JP2016025680A - Imbalance compensation device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、三相交流電源システムにおける不平衡電流の補償を行う不平衡補償装置に関する。 The present invention relates to an unbalance compensator that performs unbalance current compensation in a three-phase AC power supply system.
従来から、三相交流電源から負荷に電力を供給する三相交流電源システムでは、負荷が変動すると、不平衡電流が発生する。そして、三相交流電源システムには、不平衡補償装置が備えられ、三相交流電源システムで発生する不平衡電流が保障されている。不平衡補償装置における三相交流電源システムで発生する不平衡電流の補償は、逆相分電流を検出し、不平衡補償装置のインバータを制御して、逆相分電流を補償するものである（特許文献１、２参照）。 Conventionally, in a three-phase AC power supply system that supplies power to a load from a three-phase AC power supply, an unbalanced current is generated when the load fluctuates. The three-phase AC power supply system is provided with an unbalance compensator, and an unbalanced current generated in the three-phase AC power supply system is guaranteed. Compensation for the unbalanced current generated in the three-phase AC power supply system in the unbalance compensation device is to detect the reverse phase current and control the inverter of the unbalance compensation device to compensate the reverse phase current ( (See Patent Documents 1 and 2).
特許文献１に記載された不平衡補償装置の制御回路では、特許文献１の図３に示すように、まず、電流検出器により検出した三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを三相／二相変換回路で二相電流Ｉα、Ｉβに変換する。そして、逆回転座標（ＰＱ）変換回路で逆相による回転座標変換し、基本波逆相分を直流成分、基本波正相成分を基本波の２倍波成分、更に、基本波以外の高調波成分に変換する（Ｉｐ，Ｉｑ）。次に、この有効分電流Ｉｐ及び向こう分電流Ｉｑから低域通過フィルタにより直流成分Ｉｄ２，Ｉｑ２を抽出する。更に、逆回転座標逆変換回路により逆回転座標変換回路の逆回転座標変換を用い、二相交流Ｉα２，Ｉβ２に逆変換する。この逆変換による二相交流Ｉα２，Ｉβ２から、二相／三相変換回路により基本波逆相電流成分、即ち、逆相分電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２を算出する。 In the control circuit of the unbalance compensator described in Patent Document 1, as shown in FIG. 3 of Patent Document 1, first, three-phase / two-phase conversion is performed on three-phase currents Iu, Iv, and Iw detected by a current detector. The circuit converts the current into two-phase currents Iα and Iβ. Then, the rotation coordinate conversion by the reverse phase is performed by the reverse rotation coordinate (PQ) conversion circuit, the fundamental wave reverse phase component is a direct current component, the fundamental wave positive phase component is a double wave component of the fundamental wave, and harmonics other than the fundamental wave Convert into components (Ip, Iq). Next, DC components Id2 and Iq2 are extracted from the effective current Ip and the forward current Iq by a low-pass filter. Furthermore, the reverse rotation coordinate reverse conversion circuit performs reverse conversion to the two-phase alternating currents Iα2 and Iβ2 using the reverse rotation coordinate conversion of the reverse rotation coordinate conversion circuit. From the two-phase alternating currents Iα2 and Iβ2 due to the reverse conversion, the two-phase / three-phase conversion circuit calculates the fundamental wave reverse-phase current component, that is, the reverse-phase currents Iu2, Iv2, and Iw2.
そして、三相平衡装置の制御回路で算出された逆相分電流を流すべく、三相不平衡補償装置は、スイッチングデバイスをスイッチングして電流を流すと同時に、制御を成立させるためにコンデンサ電圧を供給される電圧の整流後電圧以上に保つために、電圧設定値が決定される。 The three-phase unbalance compensator switches the switching device to flow current in order to flow the reverse-phase current calculated by the control circuit of the three-phase balanced device, and at the same time, sets the capacitor voltage to establish the control. In order to keep the supplied voltage equal to or higher than the rectified voltage, the voltage set value is determined.
一方、従来の三相交流電源システムでは、負荷変動に対して高速な応答特性を持つことが前提となっている。タービン発電装置やエンジン発電装置等は、負荷変動に対して高速な応答特性を有して、発電量の調整を急峻に行うことができる。しかしながら、移動電源車等の移動式発電システムや、バイナリ発電システム等の再生可能エネルギーを用いる発電システム等の三相交流電源システムにおいては、発電量の調整を急峻に制御ができないことがある。また、移動式発電システムのような三相交流電源システムでは、使用する負荷が急激に変動する場合がある。このような場合、発電量の調整を急峻に制御できないため、三相交流電源システムが、急激な負荷増加によって、電圧ドロップが発生しシステムダウンが生じる、あるいは、急激な負荷減少によって電圧が上昇し、負荷や機器に故障を生じて、三相交流電源システムの運転が中断される恐れがある。 On the other hand, the conventional three-phase AC power supply system is premised on having high-speed response characteristics with respect to load fluctuations. Turbine power generation devices, engine power generation devices, and the like have high-speed response characteristics with respect to load fluctuations, and can adjust the power generation amount sharply. However, in a three-phase AC power supply system such as a mobile power generation system such as a mobile power supply vehicle or a power generation system using renewable energy such as a binary power generation system, adjustment of the power generation amount may not be able to be controlled sharply. Further, in a three-phase AC power supply system such as a mobile power generation system, the load to be used may fluctuate rapidly. In such a case, since the adjustment of the power generation amount cannot be controlled steeply, the three-phase AC power supply system has a voltage drop due to a sudden load increase and a system down or a voltage rise due to a sudden load decrease. There is a risk that the operation of the three-phase AC power supply system may be interrupted due to a failure in the load or equipment.
そこで、本発明が解決しようとする課題は、発電量の調整を急峻に制御できない三相交流電源システムに対しても、不平衡電流を補償しつつ、急峻な負荷変動に対応して、三相交流電源システムの運転を継続することができる不平衡補償装置を提供するものである。 Therefore, the problem to be solved by the present invention is that even for a three-phase AC power supply system in which the adjustment of the power generation amount cannot be controlled sharply, the three-phase AC power supply system is compensated for a sudden load fluctuation while compensating for the unbalanced current. An unbalance compensator capable of continuing the operation of an AC power supply system is provided.
上記の課題を解決するために、本発明に係る不平衡補償装置は、三相交流電源から負荷に電力を供給する三相交流電源システムに接続され、前記負荷の変動による不平衡電流を補償する不平衡補償装置であって、前記負荷に並列に接続されるインバータと、前記インバータに並列に接続される蓄電装置と、前記三相交流電源に接続された前記負荷の負荷電流と、前記三相交流電源の電源電圧を、前記負荷に流れる瞬時実電力Ｐ及び瞬時虚電力Ｑに変換する逆回転座標変換回路と、前記逆回転座標変換回路からの出力信号に基づいて、前記負荷に流れる瞬時実電力Ｐの直流成分及び瞬時虚電力Ｑの直流成分及び交流成分を抽出し、これらを補償するために前記不平衡補償装置に流す瞬時実電力Ｐ及び瞬時虚電力Ｑを算出すると共に、前記蓄電装置の電圧と前記蓄電装置の目標電圧との差分を前記不平衡補償装置に流す瞬時実電力Ｐに加算する補償電流生成回路と、前記補償電流生成回路からの出力信号と前記電源電圧とに基づいて、前記不平衡補償装置に流す補償電流を算出する逆回転座標逆変換回路と、前記不平衡補償装置の電流検出値と前記逆回転座標逆変換回路からの出力信号との差に基づいて、前記インバータに入力するゲート信号を生成するゲート信号生成回路と、を備えた制御回路と、を備えることを特徴とする。 In order to solve the above problems, an unbalance compensation apparatus according to the present invention is connected to a three-phase AC power supply system that supplies power to a load from a three-phase AC power supply, and compensates for the unbalanced current due to the load variation. An unbalance compensator, an inverter connected in parallel to the load, a power storage device connected in parallel to the inverter, a load current of the load connected to the three-phase AC power source, and the three-phase A reverse rotation coordinate conversion circuit that converts the power supply voltage of the AC power source into instantaneous real power P and instantaneous imaginary power Q that flow through the load, and an instantaneous real current that flows through the load based on an output signal from the reverse rotation coordinate conversion circuit. The DC component of the power P and the DC component and the AC component of the instantaneous imaginary power Q are extracted, and the instantaneous real power P and the instantaneous imaginary power Q that are supplied to the unbalance compensator in order to compensate for them are calculated. Based on the compensation current generation circuit that adds the difference between the voltage of the power storage device and the target voltage of the power storage device to the instantaneous actual power P that flows to the unbalance compensation device, the output signal from the compensation current generation circuit, and the power supply voltage , Based on a difference between a reverse rotation coordinate reverse conversion circuit for calculating a compensation current to flow to the unbalance compensation device, and a current detection value of the unbalance compensation device and an output signal from the reverse rotation coordinate reverse conversion circuit, And a control circuit including a gate signal generation circuit that generates a gate signal to be input to the inverter.
これによると、制御回路により、蓄電装置の電圧を目標電圧に維持すると共に、不平衡電流を補償する補償電流を算出して、ゲート信号を出力している。これにより、発電量の調整を急峻に制御できない三相交流電源システムに対しても、負荷に並列に接続されている蓄電装置により、負荷変動のエネルギー調整を実現し、不平衡電流を補償しつつ、急峻な負荷変動に対応して、三相交流電源システムの運転を継続することができる。 According to this, the control circuit maintains the voltage of the power storage device at the target voltage, calculates the compensation current for compensating the unbalanced current, and outputs the gate signal. As a result, even for a three-phase AC power supply system where the adjustment of the power generation amount cannot be controlled sharply, the energy adjustment of the load fluctuation is realized and the unbalanced current is compensated by the power storage device connected in parallel with the load. In response to steep load fluctuations, the operation of the three-phase AC power supply system can be continued.
ここで、本発明に係る不平衡補償装置において、前記蓄電装置は、コンデンサであって良い。 Here, in the unbalance compensation apparatus according to the present invention, the power storage device may be a capacitor.
これによると、蓄電装置としてコンデンサを用いることにより、負荷変動のエネルギー調整を、コンデンサでの蓄電及び放電により実現することができる。また、蓄電装置としてコンデンサを用いることにより、急速に蓄電をすることが可能になる。また、蓄電装置として用いるコンデンサの容量を選択することにより、大容量の蓄電も可能になる。 According to this, by using a capacitor as the power storage device, it is possible to realize energy adjustment of load fluctuation by power storage and discharge with the capacitor. Further, by using a capacitor as the power storage device, it is possible to store power rapidly. Further, by selecting the capacity of a capacitor used as a power storage device, it is possible to store large capacity.
尚、本発明に係る不平衡補償装置において、前記蓄電装置の目標電圧は、前記負荷の負荷電流の変動または前記蓄電装置の電圧の変動に応じて設定されるのが良い。 In the unbalance compensation device according to the present invention, the target voltage of the power storage device may be set according to a change in load current of the load or a change in voltage of the power storage device.
これによると、目標電圧の値を調整することにより、必要最小限のエネルギー調整で行うことができ、余分なエネルギーの消費を抑えることができる。 According to this, by adjusting the value of the target voltage, it can be performed with the minimum necessary energy adjustment, and consumption of excess energy can be suppressed.
また、本発明に係る不平衡補償装置において、前記蓄電装置は、コンデンサと、前記コンデンサに並列に接続される抵抗負荷及び前記抵抗負荷に直列に接続されるスイッチング素子と、を備えて良い。 In the unbalance compensation device according to the present invention, the power storage device may include a capacitor, a resistance load connected in parallel to the capacitor, and a switching element connected in series to the resistance load.
これによると、蓄電装置として、抵抗負荷を用いることにより、負荷変動のエネルギー調整を、抵抗負荷に流す電流を調整することにより実現することができる。また、蓄電装置として、抵抗負荷を用いることにより、低コスト性、耐久性を備えることができる。 According to this, by using a resistive load as the power storage device, it is possible to realize the energy adjustment of the load fluctuation by adjusting the current flowing through the resistive load. Further, by using a resistance load as the power storage device, low cost and durability can be provided.
尚、前記スイッチング素子は、前記負荷の負荷電圧の変動または前記蓄電装置の電圧の変動に応じてデューティー比が制御されるのが良い。 The switching element may have a duty ratio controlled in accordance with a change in load voltage of the load or a change in voltage of the power storage device.
これによると、抵抗負荷が消費するエネルギーの量を、スイッチング素子により制御して、負荷変動のエネルギー調整を実現することができる。 According to this, the amount of energy consumed by the resistive load can be controlled by the switching element, and energy adjustment of load fluctuation can be realized.
本発明の不平衡補償装置は、発電量の調整を急峻に制御できない三相交流電源システムに対しても、不平衡電流を補償しつつ、急峻な負荷変動に対応して、三相交流電源システムの運転を継続することができる。 The unbalance compensator of the present invention is a three-phase AC power supply system that compensates for a sudden load fluctuation while compensating for an unbalanced current, even for a three-phase AC power supply system in which the adjustment of the power generation amount cannot be controlled sharply. Can continue driving.
以下、図面を参照しつつ、本発明に係る不平衡補償装置を実施するための形態について、具体的な一例に即して説明する。 Hereinafter, an embodiment for implementing an unbalance compensator according to the present invention will be described with reference to a specific example.
尚、以下に説明するものは、例示したものにすぎず、本発明に係る不平衡補償装置の適用限界を示すものではない。すなわち、本発明に係る不平衡補償装置は、下記の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した限りにおいてさまざまな変更が可能なものである。 In addition, what is demonstrated below is only what was illustrated and does not show the application limit of the unbalance compensation apparatus based on this invention. That is, the unbalance compensator according to the present invention is not limited to the following embodiments, and various modifications are possible as long as they are described in the claims.
第一の実施形態及び第二の実施形態に係る不平衡補償装置を備えた三相交流電源システムについて説明する。図１は、第一の実施形態及び第二の実施形態に係る不平衡補償装置を備えた三相交流電源システムの構成を示す概略図である。図１に示すように、三相交流電源システム１は、三相交流電源１０と、三相不平衡負荷（負荷）２０と、不平衡補償装置３０とを備える。 A three-phase AC power supply system including the unbalance compensation device according to the first embodiment and the second embodiment will be described. FIG. 1 is a schematic diagram illustrating a configuration of a three-phase AC power supply system including the unbalance compensator according to the first embodiment and the second embodiment. As shown in FIG. 1, the three-phase AC power supply system 1 includes a three-phase AC power supply 10, a three-phase unbalanced load (load) 20, and an unbalance compensation device 30.
三相交流電源１０は、高周波電流を発生する三相不平衡負荷２０に接続される。そして、不平衡補償装置３０は、三相交流電源１０と三相不平衡負荷２０との間に具備される。三相交流電源１０は、所定の三相電力を発電する発電装置であって、発電量の調整を急峻に行うことのできない発電装置、例えば、移動電源車やバイナリ発電装置が想定される。 The three-phase AC power supply 10 is connected to a three-phase unbalanced load 20 that generates a high-frequency current. The unbalance compensation device 30 is provided between the three-phase AC power supply 10 and the three-phase unbalanced load 20. The three-phase AC power supply 10 is a power generation device that generates predetermined three-phase power, and a power generation device that cannot adjust the power generation amount sharply, such as a mobile power supply vehicle or a binary power generation device, is assumed.
ここで、図１に示すように、図示しない電圧検出器及び電流検出器で検出される三相交流電源１０の電圧及び電流を、電源電圧Ｖｓ及び電源電流Ｉｓとする。また、図示しない電圧検出器及び電流検出器で検出される三相不平衡負荷２０の電源及び電流を、負荷電圧ＶＬ及び負荷電流ＩＬとする。更に、図示しない電圧検出器及び電流検出器で検出される不平衡補償装置３０の電源及び電圧を補償器電圧Ｖｆ及び補償器電流Ｉｆとする。 Here, as shown in FIG. 1, the voltage and current of the three-phase AC power supply 10 detected by a voltage detector and a current detector (not shown) are assumed to be a power supply voltage Vs and a power supply current Is. The power supply and current of the three-phase unbalanced load 20 detected by a voltage detector and a current detector (not shown) are assumed to be a load voltage VL and a load current IL. Further, the power supply and voltage of the unbalance compensator 30 detected by a voltage detector and a current detector (not shown) are set as a compensator voltage Vf and a compensator current If.
［第一の実施形態］
第一の実施形態に係る不平衡補償装置について、図２〜図４に基づいて説明する。まず、第一の実施形態に係る不平衡補償装置３０について、図２に基づいて説明する。図２は、第一の実施形態に係る不平衡補償装置を示す回路図である。
[First embodiment]
The unbalance compensation apparatus according to the first embodiment will be described with reference to FIGS. First, the unbalance compensation device 30 according to the first embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a circuit diagram showing the unbalance compensator according to the first embodiment.
図２に示すように、不平衡補償装置３０は、インダクタンス３１と、インバータ３２と、蓄電装置としてのコンデンサ３３と、インバータ３２にゲート信号を入力するコントローラ（制御回路）１００とを備えている。 As shown in FIG. 2, the unbalance compensation device 30 includes an inductance 31, an inverter 32, a capacitor 33 as a power storage device, and a controller (control circuit) 100 that inputs a gate signal to the inverter 32.
インバータ３２は、インダクタンス３１を介して、三相不平衡負荷２０に並列に接続される。インバータ３２は、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＳＳＲ（Ｓｏｌｉｄ Ｓｔａｔｅ Ｒｅｌａｙ）、ＳＳＣ（Ｓｏｌｉｄ Ｓｔａｔｅ Ｃｏｎｔａｃｔｏｒ）等のスイッチング素子が複数接続されて構成される。 The inverter 32 is connected in parallel to the three-phase unbalanced load 20 via the inductance 31. The inverter 32 is configured by connecting a plurality of switching elements such as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), SSR (Solid State Relay), and SSC (Solid State Contactor).
コンデンサ３３は、インバータ３２に並列に接続されて、インバータ３２の直流電圧を充電するようにしている。コンデンサ３３の直流電圧Ｖｄｃは、後述するコントローラ１００からのゲート信号に基づいてスイッチングされるインバータ３２により、目標電圧Ｖｄｃｒｅｆとなるように制御される。 The capacitor 33 is connected in parallel to the inverter 32 so as to charge the DC voltage of the inverter 32. The DC voltage Vdc of the capacitor 33 is controlled to become the target voltage Vdcref by an inverter 32 that is switched based on a gate signal from the controller 100 described later.
コントローラ１００は、電源電圧Ｖｓと、補償器電流Ｉｆと、負荷電流ＩＬと、コンデンサ電圧Ｖｄｃとに基づいて、インバータ３２にゲート信号を出力する。ここで、コントローラ１００について、図３に基づいて説明する。図３は、第一の実施形態に係る不平衡補償装置の制御回路を示す回路図である。 Controller 100 outputs a gate signal to inverter 32 based on power supply voltage Vs, compensator current If, load current IL, and capacitor voltage Vdc. Here, the controller 100 will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a circuit diagram showing a control circuit of the unbalance compensator according to the first embodiment.
図３に示すように、コントローラ１００は、負荷電流三相二相変換（３φ→αβ）回路１０１と、電源電圧三相二相変換（３φ→αβ）回路１０２と、逆回転座標変換（ＰＱ変換）回路１１０と、補償電流生成回路１２０と、逆回転座標逆変換（ＰＱ逆変換）回路１３０と、二相三相変換回路１４０と、ゲート信号生成回路１５０と、目標電圧設定回路１６０と、を備える。 As shown in FIG. 3, the controller 100 includes a load current three-phase two-phase conversion (3φ → αβ) circuit 101, a power supply voltage three-phase two-phase conversion (3φ → αβ) circuit 102, and a reverse rotation coordinate conversion (PQ conversion). ) Circuit 110, compensation current generation circuit 120, reverse rotation coordinate reverse conversion (PQ reverse conversion) circuit 130, two-phase three-phase conversion circuit 140, gate signal generation circuit 150, and target voltage setting circuit 160. Prepare.
負荷電流三相二相変換回路１０１は、三相交流電源１０に接続された三相不平衡負荷２０の負荷電流ＩＬを、三相からα相、β相の二相に変換して、α相のＩα、β相のＩβを逆回転座標変換回路１１０に出力する。 The load current three-phase two-phase conversion circuit 101 converts the load current IL of the three-phase unbalanced load 20 connected to the three-phase AC power supply 10 from three phases into two phases of α phase and β phase, and α phase Iα and β-phase Iβ are output to the reverse rotation coordinate conversion circuit 110.
また、電源電圧三相二相変換回路１０２は、三相交流電源１０の電源電圧Ｖｓを、三相からα相、β相の二相に変換して、α相のＶα、β相のＶβを逆回転座標変換回路１１０に出力する。 The power supply voltage three-phase two-phase conversion circuit 102 converts the power supply voltage Vs of the three-phase AC power supply 10 from three phases into two phases of α phase and β phase, and converts α phase Vα and β phase Vβ. It outputs to the reverse rotation coordinate conversion circuit 110.
逆回転座標変換回路１１０は、負荷電流三相二相変換回路１０１から入力された負荷電流ＩＬの二相電流Ｉα，Ｉβと、電源電圧三相二相変換回路１０２から入力された電源電圧Ｖｓの二相電圧Ｖα，Ｖβとを、逆相による回転座標変換し、電源電圧Ｖｓ及び負荷電流ＩＬを、三相不平衡負荷２０に流れる瞬時実電力Ｐ及び瞬時虚電力Ｑに変換して、補償電流生成回路１２０に出力する。この逆回転座標変換回路１１０により、二相電圧Ｖα，Ｖβ及び二相電流Ｉα，Ｉβの基本波成分は直流信号となり、高周波成分は交流信号となる。 The reverse rotation coordinate conversion circuit 110 includes the two-phase currents Iα and Iβ of the load current IL input from the load current three-phase two-phase conversion circuit 101 and the power supply voltage Vs input from the power supply voltage three-phase two-phase conversion circuit 102. The two-phase voltages Vα and Vβ are converted into rotational coordinates in opposite phases, the power supply voltage Vs and the load current IL are converted into the instantaneous real power P and the instantaneous imaginary power Q flowing through the three-phase unbalanced load 20, and the compensation current Output to the generation circuit 120. By the reverse rotation coordinate conversion circuit 110, the fundamental wave components of the two-phase voltages Vα and Vβ and the two-phase currents Iα and Iβ become a DC signal and the high-frequency component becomes an AC signal.
補償電流生成回路１２０は、逆回転座標変換１１０から、三相不平衡負荷２０に流れる瞬時実電力Ｐ及び瞬時虚電力Ｑが入力される。そして、三相不平衡負荷２０に流れる瞬時実電力Ｐの直流成分、及び、瞬時虚電力Ｑ（直流成分及び交流成分両方とも）を抽出し、これをキャンセルするために、不平衝補償装置３０に流すべき瞬時実電力Ｐ、瞬時虚電力Ｑを算出する。また、補償電流生成回路１２０は、減算器１２１により算出された、コンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆと、図示しない電圧検出器で検出されるコンデンサ３３のコンデンサ電圧Ｖｄｃとの差分が入力される。そして、補償電流生成回路１２０では、不平衝補償装置３０に流すべき瞬時実電力Ｐに、入力された差分から算出されるコンデンサ３３を目標電圧Ｖｄｃｒｅｆに充電するために必要な電力を加算して、Ｐ信号及びＱ信号として、逆回転座標逆変換回路１３０に出力する。 The compensation current generation circuit 120 receives the instantaneous real power P and the instantaneous imaginary power Q that flow into the three-phase unbalanced load 20 from the reverse rotation coordinate transformation 110. Then, the DC component of the instantaneous real power P flowing through the three-phase unbalanced load 20 and the instantaneous imaginary power Q (both DC component and AC component) are extracted, and in order to cancel this, the unbalance compensation device 30 The instantaneous real power P and the instantaneous imaginary power Q to be flown are calculated. Further, the compensation current generation circuit 120 receives a difference between the target voltage Vdcref of the capacitor 33 calculated by the subtractor 121 and the capacitor voltage Vdc of the capacitor 33 detected by a voltage detector (not shown). Then, the compensation current generation circuit 120 adds the power necessary to charge the capacitor 33 calculated from the input difference to the target voltage Vdcref to the instantaneous actual power P to be supplied to the unbalance compensation device 30. The P signal and the Q signal are output to the reverse rotation coordinate reverse conversion circuit 130.
逆回転座標逆変換回路１３０は、電源電圧三相二相変換回路１０２から出力された電源電圧Ｖｓの二相電圧Ｖα，Ｖβ、及び、負荷電流三相二相変換回路１０１から出力された負荷電流ＩＬの二相電流Ｉα、Ｉβを元に、補償電流生成回路１２０から入力されたＰ信号、Ｑ信号から、不平衡補償装置３０に流すべき補償電流Ｉｆｒｅｆのα相及びβ相の二相信号Ｉｆｒｅｆα及びＩｆｒｅｆβを、二相三相変換回路１４０に出力する。 The reverse rotation coordinate reverse conversion circuit 130 includes the two-phase voltages Vα and Vβ of the power supply voltage Vs output from the power supply voltage three-phase two-phase conversion circuit 102 and the load current output from the load current three-phase two-phase conversion circuit 101. Based on the two-phase currents Iα and Iβ of the IL, the α-phase and β-phase two-phase signals Ifrefα of the compensation current Ifref to be supplied to the unbalance compensator 30 from the P and Q signals input from the compensation current generation circuit 120. And Ifrefβ are output to the two-phase / three-phase conversion circuit 140.
二相三相変換回路１４０は、逆回転座標逆変換回路１３０から入力された不平衡補償装置３０に流すべき補償電流Ｉｆｒｅｆの二相信号Ｉｆｒｅｆα及びＩｆｒｅｆβを、三相信号ＩｆｒｅｆＵ、ＩｆｒｅｆＶ、ＩｆｒｅｆＷに変換し、ゲート信号生成回路１５０の減算器１５１に出力する。 The two-phase / three-phase conversion circuit 140 converts the two-phase signals Ifrefα and Ifrefβ of the compensation current Ifref to be supplied to the unbalance compensator 30 input from the reverse rotation coordinate inverse conversion circuit 130 into three-phase signals IfrefU, IfrefV, and IfrefW. To the subtracter 151 of the gate signal generation circuit 150.
ゲート信号生成回路１５０には、二相三相変換回路１４０から入力された三相信号ＩｆｒｅｆＵ、ＩｆｒｅｆＶ、ＩｆｒｅｆＷと、実際の図示しない電流検出器で検出される不平衡補償装置３０の補償器電流Ｉｆとの差が、減算器１５１から入力される。そして、ゲート信号生成回路１５０は、減算器１５１から入力された差に基づいて、インバータ３２に入力するゲート信号を生成する。例えば、ゲート信号生成回路１５０は、減算器１５１から入力された差に比例ゲインを掛けたものを出力電圧とし、その出力電圧をＰＷＭ変換したものをゲート信号として出力する。出力されたゲート信号は、インバータ３２のスイッチング素子に与えられる。 The gate signal generation circuit 150 includes a three-phase signal IfrefU, IfrefV, IfrefW input from the two-phase three-phase conversion circuit 140, and a compensator current If of the unbalance compensator 30 detected by an actual current detector (not shown). Is input from the subtracter 151. Then, the gate signal generation circuit 150 generates a gate signal to be input to the inverter 32 based on the difference input from the subtracter 151. For example, the gate signal generation circuit 150 outputs a voltage obtained by multiplying the difference input from the subtractor 151 by a proportional gain as an output voltage, and outputs the output voltage obtained by PWM conversion as a gate signal. The output gate signal is given to the switching element of the inverter 32.
目標電圧設定回路１６０は、三相不平衡負荷２０の負荷電流ＩＬが入力されて、コンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆを設定する。ここで、第一の実施形態に係る不平衡補償装置３０の目標電圧設定回路１６０におけるコンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆの設定の手順について、図４に基づいて説明する。図４は、第一の実施形態に係る不平衡補償装置３０におけるコンデンサの目標電圧の設定の過程の一例を示すフローチャート図である。 The target voltage setting circuit 160 receives the load current IL of the three-phase unbalanced load 20 and sets the target voltage Vdcref of the capacitor 33. Here, a procedure for setting the target voltage Vdcref of the capacitor 33 in the target voltage setting circuit 160 of the unbalance compensator 30 according to the first embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 4 is a flowchart showing an example of the process of setting the target voltage of the capacitor in the unbalance compensator 30 according to the first embodiment.
第一の実施形態に係る不平衡補償装置３０では、一例として、三相交流電源１０が三相２２０ＶＡＣであり、コンデンサ３３の容量Ｃが１００ｍＦである場合を想定する。そして、通常、全波整流後の電圧は約２８０Ｖとなり、コンデンサ３３の電圧が電圧リップルを含めて２８０Ｖ以上になるように、例えば５００Ｖとなるように制御を行う。これに対して、急峻は負荷増加量及び減少量の上限を、例えば５ｋＷと想定する。そして、コンデンサの目標電圧Ｖｄｃｒｅｆを通常の５００Ｖから６００Ｖに設定する。この時、コンデンサ容量Ｃが１００ｍＦであるため、コンデンサに蓄電される電力が下記の通りに計算される。
目標電圧Ｖｄｒｅｆを５００Ｖに設定した場合：
Ｅ＝１／２×Ｃ×（５００）２＝１２．５ｋＷ
目標電圧Ｖｄｒｅｆを６００Ｖに設定した場合：
Ｅ＝１／２×Ｃ×（６００）２＝１８ｋＷ
目標電圧Ｖｄｒｅｆを６８５．５Ｖに設定場合：
Ｅ＝１／２×Ｃ×（６８５．５）２＝２３．５ｋＷ
以上から、図４に示す例では、目標電圧Ｖｄｒｅｆを、６００Ｖを中心にして、±５．５ｋＷの電力調整が行えるように制御する。
In the unbalance compensation device 30 according to the first embodiment, as an example, a case is assumed in which the three-phase AC power supply 10 is a three-phase 220 VAC and the capacitance C of the capacitor 33 is 100 mF. In general, the voltage after full-wave rectification is about 280 V, and control is performed so that the voltage of the capacitor 33 is, for example, 500 V so that the voltage including the voltage ripple is 280 V or more. On the other hand, the steep assumption assumes that the upper limit of the load increase amount and the decrease amount is, for example, 5 kW. Then, the target voltage Vdcref of the capacitor is set from the normal 500V to 600V. At this time, since the capacitor capacitance C is 100 mF, the electric power stored in the capacitor is calculated as follows.
When the target voltage Vdref is set to 500V:
E = 1/2 × C × (500) 2 = 12.5 kW
When the target voltage Vdref is set to 600V:
E = 1/2 * C * (600) 2 = 18 kW
When setting the target voltage Vdref to 685.5V:
E = 1/2 * C * (685.5) 2 = 23.5kW
From the above, in the example shown in FIG. 4, the target voltage Vdref is controlled so that power adjustment of ± 5.5 kW can be performed around 600V.
まず、三相交流電源システム１の運転が開始されると、減算器１２１に入力するコンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆは、６００Ｖに設定される（Ｓ１１）。 First, when the operation of the three-phase AC power supply system 1 is started, the target voltage Vdcref of the capacitor 33 input to the subtractor 121 is set to 600 V (S11).
次に、負荷変動を検出したかどうかが判断される（Ｓ１２）。負荷変動を検出したかどうかは、図示しない電流検出器で測定される三相不平衡負荷２０の負荷電流ＩＬの値から検出する。尚、負荷変動を検出は、三相不平衡負荷２０の負荷電流ＩＬの値から検出するに限らない。例えば、図示しない電圧検出器で測定される三相交流電源１０の電源電圧Ｖｓの値から検出しても良いし、図示しない電圧検出器で測定されるコンデンサ３３の電圧Ｖｄｃの値から検出しても良い。 Next, it is determined whether or not a load change is detected (S12). Whether or not the load fluctuation is detected is detected from the value of the load current IL of the three-phase unbalanced load 20 measured by a current detector (not shown). The detection of the load fluctuation is not limited to detection from the value of the load current IL of the three-phase unbalanced load 20. For example, it may be detected from the value of the power supply voltage Vs of the three-phase AC power supply 10 measured by a voltage detector (not shown), or may be detected from the value of the voltage Vdc of the capacitor 33 measured by a voltage detector (not shown). Also good.
負荷変動が検出されないと判断されると（Ｓ１２：ＮＯ）、ステップＳ１２に戻る。 If it is determined that no load fluctuation is detected (S12: NO), the process returns to step S12.
一方、負荷変動が検出されたと判断されると（Ｓ１２：ＹＥＳ）、負荷の増加が検出されたかどうかが判断される（Ｓ１３）。負荷の増加は、三相不平衡負荷２０の負荷電流ＩＬの値から負荷変動を検出した場合は、負荷電流ＩＬの値の増加により判断される。尚、負荷の増加は、三相交流電源１０の電源電圧Ｖｓの値から負荷変動を検出した場合は、電源電圧Ｖｓの値の減少により判断される。または、負荷の増加は、コンデンサ３３の電圧Ｖｄｃの値から検出した場合は、電圧Ｖｄｃの値の減少により判断される。 On the other hand, if it is determined that a load change has been detected (S12: YES), it is determined whether an increase in load has been detected (S13). The increase in the load is determined by the increase in the value of the load current IL when a load change is detected from the value of the load current IL of the three-phase unbalanced load 20. The increase in load is determined by a decrease in the value of the power supply voltage Vs when a load change is detected from the value of the power supply voltage Vs of the three-phase AC power supply 10. Alternatively, when the increase in the load is detected from the value of the voltage Vdc of the capacitor 33, it is determined by the decrease in the value of the voltage Vdc.
負荷の増加が検出されたと判断されると（Ｓ１３：ＹＥＳ）、コンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆを５００Ｖに設定し（Ｓ１４）、コンデンサ３３に蓄積された電力を放電して発電量を増加させる（Ｓ１５）。そして、ある時定数を持って三相交流電源１０の発電量を調整し、徐々に、コンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆの値を６００Ｖに戻し、ステップＳ１１に戻る。 If it is determined that an increase in load is detected (S13: YES), the target voltage Vdcref of the capacitor 33 is set to 500V (S14), and the electric power stored in the capacitor 33 is discharged to increase the amount of power generation (S15). ). Then, the power generation amount of the three-phase AC power supply 10 is adjusted with a certain time constant, the value of the target voltage Vdcref of the capacitor 33 is gradually returned to 600 V, and the process returns to step S11.
一方、負荷の増加が検出されないと判断されると（Ｓ１３：ＮＯ）、負荷の減少が検出されたかどうかが判断される（Ｓ１６）。負荷の減少は、三相不平衡負荷２０の負荷電流ＩＬの値から負荷変動を検出した場合は、負荷電流ＩＬの値の減少により判断される。尚、負荷の減少は、三相交流電源１０の電源電圧Ｖｓの値から負荷変動を検出した場合は、電源電圧Ｖｓの値の増加により判断される。または、負荷の減少は、コンデンサ３３の電圧Ｖｄｃの値から検出した場合は、電圧Ｖｄｃの値の増加により判断される。 On the other hand, if it is determined that an increase in load is not detected (S13: NO), it is determined whether a decrease in load is detected (S16). The decrease in the load is determined by a decrease in the value of the load current IL when a load change is detected from the value of the load current IL of the three-phase unbalanced load 20. The decrease in the load is determined by the increase in the value of the power supply voltage Vs when a load change is detected from the value of the power supply voltage Vs of the three-phase AC power supply 10. Alternatively, when the decrease in the load is detected from the value of the voltage Vdc of the capacitor 33, it is determined by the increase in the value of the voltage Vdc.
負荷の減少が検出されたと判断されると（Ｓ１６：ＹＥＳ）、コンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆを６８５．５Ｖに設定し（Ｓ１７）、コンデンサ３３に電力を蓄電して発電量を減少させる（Ｓ１８）。そして、ある時定数を持って三相交流電源１０の発電量を調整し、徐々に、コンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆの値を６００Ｖに戻し、ステップＳ１１に戻る。 If it is determined that a decrease in load is detected (S16: YES), the target voltage Vdcref of the capacitor 33 is set to 685.5V (S17), and the power is stored in the capacitor 33 to reduce the amount of power generation (S18). . Then, the power generation amount of the three-phase AC power supply 10 is adjusted with a certain time constant, the value of the target voltage Vdcref of the capacitor 33 is gradually returned to 600 V, and the process returns to step S11.
一方、負荷の減少が検出されないと判断されると（Ｓ１６：ＮＯ）、ステップＳ１２に戻る。 On the other hand, if it is determined that a decrease in load is not detected (S16: NO), the process returns to step S12.
尚、図４に示す例では、コンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆを、６００Ｖから５００Ｖ、あるいは、６００Ｖから６８５．５Ｖと一意に設定していたが、本実施形態に係る不平衡補償装置３０におけるコンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆの設定の手順はそれに限らない。例えば、ステップＳ１２で検出した負荷変動の変動量に応じて、コンデンサ３３の目標電圧値Ｖｄｃｒｅｆの値を調整しても良い。または、フィードバック制御、例えば、コンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆと実際のコンデンサ３３の電圧Ｖｄｃとの偏差によるＰＷＭ制御やＰＩ制御を行い、＋方向に偏差が大きくなれば、コンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆを増加させ、−方向に偏差が大きくなれば、コンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆを減少させることにより、コンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆの値を調整しても良い。 In the example shown in FIG. 4, the target voltage Vdcref of the capacitor 33 is uniquely set from 600 V to 500 V, or from 600 V to 685.5 V, but the capacitor 33 in the unbalance compensation device 30 according to the present embodiment. The procedure for setting the target voltage Vdcref is not limited thereto. For example, the value of the target voltage value Vdcref of the capacitor 33 may be adjusted according to the amount of load fluctuation detected in step S12. Alternatively, feedback control, for example, PWM control or PI control based on the deviation between the target voltage Vdcref of the capacitor 33 and the actual voltage Vdc of the capacitor 33 is performed. If the deviation increases in the + direction, the target voltage Vdcref of the capacitor 33 is increased. If the deviation increases in the negative direction, the value of the target voltage Vdcref of the capacitor 33 may be adjusted by decreasing the target voltage Vdcref of the capacitor 33.
このように、第一の実施形態に係る不平衡補償装置３０は、コントローラ１００により、コンデンサ３３の電圧を目標電圧Ｖｄｃｒｅｆに維持すると共に、不平衡電流を補償する補償電流Ｉｆｒｅｆを算出して、ゲート信号を出力している。これにより、発電量の調整を急峻に制御できない三相交流電源システム１に対しても、三相不平衡負荷２０に並列に接続されているコンデンサ３３を常に目標電圧Ｖｄｃｒｅｆに維持することにより、負荷変動のエネルギー調整を実現し、不平衡電流を補償しつつ、急峻な負荷変動に対応して、三相交流電源システム１の運転を継続することができる。また、コンデンサ３３という必要最小限の蓄電装置により、三相交流電源システム１の負荷変動の吸収が可能となる。即ち、蓄電装置にコンデンサ３３を用いることにより、負荷変動のエネルギー調整を、コンデンサ３３での蓄電及び放電により実現することができる。また、蓄電装置としてコンデンサ３３を用いることにより、急速に蓄電をすることが可能になる。また、蓄電装置として用いるコンデンサ３３の容量を選択することにより、大容量の蓄電も可能になる。 As described above, the unbalance compensation device 30 according to the first embodiment uses the controller 100 to maintain the voltage of the capacitor 33 at the target voltage Vdcref and calculate the compensation current Ifref that compensates for the unbalance current. A signal is being output. As a result, even for the three-phase AC power supply system 1 in which the adjustment of the power generation amount cannot be controlled sharply, the capacitor 33 connected in parallel to the three-phase unbalanced load 20 is always maintained at the target voltage Vdcref. It is possible to continue the operation of the three-phase AC power supply system 1 in response to steep load fluctuations while realizing fluctuation energy adjustment and compensating for the unbalanced current. Further, the minimum required power storage device such as the capacitor 33 can absorb the load fluctuation of the three-phase AC power supply system 1. That is, by using the capacitor 33 in the power storage device, it is possible to realize energy adjustment of load fluctuations by power storage and discharge in the capacitor 33. Further, by using the capacitor 33 as the power storage device, it is possible to store power rapidly. Further, by selecting the capacity of the capacitor 33 used as the power storage device, it is possible to store large capacity.
［第二の実施形態］
第二の実施形態に係る不平衡補償装置について、図５〜図７に基づいて説明する。まず、第二の実施形態に係る不平衡補償装置３０について、図５に基づいて説明する。図５は、第二の実施形態に係る不平衡補償装置を示す回路図である。
[Second Embodiment]
The unbalance compensation apparatus according to the second embodiment will be described with reference to FIGS. First, the unbalance compensation apparatus 30 according to the second embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a circuit diagram showing an unbalance compensator according to the second embodiment.
図５に示すように、不平衡補償装置３０は、インダクタンス３１と、インバータ３２と、蓄電装置としてのコンデンサ３３及び抵抗負荷３４と、抵抗負荷３４に直接に接続されたスイッチング素子３５と、抵抗負荷３４に流れる電流を測定する電流検出器３６と、インバータ３２にゲート信号を入力するコントローラ（制御回路）１００とを備えている。 As shown in FIG. 5, the unbalance compensation device 30 includes an inductance 31, an inverter 32, a capacitor 33 and a resistance load 34 as a power storage device, a switching element 35 directly connected to the resistance load 34, and a resistance load. 34, a current detector 36 for measuring the current flowing through 34, and a controller (control circuit) 100 for inputting a gate signal to the inverter 32.
インバータ３２は、インダクタンス３１を介して、三相不平衡負荷２０に並列に接続される。インバータ３２は、例えば、ＩＧＢＴ、ＳＳＲ、ＳＳＣ等のスイッチング素子が複数接続されて構成される。 The inverter 32 is connected in parallel to the three-phase unbalanced load 20 via the inductance 31. For example, the inverter 32 is configured by connecting a plurality of switching elements such as IGBT, SSR, and SSC.
コンデンサ３３は、インバータ３２に並列に接続されて、インバータ３２の直流電圧を充電するようにしている。コンデンサ３３の直流電圧Ｖｄｃは、後述するコントローラ１００からのゲート信号に基づいてスイッチングされるインバータ３２により、目標電圧Ｖｄｃｒｅｆとなるように制御される。 The capacitor 33 is connected in parallel to the inverter 32 so as to charge the DC voltage of the inverter 32. The DC voltage Vdc of the capacitor 33 is controlled to become the target voltage Vdcref by an inverter 32 that is switched based on a gate signal from the controller 100 described later.
抵抗負荷３４は、コンデンサ３３（即ち、インバータ３２）に並列に接続され、三相交流電源１０からインバータ３２を介してコンデンサ３３に供給される電力の一部を消費する。抵抗負荷３４は、より詳細には、インバータ３２に出力される直流電力の一部を消費する。 The resistive load 34 is connected in parallel to the capacitor 33 (that is, the inverter 32), and consumes a part of the power supplied from the three-phase AC power supply 10 to the capacitor 33 via the inverter 32. More specifically, the resistive load 34 consumes a part of the DC power output to the inverter 32.
スイッチング素子３５は、後述するデューティー比制御回路１７０に制御されて、インバータ３２と抵抗負荷３４との間を導通・遮断（ＯＮ／ＯＦＦ）する。より詳細には、スイッチング素子３５には、後述するデューティー比制御回路１７０からゲート信号（ＯＮの指令及びＯＦＦの指令）が入力される。スイッチング素子３５は、ＩＧＢＴ、ＳＳＲ、ＳＳＣ等のスイッチング素子を用いる。 The switching element 35 is controlled by a duty ratio control circuit 170 (described later) to conduct / cut off (ON / OFF) between the inverter 32 and the resistive load 34. More specifically, gate signals (ON command and OFF command) are input to the switching element 35 from a duty ratio control circuit 170 described later. As the switching element 35, a switching element such as IGBT, SSR, SSC or the like is used.
ここで、スイッチング素子３５としてＩＧＢＴのパワースイッチング素子を用いた場合、スイッチング素子３５に対してデューティー比制御回路１６０によりＯＮの指令が入力されると、ＩＧＢＴのゲートに対してスイッチング動作によりＯＮにするために電圧を印加して、ゲートからエミッタへ電流を流す。ＩＧＢＴのゲートからエミッタへ電流が流れると、コレクタからエミッタへ電流が流れ始めて、抵抗負荷３４に電流が流される。一方、ＩＧＢＴに対してデューティー比制御回路１６０によりＯＦＦの指令が入力されると、ＩＧＢＴのゲートに対してスイッチング動作によりＯＦＦにするためにマイナスの電圧を印加して、エミッタからゲートへ電流を流す。ＩＧＢＴのエミッタからゲートへ電流が流れると、コレクタからエミッタへ流れていた電流が止まり、抵抗負荷３４へ流されていた電流も止まる。尚、ＩＧＢＴに、スイッチング時の電流の向きと反対向きに流れることを許容する整流子を並列に設けても良い。 Here, when an IGBT power switching element is used as the switching element 35, when an ON command is input to the switching element 35 by the duty ratio control circuit 160, the IGBT gate is turned on by a switching operation. For this purpose, a voltage is applied, and a current flows from the gate to the emitter. When a current flows from the gate to the emitter of the IGBT, a current starts to flow from the collector to the emitter, and a current flows through the resistance load 34. On the other hand, when an OFF command is input to the IGBT by the duty ratio control circuit 160, a negative voltage is applied to the IGBT gate to turn it OFF by a switching operation, and a current flows from the emitter to the gate. . When current flows from the emitter to the gate of the IGBT, the current flowing from the collector to the emitter stops, and the current flowing to the resistance load 34 also stops. Note that a commutator that allows the IGBT to flow in a direction opposite to the direction of current during switching may be provided in parallel to the IGBT.
また、スイッチング素子３５としてＳＳＲ、ＳＳＣのスイッチング素子を用いた場合は、スイッチング素子３５に対してデューティー比制御回路１６０によりＯＮの指令が入力されると、スイッチをＯＮすることにより、抵抗負荷３４に電流を流す。一方、スイッチング素子３５に対してデューティー比制御回路１６０によりＯＦＦの指令が入力されると、スイッチをＯＦＦすることにより、抵抗負荷３４に流している電流を止める。 In addition, when an SSR or SSC switching element is used as the switching element 35, when an ON command is input to the switching element 35 by the duty ratio control circuit 160, the switch is turned on, so that the resistance load 34 is turned on. Apply current. On the other hand, when an OFF command is input to the switching element 35 by the duty ratio control circuit 160, the current flowing through the resistance load 34 is stopped by turning off the switch.
電流検出器３６は、抵抗負荷３４に流れる電流の値Ａを測定するための装置である。 The current detector 36 is a device for measuring the value A of the current flowing through the resistance load 34.
コントローラ１００は、電源電圧Ｖｓと、補償器電流Ｉｆと、負荷電流ＩＬと、コンデンサ電圧Ｖｄｃとに基づいて、インバータ３２にゲート信号を出力する。また、コントローラは、電流検出器３６で検出した抵抗負荷３４の電流の値Ａに基づいて、スイッチング素子３５にゲート信号を出力する。ここで、コントローラ１００について、図６に基づいて説明する。図６は、第二の実施形態に係る不平衡補償装置の制御回路を示す回路図である。 Controller 100 outputs a gate signal to inverter 32 based on power supply voltage Vs, compensator current If, load current IL, and capacitor voltage Vdc. Further, the controller outputs a gate signal to the switching element 35 based on the current value A of the resistance load 34 detected by the current detector 36. Here, the controller 100 will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a circuit diagram showing a control circuit of the unbalance compensator according to the second embodiment.
図６に示す通り、コントローラ１００は、負荷電流三相二相変換（３φ→αβ）回路１０１と、電源電圧三相二相変換（３φ→αβ）回路１０２と、逆回転座標変換（ＰＱ変換）回路１１０と、補償電流生成回路１２０と、逆回転座標逆変換（ＰＱ逆変換）回路１３０と、二相三相変換回路１４０と、ゲート信号生成回路１５０と、を備える。目標電圧設定回路１６０以外は、第一の実施形態に係る不平衡補償装置３０のコントローラ１００と同じであり、その説明を省略する。 As shown in FIG. 6, the controller 100 includes a load current three-phase two-phase conversion (3φ → αβ) circuit 101, a power supply voltage three-phase two-phase conversion (3φ → αβ) circuit 102, and reverse rotation coordinate conversion (PQ conversion). The circuit 110 includes a compensation current generation circuit 120, a reverse rotation coordinate reverse conversion (PQ reverse conversion) circuit 130, a two-phase / three-phase conversion circuit 140, and a gate signal generation circuit 150. Except for the target voltage setting circuit 160, the controller 100 is the same as the controller 100 of the unbalance compensator 30 according to the first embodiment, and a description thereof is omitted.
図６に示す通り、コントローラ１００は、更に、デューティー比制御回路１６０を備える。デューティー比制御回路１６０は、電流検出器３６で検出した抵抗負荷３４の電流の値Ａに応じて、スイッチング素子３５のデューティー比（開閉タイミング）を決定し、決定したデューティー比に基づいて、スイッチング素子３５に対してゲート信号を出力する。 As shown in FIG. 6, the controller 100 further includes a duty ratio control circuit 160. The duty ratio control circuit 160 determines the duty ratio (opening / closing timing) of the switching element 35 according to the current value A of the resistive load 34 detected by the current detector 36, and based on the determined duty ratio, the switching element A gate signal is output to 35.
ここで、デューティー比制御回路１６０におけるデューティー比の設定の手順について、図７に基づいて説明する。図７は、第二の実施形態に係る不平衡補償装置３０におけるスイッチング素子のデューティー比の設定の過程の一例を示すフローチャート図である。 Here, the procedure for setting the duty ratio in the duty ratio control circuit 160 will be described with reference to FIG. FIG. 7 is a flowchart showing an example of a process for setting the duty ratio of the switching element in the unbalance compensation apparatus 30 according to the second embodiment.
第二の実施形態に係る不平衡補償装置３０では、第一の実施形態に係る不平衡補償装置３０と同様に、三相交流電源１０が三相２２０ＶＡＣであり、コンデンサ３３の容量Ｃが１００ｍＦである場合を想定する。そして、通常、全波整流後の電圧は約２８０Ｖとなり、コンデンサ３３の電圧が電圧リップルを含めて２８０Ｖ以上になるように、例えば５００Ｖとなるように制御を行う。 In the unbalance compensator 30 according to the second embodiment, the three-phase AC power supply 10 is a three-phase 220 VAC, and the capacitance C of the capacitor 33 is 100 mF, similarly to the unbalance compensator 30 according to the first embodiment. Assume a certain case. In general, the voltage after full-wave rectification is about 280 V, and control is performed so that the voltage of the capacitor 33 is, for example, 500 V so that the voltage including the voltage ripple is 280 V or more.
まず、三相交流電源システム１の運転が開始されると、スイッチング素子子３５のデューティー比の値は、例えば５０％に設定されている（Ｓ２１）。また、減算器１２１に入力するコンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆは、通常通り、５００Ｖに設定されている。 First, when the operation of the three-phase AC power supply system 1 is started, the value of the duty ratio of the switching element 35 is set to 50%, for example (S21). Further, the target voltage Vdcref of the capacitor 33 input to the subtractor 121 is set to 500 V as usual.
次に、負荷変動を検出したかどうかが判断される（Ｓ２２）。負荷変動を検出したかどうかは、電流検出器３６で検出した抵抗負荷の電流の値Ａから検出する。 Next, it is determined whether or not a load change is detected (S22). Whether or not the load fluctuation is detected is detected from the current value A of the resistive load detected by the current detector 36.
負荷変動が検出されないと判断されると（Ｓ２２：ＮＯ）、ステップＳ１２に戻る。 If it is determined that no load fluctuation is detected (S22: NO), the process returns to step S12.
一方、負荷変動が検出されたと判断されると（Ｓ２２：ＹＥＳ）、負荷の増加が検出されたかどうかが判断される（Ｓ２３）。負荷の増加は、電流検出器３６で検出した抵抗負荷の電流の値Ａの増加により判断される。 On the other hand, if it is determined that a load change is detected (S22: YES), it is determined whether an increase in load is detected (S23). The increase in the load is determined by the increase in the resistance load current value A detected by the current detector 36.
負荷の増加が検出されたと判断されると（Ｓ２３：ＹＥＳ）、スイッチング素子３５のデューティー比を減少させて所定の値（例えば、４０％）に設定し（Ｓ２４）、抵抗負荷３４で消費する電力を増加させて、発電量を増加させる（Ｓ２５）。そして、ある時定数を持って三相交流電源１０の発電量を調整し、徐々に、スイッチング素子３５のデューティー比の値を元の値である５０％に戻し、ステップＳ１１に戻る。 If it is determined that an increase in the load is detected (S23: YES), the duty ratio of the switching element 35 is decreased and set to a predetermined value (eg, 40%) (S24), and the power consumed by the resistive load 34 To increase the power generation amount (S25). Then, the power generation amount of the three-phase AC power supply 10 is adjusted with a certain time constant, and the duty ratio value of the switching element 35 is gradually returned to the original value of 50%, and the process returns to step S11.
一方、負荷の増加が検出されないと判断されると（Ｓ２３：ＮＯ）、負荷の減少が検出されたかどうかが判断される（Ｓ２６）。負荷の減少は、電流検出器３６で検出した抵抗負荷の電流の値Ａの減少により判断される。 On the other hand, if it is determined that an increase in load is not detected (S23: NO), it is determined whether a decrease in load is detected (S26). The decrease in the load is determined by the decrease in the value A of the resistance load current detected by the current detector 36.
負荷の減少が検出されたと判断されると（Ｓ２６：ＹＥＳ）、スイッチング素子３５のデューティー比を増加させて所定の値（例えば、６０％）に設定し（Ｓ２７）、抵抗負荷３４で消費する電力を減少させて、発電量を減少させる（Ｓ２８）。そして、ある時定数を持って三相交流電源１０の発電量を調整し、徐々に、スイッチング素子３５のデューティー比の値を元の値である５０％に戻し、ステップＳ１１に戻る。 When it is determined that a decrease in load is detected (S26: YES), the duty ratio of the switching element 35 is increased and set to a predetermined value (for example, 60%) (S27), and the power consumed by the resistive load 34 To reduce the amount of power generation (S28). Then, the power generation amount of the three-phase AC power supply 10 is adjusted with a certain time constant, and the duty ratio value of the switching element 35 is gradually returned to the original value of 50%, and the process returns to step S11.
一方、負荷の減少が検出されないと判断されると（Ｓ２６：ＮＯ）、ステップＳ２２に戻る。 On the other hand, if it is determined that a decrease in load is not detected (S26: NO), the process returns to step S22.
尚、図７に示す例では、デューティー比の値を、所定の値と、一意に設定していたが、本実施形態に係る不平衡補償装置３０におけるスイッチング素子３５のデューティー比の設定の手順はそれに限らない。例えば、ステップＳ２２で検出した負荷変動の変動量に応じてスイッチング素子３５のデューティー比の値を調整しても良い。または、フィードバック制御、例えば、電流検出器３６で検出した抵抗負荷３４の電流の値ＡによるＰＷＭ制御やＰＩ制御を行い、＋方向に偏差が大きくなれば、スイッチング素子３５のデューティー比を増加させ、−方向に偏差が大きくなれば、スイッチング素子３５のデューティー比を減少させることにより、スイッチング素子３５のデューティー比の値を調整しても良い。または、例えば、ＰＩＤ制御により、予め設定した抵抗負荷３４の電流目標値と電流検出器３６の電流の値Ａの偏差により、デューティー比５０％を中心にデューティー比を調整しても良いし、現在の電流の値Ａから予め実験に基づいて設定した関係式やテーブルに基づいてデューティー比を調整しても良い。 In the example shown in FIG. 7, the value of the duty ratio is uniquely set to a predetermined value. However, the procedure for setting the duty ratio of the switching element 35 in the unbalance compensation device 30 according to the present embodiment is as follows. Not limited to that. For example, the value of the duty ratio of the switching element 35 may be adjusted according to the amount of load fluctuation detected in step S22. Alternatively, feedback control, for example, PWM control or PI control based on the current value A of the resistive load 34 detected by the current detector 36 is performed, and if the deviation increases in the + direction, the duty ratio of the switching element 35 is increased, If the deviation increases in the − direction, the duty ratio of the switching element 35 may be adjusted by decreasing the duty ratio of the switching element 35. Alternatively, for example, by the PID control, the duty ratio may be adjusted around a duty ratio of 50% based on a deviation between a preset current target value of the resistance load 34 and the current value A of the current detector 36, Alternatively, the duty ratio may be adjusted based on a relational expression or a table previously set based on an experiment from the current value A.
このように、第二の実施形態に係る不平衡補償装置３０は、発電量の調整を急峻に制御できない三相交流電源システム１に対しても、三相不平衡負荷２０に並列に接続されている抵抗負荷３４で、負荷変動のエネルギー調整を実現し不平衡電流を補償しつつ、急峻な負荷変動に対応して、三相交流電源システム１の運転を継続することができる。また、蓄電装置として、抵抗負荷３４を用いることにより、常にエネルギーを消費しつつ、スイッチング素子３５におけるデューティー比を変更して、抵抗負荷３４に流す電流を調整することにより、負荷変動３４のエネルギー調整を、実現することができる。また、蓄電装置として、抵抗負荷３４を用いることにより、低コスト性、耐久性を備えることができる。 As described above, the unbalance compensation device 30 according to the second embodiment is connected in parallel to the three-phase unbalanced load 20 even for the three-phase AC power supply system 1 in which the adjustment of the power generation amount cannot be sharply controlled. It is possible to continue the operation of the three-phase AC power supply system 1 in response to the abrupt load variation while realizing the energy adjustment of the load variation and compensating for the unbalanced current with the resistive load 34. Further, by using the resistive load 34 as the power storage device, the energy of the load fluctuation 34 is adjusted by changing the duty ratio in the switching element 35 and adjusting the current flowing through the resistive load 34 while constantly consuming energy. Can be realized. Further, by using the resistive load 34 as the power storage device, low cost and durability can be provided.
以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、本発明は上述の実施形態や実施例に限られるものではなく、特許請求の範囲に記載した限りにおいて様々な設計変更が可能なものである。 The preferred embodiments of the present invention have been described above. However, the present invention is not limited to the above-described embodiments and examples, and various design changes can be made as long as they are described in the claims. is there.
例えば、第一の実施形態に係る不平衡補償装置３０において、コンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆは、図４に示す値に限らず、コンデンサ３３の容量、三相交流電源１０の電圧、想定される負荷変動の値に応じて変更される。第二の実施形態に係る不平衡補償装置３０におけるコンデンサ３３の目標電圧Ｖｄｃｒｅｆも同様である。 For example, in the unbalance compensation device 30 according to the first embodiment, the target voltage Vdcref of the capacitor 33 is not limited to the value shown in FIG. 4, but the capacitance of the capacitor 33, the voltage of the three-phase AC power supply 10, and the assumed load It is changed according to the value of fluctuation. The same applies to the target voltage Vdcref of the capacitor 33 in the unbalance compensator 30 according to the second embodiment.
また、第二の実施形態に係る不平衡補償装置３０において、スイッチング素子３５におけるデューティー比は、図７に示す値に限らず、抵抗負荷３４、三相交流電源１０の電圧、想定される負荷変動の値に応じて変更される。 Further, in the unbalance compensation device 30 according to the second embodiment, the duty ratio in the switching element 35 is not limited to the value shown in FIG. 7, but the resistance load 34, the voltage of the three-phase AC power supply 10, and assumed load fluctuations. It is changed according to the value of.
１ 三相交流電源システム
１０ 三相交流電源
２０ 三相不平衡負荷（負荷）
３０ 不平衡補償装置
３２ インバータ
３３ コンデンサ（蓄電装置）
３４ 抵抗負荷
３５ スイッチング素子
１００ コントローラ（制御回路）
１１０ 逆回転座標変換回路
１２０ 補償電流生成回路
１３０ 逆回転座標逆変換回路
１５０ ゲート信号生成回路
１６０ デューティー比制御回路
1 Three-phase AC power supply system 10 Three-phase AC power supply 20 Three-phase unbalanced load (load)
30 Unbalance Compensator 32 Inverter 33 Capacitor (Power Storage Device)
34 Resistance load 35 Switching element 100 Controller (control circuit)
110 Reverse rotation coordinate conversion circuit 120 Compensation current generation circuit 130 Reverse rotation coordinate reverse conversion circuit 150 Gate signal generation circuit 160 Duty ratio control circuit
Claims (5)
前記負荷に並列に接続されるインバータと、
前記インバータに並列に接続される蓄電装置と、
前記三相交流電源に接続された前記負荷の負荷電流と、前記三相交流電源の電源電圧を、前記負荷に流れる瞬時実電力Ｐ及び瞬時虚電力Ｑに変換する逆回転座標変換回路と、 前記逆回転座標変換回路からの出力信号に基づいて、前記負荷に流れる瞬時実電力Ｐの直流成分及び瞬時虚電力Ｑの直流成分及び交流成分を抽出し、これらを補償するために前記不平衡補償装置に流す瞬時実電力Ｐ及び瞬時虚電力Ｑを算出すると共に、前記蓄電装置の電圧と前記蓄電装置の目標電圧との差分を前記不平衡補償装置に流す瞬時実電力Ｐに加算する補償電流生成回路と、前記補償電流生成回路からの出力信号と前記電源電圧とに基づいて、前記不平衡補償装置に流す補償電流を算出する逆回転座標逆変換回路と、前記不平衡補償装置の電流検出値と前記逆回転座標逆変換回路からの出力信号との差に基づいて、前記インバータに入力するゲート信号を生成するゲート信号生成回路と、を備えた制御回路と、
を備えることを特徴とする不平衡補償装置。 An unbalance compensator that is connected to a three-phase AC power supply system that supplies power to a load from a three-phase AC power supply and compensates for an unbalanced current caused by the load variation,
An inverter connected in parallel to the load;
A power storage device connected in parallel to the inverter;
A reverse rotation coordinate conversion circuit that converts a load current of the load connected to the three-phase AC power supply and a power supply voltage of the three-phase AC power supply into an instantaneous real power P and an instantaneous imaginary power Q flowing through the load; Based on the output signal from the reverse rotation coordinate conversion circuit, the DC component of the instantaneous real power P flowing through the load and the DC component and AC component of the instantaneous imaginary power Q are extracted, and the unbalance compensator is used to compensate them. Compensation current generating circuit that calculates instantaneous real power P and instantaneous imaginary power Q that flow through the power supply and adds the difference between the voltage of the power storage device and the target voltage of the power storage device to the instantaneous real power P that flows through the unbalance compensation device A reverse rotation coordinate inverse transform circuit that calculates a compensation current to be passed through the unbalance compensation device based on an output signal from the compensation current generation circuit and the power supply voltage, and a current detection value of the unbalance compensation device Reverse A control circuit comprising: a gate signal generation circuit that generates a gate signal to be input to the inverter based on a difference from an output signal from the rotation coordinate inverse conversion circuit;
An unbalance compensation device comprising:
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