JP2016012749A - Method for reducing coupling between planar antenna and antenna element - Google Patents
Method for reducing coupling between planar antenna and antenna element Download PDFInfo
- Publication number
- JP2016012749A JP2016012749A JP2014131975A JP2014131975A JP2016012749A JP 2016012749 A JP2016012749 A JP 2016012749A JP 2014131975 A JP2014131975 A JP 2014131975A JP 2014131975 A JP2014131975 A JP 2014131975A JP 2016012749 A JP2016012749 A JP 2016012749A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- antenna
- antenna element
- pattern
- parasitic
- coupling
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Details Of Aerials (AREA)
Abstract
Description
本発明は、平面アンテナ及びアンテナエレメント間の結合低減方法に関する。 The present invention relates to a method for reducing coupling between a planar antenna and an antenna element.
近年、周波数の利用効率を向上させるためにMultiple Input Multiple Output（ＭＩＭＯ）方式が利用されている。このＭＩＭＯ方式によって通信する端末は、複数のアンテナを備えており、端末と基地局との間で複数のチャネルを同時に用いて通信することができる。
しかし、端末が複数のアンテナを備えていると、アンテナ間の結合により、受信性能が低下するという問題がある。例えば、２個のアンテナを備えている端末の場合、一方のアンテナから送信された信号を他方のアンテナが受信してしまうことにより、他方のアンテナの受信性能が低下することがある。すなわち、アンテナ間に結合が生じることにより、アンテナ間の相関が高くなり、ＭＩＭＯ方式における通信のスループットの低下を招く恐れがある。
In recent years, a multiple input multiple output (MIMO) system has been used to improve frequency utilization efficiency. A terminal that communicates using the MIMO scheme includes a plurality of antennas, and can communicate using a plurality of channels simultaneously between the terminal and the base station.
However, when the terminal includes a plurality of antennas, there is a problem that reception performance is deteriorated due to coupling between the antennas. For example, in the case of a terminal provided with two antennas, the reception performance of the other antenna may be deteriorated when the other antenna receives a signal transmitted from one antenna. That is, when coupling occurs between the antennas, the correlation between the antennas is increased, which may cause a reduction in communication throughput in the MIMO scheme.
上述した理由により、ＭＩＭＯ方式における複数のアンテナ間の結合が低いほど、すなわちアンテナ間の相関が「０」に近い方が好ましい。
また、グランド励振型のアンテナは低姿勢でありながら、高いアンテナゲインを確保することが可能である。一方、このグランド励振型のアンテナはグランドを介してアンテナ間の結合が生じやすいという欠点を有している。
For the reasons described above, it is preferable that the coupling between a plurality of antennas in the MIMO scheme is lower, that is, the correlation between antennas is closer to “0”.
In addition, the ground excitation type antenna can ensure a high antenna gain while being in a low posture. On the other hand, this ground excitation type antenna has a drawback that coupling between the antennas easily occurs via the ground.
このため、メタマテリアル構造の一種であるスプリットリングリゾネータ（ＳＲＲ；Split-ring resonator）をアンテナ間に設けることにより、アンテナ間の結合を抑制する構成がある（例えば、非特許文献１参照）。
また、メタマテリアル構造として、マッシュルーム構造を用いた電磁バンドギャップ構造をアンテナ間に設けて、アンテナ間の結合を抑制する構成がある（例えば、非特許文献２参照）。
すなわち、上記メタマテリアル構造により、電磁波のエネルギーを吸収することで、アンテナ間において一方から他方への電磁波の伝搬を抑制し、アンテナ間における結合を低減させることができる。
For this reason, there exists a structure which suppresses the coupling | bonding between antennas by providing the split ring resonator (SRR; Split-ring resonator) which is a kind of metamaterial structure between antennas (for example, refer nonpatent literature 1).
In addition, as a metamaterial structure, there is a configuration in which an electromagnetic band gap structure using a mushroom structure is provided between antennas to suppress coupling between antennas (for example, see Non-Patent Document 2).
That is, by absorbing the energy of electromagnetic waves with the metamaterial structure, propagation of electromagnetic waves from one to the other between the antennas can be suppressed, and coupling between the antennas can be reduced.
しかしながら、上述した電磁バンドギャップ構造などのメタマテリアル構造を用いた場合、メタマテリアル構造の複数個のセルをアンテナ間に周期的に配置する必要がある。このため、メタマテリアル構造の配置面積の増加により、アンテナ基板の面積が増大してしまう。そのため、１枚の誘電体基板上に複数のアンテナを形成し、アンテナを小さくするという本来の目的が達成できなくなる。
また、メタマテリアル構造の設計は、共振周波数の調整などの複雑な作業が必要となり、かつ電磁界シミュレータなどのツールを用いた設計が必要となり、処理工程に時間がかかる。
However, when a metamaterial structure such as the electromagnetic band gap structure described above is used, it is necessary to periodically arrange a plurality of cells of the metamaterial structure between the antennas. For this reason, the area of an antenna board will increase by the increase in the arrangement area of a metamaterial structure. Therefore, the original purpose of forming a plurality of antennas on one dielectric substrate and making the antennas smaller cannot be achieved.
In addition, the design of the metamaterial structure requires complicated work such as adjustment of the resonance frequency, and requires design using a tool such as an electromagnetic field simulator, which takes time for the processing process.
本発明は、このような状況に鑑みてなされたもので、平面アンテナの面積を増大させずに同一周波数帯のアンテナ間の結合を低減できる平面アンテナ及びアンテナエレメント間の結合低減方法を提供する。 The present invention has been made in view of such circumstances, and provides a planar antenna and a coupling reduction method between antenna elements that can reduce coupling between antennas in the same frequency band without increasing the area of the planar antenna.
上述した課題を解決するために、本発明の平面アンテナは、誘電体基板と、前記誘電体基板の一方の面上に設けられており、グランドに直流的に接続されたエレメントパターンから形成され、同一の周波数帯で電磁波を前記エレメントパターンを励振させて放射する複数のアンテナエレメントと、前記アンテナエレメント間に設けられ、前記エレメントパターンに対して容量結合で交流的に接続されているパターンである無給電アンテナエレメントとを備えることを特徴とする。 In order to solve the above-described problem, the planar antenna of the present invention is formed from a dielectric substrate and an element pattern that is provided on one surface of the dielectric substrate and is connected to the ground in a direct current manner. A plurality of antenna elements that radiate electromagnetic waves in the same frequency band by exciting the element pattern, and a pattern that is provided between the antenna elements and is connected to the element pattern in an AC manner by capacitive coupling. And a feeding antenna element.
本発明の平面アンテナは、前記無給電アンテナエレメントが前記周波数帯に対して誘導性リアクタンスを有する長さであり、このリアクタンス値と前記パターンとの間の間隙により形成されるギャップ容量の容量値とによる共振周波数が前記周波数帯であることを特徴とする。 In the planar antenna of the present invention, the parasitic antenna element has a length having an inductive reactance with respect to the frequency band, and a capacitance value of a gap capacitance formed by a gap between the reactance value and the pattern, The resonance frequency by is in the frequency band.
本発明の平面アンテナは、前記無給電アンテナエレメントの長さが、前記周波数帯の波長λに対して、λ／４からλ／２であることを特徴とする。 In the planar antenna of the present invention, the length of the parasitic antenna element is λ / 4 to λ / 2 with respect to the wavelength λ of the frequency band.
本発明の平面アンテナは、前記無給電アンテナエレメントが、前記アンテナエレメントの外周部分における前記エレメントパターンに沿って形成されていることを特徴とする。 The planar antenna of the present invention is characterized in that the parasitic antenna element is formed along the element pattern in an outer peripheral portion of the antenna element.
本発明の平面アンテナは、前記無給電アンテナエレメントが、複数のサブ無給電アンテナエレメントに分離して設けられ、当該サブ無給電アンテナエレメント間がギャップ容量で結合していることを特徴とする。 The planar antenna of the present invention is characterized in that the parasitic antenna element is provided separately into a plurality of sub parasitic antenna elements, and the sub parasitic antenna elements are coupled with a gap capacitance.
本発明のアンテナエレメント間の結合低減方法は、誘電体基板の一方の面上に設けられており、グランドに直流的に接続されたエレメントパターンから形成された平面アンテナにおいて、同一の周波数帯で電磁波を前記エレメントパターンを励振させて放射する複数のアンテナエレメント間における結合低減方法であり、前記エレメントパターンに対して容量結合で交流的に接続されているパターンである寄生モノポールアンテナを配置し、当該無給電アンテナエレメントにより、アンテナエレメント間の結合を低減させることを特徴とする。 The method for reducing coupling between antenna elements according to the present invention is provided on one surface of a dielectric substrate, and in a planar antenna formed of an element pattern connected to a ground in a direct current manner, an electromagnetic wave in the same frequency band. Is a method of reducing coupling between a plurality of antenna elements that radiate by exciting the element pattern, and arranging a parasitic monopole antenna that is a pattern connected to the element pattern by capacitive coupling in an AC manner, A parasitic antenna element reduces coupling between antenna elements.
以上説明したように、本発明によれば、アンテナ間に無給電アンテナエレメントを介挿する簡易な構成を用いることで、平面アンテナの面積を増大させずに、グランドに接続されたパターンを励振するアンテナから、隣接するアンテナに対してグランドを介して伝搬する電磁波のエネルギーを低減させることができる。このため、電磁波の伝搬をメタマテリアル構造を用いて抑制するよりも簡易に、隣接するアンテナ間の結合を低減することが可能となる。 As described above, according to the present invention, by using a simple configuration in which a parasitic antenna element is interposed between antennas, a pattern connected to the ground is excited without increasing the area of the planar antenna. The energy of the electromagnetic wave propagating from the antenna to the adjacent antenna via the ground can be reduced. For this reason, it becomes possible to reduce the coupling | bonding between adjacent antennas more simply than suppressing propagation | transmission of electromagnetic waves using a metamaterial structure.
以下、本発明の一実施形態について、図面を参照して説明する。
図１は、本発明の本実施形態による誘電基板上にＭＩＭＯアンテナとして形成した平面アンテナの構成例を示す平面図である。この図１は、後述する本発明における平面アンテナ（ＭＩＭＯアンテナ）の基本構成の概念図である図１２の構成を、以下に示す実施形態に対応させてより具体化したものである。
平面アンテナ１は、誘電体基板３上に形成されているアンテナエレメント１１、アンテナエレメント１２、アンテナエレメント１３、アンテナエレメント１４、アンテナエレメント１５及びアンテナエレメント１６の各々の６個のアンテナエレメントを備えている。
アンテナエレメント１１、アンテナエレメント１３及びアンテナエレメント１５の各々は、５ＧＨｚ帯のＭＩＭＯアンテナである。また、アンテナエレメント１２、アンテナエレメント１４及びアンテナエレメント１６の各々は、２．４ＧＨｚ帯のＭＩＭＯアンテナである。
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a plan view showing a configuration example of a planar antenna formed as a MIMO antenna on a dielectric substrate according to the present embodiment of the present invention. FIG. 1 is a more specific example of the configuration of FIG. 12, which is a conceptual diagram of a basic configuration of a planar antenna (MIMO antenna) according to the present invention described later, corresponding to the following embodiment.
The planar antenna 1 includes six antenna elements, that is, an antenna element 11, an antenna element 12, an antenna element 13, an antenna element 14, an antenna element 15, and an antenna element 16 formed on a dielectric substrate 3. .
Each of the antenna element 11, the antenna element 13, and the antenna element 15 is a 5 GHz band MIMO antenna. Each of the antenna element 12, the antenna element 14, and the antenna element 16 is a 2.4 GHz band MIMO antenna.
本実施形態においては、後述するように、アンテナエレメント間における電磁波の伝搬を抑制するため同一の周波数帯のアンテナエレメント（アンテナエレメント１１、アンテナエレメント１３、アンテナエレメント１５の５ＧＨｚ帯のアンテナエレメント、あるいはアンテナエレメント１２、アンテナエレメント１４、アンテナエレメント１６の２．４ＧＨｚ帯のアンテナエレメント）である隣接するアンテナエレメント間に無給電アンテナエレメントが設けられている。
この無給電アンテナエレメントは、モノポールアンテナ、ダイポールアンテナなどのいずれを用いても良い。すなわち、アンテナエレメントと無給電アンテナエレメントとの容量結合におけるギャップ容量の容量値と無給電アンテナの誘導性リアクタンスとによる共振周波数が、アンテナエレメントの周波数帯域となる形状に構成されていれば、どのような種類あるいは形状の無給電アンテナエレメントを用いても良い。本実施形態においては、この無給電アンテナエレメントの一例として、以下に示すようにモノポールアンテナ（寄生モノポールアンテナ）を用いている。
In the present embodiment, as will be described later, in order to suppress the propagation of electromagnetic waves between the antenna elements, the antenna elements in the same frequency band (the antenna element in the 5 GHz band of the antenna element 11, the antenna element 13, and the antenna element 15, or the antenna). A parasitic antenna element is provided between adjacent antenna elements (2.4 GHz band antenna elements of the element 12, the antenna element 14, and the antenna element 16).
The parasitic antenna element may be a monopole antenna or a dipole antenna. That is, as long as the resonance frequency based on the capacitance value of the gap capacitance in the capacitive coupling between the antenna element and the parasitic antenna element and the inductive reactance of the parasitic antenna is configured to be the frequency band of the antenna element, how Various types or shapes of parasitic antenna elements may be used. In this embodiment, as an example of the parasitic antenna element, a monopole antenna (parasitic monopole antenna) is used as shown below.
アンテナエレメント１１とアンテナエレメント１３との間には、寄生モノポールアンテナ２１が設けられている。この寄生モノポールアンテナ２１は、アンテナエレメント１１及びアンテナエレメント１３の間における電磁波の伝搬を抑制し、アンテナエレメント１１とアンテナエレメント１３との結合を低減させる。
アンテナエレメント１３とアンテナエレメント１５との間には、寄生モノポールアンテナ２３が設けられている。この寄生モノポールアンテナ２３は、アンテナエレメント１３からアンテナエレメント１５への電磁波の伝搬を抑制し、アンテナエレメント１３とアンテナエレメント１５との結合を低減させる。
アンテナエレメント１３とアンテナエレメント１５との間には、寄生モノポールアンテナ２５が設けられている。この寄生モノポールアンテナ２５は、アンテナエレメント１５からアンテナエレメント１３への電磁波の伝搬を抑制し、アンテナエレメント１３とアンテナエレメント１５との結合を低減させる。ここで、寄生モノポールアンテナ２３と寄生モノポールアンテナ２５は、アンテナエレメント１３とアンテナエレメント１５との間に設けられる場合を例示している。アンテナエレメント１３と寄生モノポールアンテナ２３との距離は、アンテナエレメント１３と寄生モノポールアンテナ２５との距離よりも短い。また、アンテナエレメント１５と寄生モノポールアンテナ２５との距離は、アンテナエレメント１５と寄生モノポールアンテナ２３との距離よりも短い。
A parasitic monopole antenna 21 is provided between the antenna element 11 and the antenna element 13. The parasitic monopole antenna 21 suppresses the propagation of electromagnetic waves between the antenna element 11 and the antenna element 13 and reduces the coupling between the antenna element 11 and the antenna element 13.
A parasitic monopole antenna 23 is provided between the antenna element 13 and the antenna element 15. The parasitic monopole antenna 23 suppresses the propagation of electromagnetic waves from the antenna element 13 to the antenna element 15 and reduces the coupling between the antenna element 13 and the antenna element 15.
A parasitic monopole antenna 25 is provided between the antenna element 13 and the antenna element 15. The parasitic monopole antenna 25 suppresses the propagation of electromagnetic waves from the antenna element 15 to the antenna element 13 and reduces the coupling between the antenna element 13 and the antenna element 15. Here, the case where the parasitic monopole antenna 23 and the parasitic monopole antenna 25 are provided between the antenna element 13 and the antenna element 15 is illustrated. The distance between the antenna element 13 and the parasitic monopole antenna 23 is shorter than the distance between the antenna element 13 and the parasitic monopole antenna 25. Further, the distance between the antenna element 15 and the parasitic monopole antenna 25 is shorter than the distance between the antenna element 15 and the parasitic monopole antenna 23.
また、アンテナエレメント１２とアンテナエレメント１４との間には、寄生モノポールアンテナ２２が設けられている。この寄生モノポールアンテナ２２は、アンテナエレメント１２からアンテナエレメント１４への電磁波の伝搬を抑制し、アンテナエレメント１２とアンテナエレメント１４との結合を低減させる。
また、アンテナエレメント１２とアンテナエレメント１４との間には、寄生モノポールアンテナ２４が設けられている。この寄生モノポールアンテナ２４は、アンテナエレメント１４からアンテナエレメント１２への電磁波の伝搬を抑制し、アンテナエレメント１２とアンテナエレメント１４との結合を低減させる。
アンテナエレメント１２とアンテナエレメント１６との間には、寄生モノポールアンテナ２６が設けられている。この寄生モノポールアンテナ２６は、アンテナエレメント１２及びアンテナエレメント１６間における電磁波の伝搬を抑制し、アンテナエレメント１２とアンテナエレメント１６との結合を低減させる。ここで、寄生モノポールアンテナ２４と寄生モノポールアンテナ２２は、アンテナエレメント１４とアンテナエレメント１２との間に設けられる場合を例示している。アンテナエレメント１４と寄生モノポールアンテナ２４との距離は、アンテナエレメント１４と寄生モノポールアンテナ２２との距離よりも短い。また、アンテナエレメント１２と寄生モノポールアンテナ２２との距離は、アンテナエレメント１２と寄生モノポールアンテナ２４との距離よりも短い。
A parasitic monopole antenna 22 is provided between the antenna element 12 and the antenna element 14. The parasitic monopole antenna 22 suppresses the propagation of electromagnetic waves from the antenna element 12 to the antenna element 14 and reduces the coupling between the antenna element 12 and the antenna element 14.
A parasitic monopole antenna 24 is provided between the antenna element 12 and the antenna element 14. The parasitic monopole antenna 24 suppresses the propagation of electromagnetic waves from the antenna element 14 to the antenna element 12 and reduces the coupling between the antenna element 12 and the antenna element 14.
A parasitic monopole antenna 26 is provided between the antenna element 12 and the antenna element 16. The parasitic monopole antenna 26 suppresses the propagation of electromagnetic waves between the antenna element 12 and the antenna element 16 and reduces the coupling between the antenna element 12 and the antenna element 16. Here, the case where the parasitic monopole antenna 24 and the parasitic monopole antenna 22 are provided between the antenna element 14 and the antenna element 12 is illustrated. The distance between the antenna element 14 and the parasitic monopole antenna 24 is shorter than the distance between the antenna element 14 and the parasitic monopole antenna 22. Further, the distance between the antenna element 12 and the parasitic monopole antenna 22 is shorter than the distance between the antenna element 12 and the parasitic monopole antenna 24.
図１においては、周波数帯域２．４ＧＨｚに対し、３×３のＭＩＭＯに対応して３個のアンテナエレメントが設けられている。同様に、周波数帯域５ＧＨｚに対し、３×３のＭＩＭＯに対応して３個のアンテナエレメントが設けられている。しかしながら、周波数帯域２．４ＧＨｚ及び周波数帯域２．４ＧＨｚの各々において、２×２のＭＩＭＯに対応して２個のアンテナエレメントが設けられている構成でも良い。
また、周波数帯域２．４ＧＨｚのアンテナエレメントが１個、周波数帯域５ＧＨｚのアンテナエレメントが１個である１×１の場合、上述した寄生モノポールアンテナによる同一周波数の２個のアンテナエレメント間の減結合を行う必要がない。この場合、１×１の場合において、寄生モノポールアンテナは、誘電体基板３におけるグランド（図２におけるレイヤー３３）での電磁波の伝搬による高周波電流の広がりを抑制する働きをする。
In FIG. 1, three antenna elements are provided corresponding to 3 × 3 MIMO for a frequency band of 2.4 GHz. Similarly, three antenna elements are provided corresponding to 3 × 3 MIMO for a frequency band of 5 GHz. However, a configuration in which two antenna elements are provided corresponding to 2 × 2 MIMO in each of the frequency band 2.4 GHz and the frequency band 2.4 GHz may be employed.
In addition, in the case of 1 × 1 with one antenna element having a frequency band of 2.4 GHz and one antenna element having a frequency band of 5 GHz, decoupling between the two antenna elements having the same frequency by the parasitic monopole antenna described above. There is no need to do. In this case, in the case of 1 × 1, the parasitic monopole antenna functions to suppress the spread of the high-frequency current due to the propagation of electromagnetic waves on the ground (layer 33 in FIG. 2) in the dielectric substrate 3.
図２は、図１における誘電体基板３の断面構造を示す図である。本実施形態における誘電体基板３は、レイヤー３１、レイヤー３２、レイヤー３３、補強誘電体層３４及びコア基板３５を備えている。すなわち、コア基板３５の表面には、例えば、厚さ３５μｍの銅箔からなるレイヤー３２が形成されている。コア基板３５の裏面には、例えば、厚さ３５μｍの銅箔からなるレイヤー３３が形成されている。レイヤー３２の表面には、プレプレグとしての補強誘電体層３４が形成されている。補強誘電体層３４の表面には、例えば、厚さ３５μｍの銅箔からなるレイヤー３１が形成されている。また、補強誘電体層３４は、例えば、比誘電率が４．３であり、厚さが０．２ｍｍである。コア基板３５は、例えば、比誘電率が４．３であり、厚さが０．４ｍｍである。 FIG. 2 is a diagram showing a cross-sectional structure of the dielectric substrate 3 in FIG. The dielectric substrate 3 in this embodiment includes a layer 31, a layer 32, a layer 33, a reinforcing dielectric layer 34, and a core substrate 35. That is, on the surface of the core substrate 35, for example, a layer 32 made of a copper foil having a thickness of 35 μm is formed. On the back surface of the core substrate 35, for example, a layer 33 made of a copper foil having a thickness of 35 μm is formed. On the surface of the layer 32, a reinforcing dielectric layer 34 as a prepreg is formed. On the surface of the reinforcing dielectric layer 34, for example, a layer 31 made of a copper foil having a thickness of 35 μm is formed. The reinforcing dielectric layer 34 has, for example, a relative dielectric constant of 4.3 and a thickness of 0.2 mm. For example, the core substrate 35 has a relative dielectric constant of 4.3 and a thickness of 0.4 mm.
レイヤー３３の裏面には、さらに他の層が追加されていても良い。本実施形態においては、レイヤー３３を基準プレーン、すなわちグランドプレーンとして、アンテナエレメント１１からアンテナエレメント１６の各々を、レイヤー３１の銅箔をパターンニングして形成している。アンテナエレメント１１からアンテナエレメント１６の各々に対しては、電磁波を放射するための給電を、レイヤー３１から行っている。また、レイヤー３２の銅箔は全面において除去してある。 Another layer may be further added to the back surface of the layer 33. In the present embodiment, the layer 33 is used as a reference plane, that is, a ground plane, and each of the antenna elements 11 to 16 is formed by patterning the copper foil of the layer 31. Each of the antenna elements 11 to 16 is fed from the layer 31 to radiate electromagnetic waves. Further, the copper foil of the layer 32 is removed on the entire surface.
図３は、図１におけるアンテナエレメント１４とアンテナエレメント１４に対して設けられた寄生モノポールアンテナ２４の構成例を示す図である。図３において、図１に示すアンテナエレメント１２、アンテナエレメント１４、アンテナエレメント１６の３個はほぼ同様の構成である。このため、これらから構成されるＭＩＭＯアンテナから、代表としてアンテナエレメント１４の構成を図３を用いて説明する。
アンテナエレメント１４は、電磁界を放射するメインエレメント（領域Ａの部分）の外寸が３４．５ｍｍ（図１のＹ軸方向）×１１ｍｍ（図１のＸ軸方向）である。
アンテナエレメント１４は、給電点１４１から給電パターン１４３を介して、エレメントパターン１４２Ｒ及びエレメントパターン１４２Ｌに対して接続されている。また、エレメントパターン１４２Ｒは、一方の端部が給電パターン１４３と接続されており、他の端部がエレメントパターン１４２ＲＣの一方の端部に接続されている。
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the antenna element 14 in FIG. 1 and the parasitic monopole antenna 24 provided for the antenna element 14. In FIG. 3, the antenna element 12, the antenna element 14, and the antenna element 16 shown in FIG. 1 have substantially the same configuration. For this reason, the structure of the antenna element 14 is demonstrated using FIG. 3 as a representative from the MIMO antenna comprised from these.
The antenna element 14 has an outer dimension of 34.5 mm (Y-axis direction in FIG. 1) × 11 mm (X-axis direction in FIG. 1) of the main element (area A) that radiates an electromagnetic field.
The antenna element 14 is connected to the element pattern 142R and the element pattern 142L from the feeding point 141 via the feeding pattern 143. The element pattern 142R has one end connected to the power feeding pattern 143 and the other end connected to one end of the element pattern 142RC.
エレメントパターン１４２Ｌは、一方の端部が給電パターン１４３と接続されており、他の端部がエレメントパターン１４２ＬＣの一方の端部に接続されている。エレメントパターン１４２ＲＣ及びエレメントパターン１４２ＬＣの各々は、ビアホール１４４により、図２におけるレイヤー３３に接続されている。ビアホール１４４は、エレメントパターン１４２ＲＣの一方の端部から他方の端部にわたって、略等間隔に複数設けられる。また、ビアホール１４４は、同様にエレメントパターン１４２ＬＣの一方の端部から他方の端部にわたって、略等間隔に複数設けられる。グラウンドパッド１４０は、ビアホール１４５によりレイヤー３３に接続されている。このグラウンドパッド１４０は、給電点１４１の近傍に設けられている。 The element pattern 142L has one end connected to the power feeding pattern 143 and the other end connected to one end of the element pattern 142LC. Each of the element pattern 142RC and the element pattern 142LC is connected to the layer 33 in FIG. A plurality of via holes 144 are provided at substantially equal intervals from one end of the element pattern 142RC to the other end. Similarly, a plurality of via holes 144 are provided at substantially equal intervals from one end of the element pattern 142LC to the other end. The ground pad 140 is connected to the layer 33 by a via hole 145. The ground pad 140 is provided in the vicinity of the feeding point 141.
寄生モノポールアンテナ２４は、アンテナエレメント１４の周波数帯域である２．４ＧＨｚを共振周波数とする共振器である。
このため、寄生モノポールアンテナ２４は、特性が誘導性リアクタンスとなる長さに形成される必要がある。このため、アンテナエレメント１４の波長がλＬとすると、寄生モノポールアンテナ２４の長さは、λＬ／４より長くλＬ／２より短くする必要がある。本実施形態においては、λＬ／４の１．３倍から１．５倍の長さとし、約λＬ／３としている。寄生モノポールアンテナ２４は、上述したように特性が誘導性リアクタンスとなる長さであれば、屈曲した形状でもよい。
The parasitic monopole antenna 24 is a resonator having a resonance frequency of 2.4 GHz that is the frequency band of the antenna element 14.
For this reason, the parasitic monopole antenna 24 needs to be formed in such a length that the characteristic becomes inductive reactance. For this reason, when the wavelength of the antenna element 14 is λ L , the length of the parasitic monopole antenna 24 needs to be longer than λ L / 4 and shorter than λ L / 2. In the present embodiment, the length is 1.3 to 1.5 times λ L / 4, which is approximately λ L / 3. As described above, the parasitic monopole antenna 24 may have a bent shape as long as the characteristic has a length that provides inductive reactance.
図３において、アンテナエレメント２４は、屈曲した位置を基準として、アンテナエレメント２４１とアンテナエレメント２４２とを含んで構成されている。アンテナエレメント１４の周波数帯域が２．４ＧＨｚであり、波長短縮率を７０％とするとλＬ＝８５．４ｍｍである。このため、寄生モノポールアンテナ２４の長さは、アンテナパターン２４１の長さ１６ｍｍと、アンテナパターン２４２の長さ１３．５ｍｍを加算した長さである２９．５ｍｍである。このアンテナパターン２４１及びアンテナパターン２４２を加算した長さである２９．５ｍｍは、約λＬ／２．９に対応する。 In FIG. 3, the antenna element 24 includes an antenna element 241 and an antenna element 242 on the basis of the bent position. When the frequency band of the antenna element 14 is 2.4 GHz and the wavelength shortening rate is 70%, λ L = 85.4 mm. For this reason, the length of the parasitic monopole antenna 24 is 29.5 mm, which is a length obtained by adding the length 16 mm of the antenna pattern 241 and the length 13.5 mm of the antenna pattern 242. The length obtained by adding the antenna pattern 241 and the antenna pattern 242 to 29.5 mm corresponds to about λ L /2.9.
また、寄生モノポールアンテナ２４は、アンテナエレメント１４の近傍において、同一の周波数帯域の他のアンテナエレメント（図１におけるアンテナエレメント１２）の間に設けられている。また、寄生モノポールアンテナ２４は、Ｌ字形状をしており、アンテナパターン２４２に対してアンテナパターン２４１が直角に接続されている。アンテナパターン２４１は幅が０．５ｍｍであり、アンテナパターン２４２は幅が１ｍｍである。
寄生モノポールアンテナ２４におけるアンテナパターン２４１は、長辺がアンテナエレメント１４２ＬＣの長辺と平行となるように設けられている。アンテナパターン２４１とアンテナエレメント１４２ＬＣとの間隙の距離は、λＬ／４０以下の数値で設定される。
The parasitic monopole antenna 24 is provided between other antenna elements (antenna element 12 in FIG. 1) in the same frequency band in the vicinity of the antenna element 14. The parasitic monopole antenna 24 has an L shape, and the antenna pattern 241 is connected to the antenna pattern 242 at a right angle. The antenna pattern 241 has a width of 0.5 mm, and the antenna pattern 242 has a width of 1 mm.
The antenna pattern 241 in the parasitic monopole antenna 24 is provided so that the long side is parallel to the long side of the antenna element 142LC. The distance between the antenna pattern 241 and the antenna element 142LC is set to a numerical value of λ L / 40 or less.
例えば、図３におけるアンテナパターン２４１とアンテナエレメント１４２ＬＣとの間隙の距離は、約λＬ／６０（実際にはλＬ／５７）の１．５ｍｍとしている。この間隙の距離は、アンテナパターン２４１とアンテナパターン１４２ＬＣとの間で、容量結合が十分とれる距離で設定される。すなわち、アンテナパターン２４１とアンテナパターン１４２ＬＣとは、容量結合により交流的に接続されている。そして、この間隙の容量結合におけるギャップ容量の容量値と寄生モノポールアンテナ２４の誘導性リアクタンスとによる共振周波数が、アンテナエレメント１４の周波数帯域となる数値に設定される。 For example, the distance between the antenna pattern 241 and the antenna element 142LC in FIG. 3 is about λ L / 60 (actually λ L / 57) of 1.5 mm. The distance of the gap is set to a distance that allows sufficient capacitive coupling between the antenna pattern 241 and the antenna pattern 142LC. That is, the antenna pattern 241 and the antenna pattern 142LC are connected in an alternating manner by capacitive coupling. Then, the resonance frequency based on the capacitance value of the gap capacitance in the capacitive coupling of the gap and the inductive reactance of the parasitic monopole antenna 24 is set to a numerical value that becomes the frequency band of the antenna element 14.
アンテナパターン２４１は、エレメントパターン１４２Ｌと対向する辺に対して平行に配置されている。また、アンテナパターン２４１及びアンテナパターン２４２の各々は、所定の幅に設定されるが、例えば図２のレイヤー３３に対する容量結合を低くするため、幅を細く設定している。一方、アンテナパターン２４１は幅が１．０ｍｍであり、アンテナパターン２４２は幅が０．５ｍｍである。 The antenna pattern 241 is arranged in parallel to the side facing the element pattern 142L. In addition, each of the antenna pattern 241 and the antenna pattern 242 is set to a predetermined width, but the width is set to be narrow, for example, in order to reduce capacitive coupling to the layer 33 in FIG. On the other hand, the antenna pattern 241 has a width of 1.0 mm, and the antenna pattern 242 has a width of 0.5 mm.
図４は、図１におけるアンテナエレメント１１とアンテナエレメント１１に対して設けられた寄生モノポールアンテナ２１の構成例を示す図である。図４において、図１に示すアンテナエレメント１１、アンテナエレメント１３、アンテナエレメント１５の３個はほぼ同様の構成である。このため、これらから構成されるＭＩＭＯアンテナから、代表としてアンテナエレメント１１の構成を説明する。
アンテナエレメント１１は、電磁界を放射するメインエレメント（領域Ｂの部分）の外寸が１６ｍｍ（図１のＹ軸方向）×１１ｍｍ（図１のＸ軸方向）である。
FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of the antenna element 11 and the parasitic monopole antenna 21 provided for the antenna element 11 in FIG. In FIG. 4, the three antenna elements 11, 13, and 15 shown in FIG. 1 have substantially the same configuration. For this reason, the structure of the antenna element 11 is demonstrated as a representative from the MIMO antenna comprised from these.
The antenna element 11 has an external dimension of 16 mm (Y-axis direction in FIG. 1) × 11 mm (X-axis direction in FIG. 1) of the main element (area B) that radiates an electromagnetic field.
アンテナエレメント１１は、給電点１１１から給電パターン１１３を介して、エレメントパターン１１２Ｒ及びエレメントパターン１１２Ｌに対して接続されている。また、エレメントパターン１１２Ｒは、一方の端部が給電パターン１１３と接続されており、他の端部がエレメントパターン１１２ＲＰの一方の端部に接続されている。エレメントパターン１１２ＲＰは、他方の端部がエレメントパターン１１２ＲＣの一方の端部に接続されている。エレメントパターン１１２ＲＣは、エレメントパターン１１２ＲＰに対して直角に接続されている。 The antenna element 11 is connected to the element pattern 112R and the element pattern 112L from the feeding point 111 via the feeding pattern 113. The element pattern 112R has one end connected to the power feeding pattern 113 and the other end connected to one end of the element pattern 112RP. The other end of the element pattern 112RP is connected to one end of the element pattern 112RC. The element pattern 112RC is connected to the element pattern 112RP at a right angle.
また、エレメントパターン１１２Ｌは、一方の端部が給電パターン１１３と接続されており、他の端部がエレメントパターン１１２ＬＰの一方の端部に接続されている。エレメントパターン１１２ＬＰは、他方の端部がエレメントパターン１１２ＬＣに接続されている。エレメントパターン１１２ＬＣは、エレメントパターン１１２ＬＰに対して直角に接続されている。また、エレメントパターン１１２ＲＣ及びエレメントパターン１１２ＬＣの各々は、ビアホール１１４により、図２におけるレイヤー３３に接続されている。ビアホール１１４は、エレメントパターン１１２ＲＣの一方の端部から他方の端部にわたって、略等間隔に複数設けられる。また、ビアホール１４４は、同様にエレメントパターン１１２ＬＣの一方の端部から他方の端部にわたって、略等間隔に複数設けられる。グラウンドパッド１１０は、ビアホール１１５によりレイヤー３３に接続されている。このグラウンドパッド１１０は給電点１１１の近傍に設けられている。 The element pattern 112L has one end connected to the power feeding pattern 113 and the other end connected to one end of the element pattern 112LP. The other end of the element pattern 112LP is connected to the element pattern 112LC. The element pattern 112LC is connected to the element pattern 112LP at a right angle. Each of the element pattern 112RC and the element pattern 112LC is connected to the layer 33 in FIG. A plurality of via holes 114 are provided at substantially equal intervals from one end of the element pattern 112RC to the other end. Similarly, a plurality of via holes 144 are provided at substantially equal intervals from one end of the element pattern 112LC to the other end. The ground pad 110 is connected to the layer 33 by a via hole 115. The ground pad 110 is provided in the vicinity of the feeding point 111.
寄生モノポールアンテナ２１は、アンテナエレメント１１の周波数帯域である５ＧＨｚを共振周波数とする共振器である。
このため、寄生モノポールアンテナ２１は、特性が誘導性リアクタンスとなる長さに形成される必要がある。このため、アンテナエレメント１１の波長がλＨとすると、寄生モノポールアンテナ２１の長さは、λＨ／４より長くλＨ／２より短くする必要がある。本実施形態においては、λＨ／４の１．３倍から１．５倍の長さとし、約λＨ／２．８としている。寄生モノポールアンテナ２１は、上述したように特性が誘導性リアクタンスとなる長さであれば、屈曲した形状でもよい。
The parasitic monopole antenna 21 is a resonator having a resonance frequency of 5 GHz that is the frequency band of the antenna element 11.
For this reason, the parasitic monopole antenna 21 needs to be formed in such a length that the characteristic is inductive reactance. Therefore, when the wavelength of the antenna element 11 is λ H , the length of the parasitic monopole antenna 21 needs to be longer than λ H / 4 and shorter than λ H / 2. In the present embodiment, the length is 1.3 times to 1.5 times λ H / 4, which is about λ H /2.8. As described above, the parasitic monopole antenna 21 may have a bent shape as long as the characteristic has a length that provides inductive reactance.
図４において、アンテナエレメント２４は、屈曲した位置を基準として、アンテナエレメント２４１とアンテナエレメント２４２とを含んで構成されている。アンテナエレメント１１の周波数帯域が５ＧＨｚであり、波長短縮率を７０％とするとλＨ＝３８．５ｍｍである。このため、寄生モノポールアンテナ２１の長さは、アンテナパターン２１１の長さ７ｍｍと、アンテナパターン２１２の長さ７ｍｍを加算した長さである１４ｍｍである。このアンテナパターン２１１及びアンテナパターン２１２を加算した長さである１４ｍｍは、約λＨ／２．８に対応する。 In FIG. 4, the antenna element 24 includes an antenna element 241 and an antenna element 242 on the basis of the bent position. When the frequency band of the antenna element 11 is 5 GHz and the wavelength shortening rate is 70%, λ H = 38.5 mm. For this reason, the length of the parasitic monopole antenna 21 is 14 mm, which is the sum of the length 7 mm of the antenna pattern 211 and the length 7 mm of the antenna pattern 212. The length of 14 mm that is the sum of the antenna pattern 211 and the antenna pattern 212 corresponds to about λ H /2.8.
また、寄生モノポールアンテナ２１は、アンテナエレメント１１の近傍において、同一の周波数帯域の他のアンテナエレメント（図１におけるアンテナエレメント１３）の間に設けられている。また、寄生モノポールアンテナ２１は、Ｌ字形状をしており、アンテナパターン２１１に対してアンテナパターン２１２が直角に接続されている。例えば、アンテナパターン２１１は幅が０．５ｍｍであり、アンテナパターン２１２は幅が１ｍｍである。 The parasitic monopole antenna 21 is provided between other antenna elements (antenna element 13 in FIG. 1) in the same frequency band in the vicinity of the antenna element 11. The parasitic monopole antenna 21 has an L shape, and the antenna pattern 212 is connected to the antenna pattern 211 at a right angle. For example, the antenna pattern 211 has a width of 0.5 mm, and the antenna pattern 212 has a width of 1 mm.
寄生モノポールアンテナ２１におけるアンテナパターン２１２は、長辺がエレメントパターン１１２ＬＰの長辺と平行となるように設けられている。寄生モノポールアンテナ２１におけるアンテナパターン２１１は、長辺がエレメントパターン１１２ＬＣの長辺と平行となるように設けられている。アンテナパターン２１１とエレメントパターン１１２ＬＣとの間隙の距離は、λＬ／４０以下で設定される。 The antenna pattern 212 in the parasitic monopole antenna 21 is provided so that the long side is parallel to the long side of the element pattern 112LP. The antenna pattern 211 in the parasitic monopole antenna 21 is provided so that the long side is parallel to the long side of the element pattern 112LC. The distance between the antenna pattern 211 and the element pattern 112LC is set to λ L / 40 or less.
例えば、図４におけるアンテナパターン２１１とエレメントパターン１１２ＬＣとの間隙の距離は、約λＨ／６０（図４においてはλＨ／７７）の０．５ｍｍとしている。この間隙の距離は、アンテナパターン２１１とエレメントパターン１１２ＬＣとの間で、容量結合が十分とれる距離で設定される。アンテナパターン２１１とエレメントパターン１１２ＬＣとは、容量結合により交流的に接続されている。そして、この間隙の容量結合におけるギャップ容量の容量値と寄生モノポールアンテナ２１の誘導性リアクタンスとによる共振周波数が、アンテナエレメント１１の周波数帯域となる数値に設定される。
また、アンテナパターン２１１及びアンテナパターン２１２の各々は、所定の幅に設定されるが、例えば図２のレイヤー３３に対する容量結合を低くするため、幅を細く設定している。一方、アンテナパターン２１２は幅が１．０ｍｍであり、アンテナパターン２１１は幅が０．５ｍｍである。
For example, the distance between the antenna pattern 211 and the element pattern 112LC in FIG. 4 is set to 0.5 mm, which is approximately λ H / 60 (λ H / 77 in FIG. 4). The distance of the gap is set to a distance that allows sufficient capacitive coupling between the antenna pattern 211 and the element pattern 112LC. The antenna pattern 211 and the element pattern 112LC are connected in an alternating manner by capacitive coupling. The resonance frequency due to the capacitance value of the gap capacitance in the capacitive coupling of the gap and the inductive reactance of the parasitic monopole antenna 21 is set to a numerical value that is the frequency band of the antenna element 11.
Further, each of the antenna pattern 211 and the antenna pattern 212 is set to a predetermined width, but for example, the width is set to be thin in order to reduce capacitive coupling to the layer 33 in FIG. On the other hand, the antenna pattern 212 has a width of 1.0 mm, and the antenna pattern 211 has a width of 0.5 mm.
図５は、寄生モノポールアンテナを設けた場合の効果を示す電磁界シミュレーションの結果を表す図である。図５は２．４ＧＨｚの周波数帯におけるアンテナエレメント１２が励振して電磁波を放射した場合に、アンテナエレメント１２がアンテナエレメント１４に対して与える影響を示している。図５において、領域の明るさが励振した際の電流密度分布の強度を示しており、他のアンテナエレメントの電磁波により共振した場合にも電流密度分布が高くなり明るさが増大する。したがって、励振していないアンテナエレメントの領域が明るければ明るいほど、他の励振したアンテナエレメントが放射し、グランド（図２におけるレイヤー３３）を伝搬する電磁波により共振している程度が大きい。 FIG. 5 is a diagram illustrating a result of electromagnetic field simulation showing an effect when a parasitic monopole antenna is provided. FIG. 5 shows the influence of the antenna element 12 on the antenna element 14 when the antenna element 12 in the frequency band of 2.4 GHz is excited and radiates electromagnetic waves. FIG. 5 shows the intensity of the current density distribution when the brightness of the region is excited, and the current density distribution increases and the brightness increases even when the resonance is caused by electromagnetic waves of other antenna elements. Therefore, the brighter the region of the antenna element that is not excited, the greater the degree to which other excited antenna elements radiate and resonate due to electromagnetic waves propagating through the ground (layer 33 in FIG. 2).
図５（ａ）は、アンテナエレメント１２とアンテナエレメント１４と間に寄生モノポールアンテナ２２を設けない場合の電磁界シミュレーションの結果を示している。
この図５（ａ）において、アンテナエレメント１４近傍の領域が他の同一周波数帯のアンテナエレメント１６近傍の領域に比較して明るい部分が多い。これにより、アンテナエレメント１２の電磁波がレイヤー３３を介してアンテナエレメント１４に対して伝搬し、アンテナエレメント１４がアンテナエレメント１２の放射した電磁波に共振していることが判る。
FIG. 5A shows the result of electromagnetic field simulation in the case where the parasitic monopole antenna 22 is not provided between the antenna element 12 and the antenna element 14.
In FIG. 5A, the area near the antenna element 14 is brighter than the area near the antenna element 16 in the same frequency band. Thereby, it can be seen that the electromagnetic wave of the antenna element 12 propagates to the antenna element 14 via the layer 33, and the antenna element 14 resonates with the electromagnetic wave emitted by the antenna element 12.
一方、図５（ｂ）は、アンテナエレメント１２とアンテナエレメント１４と間に寄生モノポールアンテナ２２を設けた場合の電磁界シミュレーションの結果を示している。
この図５（ｂ）において、アンテナエレメント１４近傍の領域が図５（ａ）のアンテナエレメント１４近傍の領域に比較して明るい部分が少ない。これにより、寄生モノポールアンテナ２２がアンテナエレメント１２の放射する電磁波のグランド（図２のレイヤー３３）を介してのアンテナエレメント１４に対する伝搬を抑制していることが判る。すなわち、アンテナエレメント１４がアンテナエレメント１２の放射した電磁波に共振していないことが判る。
また、図５（ｂ）において、寄生モノポールアンテナ２２近傍の領域は、非常に明るい状態となっており、アンテナエレメント１２が放射する電磁波に対して共振し、効率的にグランド（図２のレイヤー３３）を伝搬する電磁破のエネルギーを吸収していることが判る。
On the other hand, FIG. 5B shows the result of electromagnetic field simulation in the case where the parasitic monopole antenna 22 is provided between the antenna element 12 and the antenna element 14.
In FIG. 5B, the area near the antenna element 14 has fewer bright portions than the area near the antenna element 14 in FIG. Thus, it can be seen that the parasitic monopole antenna 22 suppresses propagation of the electromagnetic wave radiated from the antenna element 12 to the antenna element 14 via the ground (layer 33 in FIG. 2). That is, it can be seen that the antenna element 14 does not resonate with the electromagnetic wave emitted by the antenna element 12.
In FIG. 5B, the region near the parasitic monopole antenna 22 is in a very bright state, resonates with the electromagnetic wave radiated by the antenna element 12, and efficiently grounds (the layer in FIG. 2). It can be seen that the energy of electromagnetic breakdown propagating in (33) is absorbed.
図６は、寄生モノポールアンテナを設けた場合の効果を示す電磁界シミュレーションの結果を表す図である。図６は５ＧＨｚの周波数帯におけるアンテナエレメント１３が励振して電磁波を放射した場合に、アンテナエレメント１３がアンテナエレメント１５に対して与える影響を示している。図６においても図５と同様に、領域の明るさが励振した際の電流密度分布の強度を示しており、他のアンテナエレメントの電磁波により共振した場合にも電流密度分布が高くなり明るさが増大する。したがって、励振していないアンテナエレメントの領域が明るければ明るいほど、他の励振したアンテナエレメントが放射し、グランド（図２のレイヤー３３）を伝搬する電磁波により共振している程度が大きい。 FIG. 6 is a diagram illustrating a result of electromagnetic field simulation showing an effect when a parasitic monopole antenna is provided. FIG. 6 shows the influence of the antenna element 13 on the antenna element 15 when the antenna element 13 in the frequency band of 5 GHz is excited and radiates electromagnetic waves. 6 also shows the intensity of the current density distribution when the brightness of the region is excited, as in FIG. 5, and the current density distribution increases and the brightness increases even when resonance is caused by electromagnetic waves of other antenna elements. Increase. Therefore, the brighter the area of the antenna element that is not excited, the greater the degree to which other excited antenna elements radiate and resonate due to electromagnetic waves propagating through the ground (layer 33 in FIG. 2).
図６（ａ）は、アンテナエレメント１３とアンテナエレメント１５と間に寄生モノポールアンテナ２３を設けない場合の電磁界シミュレーションの結果を示している。
この図６（ａ）において、アンテナエレメント１５近傍の領域が他の同一周波数帯のアンテナエレメント１１近傍の領域に比較して明るい部分が多い。これにより、アンテナエレメント１３の電磁波がレイヤー３３を介してアンテナエレメント１５に対して伝搬し、アンテナエレメント１５がアンテナエレメント１３の放射した電磁波に共振していることが判る。
FIG. 6A shows the result of electromagnetic field simulation when the parasitic monopole antenna 23 is not provided between the antenna element 13 and the antenna element 15.
In FIG. 6A, the area near the antenna element 15 is brighter than the area near the antenna element 11 in the other same frequency band. Thereby, it can be seen that the electromagnetic wave of the antenna element 13 propagates to the antenna element 15 via the layer 33, and the antenna element 15 resonates with the electromagnetic wave radiated by the antenna element 13.
一方、図６（ｂ）は、アンテナエレメント１３とアンテナエレメント１５と間に寄生モノポールアンテナ２３を設けた場合の電磁界シミュレーションの結果を示している。
この図６（ｂ）において、アンテナエレメント１５近傍の領域が図６（ａ）のアンテナエレメント１５近傍の領域に比較して明るい部分が少ない。これにより、寄生モノポールアンテナ２３がアンテナエレメント１３の放射する電磁波のレイヤー３３を介してのアンテナエレメント１５に対する伝搬を抑制していることが判る。すなわち、アンテナエレメント１５がアンテナエレメント１３の放射した電磁波に共振していないことが判る。
また、図６（ｂ）において、寄生モノポールアンテナ２３近傍の領域は、非常に明るい状態となっており、図５（ｂ）の場合と同様に、アンテナエレメント１３が放射する電磁波に対して共振し、効率的にグランド（図２のレイヤー３３）を伝搬する電磁破のエネルギーを吸収していることが判る。
On the other hand, FIG. 6B shows the result of electromagnetic field simulation in the case where the parasitic monopole antenna 23 is provided between the antenna element 13 and the antenna element 15.
In FIG. 6B, the area near the antenna element 15 has fewer bright portions than the area near the antenna element 15 in FIG. Thus, it can be seen that the parasitic monopole antenna 23 suppresses the propagation of the electromagnetic wave radiated from the antenna element 13 to the antenna element 15 through the layer 33. That is, it can be seen that the antenna element 15 does not resonate with the electromagnetic wave emitted by the antenna element 13.
Further, in FIG. 6B, the region near the parasitic monopole antenna 23 is in a very bright state and resonates with the electromagnetic wave radiated by the antenna element 13 as in the case of FIG. It can be seen that the energy of electromagnetic breakdown propagating efficiently through the ground (layer 33 in FIG. 2) is absorbed.
図７は、２．４ＧＨｚの周波数帯域に対応するアンテナエレメント１２、１４及び１６の各々の結合のレベルを示す図である。この図７において、｜Ｓ４２｜は、アンテナエレメント１２とアンテナエレメント１４との結合の度合いを示すレベル（以下、結合レベルとする）を示している。また、｜Ｓ６２｜は、アンテナエレメント１２とアンテナエレメント１６との結合レベルを示している。｜Ｓ６４｜は、アンテナエレメント１４とアンテナエレメント１６との結合レベルを示している。
図７（ａ）は、アンテナエレメント１２、１４及び１６の各々の間に寄生モノポールアンテナを配置していない場合におけるアンテナエレメント１２、１４及び１６それぞれの結合のレベルを示している。この図７（ａ）において、横軸は周波数を示し、縦軸は結合レベル（ｄＢ）を示している。｜Ｓ４２｜は実線で示され、｜Ｓ６２｜は破線で示され、｜Ｓ６４｜は点線で示されている。
周波数が２．４ＧＨｚ近傍において、｜Ｓ４２｜、｜Ｓ６２｜及び｜Ｓ６４｜の各々の結合レベルが−２０ｄＢより大きいことが判る。特に、｜Ｓ４２｜の結合レベルは、−１４ｄＢ程度と高い。これは、アンテナエレメント１２及び１４間の距離が、アンテナエレメント１２及び１６の間の距離、及びアンテナエレメント１４及び１６の間の距離より近いため、伝搬する電磁波のエネルギーが強いためである。
FIG. 7 is a diagram showing the coupling level of each of the antenna elements 12, 14, and 16 corresponding to the 2.4 GHz frequency band. In FIG. 7, | S 42 | indicates a level indicating the degree of coupling between the antenna element 12 and the antenna element 14 (hereinafter referred to as a coupling level). Further, | S 62 | indicates a coupling level between the antenna element 12 and the antenna element 16. | S 64 | indicates a coupling level between the antenna element 14 and the antenna element 16.
FIG. 7A shows the coupling level of each of the antenna elements 12, 14 and 16 when no parasitic monopole antenna is arranged between each of the antenna elements 12, 14 and 16. In FIG. 7A, the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the coupling level (dB). | S 42 | is indicated by a solid line, | S 62 | is indicated by a broken line, and | S 64 | is indicated by a dotted line.
It can be seen that the coupling level of | S 42 |, | S 62 | and | S 64 | is greater than −20 dB when the frequency is around 2.4 GHz. In particular, the coupling level of | S 42 | is as high as −14 dB. This is because the energy of the propagating electromagnetic wave is strong because the distance between the antenna elements 12 and 14 is closer than the distance between the antenna elements 12 and 16 and the distance between the antenna elements 14 and 16.
図７（ｂ）は、アンテナエレメント１２、１４及び１６の各々の間に寄生モノポールアンテナを配置した場合におけるアンテナエレメント１２、１４及び１６それぞれの結合のレベルを示している。この図７（ｂ）において、横軸は周波数を示し、縦軸は結合レベル（ｄＢ）を示している。｜Ｓ４２｜は実線で示され、｜Ｓ６２｜は破線で示され、｜Ｓ６４｜は点線で示されている。
周波数が２．４ＧＨｚ近傍において、｜Ｓ４２｜、｜Ｓ６２｜及び｜Ｓ６４｜の各々の結合レベルが−２２ｄＢより小さいことが判る。特に、｜Ｓ４２｜の結合レベルは、図７（ａ）の−１４ｄＢ程度から、−２５ｄＢと大きく低下していることが判る。他の｜Ｓ６２｜及び｜Ｓ６４｜についても、図７（ａ）の場合に比較して結合レベルが低下していることがわかる。これにより、アンテナエレメント１２、１４及び１６の各々の間に寄生モノポールアンテナを配置することで、アンテナエレメント１２、１４及び１６それぞれの結合レベルを低下させていることが判る。
FIG. 7B shows the coupling level of each of the antenna elements 12, 14 and 16 when a parasitic monopole antenna is arranged between each of the antenna elements 12, 14 and 16. In FIG. 7B, the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the coupling level (dB). | S 42 | is indicated by a solid line, | S 62 | is indicated by a broken line, and | S 64 | is indicated by a dotted line.
It can be seen that the coupling level of | S 42 |, | S 62 | and | S 64 | is smaller than −22 dB in the vicinity of the frequency of 2.4 GHz. In particular, it can be seen that the coupling level of | S 42 | is greatly reduced to about −25 dB from about −14 dB in FIG. As for other | S 62 | and | S 64 |, it can be seen that the coupling level is lower than in the case of FIG. Thereby, it turns out that the coupling level of each of the antenna elements 12, 14 and 16 is lowered by arranging the parasitic monopole antenna between each of the antenna elements 12, 14 and 16.
図８は、５ＧＨｚの周波数帯域に対応するアンテナエレメント１１、１３及び１５の各々の結合のレベルを示す図である。この図８において、｜Ｓ３１｜は、アンテナエレメント１１とアンテナエレメント１３との結合の度合いを示すレベル（以下、結合レベルとする）を示している。また、｜Ｓ５１｜は、アンテナエレメント１１とアンテナエレメント１５との結合レベルを示している。｜Ｓ５３｜は、アンテナエレメント１３とアンテナエレメント１５との結合レベルを示している。｜Ｓ３１｜は実線で示され、｜Ｓ５１｜は破線で示され、｜Ｓ５３｜は点線で示されている。
図８（ａ）は、アンテナエレメント１１、１３及び１５の各々の間に寄生モノポールアンテナを配置していない場合におけるアンテナエレメント１１、１３及び１５それぞれの結合のレベルを示している。この図８（ａ）において、横軸は周波数を示し、縦軸は結合レベル（ｄＢ）を示している。
周波数が５ＧＨｚ近傍において、｜Ｓ５３｜の結合レベルが−８．５ｄＢ程度であることが判る。これは、アンテナエレメント１３及び１５間の距離が、アンテナエレメント１１及び１３の間の距離、及びアンテナエレメント１１及び１５の間の距離より近いため、伝搬する電磁波のエネルギーが強いためである。
FIG. 8 is a diagram showing the coupling level of each of the antenna elements 11, 13 and 15 corresponding to the frequency band of 5 GHz. In FIG. 8, | S 31 | indicates a level indicating the degree of coupling between the antenna element 11 and the antenna element 13 (hereinafter referred to as a coupling level). Further, | S 51 | indicates a coupling level between the antenna element 11 and the antenna element 15. | S 53 | represents a coupling level between the antenna element 13 and the antenna element 15. | S 31 | is indicated by a solid line, | S 51 | is indicated by a broken line, and | S 53 | is indicated by a dotted line.
FIG. 8A shows the coupling level of each of the antenna elements 11, 13, and 15 when no parasitic monopole antenna is disposed between each of the antenna elements 11, 13, and 15. In FIG. 8A, the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the coupling level (dB).
It can be seen that the coupling level of | S 53 | is about −8.5 dB in the vicinity of the frequency of 5 GHz. This is because the energy of propagating electromagnetic waves is strong because the distance between the antenna elements 13 and 15 is closer than the distance between the antenna elements 11 and 13 and the distance between the antenna elements 11 and 15.
図８（ｂ）は、アンテナエレメント１１、１３及び１５の各々の間に寄生モノポールアンテナを配置した場合におけるアンテナエレメント１１、１３及び１５それぞれの結合のレベルを示している。この図８（ｂ）において、横軸は周波数を示し、縦軸は結合レベル（ｄＢ）を示している。｜Ｓ３１｜は実線で示され、｜Ｓ５１｜は破線で示され、｜Ｓ５３｜は点線で示されている。
周波数が５ＧＨｚ近傍において、｜Ｓ３１｜及び｜Ｓ５１｜の各々の結合レベルが図８（ａ）の場合とほぼ変化していないことが判る。また、｜Ｓ５３｜の結合レベルは、図８（ａ）の−１０ｄＢ程度から、最も低い値である−２２ｄＢ程度まで低下しており、結合レベルが約１３．５ｄＢ改善されていることが判る。これにより、アンテナエレメント１１、１３及び１５の各々の間に寄生モノポールアンテナを配置することで、アンテナエレメント１１、１３及び１５それぞれの結合レベルを低下させていることが判る。
FIG. 8B shows the coupling levels of the antenna elements 11, 13, and 15 when a parasitic monopole antenna is disposed between each of the antenna elements 11, 13, and 15. In FIG. 8B, the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the coupling level (dB). | S 31 | is indicated by a solid line, | S 51 | is indicated by a broken line, and | S 53 | is indicated by a dotted line.
It can be seen that in the vicinity of the frequency of 5 GHz, the coupling levels of | S 31 | and | S 51 | are substantially unchanged from the case of FIG. Also, the coupling level of | S 53 | has decreased from about −10 dB in FIG. 8A to about −22 dB, which is the lowest value, and it can be seen that the coupling level is improved by about 13.5 dB. . Thereby, it turns out that the coupling level of each of the antenna elements 11, 13 and 15 is lowered by arranging the parasitic monopole antenna between each of the antenna elements 11, 13 and 15.
図９は、ＭＩＭＯアンテナにおける各アンテナエレメント間の相関の大きさを示す図である。ＭＩＭＯアンテナにおける各アンテナエレメント間の相関を表す方法として、以下の（１）式で表される包絡線相関係数が知られている。包絡線相関係数が高いほど、アンテナエレメント間の相関が高いことを示す。この図９において、「without PM」は寄生モノポールアンテナが相関を見ているアンテナエレメント間に設けられていない場合の周波数と包絡線相関係数との関係を示す曲線を示している。また、「with PM」は寄生モノポールアンテナが相関を見ているアンテナエレメント間に設けられている場合の包絡線相関係数との関係を示す曲線を示している。
以下の（１）式において、｜ρｉｊ｜は包絡線相関係数である。Ｓｉｉは、アンテナエレメントｉの入力インピーダンスを示している。Ｓｉｊはアンテナエレメントｊからアンテナエレメントｉに対する結合度を示している。また、＊は共役複素数を意味している。
FIG. 9 is a diagram showing the magnitude of correlation between antenna elements in a MIMO antenna. An envelope correlation coefficient represented by the following equation (1) is known as a method for representing a correlation between antenna elements in a MIMO antenna. The higher the envelope correlation coefficient, the higher the correlation between the antenna elements. In FIG. 9, “without PM” indicates a curve indicating the relationship between the frequency and the envelope correlation coefficient when the parasitic monopole antenna is not provided between the antenna elements to be correlated. “With PM” indicates a curve indicating a relationship with an envelope correlation coefficient in the case where a parasitic monopole antenna is provided between antenna elements for which correlation is observed.
In the following equation (1), | ρ ij | is an envelope correlation coefficient. S ii indicates the input impedance of the antenna element i. S ij indicates the degree of coupling from antenna element j to antenna element i. * Means a conjugate complex number.
図９（ａ）は、２．４ＧＨｚの周波数帯域のアンテナエレメント１２、１４及び１６の各々の間の包絡線相関係数｜ρｉｊ｜を示している。図９（ａ）において、横軸が周波数を示し、縦軸が包絡線相関係数を示している。
｜ρ４２｜は、アンテナエレメント１２からアンテナエレメント１４への相関を示す包絡線相関係数を示している。｜ρ６２｜は、アンテナエレメント１２からアンテナエレメント１６への相関を示す包絡線相関係数を示している。｜ρ６４｜は、アンテナエレメント１４からアンテナエレメント１６への相関を示す包絡線相関係数を示している。｜ρ４２｜は実線で示され、｜ρ６２｜は破線で示され、｜ρ６４｜は点線で示されている。
FIG. 9A shows the envelope correlation coefficient | ρ ij | between each of the antenna elements 12, 14 and 16 in the 2.4 GHz frequency band. In FIG. 9A, the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the envelope correlation coefficient.
| Ρ 42 | represents an envelope correlation coefficient indicating a correlation from the antenna element 12 to the antenna element 14. | Ρ 62 | represents an envelope correlation coefficient indicating a correlation from the antenna element 12 to the antenna element 16. | Ρ 64 | represents an envelope correlation coefficient indicating a correlation from the antenna element 14 to the antenna element 16. | Ρ 42 | is indicated by a solid line, | ρ 62 | is indicated by a broken line, and | ρ 64 | is indicated by a dotted line.
また、アンテナエレメント間に寄生モノポールアンテナが設けられていない場合を細い線、アンテナエレメント間に寄生モノポールアンテナが設けられている場合を太い線で示している。
２．４ＧＨｚの周波数帯において、｜ρ４２｜、｜ρ６２｜及び｜ρ６４｜の各々が、アンテナエレメント間に寄生モノポールアンテナを設けることにより、低下して０に近くなることが判る。
Further, a thin line indicates a case where a parasitic monopole antenna is not provided between antenna elements, and a thick line indicates a case where a parasitic monopole antenna is provided between antenna elements.
It can be seen that in the frequency band of 2.4 GHz, each of | ρ 42 |, | ρ 62 | and | ρ 64 | decreases and approaches 0 by providing a parasitic monopole antenna between the antenna elements.
図９（ｂ）は、５ＧＨｚの周波数帯域のアンテナエレメント１１、１３及び１５の各々の間の包絡線相関係数｜ρｉｊ｜を示している。図９（ｂ）において、横軸が周波数を示し、縦軸が包絡線相関係数を示している。
｜ρ３１｜は、アンテナエレメント１１からアンテナエレメント１３への相関を示す包絡線相関係数を示している。｜ρ５１｜は、アンテナエレメント１１からアンテナエレメント１５への相関を示す包絡線相関係数を示している。｜ρ５３｜は、アンテナエレメント１３からアンテナエレメント１５への相関を示す包絡線相関係数を示している。｜ρ３１｜は実線で示され、｜ρ５１｜は破線で示され、｜ρ５３｜は点線で示されている。
FIG. 9B shows an envelope correlation coefficient | ρ ij | between each of the antenna elements 11, 13 and 15 in the frequency band of 5 GHz. In FIG. 9B, the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the envelope correlation coefficient.
| Ρ 31 | represents an envelope correlation coefficient indicating a correlation from the antenna element 11 to the antenna element 13. | Ρ 51 | represents an envelope correlation coefficient indicating a correlation from the antenna element 11 to the antenna element 15. | Ρ 53 | represents an envelope correlation coefficient indicating a correlation from the antenna element 13 to the antenna element 15. | Ρ 31 | is indicated by a solid line, | ρ 51 | is indicated by a broken line, and | ρ 53 | is indicated by a dotted line.
また、アンテナエレメント間に寄生モノポールアンテナが設けられていない場合を細い線で示し、アンテナエレメント間に寄生モノポールアンテナが設けられている場合を太い線で示している。
５ＧＨｚの周波数帯において、｜ρ３１｜及び｜ρ５１｜の各々はそれほど変化はしていない。しかしながら、アンテナエレメント１３及びアンテナエレメント１５の間に寄生モノポールアンテナ２３を設けることにより、｜ρ５３｜については大幅に低下し、大きな改善が見られる。
Further, a case where a parasitic monopole antenna is not provided between antenna elements is indicated by a thin line, and a case where a parasitic monopole antenna is provided between antenna elements is indicated by a thick line.
In the frequency band of 5 GHz, each of | ρ 31 | and | ρ 51 | does not change so much. However, by providing the parasitic monopole antenna 23 between the antenna element 13 and the antenna element 15, | ρ 53 | is greatly reduced, and a great improvement is seen.
図１０は、本実施形態における周波数帯域が２．４ＧＨｚのアンテナエレメントの放射特性を示す図である。この図１０は、ＸＺ平面における放射指向性特性を示しており、動径がアンテナエレメントのゲインを示し、角度が放射方向を示している。
図１０（ａ）は、アンテナエレメント１４の放射指向性特性を示している。図１０（ｂ）は、アンテナエレメント１２の放射指向性特性を示している。図１０（ｃ）は、アンテナエレメント１６の放射指向性特性を示している。
アンテナエレメントによって、最大ゲインとなる平面が異なるが、それぞれのアンテナエレメントの最大ゲインは約２ｄＢｉである。このため、本実施形態における２．４ＧＨｚのアンテナエレメント１２、１４及び１６の各々は、図９（ａ）の包絡線相関係数の数値を含めて、ＭＩＭＯ性能を発揮するための十分な特性を有したアンテナエレメント・アレイを構成している。
FIG. 10 is a diagram showing the radiation characteristics of an antenna element having a frequency band of 2.4 GHz in the present embodiment. FIG. 10 shows the radiation directivity characteristic in the XZ plane, where the moving radius represents the gain of the antenna element, and the angle represents the radiation direction.
FIG. 10A shows the radiation directivity characteristic of the antenna element 14. FIG. 10B shows the radiation directivity characteristic of the antenna element 12. FIG. 10C shows the radiation directivity characteristic of the antenna element 16.
Although the maximum gain plane differs depending on the antenna element, the maximum gain of each antenna element is about 2 dBi. For this reason, each of the 2.4 GHz antenna elements 12, 14 and 16 in this embodiment has sufficient characteristics for exhibiting MIMO performance, including the numerical value of the envelope correlation coefficient in FIG. The antenna element array is formed.
図１１は、本実施形態における周波数帯域が５ＧＨｚのアンテナエレメントの放射特性を示す図である。この図１１は、図１０と同様に、ＸＺ平面における放射指向性特性を示しており、動径がアンテナエレメントのゲインを示し、角度が放射方向を示している。
図１１（ａ）は、アンテナエレメント１１の放射指向性特性を示している。図１１（ｂ）は、アンテナエレメント１３の放射指向性特性を示している。図１１（ｃ）は、アンテナエレメント１５の放射指向性特性を示している。
図１０の場合と同様に、アンテナエレメントによって、最大ゲインとなる平面が異なるが、それぞれのアンテナエレメントの最大ゲインは約２ｄＢｉである。このため、本実施形態における５ＧＨｚのアンテナエレメント１１、１３及び１５の各々は、図９（ｂ）の包絡線相関係数の数値を含めて、ＭＩＭＯ性能を発揮するための十分な特性を有したアンテナエレメント・アレイを構成している。
FIG. 11 is a diagram showing the radiation characteristics of an antenna element having a frequency band of 5 GHz in the present embodiment. FIG. 11 shows the radiation directivity characteristic in the XZ plane, as in FIG. 10, where the moving radius indicates the gain of the antenna element, and the angle indicates the radiation direction.
FIG. 11A shows the radiation directivity characteristic of the antenna element 11. FIG. 11B shows the radiation directivity characteristic of the antenna element 13. FIG. 11C shows the radiation directivity characteristic of the antenna element 15.
Similar to the case of FIG. 10, the maximum gain plane differs depending on the antenna element, but the maximum gain of each antenna element is about 2 dBi. For this reason, each of the 5 GHz antenna elements 11, 13 and 15 in this embodiment has sufficient characteristics for exhibiting MIMO performance, including the numerical value of the envelope correlation coefficient in FIG. 9B. An antenna element array is configured.
上述したように、本実施形態は、アンテナエレメント間に寄生モノポールアンテナを介挿している。これにより、本実施形態によれば、グランドに接続されたパターンを励振するアンテナエレメントから、隣接する他のアンテナエレメントに対してグランドを介して伝搬する電磁波のエネルギーを低減させ、アンテナエレメント間の結合低減を行うことができる。また、本実施形態によれば、メタマテリアルを用いてアンテナエレメント間における電磁波のエネルギーを低減する構成に比較し、設計が簡単であり、かつ共振周波数に対応した波長の調整及びアンテナエレメントに対する減結合の周波数の修正が容易な寄生モノポールアンテナを用いることにより、隣接するアンテナ間の結合を簡易に低減することが可能となる。また、本実施形態によれば、メタマテリアルに比較して、寄生モノポールアンテナの面積が小さいため、余分な占有面積を取ることなく、ＭＩＭＯアンテナの形成する面積が大型化することは無い。 As described above, in this embodiment, the parasitic monopole antenna is interposed between the antenna elements. Thereby, according to this embodiment, the energy of the electromagnetic wave propagating through the ground from the antenna element that excites the pattern connected to the ground to the other adjacent antenna element is reduced, and the coupling between the antenna elements is reduced. Reduction can be performed. Further, according to the present embodiment, compared with a configuration in which metamaterials are used to reduce the energy of electromagnetic waves between antenna elements, the design is simple, and the wavelength adjustment corresponding to the resonance frequency and the decoupling to the antenna elements are performed. By using a parasitic monopole antenna whose frequency can be easily corrected, the coupling between adjacent antennas can be easily reduced. Moreover, according to this embodiment, since the area of the parasitic monopole antenna is smaller than that of the metamaterial, the area formed by the MIMO antenna does not increase without taking up an extra occupied area.
また、本実施形態における寄生モノポールアンテナは、複数のサブ寄生モノポールアンテナに分離して設けてもよい。隣接するサブ寄生モノポールアンテナ同士は、サブ寄生モノポールアンテナ間のギャップ容量で結合（容量結合）させ、高周波的に十分な電気長を有するエレメントとする。
また、本実施形態におけるアンテナエレメントは、ＳＲＲ（Split Ring Resonator）に変更しても良い。すなわち、本発明は、グラウンドを高周波電流の帰路及び放射エレメントの一部として利用するタイプのアンテナ、すなわちグラウンドに電磁波が伝搬しやすい構造の同一周波数帯のアンテナ間の結合低減に対して適用が可能である。
また、本実施形態において、無給電アンテナエレメント（寄生モノポールアンテナ）がＬ字形状である場合について説明したが、直線状あるいは曲線状の形状として形成されていても良い。
また、本実施形態において、無給電アンテナエレメント（寄生モノポールアンテナ）は、アンテナエレメントの外周部分におけるエレメントパターンに沿って形成されていれば良い。また、無給電アンテナエレメント（寄生モノポールアンテナ）が直線状である場合には、アンテナエレメントに対して平行になるように配置することもできる。
Further, the parasitic monopole antenna in this embodiment may be provided separately into a plurality of sub-parasitic monopole antennas. Adjacent sub-parasitic monopole antennas are coupled with each other by a gap capacitance between the sub-parasitic monopole antennas (capacitive coupling) to form an element having a sufficient electrical length in terms of high frequency.
Further, the antenna element in the present embodiment may be changed to SRR (Split Ring Resonator). In other words, the present invention can be applied to a type of antenna that uses the ground as a return path of high-frequency current and a part of a radiating element, that is, to reduce coupling between antennas in the same frequency band having a structure in which electromagnetic waves easily propagate to the ground It is.
In the present embodiment, the case where the parasitic antenna element (parasitic monopole antenna) is L-shaped has been described. However, the parasitic antenna element may be formed in a linear shape or a curved shape.
In the present embodiment, the parasitic antenna element (parasitic monopole antenna) may be formed along the element pattern in the outer peripheral portion of the antenna element. Further, when the parasitic antenna element (parasitic monopole antenna) is linear, it can be arranged so as to be parallel to the antenna element.
図１２は、本発明の平面アンテナにおいて無給電アンテナによるアンテナエレメント間の結合低減の概念を示す図である。この図１２は、誘電体基板３（誘電体基板）の表面３Ｓ（誘電体基板の一方の面）に形成されたアンテナエレメント１０１及びアンテナエレメント１０２（複数のアンテナエレメント）から構成される平面アンテナを、平面視において示している。誘電体基板３（誘電体基板）の表面３Ｓ（誘電体基板の一方の面）上にはエレメントパターン（エレメントパターン）からなるアンテナエレメント１０１及びアンテナエレメント１０２（複数のアンテナエレメント）の各々が形成されている。アンテナエレメント１０１及びアンテナエレメント１０２（複数のアンテナエレメント）の各々は、それぞれグランドに直流的に接続されている（接続箇所は不図示）。また、アンテナエレメント１０１及びアンテナエレメント１０２（複数のアンテナエレメント）の各々は、励振することにより同一の周波数帯の電磁波を放射する。 FIG. 12 is a diagram showing a concept of reducing coupling between antenna elements by a parasitic antenna in the planar antenna of the present invention. FIG. 12 shows a planar antenna composed of an antenna element 101 and an antenna element 102 (a plurality of antenna elements) formed on the surface 3S (one surface of the dielectric substrate) of the dielectric substrate 3 (dielectric substrate). This is shown in plan view. On the surface 3S (one surface of the dielectric substrate) of the dielectric substrate 3 (dielectric substrate), an antenna element 101 and an antenna element 102 (a plurality of antenna elements) each including an element pattern are formed. ing. Each of the antenna element 101 and the antenna element 102 (a plurality of antenna elements) is connected to the ground in a DC manner (connection portions are not shown). In addition, each of the antenna element 101 and the antenna element 102 (a plurality of antenna elements) radiates electromagnetic waves in the same frequency band when excited.
アンテナエレメント１０１及びアンテナエレメント１０２（複数のアンテナエレメント）の各々の間には、誘電体基板３の表面３Ｓ上において、無給電アンテナエレメント１０３（無給電アンテナエレメント）が形成されている。無給電アンテナエレメント１０３（無給電アンテナエレメント）は、アンテナエレメント１０１及びアンテナエレメント１０２（複数のアンテナエレメント）のいずれかあるいは双方と容量結合により交流的に接続されている。
ここで、アンテナエレメント１０１及びアンテナエレメント１０２（複数のアンテナエレメント）の各々のいずれかあるいは双方と無給電アンテナエレメント１０３（無給電アンテナエレメント）との容量結合におけるギャップ容量の容量値と無給電アンテナエレメント１０３（無給電アンテナエレメント）の誘導性リアクタンスとによる共振周波数が、アンテナエレメント１０１及びアンテナエレメント１０２（複数のアンテナエレメント）の各々の放射する電磁波の周波数帯となる形状に無給電アンテナエレメント１０３（無給電アンテナエレメント）が構成されている。
Between each of the antenna element 101 and the antenna element 102 (a plurality of antenna elements), a parasitic antenna element 103 (a parasitic antenna element) is formed on the surface 3S of the dielectric substrate 3. The parasitic antenna element 103 (parasitic antenna element) is connected to one or both of the antenna element 101 and the antenna element 102 (plurality of antenna elements) in an AC manner by capacitive coupling.
Here, the capacitance value of the gap capacitance and the parasitic antenna element in capacitive coupling between either or both of the antenna element 101 and the antenna element 102 (plurality of antenna elements) and the parasitic antenna element 103 (parasitic antenna element). The parasitic antenna element 103 (non-powered antenna element 103) has a shape in which the resonance frequency due to the inductive reactance of the antenna element 103 (parasitic antenna element) is a frequency band of electromagnetic waves radiated from the antenna element 101 and the antenna element 102 (plurality of antenna elements). A feeding antenna element) is configured.
これにより、無給電アンテナエレメント１０３（無給電アンテナエレメント）が、アンテナエレメント１０１及びアンテナエレメント１０１（複数のアンテナエレメント）のいずれかあるいは双方が放射した電磁波に共振することで、アンテナエレメント１０１及びアンテナエレメント１０２（複数のアンテナエレメント）の各々が直流的に接続されているグランドのレイヤー（不図示）を伝搬する電磁破のエネルギーを効率的に吸収し、アンテナエレメント１０１及びアンテナエレメント１０２（複数のアンテナエレメント）間における同一周波数帯の電磁波の結合を低減させている。 As a result, the parasitic antenna element 103 (parasitic antenna element) resonates with the electromagnetic wave radiated by either or both of the antenna element 101 and the antenna element 101 (plural antenna elements). The antenna element 101 and the antenna element 102 (multiple antenna elements) are efficiently absorbed by electromagnetic disturbance energy propagating through a ground layer (not shown) to which each of the 102 (multiple antenna elements) is DC connected. ) In the same frequency band.
１…平面アンテナ ３…誘電体基板 １１，１２，１３，１４，１５，１６…アンテナエレメント ２１，２２，２３，２４，２５，２６…寄生モノポールアンテナ ３１，３２，３３…レイヤー ３４…補強誘電体層 ３５…コア基板 １１０，１４０…グラウンドパッド １１１，１４１…給電点 １１２Ｒ，１１２Ｌ，１１２ＬＣ，１１２ＬＰ，１１２ＲＣ，１１２ＲＰ，１４２Ｌ，１４２Ｒ，１４２ＬＣ，１４２ＲＣ…エレメントパターン １１３，１４３…給電パターン ２１１，２１２，２４１，２４２…アンテナパターン DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Planar antenna 3 ... Dielectric board | substrate 11, 12, 13, 14, 15, 16 ... Antenna element 21, 22, 23, 24, 25, 26 ... Parasitic monopole antenna 31, 32, 33 ... Layer 34 ... Reinforcement dielectric Body layer 35 ... Core substrate 110, 140 ... Ground pad 111, 141 ... Feed point 112R, 112L, 112LC, 112LP, 112RC, 112RP, 142L, 142R, 142LC, 142RC ... Element pattern 113, 143 ... Feed pattern 211, 212, 241,242 ... antenna pattern
Claims (6)
前記誘電体基板の一方の面上に設けられており、グランドに直流的に接続されたエレメントパターンから形成され、同一の周波数帯で電磁波を前記エレメントパターンを励振させて放射する複数のアンテナエレメントと、
前記アンテナエレメント間に設けられ、前記エレメントパターンに対して容量結合で交流的に接続されているパターンである無給電アンテナエレメントと
を備えることを特徴とする平面アンテナ。 A dielectric substrate;
A plurality of antenna elements provided on one surface of the dielectric substrate, formed from an element pattern connected to a ground in a DC manner, and emitting electromagnetic waves in the same frequency band by exciting the element pattern; ,
A planar antenna comprising: a parasitic antenna element that is provided between the antenna elements and is a pattern that is connected to the element pattern in an AC manner by capacitive coupling.
ことを特徴とする請求項１に記載の平面アンテナ。 The parasitic antenna element has a length having an inductive reactance with respect to the frequency band, and a resonance frequency based on a reactance value and a capacitance value of a gap capacitance formed by a gap between the patterns is the frequency band. The planar antenna according to claim 1, wherein:
ことを特徴とする請求項２に記載の平面アンテナ。 The planar antenna according to claim 2, wherein a length of the parasitic antenna element is λ / 4 to λ / 2 with respect to a wavelength λ of the frequency band.
ことを特徴とする請求項２または請求項３に記載の平面アンテナ。 The planar antenna according to claim 2 or 3, wherein the parasitic antenna element is formed along the element pattern in an outer peripheral portion of the antenna element.
複数のサブ無給電アンテナエレメントに分離して設けられ、当該サブ無給電アンテナエレメント間がギャップ容量で結合している
ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の平面アンテナ。 The parasitic antenna element is
The plane according to any one of claims 1 to 4, wherein the plane is separated into a plurality of sub-parasitic antenna elements, and the sub-parasitic antenna elements are coupled by a gap capacitance. antenna.
前記エレメントパターンに対して容量結合で交流的に接続されているパターンである無給電アンテナエレメントを配置し、当該無給電アンテナエレメントにより、アンテナエレメント間の結合を低減させる
ことを特徴とするアンテナエレメント間の結合低減方法。 Provided on one surface of the dielectric substrate, in a planar antenna formed from an element pattern connected to the ground in a direct current manner, a plurality of electromagnetic waves are radiated by exciting the element pattern in the same frequency band. A method for reducing coupling between antenna elements,
A parasitic antenna element, which is a pattern connected to the element pattern in an AC manner by capacitive coupling, is disposed, and coupling between the antenna elements is reduced by the parasitic antenna element. The method of reducing the coupling.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014131975A JP2016012749A (en) | 2014-06-27 | 2014-06-27 | Method for reducing coupling between planar antenna and antenna element |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014131975A JP2016012749A (en) | 2014-06-27 | 2014-06-27 | Method for reducing coupling between planar antenna and antenna element |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2019000870A Division JP6787415B2 (en) | 2019-01-07 | 2019-01-07 | Method of reducing coupling between flat antenna and antenna element |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2016012749A true JP2016012749A (en) | 2016-01-21 |
Family
ID=55229233
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2014131975A Pending JP2016012749A (en) | 2014-06-27 | 2014-06-27 | Method for reducing coupling between planar antenna and antenna element |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2016012749A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109524783A (en) * | 2017-09-20 | 2019-03-26 | 西安四海达通信科技有限公司 | Reduce the method and relevant multiaerial system, wireless telecommunications system of antenna coupling |
| CN114034938A (en) * | 2021-11-05 | 2022-02-11 | 青岛大学 | Method and device for evaluating antenna performance in medium space and electronic equipment |
| WO2023175998A1 (en) * | 2022-03-16 | 2023-09-21 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | Wireless communication device |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012105125A (en) * | 2010-11-11 | 2012-05-31 | Nec Casio Mobile Communications Ltd | Antenna for mobile terminal and method of manufacturing the same |
| JP2012244188A (en) * | 2011-05-13 | 2012-12-10 | Funai Electric Co Ltd | Multi-band-enabled multi-antenna device and communication device |
| JP2013090208A (en) * | 2011-10-19 | 2013-05-13 | Toshiba Corp | Antenna device and electronic apparatus including the same |
| JP2013135258A (en) * | 2011-12-26 | 2013-07-08 | Funai Electric Co Ltd | Multi-antenna device and communication device |
-
2014
- 2014-06-27 JP JP2014131975A patent/JP2016012749A/en active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012105125A (en) * | 2010-11-11 | 2012-05-31 | Nec Casio Mobile Communications Ltd | Antenna for mobile terminal and method of manufacturing the same |
| JP2012244188A (en) * | 2011-05-13 | 2012-12-10 | Funai Electric Co Ltd | Multi-band-enabled multi-antenna device and communication device |
| JP2013090208A (en) * | 2011-10-19 | 2013-05-13 | Toshiba Corp | Antenna device and electronic apparatus including the same |
| JP2013135258A (en) * | 2011-12-26 | 2013-07-08 | Funai Electric Co Ltd | Multi-antenna device and communication device |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109524783A (en) * | 2017-09-20 | 2019-03-26 | 西安四海达通信科技有限公司 | Reduce the method and relevant multiaerial system, wireless telecommunications system of antenna coupling |
| CN114034938A (en) * | 2021-11-05 | 2022-02-11 | 青岛大学 | Method and device for evaluating antenna performance in medium space and electronic equipment |
| CN114034938B (en) * | 2021-11-05 | 2023-12-05 | 青岛大学 | Method and device for evaluating antenna performance in medium space and electronic equipment |
| WO2023175998A1 (en) * | 2022-03-16 | 2023-09-21 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | Wireless communication device |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8902117B2 (en) | Antenna apparatus including dipole antenna and parasitic element arrays for forming pseudo-slot openings | |
| CN106463842B (en) | Antenna system using capacitively coupled composite loop antenna with antenna isolation provisions | |
| JP4821722B2 (en) | Antenna device | |
| CN106856261B (en) | Antenna array | |
| JP6370363B2 (en) | Multi-antenna communication device | |
| JP6787415B2 (en) | Method of reducing coupling between flat antenna and antenna element | |
| KR101139703B1 (en) | Mimo antenna having multi-isolation element | |
| JP2015185946A (en) | antenna device | |
| US20120274536A1 (en) | Multiple-input multiple-output antenna | |
| KR20190112332A (en) | Antennas, multiband antennas, and wireless communication devices | |
| JP5680497B2 (en) | Traveling wave excitation antenna and planar antenna | |
| US11336016B2 (en) | Cavity supported patch antenna | |
| US9502778B2 (en) | Antenna apparatus less susceptible to surrounding conductors and dielectrics | |
| CN103688408B (en) | Antenna assembly | |
| KR20120138758A (en) | Antennas with novel current distribution and radiation patterns, for enhanced antenna isolation | |
| US11283193B2 (en) | Substrate integrated waveguide antenna | |
| JP2009152686A (en) | Antenna device | |
| Haraz et al. | New dense dielectric patch array antenna for future 5G short-range communications | |
| JP2016012749A (en) | Method for reducing coupling between planar antenna and antenna element | |
| KR101314250B1 (en) | Patch antenna and method for manufacturing thereof in a wireless communication system | |
| CN103414028A (en) | High-power microwave resonant cavity antenna | |
| KR101244760B1 (en) | Antenna device and electronic apparatus including the same | |
| Brizzi et al. | Woodpile EBG-based antennas for body area networks at 60GHz | |
| US20170054202A1 (en) | Antenna | |
| Dinh | A proposal of a compact ultra-wide band antenna works as a magnetic dipole |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20170421 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20180619 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20180726 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20181016 |
|
| RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 Effective date: 20181109 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20190107 |
|
| A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20190115 |
|
| A912 | Re-examination (zenchi) completed and case transferred to appeal board |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A912 Effective date: 20190208 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20200110 |