JP2015212043A - 液体吐出装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】D級増幅した駆動信号を出力する構成において、上記駆動信号にリプルが残存する場合であっても、当該駆動信号の電圧を精度良く求める。【解決手段】ADC700は、8個のコンデンサーC00〜C07と、これらのコンデンサーC00〜C07に、駆動信号に基づく信号Vaの電圧を時間的に異なるタイミングでそれぞれサンプリングさせた後、平準化させて、当該平準化した電圧に基づいてAD変換の結果を出力させる制御回路720と、を含む。【選択図】図16
Description
本発明は、液体吐出装置に関する。
インクを吐出して画像や文書を印刷するインクジェットプリンターには、アクチュエーターとして圧電素子(例えばピエゾ素子)を用いたものが知られている。圧電素子は、ヘッドユニットにおいて複数のノズルのそれぞれに対応して設けられ、それぞれが駆動信号にしたがって駆動される。これによって、ノズルから所定のタイミングで所定量のインク(液体)が吐出されて、ドットが形成される。
このようなプリンターでは、高速・高画質による高い生産性が要求される。高い生産性を実現する技術としては、例えば、目的とする生成物(印刷用紙)よりも広い幅にわたって複数のノズルを配列させる技術が提案されている(特許文献1参照)。
このようなプリンターでは、高速・高画質による高い生産性が要求される。高い生産性を実現する技術としては、例えば、目的とする生成物(印刷用紙)よりも広い幅にわたって複数のノズルを配列させる技術が提案されている(特許文献1参照)。
この技術を用いて、生産性の向上を図る場合、目的とする生成物の解像度が高くなるにつれて、ノズルおよび圧電素子を多く必要とする。また、圧電素子を駆動するためには、比較的高い電圧(例えば40ボルト程度)が必要とされる。このため、駆動信号を、増幅器によって電力増幅した上で、多くの圧電素子に同時並行的に供給する必要がある。このような増幅器として、AB級などのアナログ電力増幅と比較して、電力損失が少なく、小型化が容易なD級増幅回路が提案されている(特許文献2参照)。
具体的には、圧電素子に駆動信号を供給するD級増幅回路は、駆動信号の元となる源信号を変調回路でパルス変調して変調信号とし、当該変調信号をデジタル増幅(D級増幅)して増幅変調信号とし、当該増幅変調信号をローパスフィルターで平滑化して上記駆動信号として出力する構成となっている。
具体的には、圧電素子に駆動信号を供給するD級増幅回路は、駆動信号の元となる源信号を変調回路でパルス変調して変調信号とし、当該変調信号をデジタル増幅(D級増幅)して増幅変調信号とし、当該増幅変調信号をローパスフィルターで平滑化して上記駆動信号として出力する構成となっている。
また、圧電素子は、電気的にみればコンデンサーのような容量性負荷である。このため、上記圧電素子を複数駆動させる場合、駆動される圧電素子の数に応じて、負荷の特性が変化する。このため、駆動信号を帰還してD級増幅する構成において、周波数特性の異なる複数の帰還回路を設けるとともに、駆動される圧電素子の個数に応じて、帰還回路を選択して切り替える技術が提案されている(特許文献3参照)。
ところで、D級増幅では、上記帰還回路のように駆動信号をモニター等したいという要望がある。駆動信号は、D級増幅した増幅変調信号をローパスフィルターで平滑化した信号であるものの、完全に平滑化されずにリプルが残存する。このため、モニターの対象となる信号の電圧を正確に求めることが困難である、という問題があった。
そこで、本発明のいくつかの態様の目的の一つは、D級増幅した駆動信号で圧電素子を駆動して液体を吐出させる液体吐出装置において、上記駆動信号にリプルが残存する場合であっても、当該駆動信号の電圧を精度良く求めることができる技術を提供することにある。
そこで、本発明のいくつかの態様の目的の一つは、D級増幅した駆動信号で圧電素子を駆動して液体を吐出させる液体吐出装置において、上記駆動信号にリプルが残存する場合であっても、当該駆動信号の電圧を精度良く求めることができる技術を提供することにある。
上記目的の一つを達成するために、本発明の一態様に係る液体吐出装置は、源信号をパルス変調した変調信号を生成する変調回路と、前記変調信号に応じて第1ゲート信号を生成する第1ゲートドライバーと、前記変調信号に応じて前記第1ゲート信号とは異なる第2ゲート信号を生成する第2ゲートドライバーと、前記第1ゲート信号に応じてオンまたはオフ状態に制御される第1トランジスターと、前記第2ゲート信号に応じてオンまたはオフ状態に制御される第2トランジスターと、を有し、前記第1トランジスターおよび前記第2トランジスターに対するオンまたはオフ状態とする制御によって、前記変調信号を増幅した増幅変調信号を生成するトランジスター対と、前記増幅変調信号を平滑化して駆動信号を生成するローパスフィルターと、前記駆動信号に基づく電圧をAD変換するAD変換器と、前記駆動信号が印加されることで変位する圧電素子と、前記圧電素子の変位により内部容積が変化するキャビティと、前記キャビティの内部容積の変化に応じて前記キャビティ内の液体を吐出するために設けられたノズルと、を有し、前記AD変換器は、少なくともK(Kは2以上の整数)個のコンデンサーと、前記K個のコンデンサーに、前記駆動信号に基づく電圧を時間的に異なるタイミングでそれぞれサンプリングさせた後、平準化させて、当該平準化した電圧に基づいてAD変換の結果を出力させるコントローラーと、を含むことを特徴とする。
上記一態様に係る液体吐出装置によれば、増幅変調信号の平滑化により駆動信号が生成されるとともに、駆動信号の印加によって圧電素子が変位して、ノズルから液体が吐出される。駆動信号は、ローパスフィルターによって平滑化されるものの、リプルが残存する。このため、リプルが残存する駆動信号をモニターするためには、リプルの影響を少なくするために、複数点でサンプリングした駆動信号の平均値を求める構成が好ましいと考えられる。
上記一態様において、AD変換器は、K個のコンデンサーと、駆動信号に基づく電圧がK個のコンデンサーに時間的に異なるタイミングでそれぞれサンプリングされた後、平準化されて、当該平準化した電圧に基づいてAD変換を結果が出力される。このため、サンプリングした結果を個々にAD変換するとともに、これらAD変換したデータの平均値を演算で求める構成と比較して、平均値を出力するまでの時間を短縮することができる。また、K個のコンデンサーには、容量値を等しいものを用いることができるので、容量値に重みを付けた構成と比較して、精度を向上させることができる。
上記一態様において、AD変換器は、K個のコンデンサーと、駆動信号に基づく電圧がK個のコンデンサーに時間的に異なるタイミングでそれぞれサンプリングされた後、平準化されて、当該平準化した電圧に基づいてAD変換を結果が出力される。このため、サンプリングした結果を個々にAD変換するとともに、これらAD変換したデータの平均値を演算で求める構成と比較して、平均値を出力するまでの時間を短縮することができる。また、K個のコンデンサーには、容量値を等しいものを用いることができるので、容量値に重みを付けた構成と比較して、精度を向上させることができる。
なお、変調信号とは、源信号をパルス変調(例えばパルス幅変調、パルス密度変調等)して得られるデジタル信号である。また、一態様に係る液体吐出装置において、例えば小ドットを吐出するための駆動信号の波形を周波数スペクトル解析すると、50kHz以上の周波数成分が含まれていることが判っている。このような50kHz以上の周波数成分を含む駆動信号を生成するためには、変調信号(増幅変調信号)の周波数を1MHz以上とする必要がある。もし、変調信号の周波数を1MHzよりも低くしてしまうと、再現される駆動信号の波形のエッジが鈍って丸くなってしまう。換言すれば、角が取れて波形が鈍ってしまう。駆動信号の波形が鈍ると、波形の立ち上がり、立ち下がりエッジに応じて動作する圧電素子の変位が緩慢になり、吐出時の尾引きや、吐出不良などを発生させて、印刷の品質を低下させてしまう。
一方、変調信号の周波数を8MHzよりも高くすれば、駆動信号の波形の分解能は高まる。ただし、トランジスターにおけるスイッチング周波数が上昇することによって、スイッチング損失が大きくなり、AB級アンプなどのリニア増幅と比べて、優位性を有する省電力性、省発熱性が損なわれてしまう。このため、上記一態様に係る液体吐出装置において、前記変調信号の周波数は、1Mz以上8MHz以下であることが好ましい。
また、ローパスフィルターは、典型的には、インダクター(コイル)およびコンデンサーで構成されるが、抵抗を加えても良いし、抵抗およびコンデンサーで構成しても良い。
一方、変調信号の周波数を8MHzよりも高くすれば、駆動信号の波形の分解能は高まる。ただし、トランジスターにおけるスイッチング周波数が上昇することによって、スイッチング損失が大きくなり、AB級アンプなどのリニア増幅と比べて、優位性を有する省電力性、省発熱性が損なわれてしまう。このため、上記一態様に係る液体吐出装置において、前記変調信号の周波数は、1Mz以上8MHz以下であることが好ましい。
また、ローパスフィルターは、典型的には、インダクター(コイル)およびコンデンサーで構成されるが、抵抗を加えても良いし、抵抗およびコンデンサーで構成しても良い。
上記一態様に係る液体吐出装置において、前記コントローラーは、前記K個のコンデンサーの他端をそれぞれ所定電位に保った状態で、一端に、それぞれ時間的に異なるタイミングで駆動信号をサンプリングさせた後、前記他端における所定電位の保持を解放した上で、各一端に基準電圧を印加することで、前記平準化を実行しても良い。これにより、K個のコンデンサーには、それぞれ時間的に異なるタイミングでサンプリングされた駆動信号の電圧平均値に応じた電荷が蓄積される。
以下、図面を参照して本発明を実施するための形態について説明する。
この実施形態に係る印刷装置は、外部のホストコンピューターから供給された画像データに応じてインクを吐出させることによって、紙などの印刷媒体にインクドット群を形成し、これにより、当該画像データに応じた画像(文字、図形等を含む)を印刷するインクジェットプリンター、すなわち液体吐出装置である。
図1は、印刷装置の内部の概略構成を示す斜視図である。
この図に示されるように、印刷装置1は、移動体2を、主走査方向に移動(往復動)させる移動機構3を備える。
移動機構3は、移動体2の駆動源となるキャリッジモーター31と、両端が固定されたキャリッジガイド軸32と、キャリッジガイド軸32とほぼ平行に延在し、キャリッジモーター31により駆動されるタイミングベルト33と、を有している。
移動体2のキャリッジ24は、キャリッジガイド軸32に往復動自在に支持されるとともに、タイミングベルト33の一部に固定されている。そのため、キャリッジモーター31によりタイミングベルト33を正逆走行させると、移動体2がキャリッジガイド軸32に案内されて往復動する。
また、移動体2のうち、印刷媒体Pと対向する部分にはヘッドユニット20が設けられる。このヘッドユニット20は、後述するように、多数のノズルからインク滴(液滴)を吐出させるためのものであり、フレキシブルケーブル190を介して各種の制御信号等が供給される構成となっている。
この図に示されるように、印刷装置1は、移動体2を、主走査方向に移動(往復動)させる移動機構3を備える。
移動機構3は、移動体2の駆動源となるキャリッジモーター31と、両端が固定されたキャリッジガイド軸32と、キャリッジガイド軸32とほぼ平行に延在し、キャリッジモーター31により駆動されるタイミングベルト33と、を有している。
移動体2のキャリッジ24は、キャリッジガイド軸32に往復動自在に支持されるとともに、タイミングベルト33の一部に固定されている。そのため、キャリッジモーター31によりタイミングベルト33を正逆走行させると、移動体2がキャリッジガイド軸32に案内されて往復動する。
また、移動体2のうち、印刷媒体Pと対向する部分にはヘッドユニット20が設けられる。このヘッドユニット20は、後述するように、多数のノズルからインク滴(液滴)を吐出させるためのものであり、フレキシブルケーブル190を介して各種の制御信号等が供給される構成となっている。
印刷装置1は、印刷媒体Pを、副走査方向にプラテン40上で搬送させる搬送機構4を備える。搬送機構4は、駆動源である搬送モーター41と、搬送モーター41により回転して、印刷媒体Pを副走査方向に搬送する搬送ローラー42と、を備える。
印刷媒体Pが搬送機構4によって搬送されたタイミングで、ヘッドユニット20が当該印刷媒体Pにインク滴を吐出することによって、印刷媒体Pの表面に画像が形成される。
印刷媒体Pが搬送機構4によって搬送されたタイミングで、ヘッドユニット20が当該印刷媒体Pにインク滴を吐出することによって、印刷媒体Pの表面に画像が形成される。
図2は、印刷装置1の電気的な構成を示すブロック図である。
この図に示されるように、印刷装置1では、制御ユニット10とヘッドユニット20とがフレキシブルケーブル190を介して接続される。
制御ユニット10は、制御部100と、キャリッジモーター31と、キャリッジモータードライバー35と、搬送モーター41と、搬送モータードライバー45と、2つの駆動回路50と、を有する。
この図に示されるように、印刷装置1では、制御ユニット10とヘッドユニット20とがフレキシブルケーブル190を介して接続される。
制御ユニット10は、制御部100と、キャリッジモーター31と、キャリッジモータードライバー35と、搬送モーター41と、搬送モータードライバー45と、2つの駆動回路50と、を有する。
このうち、制御部100は、ホストコンピューターから画像データが供給されたときに、各部を次のように制御するために各種の制御信号等を出力する。
詳細には、第1に、制御部100は、キャリッジモータードライバー35に対して制御信号Ctr1を供給する。このため、当該制御信号Ctr1にしたがってキャリッジモータードライバー35がキャリッジモーター31を駆動するので、キャリッジ24における主走査方向の移動が制御されることになる。
第2に、制御部100は、搬送モータードライバー45に対して制御信号Ctr2を供給する。このため、当該制御信号Ctr2にしたがって搬送モータードライバー45が搬送モーター41を駆動するので、搬送機構4による副走査方向の移動が制御されることになる。
第3に、制御部100は、2つの駆動回路50のうち、一方にデジタルの制御データActrと波形データdAとを供給し、他方にデジタルの制御データBctrと波形データdBとを供給する。
ここで、制御データActr、Bctrは、動作モードを規定する信号である。動作モードの詳細については後述するが、本実施形態では、動作モードとして次の3種類がある。すなわち、電源の一部を停止させて省電力化を図るスリープモードと、駆動回路50の内部電圧を補正する補正モードと、印刷を実行してインクを吐出する吐出モードと、がある。
また、波形データdAは、ヘッドユニット20に供給する駆動信号のうち、駆動信号COM−A(台形波形)について、時間軸で分割した各点における電圧を例えば10ビットで規定する。同様に、波形データdBは、駆動信号COM−Bについて、時間軸で分割した各点における電圧を例えば10ビットで規定する。波形データdA、dBは、いずれも波形メモリ102に記憶されたデータが吐出モードにおいて繰り返し読み出されて供給される構成となっている。なお、駆動信号COM−A、COM−Bの波形等の詳細について後述する。
駆動回路50の詳細については後述するが、駆動回路50の一方は、波形データdAをアナログ変換した後に、D級増幅した駆動信号COM−Aをヘッドユニット20に供給する。同様に、駆動回路50の他方は、波形データdBをアナログ変換した後に、D級増幅した駆動信号COM−Bをヘッドユニット20に供給する。
第4に、制御部100は、ヘッドユニット20に、クロック信号Sck、データ信号Data、制御信号LAT、CHを供給する。
詳細には、第1に、制御部100は、キャリッジモータードライバー35に対して制御信号Ctr1を供給する。このため、当該制御信号Ctr1にしたがってキャリッジモータードライバー35がキャリッジモーター31を駆動するので、キャリッジ24における主走査方向の移動が制御されることになる。
第2に、制御部100は、搬送モータードライバー45に対して制御信号Ctr2を供給する。このため、当該制御信号Ctr2にしたがって搬送モータードライバー45が搬送モーター41を駆動するので、搬送機構4による副走査方向の移動が制御されることになる。
第3に、制御部100は、2つの駆動回路50のうち、一方にデジタルの制御データActrと波形データdAとを供給し、他方にデジタルの制御データBctrと波形データdBとを供給する。
ここで、制御データActr、Bctrは、動作モードを規定する信号である。動作モードの詳細については後述するが、本実施形態では、動作モードとして次の3種類がある。すなわち、電源の一部を停止させて省電力化を図るスリープモードと、駆動回路50の内部電圧を補正する補正モードと、印刷を実行してインクを吐出する吐出モードと、がある。
また、波形データdAは、ヘッドユニット20に供給する駆動信号のうち、駆動信号COM−A(台形波形)について、時間軸で分割した各点における電圧を例えば10ビットで規定する。同様に、波形データdBは、駆動信号COM−Bについて、時間軸で分割した各点における電圧を例えば10ビットで規定する。波形データdA、dBは、いずれも波形メモリ102に記憶されたデータが吐出モードにおいて繰り返し読み出されて供給される構成となっている。なお、駆動信号COM−A、COM−Bの波形等の詳細について後述する。
駆動回路50の詳細については後述するが、駆動回路50の一方は、波形データdAをアナログ変換した後に、D級増幅した駆動信号COM−Aをヘッドユニット20に供給する。同様に、駆動回路50の他方は、波形データdBをアナログ変換した後に、D級増幅した駆動信号COM−Bをヘッドユニット20に供給する。
第4に、制御部100は、ヘッドユニット20に、クロック信号Sck、データ信号Data、制御信号LAT、CHを供給する。
ヘッドユニット20には、選択制御部210と、選択部230および圧電素子(ピエゾ素子)60の複数組とが設けられる。
選択制御部210は、上記吐出モードにおいて、選択部230のそれぞれに対し、駆動信号COM−A、COM−Bのいずれかを選択すべきか(または、いずれも非選択とすべきか)を、制御部100から供給される制御信号等によって指示し、選択部230は、選択制御部210の指示にしたがって、駆動信号COM−A、COM−Bを選択し、圧電素子60の一端にそれぞれに供給する(または、いずれも非選択とする)。
なお、図では、選択部230から出力される駆動信号の電圧をVoutと表記している。また、選択制御部210は、上記スリープモードおよび補正モードにおいて、選択部230のそれぞれに対し、駆動信号COM−A、COM−Bのいずれも非選択とすべき旨を指示するが、そのための制御信号は図示を省略している。
一方、圧電素子60のそれぞれにおける他端は、この例では、電圧VBSが共通に印加されている。
選択制御部210は、上記吐出モードにおいて、選択部230のそれぞれに対し、駆動信号COM−A、COM−Bのいずれかを選択すべきか(または、いずれも非選択とすべきか)を、制御部100から供給される制御信号等によって指示し、選択部230は、選択制御部210の指示にしたがって、駆動信号COM−A、COM−Bを選択し、圧電素子60の一端にそれぞれに供給する(または、いずれも非選択とする)。
なお、図では、選択部230から出力される駆動信号の電圧をVoutと表記している。また、選択制御部210は、上記スリープモードおよび補正モードにおいて、選択部230のそれぞれに対し、駆動信号COM−A、COM−Bのいずれも非選択とすべき旨を指示するが、そのための制御信号は図示を省略している。
一方、圧電素子60のそれぞれにおける他端は、この例では、電圧VBSが共通に印加されている。
圧電素子60は、ヘッドユニット20における複数のノズルのそれぞれに対応して設けられる。そして、圧電素子60は、選択部230により選択された駆動信号の電圧Voutと電圧VBSとの差に応じて変位してインクを吐出させる。そこで次に、圧電素子60への駆動によってインクを吐出させるための構成について簡単に説明する。
図3は、ヘッドユニット20において、ノズル1個分に対応した概略構成を示す図である。
図に示されるように、ヘッドユニット20は、圧電素子60と振動板621とキャビティ(圧力室)631とリザーバー641とノズル651とを含む。このうち、振動板621は、図において上面に設けられた圧電素子60によって変位(屈曲振動)し、インクが充填されるキャビティ631の内部容積を拡大/縮小させるダイヤフラムとして機能する。ノズル651は、ノズルプレート632に設けられるとともに、キャビティ631に連通する開孔部である。
図に示されるように、ヘッドユニット20は、圧電素子60と振動板621とキャビティ(圧力室)631とリザーバー641とノズル651とを含む。このうち、振動板621は、図において上面に設けられた圧電素子60によって変位(屈曲振動)し、インクが充填されるキャビティ631の内部容積を拡大/縮小させるダイヤフラムとして機能する。ノズル651は、ノズルプレート632に設けられるとともに、キャビティ631に連通する開孔部である。
この図で示される圧電素子60は、圧電体601を一対の電極611、612で挟んだ構造である。この構造の圧電体601にあっては、電極611、612により印加された電圧に応じて、電極611、612、振動板621とともに図において中央部分が両端部分に対して上下方向に撓む。具体的には、圧電素子60は、駆動信号の電圧Voutが高くなると、例えば上方向に撓む一方、電圧Voutが低くなると、下方向に撓む構成となっている。この構成において、上方向に撓めば、キャビティ631の内部容積が拡大するので、インクがリザーバー641から引き込まれる一方、下方向に撓めば、キャビティ631の内部容積が縮小するので、縮小の程度によっては、インクがノズル651から吐出される。
なお、圧電素子60は、図示した構造に限られず、圧電素子60を変形させてインクのような液体を吐出させることができる型であれば良い。また、圧電素子60は、屈曲振動に限られず、縦振動を用いる構成でも良い。
また、圧電素子60は、ヘッドユニット20においてキャビティ631とノズル651とに対応して設けられ、当該圧電素子60は、図2における選択部230にも対応して設けられる。このため、圧電素子60、キャビティ631、ノズル651および選択部230のセットは、ノズル651毎に設けられることになる。
また、圧電素子60は、ヘッドユニット20においてキャビティ631とノズル651とに対応して設けられ、当該圧電素子60は、図2における選択部230にも対応して設けられる。このため、圧電素子60、キャビティ631、ノズル651および選択部230のセットは、ノズル651毎に設けられることになる。
図4の(a)は、ノズル651の配列の一例を示す図である。
この図に示されるように、ノズル651は、例えば2列で次のように配列している。詳細には、1列分でみたとき、複数個のノズル651が副走査方向に沿ってピッチPvで配置する一方、2列同士では、主走査方向にピッチPhだけ離間して、かつ、副走査方向にピッチPvの半分だけシフトした関係で配列している。
なお、ノズル651は、カラー印刷する場合には、C(シアン)、M(マゼンタ)、Y(イエロー)、K(ブラック)などの各色に対応したパターンが例えば主走査方向に沿って設けられるが、以下においては、説明を簡略化するために、単色で階調を表現する場合について説明する。
この図に示されるように、ノズル651は、例えば2列で次のように配列している。詳細には、1列分でみたとき、複数個のノズル651が副走査方向に沿ってピッチPvで配置する一方、2列同士では、主走査方向にピッチPhだけ離間して、かつ、副走査方向にピッチPvの半分だけシフトした関係で配列している。
なお、ノズル651は、カラー印刷する場合には、C(シアン)、M(マゼンタ)、Y(イエロー)、K(ブラック)などの各色に対応したパターンが例えば主走査方向に沿って設けられるが、以下においては、説明を簡略化するために、単色で階調を表現する場合について説明する。
図4の(b)は、吐出モードにおいて、同図の(a)に示したノズル配列による画像形成の基本解像度を説明するための図である。なお、この図は、説明を簡易化するために、ノズル651からインク滴を1回吐出させて、1つのドットを形成する方法(第1方法)の例であり、黒塗りの丸印がインク滴の着弾により形成されるドットを示している。
ヘッドユニット20が、主走査方向に速度vで移動するとき、同図に示されるように、インク滴の着弾によって形成されるドットの(主走査方向の)間隔Dと、当該速度vとは、次のような関係にある。
すなわち、1回のインク滴の吐出で1ドットが形成される場合、ドット間隔Dは、速度vを、インクの吐出周波数fで除した値(=v/f)、換言すれば、インク滴が繰り返し吐出される周期(1/f)においてヘッドユニット20が移動する距離で示される。
なお、図4の例では、ピッチPhがドット間隔Dに対して係数nで比例する関係にして、2列のノズル651から吐出されるインク滴が、印刷媒体Pにおいて同一列で揃うように着弾させている。このため、(b)に示されるように、副走査方向のドット間隔が、主走査方向のドット間隔の半分となっている。形成されるドットの配列が、図示の例に限られないことは言うまでもない。
すなわち、1回のインク滴の吐出で1ドットが形成される場合、ドット間隔Dは、速度vを、インクの吐出周波数fで除した値(=v/f)、換言すれば、インク滴が繰り返し吐出される周期(1/f)においてヘッドユニット20が移動する距離で示される。
なお、図4の例では、ピッチPhがドット間隔Dに対して係数nで比例する関係にして、2列のノズル651から吐出されるインク滴が、印刷媒体Pにおいて同一列で揃うように着弾させている。このため、(b)に示されるように、副走査方向のドット間隔が、主走査方向のドット間隔の半分となっている。形成されるドットの配列が、図示の例に限られないことは言うまでもない。
ところで、吐出モードにおいて高速印刷を実現するためには、単純には、ヘッドユニット20が主走査方向に移動する速度vを高めれば良い。ただし、単に速度vを高めるだけでは、ドットの間隔Dが長くなってしまう。このため、ある程度の解像度を確保した上で、高速印刷を実現するためには、インクの吐出周波数fを高めて、単位時間当たりに形成されるドット数を増やす必要がある。
また、印刷速度とは別に、解像度を高めるためには、単位面積当たりで形成されるドット数を増やせば良い。ただし、ドット数を増やす場合に、インクを少量にしないと、隣り合うドット同士が結合してしまうだけでなく、インクの吐出周波数fを高めないと、印刷速度が低下する。
このように、高速印刷および高解像度印刷を実現するためには、インクの吐出周波数fを高める必要がある。
また、印刷速度とは別に、解像度を高めるためには、単位面積当たりで形成されるドット数を増やせば良い。ただし、ドット数を増やす場合に、インクを少量にしないと、隣り合うドット同士が結合してしまうだけでなく、インクの吐出周波数fを高めないと、印刷速度が低下する。
このように、高速印刷および高解像度印刷を実現するためには、インクの吐出周波数fを高める必要がある。
一方、吐出モードにおいて印刷媒体Pにドットを形成する方法としては、インク滴を1回吐出させて、1つのドットを形成する方法のほかに、単位期間にインク滴を2回以上吐出可能として、単位期間において吐出された1以上のインク滴を着弾させ、当該着弾した1以上のインク滴を結合させることで、1つのドットを形成する方法(第2方法)や、これら2以上のインク滴を結合させることなく、2以上のドットを形成する方法(第3方法)がある。以降の説明では、ドットを上記第2方法によって形成する場合について説明する。
本実施形態では、第2方法について、次のような例を想定して説明する。すなわち、本実施形態において、1つのドットについては、インクを最多で2回吐出させることで、大ドット、中ドット、小ドットおよび非記録の4階調を表現させる。この4階調を表現するために、本実施形態では、2種類の駆動信号COM−A、COM−Bを用意して、それぞれにおいて、1周期に前半パターンと後半パターンとを持たせている。1周期のうち、前半・後半において駆動信号COM−A、COM−Bを、表現すべき階調に応じた選択して(または選択しないで)、圧電素子60に供給する構成となっている。
そこで、吐出モードにおける駆動信号COM−A、COM−Bについて説明し、この後、駆動信号COM−A、COM−Bを選択するための構成について説明する。なお、駆動信号COM−A、COM−Bについては、それぞれ駆動回路50によって生成されるが、駆動回路50については、便宜的に、駆動信号COM−A、COM−Bを選択するための構成の後に説明する。
図5は、吐出モードにおける駆動信号COM−A、COM−Bの波形等を示す図である。図に示されるように、吐出モードにおける駆動信号COM−Aは、印刷周期Taのうち、制御信号LATが出力されて(立ち上がって)から制御信号CHが出力されるまでの期間T1に配置された台形波形Adp1と、印刷周期Taのうち、制御信号CHが出力されてから次の制御信号LATが出力されるまでの期間T2に配置された台形波形Adp2とを連続させた波形となっており、吐出モードにおいては、台形波形Adp1、Adp2が繰り返される。
本実施形態において台形波形Adp1、Adp2とは、互いにほぼ同一の波形であり、仮にそれぞれが圧電素子60の一端に供給されたとしたならば、当該圧電素子60に対応するノズル651から所定量、具体的には中程度の量のインクをそれぞれ吐出させる波形である。
吐出モードにおける駆動信号COM−Bは、期間T1に配置された台形波形Bdp1と、期間T2に配置された台形波形Bdp2とを連続させた波形となっており、吐出モードにおいては、台形波形Adp1、Adp2が繰り返される。本実施形態において台形波形Bdp1、Bdp2とは、互いに異なる波形である。このうち、台形波形Bdp1は、ノズル651の開孔部付近のインクを微振動させてインクの粘度の増大を防止するための波形である。このため、仮に台形波形Bdp1が圧電素子60の一端に供給されたとしても、当該圧電素子60に対応するノズル651からインク滴が吐出されない。また、台形波形Bdp2は、台形波形Adp1(Adp2)とは異なる波形となっている。仮に台形波形Bdp2が圧電素子60の一端に供給されたとしたならば、当該圧電素子60に対応するノズル651から上記所定量よりも少ない量のインクを吐出させる波形である。
なお、台形波形Adp1、Adp2、Bdp1、Bdp2の開始タイミングでの電圧と、終了タイミングでの電圧とは、いずれも電圧Vcで共通である。すなわち、台形波形Adp1、Adp2、Bdp1、Bdp2は、それぞれ電圧Vcで開始し、電圧Vcで終了する波形となっている。
図6は、図2における選択制御部210の構成を示す図である。
この図に示されるように、選択制御部210には、クロック信号Sck、データ信号Data、制御信号LAT、CHが制御ユニット10から供給される。選択制御部210では、シフトレジスタ(S/R)212とラッチ回路214とデコーダー216との組が、圧電素子60(ノズル651)のそれぞれに対応して設けられている。
この図に示されるように、選択制御部210には、クロック信号Sck、データ信号Data、制御信号LAT、CHが制御ユニット10から供給される。選択制御部210では、シフトレジスタ(S/R)212とラッチ回路214とデコーダー216との組が、圧電素子60(ノズル651)のそれぞれに対応して設けられている。
データ信号Dataは、画像の1ドットを形成するにあたって、当該ドットのサイズを規定する。本実施形態では、非記録、小ドット、中ドットおよび大ドットの4階調を表現するために、データ信号Dataは、上位ビット(MSB)および下位ビット(LSB)の2ビットで構成される。
データ信号Dataは、クロック信号Sckに同期してノズル毎に、ヘッドユニット20の主走査に合わせて制御部100からシリアルで供給される。シリアルで供給されたデータ信号Dataを転送して、ノズルに対応して2ビット分、一旦保持するための構成がシフトレジスタ212である。
詳細には、圧電素子60(ノズル)に対応した段数のシフトレジスタ212が互いに縦続接続されるとともに、シリアルで供給されたデータ信号Dataが、クロック信号Sckにしたがって順次後段に転送される構成となっている。
なお、圧電素子60の個数をm(mは複数)としたときに、シフトレジスタ212を区別するために、データ信号Dataが供給される上流側から順番に1段、2段、…、m段と表記している。
データ信号Dataは、クロック信号Sckに同期してノズル毎に、ヘッドユニット20の主走査に合わせて制御部100からシリアルで供給される。シリアルで供給されたデータ信号Dataを転送して、ノズルに対応して2ビット分、一旦保持するための構成がシフトレジスタ212である。
詳細には、圧電素子60(ノズル)に対応した段数のシフトレジスタ212が互いに縦続接続されるとともに、シリアルで供給されたデータ信号Dataが、クロック信号Sckにしたがって順次後段に転送される構成となっている。
なお、圧電素子60の個数をm(mは複数)としたときに、シフトレジスタ212を区別するために、データ信号Dataが供給される上流側から順番に1段、2段、…、m段と表記している。
ラッチ回路214は、シフトレジスタ212で保持されたデータ信号Dataを制御信号LATの立ち上がりでラッチする。
デコーダー216は、ラッチ回路214によってラッチされた2ビットのデータ信号Dataをデコードして、制御信号LATと制御信号CHとで規定される期間T1、T2毎に、選択信号Sa、Sbを出力して、選択部230での選択を規定する。
デコーダー216は、ラッチ回路214によってラッチされた2ビットのデータ信号Dataをデコードして、制御信号LATと制御信号CHとで規定される期間T1、T2毎に、選択信号Sa、Sbを出力して、選択部230での選択を規定する。
図7は、デコーダー216におけるデコード内容を示す図である。
この図において、ラッチされた2ビットのデータ信号Dataについては(MSB、LSB)と表記している。デコーダー216は、例えばラッチされたデータ信号Dataが(0、1)であれば、選択信号Sa、Sbの論理レベルを、期間T1ではそれぞれH、Lレベルとし、期間T2ではそれぞれL、Hレベルとして、出力するということを意味している。
なお、選択信号Sa、Sbの論理レベルについては、クロック信号Sck、データ信号Data、制御信号LAT、CHの論理レベルよりも、レベルシフター(図示省略)によって、高振幅論理にレベルシフトされる。
この図において、ラッチされた2ビットのデータ信号Dataについては(MSB、LSB)と表記している。デコーダー216は、例えばラッチされたデータ信号Dataが(0、1)であれば、選択信号Sa、Sbの論理レベルを、期間T1ではそれぞれH、Lレベルとし、期間T2ではそれぞれL、Hレベルとして、出力するということを意味している。
なお、選択信号Sa、Sbの論理レベルについては、クロック信号Sck、データ信号Data、制御信号LAT、CHの論理レベルよりも、レベルシフター(図示省略)によって、高振幅論理にレベルシフトされる。
図8は、図2における圧電素子60(ノズル651)の1個分に対応する選択部230の構成を示す図である。
この図に示されるように、選択部230は、インバーター(NOT回路)232a、232bと、トランスファーゲート234a、234bとを有する。
デコーダー216からの選択信号Saは、トランスファーゲート234aにおいて丸印が付されていない正制御端に供給される一方で、インバーター232aによって論理反転されて、トランスファーゲート234aにおいて丸印が付された負制御端に供給される。同様に、選択信号Sbは、トランスファーゲート234bの正制御端に供給される一方で、インバーター232bによって論理反転されて、トランスファーゲート234bの負制御端に供給される。
トランスファーゲート234aの入力端には、駆動信号COM−Aが供給され、トランスファーゲート234bの入力端には、駆動信号COM−Bが供給される。トランスファーゲート234a、234bの出力端同士は、共通接続されるとともに、対応する圧電素子60の一端に接続される。
トランスファーゲート234aは、選択信号SaがHレベルであれば、入力端および出力端の間を導通(オン)させ、選択信号SaがLレベルであれば、入力端と出力端との間を非導通(オフ)させる。トランスファーゲート234bについても同様に選択信号Sbに応じて、入力端および出力端の間をオンオフさせる。
この図に示されるように、選択部230は、インバーター(NOT回路)232a、232bと、トランスファーゲート234a、234bとを有する。
デコーダー216からの選択信号Saは、トランスファーゲート234aにおいて丸印が付されていない正制御端に供給される一方で、インバーター232aによって論理反転されて、トランスファーゲート234aにおいて丸印が付された負制御端に供給される。同様に、選択信号Sbは、トランスファーゲート234bの正制御端に供給される一方で、インバーター232bによって論理反転されて、トランスファーゲート234bの負制御端に供給される。
トランスファーゲート234aの入力端には、駆動信号COM−Aが供給され、トランスファーゲート234bの入力端には、駆動信号COM−Bが供給される。トランスファーゲート234a、234bの出力端同士は、共通接続されるとともに、対応する圧電素子60の一端に接続される。
トランスファーゲート234aは、選択信号SaがHレベルであれば、入力端および出力端の間を導通(オン)させ、選択信号SaがLレベルであれば、入力端と出力端との間を非導通(オフ)させる。トランスファーゲート234bについても同様に選択信号Sbに応じて、入力端および出力端の間をオンオフさせる。
次に、選択制御部210と選択部230との動作について図5を参照して説明する。
吐出モードでは、データ信号Dataが、制御部100からノズル毎に、クロック信号Sckに同期してシリアルで供給されて、ノズルに対応するシフトレジスタ212において順次転送される。そして、制御部100がクロック信号Sckの供給を停止させると、シフトレジスタ212のそれぞれには、ノズルに対応したデータ信号Dataが保持された状態になる。なお、データ信号Dataは、シフトレジスタ212における最終m段、…、2段、1段のノズルに対応した順番で供給される。
ここで、制御信号LATが立ち上がると、ラッチ回路214のそれぞれは、シフトレジスタ212に保持されたデータ信号Dataを一斉にラッチする。図5において、Lat(1)、Lat(2)、…、Lat(m)は、データ信号Dataが、1段、2段、…、m段のシフトレジスタ212に対応するラッチ回路214によってラッチされたデータ信号Dataを示している。
ここで、制御信号LATが立ち上がると、ラッチ回路214のそれぞれは、シフトレジスタ212に保持されたデータ信号Dataを一斉にラッチする。図5において、Lat(1)、Lat(2)、…、Lat(m)は、データ信号Dataが、1段、2段、…、m段のシフトレジスタ212に対応するラッチ回路214によってラッチされたデータ信号Dataを示している。
デコーダー216は、ラッチされたデータ信号Dataで規定されるドットのサイズに応じて、期間T1、T2のそれぞれにおいて、選択信号Sa、Saの論理レベルを図7に示されるような内容で出力する。
すなわち、第1に、デコーダー216は、当該データ信号Dataが(1、1)であって、大ドットのサイズを規定する場合、選択信号Sa、Sbを、期間T1においてH、Lレベルとし、期間T2においてもH、Lレベルとする。第2に、デコーダー216は、当該データ信号Dataが(0、1)であって、中ドットのサイズを規定する場合、選択信号Sa、Sbを、期間T1においてH、Lレベルとし、期間T2においてL、Hレベルとする。第3に、デコーダー216は、当該データ信号Dataが(1、0)であって、小ドットのサイズを規定する場合、選択信号Sa、Sbを、期間T1においてL、Lレベルとし、期間T2においてL、Hレベルとする。第4に、デコーダー216は、当該データ信号Dataが(0、0)であって、非記録を規定する場合、選択信号Sa、Sbを、期間T1においてL、Hレベルとし、期間T2においてL、Lレベルとする。
すなわち、第1に、デコーダー216は、当該データ信号Dataが(1、1)であって、大ドットのサイズを規定する場合、選択信号Sa、Sbを、期間T1においてH、Lレベルとし、期間T2においてもH、Lレベルとする。第2に、デコーダー216は、当該データ信号Dataが(0、1)であって、中ドットのサイズを規定する場合、選択信号Sa、Sbを、期間T1においてH、Lレベルとし、期間T2においてL、Hレベルとする。第3に、デコーダー216は、当該データ信号Dataが(1、0)であって、小ドットのサイズを規定する場合、選択信号Sa、Sbを、期間T1においてL、Lレベルとし、期間T2においてL、Hレベルとする。第4に、デコーダー216は、当該データ信号Dataが(0、0)であって、非記録を規定する場合、選択信号Sa、Sbを、期間T1においてL、Hレベルとし、期間T2においてL、Lレベルとする。
図9は、吐出モードにおいて、データ信号Dataに応じて選択されて、圧電素子60の一端に供給される駆動信号の電圧波形を示す図である。
データ信号Dataが(1、1)であるとき、選択信号Sa、Sbは、期間T1においてH、Lレベルとなるので、トランスファーゲート234aがオンし、トランスファーゲート234bがオフする。このため、期間T1において駆動信号COM−Aの台形波形Adp1が選択される。選択信号Sa、Sbは期間T2においてもH、Lレベルとなるので、選択部230は、駆動信号COM−Aの台形波形Adp2を選択する。
このように期間T1において台形波形Adp1が選択され、期間T2において台形波形Adp2が選択されて、駆動信号として圧電素子60の一端に供給されると、当該圧電素子60に対応したノズル651から、中程度の量のインクが2回にわけて吐出される。このため、印刷媒体Pにはそれぞれのインクが着弾し合体して、結果的に、データ信号Dataで規定される通りの大ドットが形成されることになる。
データ信号Dataが(1、1)であるとき、選択信号Sa、Sbは、期間T1においてH、Lレベルとなるので、トランスファーゲート234aがオンし、トランスファーゲート234bがオフする。このため、期間T1において駆動信号COM−Aの台形波形Adp1が選択される。選択信号Sa、Sbは期間T2においてもH、Lレベルとなるので、選択部230は、駆動信号COM−Aの台形波形Adp2を選択する。
このように期間T1において台形波形Adp1が選択され、期間T2において台形波形Adp2が選択されて、駆動信号として圧電素子60の一端に供給されると、当該圧電素子60に対応したノズル651から、中程度の量のインクが2回にわけて吐出される。このため、印刷媒体Pにはそれぞれのインクが着弾し合体して、結果的に、データ信号Dataで規定される通りの大ドットが形成されることになる。
データ信号Dataが(0、1)であるとき、選択信号Sa、Sbは、期間T1においてH、Lレベルとなるので、トランスファーゲート234aがオンし、トランスファーゲート234bはオフする。このため、期間T1において駆動信号COM−Aの台形波形Adp1が選択される。次に、選択信号Sa、Sbは期間T2においてL、Hレベルとなるので、駆動信号COM−Bの台形波形Bdp2が選択される。
したがって、ノズルから、中程度および小程度の量のインクが2回にわけて吐出される。このため、印刷媒体Pには、それぞれのインクが着弾して合体して、結果的に、データ信号Dataで規定された通りの中ドットが形成されることになる。
したがって、ノズルから、中程度および小程度の量のインクが2回にわけて吐出される。このため、印刷媒体Pには、それぞれのインクが着弾して合体して、結果的に、データ信号Dataで規定された通りの中ドットが形成されることになる。
データ信号Dataが(1、0)であるとき、選択信号Sa、Sbは、期間T1においてともにLレベルとなるので、トランスファーゲート234a、234bがオフする。このため、期間T1において台形波形Adp1、Bdp1のいずれも選択されない。トランスファーゲート234a、234bがともにオフする場合、当該トランスファーゲート234a、234bの出力端同士の接続点から圧電素子60の一端までの経路は、電気的にどの部分にも接続されないハイ・インピーダンス状態になる。ただし、圧電素子60は、自己が有する容量性によって、トランスファーゲートがオフする直前の電圧(Vc−VBS)を保持する。
次に、選択信号Sa、Sbは期間T2においてL、Hレベルとなるので、駆動信号COM−Bの台形波形Bdp2が選択される。このため、ノズル651から、期間T2においてのみ小程度の量のインクが吐出されるので、印刷媒体Pには、データ信号Dataで規定された通りの小ドットが形成されることになる。
データ信号Dataが(0、0)であるとき、選択信号Sa、Sbは、期間T1においてL、Hレベルとなるので、トランスファーゲート234aがオフし、トランスファーゲート234bがオンする。このため、期間T1において駆動信号COM−Bの台形波形Bdp1が選択される。次に、選択信号Sa、Sbは期間T2においてともにLレベルとなるので、台形波形Adp2、Bdp2のいずれも選択されない。
このため、期間T1においてノズル651の開孔部付近のインクが微振動するのみであり、インクは吐出されないので、結果的に、ドットが形成されない、すなわち、データ信号Dataで規定された通りの非記録になる。
このため、期間T1においてノズル651の開孔部付近のインクが微振動するのみであり、インクは吐出されないので、結果的に、ドットが形成されない、すなわち、データ信号Dataで規定された通りの非記録になる。
このように、選択部230は、選択制御部210による指示にしたがって駆動信号COM−A、COM−Bを選択し(または選択しないで)、圧電素子60の一端に供給する。このため、各圧電素子60は、データ信号Dataで規定されるドットのサイズに応じて駆動されることになる。
なお、図5に示した駆動信号COM−A、COM−Bはあくまでも一例である。実際には、ヘッドユニット20の移動速度や印刷媒体Pの性質などに応じて、予め用意された様々な波形の組み合わせが用いられる。
また、ここでは、圧電素子60が、電圧の上昇に伴って上方向に撓む例で説明したが、電極611、612に供給する電圧を逆転させると、圧電素子60は、電圧の上昇に伴って下方向に撓むことになる。このため、圧電素子60が、電圧の上昇に伴って下方向に撓む構成では、図に例示した駆動信号COM−A、COM−Bが、電圧Vcを基準に反転した波形となる。
なお、図5に示した駆動信号COM−A、COM−Bはあくまでも一例である。実際には、ヘッドユニット20の移動速度や印刷媒体Pの性質などに応じて、予め用意された様々な波形の組み合わせが用いられる。
また、ここでは、圧電素子60が、電圧の上昇に伴って上方向に撓む例で説明したが、電極611、612に供給する電圧を逆転させると、圧電素子60は、電圧の上昇に伴って下方向に撓むことになる。このため、圧電素子60が、電圧の上昇に伴って下方向に撓む構成では、図に例示した駆動信号COM−A、COM−Bが、電圧Vcを基準に反転した波形となる。
このように本実施形態において、印刷媒体Pに対して1ドットは単位期間である周期Taを単位として形成される。このため、周期Taにおいて(最多で)2回のインク滴の吐出により1ドットを形成する本実施形態では、インクの吐出周波数fは2/Taとなり、ドット間隔Dは、ヘッドユニットの移動速度vを、インクの吐出周波数f(=2/Ta)で除した値となる。
一般に、単位期間Tにおいてインク滴がQ(Qは2以上の整数)回吐出可能であって、当該Q回のインク滴の吐出で1ドットが形成される場合、インクの吐出周波数fはQ/Tと表すことができる。
本実施形態のように、印刷媒体Pに異なるサイズのドットを形成する場合の方が、1回のインク滴の吐出で1ドットを形成する場合と比較して、1ドットを形成するために要する時間(周期)が同じでも、1回のインク滴を1回吐出するため時間を短くする必要がある。
なお、2以上のインク滴を結合させないで2以上のドットを形成する第3方法については、特段の説明は要しないであろう。また、ここでは、吐出モードにおける駆動信号COM−A、COM−Bの波形、および、これらの波形による吐出動作について説明したが、スリープモードおよび補正モードにおいて、駆動信号COM−A、COM−Bは後述するように電圧一定となる。一方、スリープモードおよび補正モードにおいて、選択部230は、駆動信号COM−A、COM−Bのいずれも非選択である。
一般に、単位期間Tにおいてインク滴がQ(Qは2以上の整数)回吐出可能であって、当該Q回のインク滴の吐出で1ドットが形成される場合、インクの吐出周波数fはQ/Tと表すことができる。
本実施形態のように、印刷媒体Pに異なるサイズのドットを形成する場合の方が、1回のインク滴の吐出で1ドットを形成する場合と比較して、1ドットを形成するために要する時間(周期)が同じでも、1回のインク滴を1回吐出するため時間を短くする必要がある。
なお、2以上のインク滴を結合させないで2以上のドットを形成する第3方法については、特段の説明は要しないであろう。また、ここでは、吐出モードにおける駆動信号COM−A、COM−Bの波形、および、これらの波形による吐出動作について説明したが、スリープモードおよび補正モードにおいて、駆動信号COM−A、COM−Bは後述するように電圧一定となる。一方、スリープモードおよび補正モードにおいて、選択部230は、駆動信号COM−A、COM−Bのいずれも非選択である。
続いて、駆動回路50について説明する。2つの駆動回路50について概略すると、次のようにして駆動信号COM−A(COM−B)を生成する。すなわち、2つの駆動回路50のうち、一方は、第1に、制御部100から供給される波形データdAをアナログ変換し、第2に、出力である駆動信号COM−Aを帰還するとともに、当該駆動信号COM−Aに基づく信号(減衰信号)と目標信号との偏差を、当該駆動信号COM−Aの高周波成分で補正して、当該補正した信号にしたがって変調信号を生成し、第3に、当該変調信号にしたがってトランジスターをスイッチングすることによって(D級増幅して)、増幅変調信号を生成し、第4に、当該増幅変調信号をローパスフィルターで平滑化して、当該平滑化した信号を駆動信号COM−Aとして出力する。
なお、2つの駆動回路50のうち、他方についても同様な構成であり、波形データdBから駆動信号COM−Bを出力する点についてのみ異なる。そこで以下については、便宜的に、駆動回路COM−Aを出力する駆動回路50を例にとって説明する。
なお、2つの駆動回路50のうち、他方についても同様な構成であり、波形データdBから駆動信号COM−Bを出力する点についてのみ異なる。そこで以下については、便宜的に、駆動回路COM−Aを出力する駆動回路50を例にとって説明する。
図10は、駆動回路50の回路構成を示す図である。
この図に示されるように、駆動回路50は、LSI500や、トランジスターM3、M4のほか、抵抗やコンデンサーなどの各種素子から構成される。
なお、図10では、駆動信号COM−Aを出力するための構成を示しているが、LSI500については、実際には、2系統の駆動信号COM−A、COM−Bの双方を生成するための回路が1個にパッケージ化されている。
この図に示されるように、駆動回路50は、LSI500や、トランジスターM3、M4のほか、抵抗やコンデンサーなどの各種素子から構成される。
なお、図10では、駆動信号COM−Aを出力するための構成を示しているが、LSI500については、実際には、2系統の駆動信号COM−A、COM−Bの双方を生成するための回路が1個にパッケージ化されている。
LSI(Large Scale Integration)500は、制御部100からピンD0〜D9を介して入力した10ビットの波形データdAに基づいて、トランジスターM3、M4のそれぞれにゲート信号を供給するものである。ゲート信号を供給するため、LSI500は、ADC(Analog to Digital Converter、AD変換器)700と、変換制御器750と、DAC(Digital to Analog Converter、DA変換器)800と、加算器504、506と、積分減衰器512、減衰器514と、コンパレーター520と、NOT回路522と、ゲートドライバー533、534と、を含む。
積分減衰器512は、ピンVfbを介して入力した信号Vf、すなわち、端子Outから出力される駆動信号COM−Aを減衰するとともに積分し、信号Vaとして、加算器504の入力端(−)の一方およびADC700に供給する。
図11は、積分減衰器512の一例を示す図である。
この図に示されるように、積分減衰器512は、オペアンプ513、抵抗R1、R2、コンデンサーCsを有する。
信号Vfは、抵抗R1を介してオペアンプ513の負入力端(−)に供給される一方、信号Vrがオペアンプ513の正入力端(+)に供給される。オペアンプ513から出力される信号Vaは、抵抗R2およびコンデンサーCsの並列接続を介し、オペアンプ513の負入力端(−)に帰還される。
ここで、信号Va、Vf、Vrの電圧を符号通り、Va、Vf、Vrとすると、オペアンプ513から出力される信号Vaの電圧は、次式(1)のように表すことができる。
Va=Vr−(R2/R1)・(Vf−Vr)…(1)
この図に示されるように、積分減衰器512は、オペアンプ513、抵抗R1、R2、コンデンサーCsを有する。
信号Vfは、抵抗R1を介してオペアンプ513の負入力端(−)に供給される一方、信号Vrがオペアンプ513の正入力端(+)に供給される。オペアンプ513から出力される信号Vaは、抵抗R2およびコンデンサーCsの並列接続を介し、オペアンプ513の負入力端(−)に帰還される。
ここで、信号Va、Vf、Vrの電圧を符号通り、Va、Vf、Vrとすると、オペアンプ513から出力される信号Vaの電圧は、次式(1)のように表すことができる。
Va=Vr−(R2/R1)・(Vf−Vr)…(1)
説明を図10に戻すと、変換制御器750は、ADC700、DAC800のそれぞれを動作モードに応じて制御する。そこで次に、動作モードについて説明する。
図12は、本実施形態における動作モードを説明するための図である。
この図に示されるように、本実施形態において動作モードとしては、電源の一部を停止させて省電力化を図るスリープモードと、当該スリープモード後に、DAC800の出力電圧範囲を補正する補正モードと、当該補正モード後に、印刷を実行してインクを吐出する吐出モードと、がある。このうち、補正モードには、高位側の電圧を補正するハイ側(High)補正モードと、低位側の電圧を補正するロー(Low)側補正モードと、の2種類がある。
この図に示されるように、本実施形態において動作モードとしては、電源の一部を停止させて省電力化を図るスリープモードと、当該スリープモード後に、DAC800の出力電圧範囲を補正する補正モードと、当該補正モード後に、印刷を実行してインクを吐出する吐出モードと、がある。このうち、補正モードには、高位側の電圧を補正するハイ側(High)補正モードと、低位側の電圧を補正するロー(Low)側補正モードと、の2種類がある。
ハイ側補正モードでは、補正(1)〜補正(8)が8回実行される。ハイ側補正モードにおける補正(1)〜補正(8)の各々では、さらに次の3つの期間に分けられる。すなわち、サンプリング期間と、AD変換期間と、VHdac変更期間と、に分けられる。
一方、ロー側補正モードにおいても、補正(1)〜補正(8)が8回実行される。ロー側補正モードにおける補正(1)〜補正(8)の各々では、同様に、サンプリング期間と、AD変換期間と、VLdac変更期間と、に分けられる。
なお、サンプリング期間、AD変換期間、VHdac変更期間およびVLdac変更期間については、図において「期間」を省略して表示する。また、これらの期間における詳細については、電圧VHda、VLdacを含めて後述する。
一方、ロー側補正モードにおいても、補正(1)〜補正(8)が8回実行される。ロー側補正モードにおける補正(1)〜補正(8)の各々では、同様に、サンプリング期間と、AD変換期間と、VLdac変更期間と、に分けられる。
なお、サンプリング期間、AD変換期間、VHdac変更期間およびVLdac変更期間については、図において「期間」を省略して表示する。また、これらの期間における詳細については、電圧VHda、VLdacを含めて後述する。
吐出モードにおいて、印刷が所定時間実行されない状態のとき、スリープモードに移行する。なお、スリープモードの状態において、印刷を実行しようとする場合には、一旦、補正モードを経て、吐出モードに移行するようになっている。
説明を再々度、図10に戻すと、ADC700は、積分減衰器512から出力される信号Vaを3ビットのデータDoに変換する。なお、ADC700には、電圧VHadc、VLadcが変換制御器750から印加される。ADC700によるAD変換の詳細については後述するが、ハイ(High)側の基準が電圧VHadcで規定され、ロー(Low)側の基準が電圧VLadcで規定される。
変換制御器750は、ADC700に電圧VHadc、VLadcを供給(印加)する一方で、DAC800に対しては制御信号H-Sel、L-Selを供給する。
DAC800は、制御部100から供給される10ビットの波形データdAを、アナログの信号Aaに変換して出力する。
このDA変換において、ロー側の基準電圧が制御信号L-Selで設定され、ハイ側の基準電圧が制御信号H-Selで設定される。詳細については後述するが、例えばDAC800から出力される信号Aaが電圧1.000〜2.000ボルトの範囲となる場合、下限の1.000ボルトがロー側の基準電圧であって、制御信号H-Selで設定され、上限の2.000ボルトがハイ側の基準電圧であって、制御信号L-Selで設定される構成となっている。
なお、ここではDAC800から出力される下限電圧を1.000ボルトとし、上限電圧を2.000ボルトとしているが、これらの電圧については、補正モードによって適宜補正(調整)される。
このDA変換において、ロー側の基準電圧が制御信号L-Selで設定され、ハイ側の基準電圧が制御信号H-Selで設定される。詳細については後述するが、例えばDAC800から出力される信号Aaが電圧1.000〜2.000ボルトの範囲となる場合、下限の1.000ボルトがロー側の基準電圧であって、制御信号H-Selで設定され、上限の2.000ボルトがハイ側の基準電圧であって、制御信号L-Selで設定される構成となっている。
なお、ここではDAC800から出力される下限電圧を1.000ボルトとし、上限電圧を2.000ボルトとしているが、これらの電圧については、補正モードによって適宜補正(調整)される。
一方、制御部100は、波形データdAを、動作モードに応じて、次のような関係で供給する。
詳細には、図12に示されるように、制御部100は、スリープモードにおいて、制御部100は、波形データdAとして、16進で表記したときに(0)16、すなわち10進表記で「0」を示すデータを供給する。
また、制御部100は、補正モードのうち、ハイ側補正モードにおいて、波形データdAとして、データ(3E8)16を、すなわち10進表記で「1000」を示すデータを供給し、ロー側補正モードにおいて、データ(1E)16を、すなわち10進表記で「30」を示すデータを供給する。すなわち、制御部100は、スリープモードと、補正モードにおけるハイ側補正モードと、ロー側補正モードとでは、波形データdAを時間的に固定された値で供給する。
一方、制御部100は、吐出モードにおいて、波形データdAとして、駆動信号COM−Aの台形波形を規定するデータを供給する。
詳細には、図12に示されるように、制御部100は、スリープモードにおいて、制御部100は、波形データdAとして、16進で表記したときに(0)16、すなわち10進表記で「0」を示すデータを供給する。
また、制御部100は、補正モードのうち、ハイ側補正モードにおいて、波形データdAとして、データ(3E8)16を、すなわち10進表記で「1000」を示すデータを供給し、ロー側補正モードにおいて、データ(1E)16を、すなわち10進表記で「30」を示すデータを供給する。すなわち、制御部100は、スリープモードと、補正モードにおけるハイ側補正モードと、ロー側補正モードとでは、波形データdAを時間的に固定された値で供給する。
一方、制御部100は、吐出モードにおいて、波形データdAとして、駆動信号COM−Aの台形波形を規定するデータを供給する。
なお、吐出モードにおいて、波形データdAをアナログに変換した信号AaをD級増幅した信号が、駆動信号COM−Aとなる。つまり、波形データdAをアナログに変換した信号は、駆動信号COM−Aを増幅する前の源信号となる。
また、駆動信号COM−Aの電圧を積分減衰器512によって減衰させている理由は、信号Aaの電圧が上限で2ボルト程度であるのに対し、端子Outの電圧が最大で38ボルト程度まで増幅されるので、偏差を求めるにあたって両電圧の振幅範囲を合わせるためである。
また、駆動信号COM−Aの電圧を積分減衰器512によって減衰させている理由は、信号Aaの電圧が上限で2ボルト程度であるのに対し、端子Outの電圧が最大で38ボルト程度まで増幅されるので、偏差を求めるにあたって両電圧の振幅範囲を合わせるためである。
加算器504は、積分減衰器512から出力される信号Vaの電圧に係数「−1」を乗じた電圧から信号Aaの電圧を差し引いて、信号Abとして加算器506の入力端の一方に供給する。
なお、積分減衰器512は、図11に示したように負帰還であるから、信号Vaは、信号Vfに対して反転している。信号Vaの電圧は、加算器504において係数「−1」で再反転されるので、結局、加算器504の加算結果である信号Abは、ピンVfbに供給された信号の減衰電圧から、信号Aaの電圧を差し引いた電圧となる。
なお、積分減衰器512は、図11に示したように負帰還であるから、信号Vaは、信号Vfに対して反転している。信号Vaの電圧は、加算器504において係数「−1」で再反転されるので、結局、加算器504の加算結果である信号Abは、ピンVfbに供給された信号の減衰電圧から、信号Aaの電圧を差し引いた電圧となる。
減衰器514は、ピンIfbを介して入力した駆動信号COM−Aの高周波成分を減衰して、加算器506の入力端の他方に供給する。加算器506は、入力端の一方における電圧と他方における電圧とを加算した電圧の信号Asを、コンパレーター520に供給する。減衰器514による減衰は、積分減衰器512と同様に、駆動信号COM−Aを帰還するにあたって、振幅を合わせるためである。
加算器506から出力される信号Asの電圧は、ピンVfbに供給された信号の減衰電圧から信号Aaの電圧を差し引いた電圧に、ピンIfbに供給された信号の減衰電圧を加算した電圧である。このため、加算器506による信号Abの電圧は、端子Outから出力される駆動信号COM−Aの減衰電圧から目標である信号Aaの電圧を指し引いた偏差を、当該駆動信号COM−Aの高周波成分で補正した信号ということができる。
加算器506から出力される信号Asの電圧は、ピンVfbに供給された信号の減衰電圧から信号Aaの電圧を差し引いた電圧に、ピンIfbに供給された信号の減衰電圧を加算した電圧である。このため、加算器506による信号Abの電圧は、端子Outから出力される駆動信号COM−Aの減衰電圧から目標である信号Aaの電圧を指し引いた偏差を、当該駆動信号COM−Aの高周波成分で補正した信号ということができる。
コンパレーター520は、加算器506による加算電圧に基づいて、次のようにパルス変調した変調信号Msを出力する。詳細には、コンパレーター520は、加算器506から出力される信号Asが電圧上昇時であれば、閾値としての電圧Vth1以上になったときにHレベルとなり、信号Asが電圧下降時であれば、閾値値としての電圧Vth2を下回ったときにLレベルとなる変調信号Msを出力する。なお、後述するように、閾値電圧は、
Vth1>Vth2
という関係に設定されている。
Vth1>Vth2
という関係に設定されている。
コンパレーター520による変調信号Msは、NOT回路522による論理反転を経て、ゲートドライバー534に供給される。一方、ゲートドライバー533には、論理反転を経ることなく変調信号Msが供給される。このため、ゲートドライバー533、534に供給される論理レベルは互いに排他的な関係にある。
ゲートドライバー533、534に供給される論理レベルは、実際には、同時にHレベルとはならないように(トランジスターM3、M4が同時にオンしないように)、タイミング制御しても良い。このため、ここでいう排他的とは、厳密にいえば、同時にHレベルになることがない(トランジスターM3、M4でいえば、同時にオンすることがない)、という意味である。
ところで、ここでいう変調信号とは、狭義には、変調信号Msをいうが、信号Aaに応じてパルス変調したものと考えれば、変調信号Msの否定信号(NOT回路522も変調信号に含まれる。すなわち、信号Aaに応じてパルス変調した変調信号には、変調信号Msのみならず、当該変調信号Msの論理レベルを反転させたものや、タイミング制御されたものが含まれる。
なお、コンパレーター520が変調信号Msを出力するので、源信号としての信号Aaを出力するDAC800よりも下流側であって、当該コンパレーター520に致るまでの回路、すなわち、加算器504、506と、積分減衰器512、減衰器514と、コンパレーター520とが変調信号Msを生成する変調回路ということができる。
ゲートドライバー534は、NOT回路522の出力信号を、すなわち、コンパレーター520による変調信号Msの論理反転信号を、振幅変換する。詳細には、ゲートドライバー534は、低論理振幅(例えばLレベル:0ボルト、Hレベル:3.3ボルト)であるNOT回路522の出力信号を、高論理振幅(例えばLレベル:0ボルト、Hレベル:7.5ボルト)にレベルシフトして、ゲート信号として、ピンLdrから抵抗R9を介してトランジスターM4のゲート電極に供給する。ゲートドライバー534の電源電圧のうち、高位側電圧は、ピンGvdを介して印加される電圧Vm(例えば12ボルト)であり、低位側電圧は、ピンGndを介して電圧ゼロである。すなわちピンGvdはグラウンドに接地される。また、ピンGvdは、逆流防止用のダイオードD2のカソード電極に接続され、当該ダイオードD2のアノード電極は、コンデンサーC12の一端とピンBstとに接続される。
ゲートドライバー533は、コンパレーター520の出力信号である低論理振幅の変調信号Msを高論理振幅にレベルシフトし、ゲート信号として、ピンHdrから抵抗R8を介してトランジスターM3のゲート電極に供給する。ゲートドライバー533の電源電圧のうち、高位側電圧は、ピンBstを介して印加される電圧であり、低位側電圧は、ピンSwを介して印加される電圧である。ピンSwは、トランジスターM3におけるソース電極、トランジスターM4におけるドレイン電極、コンデンサーC12の他端、および、インダクターL2の一端に接続される。
トランジスターM3、M4は、例えばNチャンネル型のFET(Field Effect Transistor)である。このうち、ハイサイドのトランジスターM3において、ドレイン電極には、電圧Vh(例えば42ボルト)が印加される。ローサイドのトランジスターM4については、ソース電極が、グラウンドに接地されている。
トランジスターM3、M4のそれぞれはゲート信号がHレベルであればオンする。このため、トランジスターM3のソース電極とトランジスターM4のドレイン電極との接続点であるピンSw(インダクターL2の一端)では、変調信号Msを増幅した変調増幅信号が現れることになる。このため、トランジスターM3、M4が変調信号を増幅した変調増幅信号を出力するトランジスター対となる。
トランジスターM3、M4のそれぞれはゲート信号がHレベルであればオンする。このため、トランジスターM3のソース電極とトランジスターM4のドレイン電極との接続点であるピンSw(インダクターL2の一端)では、変調信号Msを増幅した変調増幅信号が現れることになる。このため、トランジスターM3、M4が変調信号を増幅した変調増幅信号を出力するトランジスター対となる。
なお、トランジスターM4へのゲート信号がHレベルであるときに、すなわち、トランジスターM4がオンしたときに、ピンBstは、ダイオードD2を介して電圧Vmとなり、ピンSwは、電圧ゼロ(グラウンド)となる。このため、コンデンサーC12には、他端が電圧Vhとなるように充電される。
トランジスターM4がオフして、トランジスターM3にHレベルのゲート信号を出力する場合には、トランジスターM4がオフしていたときにコンデンサーC12に充電された電圧が、ゲートドライバー533の電源電圧として用いられる。
また、ゲートドライバー533、534のうち、一方が第1ゲートドライバーであり、他方が第2ゲートドライバーとなる、という関係にある。
トランジスターM4がオフして、トランジスターM3にHレベルのゲート信号を出力する場合には、トランジスターM4がオフしていたときにコンデンサーC12に充電された電圧が、ゲートドライバー533の電源電圧として用いられる。
また、ゲートドライバー533、534のうち、一方が第1ゲートドライバーであり、他方が第2ゲートドライバーとなる、という関係にある。
インダクターL2の他端は、この駆動回路50で出力となる端子Outであり、当該端子Outから駆動信号COM−Aが、ヘッドユニット20に、フレキシブルケーブル190(図1および図2参照)を介して供給される。
また、端子Outは、コンデンサーC10の一端と、コンデンサーC22の一端と、ピンVfbと、にそれぞれ接続される。このうち、コンデンサーC10の他端は、グラウンドに接地されている。このため、インダクターL2とコンデンサーC10とは、トランジスターM3、M4の接続点に現れる増幅変調信号を平滑化するLPF(Low Pass Filter)として機能する。
コンデンサーC22の他端は、抵抗R5の一端と抵抗R32の一端とに接続される。このうち、抵抗R5の他端はグラウンドに接地される。このため、コンデンサーC22と抵抗R5とは、端子Outからの駆動信号COM−Aのうち、カットオフ周波数以上の高周波成分を通過させるHPF(High Pass Filter)として機能する。なお、HPFのカットオフ周波数は、例えば約9MHzに設定される。
また、抵抗R32の他端は、コンデンサーC20の一端とコンデンサーC58の一端とに接続される。このうち、コンデンサーC58の他端はグラウンドに接地される。このため、抵抗R32とコンデンサーC58とは、上記HPFを通過した信号成分のうち、カットオフ周波数以下の低周波成分を通過させるLPF(Low Pass Filter)として機能する。なお、LPFのカットオフ周波数は、例えば約160MHzに設定される。
上記HPFのカットオフ周波数は、上記LPFのカットオフ周波数よりも低く設定されているので、HPFとLPFとは、駆動信号COM−Aのうち、所定の周波数域の高周波成分を通過させるBPF(Band Pass Filter)として機能する。
上記HPFのカットオフ周波数は、上記LPFのカットオフ周波数よりも低く設定されているので、HPFとLPFとは、駆動信号COM−Aのうち、所定の周波数域の高周波成分を通過させるBPF(Band Pass Filter)として機能する。
コンデンサーC20の他端は、LSI500のピンIfbに接続される。これにより、ピンIfbには、上記BPFを通過した駆動信号COM−Aの高周波成分のうち、直流成分がカットされて帰還されることになる。
ところで、端子Outから出力される駆動信号COM−Aは、トランジスターM3、M4の接続点(ピンSw)における増幅変調信号を、インダクターL2およびコンデンサーC10からなるローパスフィルターによって平滑化した信号である。この駆動信号COM−Aは、ピンVfbを介して積分・減算された上で、加算器504に正帰還されるので、帰還の遅延(インダクターL2およびコンデンサーC10の平滑化による遅延と、積分減衰器512による遅延と、の和)と、帰還の伝達関数で定まる周波数で自励発振することになる。
ただし、ピンVfbを介した帰還経路の遅延量が大であるために、当該ピンVfbを介した帰還のみでは、自励発振の周波数を、駆動信号COM−Aの精度を十分に確保できるほど高くすることができない。
そこで、本実施形態では、ピンVfbを介した経路とは別に、ピンIfbを介して、駆動信号COM−Aの高周波成分を帰還する経路を設けることによって、回路全体でみたときの遅延を小さくしている。このため、信号Abに、駆動信号COM−Aの高周波成分を加算した信号Asの周波数は、ピンIfbを介した経路が存在しない場合と比較して高くなり、これにより、駆動信号COM−Aの精度を十分に確保できる。
ただし、ピンVfbを介した帰還経路の遅延量が大であるために、当該ピンVfbを介した帰還のみでは、自励発振の周波数を、駆動信号COM−Aの精度を十分に確保できるほど高くすることができない。
そこで、本実施形態では、ピンVfbを介した経路とは別に、ピンIfbを介して、駆動信号COM−Aの高周波成分を帰還する経路を設けることによって、回路全体でみたときの遅延を小さくしている。このため、信号Abに、駆動信号COM−Aの高周波成分を加算した信号Asの周波数は、ピンIfbを介した経路が存在しない場合と比較して高くなり、これにより、駆動信号COM−Aの精度を十分に確保できる。
図13は、信号Asと変調信号Msとの波形を、アナログ信号Aaとの波形と関連付けて示す図である。
この図に示されるように、信号Asは三角波であり、その発振周波数は、アナログ信号Aaの電圧(入力電圧)に応じて変動する。具体的には、入力電圧が中間値である場合に最も高くなり、入力電圧が中間値から高くなるにつれて、または、低くなるにつれて、低くなる。
この図に示されるように、信号Asは三角波であり、その発振周波数は、アナログ信号Aaの電圧(入力電圧)に応じて変動する。具体的には、入力電圧が中間値である場合に最も高くなり、入力電圧が中間値から高くなるにつれて、または、低くなるにつれて、低くなる。
また、信号Asにおいて三角波の傾斜は、入力電圧が中間値付近であれば、上り(電圧の上昇)と下り(電圧の下降)とでほぼ等しくなる。このため、信号Asをコンパレーター520によって電圧Vth1、Vth2と比較した結果である変調信号Msのデューティー比は、ほぼ50%となる。入力電圧が中間値から高くなると、信号Asの下りの傾斜が緩くなる。このため、変調信号MsがHレベルとなる期間が相対的に長くなって、デューティー比が大きくなる。一方、入力電圧が中間値から低くなるにつれて、信号Asの上りの傾斜が緩くなる。このため、変調信号MsがLレベルとなる期間が相対的に短くなって、デューティー比が小さくなる。
このため、変調信号Msは、次のようなパルス密度変調信号となる。すなわち、変調信号Msのデューティー比は、入力電圧の中間値でほぼ50%であり、入力電圧が中間値よりも高くなるにつれて大きくなり、入力電圧が中間値よりも低くなるにつれて小さくなる。
このため、変調信号Msは、次のようなパルス密度変調信号となる。すなわち、変調信号Msのデューティー比は、入力電圧の中間値でほぼ50%であり、入力電圧が中間値よりも高くなるにつれて大きくなり、入力電圧が中間値よりも低くなるにつれて小さくなる。
ゲートドライバー533は、上述したように変調信号Msに基づいてトランジスターM3をオン/オフさせる。すなわち、ゲートドライバー533は、トランジスターM3を、変調信号MsがHレベルであればオンさせ、変調信号MsがLレベルであればオフさせる。ゲートドライバー534は、変調信号Msの論理反転信号に基づいてトランジスターM4をオン/オフさせる。すなわち、ゲートドライバー534は、トランジスターM4を、変調信号MsがHレベルであればオフさせ、変調信号MsがLレベルであればオンさせる。
したがって、トランジスターM3、M4の接続点における増幅変調信号をインダクターL2およびコンデンサーC10で平滑化した駆動信号COM−Aの電圧は、変調信号Msのデューティー比が大きくなるにつれて高くなり、デューティー比が小さくなるにつれて低くなるので、結果的に、駆動信号COM−Aは、アナログ信号Aaの電圧を拡大した信号となるように制御されて、出力されることになる。
したがって、トランジスターM3、M4の接続点における増幅変調信号をインダクターL2およびコンデンサーC10で平滑化した駆動信号COM−Aの電圧は、変調信号Msのデューティー比が大きくなるにつれて高くなり、デューティー比が小さくなるにつれて低くなるので、結果的に、駆動信号COM−Aは、アナログ信号Aaの電圧を拡大した信号となるように制御されて、出力されることになる。
この駆動回路50は、パルス密度変調を用いているので、変調周波数が固定のパルス幅変調と比較して、デューティー比の変化幅を大きく取れる、という利点がある。
すなわち、回路全体で扱うことができる最小の正パルス幅と負パルス幅はその回路特性で制約されるので、周波数固定のパルス幅変調では、デューティー比の変化幅として所定の範囲(例えば10%から90%までの範囲)しか確保できない。これに対し、パルス密度変調では、入力電圧が中間値から離れるにつれて、発振周波数が低くなるため、入力電圧が高い領域においては、デューティー比をより大きくすることができ、また、入力電圧が低い領域においては、デューティー比をより小さくすることができる。このため、自励発振型パルス密度変調では、デューティー比の変化幅として、より広い範囲(例えば5%から95%までの範囲)を確保することができるのである。
すなわち、回路全体で扱うことができる最小の正パルス幅と負パルス幅はその回路特性で制約されるので、周波数固定のパルス幅変調では、デューティー比の変化幅として所定の範囲(例えば10%から90%までの範囲)しか確保できない。これに対し、パルス密度変調では、入力電圧が中間値から離れるにつれて、発振周波数が低くなるため、入力電圧が高い領域においては、デューティー比をより大きくすることができ、また、入力電圧が低い領域においては、デューティー比をより小さくすることができる。このため、自励発振型パルス密度変調では、デューティー比の変化幅として、より広い範囲(例えば5%から95%までの範囲)を確保することができるのである。
また、駆動回路50は、自励発振であり、他励発振のように高い周波数の搬送波を生成する回路が不要である。このため、高電圧を扱う回路以外の、すなわちLSI500の部分の、集積化が容易である、という利点がある。
加えて、駆動回路50では、駆動信号COM−Aの帰還経路として、ピンVfbを介した経路だけでなく、ピンIfbを介して高周波成分を帰還する経路があるので、回路全体でみたときの遅延が小さくなる。このため、自励発振の周波数が高くなるので、駆動回路50は、駆動信号COM−Aを精度良く生成することが可能になる。
加えて、駆動回路50では、駆動信号COM−Aの帰還経路として、ピンVfbを介した経路だけでなく、ピンIfbを介して高周波成分を帰還する経路があるので、回路全体でみたときの遅延が小さくなる。このため、自励発振の周波数が高くなるので、駆動回路50は、駆動信号COM−Aを精度良く生成することが可能になる。
ところで、上述したように駆動信号COM−Aは、トランジスターM3、M4による増幅変調信号をローパスフィルターによって平滑化した信号である。このため、図14の細線(A)で示されるような波形が理想的であるが、実際には、同図の太線(B)で示されるように、リプルが残存する。このため、駆動信号COM−Aの積分・減衰した信号Vaの波形においても、リプルが残存する。
このように、リプルが残存する信号をAD変換する場合、サンプリングのポイントが1点だけであると、信頼性に欠けるので、第1に、アナログ信号を複数ポイントでサンプリングし、サンプリングした電圧をそれぞれデジタル値に変換し、第2に、これらデジタル値の平均を求めて、リプルの影響を少なくする構成が考えられる。ただし、この構成では、平均を求める演算に時間を要してしまうので、サンプリングから平均値が出力されるまでのトータル時間が長くかかってしまうことになる。
このように、リプルが残存する信号をAD変換する場合、サンプリングのポイントが1点だけであると、信頼性に欠けるので、第1に、アナログ信号を複数ポイントでサンプリングし、サンプリングした電圧をそれぞれデジタル値に変換し、第2に、これらデジタル値の平均を求めて、リプルの影響を少なくする構成が考えられる。ただし、この構成では、平均を求める演算に時間を要してしまうので、サンプリングから平均値が出力されるまでのトータル時間が長くかかってしまうことになる。
このような事情から、リプルが残存する駆動信号COM−AをAD変換する際、複数ポイントでサンプリングした電圧の平均値を精度良く求めることができ、かつ、デジタルで出力するまでのトータル時間を短縮化したAD変換器が望まれている。本実施形態におけるADC700は、このような事情に鑑みて設けられたものであり、複数ポイントでサンプリングした電圧の平均値を精度良く、デジタルで出力するまでのトータル時間を短縮化して求める構成となっている。
一方、駆動信号を帰還して信号Aaの相似波形となるようにD級増幅する際に、当該駆動信号にリプルが残存する場合、波形精度を高めるために、次のような制御が実行される。詳細には、特に変化点(図14におけるS1〜S6)の座標精度を向上させるために、当該駆動信号の電圧が低ければ、(C)に示されるように、リプルの下限値が目標値(理想)となるような制御が実行され、反対に、駆動信号の電圧が高ければ、同図の(D)に示されるように、リプルの上限値が目標値となるような制御が実行される。
駆動信号である台形波形を圧電素子に供給して、インク滴を吐出させる構成において、リプルの平均値がインク滴の吐出に大きな影響を与える。リプルの振幅や周期は、電源電圧(Vh、グラウンド)の変動のほか、増幅変調信号を平滑化するローパスフィルターの特性、すなわち、インダクターL2のインダクタンスおよびコンデンサーC10のキャパシタンスによっても変化する。
このため、量産を想定したとき、複数の印刷装置1にわたって上記ローパスフィルターの特性にばらつきがあれば、リプルの下限値、上限値のそれぞれが目標値となるように正しく制御されても、リプルの平均値が異なってしまう。
例えば図15の(a)に示されるように、駆動電圧が低い状態、すなわち、リプルの下限値が目標値となるように制御された状態において、左欄に示されるように、インダクターL2のインダクタンスが設計値よりも大であれば、リプルの周期、振幅ともに大きくなるので、リプルの平均値が高くなる。反対に、右欄に示されるように、インダクターL2のインダクタンスが設計値よりも小であれば、リプルの周期、振幅ともに小さくなるので、駆動電圧が低い状態では、リプルの平均値が低くなる。
一方、同図の(b)に示されるように、駆動電圧が高い状態、すなわち、リプルの上限値が目標値となるように制御された状態において、左欄に示されるように、インダクターL2のインダクタンスが設計値よりも大であれば、リプルの平均値が低くなり、右欄に示されるように、インダクターL2のインダクタンスが設計値よりも小であれば、駆動電圧が高い状態では、リプルの平均値が高くなる。
例えば図15の(a)に示されるように、駆動電圧が低い状態、すなわち、リプルの下限値が目標値となるように制御された状態において、左欄に示されるように、インダクターL2のインダクタンスが設計値よりも大であれば、リプルの周期、振幅ともに大きくなるので、リプルの平均値が高くなる。反対に、右欄に示されるように、インダクターL2のインダクタンスが設計値よりも小であれば、リプルの周期、振幅ともに小さくなるので、駆動電圧が低い状態では、リプルの平均値が低くなる。
一方、同図の(b)に示されるように、駆動電圧が高い状態、すなわち、リプルの上限値が目標値となるように制御された状態において、左欄に示されるように、インダクターL2のインダクタンスが設計値よりも大であれば、リプルの平均値が低くなり、右欄に示されるように、インダクターL2のインダクタンスが設計値よりも小であれば、駆動電圧が高い状態では、リプルの平均値が高くなる。
上述したようにADC700は、リプルが残存する駆動信号COM−Aの積分・減衰信号の平均値をAD変換する。また、駆動信号COM−Aを生成するにあたって、目標となる信号を出力するのは、DAC800である。
このため、本実施形態では、ADC700によってAD変換されたデータDoを用いて、DAC800の出力を補正する構成を採用して、ローパスフィルターの特性等がばらついても、リプルの平均値が所定の電圧となるように制御されるようにしている。
そこで以下については、ADC700、DAC800の順に説明する。
このため、本実施形態では、ADC700によってAD変換されたデータDoを用いて、DAC800の出力を補正する構成を採用して、ローパスフィルターの特性等がばらついても、リプルの平均値が所定の電圧となるように制御されるようにしている。
そこで以下については、ADC700、DAC800の順に説明する。
図16は、ADC700(第1例:逐次変換型)の構成を示す図である。
この図において、ADC700は、積分減衰器512から出力される信号Vaの電圧を3ビットに変換するものであり、一部については省略しているが、スイッチSw01、Sw02、Sw03、Sw11、Sw12、Sw13、Sw21、Sw22、Sw23、Sw31、Sw32、Sw33、Sw41、Sw42、Sw43、Sw51、Sw52、Sw53、Sw61、Sw62、Sw63、Sw71、Sw72、Sw73、SwRと、コンデンサーC00〜C07と、タイミングコントローラー702と、比較器としてのNOT回路704と、ラッチ回路(「LAT」と表記)711、712、723と、制御回路720と、を含む。
この図において、ADC700は、積分減衰器512から出力される信号Vaの電圧を3ビットに変換するものであり、一部については省略しているが、スイッチSw01、Sw02、Sw03、Sw11、Sw12、Sw13、Sw21、Sw22、Sw23、Sw31、Sw32、Sw33、Sw41、Sw42、Sw43、Sw51、Sw52、Sw53、Sw61、Sw62、Sw63、Sw71、Sw72、Sw73、SwRと、コンデンサーC00〜C07と、タイミングコントローラー702と、比較器としてのNOT回路704と、ラッチ回路(「LAT」と表記)711、712、723と、制御回路720と、を含む。
なお、説明の簡略化のために、例えばスイッチSw01、Sw11、Sw21、Sw31、Sw41、Sw51、Sw61、Sw71を総称して、スイッチSw*1と表記する場合がある。すなわち、スイッチSwの後の2桁の数字のうち、一位が「1」で共通のスイッチを表記する場合、十位を「*」で代表させて示すことにする。なお、この場合、「*」は、「0」〜「7」の整数である。
同様に、スイッチSwの後の2桁の数字のうち、一位が「2」の共通のスイッチについて、スイッチSw*2と表記し、一位が「3」の共通のスイッチについて、スイッチSw*3と表記して示す場合がある。
同様に、スイッチSwの後の2桁の数字のうち、一位が「2」の共通のスイッチについて、スイッチSw*2と表記し、一位が「3」の共通のスイッチについて、スイッチSw*3と表記して示す場合がある。
図に示されるように、スイッチSw*1の一端は共通接続されて、積分減衰器512(図10参照)から信号Vaがそれぞれ供給される。スイッチSw*2の一端は共通接続されて、変換制御器750から出力される電圧VLadcがそれぞれ印加される。スイッチSw*3の一端は共通接続されて、変換制御器750から出力される電圧VHadcがそれぞれ印加される。
このADC700は、高位側の電圧VHadcから低位側の電圧VLadcまでの電圧範囲において、信号Vaの電圧がどの位置(レベル)にあるかを3ビットで出力する。詳細には、ADC700は、電圧VHadcから電圧VLadcまでの範囲を分割した領域のうち、信号Vaの電圧がどの領域に属するのかを出力する。このとき、変換対象である電圧の高位側が二進表記で“000”とし、低位側が“111”とする。
なお、スイッチSw*1、Sw*2、Sw*3のオン/オフは、それぞれ制御回路720によって制御される。
このADC700は、高位側の電圧VHadcから低位側の電圧VLadcまでの電圧範囲において、信号Vaの電圧がどの位置(レベル)にあるかを3ビットで出力する。詳細には、ADC700は、電圧VHadcから電圧VLadcまでの範囲を分割した領域のうち、信号Vaの電圧がどの領域に属するのかを出力する。このとき、変換対象である電圧の高位側が二進表記で“000”とし、低位側が“111”とする。
なお、スイッチSw*1、Sw*2、Sw*3のオン/オフは、それぞれ制御回路720によって制御される。
スイッチSw01、Sw02、Sw03の他端は、コンデンサーC00の一端に共通接続される。同様に、スイッチSw11、Sw12、Sw13の他端は、コンデンサーC01の一端に共通接続される。このように、スイッチSwの後の2桁の数字のうち、十位が「?」で共通の3つのスイッチの他端は、コンデンサーC0?の他端に共通接続される。なお、「?」は、「0」〜「7」の整数である。また、コンデンサーC00〜C07のキャパシタンス(容量値)は、互いにほぼ等しい。
コンデンサーC00〜C07の他端は、NOT回路704の入力端とスイッチSwRの一端とに共通接続される。ここで、NOT回路704は、例えばCMOSインバーターであり、入力端の電圧が閾値としての電圧Vth以上であればLレベルを、電圧Vth未満であればHレベルを、それぞれ出力端から出力する。
なお、電圧Vthは、電圧VHdacと電圧LHdacとの、ほぼ中心に相当する値となるように設計される。また、コンデンサーC00〜C07の他端における共通接続点、すなわち、NOT回路704の入力端における電圧をVnとする。
なお、電圧Vthは、電圧VHdacと電圧LHdacとの、ほぼ中心に相当する値となるように設計される。また、コンデンサーC00〜C07の他端における共通接続点、すなわち、NOT回路704の入力端における電圧をVnとする。
また、スイッチSwRのオン/オフは、タイミングコントローラー702によって制御される。
NOT回路704の出力端とスイッチSwRの他端は、ラッチ回路711、712、713の入力端にそれぞれ共通接続される。
ラッチ回路711、712、713のそれぞれは、タイミングコントローラー702が指定したタイミングで入力信号を個別にラッチして出力する。
ここで、ADC700により出力されるデータDoの3ビットは、ラッチ回路711でラッチされた信号が最下位のLSBであり、ラッチ回路712でラッチされた信号が2位の2SBであり、ラッチ回路713でラッチされた信号が最上位のMSBである。
NOT回路704の出力端とスイッチSwRの他端は、ラッチ回路711、712、713の入力端にそれぞれ共通接続される。
ラッチ回路711、712、713のそれぞれは、タイミングコントローラー702が指定したタイミングで入力信号を個別にラッチして出力する。
ここで、ADC700により出力されるデータDoの3ビットは、ラッチ回路711でラッチされた信号が最下位のLSBであり、ラッチ回路712でラッチされた信号が2位の2SBであり、ラッチ回路713でラッチされた信号が最上位のMSBである。
制御回路720は、タイミングコントローラー702による指示の下、ラッチ回路711、712、713から出力される信号に応じてスイッチSw*1、Sw*2、Sw*3のオン/オフを制御する。
このADC700は、サンプリング期間において、積分減衰器512から出力される信号の信号Vaの電圧を時間的に異なる8点でサンプリングした後に、AD変換期間において、これら8点でサンプリングした電圧に対応する電荷を平準化して、3ビットのデータDoとして出力する、という手順を踏む。そこでまず、サンプリング期間について説明する。
図17は、ADC700におけるサンプリング期間について、各スイッチのオン/オフで示すタイミングチャートである。なお、各スイッチはHレベルでオンし、Lレベルでオフする。また、スイッチSwRのオン/オフについてはタイミングコントローラー702で制御され、スイッチSw*1、Sw*2、Sw*3については制御回路720で制御される点については上述した通りである。
まず、時刻T0において、スイッチSwR、Sw*1がオンに制御される。なお、サンプリング期間の全域にわたって、スイッチSw*2、Sw*3はオフに維持される。
スイッチSwRのオンによって、NOT回路704における入力端および出力端が短絡するので、コンデンサーC00〜C07の他端(比較器入力)の電圧Vnは、当該NOT回路704における閾値の電圧Vthとなる。一方、スイッチSw*1のオンによって、コンデンサーC00〜C07の一端は、信号Vaの電圧となる。
スイッチSwRのオンによって、NOT回路704における入力端および出力端が短絡するので、コンデンサーC00〜C07の他端(比較器入力)の電圧Vnは、当該NOT回路704における閾値の電圧Vthとなる。一方、スイッチSw*1のオンによって、コンデンサーC00〜C07の一端は、信号Vaの電圧となる。
次に、時刻T1において、スイッチSw01がオフに制御される。スイッチSw01のオフによって、コンデンサーC01の一端には、時刻T1における信号Vaの電圧がサンプリングされて保持される。
なお、便宜的に、このときの電圧を、Va(T1)と表記とする。コンデンサーC01の他端は、電圧Vthであるので、コンデンサーC00では、電圧|Va(T1)−Vth|が保持されることになる。
なお、便宜的に、このときの電圧を、Va(T1)と表記とする。コンデンサーC01の他端は、電圧Vthであるので、コンデンサーC00では、電圧|Va(T1)−Vth|が保持されることになる。
以降同様に、時刻T2から時刻T8までにかけて、スイッチSw11、Sw21、Sw31、Sw41、Sw51、Sw61、Sw71が順番にオフに制御されると、コンデンサーC00〜C07の他端が閾値の電圧Vthに保たれた状態で、
コンデンサーC01の一端には電圧Va(T2)が、
コンデンサーC02の一端には電圧Va(T3)が、
コンデンサーC03の一端には電圧Va(T4)が、
コンデンサーC04の一端には電圧Va(T5)が、
コンデンサーC05の一端には電圧Va(T6)が、
コンデンサーC06の一端には電圧Va(T7)が、
コンデンサーC07の一端には電圧Va(T8)が、
それぞれ保持されることになる。
そして、時刻T9において、スイッチSwRがオフに制御されると、コンデンサーC00〜C07では、時刻T1〜T8にてサンプリングされた保持電圧に応じた電荷が蓄積されることになる。
コンデンサーC01の一端には電圧Va(T2)が、
コンデンサーC02の一端には電圧Va(T3)が、
コンデンサーC03の一端には電圧Va(T4)が、
コンデンサーC04の一端には電圧Va(T5)が、
コンデンサーC05の一端には電圧Va(T6)が、
コンデンサーC06の一端には電圧Va(T7)が、
コンデンサーC07の一端には電圧Va(T8)が、
それぞれ保持されることになる。
そして、時刻T9において、スイッチSwRがオフに制御されると、コンデンサーC00〜C07では、時刻T1〜T8にてサンプリングされた保持電圧に応じた電荷が蓄積されることになる。
図18は、電圧Vaが時刻T1〜T8に、コンデンサーC00〜C07の一端でサンプリングされるポイントを黒丸で示す図である。
このようにコンデンサーC00〜C07に、8点でサンプリングされた電荷が蓄積されると、AD変換期間において、これらの電荷を平準化するとともに、これらの平準化した電荷に基づいたAD変換が実行される。
そこで次に、このAD変換の動作について説明する。
このようにコンデンサーC00〜C07に、8点でサンプリングされた電荷が蓄積されると、AD変換期間において、これらの電荷を平準化するとともに、これらの平準化した電荷に基づいたAD変換が実行される。
そこで次に、このAD変換の動作について説明する。
図19は、第1例におけるAD変換期間の動作を示すフローチャートであり、図20は、その動作の一例について、各スイッチのオン/オフで示すタイミングチャートである。
まず、サンプリング期間での時刻T9の後の時刻T10において、スイッチSw*2がオンに制御される(ステップS0)。なお、AD変換期間の全域にわたってスイッチSwR、Sw*3はオフに維持される。また、図20においては省略しているが、スイッチSw*01についてもオフに維持される。
まず、サンプリング期間での時刻T9の後の時刻T10において、スイッチSw*2がオンに制御される(ステップS0)。なお、AD変換期間の全域にわたってスイッチSwR、Sw*3はオフに維持される。また、図20においては省略しているが、スイッチSw*01についてもオフに維持される。
スイッチSw*2のオンによって、コンデンサーC00〜C07の一端には、それぞれロー側の電圧VLadcが印加される。すなわち、コンデンサーC00〜C07は、互いに並列接続された状態において、それぞれの一端に電圧VLadcが印加される。このため、コンデンサーC00〜C07には、電圧Vthに対して、8点でサンプリングした信号Vaの電圧に応じた電荷が、互いに平準化された状態で蓄積されることになる。端的にいえば、コンデンサーC00〜C07には、いずれも、信号Vaの電圧平均値に応じた電荷が蓄積される。したがって、以降においては、これらの電荷に基づいた電圧をAD変換する作業となる。
なお、この平準化によって、コンデンサーC00〜C07の他端、すなわちNOT回路704の入力端(比較器入力)における電圧Vnは、サンプリングした信号Vaの電圧平均値が、次の3値である場合、電圧Vnは、次のような値となる。
例えば、第1に、サンプリングした信号Vaの電圧平均値が最低値の電圧VLdacであれば、コンデンサーC00〜C07の一端は、スイッチSw*2のオンによって、電圧VLadcが印加されても電圧変化しないので、電圧Vnは、閾値の電圧Vthを維持する。
第2に、サンプリングした信号Vaの電圧平均値が電圧VLdacおよび電圧VHdacのほぼ中心である電圧Vthであれば、コンデンサーC00〜C07に蓄積された電荷の和がゼロであるので、スイッチSw*2のオンによって、コンデンサーC00〜C07の一端に電圧VLadcが印加されたときに、他端である電圧Vnは、一端と同じ電圧VLdacとなる。
第3に、サンプリングした信号Vaの電圧平均値が最高値の電圧VHdacであれば、スイッチSw*2のオンによって、コンデンサーC00〜C07の一端が当該電圧VHadcから電圧VHadcに低下するので、他端である電圧Vnは、電圧Vthから、|VHdac−VLdac|だけ、さらに引き下げられることになる。
第2に、サンプリングした信号Vaの電圧平均値が電圧VLdacおよび電圧VHdacのほぼ中心である電圧Vthであれば、コンデンサーC00〜C07に蓄積された電荷の和がゼロであるので、スイッチSw*2のオンによって、コンデンサーC00〜C07の一端に電圧VLadcが印加されたときに、他端である電圧Vnは、一端と同じ電圧VLdacとなる。
第3に、サンプリングした信号Vaの電圧平均値が最高値の電圧VHdacであれば、スイッチSw*2のオンによって、コンデンサーC00〜C07の一端が当該電圧VHadcから電圧VHadcに低下するので、他端である電圧Vnは、電圧Vthから、|VHdac−VLdac|だけ、さらに引き下げられることになる。
なお、図20において、比較器入力の縦方向のスケール(電圧スケール)は、説明のために論理信号である他の信号の縦方向スケールと異ならせている。図における※は、この縦方向スケールが他とは異なることを示している(後述する図22についても同様である)。
第1例では逐次変換型としているので、平準化後におけるAD変換の概要は次の通りとなる。すなわち、
1回目に、コンデンサーC00〜C07の半分である4個のコンデンサーに蓄積された電荷の和に基づく電圧Vnが、フルスケールの中間値である電圧Vth未満であるか否かが判別され(ステップS1・S2)、
2回目に、この判別結果に応じて、比較に用いるコンデンサーの2個を追加(+2)または削減(−2)させて、これらの電荷の和に基づく電圧Vnが、電圧Vth未満であるか否かが判別され(ステップS3・S4、または、ステップS13・S14)、
3回目に、この判別結果のそれぞれに応じて、比較に用いるコンデンサーの1個を追加(+1)または削減(−1)させて、これらの電荷の和に基づく電圧Vnが、電圧Vth未満であるか否かが判別される(ステップS5・S6、ステップS9・S10、ステップS15・S16、または、ステップS19・S20)。
1回目に、コンデンサーC00〜C07の半分である4個のコンデンサーに蓄積された電荷の和に基づく電圧Vnが、フルスケールの中間値である電圧Vth未満であるか否かが判別され(ステップS1・S2)、
2回目に、この判別結果に応じて、比較に用いるコンデンサーの2個を追加(+2)または削減(−2)させて、これらの電荷の和に基づく電圧Vnが、電圧Vth未満であるか否かが判別され(ステップS3・S4、または、ステップS13・S14)、
3回目に、この判別結果のそれぞれに応じて、比較に用いるコンデンサーの1個を追加(+1)または削減(−1)させて、これらの電荷の和に基づく電圧Vnが、電圧Vth未満であるか否かが判別される(ステップS5・S6、ステップS9・S10、ステップS15・S16、または、ステップS19・S20)。
具体的な動作について図20を参照して説明する。
時刻T10の後の時刻T11において、スイッチSw02、Sw12、Sw22、Sw32がオフに制御され、スイッチSw03、Sw13、Sw23、Sw33がオンに制御される一方、他のスイッチのオン/オフ状態が維持される(ステップS1)。
これにより、平準化された8個のコンデンサーC00〜C07のうち、4個のコンデンサーC00〜C03における各一端が電圧VLdacから電圧VHLdacに持ち上げられる。
ただし、残りの4個のコンデンサーC04〜C07の各一端は電圧VLdacに維持された状態であるので、コンデンサーC00〜C07では電荷が再分配される結果、8個にわたって平準化された電荷のうち、4個分に蓄積された電荷に応じた分だけ、共通接続された他端の電圧Vnが上昇する。
このときの電圧Vnは、上記3値を例にとって説明すれば、次のような値となる。
時刻T10の後の時刻T11において、スイッチSw02、Sw12、Sw22、Sw32がオフに制御され、スイッチSw03、Sw13、Sw23、Sw33がオンに制御される一方、他のスイッチのオン/オフ状態が維持される(ステップS1)。
これにより、平準化された8個のコンデンサーC00〜C07のうち、4個のコンデンサーC00〜C03における各一端が電圧VLdacから電圧VHLdacに持ち上げられる。
ただし、残りの4個のコンデンサーC04〜C07の各一端は電圧VLdacに維持された状態であるので、コンデンサーC00〜C07では電荷が再分配される結果、8個にわたって平準化された電荷のうち、4個分に蓄積された電荷に応じた分だけ、共通接続された他端の電圧Vnが上昇する。
このときの電圧Vnは、上記3値を例にとって説明すれば、次のような値となる。
すなわち、第1に、サンプリングされた信号Vaの電圧平均値が最低値の電圧VLdacであって、変化前の電圧Vnが電圧Vthであった場合、8個のうち、4個のコンデンサーの一端が電圧VLdacから電圧VHdacに上昇するので、変化後の電圧Vnは、変化前の電圧である電圧Vthと、当該電圧Vthが上昇した電圧(Vth+VHdac)とを1:1に内分した地点の電圧VHdacとなる。第2に、サンプリングされた信号Vaの電圧平均値が中間値の電圧Vthであって、変化前の電圧Vnが電圧VLdacであった場合、変化後の電圧Vnは、変化前の電圧である電圧VLdacと、当該電圧VLdacが上昇した電圧VHdacとを1:1に内分した地点の電圧Vthとなる。第3に、サンプリングされた信号Vaの電圧平均値が最高値の電圧VHdacであって、変化前の電圧Vnが電圧VLdacから|VHdac−Vth|だけ引き下げられた状態であった場合、変化後の電圧Vnは、変化前の電圧である電圧VHdacと、当該電圧VHdacが上昇した電圧Vthとを1:1に内分した地点の電圧VLdacとなる。
さて、時刻T11以降(時刻T12よりも前)において、タイミングコントローラー720は、ラッチ回路713に対してNOT回路704の出力信号(比較器出力)のラッチを指示する。この指示にしたがってラッチ回路713は、比較器出力をラッチする。
ラッチ回路713の出力信号は、4個のコンデンサーにおける一端を電圧VHdacに持ち上げたことによる電荷再配分後の電圧Vnが電圧Vth未満であれば、“1”となり、電圧Vth以上であれば、“0”となる信号であって、データDoにおけるMSBとなる。
ラッチ回路713の出力信号は、4個のコンデンサーにおける一端を電圧VHdacに持ち上げたことによる電荷再配分後の電圧Vnが電圧Vth未満であれば、“1”となり、電圧Vth以上であれば、“0”となる信号であって、データDoにおけるMSBとなる。
図20の例では、時刻T11以降における電圧Vnが電圧Vth未満であり、MSBが“1”となるので、すなわちステップS2の判別結果が「Yes」となるので、制御回路720は、この判別結果に応じて、次のようにスイッチのオンオフを制御する。すなわち、時刻T11の後の時刻T12において、制御回路720は、スイッチSw42、52をオフに制御し、スイッチSw43、Sw53をオンに制御する(ステップS3)。これにより、4個に加え、さらに2個のコンデンサーC04、C05の計6個の一端に電圧VHadcが印加される。
一方、時刻T12以降(時刻T13よりも前)において、タイミングコントローラー720は、ラッチ回路712に対して比較器出力のラッチを指示する。この指示にしたがってラッチ回路712は、比較器出力をラッチする。
ラッチ回路712の出力信号は、時刻T12以降において比較器出力をラッチした信号であり、この信号が、データDoにおける2SBとなる。
一方、時刻T12以降(時刻T13よりも前)において、タイミングコントローラー720は、ラッチ回路712に対して比較器出力のラッチを指示する。この指示にしたがってラッチ回路712は、比較器出力をラッチする。
ラッチ回路712の出力信号は、時刻T12以降において比較器出力をラッチした信号であり、この信号が、データDoにおける2SBとなる。
この例では、時刻T12以降における電圧Vnが電圧Vth以上であり、2SBが“0”であるので、すなわちステップS4の判別結果が「No」となるので、制御回路720は、この判別結果に応じて、次のようにスイッチのオンオフを制御する。すなわち、時刻T12の後の時刻T13において、制御回路720は、スイッチSw42、52をオンに、スイッチSw43、Sw53をオフに、それぞれ戻すように制御するとともに、スイッチSw62をオフに、スイッチSw63をオンに、それぞれ制御する(ステップS9)。これにより、6個のコンデンサーのうち、上記ステップS3において加えられた2個のコンデンサーC04、05の一端が電圧VLdacに戻される一方で、別の1個のコンデンサーC06の一端が電圧VLadcから電圧VHadcに切り替えられる。
一方、時刻T13以降において、タイミングコントローラー720は、ラッチ回路711に対して比較器出力のラッチを指示する。この指示にしたがってラッチ回路711は、比較器出力をラッチする。
ラッチ回路711の出力信号は、時刻T13以降において比較器出力をラッチした信号であり、この信号が、データDoにおけるLSBとなる。
この例では、時刻T13以降における電圧Vnが電圧Vth未満であり、LSBが“1”であるので、すなわちステップS10の判別結果が「Yes」となるので、ラッチ回路713、712、711によってラッチされた信号、すなわちデータDoは、“101”となる(ステップS11)。
一方、時刻T13以降において、タイミングコントローラー720は、ラッチ回路711に対して比較器出力のラッチを指示する。この指示にしたがってラッチ回路711は、比較器出力をラッチする。
ラッチ回路711の出力信号は、時刻T13以降において比較器出力をラッチした信号であり、この信号が、データDoにおけるLSBとなる。
この例では、時刻T13以降における電圧Vnが電圧Vth未満であり、LSBが“1”であるので、すなわちステップS10の判別結果が「Yes」となるので、ラッチ回路713、712、711によってラッチされた信号、すなわちデータDoは、“101”となる(ステップS11)。
ここでは、図19においてステップが(S0)→S1→S2→S3→S4→S9→S10→S11という経路を辿る場合を例にとって説明したが、3段階の判別結果に応じて、別の経路を辿る。
例えば、ステップS10において、電圧Vnが電圧Vth以上であれば、判別結果が「No」となり、LSBが“0”となるので、ラッチ回路713、712、711によってラッチされるデータDoは“100”となる(ステップS12)。
また、ステップS4において、電圧Vnが電圧Vth未満であれば、判別結果が「Yes」となり、2SBが“1”となるので、制御回路720は、時刻T13以降においてスイッチSw42、52をオフに維持し、スイッチSw43、Sw53をオンに維持した上で、スイッチSw62をオフに、スイッチSw63をオン、それぞれ制御する(ステップS5)。これにより、4個のコンデンサーのうち、上記ステップS3において加えられた2個のコンデンサーC04、05の一端が電圧VHdacに維持された上で、別の1個のコンデンサーC06の一端が電圧VLadcから電圧VHadcに切り替えられる。
さらに、ステップS2において、電圧Vnが電圧Vth以上であれば、判別結果が「No」となり、MSBが“0”となるので、制御回路720は、時刻T12以降において、スイッチSw02、12、22、32をオン、スイッチSw03、13、23、33をオフに、それぞれ戻すように制御した上で、スイッチSw42、52をオフに、スイッチSw43、53をオンに、それぞれ制御する(ステップS13)。これにより、4個のコンデンサーC00〜C03の一端が電圧VLdacに戻される一方で、別の2個のコンデンサーC04、C6の一端が電圧VLadcから電圧VHadcに切り替えられる。
このように、第1例では、図19に示される3段階の判別結果に応じて、データDoが決定される。
例えば、ステップS10において、電圧Vnが電圧Vth以上であれば、判別結果が「No」となり、LSBが“0”となるので、ラッチ回路713、712、711によってラッチされるデータDoは“100”となる(ステップS12)。
また、ステップS4において、電圧Vnが電圧Vth未満であれば、判別結果が「Yes」となり、2SBが“1”となるので、制御回路720は、時刻T13以降においてスイッチSw42、52をオフに維持し、スイッチSw43、Sw53をオンに維持した上で、スイッチSw62をオフに、スイッチSw63をオン、それぞれ制御する(ステップS5)。これにより、4個のコンデンサーのうち、上記ステップS3において加えられた2個のコンデンサーC04、05の一端が電圧VHdacに維持された上で、別の1個のコンデンサーC06の一端が電圧VLadcから電圧VHadcに切り替えられる。
さらに、ステップS2において、電圧Vnが電圧Vth以上であれば、判別結果が「No」となり、MSBが“0”となるので、制御回路720は、時刻T12以降において、スイッチSw02、12、22、32をオン、スイッチSw03、13、23、33をオフに、それぞれ戻すように制御した上で、スイッチSw42、52をオフに、スイッチSw43、53をオンに、それぞれ制御する(ステップS13)。これにより、4個のコンデンサーC00〜C03の一端が電圧VLdacに戻される一方で、別の2個のコンデンサーC04、C6の一端が電圧VLadcから電圧VHadcに切り替えられる。
このように、第1例では、図19に示される3段階の判別結果に応じて、データDoが決定される。
ここで、ADC700によるAD変換例について説明する。
ADC700は、上述したように、高位側の電圧VHadcから低位側の電圧VLadcまでの電圧範囲において、信号Vaの電圧がどの位置にあるかを3ビットで出力する。
例えば、電圧VHadcが1.504ボルト、電圧VLdacが1.490ボルトに、それぞれ変換制御器750によって設定された場合、信号Vaの電圧に対して、データDoは、図25の(a)に示されるように変換される。したがって、この場合に、信号Vaの電圧が1.497ボルトであれば、データDoは“100”として出力される。
また例えば、電圧VHadcが2.449ボルト、電圧VLdacが2.335ボルトに、それぞれ変換制御器750によって設定された場合、信号Vaの電圧に対して、データDoは、図26の(a)に示されるように変換される。したがって、この場合に、信号Vaの電圧が2.442ボルトであれば、データDoは“100”として出力される。
ADC700は、上述したように、高位側の電圧VHadcから低位側の電圧VLadcまでの電圧範囲において、信号Vaの電圧がどの位置にあるかを3ビットで出力する。
例えば、電圧VHadcが1.504ボルト、電圧VLdacが1.490ボルトに、それぞれ変換制御器750によって設定された場合、信号Vaの電圧に対して、データDoは、図25の(a)に示されるように変換される。したがって、この場合に、信号Vaの電圧が1.497ボルトであれば、データDoは“100”として出力される。
また例えば、電圧VHadcが2.449ボルト、電圧VLdacが2.335ボルトに、それぞれ変換制御器750によって設定された場合、信号Vaの電圧に対して、データDoは、図26の(a)に示されるように変換される。したがって、この場合に、信号Vaの電圧が2.442ボルトであれば、データDoは“100”として出力される。
ADC700は、時間の異なる複数点(図16の例では8点)にて、ほぼ同容量のコンデンサーC00〜C07に順次サンプリングした信号Vaの電圧(に応じた電荷)を、時刻T10におけるスイッチSw*2のオンによって平準化して、この平準化した電荷に基づいてAD変換する。
このため、ADC700によれば、複数回にわたってサンプリングした電圧をAD変換し、各AD変換結果の平均値を演算によって求める構成と比較して、演算が不要であるので、その分、サンプリングから平均値が出力されるまでのトータル時間を短縮化することができる。
このため、ADC700によれば、複数回にわたってサンプリングした電圧をAD変換し、各AD変換結果の平均値を演算によって求める構成と比較して、演算が不要であるので、その分、サンプリングから平均値が出力されるまでのトータル時間を短縮化することができる。
また、ADC700は、AD変換の対象とする信号にリプルが残存することを前提としているので、複数回にわたってサンプリングした電圧を平準化している。このため、本実施形態では、ADC700の前段に、変換対象となる信号のリプルを小さくするためのLPFが不要である。
LPFが不要である点について詳述すると、変換対象となる信号のリプルを十分に小さくするためには、LPFとして、大きな容量や、抵抗、インダクターが必要であり、これをLSIとして集積化するためには、ダイ(チップ)面積の増大、すなわち、高コスト化を招く。LSIに対して外付けの部品とすれば、ダイ面積の増大については回避することができるが、外付け部品を実装するための面積を含めた回路全体の肥大化や、コストの増大は避けられない。また、LPFを設けると、変換対象の信号をサンプリングするまでの待機時間が必要となる。
本実施形態では、ADC700の前段にLPFを設ける必要がないので、LSIの集積化による小型化、低コスト化が容易であるだけでなく、待機時間も不要とすることができる。
なお、本実施形態において、ADC700の前段には、LPFの一種である積分減衰器512が設けられているが、この積分減衰器512が設けられている理由は、上述したように、駆動信号COM−Aの電圧をDAC800の出力電圧に合わせるため、および、D級増幅の自励発振において、ある程度の遅延が必要となるため、である。このため、ADC700によるAD変換の機能に着目すれば、積分減衰器512の存在を無視しても良いことは明白であろう。
LPFが不要である点について詳述すると、変換対象となる信号のリプルを十分に小さくするためには、LPFとして、大きな容量や、抵抗、インダクターが必要であり、これをLSIとして集積化するためには、ダイ(チップ)面積の増大、すなわち、高コスト化を招く。LSIに対して外付けの部品とすれば、ダイ面積の増大については回避することができるが、外付け部品を実装するための面積を含めた回路全体の肥大化や、コストの増大は避けられない。また、LPFを設けると、変換対象の信号をサンプリングするまでの待機時間が必要となる。
本実施形態では、ADC700の前段にLPFを設ける必要がないので、LSIの集積化による小型化、低コスト化が容易であるだけでなく、待機時間も不要とすることができる。
なお、本実施形態において、ADC700の前段には、LPFの一種である積分減衰器512が設けられているが、この積分減衰器512が設けられている理由は、上述したように、駆動信号COM−Aの電圧をDAC800の出力電圧に合わせるため、および、D級増幅の自励発振において、ある程度の遅延が必要となるため、である。このため、ADC700によるAD変換の機能に着目すれば、積分減衰器512の存在を無視しても良いことは明白であろう。
上述したADC700については逐次変換型を例にとって説明したが、別の型、例えばランプ波形比較型でも良い。そこで次に、ADC700の第2例として、ランプ波形比較型について説明する。
図21は、ADC700(第2例:ランプ波形比較型)の構成を示す図である。
この図に示す第2例が図16に示した第1例と相違する部分は、比較器であるNOT回路704の出力端以降にある。そこで第2例については、この相違している部分について重きをおいて説明する。
第2例においては、ラッチ回路に代えてカウンター732が設けられるとともに、このカウンター732の出力に応じて、制御回路722がスイッチSw*1、Sw*2、Sw*3のオン/オフを個別に制御する構成となっている。カウンター732は、タイミングコントローラー702の指示によって、カウント結果を初期値の「0」(“000”)から「7」(“111”)までアップカウントするとともに、NOT回路704の出力信号がHからLレベルに変化したときのカウント結果をデータDoとして出力する。
この図に示す第2例が図16に示した第1例と相違する部分は、比較器であるNOT回路704の出力端以降にある。そこで第2例については、この相違している部分について重きをおいて説明する。
第2例においては、ラッチ回路に代えてカウンター732が設けられるとともに、このカウンター732の出力に応じて、制御回路722がスイッチSw*1、Sw*2、Sw*3のオン/オフを個別に制御する構成となっている。カウンター732は、タイミングコントローラー702の指示によって、カウント結果を初期値の「0」(“000”)から「7」(“111”)までアップカウントするとともに、NOT回路704の出力信号がHからLレベルに変化したときのカウント結果をデータDoとして出力する。
第2例においてサンプリング期間の動作は、第1例におけるサンプリング期間(図17参照)と同じである。このため、第2例については、AD変換期間の動作を中心に説明することにする。
図22は、第2例におけるAD変換期間の動作の一例について、各スイッチのオン/オフで示すタイミングチャートである。
まず、サンプリング期間での時刻T9の後の時刻T20において、スイッチSw*2がオンに制御される。なお、AD変換期間の全域にわたってスイッチSwR、Sw*3はオフに維持される点については第1例と同様である。
時刻T20におけるスイッチSw*2のオンによって、コンデンサーC00〜C07の一端には、それぞれロー側の電圧VLadcが印加されるので、コンデンサーC00〜C07にサンプリングされた電圧に応じた電荷が、電圧VLadcを基準にして平準化された状態でホールドされる。このため、NOT回路704の入力端(比較器入力)における電圧Vnは、この平準化された電荷に応じた電圧となる。
まず、サンプリング期間での時刻T9の後の時刻T20において、スイッチSw*2がオンに制御される。なお、AD変換期間の全域にわたってスイッチSwR、Sw*3はオフに維持される点については第1例と同様である。
時刻T20におけるスイッチSw*2のオンによって、コンデンサーC00〜C07の一端には、それぞれロー側の電圧VLadcが印加されるので、コンデンサーC00〜C07にサンプリングされた電圧に応じた電荷が、電圧VLadcを基準にして平準化された状態でホールドされる。このため、NOT回路704の入力端(比較器入力)における電圧Vnは、この平準化された電荷に応じた電圧となる。
第2例では、時刻T20後の時刻T21において、タイミングコントローラー702は、制御回路722に対して各スイッチを次のような状態にさせる旨を指示する。
この指示によって制御回路722は、スイッチSw02をオフに、スイッチSw03をオンに、それぞれ制御する。これにより、電荷が平準化されたコンデンサーC00〜C07のうち、コンデンサーC00の一端が電圧VLdacから電圧VHdacに切り替えられる。ただし、残りの7個のコンデンサーC01〜C07の各一端は電圧VLdacに維持された状態であるので、コンデンサーC00〜C07では電荷が再分配される結果、8個にわたって平準化された電荷のうち、1個分に蓄積された電荷に応じた分だけ、共通接続された他端の電圧Vnが上昇する。
また、時刻T21において、タイミングコントローラー702は、カウンター732に対し、カウント結果のリセットを指示する。これより、カウンター732のカウント結果は「0」(“000”)にリセットされる。
この指示によって制御回路722は、スイッチSw02をオフに、スイッチSw03をオンに、それぞれ制御する。これにより、電荷が平準化されたコンデンサーC00〜C07のうち、コンデンサーC00の一端が電圧VLdacから電圧VHdacに切り替えられる。ただし、残りの7個のコンデンサーC01〜C07の各一端は電圧VLdacに維持された状態であるので、コンデンサーC00〜C07では電荷が再分配される結果、8個にわたって平準化された電荷のうち、1個分に蓄積された電荷に応じた分だけ、共通接続された他端の電圧Vnが上昇する。
また、時刻T21において、タイミングコントローラー702は、カウンター732に対し、カウント結果のリセットを指示する。これより、カウンター732のカウント結果は「0」(“000”)にリセットされる。
次に時刻T21後の時刻T22において、タイミングコントローラー702は、制御回路722に対して各スイッチを次のような状態にさせる旨を指示する。
この指示によって制御回路722は、スイッチSw12をオフに、スイッチSw13をオンに、それぞれ制御する。これにより、コンデンサーC00にくわえてコンデンサーC01の一端が電圧VLdacから電圧VHdacに切り替えられる。すなわち、一端が電圧VHdacに切り替えられるコンデンサーの累計個数が「2」となる。
また、時刻T22において、タイミングコントローラー702は、カウンター732に対し、カウント結果のアップカウントを指示する。これより、カウンター732のカウント結果は「1」(“001”)となる。
この指示によって制御回路722は、スイッチSw12をオフに、スイッチSw13をオンに、それぞれ制御する。これにより、コンデンサーC00にくわえてコンデンサーC01の一端が電圧VLdacから電圧VHdacに切り替えられる。すなわち、一端が電圧VHdacに切り替えられるコンデンサーの累計個数が「2」となる。
また、時刻T22において、タイミングコントローラー702は、カウンター732に対し、カウント結果のアップカウントを指示する。これより、カウンター732のカウント結果は「1」(“001”)となる。
以降同様に、
時刻T23において、スイッチSw22がオフに、スイッチSw23をオンに、
時刻T24において、スイッチSw32がオフに、スイッチSw33をオンに、
時刻T25において、スイッチSw42がオフに、スイッチSw43をオンに、
時刻T26において、スイッチSw52がオフに、スイッチSw53をオンに、
時刻T27において、スイッチSw62がオフに、スイッチSw63をオンに、
時刻T28において、スイッチSw72がオフに、スイッチSw73をオンに、
それぞれ制御されて、
一端が電圧VHdacに切り替えられるコンデンサーの累計個数が「1」ずつ、最終的に「8」まで増加する。
また、時刻T23〜T28においてカウンター732のカウント結果が「1」ずつアップカウントされて、それぞれ「2」(“010”)〜「7」(“111”)となる。
時刻T23において、スイッチSw22がオフに、スイッチSw23をオンに、
時刻T24において、スイッチSw32がオフに、スイッチSw33をオンに、
時刻T25において、スイッチSw42がオフに、スイッチSw43をオンに、
時刻T26において、スイッチSw52がオフに、スイッチSw53をオンに、
時刻T27において、スイッチSw62がオフに、スイッチSw63をオンに、
時刻T28において、スイッチSw72がオフに、スイッチSw73をオンに、
それぞれ制御されて、
一端が電圧VHdacに切り替えられるコンデンサーの累計個数が「1」ずつ、最終的に「8」まで増加する。
また、時刻T23〜T28においてカウンター732のカウント結果が「1」ずつアップカウントされて、それぞれ「2」(“010”)〜「7」(“111”)となる。
一方、コンデンサーC00〜C07の他端の共通接続点、すなわちNOT回路704の入力端(比較器入力)の電圧Vnは、図に示されるように、時刻T20において平準化された電圧から、一端が電圧VHdacに切り替えられるコンデンサーの累計個数が「1」ずつ増加する毎に、段階的に上昇する。
電圧Vnが段階的に上昇する過程において、当該電圧Vnが電圧Vth以上になると、NOT回路704の出力端(比較器出力)が反転してLレベルとなる。カウンター732は、比較器出力がLレベルに変化した時点でのカウント結果をデータDoとして出力する。
例えば、図22に示されるように、時刻T26後(時刻T27よりも前)において、比較器出力がLレベルに変換したならば、データDoは「5」(“101”)となる。
例えば、図22に示されるように、時刻T26後(時刻T27よりも前)において、比較器出力がLレベルに変換したならば、データDoは「5」(“101”)となる。
第2例のように、比較器出力を3ビットの8段階で変化させて、その都度、電圧Vthと比較する構成にすれば、第1例の逐次比較型と比較して、AD変換期間が長くなるが、図19のフローチャートでに示したような判別に応じた分岐処理が不要であるので、回路自体を簡単かつ小規模とすることができる。
なお、第1例および第2例のいずれにおいても、3ビットの出力のために、サンプリングおよび保持用として、コンデンサーC00〜C07の8個を用いたが、この個数は出力ビットに応じて適宜変更可能なのは言うまでもない。
次に、駆動回路50におけるDAC800について説明する。
図23は、DAC800の構成を示す図である。
図に示されるように、DAC800は、高位側の電圧VHdacを出力する電圧出力回路810と、低位側の電圧VLdacを出力する電圧出力回路820と、制御部100(図10参照)から供給される10ビットの波形データdAを、アナログ電圧に変換する変換部830と、を含む。
図に示されるように、DAC800は、高位側の電圧VHdacを出力する電圧出力回路810と、低位側の電圧VLdacを出力する電圧出力回路820と、制御部100(図10参照)から供給される10ビットの波形データdAを、アナログ電圧に変換する変換部830と、を含む。
なお、DACは、一般には、入力のデジタルデータをアナログ信号に変換して出力する構成をいう場合があるが、本説明では、当該アナログ信号の上限値(電圧)を制御信号H-Selで規定し、下限値を制御信号L-Selで規定する機構を含んだ意味で用いている。
電圧出力回路810は、一部の図示が省略されているが、一端に電圧VH00〜VH15が順に印加され、他端が共通接続されたスイッチSH00〜SH15と、当該共通接続された他端の電圧を1倍増幅して、電圧VHdacとして出力する非反転増幅回路815とによって構成される。ここで、スイッチSH00〜SH15のうち、制御信号H-Selで指定された1つがオンする。このため、非反転増幅回路815は、オンしたスイッチの一端に印加された電圧を、電圧VHdacとして出力する構成となっている。
電圧VH00〜VH15については、図示省略した電源回路によって生成され、例えば図25(b)に示されるように設定される。すなわち、電圧VH00については2.016ボルトに設定され、電圧VH01〜VH15については電圧VH00から0.002ボルト刻みで段階的に低下した電圧に設定される。
電圧VH00〜VH15については、図示省略した電源回路によって生成され、例えば図25(b)に示されるように設定される。すなわち、電圧VH00については2.016ボルトに設定され、電圧VH01〜VH15については電圧VH00から0.002ボルト刻みで段階的に低下した電圧に設定される。
なお、説明の便宜上、制御信号H-Selによって電圧VH08に対応するスイッチがオンした状態を初期設定状態とする。すなわち、電圧VHdacの初期設定値を2.000ボルトとする。また、スイッチSH00〜SH15については、便宜的に、一端側に印加される電圧が高い側をランクが高い(低い側をランクが低い)、と呼ぶ場合がある。
電圧出力回路820は、電圧出力回路810とほぼ同様な構成である。詳細には、電圧出力回路820は、一端に電圧VL00〜VL15が順に印加され、他端が共通接続されたスイッチSL00〜SL15と、当該共通接続された他端の電圧を1倍増幅して、電圧VLdacとして出力する非反転増幅回路825とによって構成される。スイッチSL00〜SL15のうち、制御信号L-Selで指定された1つがオンする。このため、非反転増幅回路825は、オンしたスイッチの一端に印加された電圧を、電圧VLdacとして出力する構成となっている。
電圧VH00〜VH15については、上記電源回路によって生成され、例えば図26(b)に示されるように設定される。すなわち、電圧VL00については1.016ボルトに設定され、電圧VL01〜VL15については電圧VL00から0.002ボルト刻みで段階的に低下した電圧に設定される。
電圧VH00〜VH15については、上記電源回路によって生成され、例えば図26(b)に示されるように設定される。すなわち、電圧VL00については1.016ボルトに設定され、電圧VL01〜VL15については電圧VL00から0.002ボルト刻みで段階的に低下した電圧に設定される。
なお、説明の便宜上、制御信号L-Selによって電圧VL08に対応するスイッチがオンした状態を初期設定状態とする。すなわち、電圧VLdacの初期設定値を1.000ボルトとする。また、スイッチSL00〜SL15についても、スイッチSH00〜SH15と同様に、一端側に印加される電圧が高い側をランクが高い(低い側をランクが低い)、と呼ぶ場合がある。
変換部830は、複数の抵抗と、複数のスイッチと、デコーダー(「Dec」と表記)832と、非反転増幅回路835と、を含む。
詳細には、抵抗値Rの抵抗が、非反転増幅回路815の出力端から非反転増幅回路825の出力端まで、1023個(=210−1)、直列に接続されている。直列に接続された抵抗の接続点には、それぞれスイッチの一端が接続され、これらのスイッチの他端同士は共通接続されている。なお、これらのスイッチの個数は、抵抗よりも「1」だけ多いので1024個となる。
詳細には、抵抗値Rの抵抗が、非反転増幅回路815の出力端から非反転増幅回路825の出力端まで、1023個(=210−1)、直列に接続されている。直列に接続された抵抗の接続点には、それぞれスイッチの一端が接続され、これらのスイッチの他端同士は共通接続されている。なお、これらのスイッチの個数は、抵抗よりも「1」だけ多いので1024個となる。
1024個のスイッチは、非反転増幅回路815の出力端から非反転増幅回路825の出力端まで、10ビットの波形データdAを二進表記したときの降順に対応している。デコーダー832は、波形データdAをデコードして、当該デコード結果に対応するスイッチをオンに制御する。例えば、波形データdAが“0000011110”であれば、デコーダー832は、非反転増幅回路825の出力端側から、1、2、3、…というように数えて31番目のスイッチ(図23において(1E)16と表記)だけをオンさせる。また例えば、波形データdAが“1111101000”であれば、デコーダー832は、非反転増幅回路825の出力端側から数えて1001番目のスイッチ(同図において(3E8)16と表記)だけをオンさせる。
非反転増幅回路835は、1024個のスイッチの他端における共通接続の電圧を1倍増幅して、信号Aaとして出力する。
非反転増幅回路835は、1024個のスイッチの他端における共通接続の電圧を1倍増幅して、信号Aaとして出力する。
このDAC800では、電圧VHdacから電圧VLdacまでの電圧範囲を1024分割した電圧のうち、波形データdAに対応する電圧が信号Aaとして出力されることになる。換言すれば、信号Aaは、電圧VHdacを上限とし、電圧VLdacを下限とした電圧範囲を10ビットの1024段階で刻んだ電圧のうち、波形データdAで示される値の降順に対応する電圧である。
このため、オンさせるスイッチSH00〜SH15を切り替えて、電圧VHdacを変更すると、DAC800が出力する電圧範囲の上限値も変更される。一方、オンさせるスイッチSL00〜SL15を切り替えて、電圧VLdacを変更すると、DAC800が出力する電圧範囲の下限値も変更される。すなわち、電圧VHdac、VLdacの変更によって、波形データdAに対応する信号Aaの電圧を補正(調整)することができる。したがって、電圧VHdacが、調整電位のうちの第1調整電位に相当し、電圧VLdacが、調整電位のうちの第2調整電位に相当することになる。
このため、オンさせるスイッチSH00〜SH15を切り替えて、電圧VHdacを変更すると、DAC800が出力する電圧範囲の上限値も変更される。一方、オンさせるスイッチSL00〜SL15を切り替えて、電圧VLdacを変更すると、DAC800が出力する電圧範囲の下限値も変更される。すなわち、電圧VHdac、VLdacの変更によって、波形データdAに対応する信号Aaの電圧を補正(調整)することができる。したがって、電圧VHdacが、調整電位のうちの第1調整電位に相当し、電圧VLdacが、調整電位のうちの第2調整電位に相当することになる。
ここで、DAC800の電圧補正について説明する前に、当該DAC800の出力である信号Aaと、当該信号AaをD級増幅した駆動信号COM−Aと、当該駆動信号COM−Aの帰還信号を積分・減衰した信号Vaと、の振幅等の関係について説明しておく。
図24は、信号Aaと、駆動信号COM−Aと、信号Vaとの振幅等の関係を示す図である。
上述したように、電圧VLdacの初期設定値を1.000ボルトとし、電圧VHLdacの初期設定値を2.000ボルトとしているので、信号Aaの電圧振幅は初期設定では、(a)に示されるように、1.000〜2.000ボルトである。
この信号Aaの電圧振幅と波形データdAとの関係については次の通りである。すなわち、信号Aaの電圧は、波形データdAが十六進表記で最低値の(0)16であるときに1.000ボルトであり、10ビットで最高値(3FF)16であるときに2.000ボルトである。
このような信号Aaの電圧振幅に対して、端子Outの電圧は、同図の(b)に示されるような関係でD級増幅される。すなわち、信号Aaが下限値である1.000ボルトのときに端子Outは最低値の1.400ボルトとなり、信号Aaが上限値である2.000ボルトのときに端子Outは最高値の38.40ボルトとなるようにD級増幅されるものとする。
上述したように、電圧VLdacの初期設定値を1.000ボルトとし、電圧VHLdacの初期設定値を2.000ボルトとしているので、信号Aaの電圧振幅は初期設定では、(a)に示されるように、1.000〜2.000ボルトである。
この信号Aaの電圧振幅と波形データdAとの関係については次の通りである。すなわち、信号Aaの電圧は、波形データdAが十六進表記で最低値の(0)16であるときに1.000ボルトであり、10ビットで最高値(3FF)16であるときに2.000ボルトである。
このような信号Aaの電圧振幅に対して、端子Outの電圧は、同図の(b)に示されるような関係でD級増幅される。すなわち、信号Aaが下限値である1.000ボルトのときに端子Outは最低値の1.400ボルトとなり、信号Aaが上限値である2.000ボルトのときに端子Outは最高値の38.40ボルトとなるようにD級増幅されるものとする。
端子Out(電圧Vf)に対して、積分減衰器512の出力信号の電圧Vaは、上記式(1)で示した通りである。このため、同図の(c)に示されるように、端子Outが最低値である1.400ボルトのときに、信号Vaの電圧は2.472ボルトになり、端子Outが最高値である38.40ボルトのときに、信号Vaの電圧は1.472ボルトになる。なお、積分減衰器512は図11に示したように反転増幅であるので、端子Outの最低値(最高値)が信号Vaの最高値(最低値)の関係となる。
ところで、同図で示されるように、駆動信号COM−Aの電圧振幅は、端子Outにおける最低値から最高値までの範囲全域にわたるわけではない。すなわち、図の例において、駆動信号COM−Aの最高値は37.50ボルトに、最低値は2.500ボルトに、それぞれ設定される。
端子Outの電圧範囲は1.400〜38.40ボルト、最小値から最大値までの振幅でいえば、37.00ボルトであるので、この範囲(振幅)の電圧が、10ビットの波形データdAで規定されることになる。
端子Outの電圧範囲は1.400〜38.40ボルト、最小値から最大値までの振幅でいえば、37.00ボルトであるので、この範囲(振幅)の電圧が、10ビットの波形データdAで規定されることになる。
駆動信号COM−Aにおける最高値の37.50ボルトは、(0)16の1.400ボルトから、36.10ボルトだけ高位の電圧であり、これは、波形データdAにおいて(3E8)16(十進表記で「1000」)に相当する。
また、駆動信号COM−Aにおける最低値の2.50ボルトは、波形データdAの(0)16に対応する1.400ボルトから、1.100ボルトだけ高位の電圧であり、当該1.100ボルトは、波形データdAにおいて(1E)16(十進表記で「30」)に相当する。
また、駆動信号COM−Aにおける最低値の2.50ボルトは、波形データdAの(0)16に対応する1.400ボルトから、1.100ボルトだけ高位の電圧であり、当該1.100ボルトは、波形データdAにおいて(1E)16(十進表記で「30」)に相当する。
駆動信号COM−Aが仮に最高値の37.50ボルトである場合に、信号Vaの電圧は、上記式(1)から1.497ボルトになる。一方、駆動信号COM−Aが仮に最低値の2.500ボルトである場合に、当該駆動信号COM−Aを帰還して積分・減衰した信号Vaの電圧は、同じく上記式(1)から2.442ボルトになる。
上述したように、駆動信号COM−Aは、自励発振によってリプルを伴うので、この場合の37.50/2.500ボルトはそれぞれ平均値を意味する。本実施形態では上述したように、ADC700が、当該駆動信号COM−Aを減衰した信号Vaの電圧を8点でサンプリングし、その平均値をデータDoとして出力するので、リプルを伴う信号のAD変換の精度が高い。
駆動回路50においては、波形データdAとして供給された(3E8)16をアナログの信号Aaに変換したときに、当該信号Aaに基づいて端子Outからの出力信号を帰還した信号Vaの電圧平均値が1.497ボルトであることがデータDoで示されていれば、リプルが残存する駆動信号COM−Aの平均値が正しく37.50ボルトで出力されていることになる。
波形データdAの(0)16〜(3FF)16の範囲でみたときに、(3E8)16は、ほぼ(3FF)16と同視できる。
このため、補正モードにおいて、波形データdAとしての(3E8)16をアナログ変換して出力される信号Aaに基づいた信号Vaの電圧が1.497ボルトとなるように、DAC800における電圧VHdacを調整すれば良いことになる。
波形データdAの(0)16〜(3FF)16の範囲でみたときに、(3E8)16は、ほぼ(3FF)16と同視できる。
このため、補正モードにおいて、波形データdAとしての(3E8)16をアナログ変換して出力される信号Aaに基づいた信号Vaの電圧が1.497ボルトとなるように、DAC800における電圧VHdacを調整すれば良いことになる。
また、駆動回路50においては、波形データdAとして供給された(1E)16をアナログの信号Aaに変換したときに、当該信号Aaに基づいて端子Outからの出力信号を帰還した信号Vaの電圧平均値が2.442ボルトであることがデータDoで示されていれば、リプルを伴う駆動信号COM−Aの平均値が正しく2.500ボルトで出力されていることになる。
DAC800から出力される信号Aaの下限は電圧VLdacであり、上限は電圧VHdacで規定されるが、波形データdAの(0)16〜(3FF)16の範囲でみたときに、(1E)16は、ほぼ(0)16と同視できる。
このため、補正モードにおいて、波形データdAとしての(1E)16をアナログ変換して出力される信号Aaに基づいた信号Vaの電圧が2.442ボルトとなるように、DAC800における電圧VLdacを調整すれば良いことになる。
DAC800から出力される信号Aaの下限は電圧VLdacであり、上限は電圧VHdacで規定されるが、波形データdAの(0)16〜(3FF)16の範囲でみたときに、(1E)16は、ほぼ(0)16と同視できる。
このため、補正モードにおいて、波形データdAとしての(1E)16をアナログ変換して出力される信号Aaに基づいた信号Vaの電圧が2.442ボルトとなるように、DAC800における電圧VLdacを調整すれば良いことになる。
これが、補正モードにおける動作概要である。
補正モードは、図12に示されるように、先にハイ側補正モードが実行され、後にロー側補正モードが実行されるが、電源投入後、初めて補正モードが実行される場合には、変換制御器750は、DAC800に対し、制御信号H-SelによってスイッチSH08のオンを指示し、制御信号L-SelによってスイッチSL08のオンを指示する。これにより、DAC800において、電圧出力部810は電圧VHdacとして電圧VH08(=2.000ボルト)を出力し、電圧出力部820は電圧VLdacとして電圧VL08(=1.000ボルト)を出力する。すなわち、電圧VHdacが初期設定値として2.000ボルトに設定され、電圧VLdacが初期設定値として1.000ボルトに設定される。
補正モードは、図12に示されるように、先にハイ側補正モードが実行され、後にロー側補正モードが実行されるが、電源投入後、初めて補正モードが実行される場合には、変換制御器750は、DAC800に対し、制御信号H-SelによってスイッチSH08のオンを指示し、制御信号L-SelによってスイッチSL08のオンを指示する。これにより、DAC800において、電圧出力部810は電圧VHdacとして電圧VH08(=2.000ボルト)を出力し、電圧出力部820は電圧VLdacとして電圧VL08(=1.000ボルト)を出力する。すなわち、電圧VHdacが初期設定値として2.000ボルトに設定され、電圧VLdacが初期設定値として1.000ボルトに設定される。
このように初めて補正モードが実行される場合には、上記電圧VHdac、VLdacの初期設定が実行される。なお、吐出モード後に、スリープモードを経由して補正モードに移行した場合、スイッチSH00〜SH15、スイッチSL00〜SL15のうち、オンするスイッチがそれぞれ指示されていることがあり得る。
次に、補正モードにおいて、先に実行されるハイ側補正モードについて説明する。
ハイ側補正モードにおいて、制御部100は、駆動回路50に対して、波形データdAとして(3E8)16を供給し、制御データActrによってハイ側補正モードにすることを通知する。
ハイ側補正モードにおいて、制御部100は、駆動回路50に対して、波形データdAとして(3E8)16を供給し、制御データActrによってハイ側補正モードにすることを通知する。
駆動回路50において、ハイ側補正モードであることが通知されると、変換制御器750は、ハイ側補正モードにおける補正(1)、すなわち最初の補正において、ADC700に対して次のような電圧VHadc、VLadcを設定する。すなわち、変換制御器750は、ADC700への電圧VHdacを1.504ボルトとし、電圧VLdacを1.490ボルトに設定する。このように電圧VHdac、VLdacを設定している理由は、主に次の2つによる。
すなわち、第1に、ハイ側補正モードにおいて、波形データdAとして(3E8)16が供給された場合に、ADC700の変換対象である信号Vaの目標電圧(1.497ボルト)を、電圧VHdac、VLdacで定められる電圧範囲の中心とするためである。
第2に、電圧VHdac、VLdacで定められる電圧範囲を3ビット分に相当する8個に分割したときに、1個分の電圧範囲を、電圧VH00〜VH15における電圧の刻み分である0.002ボルトと揃えるためである。
すなわち、第1に、ハイ側補正モードにおいて、波形データdAとして(3E8)16が供給された場合に、ADC700の変換対象である信号Vaの目標電圧(1.497ボルト)を、電圧VHdac、VLdacで定められる電圧範囲の中心とするためである。
第2に、電圧VHdac、VLdacで定められる電圧範囲を3ビット分に相当する8個に分割したときに、1個分の電圧範囲を、電圧VH00〜VH15における電圧の刻み分である0.002ボルトと揃えるためである。
波形データdAとして(3E8)16が供給されたDAC800は、当該波形データdAをアナログの信号Aaに変換して出力する。このため、端子Outからは自励発振によってD級増幅された駆動信号が出力される。この駆動信号は、ピンVfbを介して帰還されて、積分減衰器512で減衰されて信号Vaとなる。
ADC700は、補正(1)のサンプリング期間において、信号Vaを8点にわたってサンプリングし、続くAD変換期間において、その平均値をAD変換したデータDoを出力する。
ここで、仮に、信号Vaの電圧平均値が目標電圧(=1.497ボルト)であれば、図25の(a)に示されるように、当該電圧は、“000”に相当する1.504ボルトから“111”に相当する1.490ボルトまでの範囲のほぼ中心であるので、当該データDoは“100”となる。
しかしながら、例えばインダクターL2におけるインダクタンスのばらつきや、後述する理由などにより、信号Vaの電圧が上記目標電圧よりも高い場合、データDoが“100”よりも低くなる。その場合は、端子Outから出力される駆動信号の電圧平均値が37.50ボルトよりも低いことを意味する。一方、信号Vaの電圧が上記目標電圧よりも低い場合、データDoが“100”よりも高くなる。その場合は、端子Outから出力される駆動信号の電圧平均値が37.50ボルトよりも高いことを意味する。
ここで、仮に、信号Vaの電圧平均値が目標電圧(=1.497ボルト)であれば、図25の(a)に示されるように、当該電圧は、“000”に相当する1.504ボルトから“111”に相当する1.490ボルトまでの範囲のほぼ中心であるので、当該データDoは“100”となる。
しかしながら、例えばインダクターL2におけるインダクタンスのばらつきや、後述する理由などにより、信号Vaの電圧が上記目標電圧よりも高い場合、データDoが“100”よりも低くなる。その場合は、端子Outから出力される駆動信号の電圧平均値が37.50ボルトよりも低いことを意味する。一方、信号Vaの電圧が上記目標電圧よりも低い場合、データDoが“100”よりも高くなる。その場合は、端子Outから出力される駆動信号の電圧平均値が37.50ボルトよりも高いことを意味する。
そこで、変換制御器750は、AD変換期間におけるデータDoに応じて、スイッチSH00〜SH15の状態を、VHdac変更期間において次のように制御する。すなわち、変換制御器750は、データDoが目標である“100”であれば、スイッチSH00〜SH15においてオンさせるスイッチを変更せず、データDoが“100”よりも低ければ、スイッチSH00〜SH15のうち、オンさせるスイッチを1ランクだけ高くし、データDoが“100”よりも高ければ、スイッチSH00〜SH15のうち、オンさせるスイッチを1ランクだけ低くする。
これによって、データDoが“100”であれば、スイッチSH00〜SH15においてオンさせるスイッチが変更されない。データDoが“100”よりも低ければ、電圧VHdacが1ランクに相当する0.002ボルトだけ高められるので、駆動信号COM−Aの最高電圧が高くなる方向に制御される。反対に、データDoが“100”よりも高ければ、電圧VHdacが0.002ボルトだけ低くされるので、駆動信号COM−Aの最高電圧が低くなる方向に制御される。
補正(1)と同様な動作が、補正(2)から補正(8)まで繰り返される。すなわち、データDoに応じて電圧VHdacを補正する動作が計8回繰り返される。これにより、電圧VHdacは、信号Vaの電圧平均値が目標の1.497ボルトとなるように調整される。
なお、最初の補正(1)において信号VaをAD変換したデータDoが“000”であった場合、電圧VHdacは電圧VH08から電圧VH07に切り替えられ、補正(2)において電圧VH06に切り替えられ、補正(3)において電圧VH05に切り替えられ、補正(4)において電圧VH04に切り替えられて、この時点でデータDoが“100”となるので、補正(5)以降では電圧の切り替えは発生しないと考えられるが、補正(5)以降については、マージンとして設けられている。
続いて、ハイ側補正モードの次に実行されるロー側補正モードについて説明する。
ロー側補正モードにおいて、制御部100は、駆動回路50に対して、波形データdAとして(1E)16を供給し、制御データActrによってロー側補正モードにすることを通知する。
ロー側補正モードにおいて、制御部100は、駆動回路50に対して、波形データdAとして(1E)16を供給し、制御データActrによってロー側補正モードにすることを通知する。
駆動回路50において、ロー側補正モードであることが通知されると、変換制御器750は、ロー側補正モードにおける補正(1)、すなわち1回目の補正において、ADC700への電圧VHadcを2.449ボルトとし、電圧VLdacを2.335ボルトに設定する。このように電圧VHdac、VLdacを設定している理由は、主に次の2つによる。
すなわち、第1に、ロー側補正モードにおいて、波形データdAとして(1E)16が供給された場合に、ADC700の変換対象である信号Vaの目標電圧(=2.442ボルト)を、電圧VHdac、VLdacで定められる電圧範囲の中心とするためである。
第2に、電圧VHdac、VLdacで定められる電圧範囲を3ビット分に相当する8個に分割したときに、1個分の電圧範囲を、電圧VL00〜VL15における電圧の刻み分である0.002ボルトと揃えるためである。
なお、DAC800における電圧VHdacは、ハイ側補正モードにおいて設定された電圧が用いられる。
すなわち、第1に、ロー側補正モードにおいて、波形データdAとして(1E)16が供給された場合に、ADC700の変換対象である信号Vaの目標電圧(=2.442ボルト)を、電圧VHdac、VLdacで定められる電圧範囲の中心とするためである。
第2に、電圧VHdac、VLdacで定められる電圧範囲を3ビット分に相当する8個に分割したときに、1個分の電圧範囲を、電圧VL00〜VL15における電圧の刻み分である0.002ボルトと揃えるためである。
なお、DAC800における電圧VHdacは、ハイ側補正モードにおいて設定された電圧が用いられる。
波形データdAとして(1E)16が供給されたDAC800は、当該波形データdAをアナログの信号Aaに変換して出力する。このため、端子Outからは自励発振によってD級増幅された駆動信号が出力される。この駆動信号は、ピンVfbを介して帰還されて、積分減衰器512で減衰されて信号Vaとなる。
ADC700は、補正(1)のサンプリング期間において、信号Vaを8点にわたってサンプリングし、続くAD変換期間において、その平均値をAD変換したデータDoを出力する。
ここで、仮に、信号Vaの電圧平均値が目標電圧(=2.442ボルト)であれば、図26の(a)に示されるように、当該電圧は、2.449ボルトから2.335ボルトまでの範囲のほぼ中心であるので、当該データDoは“100”となる。
しかしながら、なんらかの理由により、信号Vaの電圧が上記目標電圧よりも高い場合、データDoが“100”よりも低くなる。その場合は、端子Outから出力される駆動信号の電圧平均値が2.500ボルトよりも低いことを意味する。一方、信号Vaの電圧が上記目標電圧よりも低い場合、データDoが“100”よりも高くなる。その場合は、端子Outから出力される駆動信号の電圧平均値が2.500ボルトよりも高いことを意味する。
ここで、仮に、信号Vaの電圧平均値が目標電圧(=2.442ボルト)であれば、図26の(a)に示されるように、当該電圧は、2.449ボルトから2.335ボルトまでの範囲のほぼ中心であるので、当該データDoは“100”となる。
しかしながら、なんらかの理由により、信号Vaの電圧が上記目標電圧よりも高い場合、データDoが“100”よりも低くなる。その場合は、端子Outから出力される駆動信号の電圧平均値が2.500ボルトよりも低いことを意味する。一方、信号Vaの電圧が上記目標電圧よりも低い場合、データDoが“100”よりも高くなる。その場合は、端子Outから出力される駆動信号の電圧平均値が2.500ボルトよりも高いことを意味する。
そこで、変換制御器750は、AD変換期間におけるデータDoに応じて、スイッチSL00〜SL15の状態を、VLdac変更期間において次のように制御する。すなわち、変換制御器750は、データDoが目標である“100”であれば、スイッチSL00〜SL15においてオンさせるスイッチを変更せず、データDoが“100”よりも低ければ、スイッチSL00〜SL15のうち、オンさせるスイッチを1ランクだけ高くし、データDoが“100”よりも高ければ、スイッチSL00〜SL15のうち、オンさせるスイッチを1ランクだけ低くする。
これによって、データDoが“100”であれば、スイッチSL00〜SL15においてオンさせるスイッチが変更されない。データDoが“100”よりも低ければ、電圧VLdacが1ランクに相当する0.002ボルトだけ高められるので、駆動信号COM−Aの最低電圧が高くなる方向に制御される。反対に、データDoが“100”よりも高ければ、電圧VLdacが0.002ボルトだけ低くされるので、駆動信号COM−Aの最低電圧が低くなる方向に制御される。
補正(1)と同様な動作が、補正(2)から補正(8)まで繰り返される。すなわち、データDoに応じて電圧VLdacを補正する動作が計8回繰り返される。これにより、電圧VLdacは、信号Vaの電圧平均値が目標の2.442ボルトとなるように調整される。
なお、ロー側補正モードにおいても、補正(5)以降では電圧の切り替えは発生しないと考えられるが、補正(5)以降については、ハイ側補正モードと同様に、マージンとして設けられている。
DAC800では、出力する信号Vaの電圧を高位(ハイ)側と低位(ロー)側とで独立して調整して、目標とする波形に近づけているので、ローパスフィルターの特性等がばらついても、当該ばらつきを吸収して、液滴の吐出を高精度に制御することが可能になる。
ここで、ローパスフィルターの特性がばらついても良い、ということは、当該ローパスフィルターを構成する素子、特にインダクターL2として、インダクタンスがばらつくような低コスト品を用いることができる、ということを意味する。したがって、DAC800によって、液滴の吐出の高精度な制御を低コストで実現することが可能になる。
ここで、ローパスフィルターの特性がばらついても良い、ということは、当該ローパスフィルターを構成する素子、特にインダクターL2として、インダクタンスがばらつくような低コスト品を用いることができる、ということを意味する。したがって、DAC800によって、液滴の吐出の高精度な制御を低コストで実現することが可能になる。
上述したDAC800が出力する信号Aaの電圧については、上限値を電圧VHdacで規定し、下限値を電圧VLdacで規定する構成であったが、高い吐出精度が要求されないのであれば、どちらか一方だけで規定する構成としても良い。また、上限・下限以外の電圧を調整しても良いし、さらに高い吐出精度が要求される場合には、上限、下限等に加えて中間的な電圧、例えば、駆動信号COM−A(COM−B)の電圧Vcに相当する電圧を調整の基準としても良い。
なお、駆動回路50については、駆動信号COM−Aを生成する側を例にとって説明したが、駆動信号COM−Bを生成する側についても同様な構成である。ただし、駆動信号COM−Bの最高電圧、最低電圧は、駆動信号COM−Aとは異なるので、補正モードにおいて、ハイ側補正モードでは、駆動信号COM−Bの最高電圧に合わせた動作となり、ロー側補正モードでは、駆動信号COM−Bの最低電圧に合わせた動作となる。
駆動信号COM−A(信号Va)の電圧が、目標値にならない原因として、上述した説明では、インダクターL2のインダクタンスのばらつきを例に挙げたが、そのほかに様々な要因が挙げられる。
例えば、印刷装置1を複数の機種にわたって、駆動回路50を共通とする一方で、ヘッドユニット20におけるノズル数が異なる場合がある。ノズル数が異なると、駆動すべき圧電素子60の総容量値が異なる。本実施形態における駆動回路50のDAC800では、補正モードにおいて、駆動信号COM−Aを帰還した信号Vfに基づく信号Vaの電圧が目標値となるように、基準となる電圧(基準電位)を段階的に変化させているので、ノズル数に依らずに駆動信号COM−Aを設計通りの波形させることができ、当該DAC800よりも下流側における調整を不要とすることができる。
このため、結果的にみれば、圧電素子の個数に応じて、DAC800における電圧VHdac、VLdacが変化することになる。
このため、結果的にみれば、圧電素子の個数に応じて、DAC800における電圧VHdac、VLdacが変化することになる。
増幅変調信号を平滑化するローパスフィルターのインダクターL2に関連するが、当該インダクターL2の特性、特にインダクタンスは、温度に応じて変化する。特に、ノズル651が多数あれば、当該インダクターL2に比較的大電流が流れるので、温度が上昇しやすい状況にある、といえる。DAC800では、インダクターL2が温度変化して、インダクタンスが変化してローパスフィルターの特性が変動しても、信号Vaの電圧が目標値となるように、基準となる電圧を段階的に変化させているので、インダクターL2が温度変化しても、駆動信号COM−A(COM−B)を設計通りの波形させることができ、当該DAC800よりも下流側における調整を不要とすることができる。
このため、結果的にみれば、インダクターL2の温度に応じて、DAC800における電圧VHdac、VLdacが変化することになる。
このため、結果的にみれば、インダクターL2の温度に応じて、DAC800における電圧VHdac、VLdacが変化することになる。
トランジスターM3、M4は、AB級等比較して少ないものの、D級増幅であっても多少の発熱を伴う。本件のDAC800を採用していない構成では、トランジスターM3、M4で想定される温度(想定温度)が変化したときに、当該トランジスターM3、M4の特性も変化する。このため、想定温度が変化すると、目標である信号Aaの波形に対して出力である駆動信号COM−Aも変化して、液滴の吐出を高精度に制御することができなくなる。
これに対して、本件のDAC800を採用した構成では、トランジスターM3、M4の温度が変化しても、駆動信号COM−Aの帰還信号に基づく信号Vaの電圧が目標値となるように、基準となる電圧(基準電位)を段階的に変化させているので、トランジスターM3、M4の想定温度に依らずに、駆動信号COM−Aを設計通りの波形させることができる。
なお、トランジスターM3、M4の特性については、温度のほかにも、駆動時間の影響を受ける。また、ここでいう想定温度には、直接的に検出できる温度のみならず、トランジスターの駆動時間や、ノズルからの液体吐出回数、特定の箇所に流れる電流量などの要素に基づいて間接的に算出される温度も含まれる。
また、トランジスターM3、M4における特性を変化させる要因としては、想定温度のほかにも、駆動時間が挙げられる。
したがって、結果的にみれば、トランジスターM3、M4の駆動時間、想定温度に応じて、DAC800における電圧VHdac、VLdacが変化することになる。
これに対して、本件のDAC800を採用した構成では、トランジスターM3、M4の温度が変化しても、駆動信号COM−Aの帰還信号に基づく信号Vaの電圧が目標値となるように、基準となる電圧(基準電位)を段階的に変化させているので、トランジスターM3、M4の想定温度に依らずに、駆動信号COM−Aを設計通りの波形させることができる。
なお、トランジスターM3、M4の特性については、温度のほかにも、駆動時間の影響を受ける。また、ここでいう想定温度には、直接的に検出できる温度のみならず、トランジスターの駆動時間や、ノズルからの液体吐出回数、特定の箇所に流れる電流量などの要素に基づいて間接的に算出される温度も含まれる。
また、トランジスターM3、M4における特性を変化させる要因としては、想定温度のほかにも、駆動時間が挙げられる。
したがって、結果的にみれば、トランジスターM3、M4の駆動時間、想定温度に応じて、DAC800における電圧VHdac、VLdacが変化することになる。
本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、例えば次に述べるような各種の変形が可能である。なお、次に述べる変形の態様は、任意に選択された一または複数を適宜に組み合わせることもできる。
実施形態において、駆動回路50は、変調信号Msの生成にあたって、増幅変調信号をローパスフィルターで平滑化した駆動信号COM−A(COM−B)を帰還する構成としたが変調信号Ms自体を帰還しても良い。例えば、特に図示しないが、変調信号Msと入力信号Asとの誤差を算出するとともに、当該誤差を遅延させた信号と、目標である信号Aaとを加算または減算させて、コンパレーター520の入力とする構成としても良い。
なお、トランジスターM3、M4との接続点(ピンSw)に現れる増幅変調信号は、変調信号Msと論理振幅が異なるだけであるので、例えば増幅変調信号を減衰した上で、変調信号Msと同様に帰還する構成とすれば良い。
なお、トランジスターM3、M4との接続点(ピンSw)に現れる増幅変調信号は、変調信号Msと論理振幅が異なるだけであるので、例えば増幅変調信号を減衰した上で、変調信号Msと同様に帰還する構成とすれば良い。
実施形態では、2つの駆動回路50によってそれぞれ個別に生成した2系統の駆動信号COM−A、COM−Bを、選択部230によって選択して(または非選択して)、圧電素子60の一端に供給する構成としたが、例えば1系統の駆動信号に例えば4つの台形波形を繰り返させて、データ信号Dataで規定されるドットのサイズに応じて、いずれかを、または、複数組み合わせて、圧電素子60の一端に供給する構成としても良い。
1…印刷装置(液体吐出装置)、10…制御ユニット、20…ヘッドユニット、50…駆動回路、60…圧電素子、L2…インダクター、C10…コンデンサー、C00〜C07…コンデンサー、M3、M4…トランジスター、100…制御部、102…波形メモリ、500…LSI、600…吐出部、631…キャビティ、651…ノズル、700…ADC(AD変換器)、750…変換制御器、800…DAC(DA変換器)。
Claims (2)
- 源信号をパルス変調した変調信号を生成する変調回路と、
前記変調信号に応じて第1ゲート信号を生成する第1ゲートドライバーと、
前記変調信号に応じて前記第1ゲート信号とは異なる第2ゲート信号を生成する第2ゲートドライバーと、
前記第1ゲート信号に応じてオンまたはオフ状態に制御される第1トランジスターと、前記第2ゲート信号に応じてオンまたはオフ状態に制御される第2トランジスターと、を有し、前記第1トランジスターおよび前記第2トランジスターに対するオンまたはオフ状態とする制御によって、前記変調信号を増幅した増幅変調信号を生成するトランジスター対と、
前記増幅変調信号を平滑化して駆動信号を生成するローパスフィルターと、
前記駆動信号に基づく電圧をAD変換するAD変換器と、
前記駆動信号が印加されることで変位する圧電素子と、
前記圧電素子の変位により内部容積が変化するキャビティと、
前記キャビティの内部容積の変化に応じて前記キャビティ内の液体を吐出するために設けられたノズルと、
を有し、
前記AD変換器は、
少なくともK(Kは2以上の整数)個のコンデンサーと、
前記K個のコンデンサーに、前記駆動信号に基づく電圧を時間的に異なるタイミングでそれぞれサンプリングさせた後、平準化させて、当該平準化した電圧に基づいてAD変換の結果を出力させるコントローラーと、
を含むことを特徴とする液体吐出装置。 - 前記コントローラーは、
前記K個のコンデンサーの他端をそれぞれ所定電位に保った状態で、一端に、それぞれ時間的に異なるタイミングで駆動信号をサンプリングさせた後、
前記他端における所定電位の保持を解放した上で、各一端に基準電圧を印加することで、前記平準化を実行する、
ことを特徴とする請求項1に記載の液体吐出装置。
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