JP2016021799A - Position estimation device, motor drive control device, and position estimation method - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce cost.SOLUTION: A position estimation device includes: a current detection part for detecting coil current generated according to a signal, superposed of a control signal which controls driving current for rotating a motor, and a harmonic signal, at different timing for each phase; and a position estimation part for estimating rotor position of the motor based on detected current by the current detection part. The different timing includes first timing which is before a predetermined period from the center of a predetermined carrier period based on the control signal, and second timing which is after the predetermined period from the center of the carrier period.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、モータに設けられた回転子の位置を検出する位置推定装置、モータ駆動制御装置及び位置推定方法に関する。   The present invention relates to a position estimation device that detects the position of a rotor provided in a motor, a motor drive control device, and a position estimation method.

従来では、モータに設けられた回転子の位置を求める手法として、モータを回転駆動するための駆動電圧又は駆動電流の周波数に対して十分に周波数が高い高調波を重畳する手法が知られている。   Conventionally, as a method for obtaining the position of a rotor provided in a motor, a method is known in which harmonics having a sufficiently high frequency are superimposed on the frequency of a drive voltage or drive current for rotationally driving the motor. .

一般にこの手法は、回転子の位置に応じてモータコイルのインダクタンスが変化する、突極性と呼ばれる特性を利用する。突極性を示すモータにおいては、高調波の入力に対して、モータコイルに生じる高調波の応答の振幅が回転子の位置に応じて変化する。   In general, this method uses a characteristic called saliency in which the inductance of the motor coil changes according to the position of the rotor. In a motor exhibiting saliency, the amplitude of the harmonic response generated in the motor coil changes according to the position of the rotor with respect to the input of the harmonic.

そこでこの手法では、高調波の応答を含むコイル電流を検出し、高調波の入力、応答及びモータモデル式に基づいて、回転子の位置を推定する。   Therefore, in this method, the coil current including the harmonic response is detected, and the rotor position is estimated based on the harmonic input, the response, and the motor model equation.

上記手法において、駆動電圧又は駆動電流の振幅と比較して高調波の応答の振幅が小さい場合がある。このため、回転子の位置の推定の精度を高めるには、コイル電流を高い精度で検出することが要求される。   In the above method, the amplitude of the harmonic response may be smaller than the amplitude of the drive voltage or drive current. For this reason, in order to increase the accuracy of estimation of the rotor position, it is required to detect the coil current with high accuracy.

ところで、モータを駆動する際には、インバータにより所定の周期にパルス幅変調された電圧をコイル端子へ印加することで、モータコイルにコイル電流を供給するが、このコイル電流には高い周波数のリプルが含まれる。   By the way, when driving a motor, a coil current is supplied to a motor coil by applying a voltage pulse-width-modulated to a coil terminal by an inverter to a coil terminal. Is included.

そこで上記手法においては、リプルの影響がないよう、所定の周期の中心のタイミングで、複数相のコイル電流を同時に検出する必要があるが、その場合、複数相に対応した数の電流検出部が必要となり、コストがかかる。   Therefore, in the above method, it is necessary to simultaneously detect the coil currents of a plurality of phases at the center timing of a predetermined cycle so that there is no influence of ripples. In this case, the number of current detection units corresponding to the plurality of phases is detected. Necessary and costly.

開示の技術では、上記事情に鑑みてこれを解決するものであり、コストを削減することを目的としている。   The disclosed technology solves this in view of the above circumstances, and aims to reduce costs.

開示の技術は、上記目的を達成すべく、以下の如き構成を採用する。   The disclosed technology adopts the following configuration in order to achieve the above-described object.

開示の技術は、モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と、高調波信号とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を相毎に異なるタイミングで検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出された電流に基づき、前記モータの有する回転子の位置を推定する位置推定部と、を有し、前記異なるタイミングは、前記制御信号に基づく所定のキャリア周期の中心から所定期間前の第１のタイミングと、前記キャリア周期の中心から前記所定期間後の第２のタイミングである。   The disclosed technology includes a current detection unit that detects a coil current generated in accordance with a signal in which a control signal for driving and driving a motor to rotate and a harmonic signal are superimposed at different timings for each phase; A position estimation unit that estimates the position of the rotor of the motor based on the current detected by the current detection unit, and the different timing is predetermined from a center of a predetermined carrier cycle based on the control signal. The first timing before the period and the second timing after the predetermined period from the center of the carrier period.

コストを削減することができる。   Cost can be reduced.

第一の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。It is a figure explaining the motor drive control device of a first embodiment. 座標系の定義を示す図である。It is a figure which shows the definition of a coordinate system. 転流駆動部を説明する図である。It is a figure explaining a commutation drive part. 第一の実施形態のＰＷＭ部の動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the PWM part of 1st embodiment. 駆動回路の上側アームの一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the upper arm of a drive circuit. 電流検出部の一例を説明する図である。It is a figure explaining an example of a current detection part. 位置推定部を説明する図である。It is a figure explaining a position estimation part. オブザーバの一例を示す図である。It is a figure which shows an example of an observer. オブザーバのループ特性を示す図である。It is a figure which shows the loop characteristic of an observer. 位置推定のための高調波の応答を含むコイル電流を示す図である。It is a figure which shows the coil electric current containing the response of the harmonic for position estimation. 第一の実施形態のコイル電流を連続する２つのキャリア周期まで拡大した図である。It is the figure which expanded the coil current of 1st embodiment to two continuous carrier periods. 第二の実施形態のＰＷＭ部の動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the PWM part of 2nd embodiment. 第二の実施形態のコイル電流を連続する２つのキャリア周期まで拡大した図である。It is the figure which expanded the coil current of 2nd embodiment to two continuous carrier periods.

（第一の実施形態）
以下に図面を参照して第一の実施形態について説明する。図１は、第一の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。 (First embodiment)
The first embodiment will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram illustrating a motor drive control device according to the first embodiment.

本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、ブラシレスモータ１０、電流検出部２０、速度制御部３０、電流制御部４０、座標変換部５０、座標逆変換部６０、位置推定部７０、高調波重畳部８０、転流駆動部９０を有する。   The motor drive control device 100 according to the present embodiment includes a brushless motor 10, a current detection unit 20, a speed control unit 30, a current control unit 40, a coordinate conversion unit 50, a coordinate reverse conversion unit 60, a position estimation unit 70, and a harmonic superposition unit. 80 and a commutation driving unit 90.

ブラシレスモータ１０は、回転子１１と、コイル端子１２、コイル１３を有する。コイル１３は、互いに１２０度の位相差をもち、Ｙ字結線されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相で構成される。回転子１１は、コイル１３と対向する位置に配置され、Ｓ極、Ｎ極が交互に並んだ永久磁石（図示せず）により構成される。ブラシレスモータ１０は、コイル端子１２からコイル１３へ、回転子１１の角度に応じて適切に転流された電流を供給されて回転する。尚、本実施形態の回転子１１の永久磁石は２×ｐ極（極ペア数はｐ）とした。   The brushless motor 10 includes a rotor 11, a coil terminal 12, and a coil 13. The coil 13 has a phase difference of 120 degrees from each other, and is composed of three phases of a U phase, a V phase, and a W phase that are Y-connected. The rotor 11 is arranged at a position facing the coil 13 and is constituted by a permanent magnet (not shown) in which S poles and N poles are alternately arranged. The brushless motor 10 is supplied with a current appropriately commutated according to the angle of the rotor 11 from the coil terminal 12 to the coil 13 and rotates. In addition, the permanent magnet of the rotor 11 of this embodiment is 2 × p poles (the number of pole pairs is p).

電流検出部２０は、３相のコイル１３に流れるコイル電流のうち、Ｕ相及びＶ相のコイル電流を検出して検出電流データｄ＿Ｉｕ、ｄ＿Ｉｖとして出力する。また、本実施形態の電流検出部２０には、周波数が低く振幅が大きい信号に、周波数が高く振幅が小さい信号が重畳された信号が入力される。前者の信号が、モータを回転駆動するための駆動電流（基本波）である。後者の信号が、高調波信号の応答である高調波電流である。   The current detection unit 20 detects the U-phase and V-phase coil currents among the coil currents flowing through the three-phase coils 13 and outputs them as detected current data d_Iu and d_Iv. In addition, a signal in which a signal having a high frequency and a small amplitude is superimposed on a signal having a low frequency and a large amplitude is input to the current detection unit 20 of the present embodiment. The former signal is a drive current (fundamental wave) for rotationally driving the motor. The latter signal is a harmonic current that is the response of the harmonic signal.

速度制御部３０は、外部から入力される、又は予め設定された目標速度と対応した速度指令値ｗｔｇｔと、位置推定部７０により推定される推定速度ｗｍに基づいて、発生すべきトルクの目標を示すトルク指令値Ｔｅを出力する。   The speed control unit 30 determines a target torque to be generated based on the speed command value wtgt input from the outside or corresponding to a preset target speed and the estimated speed wm estimated by the position estimating unit 70. The indicated torque command value Te is output.

電流制御部４０は、トルク目標指令値Ｔｅに基づき、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれに流すべき電流目標値を生成する電流目標生成部（図示せず）と、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれの比例積分制御器（図示せず）を有する。比例積分制御器は、ｄ軸及びｑ軸の電流目標値と第１検出電流ｄ＿Ｉｕ、ｄ＿Ｉｖから、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれに印加すべき電圧の指令値である電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを生成する。すなわち、本実施形態の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑは、ブラシレスモータ１０を回転駆動させるためにコイル１３に供給される駆動電流を制御する制御信号である。   The current control unit 40, based on the torque target command value Te, a current target generation unit (not shown) that generates a current target value to be passed through each of the d-axis and the q-axis, and a proportionality between the d-axis and the q-axis. It has an integration controller (not shown). The proportional-integral controller generates voltage command values Vd and Vq that are command values of voltages to be applied to the d-axis and the q-axis, respectively, from the d-axis and q-axis current target values and the first detection currents d_Iu and d_Iv. To do. That is, the voltage command values Vd and Vq of the present embodiment are control signals that control the drive current supplied to the coil 13 for rotationally driving the brushless motor 10.

座標変換部５０は、電流検出部２０により検出したＵＶＷ相の電流を、図２に示す互いに１２０度の位相差をもつＵＶＷ軸座標系から、ｄｑ軸座標系へ座標変換して、ｄｑ軸の検出電流として出力する。ｄｑ軸座標系とは、位置推定部７０から得られる推定位置ｔｈｅで回転する回転直交座標系である。図２は、座標系の定義を示す図である。   The coordinate conversion unit 50 converts the UVW phase current detected by the current detection unit 20 from the UVW axis coordinate system having a phase difference of 120 degrees shown in FIG. Output as detection current. The dq axis coordinate system is a rotation orthogonal coordinate system that rotates at the estimated position the obtained from the position estimation unit 70. FIG. 2 is a diagram showing the definition of the coordinate system.

具体的には、座標変換部５０は、以下の式１に示す座標変換演算を用いて、Ｕ相の第１検出電流ｄ＿Ｉｕ及びＶ相の第１検出電流ｄ＿Ｉｖを座標変換して、ｄ軸の第１検出電流ｄ＿Ｉｄ及びｑ軸の第１検出電流ｄ＿Ｉｑを出力する。また、座標変換部５０は、Ｕ相の第２検出電流ｄ＿Ｉｃｕ及びＶ相の第２検出電流ｄ＿Ｉｃｖを同様に座標変換して、ｄ軸の第２検出電流ｄ＿Ｉｃｄ及びｑ軸の第２検出電流ｄ＿Ｉｃｑを出力する。   Specifically, the coordinate conversion unit 50 performs coordinate conversion of the U-phase first detection current d_Iu and the V-phase first detection current d_Iv using the coordinate conversion calculation shown in Equation 1 below, The first detection current d_Id and the q-axis first detection current d_Iq are output. In addition, the coordinate conversion unit 50 performs coordinate conversion on the U-phase second detection current d_Icu and the V-phase second detection current d_Icv in the same manner, so that the d-axis second detection current d_Icd and the q-axis second detection current d_Icq. Is output.

座標逆変換部６０は、高調波が重畳された出力指令値をｄｑ軸座標系からＵＶＷ軸座標系へ座標逆変換し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのコイル端子１２に印加すべき電圧の値を示す相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを出力する。具体的には座標逆変換部６０は、下記の式２に示す座標変換演算を用いて、ｄ軸の出力指令値Ｖｍｄ及びｑ軸の出力指令値Ｖｍｑを座標変換して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを出力する。

The coordinate reverse conversion unit 60 performs coordinate reverse conversion of the output command value on which the harmonic is superimposed from the dq axis coordinate system to the UVW axis coordinate system, and the voltage to be applied to the coil terminals 12 of the U phase, V phase, and W phase. Phase voltage command values Vu, Vv, Vw indicating the values of. Specifically, the coordinate inverse conversion unit 60 performs coordinate conversion of the d-axis output command value Vmd and the q-axis output command value Vmq using the coordinate conversion calculation shown in Equation 2 below to obtain the U-phase and V-phase. , W phase voltage command values Vu, Vv, Vw are output.

位置推定部７０は、後述する高調波指令値Ｖｃｄ、Ｖｃｑと、ｄｑ軸の第２検出電流ｄ＿Ｉｃｄ、ｄ＿Ｉｃｑと、トルク指令値Ｔｅと、から回転子１１の推定位置ｔｈｅ（電気角相当）および推定速度ｗｍ（機械角相当）を出力する。位置推定部７０の詳細は後述する。

The position estimation unit 70 calculates and estimates the estimated position the (equivalent to an electrical angle) of the rotor 11 from harmonic command values Vcd and Vcq, which will be described later, the second detected currents d_Icd and d_Icq on the dq axis, and the torque command value Te. The speed wm (equivalent to mechanical angle) is output. Details of the position estimation unit 70 will be described later.

高調波重畳部８０は、高調波生成部８１及び加算部８２を備え、高調波信号を生成して電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに重畳し、出力指令値Ｖｍｄ、Ｖｍｑとして出力する。   The harmonic superimposing unit 80 includes a harmonic generating unit 81 and an adding unit 82, generates a harmonic signal, superimposes it on the voltage command values Vd and Vq, and outputs them as output command values Vmd and Vmq.

高調波生成部８１は、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれに注入される、振幅及び位相の異なる周波数ｆｃの正弦波形である高調波指令値Ｖｃｄ、Ｖｃｑを生成する。本実施形態の高調波信号とは、高調波指令値Ｖｃｄ、Ｖｃｑを意味する。   The harmonic generation unit 81 generates harmonic command values Vcd and Vcq, which are sine waveforms of frequencies fc having different amplitudes and phases, which are injected into the d-axis and the q-axis, respectively. The harmonic signal of this embodiment means the harmonic command values Vcd and Vcq.

加算部８２は、高調波指令値Ｖｃｄ、Ｖｃｑをそれぞれ電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに加算して、出力指令値Ｖｍｄ、Ｖｍｑとして出力する。すなわち、本実施形態の出力指令値Ｖｍｄ、Ｖｍｑは、制御信号と高調波信号とが重畳された信号である。   Adder 82 adds harmonic command values Vcd and Vcq to voltage command values Vd and Vq, respectively, and outputs the result as output command values Vmd and Vmq. That is, the output command values Vmd and Vmq of the present embodiment are signals in which the control signal and the harmonic signal are superimposed.

転流駆動部９０は、相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの値に基づいて、パルス幅変調された電圧をコイル端子１２へ印加し、コイル１３へコイル電流を供給する。   The commutation driving unit 90 applies a pulse-width modulated voltage to the coil terminal 12 based on the phase voltage command values Vu, Vv, and Vw, and supplies the coil 13 with a coil current.

以下に、図３を参照して転流駆動部９０について説明する。図３は、転流駆動部を説明する図である。   Hereinafter, the commutation driving unit 90 will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a diagram illustrating the commutation driving unit.

本実施形態の転流駆動部９０は、ＰＷＭ部９１と、駆動回路９５と、を有する。   The commutation driving unit 90 of the present embodiment includes a PWM unit 91 and a driving circuit 95.

本実施形態のＰＷＭ部９１は、コイル端子１２へ印加すべき電圧値を示す３相の相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをパルス幅変調して、所定の論理に基づいて、３相のゲート信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬを生成する。ゲート信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬは、駆動回路９５へ供給される。ＰＷＭ部９１の動作の詳細は後述する。   The PWM unit 91 of the present embodiment performs pulse width modulation on the three-phase voltage command values Vu, Vv, and Vw indicating the voltage value to be applied to the coil terminal 12, and based on a predetermined logic, the three-phase gate Signals UH, VH, WH, UL, VL, WL are generated. The gate signals UH, VH, WH, UL, VL, WL are supplied to the drive circuit 95. Details of the operation of the PWM unit 91 will be described later.

駆動回路９５は、上側アーム９６と下側アーム９７とが、３相接続されて構成されている。駆動回路９５において、上側アーム９６及び下側アーム９７が有するスイッチング素子は、ゲート信号（ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ）によりＯＮ／ＯＦＦが制御される。駆動回路９５は、コイル端子１２にパルス幅変調された電圧を印加して、コイル１３へ電流を供給し、回転子１１を回転駆動させる。駆動回路９５の詳細は後述する。   The drive circuit 95 is configured by connecting an upper arm 96 and a lower arm 97 in three phases. In the drive circuit 95, the switching elements of the upper arm 96 and the lower arm 97 are ON / OFF controlled by gate signals (UH, VH, WH, UL, VL, WL). The drive circuit 95 applies a pulse-width-modulated voltage to the coil terminal 12, supplies a current to the coil 13, and rotates the rotor 11. Details of the drive circuit 95 will be described later.

以下に、図４を参照してＰＷＭ部９１の動作を説明する。図４は、第一の実施形態のＰＷＭ部の動作を説明する図である。尚、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相は同様の構成および動作のため、図４ではＵ相のみについてのみ説明する。   The operation of the PWM unit 91 will be described below with reference to FIG. FIG. 4 is a diagram for explaining the operation of the PWM unit of the first embodiment. Since the U phase, V phase, and W phase have the same configuration and operation, only the U phase will be described in FIG.

図４の１段目に示すキャリア信号Ｖｃは、所定のキャリア周期の三角波であり、接地ＧＮＤから電源電圧Ｖｃｃまでの振幅を持つ。   The carrier signal Vc shown in the first stage of FIG. 4 is a triangular wave having a predetermined carrier cycle, and has an amplitude from the ground GND to the power supply voltage Vcc.

本実施形態のＰＷＭ部９１は、キャリア信号Ｖｃにおいて電源電圧Ｖｃｃと接地ＧＮＤの中央値（Ｖｃｃ／２）を仮想のゼロとして、相電圧指令値Ｖｕとキャリア信号Ｖｃを大小比較し、図５の２段目に示すＰＷＭ信号Ｕｏｎを生成する。尚、相電圧指令値Ｖｕキャリア周期ｔｐｗｎの先頭で値が更新される。   The PWM unit 91 of the present embodiment compares the phase voltage command value Vu and the carrier signal Vc in magnitude with the median value (Vcc / 2) of the power supply voltage Vcc and the ground GND as a virtual zero in the carrier signal Vc. A PWM signal Uon shown in the second stage is generated. The value is updated at the beginning of the phase voltage command value Vu carrier cycle tpwn.

次に、ＰＷＭ部９１は、図５の３段目、４段目に示すように、ゲート信号ＵＨとゲート信号ＵＬを生成する。ゲート信号ＵＨは、ＰＷＭ信号Ｕｏｎに対して期間ｔｄだけ遅れた信号であり、上側アーム９６のスイッチング素子に供給される。ゲート信号ＵＬは、ＰＷＭ信号Ｕｏｎを反転し、立ち上がり（Ｕｏｎでは立ち下がり部分）を期間ｔｄの２倍だけ遅らせた信号であり、下側アーム９７のスイッチング素子のゲート信号ＵＬを生成する。尚、期間ｔｄは、上側アーム９６と下側アーム９７のスイッチング素子の短絡防止を目的に設けられた短絡防止期間（デッドタイム）である。   Next, the PWM unit 91 generates the gate signal UH and the gate signal UL as shown in the third and fourth stages in FIG. The gate signal UH is a signal delayed by a period td with respect to the PWM signal Uon, and is supplied to the switching element of the upper arm 96. The gate signal UL is a signal obtained by inverting the PWM signal Uon and delaying the rise (falling portion in Uon) by twice the period td, and generates the gate signal UL of the switching element of the lower arm 97. The period td is a short circuit prevention period (dead time) provided for the purpose of preventing a short circuit between the switching elements of the upper arm 96 and the lower arm 97.

また、本実施形態のＰＷＭ部９１は、図５の下２段に示すように、パルス信号であるトリガｔｒｇ＿ｕ、ｔｒｇ＿ｖを出力する。以下にトリガｔｒｇ＿ｕ、ｔｒｇ＿ｖについて説明する。   In addition, the PWM unit 91 of the present embodiment outputs triggers trg_u and trg_v that are pulse signals, as shown in the lower two stages of FIG. The triggers trg_u and trg_v will be described below.

図４の例では、キャリア信号Ｖｃの中心（仮想のゼロに対して負極側の頂点）から期間ｔｄだけ遅れたタイミング（Ｂ）をキャリア周期ｔｐｗｍの中心とする。これはゲート信号ＵＨ、ＵＬを生成する過程において、実際にコイル端子１２に印加される電圧が、キャリア信号Ｖｃに対して期間ｔｄだけ遅れるためである。同様に、図４では、キャリア信号Ｖｃのピーク（仮想のゼロに対して正極側の頂点）から期間ｔｄだけ遅れたタイミング（Ａ）から、次のタイミング（Ａ）までをキャリア信号Ｖｃの１キャリア周期とする。   In the example of FIG. 4, the timing (B) delayed by the period td from the center of the carrier signal Vc (the vertex on the negative electrode side with respect to the virtual zero) is set as the center of the carrier period tpwm. This is because in the process of generating the gate signals UH and UL, the voltage actually applied to the coil terminal 12 is delayed by the period td with respect to the carrier signal Vc. Similarly, in FIG. 4, one carrier of the carrier signal Vc from the timing (A) delayed by the period td from the peak of the carrier signal Vc (vertical side apex with respect to virtual zero) to the next timing (A). Let it be a period.

本実施形態でのＰＷＭ部９１は、連続する２つのキャリア周期の１つ目においては、タイミング（Ｂ）から期間ｔｓだけ前のタイミング（第１のタイミング）で、Ｕ相のトリガｔｒｇ＿ｕを出力する。また、本実施形態のＰＷＭ部９１は、２つ目のキャリア周期においては、タイミング（Ｂ）から期間ｔｓだけ後のタイミングで、Ｕ相のトリガｔｒｇ＿ｕを出力する。   In the first of two consecutive carrier periods, the PWM unit 91 in the present embodiment outputs a U-phase trigger trg_u at a timing (first timing) preceding the timing (B) by a period ts. . In the second carrier cycle, the PWM unit 91 of the present embodiment outputs the U-phase trigger trg_u at a timing after the period ts from the timing (B).

また、ＰＷＭ部９１は、上記と同じ２つのキャリア周期の１つ目においては、タイミング（Ｂ）から期間ｔｓだけ後のタイミング（第２のタイミング）で、Ｖ相のトリガｔｒｇ＿ｖを出力する。そしてＰＷＭ部９１は、２つ目のキャリア周期においては、タイミング（Ｂ）から期間ｔｓだけ前のタイミングで、Ｖｔｒｇ＿ｖを出力する。   The PWM unit 91 outputs the V-phase trigger trg_v at the timing (second timing) after the period ts from the timing (B) in the first of the same two carrier periods as described above. In the second carrier cycle, the PWM unit 91 outputs Vtrg_v at a timing before the period ts from the timing (B).

本実施形態のＰＷＭ部９１は、以降、連続する２つのキャリア周期ごとに上述したように、繰り返しＵ相のトリガｔｒｇ＿ｕとＶ相のトリガｔｒｇ＿ｖとを出力する。   Thereafter, the PWM unit 91 according to the present embodiment repeatedly outputs the U-phase trigger trg_u and the V-phase trigger trg_v every two consecutive carrier periods as described above.

尚、本実施形態の期間ｔｓは、回路設計の段階で予め設定されているものであり、例えばＡＤ変換部２４が信号の変換に要する期間よりも長い期間に設定される。   Note that the period ts of the present embodiment is set in advance at the stage of circuit design, and is set to a period longer than the period required for the AD converter 24 to convert signals, for example.

次に、本実施形態の駆動回路９５について説明する。図５は、駆動回路の上側アームの一例を示す図である。駆動回路９５において、上側アーム９６は、電源電圧Ｖｃｃに接続されたスイッチング素子９８とダイオード９９が並列に接続されている。また、本実施形態の下側アーム９７は、上側アーム９６と同様の構成であり、接地ＧＮＤに接続されている。   Next, the drive circuit 95 of this embodiment will be described. FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the upper arm of the drive circuit. In the drive circuit 95, the upper arm 96 has a switching element 98 connected to the power supply voltage Vcc and a diode 99 connected in parallel. Further, the lower arm 97 of the present embodiment has the same configuration as the upper arm 96 and is connected to the ground GND.

本実施形態の駆動回路９５は、電源電圧Ｖｃｃに接続された上側アーム９６と、接地ＧＮＤに接続された下側アーム９７が、３相接続されて構成されている。駆動回路９５では、それぞれのスイッチング素子がゲート信号（ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ）によりＯＮ／ＯＦＦに駆動される。そして駆動回路９５は、ブラシレスモータ１０のコイル端子１２にパルス幅変調された電圧を印加して、コイル１３へコイル電流を供給し、回転子１１を回転駆動する。   The drive circuit 95 of the present embodiment is configured by three-phase connection of an upper arm 96 connected to the power supply voltage Vcc and a lower arm 97 connected to the ground GND. In the drive circuit 95, each switching element is driven ON / OFF by gate signals (UH, VH, WH, UL, VL, WL). The drive circuit 95 applies a pulse width modulated voltage to the coil terminal 12 of the brushless motor 10, supplies a coil current to the coil 13, and rotationally drives the rotor 11.

次に、図６を参照して本実施形態の電流検出部２０について説明する。図６は、電流検出部の一例を説明する図である。   Next, the current detection unit 20 of this embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a diagram illustrating an example of the current detection unit.

電流検出部２０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の内、少なくとも２相に同様の構成を設けるため、図６ではＵ相についてのみ説明する。   Since the current detection unit 20 is provided with the same configuration in at least two of the U phase, the V phase, and the W phase, only the U phase will be described in FIG.

本実施形態の電流検出部２０は、シャント抵抗２１Ｕ、２１Ｖ、差動アンプ２２Ｕ、２２Ｖ、セレクタ２３及びＡＤ変換部２４を備える。   The current detection unit 20 of the present embodiment includes shunt resistors 21U and 21V, differential amplifiers 22U and 22V, a selector 23, and an AD conversion unit 24.

シャント抵抗２１Ｕ、２１Ｖは、コイル端子１２と転流駆動部９０との間のコイル電流経路上に挿入された抵抗である。   The shunt resistors 21U and 21V are resistors inserted on the coil current path between the coil terminal 12 and the commutation driving unit 90.

差動アンプ２２Ｕは、反転入力端子と非反転入力端子とがシャント抵抗２１Ｕの両端に接続されており、流れる電流の大きさに比例してシャント抵抗２１Ｕにより生じる電圧降下を検出し、所定の倍率で増幅して出力する。本実施形態では、差動アンプ２２Ｕの出力を検出電流ａ＿Ｉｕとした。   The differential amplifier 22U has an inverting input terminal and a non-inverting input terminal connected to both ends of the shunt resistor 21U. The differential amplifier 22U detects a voltage drop caused by the shunt resistor 21U in proportion to the magnitude of the flowing current, and has a predetermined magnification. Amplify and output. In the present embodiment, the output of the differential amplifier 22U is the detection current a_Iu.

差動アンプ２２Ｖは、反転入力端子と非反転入力端子とがシャント抵抗２１Ｖの両端に接続されており、流れる電流の大きさに比例してシャント抵抗２１Ｖにより生じる電圧降下を検出し、所定の倍率で増幅して出力する。本実施形態では、差動アンプ２２Ｖの出力を検出電流ａ＿Ｉｖとした。   The differential amplifier 22V has an inverting input terminal and a non-inverting input terminal connected to both ends of the shunt resistor 21V, detects a voltage drop caused by the shunt resistor 21V in proportion to the magnitude of the flowing current, and has a predetermined magnification. Amplify and output. In the present embodiment, the output of the differential amplifier 22V is the detection current a_Iv.

セレクタ２３は、２相の検出電流ａ＿Ｉｕ、ａ＿Ｉｖが入力され、Ｕｔｒｇ＿ｕ到来時にはＵ相の検出電流ａ＿Ｉｕを選択して出力し、Ｖｔｒｇ＿ｖ到来時にはＶ相の検出電流ａ＿Ｉｖを選択して出力する。   The selector 23 receives the two-phase detection currents a_Iu and a_Iv, selects and outputs the U-phase detection current a_Iu when Utrg_u arrives, and selects and outputs the V-phase detection current a_Iv when Vtrg_v arrives.

ＡＤ変換部２４は、トリガｔｒｇ＿ｕの到来ごとに、セレクタ２３の出力する選択された検出電流をサンプリングした値を、所定の量子化分解能を最小単位とする、デジタル値に変換してＵ相の検出電流データｄ＿Ｉｕとして出力する。同様に、ＡＤ変換部２４は、トリガｔｒｇ＿ｖの到来ごとに、セレクタ２３の出力する選択された検出電流をサンプリングおよび変換して、Ｖ相の検出電流データｄ＿Ｉｖとして出力する。   The AD conversion unit 24 converts the value obtained by sampling the selected detection current output from the selector 23 into a digital value having a predetermined quantization resolution as a minimum unit and detects the U phase each time the trigger trg_u arrives. Output as current data d_Iu. Similarly, every time the trigger trg_v arrives, the AD conversion unit 24 samples and converts the selected detection current output from the selector 23 and outputs it as V-phase detection current data d_Iv.

次に、図７を参照して位置推定部７０について説明する。図７は、位置推定部を説明する図である。   Next, the position estimation unit 70 will be described with reference to FIG. FIG. 7 is a diagram illustrating the position estimation unit.

本実施形態の位置推定部７０は、復調部７１と、オブザーバ７２と、を有する。本実施形態の復調部７１は、高調波指令値Ｖｄ、Ｖｑとｄｑ軸の検出電流データｄ＿Ｉｃｄ、ｄ＿Ｉｃｑの乗算及びフィルタによる特定成分の抽出により、回転子１１の位置（電気角相当）と推定位置ｔｈｅの誤差である推定誤差Ｄｉｆを抽出する。   The position estimation unit 70 according to the present embodiment includes a demodulation unit 71 and an observer 72. The demodulator 71 of the present embodiment multiplies the harmonic command values Vd, Vq and dq-axis detected current data d_Icd, d_Icq, and extracts a specific component by a filter, and thereby the position of the rotor 11 (corresponding to an electrical angle) and the estimated position An estimation error Dif that is an error of the the is extracted.

オブザーバ７２は、推定誤差Ｄｉｆにもとづいて、回転子１１の推定位置ｔｈｅ（電気角相当）および推定速度ｗｍ（機械角相当）を出力する。   The observer 72 outputs the estimated position the (equivalent to an electrical angle) and the estimated speed wm (equivalent to a mechanical angle) of the rotor 11 based on the estimated error Dif.

以下に、図８を参照してオブザーバ７２について説明する。図８は、オブザーバの一例を示す図である。本実施形態のオブザーバ７２は、誤差収束部７６と、モータモデル部７７とを有する。   The observer 72 will be described below with reference to FIG. FIG. 8 is a diagram illustrating an example of an observer. The observer 72 according to the present embodiment includes an error convergence unit 76 and a motor model unit 77.

誤差収束部７６は、推定誤差Ｄｉｆについて、それぞれ所定のゲインを乗じた比例、積分、微分項を含むＰＩＤ制御器である。ただし、本実施形態では、計算の簡略化のため、微分項は微分せず等価になるよう定数を乗じた上で、後述するモータモデル部７７内の積分項の後段に加算する。   The error converging unit 76 is a PID controller that includes a proportional, integral, and derivative term obtained by multiplying the estimated error Dif by a predetermined gain. However, in this embodiment, for simplification of calculation, the differential term is multiplied by a constant so that it is equivalent without being differentiated, and then added to the subsequent stage of the integral term in the motor model unit 77 described later.

モータモデル部７７は、ブラシレスモータ１０の機構部を数式モデル化したモデルであり、誤差収束部の出力にもとづいて、回転子１１の速度を推定し、推定速度ｗｍ（機械角相当）を出力する。さらに、モータモデル部７７は、極ペア数ｐを用いて以下の式３の計算により、推定位置（電気角）ｔｈｅを算出して出力する。   The motor model unit 77 is a model obtained by mathematically modeling the mechanical unit of the brushless motor 10. The motor model unit 77 estimates the speed of the rotor 11 based on the output of the error converging unit and outputs an estimated speed wm (equivalent to a mechanical angle). . Further, the motor model unit 77 calculates and outputs an estimated position (electrical angle) the by the following equation 3 using the number of pole pairs p.

本実施形態では、上記のように位置推定部７０を構成することにより、位置推定の閉ループ特性は、ループ帯域ｆｏｂｓの図９に示すように低域フィルタ（ＬＰＦ，Low-pass filter）となる。図９は、オブザーバのループ特性を示す図である。

In the present embodiment, by configuring the position estimation unit 70 as described above, the closed-loop characteristic of position estimation becomes a low-pass filter (LPF, Low-pass filter) as shown in FIG. 9 of the loop band fobs. FIG. 9 is a diagram showing the loop characteristics of the observer.

次に、図１０及び図１１を参照し、本実施形態の効果について説明する。図１０は、位置推定のための高調波の応答を含むコイル電流を示す図である。図１０では、１相分のコイル電流を示した。図１１は、第一の実施形態のコイル電流を連続する２つのキャリア周期まで拡大した図である。   Next, effects of the present embodiment will be described with reference to FIGS. 10 and 11. FIG. 10 is a diagram illustrating a coil current including a harmonic response for position estimation. In FIG. 10, the coil current for one phase is shown. FIG. 11 is an enlarged view of the coil current of the first embodiment up to two continuous carrier periods.

本実施形態では、ＰＷＭ部９１がトリガｔｒｇ＿ｕ、ｔｒｇ＿ｖを出力するタイミングを、１キャリア周期毎に入れ替えて出力することで、ＡＤ変換部２４が各相のコイル電流をサンプリングするタイミングを変えている。   In the present embodiment, the timing at which the PWM converter 91 outputs the triggers trg_u and trg_v is changed every one carrier period, and the timing at which the AD converter 24 samples the coil current of each phase is changed.

本実施形態の電流検出部２０は、例えばｎキャリア周期目においては、タイミング（Ｂ）から期間ｔｓだけ前のタイミング（第１のタイミング）でコイル電流を検出する。したがってここで検出されたコイル電流でｎキャリア周期目のコイル電流の平均に対して、電流検出誤差Ｄｉｆ＿Ｉ（ｎ）が生じる。   For example, in the n-carrier cycle, the current detection unit 20 of the present embodiment detects the coil current at a timing (first timing) before the period ts from the timing (B). Therefore, a current detection error Dif_I (n) occurs with respect to the average of the coil currents in the n carrier period in the detected coil current.

同様に、電流検出部２０では、（ｎ＋１）キャリア周期目においては、タイミングＴ（Ｂ）から期間ｔｓだけ後のタイミング（第２のタイミング）で電流を検出する。したがってここで検出されたコイル電流では、（ｎ＋１）キャリア周期目の電流平均に対して、電流検出誤差Ｄｉｆ＿Ｉ（ｎ＋１）が生じる。   Similarly, the current detection unit 20 detects the current at the timing (second timing) after the period ts from the timing T (B) in the (n + 1) th carrier cycle. Therefore, in the coil current detected here, a current detection error Dif_I (n + 1) occurs with respect to the current average of the (n + 1) carrier period.

ここで、本実施形態では、キャリア周期の中心となるタイミング（Ｂ）付近はコイル電流が直線的に変化することに着目した。   Here, in the present embodiment, attention is paid to the fact that the coil current changes linearly near the timing (B) that is the center of the carrier period.

本実施形態では、コイル電流の直線的な変化の傾きは、２つのキャリア周期間で大きくは変動しないことから、Ｄｉｆ＿Ｉ（ｎ）＋Ｄｉｆ＿Ｉ（ｎ＋１）≒０であり、２つのキャリア周期における、電流検出の誤差の総和はほぼゼロとなる。したがって、２つの連続したキャリア周期において、電流検出部２０により検出された電流の誤差は相殺される。   In the present embodiment, since the slope of the linear change of the coil current does not vary greatly between two carrier periods, Dif_I (n) + Dif_I (n + 1) ≈0, and current detection in two carrier periods. The total error is almost zero. Therefore, the error of the current detected by the current detection unit 20 is canceled in two consecutive carrier periods.

尚、このとき、検出電流には、キャリア周期毎に正、負の検出誤差が交互に含まれることになるが、キャリア信号Ｖｃの周波数はコイル電流の周波数に比べて十分に高い周波数であり、前述の位置推定の閉ループ特性（ＬＰＦ）により減衰されるため、回転子の位置の推定の精度に対する影響を低減できる。   At this time, the detection current alternately includes positive and negative detection errors for each carrier cycle, but the frequency of the carrier signal Vc is sufficiently higher than the frequency of the coil current, Since it is attenuated by the aforementioned closed loop characteristic (LPF) of position estimation, the influence on the accuracy of estimation of the position of the rotor can be reduced.

尚、本実施形態において、もう１つの相におけるコイル電流の検出は上記と逆のタイミングで、同様に実行される。   In the present embodiment, detection of the coil current in the other phase is performed in the same manner at the timing opposite to the above.

以上のように、本実施形態では、コイル電流を検出する相を切り替えて順番に複数相のコイル電流を検出する構成とした。そして、本実施形態では、相におけるコイル電流の検出では、連続するキャリア周期の１つ目においては、キャリア周期の中央から所定期間だけ前のタイミングで検出し、次のキャリア周期においてはキャリア周期の中央から所定期間だけ後のタイミングで検出する。   As described above, in the present embodiment, the phase in which the coil current is detected is switched to detect the coil currents in a plurality of phases in order. And in this embodiment, in the detection of the coil current in a phase, in the 1st of a continuous carrier cycle, it detects at the timing before only a predetermined period from the center of a carrier cycle, and in the next carrier cycle, a carrier cycle is detected. Detection is performed at a timing after a predetermined period from the center.

したがって、本実施形態では、１つの電流検出部により複数相のコイル電流を検出することができ、さらにコイル電流の検出におけるリプルの影響による誤差を低減できる。よって本実施形態では、低コストで高精度のコイル電流の検出を実現できる。   Therefore, in this embodiment, the coil current of a plurality of phases can be detected by one current detection unit, and further, the error due to the influence of ripple in the detection of the coil current can be reduced. Therefore, in this embodiment, it is possible to realize highly accurate coil current detection at low cost.

さら本実施形態では、モータを回転駆動させる制御信号に高調波を重畳した方式において、低コストで高精度に回転子の位置の推定することができる。   Further, in the present embodiment, the position of the rotor can be estimated with low cost and high accuracy in a method in which harmonics are superimposed on a control signal for rotationally driving the motor.

（第二の実施形態）
以下に図面を参照して第二の実施形態について説明する。第二の実施形態では、コイル電流の検出を行うタイミングが第一の実施形態と相違する。したがって、以下の第二の実施形態の説明では、第一の実施形態との相違点についてのみ説明し、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。 (Second embodiment)
The second embodiment will be described below with reference to the drawings. In the second embodiment, the timing for detecting the coil current is different from that in the first embodiment. Therefore, in the following description of the second embodiment, only differences from the first embodiment will be described, and those having the same functional configuration as the first embodiment will be described in the description of the first embodiment. The reference numerals used are given and the description thereof is omitted.

図１２は、第二の実施形態のＰＷＭ部の動作を説明する図である。尚、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相は同様の構成および動作のため、図１２ではＵ相のみについてのみ説明する。   FIG. 12 is a diagram for explaining the operation of the PWM unit of the second embodiment. Since the U phase, V phase, and W phase have the same configuration and operation, only the U phase will be described in FIG.

本実施形態でも、第一の実施形態と同様に、キャリア信号Ｖｃのピーク（仮想のゼロに対して正極側の頂点）から期間ｔｄだけ遅れたタイミング（Ａ）から、次のタイミング（Ａ）までをキャリア信号Ｖｃの１キャリア周期とする。したがって、図１２では、キャリア信号Ｖｃの中心（仮想のゼロに対して負極側の頂点）から期間ｔｄだけ遅れたタイミング（Ｂ）をキャリア周期ｔｐｗｍの中心となる。   In the present embodiment as well, from the timing (A) delayed by the period td from the peak of the carrier signal Vc (the apex on the positive side with respect to virtual zero) in the same manner as in the first embodiment, the next timing (A). Is one carrier cycle of the carrier signal Vc. Accordingly, in FIG. 12, the timing (B) delayed by the period td from the center of the carrier signal Vc (the vertex on the negative side with respect to the virtual zero) becomes the center of the carrier cycle tpwm.

本実施形態では、ＰＷＭ部９１は、タイミング（Ａ）においてのＵｔｒｇ＿ｕを出力し、タイミング（Ｂ）においてＶｔｒｇ＿ｖを出力する。   In the present embodiment, the PWM unit 91 outputs Utrg_u at timing (A) and outputs Vtrg_v at timing (B).

本実施形態の電流検出部２０において、ＡＤ変換部２４は、Ｕｔｒｇ＿ｕの到来ごとに、セレクタ２３の出力する選択された検出電流をサンプリングした値を、所定の量子化分解能を最小単位とするデジタル値に変換する。さらに電流検出部２０は、次のＵｔｒｇ＿ｕの到来時にも同様の変換を実施して、検出した２回の値の平均値をＵ相の検出電流データｄ＿Ｉｕとして出力する。   In the current detection unit 20 of the present embodiment, the AD conversion unit 24 uses a value obtained by sampling the selected detection current output from the selector 23 for each arrival of Utrg_u as a digital value with a predetermined quantization resolution as a minimum unit. Convert to Further, the current detection unit 20 performs the same conversion when the next Utrg_u arrives, and outputs the average value of the two detected values as U-phase detection current data d_Iu.

また、本実施形態の電流検出部２０は、Ｖｔｒｇ＿ｖの到来ごとに、セレクタ２３の出力する選択された検出電流をサンプリングした値を、所定の量子化分解能を最小単位とする、デジタル値に変換してＶ相の検出電流データｄ＿Ｉｖとして出力する。   In addition, the current detection unit 20 of the present embodiment converts a value obtained by sampling the selected detection current output from the selector 23 into a digital value having a predetermined quantization resolution as a minimum unit every time Vtrg_v arrives. And output as V-phase detection current data d_Iv.

以上のように、本実施形態の電流検出部２０では、一方の相では、連続した２つのキャリア周期において、各周期の先頭において検出されたコイル電流の平均値を検出電流とする。また、本実施形態の電流検出部２０は、他方の相では、連続した２つのキャリア周期において、各周期の中心において検出されたコイル電流を検出電流とする。   As described above, in the current detection unit 20 of the present embodiment, in one phase, the average value of the coil currents detected at the head of each period in the two consecutive carrier periods is set as the detection current. Further, in the other phase, the current detection unit 20 of the present embodiment uses a coil current detected at the center of each cycle in two consecutive carrier cycles as a detection current.

次に、図１３を参照して本実施形態の効果について説明する。図１３は、第二の実施形態のコイル電流を連続する２つのキャリア周期まで拡大した図である。   Next, the effect of this embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 13 is an enlarged view of the coil current of the second embodiment up to two consecutive carrier periods.

本実施形態では、ＰＷＭ部９１がトリガｔｒｇ＿ｕ、ｔｒｇ＿ｖを出力するタイミングを、それぞれキャリア周期の先頭と中心としている。   In the present embodiment, the timing at which the PWM unit 91 outputs the triggers trg_u and trg_v is set to the beginning and the center of the carrier period, respectively.

始めに、キャリア周期の先頭でコイル電流を検出する相について説明する。図１１に示すように、ｎ周期目の先頭でコイル電流を検出した場合、電流検出誤差Ｄｉｆ＿Ｉ（ｎ）が生じ、ｎ＋１周期目の先頭（ｎ周期目の後端）でコイル電流を検出した場合、電流検出誤差Ｄｉｆ＿Ｉ（ｎ＋１）が生じる。   First, the phase in which the coil current is detected at the beginning of the carrier period will be described. As shown in FIG. 11, when a coil current is detected at the beginning of the n period, a current detection error Dif_I (n) occurs, and when the coil current is detected at the beginning of the n + 1 period (the rear end of the n period) Current detection error Dif_I (n + 1) occurs.

ここで、本実施形態は、キャリア周期の中心を基準に前後対称の長さとなるパルス電圧を生成するパルス幅変調方式を用いているため、Ｄｉｆ＿Ｉ（ｎ）＋Ｄｉｆ＿Ｉ（ｎ＋１）＝０が成り立つ。   Here, since this embodiment uses a pulse width modulation method that generates a pulse voltage having a symmetrical length with respect to the center of the carrier period, Dif_I (n) + Dif_I (n + 1) = 0 holds.

すなわち、連続した２つのキャリア周期の先頭で検出されたコイル電流の平均値は、キャリア周期の中心であるタイミング（Ｂ）において検出したコイル電流と等しくなる。すなわち、前述のコイル電流の平均値は、誤差なく検出されたコイル電流と等しくなる。   That is, the average value of the coil current detected at the beginning of two consecutive carrier periods is equal to the coil current detected at timing (B), which is the center of the carrier period. That is, the average value of the coil current is equal to the coil current detected without error.

したがって、本実施形態では、１つの電流検出部により複数相のコイル電流を検出することができ、さらにコイル電流の検出におけるリプルの影響による誤差を低減できる。よって本実施形態では、低コストで高精度のコイル電流の検出を実現できる。   Therefore, in this embodiment, the coil current of a plurality of phases can be detected by one current detection unit, and further, the error due to the influence of ripple in the detection of the coil current can be reduced. Therefore, in this embodiment, it is possible to realize highly accurate coil current detection at low cost.

さら本実施形態では、モータを回転駆動させる制御信号に高調波を重畳した方式において、低コストで高精度に回転子の位置の推定することができる。   Further, in the present embodiment, the position of the rotor can be estimated with low cost and high accuracy in a method in which harmonics are superimposed on a control signal for rotationally driving the motor.

以上の各実施形態に記載したモータ駆動制御装置は、突極性を有するモータを駆動させる装置であれば、どのような装置に適用することができる。具体的には、例えば様々なモータを有する画像形成装置等に搭載されても良い。   The motor drive control device described in each of the above embodiments can be applied to any device as long as it is a device that drives a motor having saliency. Specifically, it may be mounted on an image forming apparatus having various motors, for example.

以上、各実施形態に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施形態に示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することができ、その応用形態に応じて適切に定めることができる。   As mentioned above, although this invention has been demonstrated based on each embodiment, this invention is not limited to the requirements shown in the said embodiment. With respect to these points, the gist of the present invention can be changed without departing from the scope of the present invention, and can be appropriately determined according to the application form.

１００ モータ駆動制御装置
１０ ブラシレスモータ
２０ 電流検出部
２３ セレクタ
２４ ＡＤ変換部
３０ 速度制御部
４０ 電流制御部
５０ 座標変換部
６０ 座標逆変換部
７０ 位置推定部
８０ 高調波重畳部
９０ 転流駆動部
９１ ＰＷＭ部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Motor drive control apparatus 10 Brushless motor 20 Current detection part 23 Selector 24 AD conversion part 30 Speed control part 40 Current control part 50 Coordinate conversion part 60 Coordinate reverse conversion part 70 Position estimation part 80 Harmonic superposition part 90 Commutation drive part 91 PWM section

特許第３４１１８７８号公報Japanese Patent No. 3411878 特許第３４８４０５８号公報Japanese Patent No. 3484058

R. Leidhold and P. Mutschler, "Improved method for higher dynamics in sensorless position detection", Proceeding. IEEE IECON2008, pp.1240--1245 (2008)R. Leidhold and P. Mutschler, "Improved method for higher dynamics in sensorless position detection", Proceeding. IEEE IECON2008, pp.1240--1245 (2008)

Claims (8)

複数相のコイルを有するモータに設けられた回転子の位置を推定する位置推定装置であって、
前記モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と、高調波信号とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を相毎に異なるタイミングで検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された電流に基づき、前記モータの有する回転子の位置を推定する位置推定部と、を有し、
前記異なるタイミングは、
前記制御信号に基づく所定のキャリア周期の中心から所定期間前の第１のタイミングと、前記キャリア周期の中心から前記所定期間後の第２のタイミングである位置推定装置。 A position estimation device for estimating a position of a rotor provided in a motor having a coil of a plurality of phases,
A current detection unit for detecting a coil current generated according to a signal in which a control signal for driving and driving the motor to rotate and a harmonic signal are superimposed at different timings for each phase;
A position estimation unit that estimates the position of the rotor of the motor based on the current detected by the current detection unit;
The different timing is
A position estimation device that is a first timing before a predetermined period from the center of a predetermined carrier period based on the control signal and a second timing after the predetermined period from the center of the carrier period. 複数相のコイルを有するモータに設けられた回転子の位置を推定する位置推定装置であって、
前記モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と、高調波信号とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を相毎に異なるタイミングで検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された電流に基づき、前記モータの有する回転子の位置を推定する位置推定部と、を有し、
前記異なるタイミングは、
前記制御信号に基づく所定のキャリア周期の中心である第１のタイミングと、前記キャリア周期の先頭である第２のタイミングである位置推定装置。 A position estimation device for estimating a position of a rotor provided in a motor having a coil of a plurality of phases,
A current detection unit for detecting a coil current generated according to a signal in which a control signal for driving and driving the motor to rotate and a harmonic signal are superimposed at different timings for each phase;
A position estimation unit that estimates the position of the rotor of the motor based on the current detected by the current detection unit;
The different timing is
A position estimation device that is a first timing that is a center of a predetermined carrier cycle based on the control signal and a second timing that is a head of the carrier cycle. 前記電流検出部は、
第一の相において、連続する２つの前記キャリア周期のそれぞれにおいて前記第１のタイミングで検出したコイル電流の平均値を出力し、
第二の相において、連続する２つの前記キャリア周期のそれぞれにおいて前記第２のタイミングで検出したコイル電流を出力する請求項２に記載の位置推定装置。 The current detector is
In the first phase, the average value of the coil current detected at the first timing in each of the two consecutive carrier periods is output,
The position estimation device according to claim 2, wherein in the second phase, the coil current detected at the second timing is output in each of the two consecutive carrier periods. 前記電流検出部は、
前記第１のタイミングにおいてコイル電流を検出する相と、前記第２のタイミングにおいてコイル電流を検出する相と、をキャリア周期毎に入れ換える請求項１記載の位置推定装置。 The current detector is
The position estimation device according to claim 1, wherein a phase in which the coil current is detected at the first timing and a phase in which the coil current is detected at the second timing are switched for each carrier cycle. 複数相のコイルを有するモータに設けられた回転子の位置に応じて前記モータの駆動を制御するモータ駆動制御装置であって、
前記モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と、高調波信号とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を相毎に異なるタイミングで検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された電流に基づき、前記モータの有する回転子の位置を推定する位置推定部と、を有し、
前記異なるタイミングは、
前記制御信号に基づく所定のキャリア周期の中心から所定期間前の第１のタイミングと、前記キャリア周期の中心から前記所定期間後の第２のタイミングであるモータ駆動制御装置。 A motor drive control device that controls the drive of the motor according to the position of a rotor provided in a motor having a coil of a plurality of phases,
A current detection unit for detecting a coil current generated according to a signal in which a control signal for driving and driving the motor to rotate and a harmonic signal are superimposed at different timings for each phase;
A position estimation unit that estimates the position of the rotor of the motor based on the current detected by the current detection unit;
The different timing is
A motor drive control device which is a first timing before a predetermined period from the center of a predetermined carrier cycle based on the control signal and a second timing after the predetermined period from the center of the carrier cycle. 複数相のコイルを有するモータに設けられた回転子の位置に応じて前記モータの駆動を制御するモータ駆動制御装置であって、
前記モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と、高調波信号とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を相毎に異なるタイミングで検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された電流に基づき、前記モータの有する回転子の位置を推定する位置推定部と、を有し、
前記異なるタイミングは、
前記制御信号に基づく所定のキャリア周期の中心である第１のタイミングと、前記キャリア周期の先頭である第２のタイミングであるモータ駆動制御装置。 A motor drive control device that controls the drive of the motor according to the position of a rotor provided in a motor having a coil of a plurality of phases,
A current detection unit for detecting a coil current generated according to a signal in which a control signal for driving and driving the motor to rotate and a harmonic signal are superimposed at different timings for each phase;
A position estimation unit that estimates the position of the rotor of the motor based on the current detected by the current detection unit;
The different timing is
A motor drive control device that is a first timing that is a center of a predetermined carrier cycle based on the control signal and a second timing that is a head of the carrier cycle. 複数相のコイルを有するモータに設けられた回転子の位置を推定する位置推定方法であって、
前記モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と、高調波信号とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を相毎に異なるタイミングで検出する電流検出手順と、
前記電流検出手順において検出された電流に基づき、前記モータの有する回転子の位置を推定する位置推定手順と、を有し、
前記異なるタイミングは、
前記制御信号に基づく所定のキャリア周期の中心から所定期間前の第１のタイミングと、前記キャリア周期の中心から前記所定期間後の第２のタイミングである位置推定方法。 A position estimation method for estimating a position of a rotor provided in a motor having a plurality of phase coils,
A current detection procedure for detecting a coil current generated according to a signal in which a control signal for driving and driving the motor to rotate and a harmonic signal are superimposed at different timings for each phase;
A position estimation procedure for estimating the position of the rotor of the motor based on the current detected in the current detection procedure,
The different timing is
A position estimation method that is a first timing before a predetermined period from the center of a predetermined carrier period based on the control signal and a second timing after the predetermined period from the center of the carrier period. 複数相のコイルを有するモータに設けられた回転子の位置を推定する位置推定方法であって、
前記モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と、高調波信号とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を相毎に異なるタイミングで検出する電流検出手順と、
前記電流検出手順において検出された電流に基づき、前記モータの有する回転子の位置を推定する位置推定手順と、を有し、
前記異なるタイミングは、
前記制御信号に基づく所定のキャリア周期の中心である第１のタイミングと、前記キャリア周期の先頭である第２のタイミングである位置推定方法。 A position estimation method for estimating a position of a rotor provided in a motor having a plurality of phase coils,
A current detection procedure for detecting a coil current generated according to a signal in which a control signal for driving and driving the motor to rotate and a harmonic signal are superimposed at different timings for each phase;
A position estimation procedure for estimating the position of the rotor of the motor based on the current detected in the current detection procedure,
The different timing is
A position estimation method that is a first timing that is a center of a predetermined carrier cycle based on the control signal and a second timing that is a head of the carrier cycle.

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