are out of phase. Specifically, the center frequency of the pass frequency band of the bandpass filter 103 is expressed as f. _{Assuming c} , the vibration signal oscillates at the frequency fc, and the phase is shifted by 1 / 2f _c (π).

このように、バイポーラ短パルスは、ユニポーラ短パルスに対して、高周波成分の位相が反転するだけであり、信号の包絡線が同じになる。図１の（Ａ）の検波器１２３は、受信信号の包絡線を検波する。したがって、図１の（Ａ）のインパルス無線通信装置の受信部は、ユニポーラ短パルスを受信する場合でも、バイポーラ短パルスを受信する場合でも同じ構成でよい。   In this way, the bipolar short pulse only inverts the phase of the high-frequency component with respect to the unipolar short pulse, and the signal envelope is the same. The detector 123 in FIG. 1A detects the envelope of the received signal. Therefore, the receiving unit of the impulse radio communication device of FIG. 1A may have the same configuration whether it receives a unipolar short pulse or a bipolar short pulse.

バイポーラ短パルスを利用すると、通信速度（１０Ｇｂｐｓ）の整数倍に等しい周波数でノッチ（凹部）が生じ、電力スペクトル密度が小さくなる。そのため、ユニポーラ短パルスを利用する場合に比べて、単位周波数当たりの信号強度の最大値を小さくでき、送信電力の確保が容易となり、長距離・高品質通信を行うのに有利となる。   When a bipolar short pulse is used, a notch (concave portion) is generated at a frequency equal to an integral multiple of the communication speed (10 Gbps), and the power spectral density is reduced. Therefore, the maximum value of the signal strength per unit frequency can be reduced as compared with the case where unipolar short pulses are used, and it is easy to secure transmission power, which is advantageous for long distance and high quality communication.

ユニポーラＲＺ方式およびバイポーラＲＺ式を含め、インパルス無線通信システムは、使用する周波数帯域幅あたりの伝送ビット数が小さい、つまり周波数利用効率が低いという問題がある。インパルス無線通信では、ＯＮ／ＯＦＦ変調を行うため、１０ＧＨｚの周波数帯域幅を使用する場合、せいぜい１０Ｇｂｐｓのデータ伝送しか行えない。無線通信システムが近接し、相互の干渉が問題になると共に、同じ周波数帯を利用して伝送速度を上げる要求が出た場合に、周波数利用効率の高い通信システムが求められる。   The impulse radio communication system including the unipolar RZ system and the bipolar RZ system has a problem that the number of transmission bits per frequency bandwidth to be used is small, that is, the frequency utilization efficiency is low. In impulse radio communication, since ON / OFF modulation is performed, when a frequency bandwidth of 10 GHz is used, only 10 Gbps data transmission can be performed. When wireless communication systems are close to each other and mutual interference becomes a problem, and there is a request to increase the transmission speed using the same frequency band, a communication system with high frequency utilization efficiency is required.

無線伝送装置の周波数利用効率を向上するためには、１シンボルに対し複数ビットの情報をのせる方法、いわゆる多値化が有効である。パルス伝送の場合は、パルスの出現位置を変えることにより情報を伝送するパルス位置変調（ＰＰＭ）が知られている。   In order to improve the frequency utilization efficiency of the wireless transmission device, a method of putting information of a plurality of bits on one symbol, so-called multi-leveling, is effective. In the case of pulse transmission, pulse position modulation (PPM) is known in which information is transmitted by changing the appearance position of a pulse.

インパルス無線通信システムで、パルス位置変調を行う場合、１周期内に１個のパルスを配置し、送信データに応じてパルスを配置する位置（位相）を変える。
以下に説明する実施形態では、高マージンで通信を行う、簡単な構成のパルス位置変調方式バイポーラ・インパルス無線通信システムが開示される。 When performing pulse position modulation in an impulse radio communication system, one pulse is arranged within one period, and the position (phase) at which the pulse is arranged is changed according to transmission data.
In the embodiments described below, a simple configuration pulse position modulation type bipolar impulse radio communication system that performs communication with a high margin is disclosed.

実施形態のパルス位置変調方式バイポーラ・インパルス無線通信システムは、図１の（Ａ）に示した通信システムと同様の構成を有し、バイポーラＲＺインパルスが送信されること、およびパルス位置変調が行われることが異なる。そのため、送信機の短パルス発生部１０２の構成が、これまで説明したものとは異なる。実施形態は、例えば、図２の（Ｂ）のf_cが８３．５ＧＨｚで、Ｂ＝５ＧＨｚ（８１−８６ＧＨｚ）で、送信クロックの周波数が５ＧＨｚで、多重度が２、すなわち２ビットデータに応じて位相を変化させることにより、１０Ｇｂｐｓのデータ通信速度を実現する。この場合、振動信号（ミリ波信号）の周期T_c=1/f_c=12psで、位相を変化させる位置は、−π(-6ps)、−π／２(-3ps)、０、π／２(+3ps)、π(+6ps)であることが望ましい。 The pulse position modulation type bipolar impulse radio communication system of the embodiment has the same configuration as the communication system shown in FIG. 1A, and transmits a bipolar RZ impulse and performs pulse position modulation. That is different. Therefore, the configuration of the short pulse generator 102 of the transmitter is different from that described so far. Embodiment, for example, in f _c is 83.5GHz in FIG. 2 (B), the at B = 5GHz (81-86GHz), the frequency of the transmission clock 5 GHz, multiplicity 2, i.e. according to the two-bit data By changing the phase, a data communication speed of 10 Gbps is realized. In this case, the vibration signal (millimeter wave signal) period T _c = 1 / f _c = 12 ps, and the position where the phase is changed is −π (−6 ps), −π / 2 (−3 ps), 0, π / 2 (+3 ps) and π (+6 ps) are desirable.

図６は、実施形態の無線通信システムの送信機の短パルス発生部１０２の構成例を示す図である。図６の（Ａ）は、短パルス発生部１０２の構成を、バンドパスフィルタ１０３に対応するパルス発生フィルタ５０６および送信増幅器１０４に対応するパルス（広帯域）増幅器５０７と共に示す。図６の（Ｂ）は、実施形態の無線通信システムの短パルス発生部１０２で使用される位置変調機能付きトリガフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）の構成を示す。   FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of the short pulse generation unit 102 of the transmitter of the wireless communication system according to the embodiment. FIG. 6A shows the configuration of the short pulse generation unit 102 together with a pulse generation filter 506 corresponding to the band pass filter 103 and a pulse (wideband) amplifier 507 corresponding to the transmission amplifier 104. FIG. 6B shows a configuration of a trigger flip-flop (T-FF) with a position modulation function used in the short pulse generator 102 of the wireless communication system of the embodiment.

実施形態の短パルス発生部１０２は、セレクタ７０１と、クロックバッファ５０２と、Ｔ−ＦＦ７０２と、エッジ整形（シェーピング）回路５０５と、を有する。クロックバッファ５０２、エッジ整形（シェーピング）回路５０５、さらにはパルス発生フィルタ５０６およびパルス（広帯域）増幅器５０７は、図３で説明したものと同じものであればよく、説明は省略する。   The short pulse generation unit 102 according to the embodiment includes a selector 701, a clock buffer 502, a T-FF 702, and an edge shaping (shaping) circuit 505. The clock buffer 502, the edge shaping (shaping) circuit 505, the pulse generation filter 506, and the pulse (broadband) amplifier 507 may be the same as those described with reference to FIG.

セレクタ７０１は、シリアル送信データＤａｔａの２ビットのごとのデータパターンおよび通信クロックＣｌｏｃｋの２分周信号に応じて、５つの選択信号ｐ，ｑ，ｒ，ｓ，ｔの１つを選択的にオン（Ｈｉｇｈ）に、残りをオフ（Ｌｏｗ）する。ここでは、通信クロックＣｌｏｃｋの２分周信号として、Ｔ−ＦＦ７０２内で生成される信号Ｍを使用する。   The selector 701 selectively turns on one of the five selection signals p, q, r, s, and t in accordance with the data pattern of every 2 bits of the serial transmission data Data and the divided signal of the communication clock Clock. The remaining is turned off (Low). Here, the signal M generated in the T-FF 702 is used as the half-frequency signal of the communication clock Clock.

Ｔ−ＦＦ７０２は、図６の（Ｂ）に示すような回路構成を有し、通信クロックｃｌｏｃｋを２分周した分周信号を出力する。分周信号の変化エッジは、選択信号ｐ，ｑ，ｒ，ｓ，ｔに応じて位相がπ／２(3ps)ずつ変化する。   The T-FF 702 has a circuit configuration as shown in FIG. 6B, and outputs a divided signal obtained by dividing the communication clock clock by two. The change edge of the frequency-divided signal changes in phase by π / 2 (3 ps) according to the selection signals p, q, r, s, and t.

Ｔ−ＦＦ７０２は、インバータ７１２および７１３を入力と出力を相互に接続したマスターラッチと、インバータ７１５と７１６を含むスレーブラッチと、スレーブラッチの出力のフィードバック経路に設けられたインバータ７１７と、を有する。Ｔ−ＦＦ７０２は、さらにトランスファーゲート７１１および７１４と、を有する。トランスファーゲート７１１は、スレーブラッチの出力を、インバータ７１７を介してマスターラッチにフィードバックする経路に、トランスファーゲート７１４はマスターラッチの出力とスレーブラッチの入力の間に、それぞれ設けられる。トランスファーゲート７１１はクロック信号Ｃｌｏｃｋにより、トランスファーゲート７１４はクロック信号Ｃｌｏｃｋの反転信号／Ｃｌｏｃｋにより、それぞれ導通状態が制御される。   The T-FF 702 includes a master latch in which the inputs and outputs of the inverters 712 and 713 are connected to each other, a slave latch including the inverters 715 and 716, and an inverter 717 provided in the feedback path of the output of the slave latch. The T-FF 702 further includes transfer gates 711 and 714. The transfer gate 711 is provided in a path for feeding back the output of the slave latch to the master latch via the inverter 717, and the transfer gate 714 is provided between the output of the master latch and the input of the slave latch. The transfer gate 711 is controlled to be conductive by the clock signal Clock, and the transfer gate 714 is controlled by the inverted signal / Clock of the clock signal Clock.

Ｔ−ＦＦ７０２は、さらに、スレーブラッチにおいて、インバータ７１５の出力とインバータ７１６の入力（位置変調機能付きＴ−ＦＦ７０２の出力ノード）との間に接続された可変遅延部７２０を有する。可変遅延部７２０は、インバータ７１５の出力とインバータ７１６の入力間に並列に接続された５つの信号経路を有する。第１信号経路は、トランスファーゲート７２１のみを有し、トランスファーゲート７２１のゲートには選択信号ｐが印加される。第２信号経路は、直列に接続したトランスファーゲート７２２、バッファ７２３およびトランスファーゲート７２４を有し、トランスファーゲート７２２および７２４のゲートには選択信号ｑが印加される。第３信号経路は、直列に接続したトランスファーゲート７２５、２個のバッファを接続したバッファ列７２６およびトランスファーゲート７２７を有し、トランスファーゲート７２５および７２７のゲートには選択信号ｒが印加される。第４信号経路は、直列に接続したトランスファーゲート７２８、３個のバッファを接続したバッファ列７２９およびトランスファーゲート７３０を有し、トランスファーゲート７２８および７２９のゲートには選択信号ｓが印加される。第５信号経路は、直列に接続したトランスファーゲート７３１、４個のバッファを接続したバッファ列７３２およびトランスファーゲート７３３を有し、トランスファーゲート７３１および７３３のゲートには選択信号ｔが印加される。バッファ７２３、バッファ列７２６、７２９、７３２は、接続されるバッファゲートの個数が異なり、この順に遅延量が増加する。したがって、第１から第５信号経路はこの順に遅延量が増加し、隣接する信号経路の遅延量の差は、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域の中心周波数をf_c、その周期T=1/f_cとすると、T/4（π／２=3ps）である。 The T-FF 702 further includes a variable delay unit 720 connected between the output of the inverter 715 and the input of the inverter 716 (the output node of the T-FF 702 with a position modulation function) in the slave latch. The variable delay unit 720 has five signal paths connected in parallel between the output of the inverter 715 and the input of the inverter 716. The first signal path has only the transfer gate 721, and the selection signal p is applied to the gate of the transfer gate 721. The second signal path includes a transfer gate 722, a buffer 723, and a transfer gate 724 connected in series, and a selection signal q is applied to the gates of the transfer gates 722 and 724. The third signal path includes a transfer gate 725 connected in series, a buffer row 726 connecting two buffers, and a transfer gate 727, and a selection signal r is applied to the gates of the transfer gates 725 and 727. The fourth signal path includes a transfer gate 728 connected in series, a buffer row 729 connecting three buffers, and a transfer gate 730, and a selection signal s is applied to the gates of the transfer gates 728 and 729. The fifth signal path has a transfer gate 731 connected in series, a buffer row 732 connecting four buffers, and a transfer gate 733, and a selection signal t is applied to the gates of the transfer gates 731 and 733. The buffer 723 and the buffer rows 726, 729, and 732 differ in the number of connected buffer gates, and the delay amount increases in this order. Therefore, the delay amount of the first to fifth signal paths increases in this order, and the difference in the delay amount of the adjacent signal paths is that the center frequency of the pass frequency band of the bandpass filter 103 is f _c , and its period T = 1 / Assuming f _c , it is T / 4 (π / 2 = 3 ps).

可変遅延部７２０では、セレクタ７０２の選択信号ｐに対応して第１信号経路が選択され、ｑに対応して第２信号経路が選択され、ｒに対応して第３信号経路が選択され、ｓに対応して第４信号経路が選択され、ｔに対応して第５信号経路が選択される。   In the variable delay unit 720, the first signal path is selected corresponding to the selection signal p of the selector 702, the second signal path is selected corresponding to q, the third signal path is selected corresponding to r, The fourth signal path is selected corresponding to s, and the fifth signal path is selected corresponding to t.

図７は、セレクタ７０１の回路図である。
セレクタ７０１は、シリアル・パラレル変換回路７４０と、８個のＡＮＤゲート７５１−７５８と、３個のＯＲゲート７５９−７６１と、を有する。シリアル・パラレル変換回路７４０は、シリアル信号である送信データＤの２ビット分をパラレルデータに変換する。ＡＮＤゲート７５１−７５８およびＯＲゲート７５９−７６１は、Ｔ−ＦＦ７０２のマスタラッチの出力Ｍおよびシリアル・パラレル変換回路７４０の２ビットデータに応じて、選択信号ｐ−ｔのいずれかをＨｉｇｈに、残りをＬｏｗにする。 FIG. 7 is a circuit diagram of the selector 701.
The selector 701 includes a serial / parallel conversion circuit 740, eight AND gates 751-758, and three OR gates 759-761. The serial / parallel conversion circuit 740 converts two bits of transmission data D, which is a serial signal, into parallel data. The AND gates 751 to 758 and the OR gates 759 to 761 select one of the selection signals pt as High and the rest according to the output M of the master latch of the T-FF 702 and the 2-bit data of the serial / parallel conversion circuit 740. Set to Low.

図８は、送信データＤの２ビットデータおよび出力Ｍに応じた選択信号ｐ、ｑ、ｒ、ｓ、ｔおよびパルス発生フィルタ５０６（バンドパスフィルタ５０６）により生成されるインパルス信号を示す図であり、（Ａ）がＭ＝１の場合、（Ｂ）がＭ＝０の場合を示す。さらに、図８の（Ｃ）は、２ビットデータの各値に対する位相関係を示す。ここでは、Ｍ＝１の場合に、正極性パルスが、Ｍ＝０の場合に負極性パルスが出力され、選択信号ｒがＨｉｇｈで、第３の信号経路が選択される場合を基準（遅れ０）とする。   FIG. 8 is a diagram showing selection signals p, q, r, s, t corresponding to 2-bit data of transmission data D and output M, and an impulse signal generated by pulse generation filter 506 (bandpass filter 506). , (A) shows a case where M = 1, and (B) shows a case where M = 0. Further, (C) of FIG. 8 shows the phase relationship for each value of 2-bit data. Here, when M = 1, a positive pulse is output, and when M = 0, a negative pulse is output, the selection signal r is High, and the third signal path is selected as a reference (delay 0). ).

Ｍ＝１の場合、２ビットデータが（０，０）の時に選択信号ｒがＨｉｇｈで基準となり、（０，１）の時に選択信号ｑがＨｉｇｈで遅延は-T_c/4（−π／２）、すなわちT_c/4（π／２）の進みになる。さらに、（１，０）の時に選択信号ｓがＨｉｇｈで遅延はT_c/4（π／２）になり、（１，１）の時に選択信号ｔがＨｉｇｈで遅延はT_c/2（π）になる。図８の（Ａ）では、右上に基準の場合のインパルス信号の波形を示し、他の３つでは基準の波形を点線で示している。 When M = 1, when the 2-bit data is (0, 0), the selection signal r is High and the reference, and when (0, 1), the selection signal q is High and the delay is −T _c / 4 (−π / 2), that is, _Tc / 4 (π / 2). Further, when (1, 0), the selection signal s is High and the delay is T _c / 4 (π / 2), and when (1, 1), the selection signal t is High and the delay is T _c / 2 (π )become. In FIG. 8A, the waveform of the impulse signal in the case of the reference is shown in the upper right, and the reference waveform is shown by a dotted line in the other three.

Ｍ＝０の場合、（０，０）の時に選択信号ｐがＨｉｇｈで遅延は-T_c/2（−π）、すなわちT_c/2（π）の進みになり、（０，１）の時に選択信号ｓがＨｉｇｈで遅延はT_c/4（π／２）になる。さらに、（１，０）の時に選択信号ｑがＨｉｇｈで遅延は-T_c/4（−π／２）、すなわちT_c/4（π／２）の進みになり、（１，１）の時に選択信号ｒがＨｉｇｈで基準となる。図８の（Ｂ）では、左下に基準の場合のインパルス信号の波形を示し、他の３つでは基準の波形を点線で示している。 When M = 0, the selection signal p is high when (0,0) and the delay is -T _c / 2 (−π), that is, T _c / 2 (π), and (0,1) Sometimes the selection signal s is high and the delay is T _c / 4 (π / 2). Furthermore, it becomes advances the delay selection signal q is High when the (1,0) _{-T c / 4 (-π / 2} ), i.e. _{T c / 4 (π / 2} ), (1,1) Sometimes the selection signal r is High and becomes the reference. In FIG. 8B, the waveform of the impulse signal in the case of the reference is shown in the lower left, and the reference waveform is shown by a dotted line in the other three.

Ｍ＝１の場合、（０，０）で位相ゼロ、（０，１）で−π／２（＝＋３π／２）、（１，０）で＋π／２、（１，１）で＋πである。Ｍ＝０の場合、（０，０）で−π、（０，１）で＋π／２、（１，０）で−π／２（＝＋３π／２）、（１，１）で位相ゼロである。したがって、Ｍ＝１とＭ＝０は、１８０度シフトした関係である。その位相関係を図示すると図８の（Ｃ）のようになる。   When M = 1, phase is zero at (0,0), -π / 2 (= + 3π / 2) at (0,1), + π / 2 at (1,0), + π at (1,1) is there. When M = 0, -0 at (0,0), + π / 2 at (0,1), -π / 2 (= + 3π / 2) at (1,0), phase zero at (1,1) It is. Therefore, M = 1 and M = 0 are in a relationship shifted by 180 degrees. The phase relationship is illustrated as shown in FIG.

図８の（Ｃ）は、搬送波方式による４位相偏移変調（ＱＰＳＫ:Quadrature Phase Shift Keying）と類似の関係を示しており、受信側で公知の４位相偏移変調の復調技術を使用したコヒーレント検波による直交復調が可能となり、受信感度を高くできる。   (C) in FIG. 8 shows a relationship similar to the quadrature phase shift keying (QPSK) based on the carrier wave system, and coherent using a known demodulation technique of four phase shift keying on the receiving side. Quadrature demodulation by detection becomes possible, and reception sensitivity can be increased.

図９および図１０は、実施形態における短パルス発生部１０２の動作例を説明するためのタイムチャートである。
図９および図１０に示すように、Ｔ−ＦＦ７０２の出力信号Ｃは、クロック信号Ｃｌｏｃｋの１周期ごとに変化する。出力信号Ｃの変化エッジのクロック信号Ｃｌｏｃｋの立ち下りエッジからの時間が、送信データＤａｔａの２ビットパターン値およびＭの値に応じて異なる。 9 and 10 are time charts for explaining an operation example of the short pulse generation unit 102 in the embodiment.
As shown in FIGS. 9 and 10, the output signal C of the T-FF 702 changes every cycle of the clock signal Clock. The time from the falling edge of the clock signal Clock at the changing edge of the output signal C differs depending on the 2-bit pattern value and M value of the transmission data Data.

図９に示すように、Ｍ＝１で、２ビットデータが（０，０）の時、選択信号ｒがＨｉｇｈで、第３信号経路が選択され、遅延は基準（０）となり、出力信号ＣはＣｌｏｃｋの立ち下りエッジで変化する。実際には、Ｃｌｏｃｋの立ち下りエッジから第３信号経路の遅延以上の時間経過後に、出力信号Ｃが変化するが、図９および図１０では、理解を容易にするために、基準（０）の時に、出力信号ＣがＣｌｏｃｋの立ち下りエッジで変化するように示している。   As shown in FIG. 9, when M = 1 and 2-bit data is (0, 0), the selection signal r is High, the third signal path is selected, the delay becomes the reference (0), and the output signal C Changes at the falling edge of Clock. Actually, the output signal C changes after a lapse of time longer than the delay of the third signal path from the falling edge of the clock. In FIG. 9 and FIG. Sometimes, the output signal C is shown to change at the falling edge of Clock.

Ｍ＝０で、２ビットデータが（０，０）の時、選択信号ｐがＨｉｇｈで、第１信号経路が選択され、出力信号Ｃは基準に比べてπ進んだ（π前の）位相で変化する。Ｍ＝１で、２ビットデータが（１，１）の時、選択信号ｔがＨｉｇｈで、第５信号経路が選択され、出力信号Ｃは基準に比べてπ遅れた（π後の）位相で変化する。Ｍ＝０で、２ビットデータが（１，１）の時、選択信号ｒがＨｉｇｈで、第３信号経路が選択され、出力信号Ｃは基準（遅延無し）位相で変化する。   When M = 0 and the 2-bit data is (0, 0), the selection signal p is High, the first signal path is selected, and the output signal C has a phase that is advanced by π (pi) before the reference. Change. When M = 1 and the 2-bit data is (1, 1), the selection signal t is High, the fifth signal path is selected, and the output signal C has a phase delayed by π (after π) compared to the reference. Change. When M = 0 and the 2-bit data is (1, 1), the selection signal r is High, the third signal path is selected, and the output signal C changes with the reference (no delay) phase.

図１０に示すように、Ｍ＝１で、２ビットデータが（１，０）の時、選択信号ｓがＨｉｇｈで、第４信号経路が選択され、出力信号Ｃは基準に比べてπ／２遅れた位相で変化する。Ｍ＝０で、２ビットデータが（１，０）の時、選択信号ｑがＨｉｇｈで、第２信号経路が選択され、出力信号Ｃは基準に比べてπ／２進んだ位相で変化する。Ｍ＝１で、２ビットデータが（０，１）の時、選択信号ｑがＨｉｇｈで、第２信号経路が選択され、出力信号Ｃは基準に比べてπ／２進んだ位相で変化する。Ｍ＝０で、２ビットデータが（０，１）の時、選択信号ｓがＨｉｇｈで、第４信号経路が選択され、出力信号Ｃは基準に比べてπ／２遅れた位相で変化する。   As shown in FIG. 10, when M = 1 and 2-bit data is (1, 0), the selection signal s is High, the fourth signal path is selected, and the output signal C is π / 2 compared to the reference. It changes with a delayed phase. When M = 0 and the 2-bit data is (1, 0), the selection signal q is High, the second signal path is selected, and the output signal C changes with a phase advanced by π / 2 with respect to the reference. When M = 1 and the 2-bit data is (0, 1), the selection signal q is High, the second signal path is selected, and the output signal C changes with a phase advanced by π / 2 with respect to the reference. When M = 0 and the 2-bit data is (0, 1), the selection signal s is High, the fourth signal path is selected, and the output signal C changes with a phase delayed by π / 2 with respect to the reference.

図１１は、実施形態での送信機における、通信クロックＣｌｏｃｋ、信号Ｍ、出力データＤａｔａ、選択信号ｐ、ｑ、ｒ、ｓ、ｔ、出力信号Ｃ、パルス発生フィルタ５０６の出力Ｄ、およびインパルス信号の変化例を示すタイムチャートである。
図１１に示すように、データの２ビットパターンおよび信号Ｍの値に応じて選択信号のいずれかがＨｉｇｈになり、それに応じて信号Ｃの変化エッジがシフトし、シフトしたＣの変化エッジで、Ｃの変化方向に応じて正極性または負極性のインパルスが発生する。前述のように、図１１のようなインパルス信号が出力されるので、受信側ではコヒーレント検波が行える。 FIG. 11 illustrates a communication clock Clock, a signal M, output data Data, selection signals p, q, r, s, and t, an output signal C, an output D of the pulse generation filter 506, and an impulse signal in the transmitter according to the embodiment. It is a time chart which shows the example of a change.
As shown in FIG. 11, one of the selection signals becomes High according to the 2-bit pattern of data and the value of the signal M, the change edge of the signal C is shifted accordingly, and the change edge of the shifted C is Depending on the changing direction of C, a positive or negative impulse is generated. As described above, since the impulse signal as shown in FIG. 11 is output, coherent detection can be performed on the reception side.

次に、受信機について説明する。
図１２は、実施形態の通信システムの受信機の構成を示す図である。
前述のように、受信機は、受信アンテナ１２１と、受信増幅器１２２と、検波器１２３と、リミットアンプ１２４と、ベースバンド信号再生器１２５と、を有する。受信増幅器１２２は、例えば低雑音アンプで実現される。 Next, the receiver will be described.
FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration of a receiver of the communication system according to the embodiment.
As described above, the receiver includes the reception antenna 121, the reception amplifier 122, the detector 123, the limit amplifier 124, and the baseband signal regenerator 125. The reception amplifier 122 is realized by, for example, a low noise amplifier.

検波器１２３は、ＰＬＬ回路８０１と、ローカル（ＬＯ）発振器８０２と、第１ミキサ８０３Ａと、第２ミキサ８０３Ｂと、π／２移相器８０４と、を有する。ＰＬＬ回路８０１は、受信信号からインパルス信号に含まれる振動信号に対応した周波数の発振信号を再生する。ローカル発振器８０２は、ＰＬＬ回路８０１からの信号に応じて常時発振し、送信機のバンドパスフィルタ１０３の通過帯域の中心周波数、すなわち８３．５ＧＨｚのローカル発振信号を連続して生成する。   The detector 123 includes a PLL circuit 801, a local (LO) oscillator 802, a first mixer 803A, a second mixer 803B, and a π / 2 phase shifter 804. The PLL circuit 801 reproduces an oscillation signal having a frequency corresponding to the vibration signal included in the impulse signal from the reception signal. The local oscillator 802 constantly oscillates in accordance with the signal from the PLL circuit 801, and continuously generates a center oscillation frequency of the pass band of the band-pass filter 103 of the transmitter, that is, a local oscillation signal of 83.5 GHz.

第１ミキサ８０３Ａは、受信増幅器１２２の出力信号にローカル発振信号をミキシングして検波を行う。第２ミキサ８０３Ｂは、受信増幅器１２２の出力信号に、ローカル発振信号をπ／２位相をシフトした信号をミキシングして検波を行う。これにより中間周波数（ＩＦ）信号が得られる。   The first mixer 803A performs detection by mixing the local oscillation signal with the output signal of the reception amplifier 122. The second mixer 803B performs detection by mixing the output signal of the reception amplifier 122 with a signal obtained by shifting the phase of the local oscillation signal by π / 2. This provides an intermediate frequency (IF) signal.

リミットアンプ１２４は、第１ミキサ８０３Ａの出力を増幅する第１アンプ１２４Ａと、第２ミキサ８０３Ｂの出力を増幅する第２アンプ１２４Ｂと、を有する。上記のように、第１ミキサ８０３Ａと第２ミキサ８０３Ｂでミキシングするローカル発振信号はπ／２(=3ps)位相がずれており、第１アンプ１２４ＡからＩＦ信号（Ｑ）が、第２アンプ１２４ＢからＩＦ信号（Ｉ）が、得られる。   The limit amplifier 124 includes a first amplifier 124A that amplifies the output of the first mixer 803A, and a second amplifier 124B that amplifies the output of the second mixer 803B. As described above, the local oscillation signals mixed by the first mixer 803A and the second mixer 803B are out of phase by π / 2 (= 3 ps), and the IF signal (Q) is shifted from the first amplifier 124A to the second amplifier 124B. IF signal (I) is obtained.

ベースバンド信号再生器１２５は、ＡＤＣ８５１と、移相検出部８５２と、データ再生部８５３と、を有する。ＡＤＣ８５１は、ＩＦ信号（Ｑ）およびＩＦ信号（Ｉ）をデジタルデータに変換する。位相検出部８５２は、ＩＦ信号（Ｑ）およびＩＦ信号（Ｉ）のデジタルデータから、受信したインパルス信号の位相を検出する。データ再生部８５３は、検出した位相および受信したクロックの位相からデータを再生する。   The baseband signal regenerator 125 includes an ADC 851, a phase shift detection unit 852, and a data reproduction unit 853. The ADC 851 converts the IF signal (Q) and the IF signal (I) into digital data. The phase detector 852 detects the phase of the received impulse signal from the digital data of the IF signal (Q) and the IF signal (I). The data reproducing unit 853 reproduces data from the detected phase and the received clock phase.

図１３は、受信機の各部における信号の例を示すタイムチャートである。
図示のように、通信クロックＣｌｏｃｋの１周期ごとに２ビットのデータが受信され、Ｃｌｏｃｋを２分周した分周クロックの位相（０〜π、またはπ〜２π（０））および２ビットデータに応じて、インパルス信号（ミリ波パルス）の位相が異なる。これにπ／２位相が異なるローカル（ＬＯ）信号（Ｑ）およびローカル（ＬＯ）信号（Ｑ）をミキシングすると、ＩＦ信号（Ｑ）およびＩＦ信号（Ｉ）が得られる。ＩＦ信号（Ｑ）およびＩＦ信号（Ｉ）の正負の組み合わせに応じて受信データを決定することができる。 FIG. 13 is a time chart illustrating an example of signals in each unit of the receiver.
As shown in the figure, 2-bit data is received for each cycle of the communication clock Clock, and the divided clock phase (0 to π, or π to 2π (0)) obtained by dividing the Clock by 2 is converted into 2-bit data. Accordingly, the phase of the impulse signal (millimeter wave pulse) is different. When the local (LO) signal (Q) and the local (LO) signal (Q) having different π / 2 phases are mixed with each other, an IF signal (Q) and an IF signal (I) are obtained. The received data can be determined according to the positive / negative combination of the IF signal (Q) and the IF signal (I).

実施形態における受信機の構成および動作は、搬送波方式によるＱＰＳＫの通信システムのものと同様であり、これ以上の説明は省略する。   The configuration and operation of the receiver in the embodiment are the same as those of the QPSK communication system using the carrier wave system, and further description is omitted.

図１２に示した受信機の例では、送信機のバンドパスフィルタ１０３の通過帯域の中心周波数のローカル発振信号を連続して生成するローカル発振器８０２を使用した。しかし、短パルス発生器およびバンドパスフィルタを利用して、パルス状の検波信号を発生して検波する変形例も可能である。次にこの変形例について説明する。   In the example of the receiver shown in FIG. 12, a local oscillator 802 that continuously generates a local oscillation signal having a center frequency in the pass band of the band-pass filter 103 of the transmitter is used. However, a modification in which a pulsed detection signal is generated and detected using a short pulse generator and a bandpass filter is also possible. Next, this modification will be described.

図１４は、実施形態の通信システムの受信機の変形例の構成を示す図である。
この変形例は、ＰＬＬ回路８０１およびローカル発振器８０２の代わりに、短パルス発生器８１１およびバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）８１２を使用することが異なり、他は図１２と同じである。 FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration of a modification of the receiver of the communication system according to the embodiment.
This modification is the same as FIG. 12 except that a short pulse generator 811 and a band pass filter (BPF) 812 are used instead of the PLL circuit 801 and the local oscillator 802.

短パルス発生器８１１は、通信クロックＣｌｏｃｋを多重度（ここでは２）で除した周波数信号（ここでは２分周信号）の半周期毎に短パルス信号を発生する。ＢＰＦ８１２は、送信機のバンドパスフィルタ１０３と同様の通過特性を有し、振動信号と同じ周波数の発振信号で、その包絡線が短パルス信号に対応するパルス信号を生成する。   The short pulse generator 811 generates a short pulse signal every half cycle of a frequency signal (here, a divide-by-2 signal) obtained by dividing the communication clock Clock by the multiplicity (here, 2). The BPF 812 has a pass characteristic similar to that of the band-pass filter 103 of the transmitter, generates an oscillating signal having the same frequency as the vibration signal, and generates a pulse signal whose envelope corresponds to the short pulse signal.

第１ミキサ８１３Ａは、受信増幅器１２２の出力信号に、ＢＰＦ８１２の出力するパルス信号をミキシングして検波を行う。第２ミキサ８１３Ｂは、受信増幅器１２２の出力信号に、ＢＰＦ８１２の出力するパルス信号をπ／２位相をシフトした信号をミキシングして検波を行う。これにより中間周波数（ＩＦ）信号が得られる。以下同様である。   The first mixer 813A performs detection by mixing the output signal of the reception amplifier 122 with the pulse signal output from the BPF 812. The second mixer 813B performs detection by mixing the output signal of the reception amplifier 122 with a signal obtained by shifting the pulse signal output from the BPF 812 by a π / 2 phase. This provides an intermediate frequency (IF) signal. The same applies hereinafter.

図１５は、変形例の受信機の各部における信号の例を示すタイムチャートである。
図１３に示すように、図１２の受信機では、受信増幅器１２２の出力信号にミキシングする信号が連続発振（ＣＷ）信号であった。これに対して、図１５に示すように、変形例では包絡線が短パルス信号に対応するインパルス信号であることが異なるが、検波は同様に行える。 FIG. 15 is a time chart illustrating an example of signals in each unit of the receiver according to the modification.
As shown in FIG. 13, in the receiver of FIG. 12, the signal to be mixed with the output signal of the receiving amplifier 122 is a continuous oscillation (CW) signal. On the other hand, as shown in FIG. 15, in the modification, the envelope is an impulse signal corresponding to the short pulse signal, but the detection can be performed in the same manner.

以上説明したように、実施形態の送信機は、送信クロックの１周期に１個のパルスを、２ビットの送信データおよび分周クロックの位相に応じて位置を変えて出力する。これに応じて、図９および図１０に示すように、正極パルスおよび負極パルス（インパルス信号）が、送信データの値に応じた位置に出現する。   As described above, the transmitter of the embodiment outputs one pulse in one cycle of the transmission clock while changing the position according to the transmission data of 2 bits and the phase of the divided clock. Accordingly, as shown in FIGS. 9 and 10, the positive pulse and the negative pulse (impulse signal) appear at positions corresponding to the value of the transmission data.

上記のように、正極パルスおよび負極パルスは、送信データに応じて、クロック信号Ｃｌｏｃｋの立ち下りエッジから次の立ち上りエッジの間の異なる位置（位相）に配置される。信号Ｄの正極パルスおよび負極パルスの位置の差は、受信機側での識別を容易にする上で、できるだけ広いことが望ましい。そのため、クロック信号Ｃｌｏｃｋは、Ｈｉｇｈの期間が短く、Ｌｏｗの期間が長い、言い換えればデューティが小さいことが望ましい。これにより、位置変調を行うに必要な時間が広がって、近接する状態間のマージンがとれると共に更なる多値化が可能になる。   As described above, the positive pulse and the negative pulse are arranged at different positions (phases) between the falling edge of the clock signal Clock and the next rising edge according to transmission data. The difference between the positive and negative pulse positions of the signal D is preferably as wide as possible in order to facilitate identification on the receiver side. Therefore, it is desirable that the clock signal Clock has a short High period and a long Low period, in other words, a small duty. As a result, the time required for performing the position modulation is widened, a margin between adjacent states can be taken, and further multi-value can be achieved.

なお、以上の説明では、Ｔ−ＦＦ７０２の出力信号Ｃは、クロック信号Ｃｌｏｃｋの立ち下りエッジに対応して変化する例を示した。しかし、トランスファーゲート７１１および７１４のゲートに入力するクロック信号Ｃｌｏｃｋを反転すれば、Ｔ−ＦＦ７０４の出力信号Ｃは、クロック信号Ｃｌｏｃｋの立ち上りエッジに対応して変化する。この場合、クロック信号Ｃｌｏｃｋは、Ｈｉｇｈの期間が長く短く、Ｌｏｗの期間が短い長い、言い換えればデューティが大きいことが望ましい。   In the above description, an example in which the output signal C of the T-FF 702 changes corresponding to the falling edge of the clock signal Clock is shown. However, if the clock signal Clock input to the gates of the transfer gates 711 and 714 is inverted, the output signal C of the T-FF 704 changes corresponding to the rising edge of the clock signal Clock. In this case, it is desirable that the clock signal Clock has a long and short high period and a low and short period, in other words, a large duty.

以上、実施形態のバイポーラ・インパルス無線通信システムについて説明したが、各種の変形例があり得るのは言うまでもない。以下、バイポーラ・インパルス無線送信機のＴ−ＦＦ７０４の変形例について説明する。   Although the bipolar impulse radio communication system of the embodiment has been described above, it goes without saying that various modifications can be made. Hereinafter, a modified example of the T-FF 704 of the bipolar impulse radio transmitter will be described.

図１６は、遅延線路で実現した可変遅延部７４０を示す図である。
図１６の可変遅延部７４０は、図６に示した可変遅延部７２０のバッファ７２３およびバッファ列７２６、７２９および７３２を、遅延線路７４１−７４４で置き換えた構成を有する。遅延線路７４１−７４４は、信号の遅延量が異なる。遅延線路７４１−７４４は、抵抗、コイル（インダクタ）、容量、トランジスタなどを組み合わせた公知の遅延線路（ディレイライン）で実現される。 FIG. 16 is a diagram illustrating a variable delay unit 740 realized by a delay line.
16 has a configuration in which the buffer 723 and the buffer rows 726, 729, and 732 of the variable delay unit 720 illustrated in FIG. 6 are replaced with delay lines 741-744. The delay lines 741-744 have different signal delay amounts. The delay lines 741-744 are realized by known delay lines (delay lines) in which resistors, coils (inductors), capacitors, transistors, and the like are combined.

図１７は、負荷容量を切り換えることにより実現した可変遅延部７５０を示す図である。
図１７の可変遅延部７５０は、スレーブラッチのインバータ７１５の出力（信号Ｃの出力ノード）と基準電源（ＧＮＤ）との間に接続され、接続するか否かが選択可能な複数の負荷容量を有する。複数の負荷容量は、複数のゲート７５１−７５５と複数の異なる容量値の容量ＣＬ０−ＣＬ４とをそれぞれ直列に接続することにより実現される。ゲート７５１−７５５を形成するトランジスタのゲートは、選択信号ｐ，ｑ，ｒ，ｓ，ｔにより導通が制御される。小さな容量値の容量が接続されるゲートを導通した場合には遅延量は小さいが、大きな容量値の容量が接続されるゲートを導通した場合には遅延量は大きくなる。 FIG. 17 is a diagram illustrating the variable delay unit 750 realized by switching the load capacity.
The variable delay unit 750 in FIG. 17 is connected between the output of the inverter 715 of the slave latch (the output node of the signal C) and the reference power supply (GND), and has a plurality of load capacitances that can be selected to connect or not. Have. The plurality of load capacitors are realized by connecting a plurality of gates 751 to 755 and a plurality of capacitors CL0 to CL4 having different capacitance values in series. The conduction of the gates of the transistors forming the gates 751 to 755 is controlled by selection signals p, q, r, s, and t. The delay amount is small when a gate connected to a capacitor having a small capacitance value is conducted, but the delay amount is large when a gate connected to a capacitor having a large capacitance value is conducted.

図１８は、可変容量により実現した可変遅延部７６０を示す図である。
図１８の可変遅延部７６０は、スレーブラッチのインバータ７１５の出力とＧＮＤとの間に接続された可変容量ＣＬと、送信データから可変容量ＣＬの容量値を設定するアナログ信号を発生するＤ／Ａ変換器７６１と、を有する。
図１９は、選択信号送信データｐ，ｑ，ｒ，ｓ，ｔをＤ／Ａ変換器７６１に供給した場合の可変容量ＣＬの容量値の変化例を示す図である。
可変容量ＣＬの容量値を小さな値に設定した場合には遅延量は小さいが、大きな容量値に設定した場合には遅延量は大きくなる。 FIG. 18 is a diagram illustrating a variable delay unit 760 realized by a variable capacitor.
The variable delay unit 760 in FIG. 18 generates a variable capacitor CL connected between the output of the inverter 715 of the slave latch and GND, and an analog signal that sets the capacitance value of the variable capacitor CL from transmission data. And a converter 761.
FIG. 19 is a diagram illustrating an example of a change in the capacitance value of the variable capacitor CL when the selection signal transmission data p, q, r, s, and t are supplied to the D / A converter 761.
When the capacitance value of the variable capacitor CL is set to a small value, the delay amount is small, but when the capacitance value is set to a large capacitance value, the delay amount is large.

以上説明した実施形態のバイポーラＲＺ式インパルス無線通信システムによれば、周波数利用効率を高めることができる。また、パルス出現時間がランダムに変動するため、線スペクトルの抑圧にも効果がある。さらに、コンスタレーションを一般的な搬送波方式のＱＰＳＫやＦＳＫと同様の位置に形成することができるため、受信部においてコヒーレント検波による直交復調が可能となり、受信感度を高めることができる。   According to the bipolar RZ impulse radio communication system of the embodiment described above, frequency utilization efficiency can be increased. In addition, since the pulse appearance time varies randomly, it is effective in suppressing the line spectrum. Furthermore, since the constellation can be formed at the same position as that of a general carrier wave system QPSK or FSK, quadrature demodulation by coherent detection can be performed in the receiver, and reception sensitivity can be increased.

以上説明した無線通信システムの構成は、７０ＧＨｚ以上の超高周波数帯を使用して、１０Ｇｂｐｓ程度の大容量を伝送する通信装置に好適である。実施形態の無線通信システムは、輝線スペクトルによるスプリアスの影響を排し、かつ、受信部にてコヒーレント検波による直交復調を可能とし受信感度が高くなる。   The configuration of the wireless communication system described above is suitable for a communication apparatus that transmits a large capacity of about 10 Gbps using an ultrahigh frequency band of 70 GHz or higher. The wireless communication system of the embodiment eliminates the influence of spurious due to the bright line spectrum, and enables orthogonal demodulation by coherent detection at the receiving unit, resulting in high reception sensitivity.

以上の実施形態に関し、更に以下の付記を開示する。
［付記１］
極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信する送信機と、
前記バイポーラ・インパルス信号を受信する受信機と、を備え、
前記送信機は、多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを前記多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて、前記バイポーラ・インパルス信号の位相を変化させる、ことを特徴とするバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記２］
前記送信機は、
バイポーラ・インパルスリターンゼロ型短パルス発生器と、
前記振動信号を通過させる周波数帯域を有し、前記バイポーラ・インパルスリターンゼロ型短パルス発生器の出力を通過するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタを通過した前記振動信号を増幅する送信増幅器と、
送信アンテナと、を有し、
前記バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器は、
送信データを前記多重度に応じたビットパターンに変換する変換回路と、
前記ビットパターンおよび前記分周クロックの位相データから選択信号を生成するセレクタと、
前記選択信号に応じて変化エッジの位相が変化する可変パルスを、前記分周クロックの半周期ごとに出力する位置変調機能付きトリガーフリップフロップと、を有し、
前記バンドパスフィルタは、前記可変パルスの変化エッジの変化方向に応じて正極の前記振動信号または負極の前記振動信号からなる前記バイポーラ・インパルス信号を生成する、ことを特徴とする付記１に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記３］
前記バイポーラ・インパルス信号の位相は、前記振動信号の周期のπ／２ずつ異なる、ことを特徴とする付記２に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記４］
前記バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器は、
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップの出力信号の変化エッジを急峻にするエッジ整形回路と、
前記エッジ整形回路の出力を増幅するパルス増幅器と、を有する、ことを特徴とする付記２または３に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記５］
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップは、マスタースレーブ回路を有し、
前記マスタースレーブ回路のスレーブ部が、セレクタ部からの信号により遅延量が選択される可変遅延回路を含み、
前記マスタースレーブ回路のマスタ部の出力が、前記分周クロックの位相データとして使用される、ことを特徴とする付記２から４のいずれか１項に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記６］
前記可変遅延回路は、直列に接続された異なる個数のインバータまたはバッファの複数の列を含み、変化させる前記バイポーラ・インパルス信号の位相に応じて、前記複数の列から接続する列を選択する、ことを特徴とする付記５に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記７］
前記複数の列の最終段には、駆動能力の等しいインバータまたはバッファを使用し、初段から最終段の前段までには、駆動能力が最終段の前記インバータまたはバッファより小さいインバータまたはバッファを使用する、ことを特徴とする付記６に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記８］
前記可変遅延回路は、前記スレーブ部の出力に接続された可変負荷容量を含み、前記送信データに応じて前記可変負荷容量を変化させる、ことを特徴とする付記５に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記９］
前記可変負荷容量は、トランジスタスイッチおよび異なる容量を含む複数の負荷容量列を有し、
前記可変遅延回路は、変化させる前記バイポーラ・インパルス信号の位相に応じて、前記複数の列から接続する列を選択する、ことを特徴とする付記８に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記１０］
前記可変負荷容量は、
変化させる前記バイポーラ・インパルス信号の位相に応じた選択データが入力されるＤＡ変換器と、
前記ＤＡ変換器の出力するアナログ信号に応じて容量値が変化する可変容量と、を有する、ことを特徴とする付記８に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記１１］
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップは、前記通信クロックに同期して動作するマスタスレーブラッチを有し、
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップが、立ち上がりエッジに対応して前記可変パルスを発生する場合には、デューティの小さな前記通信クロックが供給され、
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップが、立ち下りエッジに対応して前記可変パルスを発生する場合には、デューティの大きな前記通信クロックが供給されることを特徴とする付記２に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記１２］
前記受信機は、
受信アンテナと、
前記受信アンテナの受信信号を増幅する受信増幅器と、
前記受信増幅器の出力を検波する検波器と、を有し、
前記検波器は、
前記バンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数に等しい周波数のローカル信号を発生するローカル信号発振器と、
前記ローカル信号に応じて前記受信増幅器の出力を検波するミキサと、を有する、ことを特徴とする付記２から１１のいずれか１項に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記１３］
前記受信機は、
受信アンテナと、
前記受信アンテナの受信信号を増幅する受信増幅器と、
前記受信増幅器の出力を検波する検波器と、を有し、
前記検波器は、
前記分周クロックに応じて受信短パルス信号を発生する短パルス発生器と、
前記バンドパスフィルタと同じ周波数帯域を有し、前記短パルス発生器の出力を通過させて、ローカル信号を生成する受信バンドパスフィルタと、
前記ローカル信号に応じて前記受信増幅器の出力を検波するミキサと、を有する、ことを特徴とする付記２から１１のいずれか１項に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。
［付記１４］
極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信する送信機であって、
多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを前記多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて、前記バイポーラ・インパルス信号の位相を変化させることを特徴とするバイポーラ・インパルス送信機。
［付記１５］
バイポーラ・インパルスリターンゼロ型短パルス発生器と、
前記振動信号を通過させる周波数帯域を有し、前記バイポーラ・インパルスリターンゼロ型短パルス発生器の出力を通過するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタを通過した前記振動信号を増幅する送信増幅器と、
送信アンテナと、を有し、
前記バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器は、
送信データを前記多重度に応じたビットパターンに変換する変換回路と、
前記ビットパターンおよび前記分周クロックの位相データから選択信号を生成するセレクタと、
前記選択信号に応じて変化エッジの位相が変化する可変パルスを、前記分周クロックの半周期ごとに出力する位置変調機能付きトリガーフリップフロップと、を有し、
前記バンドパスフィルタは、前記可変パルスの変化エッジの変化方向に応じて正極の前記振動信号または負極の前記振動信号からなる前記バイポーラ・インパルス信号を生成する、ことを特徴とする付記１４に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記１６］
前記バイポーラ・インパルス信号の位相は、前記振動信号の周期のπ／２ずつ異なる、ことを特徴とする付記１５に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記１７］
前記バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器は、
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップの出力信号の変化エッジを急峻にするエッジ整形回路と、
前記エッジ整形回路の出力を増幅するパルス増幅器と、を有する、ことを特徴とする付記１５または１６に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記１８］
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップは、マスタースレーブ回路を有し、
前記マスタースレーブ回路のスレーブ部が、セレクタ部からの信号により遅延量が選択される可変遅延回路を含み、
前記マスタースレーブ回路のマスタ部の出力が、前記分周クロックの位相データとして使用される、ことを特徴とする付記１５から１７のいずれか１項に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記１９］
前記可変遅延回路は、直列に接続された異なる個数のインバータまたはバッファの複数の列を含み、変化させる前記バイポーラ・インパルス信号の位相に応じて、前記複数の列から接続する列を選択する、ことを特徴とする付記１８に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記２０］
前記複数の列の最終段には、駆動能力の等しいインバータまたはバッファを使用し、初段から最終段の前段までには、駆動能力が最終段の前記インバータまたはバッファより小さいインバータまたはバッファを使用する、ことを特徴とする付記１９に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記２１］
前記可変遅延回路は、前記スレーブ部の出力に接続された可変負荷容量を含み、前記送信データに応じて前記可変負荷容量を変化させる、ことを特徴とする付記１８に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記２２］
前記可変負荷容量は、トランジスタスイッチおよび異なる容量を含む複数の負荷容量列を有し、
前記可変遅延回路は、変化させる前記バイポーラ・インパルス信号の位相に応じて、前記複数の列から接続する列を選択する、ことを特徴とする付記２１に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記２３］
前記可変負荷容量は、
変化させる前記バイポーラ・インパルス信号の位相に応じた選択データが入力されるＤＡ変換器と、
前記ＤＡ変換器の出力するアナログ信号に応じて容量値が変化する可変容量と、を有する、ことを特徴とする付記２１に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記２４］
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップは、前記通信クロックに同期して動作するマスタスレーブラッチを有し、
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップが、立ち上がりエッジに対応して前記可変パルスを発生する場合には、デューティの小さな前記通信クロックが供給され、
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップが、立ち下りエッジに対応して前記可変パルスを発生する場合には、デューティの大きな前記通信クロックが供給されることを特徴とする付記１５に記載のバイポーラ・インパルス送信機。
［付記２５］
極性に応じた逆相の振動信号からなり、多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを前記多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて位相が変化するバイポーラ・インパルス信号を受信するバイポーラ・インパルス受信機であって、
受信アンテナと、
前記受信アンテナの受信信号を増幅する受信増幅器と、
前記受信増幅器の出力を検波する検波器と、を有し、
前記検波器は、
前記振動信号の中心周波数に等しい周波数のローカル信号を発生するローカル信号発振器と、
前記ローカル信号に応じて前記受信増幅器の出力を検波するミキサと、を有する、ことを特徴とするバイポーラ・インパルス受信機。
［付記２６］
極性に応じた逆相の振動信号からなり、多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを前記多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて位相が変化するバイポーラ・インパルス信号を受信するバイポーラ・インパルス受信機であって、
受信アンテナと、
前記受信アンテナの受信信号を増幅する受信増幅器と、
前記受信増幅器の出力を検波する検波器と、を有し、
前記検波器は、
前記分周クロックに応じて受信短パルス信号を発生する短パルス発生器と、
前記振動信号の周波数帯と同じ周波数帯域を有し、前記短パルス発生器の出力を通過させて、ローカル信号を生成する受信バンドパスフィルタと、
前記ローカル信号に応じて前記受信増幅器の出力を検波するミキサと、を有する、ことを特徴とするバイポーラ・インパルス受信機。
［付記２７］
極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信し、
前記バイポーラ・インパルス信号を受信する、バイポーラ・インパルス無線通信方法であって、
多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを前記多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて、前記バイポーラ・インパルス信号の位相を変化させる、ことを特徴とするバイポーラ・インパルス無線通信方法。 Regarding the above embodiment, the following additional notes are disclosed.
[Appendix 1]
A transmitter that transmits a bipolar impulse signal consisting of vibration signals of opposite phase according to the polarity;
A receiver for receiving the bipolar impulse signal,
The transmitter transmits the phase of the bipolar impulse signal according to the data pattern of the number of bits corresponding to the multiplicity and the phase data of the divided clock obtained by dividing the communication clock by the division ratio according to the multiplicity. A bipolar impulse radio communication system, characterized in that
[Appendix 2]
The transmitter is
Bipolar impulse return zero type short pulse generator,
A bandpass filter having a frequency band for passing the vibration signal and passing through an output of the bipolar impulse return zero type short pulse generator;
A transmission amplifier that amplifies the vibration signal that has passed through the band-pass filter;
A transmission antenna,
The bipolar return zero type short pulse generator is:
A conversion circuit for converting transmission data into a bit pattern corresponding to the multiplicity;
A selector that generates a selection signal from the bit pattern and phase data of the divided clock;
A trigger flip-flop with a position modulation function that outputs a variable pulse whose phase of a change edge changes according to the selection signal every half cycle of the divided clock;
The supplementary note 1 is characterized in that the band-pass filter generates the bipolar impulse signal composed of the vibration signal of the positive electrode or the vibration signal of the negative electrode according to the changing direction of the changing edge of the variable pulse. Bipolar impulse radio communication system.
[Appendix 3]
The bipolar impulse radio communication system according to appendix 2, wherein the phase of the bipolar impulse signal differs by π / 2 of the period of the vibration signal.
[Appendix 4]
The bipolar return zero type short pulse generator is:
An edge shaping circuit that sharpens the change edge of the output signal of the trigger flip-flop with the position modulation function;
The bipolar impulse radio communication system according to appendix 2 or 3, further comprising: a pulse amplifier that amplifies the output of the edge shaping circuit.
[Appendix 5]
The trigger flip-flop with the position modulation function has a master-slave circuit,
The slave part of the master-slave circuit includes a variable delay circuit in which a delay amount is selected by a signal from the selector part,
The bipolar impulse radio communication system according to any one of appendices 2 to 4, wherein an output of a master unit of the master / slave circuit is used as phase data of the divided clock.
[Appendix 6]
The variable delay circuit includes a plurality of columns of different numbers of inverters or buffers connected in series, and selects a column to be connected from the plurality of columns according to the phase of the bipolar impulse signal to be changed. The bipolar impulse radio communication system according to appendix 5, characterized by:
[Appendix 7]
An inverter or buffer having the same driving capability is used for the last stage of the plurality of columns, and an inverter or buffer having a driving capability smaller than the inverter or buffer of the final stage is used from the first stage to the preceding stage of the final stage. The bipolar impulse radio communication system according to appendix 6, wherein
[Appendix 8]
The bipolar impulse radio communication according to appendix 5, wherein the variable delay circuit includes a variable load capacity connected to an output of the slave unit, and changes the variable load capacity according to the transmission data. system.
[Appendix 9]
The variable load capacitor has a plurality of load capacitor strings including transistor switches and different capacitors,
9. The bipolar impulse radio communication system according to appendix 8, wherein the variable delay circuit selects a column to be connected from the plurality of columns in accordance with a phase of the bipolar impulse signal to be changed.
[Appendix 10]
The variable load capacity is
A DA converter to which selection data corresponding to the phase of the bipolar impulse signal to be changed is input;
The bipolar impulse radio communication system according to appendix 8, further comprising: a variable capacitor whose capacitance value changes in accordance with an analog signal output from the DA converter.
[Appendix 11]
The trigger flip-flop with the position modulation function has a master-slave latch that operates in synchronization with the communication clock,
When the trigger flip-flop with the position modulation function generates the variable pulse corresponding to a rising edge, the communication clock having a small duty is supplied,
The bipolar impulse according to claim 2, wherein the communication clock having a large duty is supplied when the trigger flip-flop with a position modulation function generates the variable pulse corresponding to a falling edge. Wireless communication system.
[Appendix 12]
The receiver
A receiving antenna;
A reception amplifier for amplifying a reception signal of the reception antenna;
A detector for detecting the output of the receiving amplifier,
The detector is
A local signal oscillator for generating a local signal having a frequency equal to the center frequency of the passband of the bandpass filter;
The bipolar impulse radio communication system according to any one of appendices 2 to 11, further comprising: a mixer that detects an output of the reception amplifier according to the local signal.
[Appendix 13]
The receiver
A receiving antenna;
A reception amplifier for amplifying a reception signal of the reception antenna;
A detector for detecting the output of the receiving amplifier,
The detector is
A short pulse generator for generating a received short pulse signal according to the divided clock;
A reception bandpass filter that has the same frequency band as the bandpass filter and passes the output of the short pulse generator to generate a local signal;
The bipolar impulse radio communication system according to any one of appendices 2 to 11, further comprising: a mixer that detects an output of the reception amplifier according to the local signal.
[Appendix 14]
A transmitter that transmits a bipolar impulse signal composed of vibration signals of opposite phase according to polarity,
The phase of the bipolar impulse signal is changed according to the data pattern of the number of bits corresponding to the multiplicity and the phase data of the divided clock obtained by dividing the communication clock by the division ratio according to the multiplicity. Characteristic bipolar impulse transmitter.
[Appendix 15]
Bipolar impulse return zero type short pulse generator,
A bandpass filter having a frequency band for passing the vibration signal and passing through an output of the bipolar impulse return zero type short pulse generator;
A transmission amplifier that amplifies the vibration signal that has passed through the band-pass filter;
A transmission antenna,
The bipolar return zero type short pulse generator is:
A conversion circuit for converting transmission data into a bit pattern corresponding to the multiplicity;
A selector that generates a selection signal from the bit pattern and phase data of the divided clock;
A trigger flip-flop with a position modulation function that outputs a variable pulse whose phase of a change edge changes according to the selection signal every half cycle of the divided clock;
15. The supplementary note 14, wherein the band pass filter generates the bipolar impulse signal including the positive vibration signal or the negative vibration signal in accordance with a change direction of a change edge of the variable pulse. Bipolar impulse transmitter.
[Appendix 16]
The bipolar impulse transmitter according to appendix 15, wherein the phase of the bipolar impulse signal differs by π / 2 of the period of the vibration signal.
[Appendix 17]
The bipolar return zero type short pulse generator is:
An edge shaping circuit that sharpens the change edge of the output signal of the trigger flip-flop with the position modulation function;
The bipolar impulse transmitter according to appendix 15 or 16, further comprising: a pulse amplifier that amplifies the output of the edge shaping circuit.
[Appendix 18]
The trigger flip-flop with the position modulation function has a master-slave circuit,
The slave part of the master-slave circuit includes a variable delay circuit in which a delay amount is selected by a signal from the selector part,
18. The bipolar impulse transmitter according to any one of appendices 15 to 17, wherein an output of a master unit of the master / slave circuit is used as phase data of the divided clock.
[Appendix 19]
The variable delay circuit includes a plurality of columns of different numbers of inverters or buffers connected in series, and selects a column to be connected from the plurality of columns according to the phase of the bipolar impulse signal to be changed. Item 18. The bipolar impulse transmitter according to appendix 18.
[Appendix 20]
An inverter or buffer having the same driving capability is used for the last stage of the plurality of columns, and an inverter or buffer having a driving capability smaller than the inverter or buffer of the final stage is used from the first stage to the preceding stage of the final stage. The bipolar impulse transmitter according to appendix 19, characterized by the above.
[Appendix 21]
The bipolar impulse transmitter according to appendix 18, wherein the variable delay circuit includes a variable load capacity connected to an output of the slave unit, and changes the variable load capacity in accordance with the transmission data. .
[Appendix 22]
The variable load capacitor has a plurality of load capacitor strings including transistor switches and different capacitors,
The bipolar impulse transmitter according to appendix 21, wherein the variable delay circuit selects a column to be connected from the plurality of columns in accordance with a phase of the bipolar impulse signal to be changed.
[Appendix 23]
The variable load capacity is
A DA converter to which selection data corresponding to the phase of the bipolar impulse signal to be changed is input;
The bipolar impulse transmitter according to appendix 21, wherein the bipolar impulse transmitter has a variable capacitance whose capacitance value changes in accordance with an analog signal output from the DA converter.
[Appendix 24]
The trigger flip-flop with the position modulation function has a master-slave latch that operates in synchronization with the communication clock,
When the trigger flip-flop with the position modulation function generates the variable pulse corresponding to a rising edge, the communication clock having a small duty is supplied,
The bipolar impulse according to claim 15, wherein the communication clock having a high duty is supplied when the trigger flip-flop with a position modulation function generates the variable pulse in response to a falling edge. Transmitter.
[Appendix 25]
It consists of vibration signals of opposite phase corresponding to the polarity, and the data pattern of the number of bits corresponding to the multiplicity and the phase according to the phase data of the divided clock obtained by dividing the communication clock by the division ratio corresponding to the multiplicity. A bipolar impulse receiver that receives a bipolar impulse signal that changes
A receiving antenna;
A reception amplifier for amplifying a reception signal of the reception antenna;
A detector for detecting the output of the receiving amplifier,
The detector is
A local signal oscillator for generating a local signal having a frequency equal to the center frequency of the vibration signal;
A bipolar impulse receiver comprising: a mixer that detects an output of the reception amplifier in accordance with the local signal.
[Appendix 26]
It consists of vibration signals of opposite phase corresponding to the polarity, and the data pattern of the number of bits corresponding to the multiplicity and the phase according to the phase data of the divided clock obtained by dividing the communication clock by the division ratio corresponding to the multiplicity. A bipolar impulse receiver that receives a bipolar impulse signal that changes
A receiving antenna;
A reception amplifier for amplifying a reception signal of the reception antenna;
A detector for detecting the output of the receiving amplifier,
The detector is
A short pulse generator for generating a received short pulse signal according to the divided clock;
A reception bandpass filter that has the same frequency band as the frequency band of the vibration signal, passes the output of the short pulse generator, and generates a local signal;
A bipolar impulse receiver comprising: a mixer that detects an output of the reception amplifier in accordance with the local signal.
[Appendix 27]
Transmit bipolar impulse signal consisting of vibration signal of opposite phase according to polarity,
A bipolar impulse radio communication method for receiving the bipolar impulse signal,
The phase of the bipolar impulse signal is changed according to the data pattern of the number of bits corresponding to the multiplicity and the phase data of the divided clock obtained by dividing the communication clock by the division ratio according to the multiplicity. A bipolar impulse radio communication method characterized by the above.

以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものである。特に記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではなく、明細書のそのような例の構成は発明の利点および欠点を示すものではない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。   The embodiment has been described above, but all examples and conditions described herein are described for the purpose of helping understanding of the concept of the invention applied to the invention and technology. In particular, the examples and conditions described are not intended to limit the scope of the invention, and the construction of such examples in the specification does not indicate the advantages and disadvantages of the invention. Although embodiments of the invention have been described in detail, it should be understood that various changes, substitutions and modifications can be made without departing from the spirit and scope of the invention.

１０１ ベースバンド信号生成部
１０２ 短パルス発生部
１０３ バンドパスフィルタ
１０４ 送信増幅器
１０５ 送信アンテナ
１２１ 受信アンテナ
１２２ 受信増幅器
１２３ 検波器
１２４ リミットアンプ
１２５ ベースバンド信号再生器
５０５ エッジ整形（シェイピング）回路
５０６ パルス発生フィルタ
５０７ パルス増幅器
７０１ セレクタ
７０２ 位置変調機能付きトリガーフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）
７２０ 可変遅延部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 101 Baseband signal generation part 102 Short pulse generation part 103 Band pass filter 104 Transmission amplifier 105 Transmission antenna 121 Reception antenna 122 Reception amplifier 123 Detector 124 Limit amplifier 125 Baseband signal regenerator 505 Edge shaping (shaping) circuit 506 Pulse generation filter 507 Pulse amplifier 701 Selector 702 Trigger flip-flop (T-FF) with position modulation function
720 Variable delay unit

Claims (7)

極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信する送信機と、
前記バイポーラ・インパルス信号を受信する受信機と、を備え、
前記送信機は、多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを前記多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて、前記バイポーラ・インパルス信号の位相を変化させる、ことを特徴とするバイポーラ・インパルス無線通信システム。 A transmitter that transmits a bipolar impulse signal consisting of vibration signals of opposite phase according to the polarity;
A receiver for receiving the bipolar impulse signal,
The transmitter transmits the phase of the bipolar impulse signal according to the data pattern of the number of bits corresponding to the multiplicity and the phase data of the divided clock obtained by dividing the communication clock by the division ratio according to the multiplicity. A bipolar impulse radio communication system, characterized in that 前記送信機は、
バイポーラ・インパルスリターンゼロ型短パルス発生器と、
前記振動信号を通過させる周波数帯域を有し、前記バイポーラ・インパルスリターンゼロ型短パルス発生器の出力を通過するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタを通過した前記振動信号を増幅する送信増幅器と、
送信アンテナと、を有し、
前記バイポーラ・リターンゼロ型短パルス発生器は、
送信データを前記多重度に応じたビットパターンに変換する変換回路と、
前記ビットパターンおよび前記分周クロックの位相データから選択信号を生成するセレクタと、
前記選択信号に応じて変化エッジの位相が変化する可変パルスを、前記分周クロックの半周期ごとに出力する位置変調機能付きトリガーフリップフロップと、を有し、
前記バンドパスフィルタは、前記可変パルスの変化エッジの変化方向に応じて正極の前記振動信号または負極の前記振動信号からなる前記バイポーラ・インパルス信号を生成する、ことを特徴とする請求項１に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。 The transmitter is
Bipolar impulse return zero type short pulse generator,
A bandpass filter having a frequency band for passing the vibration signal and passing through an output of the bipolar impulse return zero type short pulse generator;
A transmission amplifier that amplifies the vibration signal that has passed through the band-pass filter;
A transmission antenna,
The bipolar return zero type short pulse generator is:
A conversion circuit for converting transmission data into a bit pattern corresponding to the multiplicity;
A selector that generates a selection signal from the bit pattern and phase data of the divided clock;
A trigger flip-flop with a position modulation function that outputs a variable pulse whose phase of a change edge changes according to the selection signal every half cycle of the divided clock;
The said band pass filter produces | generates the said bipolar impulse signal which consists of the said vibration signal of a positive electrode or the said vibration signal of a negative electrode according to the change direction of the change edge of the said variable pulse. Bipolar impulse radio communication system. 前記バイポーラ・インパルス信号の位相は、前記振動信号の周期のπ／２ずつ異なる、ことを特徴とする請求項２に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。   The bipolar impulse radio communication system according to claim 2, wherein the phase of the bipolar impulse signal is different by π / 2 of the period of the vibration signal. 前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップは、マスタースレーブ回路を有し、
前記マスタースレーブ回路のスレーブ部が、セレクタ部からの信号により遅延量が選択される可変遅延回路を含み、
前記マスタースレーブ回路のマスタ部の出力が、前記分周クロックの位相データとして使用される、ことを特徴とする請求項２または３に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。 The trigger flip-flop with the position modulation function has a master-slave circuit,
The slave part of the master-slave circuit includes a variable delay circuit in which a delay amount is selected by a signal from the selector part,
4. The bipolar impulse radio communication system according to claim 2, wherein an output of a master unit of the master / slave circuit is used as phase data of the divided clock. 前記受信機は、
受信アンテナと、
前記受信アンテナの受信信号を増幅する受信増幅器と、
前記受信増幅器の出力を検波する検波器と、を有し、
前記検波器は、
前記バンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数に等しい周波数のローカル信号を発生するローカル信号発振器と、
前記ローカル信号に応じて前記受信増幅器の出力を検波するミキサと、を有する、ことを特徴とする請求項２から４のいずれか１項に記載のバイポーラ・インパルス無線通信システム。 The receiver
A receiving antenna;
A reception amplifier for amplifying a reception signal of the reception antenna;
A detector for detecting the output of the receiving amplifier,
The detector is
A local signal oscillator for generating a local signal having a frequency equal to the center frequency of the passband of the bandpass filter;
5. The bipolar impulse radio communication system according to claim 2, further comprising: a mixer that detects an output of the reception amplifier in accordance with the local signal. 極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信する送信機であって、
多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを前記多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて、前記バイポーラ・インパルス信号の位相を変化させることを特徴とするバイポーラ・インパルス送信機。 A transmitter that transmits a bipolar impulse signal composed of vibration signals of opposite phase according to polarity,
The phase of the bipolar impulse signal is changed according to the data pattern of the number of bits corresponding to the multiplicity and the phase data of the divided clock obtained by dividing the communication clock by the division ratio according to the multiplicity. Characteristic bipolar impulse transmitter. 極性に応じた逆相の振動信号からなり、多重度に対応するビット数のデータパターン、および通信クロックを前記多重度に応じた分周比で分周した分周クロックの位相データに応じて位相が変化するバイポーラ・インパルス信号を受信するバイポーラ・インパルス受信機であって、
受信アンテナと、
前記受信アンテナの受信信号を増幅する受信増幅器と、
前記受信増幅器の出力を検波する検波器と、を有し、
前記検波器は、
前記分周クロックに応じて受信短パルス信号を発生する短パルス発生器と、
前記振動信号の周波数帯と同じ周波数帯域を有し、前記短パルス発生器の出力を通過させて、ローカル信号を生成する受信バンドパスフィルタと、
前記ローカル信号に応じて前記受信増幅器の出力を検波するミキサと、を有する、ことを特徴とするバイポーラ・インパルス受信機。 It consists of vibration signals of opposite phase corresponding to the polarity, and the data pattern of the number of bits corresponding to the multiplicity and the phase according to the phase data of the divided clock obtained by dividing the communication clock by the division ratio corresponding to the multiplicity. A bipolar impulse receiver that receives a bipolar impulse signal that changes
A receiving antenna;
A reception amplifier for amplifying a reception signal of the reception antenna;
A detector for detecting the output of the receiving amplifier,
The detector is
A short pulse generator for generating a received short pulse signal according to the divided clock;
A reception bandpass filter that has the same frequency band as the frequency band of the vibration signal, passes the output of the short pulse generator, and generates a local signal;
A bipolar impulse receiver comprising: a mixer that detects an output of the reception amplifier in accordance with the local signal.

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