JP2015500624A - 多相変換器システムおよび方法 - Google Patents

Abstract

多相変換器は複数の相経路を含む。各々の相経路は、各々の出力相電圧が、他のすべての相電圧ｄｃリンク電圧源とは異なり得る、対応するｄｃリンク電圧源から生成されるように、他のすべての相経路ｄｃリンクから独立している、少なくとも１つのｄｃリンクを含む。総ｄｃリンク電圧レベルが、各々の出力相電圧に対して決定される。コモンモード注入電圧が、すべてのｄｃリンク電圧レベルおよびすべての相基準電圧に基づいて算出される。次いで、各々の生成される出力相電圧レベルが、その各々の生成される出力相電圧レベルの対応する調整された基準電圧に応答して調整されるように、各々の相経路基準電圧が、算出されたコモンモード注入電圧に基づいて調整される。【選択図】図１

Description

本開示の主題は、一般には、Ｈブリッジに基づく変換器接続形態を限定なしに含む多相電力変換器接続形態に関し、より詳細には、そのような多相変換器が、すべての電圧基準信号に対する適したコモンモード電圧の注入による所与のｄｃリンク電圧のより良好な利用を提供するための変調体系に関する。

多相変換器に関する現況技術の変調体系は、すべての電圧基準信号に対する適したコモンモード電圧の注入による所与のｄｃリンク電圧のより良好な利用を提供する。公知の体系は、すべての相電圧が共通のｄｃリンクから生成されるときに、ｄｃリンク電圧の最適な利用を提供する。しかしながら公知の体系は、それらは最小電圧レベルまでの電圧を使用することのみが可能であり、そのことによって、出力電圧が低減する、または大容量のｄｃリンクコンデンサが必要となるという点において不利である。

そのような公知の体系は、標準的な接続形態に関してはありふれたものであるが、これらの体系は、各々の相電圧が、Ｈブリッジに基づく多相電力変換器接続形態により実装されるような独立したｄｃリンク電圧源から生成されるときに、ｄｃリンク電圧の最適な利用を提供することが可能でない。

前述に鑑みて、多相変換器のための現況技術の変調体系を使用して実現可能であるものよりもｄｃリンク電圧の最適な使用を提供する、Ｈブリッジ接続形態を用いた多相変換器のための変調体系を提供する必要がある。

米国特許第５９８６９０９号明細書

１つの実施形態による電力変換器を動作させる方法は、
複数の相経路を備える多相変換器を用意するステップであって、各々の相経路が、他のすべての相経路ｄｃリンクから独立し、他のすべての相経路ｄｃリンクから絶縁している、少なくとも１つのｄｃリンクを備える、用意するステップと、
各々の相に対して所定の基準電圧に応答して多相変換器によって複数の出力相電圧を生成するステップであって、各々の出力相電圧が、他のすべての相電圧ｄｃリンク電圧源とは異なり得る、対応するｄｃリンク電圧源に基づく、生成するステップと、
各々の出力相電圧に関連する総ｄｃリンク電圧レベルを測定するステップと、
正の総ｄｃリンク電圧および所定の基準電圧レベルに基づいて、各々の相に対して、第１の差電圧を算出するステップと、
負の総ｄｃリンク電圧および所定の基準電圧レベルに基づいて、ならびに各々の相に対して、第２の差電圧を算出するステップと、
すべての相に対する最大の第２の差電圧を算出するステップと、
すべての相に対する最小の第１の差電圧を算出するステップと、
すべての相に対する最大の第２の差電圧と最小の第１の差電圧との間で、すべての相に対するコモンモード注入電圧を選定するステップと、
各々の生成される出力相電圧レベルが、その各々の生成される出力相電圧レベルの対応する調整された基準電圧に応答して調整されるように、各々の相に対して、コモンモード注入電圧を、所定の基準電圧に加算するステップと
を含む。

別の実施形態によれば、コモンモード注入電圧は、すべての相に対する最大の第２の差電圧および最小の第１の差電圧の平均として算出される。

別の実施形態によれば、変換器は、３レベル相レグに基づくＨブリッジと、正の半分のｄｃリンクおよび負の半分のｄｃリンクを伴うｄｃリンクとを備える。各々の相に対する総ｄｃリンク電圧を算出することは、正の半分のｄｃリンク電圧および負の半分のｄｃリンク電圧の差を算出することにより達成される。

別の実施形態によれば、変換器は、相ごとの複数のＨブリッジと、相ごとの複数の対応するｄｃリンクとを備える。各々の相に対する総ｄｃリンク電圧を算出することは、相ごとのすべてのｄｃリンク電圧の総和を算出することにより達成される。

本発明の前述および他の、特徴、態様、および利点は、類似の記号が図面全体を通して類似の部分を表す付随する図面に連関して行う以下の詳細な説明から明白になる。

１つの実施形態による多相電力変換器を示す図である。 １つの実施形態による多相電力変換器を動作させる方法を示すフローチャートである。 １つの実施形態による、各々の相に対する独立したｄｃリンク電圧源を有し、ｄｃリンクリップル電圧に基づいて各々の相に対してコモンモード注入電圧を使用する、多相電力変換器に関する出力電圧利得を示すグラフである。

上記で確認した図面の各図が代替実施形態を説明しているが、考察において記すように本発明の他の実施形態も企図される。すべての場合において本開示は、限定としてではなく代表として、本発明の例示する実施形態を提示する。本発明の原理の範囲および趣旨に含まれる数多くの他の変更形態および実施形態を、当業者により考案することが可能である。

図１は、１つの実施形態による多相電力変換器１０を示す。変換器１０が、複数のアクティブＨブリッジインバータ１２を用いることがわかる。各々のＨブリッジインバータ１２は、対応するｄｃリンク１４に結合される。各々の相出力電圧は、他のすべてのｄｃリンク電圧とは相違し、他のすべてのｄｃリンク電圧から独立している、その各々の相自体のｄｃリンク電圧に基づく。１つの実施形態によれば変換器１０のＨブリッジインバータ１２は各々が、基本動作周波数がｆ_oである３相負荷／供給源２２の対応する相接続にもまた結合される。

１つの実施形態によれば変換器１０は、１つまたは複数のローカルコントローラ２４もまた用い、セントラルまたはメインコントローラ２６をさらに用いる場合がある。ローカルコントローラ（複数可）２４および／またはセントラルコントローラ２６は、各々の相において実際に利用可能な電圧に基づいて各々の相に対する最適なコモンモード注入電圧を導出するようにプログラムされる、アルゴリズムのソフトウェアおよび／またはファームウェアを用いて構成される。

３相変換器などの多相変換器に関する現況技術の変調体系は、本明細書で述べたように、すべての電圧基準信号に対する適したコモンモード電圧の注入による所与のｄｃリンク電圧のより良好な利用を提供する。標準的な変換器接続形態に適用される公知の体系は、図１に図示する変換器接続形態とは違い、すべての相電圧が共通のｄｃリンクから生成されるときに、ｄｃリンク電圧のそのような最適な利用を提供する。そのような変調体系は、図１に示すような変換器１０に適用される場合は最適以下となり、その理由は、変換器１０の各々の相出力電圧は、他のすべてのｄｃリンクとは相違し、他のすべてのｄｃリンクから独立している、その各々の相自体のｄｃリンクから生成されるからというものである。

１つの実施形態によれば、図１に図示するもののような多相変換器１０の変調は、個々に各々の相において実際に利用可能なｄｃリンク電圧を考慮し、次いで、各々の相に対して、他のすべての相ｄｃリンク電圧とは異なり得る、その各々の相自体のｄｃリンク電圧に基づいて、最適なコモンモード電圧を導出することにより達成される。多相変換器を動作させるための１つの適した方法を、図２を参照して本明細書でさらに詳細に説明する。本発明者らは、変換器出力電力を、本明細書で説明する原理を使用して少なくとも５％は増大することが可能であることを見出している。さらにｄｃリンク容量の低減が、より高い電圧リップルを許容可能である一部の用途において結果として生じる場合がある。

引き続き図１を参照すると、１つまたは複数のローカルコントローラ１６は、各々のインバータ１２に対する変調指数を制御する所定の基準電圧を用いて一般にプログラムされる。あるいは所定の基準電圧を、ローカルコントローラ１６と通信して各々のインバータ１２に対する変調指数を制御するセントラルコントローラ１８によって生成することが可能である。

変換器１０が、複数の相経路Ａ、Ｂ、およびＣを含むことがわかり、各々の相経路は、本明細書で述べたように、他のすべての相経路ｄｃリンクから独立し、他のすべての相経路ｄｃリンクから絶縁している、ｄｃリンク１４を備える。正常動作の間、各々の相経路ｄｃリンク電圧には典型的には、他のすべての相経路から１２０°位相シフトされ、２ｆ_oの周波数で生成されるリップル電圧が現れる。

１つの実施形態によれば各々のインバータ１２は、３レベル中性点クランプ形（３Ｌ−ＮＰＣ）Ｈブリッジ２０を用いて実装される。次いで各々の出力相電圧は、各々のコントローラ１６が、その各々のコントローラ１６の対応する３Ｌ−ＮＰＣ Ｈブリッジインバータ２０をどのように変調することになるかを決定する所定の基準電圧に応答して、対応するＨブリッジインバータ２０により生成される。

次に図２を見ると、フローチャート３０が、１つの実施形態による、本明細書で説明する原理を使用して、絶縁しているｄｃリンクを伴う多相電力変換器を動作させる方法を示している。ブロック３２により表すように、各々の相Ａ、Ｂ、Ｃに対する所望の変調指数が、各々の出力相電圧に関連する総ｄｃリンク電圧レベルを第１に測定することにより、１つの実施形態によって決定される。

次いでブロック３４により表すように、第１の差電圧が、所定の基準電圧レベルおよび正のｄｃリンク電圧に基づいて、各々の相に対して算出され、第２の差電圧もまた、所定の基準電圧レベルおよび負のｄｃリンク電圧に基づいて、各々の相に対して算出される。

ブロック３６に表すように、最大の第２の差電圧が、各々の相に対する算出された第２の差電圧から決定され、最小の第１の差電圧が、各々の相に対する算出された第１の差電圧から決定される。

ブロック３６に表すような、最大の第２の差電圧および最小の第１の差電圧の決定の後に続いて、ブロック３８に表すように、コモンモード注入電圧が、各々の相に対する最大の第２の差電圧および最小の第１の差電圧の平均として算出される。

次いでブロック４０に表すように、各々の生成される出力相電圧レベルが、その各々の生成される出力相電圧レベルの対応する調整された基準電圧に応答して調整されるように、調整された基準電圧を生成するために、各々の相に対して、ブロック３８で算出されたコモンモード注入電圧が、所定の基準電圧に加算される。

図３は、１つの実施形態による、各々の相に対する独立したｄｃリンク電圧源を有し、ｄｃリンクリップル電圧に基づいて各々の相に対してコモンモード注入電圧を使用する、多相電力変換器に関する出力電圧利得を示すグラフ５０である。各々のｄｃリンクは、他のすべてのｄｃリンクリップル電圧から１２０°位相シフトされているリップル電圧を有する。図３に示すグラフは、１５％のピークツーピークのｄｃリンクリップル電圧を伴うｄｃリンクに対する代表的なものである。上側の点線５２は、各々のｄｃリンクに対する平均の正のＤＣ電圧を表し、一方で下側の点線５４は、各々のｄｃリンクに対する平均の負のＤＣ電圧を表す。正規化した相出力電圧５６、５８は、それぞれ、典型的なコモンモード注入体系を使用して変調される多相電力変換器に関して、さらには、本明細書で説明した原理を使用するコモンモード注入体系に関して図示されるものである。正規化した出力電圧５６と５８との間で比較すると、本明細書で説明した原理を使用するコモンモード注入体系が利得で約７．８％優位であることが明らかである。

本発明のある決まった特徴のみを本明細書で例示し説明したが、当業者は多くの変更形態および変形形態に想到するであろう。したがって、添付の特許請求の範囲が、本発明の真の趣旨の範囲内に含まれるようなすべての変更形態および変形形態を網羅することが意図されるということを理解されたい。

１０ 多相電力変換器、多相変換器
１２ アクティブＨブリッジインバータ
１４ ｄｃリンク
１６ ローカルコントローラ
１８ セントラルコントローラ
２０ ３レベル中性点クランプ形（３Ｌ−ＮＰＣ）Ｈブリッジ、３Ｌ−ＮＰＣ Ｈブリッジインバータ
２２ ３相負荷／供給源
２４ ローカルコントローラ
２６ セントラルまたはメインコントローラ
３０ フローチャート
３２、３４、３６、３８、４０ ブロック
５０ グラフ
５２ 上側の点線
５４ 下側の点線
５６、５８ 正規化した相出力電圧
Ａ、Ｂ、Ｃ 相経路、相

Claims (13)

1. 多相変換器を動作させる方法であって、
   複数の相経路を備える多相変換器を用意するステップであって、各々の相経路が、他のすべての相経路ｄｃリンクから独立している、少なくとも１つのｄｃリンクを備える、用意するステップと、
   各々の相に対して所定の基準電圧に応答して前記多相変換器によって複数の出力相電圧を生成するステップであって、各々の出力相電圧が、他のすべての相電圧ｄｃリンク電圧源とは異なり得る、少なくとも１つの対応するｄｃリンク電圧源に基づく、生成するステップと、
   各々の出力相電圧に関連する総ｄｃリンク電圧レベルを決定するステップと、
   前記所定の基準電圧レベルおよび正のｄｃリンク電圧に基づいて、各々の相に対して、第１の差電圧を算出するステップと、
   前記所定の基準電圧レベルおよび負のｄｃリンク電圧に基づいて、各々の相に対して、第２の差電圧を算出するステップと、
   すべての相に対する前記第２の差電圧の最大値を算出するステップと、
   すべての相に対する前記第１の差電圧の最小値を算出するステップと、
   前記最大の第２の差電圧と前記最小の第１の差電圧との間に位置する、または、前記最大の第２の差電圧および前記最小の第１の差電圧のうちの１つに等しい、コモンモード注入電圧を選定するステップと、
   各々の生成される出力相電圧レベルが、前記各々の生成される出力相電圧レベルの対応する調整された基準電圧に応答して調整されるように、各々の相に対して、前記コモンモード注入電圧を、前記所定の基準電圧に加算し、前記加算から調整された基準電圧を生成するステップと
   を含む方法。
2. 多相変換器を用意するステップが、Ｈブリッジに基づく多相変換器を用意するステップを含む、請求項１記載の方法。
3. コモンモード電圧を選定するステップが、前記最大の第２の差電圧および前記最小の第１の差電圧の平均を算出するステップにより達成される、請求項１記載の方法。
4. 前記総ｄｃリンク電圧を決定するステップが、少なくとも１つのｄｃリンク電圧レベルを測定するステップにより達成される、請求項１記載の方法。
5. 前記総ｄｃリンク電圧を決定するステップが、変換器モデルに基づく算出により達成される、請求項１記載の方法。
6. 複数の相経路であって、各々の相経路が、他のすべての相経路ｄｃリンクから独立している、少なくとも１つのｄｃリンクを備える、複数の相経路と、
   各々の相経路に対する基準電圧を調整するように構成される１つまたは複数のコントローラであって、各々の相経路に対する前記調整された基準電圧が、対応する所定の基準電圧レベル、対応する正のｄｃリンク電圧、および対応する負のｄｃリンク電圧に基づく、１つまたは複数のコントローラと
   を備える多相電力変換器。
7. 少なくとも１つのコントローラが、前記所定の基準電圧レベルおよび前記正のｄｃリンク電圧に基づいて、各々の相に対して、第１の差電圧を算出するようにさらに構成される、請求項６記載の多相電力変換器。
8. 前記少なくとも１つのコントローラが、前記所定の基準電圧レベルおよび前記負のｄｃリンク電圧に基づいて、各々の相に対して、第２の差電圧を算出するようにさらに構成される、請求項７記載の多相電力変換器。
9. 前記少なくとも１つのコントローラが、すべての相に対する前記第２の差電圧の最大値を算出するようにさらに構成される、請求項８記載の多相電力変換器。
10. 前記少なくとも１つのコントローラが、すべての相に対する前記第１の差電圧の最小値を算出するようにさらに構成される、請求項９記載の多相電力変換器。
11. 前記少なくとも１つのコントローラが、前記最大の第２の差電圧と前記最小の第１の差電圧との間に位置する、または、前記最大の第２の差電圧および前記最小の第１の差電圧のうちの１つに等しい、コモンモード注入電圧を選定するようにさらに構成される、請求項１０記載の多相電力変換器。
12. 前記少なくとも１つのコントローラが、各々の生成される出力相電圧レベルが、前記各々の生成される出力相電圧レベルの対応する調整された基準電圧に応答して調整されるように、各々の相に対して、前記選定されたコモンモード注入電圧を、前記所定の基準電圧に加算し、前記加算から前記調整された基準電圧を生成するようにさらに構成される、請求項１１記載の多相電力変換器。
13. 各々の相経路が少なくとも１つのＨブリッジインバータを備える、請求項６記載の多相電力変換器。