JP2015128769A - Vibration body drive circuit, device, and optical instrument - Google Patents
Vibration body drive circuit, device, and optical instrument Download PDFInfo
- Publication number
- JP2015128769A JP2015128769A JP2015021501A JP2015021501A JP2015128769A JP 2015128769 A JP2015128769 A JP 2015128769A JP 2015021501 A JP2015021501 A JP 2015021501A JP 2015021501 A JP2015021501 A JP 2015021501A JP 2015128769 A JP2015128769 A JP 2015128769A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- vibration
- alternating voltage
- vibrating body
- frequency
- inductor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Camera Bodies And Camera Details Or Accessories (AREA)
- Cleaning In General (AREA)
- Apparatuses For Generation Of Mechanical Vibrations (AREA)
Abstract
Description
本発明は、振動体の駆動回路に関するものである。 The present invention relates to a driving circuit for a vibrating body.
近年、光学機器としての撮像装置は、撮像素子の分解能が向上するにつれて、使用中に光学系に付着するゴミが撮影画像に影響を及ぼすようになってきた。特に、ビデオカメラ、スチルカメラに用いられる撮像素子の分解能はめざましく向上している。このため、撮像素子の近くに配置されている赤外線カットフィルタ、光学ローパスフィルタ等の光学部材に、外部からの埃や内部の機械的な摺擦面で生じる磨耗粉等の塵埃(粉体)が付着すると、撮像素子面で像のぼけが少ないので、撮影画像に粉体が写り込んでしまうことがあった。 2. Description of the Related Art In recent years, with an imaging apparatus as an optical device, dust attached to an optical system during use has an effect on a captured image as the resolution of an imaging element improves. In particular, the resolution of image sensors used in video cameras and still cameras is remarkably improved. For this reason, dust (powder) such as dust from the outside and abrasion powder generated on the internal mechanical rubbing surface is applied to optical members such as an infrared cut filter and an optical low-pass filter disposed near the image sensor. When adhered, there is little blurring of the image on the surface of the image sensor, so that powder may be reflected in the photographed image.
また、光学機器としての複写機、ファクシミリ装置等の撮像部は、ラインセンサを走査(スキャン)することで、あるいはラインセンサに近接させた原稿を走査(スキャン)することで、平面原稿を読み取っている。この場合、ラインセンサへの光線入射部に埃が付着すると、スキャン画像に写り込んでしまう。原稿を走査して読み取る方式のファクシミリ装置の読み取り部や、自動原稿送り装置からの原稿を搬送中に読み取る、いわゆる流し読み方式の複写機の読み取り部では、1つの塵埃が原稿送り方向へ連続する線画像となって写り込み、画像の品質を大きく損ねていた。 In addition, an image pickup unit such as a copying machine or a facsimile machine as an optical device scans a line sensor or scans a document close to the line sensor, thereby reading a flat document. Yes. In this case, if dust adheres to the light incident portion on the line sensor, it will appear in the scanned image. In a reading unit of a facsimile machine that scans and reads a document, or a reading unit of a so-called flow-reading type copying machine that reads a document from an automatic document feeder during conveyance, a single dust continues in the document feeding direction. The image was captured as a line image, and the image quality was greatly impaired.
特許文献1では、このような塵埃を、光学部材を備えた振動体に進行波を励起することによって、所望の方向に移動させることができる塵埃除去装置が提案されている。図3は、特許文献1に開示された塵埃除去装置の構成を示す模式図である。撮像素子503の光入射側に光学部材502を備えた振動体501が設けられている。電気−機械エネルギー変換素子である圧電素子101a及び101bは、振動体501における面外曲げ振動の節線の並ぶ方向に位置をずらして配置されている。圧電素子101a及び101bには、各々周波数が同じであり、かつ位相差が90°となる交番電圧を印加する。 Patent Document 1 proposes a dust removing device capable of moving such dust in a desired direction by exciting a traveling wave in a vibrating body provided with an optical member. FIG. 3 is a schematic diagram showing the configuration of the dust removing device disclosed in Patent Document 1. As shown in FIG. A vibrating body 501 including an optical member 502 is provided on the light incident side of the image sensor 503. The piezoelectric elements 101a and 101b, which are electro-mechanical energy conversion elements, are arranged with their positions shifted in the direction in which the nodal lines of out-of-plane bending vibration in the vibrating body 501 are arranged. An alternating voltage having the same frequency and a phase difference of 90 ° is applied to the piezoelectric elements 101a and 101b.
印加される交番電圧の周波数は、振動体501の長手方向に沿って面外に変形するm次(mは自然数)の振動モードの共振周波数と(m+1)次の振動モードの共振周波数との間の周波数である。振動体501には、共振現象の応答を持ったm次の振動モードの振動、及び90°の時間的位相差(m次の面外曲げ振動に対して90°進んだ位相)を持った(m+1)次の振動モードの振動が、同じ振幅かつ同じ振動周期で励起される。そして、振動体501には、この2つの振動モードの振動が合成された合成振動(進行波)が生成する。この合成振動によって、振動体501の表面の塵埃を所望の方向に移動していく。 The frequency of the applied alternating voltage is between the resonance frequency of the m-th order vibration mode (m is a natural number) deformed out of plane along the longitudinal direction of the vibrating body 501 and the resonance frequency of the (m + 1) -th order vibration mode. Frequency. The vibrating body 501 has a vibration of an mth-order vibration mode having a response of a resonance phenomenon and a time phase difference of 90 ° (a phase advanced by 90 ° with respect to an m-th order out-of-plane bending vibration) ( m + 1) The vibration of the next vibration mode is excited with the same amplitude and the same vibration period. The vibration body 501 generates a combined vibration (traveling wave) in which the vibrations of the two vibration modes are combined. Due to this combined vibration, the dust on the surface of the vibrating body 501 is moved in a desired direction.
しかし、従来の塵挨除去装置は、使用する周波数帯域において、圧電素子101に印加する交番電圧の振幅変化、即ち、交番電圧の周波数特性における傾きが振動体501の共振周波数近傍で大きくなる。この為、振動体501の共振周波数が個体差でばらつく場合や、駆動中に発熱等により共振周波数が変化する場合において、交番電圧が大きく変動してしまう。交番電圧が必要以上に大きくなる場合、電流の増加による消費電力の増加や、振動体501に励起される振動振幅の増大による光学部材501の破損を招いてしまう。また、交番電圧が必要とする電圧を下回る場合、振動体501に励起される面外曲げ振動の振動振幅が十分に得られず、塵挨の除去効率が低下してしまう。 However, in the conventional dust removing device, the change in the amplitude of the alternating voltage applied to the piezoelectric element 101, that is, the gradient in the frequency characteristics of the alternating voltage increases in the vicinity of the resonance frequency of the vibrating body 501 in the frequency band to be used. For this reason, when the resonance frequency of the vibrating body 501 varies due to individual differences, or when the resonance frequency changes due to heat generation or the like during driving, the alternating voltage greatly fluctuates. When the alternating voltage becomes larger than necessary, the power consumption increases due to an increase in current, and the optical member 501 is damaged due to an increase in vibration amplitude excited by the vibrating body 501. Further, when the alternating voltage is lower than the required voltage, the vibration amplitude of the out-of-plane bending vibration excited by the vibrating body 501 cannot be sufficiently obtained, and the dust removal efficiency is lowered.
そこで、本発明は、使用する周波数帯域において、振動体の共振周波数がばらつく場合や駆動中に変化する場合においても、電気−機械エネルギー変換素子に印加する交番電圧の変動が小さく、安定した電圧振幅を出力する駆動回路を提供することを目的とする。 Therefore, the present invention provides a stable voltage amplitude with small fluctuations in the alternating voltage applied to the electromechanical energy conversion element even when the resonance frequency of the vibrating body varies in the frequency band to be used or changes during driving. An object of the present invention is to provide a drive circuit that outputs the signal.
本発明の振動体の駆動回路は、弾性体に固定された電気−機械エネルギー変換素子に交番電圧を印加することにより、前記電気−機械エネルギー変換素子と前記弾性体とから少なくとも構成される振動体に振動を発生させる振動体の駆動回路であって、前記電気−機械エネルギー変換素子に直列に接続されたインダクタとキャパシタとを有し、前記インダクタと前記キャパシタとによる直列共振周波数をfsとし、前記振動体の共振周波数をfmとした場合に、0.73・fm<fs<1.2・fmを満たすことを特徴とする。 According to another aspect of the present invention, there is provided a vibration body drive circuit including a vibration body including at least the electro-mechanical energy conversion element and the elastic body by applying an alternating voltage to the electro-mechanical energy conversion element fixed to the elastic body. A vibration body drive circuit for generating vibrations, including an inductor and a capacitor connected in series to the electro-mechanical energy conversion element, wherein a series resonance frequency of the inductor and the capacitor is fs, When the resonance frequency of the vibrator is fm, 0.73 · fm <fs <1.2 · fm is satisfied.
本発明によれば、使用する周波数帯域において、振動体の共振周波数がばらつく場合や駆動中に変化する場合においても、電気−機械エネルギー変換素子に印加する交番電圧の変動が小さく、安定した電圧振幅を出力する駆動回路を提供する事が可能となる。 According to the present invention, even when the resonance frequency of the vibrating body varies in the frequency band to be used or changes during driving, the fluctuation of the alternating voltage applied to the electromechanical energy conversion element is small, and the stable voltage amplitude Can be provided.
本発明が適用できる振動体の駆動回路の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。本発明の振動体の駆動装置は、振動体を振動させることにより、粉体等の対象物を駆動することができる。以下の各実施形態では、粉体である塵埃を除去するための塵埃除去装置とその駆動回路を例として説明するが、本発明は、振動体を振動させることにより振動体上の粉体等の対象物を駆動するものであればどのようなものでも適用可能である。本発明において、粉体とは、1μm以上100μm以下の範囲の物体を示す。 Embodiments of a driving circuit for a vibrating body to which the present invention can be applied will be described with reference to the drawings. The vibrating body drive device of the present invention can drive an object such as powder by vibrating the vibrating body. In each of the following embodiments, a dust removing device for removing dust that is powder and a drive circuit thereof will be described as an example. However, the present invention is not limited to powder or the like on a vibrating body by vibrating the vibrating body. Any device that drives an object can be used. In the present invention, powder refers to an object in the range of 1 μm to 100 μm.
本発明の振動体やその駆動回路を搭載する装置としては、カメラ(撮像装置)、ファクシミリ装置、スキャナ、プロジェクタ、複写機、プリンタ等の光学機器が考えられる。以下の実施形態では、撮像装置に搭載する例を説明する。また、本発明においては、光電変換素子である、カメラ等の撮像装置に用いられるCCDやCMOSセンサ等の撮像素子や、コピー機やファクシミリ装置等で用いられるラインセンサ等を、受光素子と称する。 As a device on which the vibrator of the present invention and its drive circuit are mounted, optical devices such as a camera (imaging device), a facsimile device, a scanner, a projector, a copying machine, and a printer are conceivable. In the following embodiments, an example of mounting on an imaging device will be described. In the present invention, an image sensor such as a CCD or CMOS sensor used in an image pickup apparatus such as a camera, which is a photoelectric conversion element, a line sensor used in a copier, a facsimile machine or the like is referred to as a light receiving element.
(第1の実施形態)
本実施形態では、振動体に進行波を励起して粉体である塵埃を移動させる塵埃除去装置をカメラに搭載した形態について説明する。
(First embodiment)
In the present embodiment, a mode in which a dust removing device that excites a traveling wave on a vibrating body to move dust that is powder is mounted on a camera will be described.
(カメラ本体の構成)
図2(a)は、第1の実施形態における、撮像装置であるデジタル一眼レフカメラを被写体側より見た正面側斜視図であり、撮影レンズを外した状態を示す。図2(b)は、カメラを撮影者側より見た背面側斜視図である。カメラ本体201内には、不図示の撮影レンズを通過した撮影光束が導かれるミラーボックス202が設けられており、ミラーボックス202内にメインミラー(クイックリターンミラー)203が配設されている。塵埃除去装置を備えた撮像部は、不図示の撮影レンズを通過した撮影光軸上に設けられている。メインミラー203は、撮影者がファインダ接眼窓204から被写体像を観察するために撮影光軸に対して45°の角度に保持される状態と、撮像素子の方向へ導くために撮影光束から退避した位置に保持される状態と、を取り得る。カメラ背面には、塵埃除去装置である振動体を駆動するためのクリーニング指示スイッチ205が設けられている。撮影者がクリーニング指示スイッチ205を押すと、塵埃除去装置を駆動するよう指令装置604(図4参照)に指示する。
(Camera body configuration)
FIG. 2A is a front perspective view of the digital single-lens reflex camera, which is an image pickup apparatus, according to the first embodiment when viewed from the subject side, and shows a state in which the photographing lens is removed. FIG. 2B is a rear perspective view of the camera viewed from the photographer side. A mirror box 202 is provided in the camera body 201 to guide a photographing light beam that has passed through a photographing lens (not shown), and a main mirror (quick return mirror) 203 is disposed in the mirror box 202. The image pickup unit including the dust removing device is provided on a photographing optical axis that passes through a photographing lens (not shown). The main mirror 203 is retracted from the photographing light flux so as to be held at an angle of 45 ° with respect to the photographing optical axis so that the photographer can observe the subject image from the viewfinder eyepiece window 204 and to be directed toward the image sensor. A state of being held in position. A cleaning instruction switch 205 for driving a vibrating body that is a dust removing device is provided on the back of the camera. When the photographer presses the cleaning instruction switch 205, the command device 604 (see FIG. 4) is instructed to drive the dust removing device.
(防塵除去装置の構成)
図3は、振動体である塵埃除去装置が装備されたカメラ本体201の撮像部の構造を示す斜視図である。カメラ本体201の撮像部では、受光した被写体像を電気信号に変換するCCDやCMOSセンサ等の受光素子である撮像素子503が設けられている。また、撮像素子503の表(おもて)面の空間が密封されるように、振動体501が取り付けられる。振動体501は、弾性体である矩形の板状を有する光学部材502と、及びその両端部に接着によって固定された電気−機械エネルギー変換素子である1対の圧電素子101a(第1の電気−機械エネルギー変換素子)、圧電素子101b(第2の電気−機械エネルギー変換素子)と、から少なくとも構成される。光学部材502はカバーガラス、赤外線カットフィルタ、あるいは、光学ローパスフィルタ等の透過率の高い光学部材で構成されており、撮像素子503には、光学部材502を透過した光が入射する。
(Configuration of dustproof removal device)
FIG. 3 is a perspective view illustrating the structure of the imaging unit of the camera body 201 equipped with the dust removing device that is a vibrating body. The imaging unit of the camera body 201 is provided with an imaging element 503 that is a light receiving element such as a CCD or CMOS sensor that converts a received subject image into an electrical signal. In addition, the vibrating body 501 is attached so that the space on the front surface of the image sensor 503 is sealed. The vibrating body 501 includes an optical member 502 having a rectangular plate shape that is an elastic body, and a pair of piezoelectric elements 101a (first electric-electrical elements) that are electro-mechanical energy conversion elements fixed to both ends thereof by adhesion. Mechanical energy conversion element) and piezoelectric element 101b (second electro-mechanical energy conversion element). The optical member 502 is composed of an optical member having a high transmittance such as a cover glass, an infrared cut filter, or an optical low-pass filter, and light that has passed through the optical member 502 is incident on the image sensor 503.
ここで、光学部材502の両端部に配置された圧電素子101a、101bの厚み方向(図中、上下方向)の寸法は、振動に対する曲げ変形の発生力が大きくなるように、光学部材502の厚み方向(図中、上下方向)の寸法と同じ値である。なお、圧電素子101a、101bを特に区別する必要がないときは、単に圧電素子101と称する。 Here, the dimensions of the piezoelectric elements 101a and 101b arranged at both ends of the optical member 502 in the thickness direction (vertical direction in the drawing) are such that the thickness of the optical member 502 is increased so that the bending deformation with respect to vibration is increased. It is the same value as the dimension in the direction (vertical direction in the figure). Note that the piezoelectric elements 101a and 101b are simply referred to as the piezoelectric element 101 when it is not necessary to distinguish between them.
(制御装置の構成)
図4は、塵挨除去装置の制御装置を示すものである。制御装置は、指令部604と、パルス発生回路603a及び603bと、スイッチング回路602a及び602bと、電源回路605と、駆動回路601a及び601bと、から構成される。指令部604から交番電圧信号のパラメータとなる周波数情報、位相情報、パルス幅情報が、パルス発生回路603a及び603bに送られる。パルス発生回路には、例えば一般的なデジタル発振器などが用いられる。周波数は、振動体501に発生させる2つの振動モードの振動(面外曲げ振動)の共振周波数の中間値近傍に設定され、同じ周波数がパルス発生回路603a及び603bに各々設定される。振動モードについては、図7を用いて後述する。位相は、互いに異なる値をパルス発生回路603a及び603bに入力し、出力される各交番電圧信号の位相差が異なるように(例えば位相差が90°)設定される。パルス幅(パルス・デューティ)は所望の電圧振幅が得られるよう適宜調整され、パルス発生回路603a及び603bに個別に設定される。
(Configuration of control device)
FIG. 4 shows a control device of the dust removing device. The control device includes a command unit 604, pulse generation circuits 603a and 603b, switching circuits 602a and 602b, a power supply circuit 605, and drive circuits 601a and 601b. The command unit 604 sends frequency information, phase information, and pulse width information as parameters of the alternating voltage signal to the pulse generation circuits 603a and 603b. As the pulse generation circuit, for example, a general digital oscillator or the like is used. The frequency is set in the vicinity of the intermediate value of the resonance frequency of the vibrations in two vibration modes (out-of-plane bending vibration) generated in the vibrating body 501, and the same frequency is set in each of the pulse generation circuits 603 a and 603 b. The vibration mode will be described later with reference to FIG. The phase is set so that different values are input to the pulse generation circuits 603a and 603b and the phase difference of the output alternating voltage signals is different (for example, the phase difference is 90 °). The pulse width (pulse duty) is appropriately adjusted so as to obtain a desired voltage amplitude, and is individually set in the pulse generation circuits 603a and 603b.
パルス発生回路603から出力されたデジタルの交番電圧信号はスイッチング回路602a及び602bに入力され、電源回路605より供給される電圧に基づいてアナログの交番電圧Viとして出力される。電源回路には、一般的な直流電源回路、DC−DCコンバータ回路などが用いられる。また、スイッチング回路には、一般的なHブリッジ回路が用いられる。 The digital alternating voltage signal output from the pulse generation circuit 603 is input to the switching circuits 602a and 602b, and is output as an analog alternating voltage Vi based on the voltage supplied from the power supply circuit 605. As the power supply circuit, a general DC power supply circuit, a DC-DC converter circuit, or the like is used. A general H bridge circuit is used for the switching circuit.
交番電圧Viは、駆動回路601a及び601bに各々入力されて、電圧振幅が昇圧、且つSIN波形に変換されてから交番電圧Voとして出力される。出力された交番電圧Voは、圧電素子101a及び101bに各々印加され、振動体501に2つの面外曲げ振動が同時に発生する。この合成振動が進行波となり、光学部材502の表面の塵埃を所望の方向に移動させることができる。本発明の特徴である、駆動回路601a及び601bの構成については、図1を用いて後述する。 The alternating voltage Vi is input to the drive circuits 601a and 601b, respectively, and the voltage amplitude is boosted and converted into a SIN waveform, and then output as the alternating voltage Vo. The output alternating voltage Vo is applied to each of the piezoelectric elements 101a and 101b, and two out-of-plane bending vibrations are generated in the vibrating body 501 simultaneously. This synthetic vibration becomes a traveling wave, and dust on the surface of the optical member 502 can be moved in a desired direction. The configuration of the drive circuits 601a and 601b, which is a feature of the present invention, will be described later with reference to FIG.
パルス発生回路603から出力されたデジタルの交番電圧信号は、スイッチング回路602a及び602bに入力され、電源回路605より供給される電圧に基づいてアナログの交番電圧Viとして出力される。電源回路には、一般的な直流電源回路、DC−DCコンバータ回路などが用いられる。また、スイッチング回路には、一般的なHブリッジ回路が用いられる。 The digital alternating voltage signal output from the pulse generation circuit 603 is input to the switching circuits 602a and 602b, and is output as an analog alternating voltage Vi based on the voltage supplied from the power supply circuit 605. As the power supply circuit, a general DC power supply circuit, a DC-DC converter circuit, or the like is used. A general H bridge circuit is used for the switching circuit.
交番電圧Viは、駆動回路601a及び601bに各々入力されて、電圧振幅が昇圧、且つSIN波形に変換されてから交番電圧Voとして出力される。交番電圧Voは圧電素子101a及び101bに各々印加され、振動体501に2つの面外曲げ振動が同時に発生する。この合成振動が進行波となり、光学部材502の表面の塵埃を所望の方向に移動させることができる。 The alternating voltage Vi is input to the drive circuits 601a and 601b, respectively, and the voltage amplitude is boosted and converted into a SIN waveform, and then output as the alternating voltage Vo. The alternating voltage Vo is applied to each of the piezoelectric elements 101a and 101b, and two out-of-plane bending vibrations are generated in the vibrating body 501 simultaneously. This synthetic vibration becomes a traveling wave, and dust on the surface of the optical member 502 can be moved in a desired direction.
(駆動周波数の設定)
次に、駆動周波数の設定について説明する。図6(a)は、圧電素子101に印加される交番電圧の周波数と圧電素子101に生じる各振動の振幅を示すグラフである。図6中、f(m)はm次の面外曲げ振動の共振周波数であり、f(m+1)は(m+1)次の面外曲げ振動の共振周波数である。圧電素子101に印加される交番電圧の周波数fdを、f(m)<fd<f(m+1)に設定すると、m次の面外曲げ振動と(m+1)次の面外曲げ振動それぞれの共振現象によって振幅が拡大された、周波数fdの振動が得られる。各振動の時間周期は同じである。一方、圧電素子101に印加される交番電圧の周波数fdをf(m)より低くするほど、(m+1)次の面外曲げ振動の振幅が小さくなり、周波数fdをf(m+1)より高くするほどm次の面外曲げ振動の振幅が小さくなる。
(Drive frequency setting)
Next, setting of the driving frequency will be described. FIG. 6A is a graph showing the frequency of the alternating voltage applied to the piezoelectric element 101 and the amplitude of each vibration generated in the piezoelectric element 101. In FIG. 6, f (m) is the resonance frequency of the m-th order out-of-plane bending vibration, and f (m + 1) is the resonance frequency of the (m + 1) -order out-of-plane bending vibration. When the frequency fd of the alternating voltage applied to the piezoelectric element 101 is set to f (m) <fd <f (m + 1), resonance phenomena of the m-th order out-of-plane bending vibration and the (m + 1) -th order out-of-plane bending vibration, respectively. The vibration of the frequency fd whose amplitude was expanded by is obtained. The time period of each vibration is the same. On the other hand, as the frequency fd of the alternating voltage applied to the piezoelectric element 101 is made lower than f (m), the amplitude of the (m + 1) -order out-of-plane bending vibration becomes smaller, and the frequency fd becomes higher than f (m + 1). The amplitude of the m-th order out-of-plane bending vibration is reduced.
(振動モードの説明)
図7は、振動体501に励起され、長手方向に沿って面外に変形する10次の面外曲げ振動の変位、11次の面外曲げ振動の変位、および圧電素子101a、101bの配置を示す模式図である。横軸は、振動体501の長手方向の位置である。縦軸は、面外の振動変位である。図7中、10次の面外曲げ振動を第1の振動モードとして波形A(実線)で示し、11次の面外曲げ振動を第2の振動モードとして波形B(破線)で示している。第1の振動モードA及び第2の振動モードBは、振動体501を光学部材502の厚さ方向へ曲げ変形させる面外曲げ振動モードである。
(Description of vibration mode)
FIG. 7 shows the displacement of the tenth-order out-of-plane bending vibration, the displacement of the eleventh-order out-of-plane bending vibration, and the arrangement of the piezoelectric elements 101a and 101b that are excited by the vibrating body 501 and are deformed out of plane along the longitudinal direction. It is a schematic diagram shown. The horizontal axis is the position of the vibrating body 501 in the longitudinal direction. The vertical axis represents out-of-plane vibration displacement. In FIG. 7, the 10th-order out-of-plane bending vibration is shown as a first vibration mode by a waveform A (solid line), and the 11th-order out-of-plane bending vibration is shown as a second vibration mode by a waveform B (broken line). The first vibration mode A and the second vibration mode B are out-of-plane bending vibration modes in which the vibrating body 501 is bent and deformed in the thickness direction of the optical member 502.
駆動回路601a及び601bが、上述した交番電圧Voを圧電素子101a及び101bに各々印加することにより、第1の振動モードA及び第2の振動モードBの振動が、振動体501に同時に発生し、重ね合わされる。尚、本実施形態では、塵埃を除去するための最低限必要な振動モードとして、第1の振動モードとして10次の曲げ振動モードを、第2の振動モードとして11次の曲げ振動モードを用いているが、これに限定されるものではない。ここで、撮像素子503に対応する光学有効部は図7中に示す範囲とする。第1の振動モードAの変形形状は、左端と右端で逆相(位相差180°)となっている。一方、第2の振動モードBの変形形状は、左端と右端で同相(位相差0°)となっている。つまり、圧電素子101aと圧電素子101bに印加する交番電圧の位相差を180°とすれば第1の振動モードAのみが発生し、逆に位相差を0°とすれば第2の振動モードBのみが発生する。したがって、位相差を90°とすれば第1の振動モードAと第2の振動モードBを同時に発生させることができ、合成振動による進行波が図中右方向に生じる。 When the drive circuits 601a and 601b apply the alternating voltage Vo described above to the piezoelectric elements 101a and 101b, vibrations in the first vibration mode A and the second vibration mode B are simultaneously generated in the vibration body 501. Superimposed. In the present embodiment, as the minimum necessary vibration mode for removing dust, the 10th-order bending vibration mode is used as the first vibration mode, and the 11th-order bending vibration mode is used as the second vibration mode. However, it is not limited to this. Here, the optically effective portion corresponding to the image sensor 503 has a range shown in FIG. The deformed shape of the first vibration mode A is in reverse phase (phase difference 180 °) at the left end and the right end. On the other hand, the deformed shape of the second vibration mode B is in phase (phase difference 0 °) at the left end and the right end. That is, if the phase difference between the alternating voltages applied to the piezoelectric elements 101a and 101b is 180 °, only the first vibration mode A is generated, and conversely, if the phase difference is 0 °, the second vibration mode B is generated. Only occurs. Therefore, if the phase difference is 90 °, the first vibration mode A and the second vibration mode B can be generated simultaneously, and a traveling wave due to the combined vibration is generated in the right direction in the figure.
図6(b)は、次数の異なる振動モードを同時に励起する際に各圧電素子に印加する交番電圧の例を示す図である。交番電圧Vo1は、圧電素子101aに印加する電圧波形であり、交番電圧Vo2は圧電素子101bに印加する電圧波形を示す。縦軸は電圧振幅であり、横軸は時間を示す。交番電圧Vo1及びVo2の周波数は前述のfdで一定であり、各交番電圧の位相差は90°である。但し、交番電圧Vo1とVo2の位相は異なっていれば良く、位相差は90°に限定されない。 FIG. 6B is a diagram illustrating an example of an alternating voltage applied to each piezoelectric element when simultaneously exciting vibration modes having different orders. The alternating voltage Vo1 is a voltage waveform applied to the piezoelectric element 101a, and the alternating voltage Vo2 is a voltage waveform applied to the piezoelectric element 101b. The vertical axis represents voltage amplitude, and the horizontal axis represents time. The frequencies of the alternating voltages Vo1 and Vo2 are constant at the aforementioned fd, and the phase difference between the alternating voltages is 90 °. However, the alternating voltages Vo1 and Vo2 only need to have different phases, and the phase difference is not limited to 90 °.
塵埃除去装置では、光学部材502の表面に付着した塵埃は、光学部材502が塵埃を面外に突き上げる時、光学部材502の表面の法線方向の力を受けて弾かれるように移動していく。つまり、駆動周波数周期の各位相で、振動体501の合成振動変位の速度が正であるとき塵埃は面外に突き上げられ、この位相における合成振動変位の法線方向の力を受け、塵埃は移動していく。図7では、光学部材502の有効部の表面に付着している塵埃に繰り返し振動を与えることで、塵埃を図7の右方向に移動させ、除去することが可能である。 In the dust removing device, the dust adhering to the surface of the optical member 502 moves so as to be repelled by receiving a normal force on the surface of the optical member 502 when the optical member 502 pushes the dust out of the plane. . That is, at each phase of the driving frequency cycle, when the speed of the combined vibration displacement of the vibrating body 501 is positive, the dust is pushed out of the plane, and the dust moves by receiving a force in the normal direction of the combined vibration displacement in this phase. I will do it. In FIG. 7, it is possible to move and remove the dust in the right direction of FIG. 7 by repeatedly applying vibration to the dust adhering to the surface of the effective portion of the optical member 502.
(駆動回路の説明:LC昇圧)
図1を用いて、本発明の第1の実施形態の駆動回路を説明する。図1(a)は第1の実施形態における塵埃除去装置の駆動回路を示す図である。駆動回路の構成として、インダクタ102とキャパシタ103とが、圧電素子101に直列に接続されている。尚、キャパシタ103は、圧電素子101の図1の下側に接続されているが、上側(インダクタ102と圧電素子101との間)に接続しても良い。また、図1(c)に示すように、圧電素子101に対して並列に抵抗104を接続しても良い。抵抗104は電流がほとんど流れない1MΩ程度に設定し、抵抗部で消費電力が発生しないようにする。抵抗104を設けることで、キャパシタ103と圧電素子101の接続点の電位が定まり、圧電素子の両端に安定した交番電圧を印加することができる。
(Description of drive circuit: LC boost)
The drive circuit according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1A is a diagram illustrating a drive circuit of the dust removing device according to the first embodiment. As a configuration of the drive circuit, an inductor 102 and a capacitor 103 are connected to the piezoelectric element 101 in series. The capacitor 103 is connected to the lower side of the piezoelectric element 101 in FIG. 1, but may be connected to the upper side (between the inductor 102 and the piezoelectric element 101). Further, as shown in FIG. 1C, a resistor 104 may be connected in parallel to the piezoelectric element 101. The resistor 104 is set to about 1 MΩ where almost no current flows, so that power consumption does not occur in the resistor portion. By providing the resistor 104, the potential at the connection point between the capacitor 103 and the piezoelectric element 101 is determined, and a stable alternating voltage can be applied to both ends of the piezoelectric element.
ここで、インダクタ102としては、コイル等のインダクタンス素子を用いることができる。また、キャパシタ103としてはフィルムコンデンサ等の静電容量素子を用いることができる。本発明の特徴は、インダクタ102とキャパシタ103とによる直列共振周波数を、振動体501の共振周波数とほぼ一致させる(後述の許容範囲内に設定する)ことにある。 Here, as the inductor 102, an inductance element such as a coil can be used. As the capacitor 103, a capacitive element such as a film capacitor can be used. A feature of the present invention is that the series resonance frequency of the inductor 102 and the capacitor 103 is substantially matched with the resonance frequency of the vibrating body 501 (set within an allowable range described later).
ここで、圧電素子101の等価回路について、図1(b)を用いて説明する。図1(b)は、圧電素子101を等価回路で表わしたものである。圧電素子101の等価回路は、振動体501の機械的振動部分のRLC直列回路(自己インダクタンスLmの等価コイル301b、静電容量Cmの等価コンデンサ301c、抵抗値Rmの等価抵抗301d)と、RLC直列回路に並列に接続された圧電素子101の固有静電容量Cdとしてのコンデンサ301aと、により構成される。 Here, an equivalent circuit of the piezoelectric element 101 will be described with reference to FIG. FIG. 1B shows the piezoelectric element 101 in an equivalent circuit. The equivalent circuit of the piezoelectric element 101 is an RLC series circuit (an equivalent coil 301b having a self-inductance Lm, an equivalent capacitor 301c having a capacitance Cm, and an equivalent resistor 301d having a resistance value Rm) in the mechanical vibration portion of the vibrating body 501, and an RLC series. And a capacitor 301a as the intrinsic capacitance Cd of the piezoelectric element 101 connected in parallel to the circuit.
本発明において、インダクタ102とキャパシタ103とによる直列共振周波数をfsとし、振動体501の共振周波数をfmと定義する。インダクタ102の自己インダクタンスをL、キャパシタ103の静電容量をCとすると、 In the present invention, the series resonance frequency of the inductor 102 and the capacitor 103 is defined as fs, and the resonance frequency of the vibrating body 501 is defined as fm. When the self-inductance of the inductor 102 is L and the capacitance of the capacitor 103 is C,
となる。上記fsとfmをほぼ一致させることで、fm近傍での交番電圧Voの周波数特性をなだらかにすることが可能となる。 It becomes. By making fs and fm substantially coincide with each other, the frequency characteristic of the alternating voltage Vo in the vicinity of fm can be made smooth.
ここで、図5を用いて、圧電素子101に直列にインダクタ102のみを接続した従来の駆動回路の構成について説明する。図5に示すように、圧電素子101に直列にインダクタ102を接続することによって、圧電素子101の固有静電容量とインダクタ102とによるLC直列共振回路が形成される。交番電圧Viの電圧振幅は、LC直列共振回路によって所望の電圧まで昇圧されて、交番電圧Voが出力される。 Here, the configuration of a conventional drive circuit in which only the inductor 102 is connected in series to the piezoelectric element 101 will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 5, by connecting an inductor 102 in series with the piezoelectric element 101, an LC series resonance circuit including the intrinsic capacitance of the piezoelectric element 101 and the inductor 102 is formed. The voltage amplitude of the alternating voltage Vi is boosted to a desired voltage by the LC series resonance circuit, and the alternating voltage Vo is output.
図8に、従来の駆動回路を用いた場合における、交番電圧Voの電圧振幅の周波数特性を示す。横軸は周波数、縦軸は電圧振幅を示す。各プロットは、インダクタ102の値を40μHから90μHまで変えた場合の特性を示している。図8中、f(m)はm次の面外曲げ振動の共振周波数であり、f(m+1)は(m+1)次の面外曲げ振動の共振周波数である。圧電素子101に印加される交番電圧Voの周波数fdは、f(m)<fd<f(m+1)に設定される。図8より、fm及びf(m+1)近傍で、交番電圧Voの振幅変化が生じていることが分かる。また、インダクタ102の値を大きくするほど、fm及びf(m+1)や、fd近傍の電圧振幅の変動が大きくなっている事がわかる。インダクタ102の値を小さくすれば電圧振幅の変動は小さくなるが、昇圧率が低下する為に所望の電圧振幅が出せなくなる。さらに、インダクタ102の値を小さくすると、LC直列共振の電気共振周波数feが高域にシフトする為、駆動周波数fdの高調波成分が基本波に重畳されて波形が歪んでしまう。波形の歪みが大きい場合、振動体501に不要な振動が励起されてしまう。 FIG. 8 shows the frequency characteristics of the voltage amplitude of the alternating voltage Vo when a conventional drive circuit is used. The horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents voltage amplitude. Each plot shows characteristics when the value of the inductor 102 is changed from 40 μH to 90 μH. In FIG. 8, f (m) is a resonance frequency of m-th order out-of-plane bending vibration, and f (m + 1) is a resonance frequency of (m + 1) -order out-of-plane bending vibration. The frequency fd of the alternating voltage Vo applied to the piezoelectric element 101 is set to f (m) <fd <f (m + 1). FIG. 8 shows that the amplitude change of the alternating voltage Vo occurs near fm and f (m + 1). Further, it can be seen that as the value of the inductor 102 is increased, fluctuations in voltage amplitude in the vicinity of fm and f (m + 1) and fd are increased. If the value of the inductor 102 is reduced, the fluctuation of the voltage amplitude is reduced, but a desired voltage amplitude cannot be produced because the step-up rate is reduced. Further, when the value of the inductor 102 is reduced, the electric resonance frequency fe of the LC series resonance is shifted to a high frequency, so that the harmonic component of the drive frequency fd is superimposed on the fundamental wave and the waveform is distorted. When the waveform distortion is large, unnecessary vibration is excited in the vibrating body 501.
従来例のように、fmやf(m+1)近傍で交番電圧Voの振幅変化が生じる原因は、振動体501の機械的振動部分の自己インダクタンスLmと静電容量Cmによってインピーダンスの変化が生じているためである。これに対して、本発明では、fsとfmをほぼ一致させることで、振動体501の機械的振動部分のインピーダンスに対してマッチング(整合)を取ることができる。よって、結果として交番電圧Voの振幅変化を低減することができるものと考えられる。さらに、fm近傍での交番電圧Voの周波数特性をなだらかにすることで、アドミッタンス(等価抵抗301d)の変化や、インダクタ102及びキャパシタ103のばらつきによる交番電圧Voの変動を低減することができる。これは、振動体501の機械的振動部分のインピーダンスに対してマッチングを取っているため、fm近傍では素子のばらつきに対して周波数特性が影響を受けにくくなっているものと考えられる。 As in the conventional example, the change in the amplitude of the alternating voltage Vo near fm and f (m + 1) is caused by the change in impedance due to the self-inductance Lm and the capacitance Cm of the mechanical vibration portion of the vibrating body 501. Because. On the other hand, in the present invention, matching (matching) can be achieved with respect to the impedance of the mechanical vibration portion of the vibrating body 501 by substantially matching fs and fm. Therefore, as a result, it is considered that the change in the amplitude of the alternating voltage Vo can be reduced. Furthermore, by smoothing the frequency characteristics of the alternating voltage Vo near fm, changes in the alternating voltage Vo due to changes in admittance (equivalent resistance 301d) and variations in the inductor 102 and capacitor 103 can be reduced. This is considered to be because the frequency characteristics are less affected by variations in the elements in the vicinity of fm because matching is performed with respect to the impedance of the mechanical vibration portion of the vibrating body 501.
(シミュレーション結果:本発明の実施例と従来例との電圧振幅及び電流の比較)
図9に、インダクタ102とキャパシタ103とによる直列共振周波数fsを、振動体501の共振周波数fmとほぼ一致させた場合における、交番電圧Voの周波数特性を示すシミュレーション結果を示す。本実施例では、駆動回路は図1(a)の構成を用いた。本実施例の振動体501は2つの面外曲げ振動を用いており、共振周波数fmはf(m)とf(m+1)の2つとなる。本実施例では、直列共振周波数fsは共振周波数f(m)の方に合わせて、fs=0.83・f(m)として設定した。理想的にはfsとfmを完全に一致させることが望ましいが、電圧振幅の昇圧率を上げることが難しいため、fmより小さい値に設定した。計算によると、fsがfmより小さいと昇圧率が大きくなり、fsがfmより大きいと昇圧率が小さくなる傾向となる。尚、直列共振周波数fsをf(m)に合わせたが、f(m+1)近傍の周波数においても所望の効果を得る事ができる。
(Simulation result: comparison of voltage amplitude and current between the example of the present invention and the conventional example)
FIG. 9 shows a simulation result showing the frequency characteristics of the alternating voltage Vo when the series resonance frequency fs of the inductor 102 and the capacitor 103 is substantially matched with the resonance frequency fm of the vibrating body 501. In this embodiment, the drive circuit has the configuration shown in FIG. The vibrating body 501 of this embodiment uses two out-of-plane bending vibrations, and the resonance frequencies fm are two, f (m) and f (m + 1). In this embodiment, the series resonance frequency fs is set as fs = 0.83 · f (m) according to the resonance frequency f (m). Ideally, it is desirable to completely match fs and fm. However, since it is difficult to increase the voltage amplitude step-up rate, it is set to a value smaller than fm. According to the calculation, when fs is smaller than fm, the boosting rate increases, and when fs is larger than fm, the boosting rate tends to decrease. Although the series resonance frequency fs is adjusted to f (m), a desired effect can be obtained even at a frequency in the vicinity of f (m + 1).
このシミュレーションでは、等価コイル301bの自己インダクタンスLmを0.04H、等価コンデンサ301cの静電容量Cmを44pFとした。また、f(m)は120kHz、f(m+1)は128kHz、駆動周波数fd=123kHzとした。インダクタ102の自己インダクタンスLを82μH、キャパシタ103の静電容量Cを31nFとして設定した(fs=0.83・fm)。また、プロットが重なっているが、インダクタ102を68μH、キャパシタ103を42nFとして設定したものも示した(fs=0.79・fm)。さらに、従来例として、図5の駆動回路の構成を用いた場合のインダクタ102を68μHとして設定したものを比較例として示した。 In this simulation, the self-inductance Lm of the equivalent coil 301b is 0.04H, and the capacitance Cm of the equivalent capacitor 301c is 44 pF. Further, f (m) was 120 kHz, f (m + 1) was 128 kHz, and drive frequency fd = 123 kHz. The self-inductance L of the inductor 102 was set to 82 μH, and the capacitance C of the capacitor 103 was set to 31 nF (fs = 0.83 · fm). In addition, although the plots are overlapped, the inductor 102 is set to 68 μH and the capacitor 103 is set to 42 nF (fs = 0.79 · fm). Further, as a conventional example, a comparative example in which the inductor 102 in the case of using the configuration of the drive circuit of FIG. 5 is set to 68 μH is shown.
(電圧の安定化)
図9(a)は、駆動回路に流れる電流振幅の周波数特性を示す図である。図9(b)は、交番電圧Voの電圧振幅の周波数特性を示す図である。図9(a)(b)に示されるように、fsとfmをほぼ一致させることで、f(m)及びf(m+1)近傍での交番電圧Voの周波数特性をなだらかにすることが可能となる。つまり、振動体501の共振周波数の変化に対して安定した電圧が印加され、駆動電流の変化も少なくする事ができる。例えば駆動中に共振周波数f(m+1)が時間の経過に伴って低下していく場合、従来例では交番電圧の振幅が増大し、駆動電流が上昇してしまうが、本発明ではその変化を低減することが可能となる。
(Voltage stabilization)
FIG. 9A shows the frequency characteristics of the amplitude of the current flowing in the drive circuit. FIG. 9B is a diagram illustrating frequency characteristics of the voltage amplitude of the alternating voltage Vo. As shown in FIGS. 9A and 9B, the frequency characteristics of the alternating voltage Vo in the vicinity of f (m) and f (m + 1) can be made smooth by substantially matching fs and fm. Become. That is, a stable voltage is applied with respect to the change in the resonance frequency of the vibrating body 501, and the change in the drive current can be reduced. For example, when the resonance frequency f (m + 1) decreases with time during driving, the amplitude of the alternating voltage increases and the driving current increases in the conventional example, but the change is reduced in the present invention. It becomes possible to do.
インダクタ102と、キャパシタ103及び圧電素子101の固有静電容量であるコンデンサ301aと、の電気共振を用いて、交番電圧Voの振幅は、ある周波数でピークを持つように設定される。この交番電圧Voのピーク周波数をfeと定義すると、feをfmより高い周波数に設定することで、fmからfeの間の周波数帯域において、振動体501の駆動周波数fdを変えても電圧変動の少ない周波数特性を得ることができる。本実施例では、ピーク周波数feは、いずれも180〜200kHzに設定した。 The amplitude of the alternating voltage Vo is set to have a peak at a certain frequency by using electrical resonance between the inductor 102 and the capacitor 301a that is the specific capacitance of the capacitor 103 and the piezoelectric element 101. When the peak frequency of the alternating voltage Vo is defined as fe, the voltage fluctuation is small even if the drive frequency fd of the vibrating body 501 is changed in the frequency band between fm and fe by setting fe to a frequency higher than fm. Frequency characteristics can be obtained. In this example, the peak frequency fe was set to 180 to 200 kHz.
(アドミッタンス変化の影響低減)
交番電圧Voの変動の低減の効果を図10に示す。図10は、アドミッタンスの変化による交番電圧Voの変動の様子を計算によりシミュレーションした結果である。アドミッタンスの変化は、等価抵抗301dの値を基準値に対して10%〜100%まで変化させて計算した。等価抵抗が小さいほど、アドミッタンスは大きくなる。図10(a)は従来例であり、図10(b)は本実施例である。本実施例は、アドミッタンスの変化の影響を従来例に対して20%程度に低減していることが分かる。
(Reduction of the impact of admittance changes)
FIG. 10 shows the effect of reducing the fluctuation of the alternating voltage Vo. FIG. 10 shows the result of simulation by calculation of the change in the alternating voltage Vo due to the change in admittance. The change in admittance was calculated by changing the value of the equivalent resistance 301d from 10% to 100% with respect to the reference value. The smaller the equivalent resistance, the greater the admittance. FIG. 10A shows a conventional example, and FIG. 10B shows this example. This example shows that the influence of the change in admittance is reduced to about 20% of the conventional example.
(LとC及びCdによるばらつきの影響低減)
図11は、インダクタ102とキャパシタ103と圧電素子101の固有静電容量とのばらつきによる、交番電圧Voの変動の様子を示すシミュレーション結果である。インダクタ102の自己インダクタンスLのばらつきは±20%、キャパシタ103の静電容量Cのばらつきは±10%、圧電素子101の固有静電容量Cdであるコンデンサ301aのばらつきは±10%として、モンテカルロ法による一様分布の乱数計算を行った。図11(a)は従来例であり、図11(b)は本実施例である。本実施例は、圧電素子101を含む駆動回路全体の素子のばらつきの影響を、従来例に対して70%程度に低減していることが分かる。
(Reduction of the effect of variation due to L, C, and Cd)
FIG. 11 is a simulation result showing how the alternating voltage Vo varies due to variations in the intrinsic capacitance of the inductor 102, capacitor 103, and piezoelectric element 101. The Monte Carlo method assumes that the variation of the self-inductance L of the inductor 102 is ± 20%, the variation of the capacitance C of the capacitor 103 is ± 10%, and the variation of the capacitor 301a, which is the intrinsic capacitance Cd of the piezoelectric element 101, is ± 10%. The random distribution with uniform distribution was calculated. FIG. 11A shows a conventional example, and FIG. 11B shows this example. In this example, it can be seen that the influence of the element variation of the entire drive circuit including the piezoelectric element 101 is reduced to about 70% of the conventional example.
(電流上昇の低減)
実際に本実施例の駆動回路によって振動体501を駆動し、電源電流の比較を行った。図12は、駆動時間に対する電源電流の変化を測定した結果である。電源は12V直流電源を使用した。従来例の駆動回路では、20秒後に、電源電流が初期値に対して約2倍増加したが、本実施例の駆動回路では40%程度の増加であった。従って、消費電力を低減する事が可能となる。
(Reduction of current rise)
Actually, the vibrator 501 was driven by the drive circuit of this example, and the power supply current was compared. FIG. 12 shows the result of measuring the change in the power supply current with respect to the driving time. The power source used was a 12V DC power source. In the driving circuit of the conventional example, the power supply current increased about twice as much as the initial value after 20 seconds, but in the driving circuit of the present example, it increased by about 40%. Therefore, power consumption can be reduced.
(fsとfmとの関係の許容範囲)
次に、圧電素子101に直列に接続されているインダクタ102とキャパシタ103とによる直列共振周波数fsと、振動体501の共振周波数fmと、の関係の許容範囲(fsとfmのほぼ一致の範囲)について説明する。上記実施例では、fmとfsを完全に一致させているが、本発明は、fsとfmを完全に一致させる場合に限定されない。つまりfsとfmとを、ある範囲内の近い値に設定することで、fm近傍での交番電圧Voの周波数特性をなだらかにすることができる。但し、fsはfmに近い程、その効果は大きくなる。
(Acceptable range of relationship between fs and fm)
Next, a permissible range of the relationship between the series resonance frequency fs of the inductor 102 and the capacitor 103 connected in series to the piezoelectric element 101 and the resonance frequency fm of the vibrating body 501 (a range in which fs and fm substantially coincide). Will be described. In the above embodiment, fm and fs are completely matched, but the present invention is not limited to the case where fs and fm are completely matched. That is, by setting fs and fm to close values within a certain range, the frequency characteristics of the alternating voltage Vo in the vicinity of fm can be made smooth. However, the effect is greater as fs is closer to fm.
本発明では、効果の得られるfsの範囲を求める為に、圧電素子101の共振周波数fm近傍における交番電圧Voの位相変化に着目した。図14(a)は、交番電圧Voの位相を示すシミュレーション結果である。横軸は周波数であり、共振周波数fmを44.142kHzとして、40kHzから48kHzまでのVoの位相の変化を示す。このシミュレーションでは、図1(a)の駆動回路を用いて、インダクタ102とキャパシタ103による直列共振周波数fsのfmに対する比(fs/fmとする)を0.73から1.2の範囲で変化させ、これをプロットした。 In the present invention, attention is paid to the phase change of the alternating voltage Vo in the vicinity of the resonance frequency fm of the piezoelectric element 101 in order to obtain the effective fs range. FIG. 14A is a simulation result showing the phase of the alternating voltage Vo. The horizontal axis represents the frequency, and shows the change in the phase of Vo from 40 kHz to 48 kHz with the resonance frequency fm being 44.142 kHz. In this simulation, using the drive circuit of FIG. 1A, the ratio of the series resonance frequency fs by the inductor 102 and the capacitor 103 to fm (referred to as fs / fm) is changed in the range of 0.73 to 1.2. This was plotted.
ここで、ピーク周波数feは常に61.798kHz(=1.4・fm)になるようにLとCの値を各々調整して、fs/fmを変化させた。ピーク周波数feを一定にする理由は、feの値によって振動体501の共振周波数fm近傍でのVoの振幅が大きく変わってしまう為である。また、比較をする上での基準となる従来の構成としては図5の回路を用いて計算し、この結果をプロットした。この場合のインダクタ102の自己インダクタンスLは1.97mHとし、交番電圧Voのピーク周波数feを61.798kHz(=1.4・fm)になるよう設定した。 Here, fs / fm was changed by adjusting the values of L and C so that the peak frequency fe was always 61.798 kHz (= 1.4 · fm). The reason for making the peak frequency fe constant is that the amplitude of Vo in the vicinity of the resonance frequency fm of the vibrating body 501 greatly varies depending on the value of fe. In addition, as a conventional configuration serving as a reference for comparison, calculation was performed using the circuit of FIG. 5, and the result was plotted. In this case, the self-inductance L of the inductor 102 was set to 1.97 mH, and the peak frequency fe of the alternating voltage Vo was set to 61.798 kHz (= 1.4 · fm).
図14(a)より、従来例の構成のVoは最大で60°近く位相が遅れてしまうことがわかる。これに対して、fs/fm=1となる場合は、Voの位相変化はほとんど生じない。なお、fs/fm=1の場合、インダクタ102の自己インダクタンスLは4.17mH、キャパシタ103の静電容量Cは3.12nFである。傾向としては、fs/fm<1となる程、負側に位相の変化が大きくなり、fs/fm>1となる程、正側に位相の変化が大きくなる。 From FIG. 14A, it can be seen that the Vo of the configuration of the conventional example is delayed in phase by about 60 ° at the maximum. On the other hand, when fs / fm = 1, the phase change of Vo hardly occurs. When fs / fm = 1, the self-inductance L of the inductor 102 is 4.17 mH, and the capacitance C of the capacitor 103 is 3.12 nF. As a tendency, the fs / fm <1 increases the phase change to the negative side, and the fs / fm> 1 increases the phase change to the positive side.
図14(b)は、図14(a)の交番電圧Voの位相変化と交番電圧Voの振幅変動の関係を調べるために、周波数に応じた交番電圧Voの変化を示すシミュレーションを行った結果である。シミュレーション条件は図14(a)と同様であり、fs/fmを0.73から1.2の範囲で変化させたものと、従来例の構成と、を比較し、これをプロットした。図14(b)で示した位相の変化量と、図14(a)で示す電圧の変動量の傾向は対応している事がわかる。つまり、Voの位相の変化が大きい程、Voの振幅変動は大きくなる。 FIG. 14B shows the result of a simulation showing the change of the alternating voltage Vo according to the frequency in order to investigate the relationship between the phase change of the alternating voltage Vo and the amplitude fluctuation of the alternating voltage Vo in FIG. is there. The simulation conditions are the same as those in FIG. 14A. The fs / fm changed in the range of 0.73 to 1.2 and the configuration of the conventional example were compared and plotted. It can be seen that the phase change amount shown in FIG. 14B corresponds to the tendency of the voltage fluctuation amount shown in FIG. That is, the greater the change in the phase of Vo, the greater the amplitude fluctuation of Vo.
図15は、fs/fmの変化に応じた、従来例の構成に対する位相変化量の割合を示すシミュレーション結果である。横軸はfs/fmであり、振動体501の共振周波数fmに対するfsの比である。縦軸は従来例の構成に対する位相変化量の割合であり、次のように計算した。まず、従来例の構成を用いた場合のVoの位相変化量の絶対値を40kHzから48kHzの範囲で計算し、最大値を検出した。これを「従来の構成の位相最大変化量」とする。続いて、図1(a)の構成において、fs/fmをパラメータとして、Voの位相変化量の絶対値を40kHzから48kHzの範囲で計算し、最大値を検出した。これを「fs/fmに応じた位相最大変化量」とする。従来例の構成に対する位相変化量の割合は、両者の比を計算し、
「fs/fmに応じた位相最大変化量」/「従来の構成の位相最大変化量」
として、これを縦軸とした。
FIG. 15 is a simulation result showing the ratio of the phase change amount with respect to the configuration of the conventional example according to the change in fs / fm. The horizontal axis is fs / fm, which is the ratio of fs to the resonance frequency fm of the vibrating body 501. The vertical axis represents the ratio of the phase change amount with respect to the configuration of the conventional example, and was calculated as follows. First, the absolute value of the phase change amount of Vo in the case of using the configuration of the conventional example was calculated in the range of 40 kHz to 48 kHz, and the maximum value was detected. This is referred to as “the maximum phase change amount of the conventional configuration”. Subsequently, in the configuration of FIG. 1A, the absolute value of the phase change amount of Vo was calculated in the range of 40 kHz to 48 kHz using fs / fm as a parameter, and the maximum value was detected. This is defined as “the maximum phase change amount according to fs / fm”. The ratio of the amount of phase change to the configuration of the conventional example is calculated by calculating the ratio between the two
“Maximum amount of phase change according to fs / fm” / “Maximum amount of phase change of conventional configuration”
This is taken as the vertical axis.
本発明では、図15のように従来例の構成に対する位相変化量の割合が半分となる条件を閾値と定義して、fm近傍での交番電圧Voの周波数特性をなだらかにすることができる範囲を求めた。この結果、fs/fmの効果の得られる範囲は、
0.73・fm<fs<1.2・fm
となった。上記範囲は、ピーク周波数feを61.798kHz(=1.4・fm)、圧電素子101のコンデンサ301aの固有静電容量Cdを3.5nFとして計算したが、ピーク周波数feや固有静電容量Cdの値を変えても、ほぼ同等の計算結果となる。なお、圧電素子101における等価コイル301bの自己インダクタンスLmは0.1H、等価コンデンサ301cの静電容量Cmは130pF、等価抵抗301dの抵抗値Rmは1kΩとして計算した。
In the present invention, as shown in FIG. 15, the condition that the ratio of the phase change amount to the conventional configuration is halved is defined as a threshold value, and the range in which the frequency characteristic of the alternating voltage Vo near fm can be made smooth is defined. Asked. As a result, the range where the effect of fs / fm can be obtained is
0.73 · fm <fs <1.2 · fm
It became. In the above range, the peak frequency fe was calculated as 61.798 kHz (= 1.4 · fm), and the specific capacitance Cd of the capacitor 301a of the piezoelectric element 101 was calculated as 3.5 nF, but the peak frequency fe and the specific capacitance Cd were calculated. Even if the value of is changed, almost the same calculation result is obtained. Note that the self-inductance Lm of the equivalent coil 301b in the piezoelectric element 101 is 0.1H, the capacitance Cm of the equivalent capacitor 301c is 130 pF, and the resistance value Rm of the equivalent resistor 301d is 1 kΩ.
よって、上記範囲に従って、交番電圧Voの位相差の変化量を半分以下に抑えることにより、従来と比較してVoの変動量も概ね半分以下に抑えることが可能となる。つまり、fsとfmとを完全に一致させなくとも、上記fsとfmの関係を満たすことにより、fm近傍での交番電圧Voの周波数特性を従来に比べてなだらかにすることができる。 Therefore, by suppressing the amount of change in the phase difference of the alternating voltage Vo to half or less according to the above range, the amount of change in Vo can be suppressed to approximately half or less compared to the conventional case. That is, even if fs and fm are not completely matched, the frequency characteristic of the alternating voltage Vo in the vicinity of fm can be made smoother than before by satisfying the relationship between fs and fm.
(インダクタ102とキャパシタ103の値の決め方)
次に、インダクタ102とキャパシタ103の値の決め方について説明する。直列共振周波数fsは、インダクタ102のインダクタンスLと、キャパシタ103の静電容量Cと、の積によって決まるので、同じfsでも、組み合わせは多数存在する。これに対しては、交番電圧Voのピーク周波数feを最初に決めることで、1つの組み合わせを求めることができる。
(How to determine the values of inductor 102 and capacitor 103)
Next, how to determine the values of the inductor 102 and the capacitor 103 will be described. Since the series resonance frequency fs is determined by the product of the inductance L of the inductor 102 and the capacitance C of the capacitor 103, there are many combinations even with the same fs. In contrast, one combination can be obtained by first determining the peak frequency fe of the alternating voltage Vo.
Voのピーク周波数feは、インダクタ102のインダクタンスLと、キャパシタ103の静電容量C、そして圧電素子101の固有静電容量Cdと、から算出することができる。ピーク周波数feの式は、 The peak frequency fe of Vo can be calculated from the inductance L of the inductor 102, the capacitance C of the capacitor 103, and the intrinsic capacitance Cd of the piezoelectric element 101. The expression for the peak frequency fe is
となる。ここで、実際のピーク周波数feを計算するには、圧電素子101を等価的にキャパシタと見なし、機械的振動部分のRLC直列回路の影響を考慮したCd’を用いて計算する必要がある。例えば、機械的振動部分のRLC直列回路の影響が44pFの容量変化に相当する場合には、
Cd’=Cd−44pF
として計算することが出来る。
It becomes. Here, in order to calculate the actual peak frequency fe, it is necessary to regard the piezoelectric element 101 equivalently as a capacitor and calculate it using Cd ′ considering the influence of the RLC series circuit of the mechanical vibration portion. For example, when the influence of the RLC series circuit of the mechanical vibration part corresponds to a capacitance change of 44 pF,
Cd ′ = Cd−44 pF
Can be calculated as
ピーク周波数feの式より、feの値を決めることによって、各々のLとCの関数を求めることができる。図16は、ピーク周波数feに応じたインダクタ102のインダクタンスLと、キャパシタ103の静電容量Cと、の関係を示す図である。横軸がCの値、縦軸がLの値である。feが1.4・fm、1.5・fm、2・fmの場合における、(式1−3)より求まるLとCの値を各々プロットした。さらに、LとCの積LCがLmCmとなる場合、即ち、直列共振周波数fsがfmと一致する場合のプロットも示した。上述したように、Lmは等価コイル301bの自己インダクタンス、Cmは等価コンデンサ301cの静電容量を示す。 By determining the value of fe from the expression of the peak frequency fe, the functions of L and C can be obtained. FIG. 16 is a diagram illustrating the relationship between the inductance L of the inductor 102 and the capacitance C of the capacitor 103 according to the peak frequency fe. The horizontal axis is the value of C, and the vertical axis is the value of L. When fe is 1.4 · fm, 1.5 · fm, and 2 · fm, the values of L and C obtained from (Equation 1-3) are plotted. Further, a plot is also shown when the product LC of L and C is LmCm, that is, when the series resonance frequency fs matches fm. As described above, Lm represents the self-inductance of the equivalent coil 301b, and Cm represents the capacitance of the equivalent capacitor 301c.
図16より、feを固定した場合のインダクタとキャパシタの関数は、LC=LmCmとなる関数と1つの点で交差する。この点が、fsがfmと一致する最適なインダクタンスLと静電容量Cの値である。例えば、feが1.4・fmの場合、Lは4.17mH、Cは3.12nFである。 From FIG. 16, the function of the inductor and the capacitor when fe is fixed intersects with the function of LC = LmCm at one point. This is the optimum value of inductance L and capacitance C at which fs matches fm. For example, when fe is 1.4 · fm, L is 4.17 mH and C is 3.12 nF.
次に、feの値について説明する。本発明において、ピーク周波数feの条件は、振動体501の駆動周波数をfdとすると、
fe<2・fd
の関係を満たすように設定することが好ましい。この理由を次に説明する。
Next, the value of fe will be described. In the present invention, the condition of the peak frequency fe is that the drive frequency of the vibrating body 501 is fd.
fe <2 · fd
It is preferable to set so as to satisfy the relationship. The reason for this will be described next.
図13は、fe<2・fdを満たす場合の交番電圧Voの周波数特性を示す図である。2・fdは、駆動周波数fdの2次高調波周波数である。交番電圧Voの波形には、2次高調波成分や3次高調波成分が極力少ないSIN波形が求められる。実機における交番電圧Voの駆動波形はパルス・デューティが10%〜50%と調整されるので、特に3次高調波成分を落とす必要がある。従って、ピーク周波数feを2・fdより低い値に設定することで、3次高調波成分の周波数2・fdの交番電圧Voの振幅を駆動周波数fdより小さくすることができる。例えば、駆動周波数fdを46kHzとした場合、2・fdは92kHzである。この場合、インダクタ102のインダクタンスLを4mH、キャパシタ103の静電容量Cを3.25nFに設定すれば、ピーク周波数feは61.3kHzとなり、上記条件を満たすことができる。 FIG. 13 is a diagram illustrating frequency characteristics of the alternating voltage Vo when fe <2 · fd is satisfied. 2 · fd is the second harmonic frequency of the drive frequency fd. As the waveform of the alternating voltage Vo, a SIN waveform having as few secondary harmonic components and tertiary harmonic components as possible is required. Since the drive waveform of the alternating voltage Vo in the actual machine is adjusted to have a pulse duty of 10% to 50%, it is particularly necessary to reduce the third harmonic component. Therefore, by setting the peak frequency fe to a value lower than 2 · fd, the amplitude of the alternating voltage Vo at the frequency 2 · fd of the third harmonic component can be made smaller than the drive frequency fd. For example, when the drive frequency fd is 46 kHz, 2 · fd is 92 kHz. In this case, if the inductance L of the inductor 102 is set to 4 mH and the capacitance C of the capacitor 103 is set to 3.25 nF, the peak frequency fe is 61.3 kHz, and the above condition can be satisfied.
(第2の実施形態)
次に、第2の実施形態について説明する。本実施形態は、トランスを用いて昇圧する点が第1の実施形態と異なる。尚、振動体である塵挨除去装置の構成や、振動モードは第1の実施形態と同一であり、以下では駆動回路のみを説明する。
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment will be described. This embodiment differs from the first embodiment in that the voltage is boosted using a transformer. Note that the configuration of the dust removing device, which is a vibrating body, and the vibration mode are the same as those in the first embodiment, and only the drive circuit will be described below.
(駆動回路の説明:トランス昇圧)
図17(a)は本発明の第2の実施形態における、塵挨除去装置の駆動回路を示す図である。駆動回路の構成は、圧電素子101にトランス401の2次側コイル401bが並列に接続されている。また、トランス1次側コイル401aに直列にキャパシタ103が接続されている。ここで、キャパシタ103にはフィルムコンデンサ等の静電容量素子を用いることができる。また、トランス401の結合を弱めることで、トランス1次側コイル401aの漏洩インダクタンスと、トランス2次側コイル401bの漏洩インダクタンスと、をインダクタとして用いることができる。
(Description of drive circuit: transformer booster)
FIG. 17A is a diagram showing a drive circuit of the dust removing device in the second embodiment of the present invention. The configuration of the drive circuit is such that the secondary coil 401 b of the transformer 401 is connected in parallel to the piezoelectric element 101. A capacitor 103 is connected in series to the transformer primary coil 401a. Here, a capacitive element such as a film capacitor can be used for the capacitor 103. Further, by weakening the coupling of the transformer 401, the leakage inductance of the transformer primary coil 401a and the leakage inductance of the transformer secondary coil 401b can be used as inductors.
この漏洩インダクタンスは、図17(a)においてインダクタ102a(トランス1次側コイル401aの漏洩インダクタンス)、102b(トランス2次側コイル401bの漏洩インダクタンス)として等価的に示している。この2つの漏洩インダクタンスとキャパシタ103とにより、直列共振を形成する。尚、キャパシタ103は、トランス1次側コイル401aの下側に図17(a)では接続されているが、上側(インダクタ102aとトランス1次側コイル401aとの間)に接続しても良い。ここで、1次側の漏洩インダクタンス102aと2次側の漏洩インダクタンス102bとキャパシタ103とによる直列共振周波数をfsとし、振動体501の共振周波数をfmと定義する。トランス1次側コイル401aの漏洩インダクタンス102aをL1、トランス2次側コイル401bの漏洩インダクタンス102bをL2、2次側コイル401bの1次側コイル401aに対する巻線比をN、キャパシタ103をCとすると、 This leakage inductance is equivalently shown as inductors 102a (leakage inductance of transformer primary coil 401a) and 102b (leakage inductance of transformer secondary coil 401b) in FIG. These two leakage inductances and the capacitor 103 form a series resonance. The capacitor 103 is connected to the lower side of the transformer primary coil 401a in FIG. 17A, but may be connected to the upper side (between the inductor 102a and the transformer primary coil 401a). Here, the series resonance frequency of the primary side leakage inductance 102a, the secondary side leakage inductance 102b, and the capacitor 103 is defined as fs, and the resonance frequency of the vibrating body 501 is defined as fm. The leakage inductance 102a of the transformer primary coil 401a L 1, the turns ratio for the primary coil 401a of the leakage inductance 102b of the transformer secondary coil 401b L 2, the secondary coil 401b N, a capacitor 103 C Then,
となる。上記したように、Lm、Cmは圧電素子101の機械的な振動の等価回路定数であり、Lmは等価コイル301bの自己インダクタンス、Cmは等価コンデンサ301cの静電容量を示す。 It becomes. As described above, Lm and Cm are equivalent circuit constants of mechanical vibration of the piezoelectric element 101, Lm is the self-inductance of the equivalent coil 301b, and Cm is the capacitance of the equivalent capacitor 301c.
直列共振周波数fsは、第1の実施形態と同様に、振動体501の共振周波数fmに完全に一致させなくとも、以下の範囲でfmに近い値に設定することで、fm近傍での交番電圧Voの周波数特性をなだらかにすることが可能となる。
0.73・fm<fs<1.2・fm
As in the first embodiment, the series resonance frequency fs is set to a value close to fm in the following range without being completely matched with the resonance frequency fm of the vibrating body 501, so that the alternating voltage near fm is set. The frequency characteristic of Vo can be made smooth.
0.73 · fm <fs <1.2 · fm
ここで、トランスを用いる構成の場合、インダクタ102とキャパシタ103をトランスの1次側と2次側のどちらに接続するかによって、fsの算出式におけるLCに係る係数が異なる。構成としては、以下の4つに大別される。
(1)トランスの1次側にLCが接続される構成。
(2)トランスの2次側にLCが接続される構成。
(3)トランスの1次側にL、トランスの2次側にCが接続される構成。
(4)トランスの1次側にC、トランスの2次側にLが接続される構成。
Here, in the case of a configuration using a transformer, the coefficient relating to LC in the calculation formula of fs differs depending on whether the inductor 102 and the capacitor 103 are connected to the primary side or the secondary side of the transformer. The configuration is roughly divided into the following four.
(1) A configuration in which an LC is connected to the primary side of the transformer.
(2) A configuration in which an LC is connected to the secondary side of the transformer.
(3) A configuration in which L is connected to the primary side of the transformer and C is connected to the secondary side of the transformer.
(4) A configuration in which C is connected to the primary side of the transformer and L is connected to the secondary side of the transformer.
上記、(1)と(2)については、LCに係る係数は1である。これに対して、(3)は、N2・LCである。これは、1次側のLは2次側に換算すると、トランスの巻線比Nの2乗に相当するからである。また、(4)は、(1/N2)・LCである。これは、1次側のCは2次側に換算すると、トランスの巻線比Nの2乗分の1に相当するからである。 For the above (1) and (2), the coefficient relating to LC is 1. On the other hand, (3) is N 2 · LC. This is because L on the primary side corresponds to the square of the winding ratio N of the transformer when converted to the secondary side. Further, (4) is (1 / N 2 ) · LC. This is because the primary side C, when converted to the secondary side, corresponds to 1 / square of the winding ratio N of the transformer.
インダクタ102とキャパシタ103の値の決め方については、第1の実施形態と同様である。即ち、交番電圧Voのピーク周波数feを最初に決めることで、1つの組合せを求めることができる。 The method for determining the values of the inductor 102 and the capacitor 103 is the same as in the first embodiment. That is, one combination can be obtained by first determining the peak frequency fe of the alternating voltage Vo.
また、ピーク周波数feは、振動体501の駆動周波数をfdとすると、第1の実施形態と同様に、
fe<2・fd
の関係を満たすように設定する。
Further, the peak frequency fe is the same as in the first embodiment when the drive frequency of the vibrating body 501 is fd.
fe <2 · fd
Set to satisfy the relationship.
(第2の実施形態の変形例1)
図17(b)は、第2の実施形態における塵挨除去装置の駆動回路の変形例1を示す図である。駆動回路の構成は、圧電素子101にトランス401の2次側コイル401bが並列に接続され、トランス1次側コイル401aに直列にインダクタ102とキャパシタ103とが接続されている。尚、インダクタ102とキャパシタ103は、トランス1次側コイル401aに直列に接続されていれば、図17(b)に示した構成以外のものであっても良い。インダクタ102はトランス401の1次側に接続することで、2次側に接続する場合よりもインダクタンス値を1/N2の小さい素子を用いることができる。ここで、Nは巻線比である。また、キャパシタ103は、トランス401の1次側に接続することで、2次側に接続する場合よりも1/Nの耐圧を有する素子を用いることができる。
(Modification 1 of 2nd Embodiment)
FIG. 17B is a diagram illustrating a first modification of the drive circuit of the dust removing device according to the second embodiment. The configuration of the drive circuit is such that the secondary coil 401b of the transformer 401 is connected in parallel to the piezoelectric element 101, and the inductor 102 and the capacitor 103 are connected in series to the transformer primary coil 401a. The inductor 102 and the capacitor 103 may have a configuration other than that shown in FIG. 17B as long as the inductor 102 and the capacitor 103 are connected in series to the transformer primary coil 401a. By connecting the inductor 102 to the primary side of the transformer 401, an element having an inductance value smaller than 1 / N 2 can be used as compared with the case where it is connected to the secondary side. Here, N is a winding ratio. Further, the capacitor 103 can be connected to the primary side of the transformer 401 so that an element having a withstand voltage of 1 / N can be used as compared with the case of connecting to the secondary side.
インダクタ102をL、キャパシタ103をCとすると、直列共振周波数をfsは(式1−1)と同様であり、 When the inductor 102 is L and the capacitor 103 is C, the series resonance frequency fs is the same as in (Equation 1-1),
となる。これを振動体501の共振周波数fmと略一致させれば良い。 It becomes. This may be substantially matched with the resonance frequency fm of the vibrating body 501.
(第2の実施形態の変形例2)
図17(c)は、本発明の第2の実施形態における塵挨除去装置の駆動回路の変形例2を示す図である。駆動回路の構成は、圧電素子101にトランス401の2次側コイル401bが並列に接続され、トランス1次側コイル401aに直列にキャパシタ103が接続され、トランス2次側コイル401bに直列にインダクタ102が接続されている。インダクタ102はトランス401の2次側に接続することで、1次側に接続する場合よりも電流許容値を1/Nと小さい素子を用いることができる。ここで、Nは巻線比である。インダクタ102のインダクタンスをL、キャパシタ103の静電容量をCとすると、直列共振周波数をfsは、
(Modification 2 of the second embodiment)
FIG.17 (c) is a figure which shows the modification 2 of the drive circuit of the dust removal apparatus in the 2nd Embodiment of this invention. The drive circuit is configured such that the secondary coil 401b of the transformer 401 is connected in parallel to the piezoelectric element 101, the capacitor 103 is connected in series to the transformer primary coil 401a, and the inductor 102 is connected in series to the transformer secondary coil 401b. Is connected. By connecting the inductor 102 to the secondary side of the transformer 401, an element having a current allowable value as small as 1 / N can be used as compared with the case where it is connected to the primary side. Here, N is a winding ratio. When the inductance of the inductor 102 is L and the capacitance of the capacitor 103 is C, the series resonance frequency fs is
となる。これを振動体501の共振周波数fmと略一致させれば良い。 It becomes. This may be substantially matched with the resonance frequency fm of the vibrating body 501.
(第2の実施形態の変形例3)
図17(d)は、本発明の第2の実施形態における塵挨除去装置の駆動回路の変形例3を示す図である。駆動回路の構成は、圧電素子101にトランス401の2次側コイル401bが並列に接続され、トランス1次側コイル401aに直列にインダクタ102が接続され、トランス2次側コイル401bに直列にキャパシタ103が接続されている。インダクタ102はトランス401の1次側に接続することで、2次側に接続する場合よりもインダクタンスが1/N2と小さい素子を用いることができる。また、キャパシタ103も、トランス401の2次側に接続することで、1次側に接続する場合よりもキャパシタンスが1/N2と小さい素子を用いることができる。この場合の直列共振周波数をfsは、
(Modification 3 of the second embodiment)
FIG. 17D is a diagram showing a third modification of the drive circuit of the dust removing device according to the second embodiment of the present invention. The drive circuit is configured such that the secondary coil 401b of the transformer 401 is connected in parallel to the piezoelectric element 101, the inductor 102 is connected in series to the transformer primary coil 401a, and the capacitor 103 is connected in series to the transformer secondary coil 401b. Is connected. By connecting the inductor 102 to the primary side of the transformer 401, an element having an inductance as small as 1 / N 2 can be used as compared with the case where it is connected to the secondary side. Further, by connecting the capacitor 103 to the secondary side of the transformer 401, an element having a smaller capacitance of 1 / N 2 than that in the case of connecting to the primary side can be used. In this case, fs is the series resonance frequency.
となる。これを振動体501の共振周波数fmと略一致させれば良い。 It becomes. This may be substantially matched with the resonance frequency fm of the vibrating body 501.
(第2の実施形態の変形例4)
図17(e)は、本発明の第2の実施形態における塵挨除去装置の駆動回路の変形例4を示す図である。駆動回路の構成は、圧電素子101にトランス401の2次側コイル401bが並列に接続され、トランス2次側コイル401bに直列にインダクタ102とキャパシタ103が接続されている。インダクタ102はトランス401の2次側に接続することで、1次側に接続する場合よりも電流許容値を1/Nと小さい素子を用いることができる。また、キャパシタ103も、トランス401の2次側に接続することで、1次側に接続する場合よりもキャパシタンスが1/N2と小さい素子を用いることができる。この場合の直列共振周波数をfsは、
(Modification 4 of the second embodiment)
FIG. 17E is a diagram showing a fourth modification of the drive circuit of the dust removing device in the second embodiment of the present invention. The configuration of the drive circuit is such that the secondary coil 401b of the transformer 401 is connected in parallel to the piezoelectric element 101, and the inductor 102 and the capacitor 103 are connected in series to the transformer secondary coil 401b. By connecting the inductor 102 to the secondary side of the transformer 401, an element having a current allowable value as small as 1 / N can be used as compared with the case where it is connected to the primary side. Further, by connecting the capacitor 103 to the secondary side of the transformer 401, an element having a smaller capacitance of 1 / N 2 than that in the case of connecting to the primary side can be used. In this case, fs is the series resonance frequency.
となる。これを圧電素子101の共振周波数fmと一致させれば良い。 It becomes. This may be matched with the resonance frequency fm of the piezoelectric element 101.
(第3の実施形態)
次に、第3の実施形態について説明する。本実施形態は、振動体501に2つの振動モードが交互に励起される点が第1の実施形態と異なる。尚、振動体501や駆動回路の構成は第1及び第2の実施形態と同一であり、制御装置における指令部の周波数情報と位相情報の設定が第1及び第2の実施形態と異なることで、励起される振動が定在波振動となる。
(Third embodiment)
Next, a third embodiment will be described. This embodiment is different from the first embodiment in that two vibration modes are alternately excited in the vibrating body 501. The configurations of the vibrating body 501 and the drive circuit are the same as those of the first and second embodiments, and the setting of the frequency information and phase information of the command unit in the control device is different from that of the first and second embodiments. The excited vibration becomes standing wave vibration.
(定在波振動と駆動方法)
図18(a)は、圧電素子に印加される交番電圧の周波数と圧電素子に生じる各振動の振幅を示すグラフである。ここで、f(m)はm次の面外曲げ振動の共振周波数であり、f(m+1)は(m+1)次の面外曲げ振動の共振周波数である。図18中、f(m)を逆相駆動によって励起される10次の面外曲げ振動モード(第1の振動モード)、f(m+1)を同相駆動によって励起される11次の面外曲げ振動モード(第2の振動モード)とする。本実施形態では、この2つの振動モードの定在波を交互に励起して、弾性体である光学部材の表面に付着した塵埃を除去する。
(Standing wave vibration and driving method)
FIG. 18A is a graph showing the frequency of the alternating voltage applied to the piezoelectric element and the amplitude of each vibration generated in the piezoelectric element. Here, f (m) is the resonance frequency of the m-th order out-of-plane bending vibration, and f (m + 1) is the resonance frequency of the (m + 1) -order out-of-plane bending vibration. In FIG. 18, f (m) is a 10th-order out-of-plane bending vibration mode (first vibration mode) excited by reverse-phase driving, and f (m + 1) is an 11th-order out-of-plane bending vibration excited by in-phase driving. Mode (second vibration mode). In the present embodiment, the standing waves of the two vibration modes are alternately excited to remove dust attached to the surface of the optical member that is an elastic body.
第1の実施形態において図7を用いて説明したが、本実施形態においても同様に、10次の面外曲げ振動を第1の振動モード(波形A(実線))とし、11次の面外曲げ振動を第2の振動モード(波形B(破線))とする。第1の振動モードA及び第2の振動モードBは、振動体501を光学部材502の厚さ方向へ曲げ変形させる面外曲げ振動モードである。第1の振動モードAの変形形状は、左端と右端で逆相(位相差180°)となっている。一方、第2の振動モードBの変形形状は、左端と右端で同相(位相差0°)となっている。つまり、圧電素子101aと圧電素子101bに印加する交番電圧の位相差を180°とすれば第1の振動モードAのみが共振状態で励起され、逆に位相差を0°とすれば第2の振動モードBが励起される。 Although the first embodiment has been described with reference to FIG. 7, the tenth-order out-of-plane bending vibration is set to the first vibration mode (waveform A (solid line)) in the present embodiment as well, and the eleventh-order out-of-plane. Let bending vibration be the second vibration mode (waveform B (broken line)). The first vibration mode A and the second vibration mode B are out-of-plane bending vibration modes in which the vibrating body 501 is bent and deformed in the thickness direction of the optical member 502. The deformed shape of the first vibration mode A is in reverse phase (phase difference 180 °) at the left end and the right end. On the other hand, the deformed shape of the second vibration mode B is in phase (phase difference 0 °) at the left end and the right end. That is, if the phase difference between the alternating voltages applied to the piezoelectric element 101a and the piezoelectric element 101b is 180 °, only the first vibration mode A is excited in the resonance state, and conversely, if the phase difference is 0 °, the second vibration mode A is excited. Vibration mode B is excited.
図18(b)は、次数の異なる2つの定在波振動を交互に励起する際に、各圧電素子に印加する交番電圧の例を示す図である。制御装置は、図4で説明したものを用いる。交番電圧Vo1は圧電素子101aに印加する電圧波形、交番電圧Vo2は圧電素子101bに印加する電圧波形を示す。縦軸は電圧振幅であり、横軸は時間を示す。 FIG. 18B is a diagram illustrating an example of an alternating voltage applied to each piezoelectric element when two standing wave oscillations having different orders are alternately excited. The control device described in FIG. 4 is used. The alternating voltage Vo1 indicates a voltage waveform applied to the piezoelectric element 101a, and the alternating voltage Vo2 indicates a voltage waveform applied to the piezoelectric element 101b. The vertical axis represents voltage amplitude, and the horizontal axis represents time.
上記2つの振動モードの振動を交互に生成するため、まず、振動体501の10次の曲げ振動モードの固有振動数近傍の周波数を有し、位相差が180°となる交番電圧を圧電素子101a、101bに印加する(逆相駆動)。このような交番電圧を印加することにより、振動体501に10次の曲げ振動モードが励起される。所定の時間、10次の曲げ振動モードを励起した後、次に、振動体501の11次の振動モードの固有振動数近傍の周波数を有し、位相差が0°となる交番電圧を圧電素子101a、101bに印加する(同相駆動)。このような交番電圧を印加することにより、振動体501に11次の曲げ振動モードが励起される。 In order to alternately generate the vibrations of the two vibration modes, first, an alternating voltage having a frequency near the natural frequency of the tenth bending vibration mode of the vibrating body 501 and a phase difference of 180 ° is applied to the piezoelectric element 101a. , 101b (reverse phase driving). By applying such an alternating voltage, a tenth-order bending vibration mode is excited in the vibrating body 501. After exciting the tenth-order bending vibration mode for a predetermined time, next, an alternating voltage having a frequency near the natural frequency of the eleventh-order vibration mode of the vibrating body 501 and a phase difference of 0 ° is applied to the piezoelectric element. Applied to 101a and 101b (in-phase drive). By applying such an alternating voltage, the eleventh-order bending vibration mode is excited in the vibrating body 501.
第1の振動モードを励起する場合、駆動回路の素子ばらつき等の影響により、各交番電圧の位相差が誤差の範囲内で180°から少しずれた場合であっても、振動体501に発生する振動として、第1の振動モードの振動が支配的な場合は、位相差180°であるとする。同じく、第2の振動モードを励起する場合、駆動回路の素子ばらつき等の影響により、各交番電圧の位相差が誤差の範囲内で0°から少しずれた場合であっても、振動体501に発生する振動として、第2の振動モードの振動が支配的な場合は、位相差0°であるとする。 When the first vibration mode is excited, even if the phase difference between the alternating voltages slightly deviates from 180 ° within the error range due to the element variation of the drive circuit, the vibration body 501 is generated. When the vibration in the first vibration mode is dominant as the vibration, the phase difference is assumed to be 180 °. Similarly, when the second vibration mode is excited, even if the phase difference of each alternating voltage is slightly deviated from 0 ° within the error range due to the element variation of the drive circuit, the vibration body 501 When the vibration in the second vibration mode is dominant as the generated vibration, the phase difference is assumed to be 0 °.
以上の駆動(逆相駆動と同相駆動)を繰り返すことにより、10次と11次の面外曲げ振動モードの振動が交互に励起される。上記駆動の際の交番電圧Vo1及びVo2は、図18(b)に示すように、各固有振動数近傍で、高周波側から徐々に低周波側に掃引していくと良い。交番電圧の周波数は、振動体501の固有振動数の近傍とすることで、小さな印加電圧でも大きな振幅を得ることができ、効率を良くすることができる。 By repeating the above driving (reverse phase driving and in-phase driving), vibrations in the 10th and 11th out-of-plane bending vibration modes are alternately excited. As shown in FIG. 18B, the alternating voltages Vo1 and Vo2 at the time of driving may be gradually swept from the high frequency side to the low frequency side in the vicinity of each natural frequency. By setting the frequency of the alternating voltage in the vicinity of the natural frequency of the vibrating body 501, a large amplitude can be obtained even with a small applied voltage, and efficiency can be improved.
このように、振動体501に第1の振動モードの振動を生じさせることにより、第1の振動モードの振動の腹位置の光学部材502に付着した塵埃を剥離する機能を有する。具体的には、第1の振動モードの振動によって、光学部材502に付着した塵埃の付着力以上の加速度が、塵埃に加えられたとき、塵埃は光学部材502から剥離される。更に、振動体501に第2の振動モードの振動を生じさせることにより、第1の振動モードの振動の節近傍の光学部材502に付着した塵埃を剥離する機能を有する。次数の異なる定在波を励起しているのは、2つの定在波の節の位置をずらして、光学部材502に振幅が生じない個所を設けないためである。 As described above, by causing the vibration body 501 to vibrate in the first vibration mode, the vibration member 501 has a function of separating dust attached to the optical member 502 at the antinode position of vibration in the first vibration mode. Specifically, when an acceleration equal to or greater than the adhesion force of the dust attached to the optical member 502 is applied to the dust by the vibration in the first vibration mode, the dust is separated from the optical member 502. Further, by causing the vibration body 501 to vibrate in the second vibration mode, the vibration member 501 has a function of separating dust attached to the optical member 502 in the vicinity of the vibration node in the first vibration mode. The reason why the standing waves having different orders are excited is that the positions of the nodes of the two standing waves are shifted to prevent the optical member 502 from having a portion where no amplitude is generated.
尚、上記交番電圧を圧電素子101a、101bの一方にのみ印加することで、塵埃除去装置の振動体501に1つの面外曲げ振動の定在波を励起させても良い。また、本実施形態のように、異なる次数の振動モードの振動を時間的に切替えて発生させる場合、弾性体に設ける圧電素子は上記したような2つの場合に限らず、1つだけでも良い。この場合、位相差の設定は無く、単に圧電素子に印加する交番電圧の周波数をスイープして駆動する。 In addition, you may excite the standing wave of one out-of-plane bending vibration in the vibration body 501 of a dust removal apparatus by applying the said alternating voltage only to one of piezoelectric element 101a, 101b. Further, when the vibrations of vibration modes of different orders are generated by switching in time as in the present embodiment, the number of piezoelectric elements provided in the elastic body is not limited to the two cases as described above, and only one may be used. In this case, there is no phase difference setting, and driving is performed by simply sweeping the frequency of the alternating voltage applied to the piezoelectric element.
101 圧電素子
102 インダクタL
102a トランス1次側コイルの漏洩インダクタンス
102b トランス2次側コイルの漏洩インダクタンス
103 キャパシタC
201 カメラ本体
301a 振動体の固有静電容量Cd
301b 機械的な振動の等価回路定数Lm
301c 機械的な振動の等価回路定数Cm
301d 機械的な振動の等価回路定数Rm
401 トランス
401a トランス1次側コイル
401b トランス2次側コイル
501 振動体
502 光学部材
503 撮像素子
601 駆動回路
602 スイッチング回路
603 パルス発生回路
604 指令部
605 電源回路
101 Piezoelectric element 102 Inductor L
102a Leakage inductance of transformer primary coil 102b Leakage inductance of transformer secondary coil 103 Capacitor C
201 Camera body 301a Specific capacitance Cd of vibrating body
301b Equivalent circuit constant Lm of mechanical vibration
301c Equivalent circuit constant Cm of mechanical vibration
301d Equivalent circuit constant Rm of mechanical vibration
401 Transformer 401a Transformer primary coil 401b Transformer secondary coil 501 Vibrating body 502 Optical member 503 Imaging element 601 Drive circuit 602 Switching circuit 603 Pulse generation circuit 604 Command unit 605 Power supply circuit
しかし、従来の塵挨除去装置は、使用する周波数帯域において、圧電素子101に印加する交番電圧の振幅変化、即ち、交番電圧の周波数特性における傾きが振動体501の共振周波数近傍で大きくなる。この為、振動体501の共振周波数が個体差でばらつく場合や、駆動中に発熱等により共振周波数が変化する場合において、交番電圧が大きく変動してしまう。交番電圧が必要以上に大きくなる場合、電流の増加による消費電力の増加や、振動体501に励起される振動振幅の増大による光学部材501の破損を招いてしまう。また、交番電圧が必要とする電圧を下回る場合、振動体501に励起される面外曲げ振動の振動振幅が十分に得られず、塵挨の除去効率が低下してしまう。また、駆動周波数fdの高調波成分が基本波に重畳されると、駆動用の交番電圧の波形が歪んでしまうことがある。波形の歪みが大きい場合、振動体に不要な振動が励起されてしまう。 However, in the conventional dust removing device, the change in the amplitude of the alternating voltage applied to the piezoelectric element 101, that is, the gradient in the frequency characteristics of the alternating voltage increases in the vicinity of the resonance frequency of the vibrating body 501 in the frequency band to be used. For this reason, when the resonance frequency of the vibrating body 501 varies due to individual differences, or when the resonance frequency changes due to heat generation or the like during driving, the alternating voltage greatly fluctuates. When the alternating voltage becomes larger than necessary, the power consumption increases due to an increase in current, and the optical member 501 is damaged due to an increase in vibration amplitude excited by the vibrating body 501. Further, when the alternating voltage is lower than the required voltage, the vibration amplitude of the out-of-plane bending vibration excited by the vibrating body 501 cannot be sufficiently obtained, and the dust removal efficiency is lowered. Further, when the harmonic component of the drive frequency fd is superimposed on the fundamental wave, the waveform of the drive alternating voltage may be distorted. When the waveform distortion is large, unnecessary vibration is excited in the vibrating body .
本発明の一様態は、使用する周波数帯域において、振動体の共振周波数がばらつく場合や駆動中に変化する場合においても、電気−機械エネルギー変換素子に印加する交番電圧の変動が小さく、安定した電圧振幅を出力する駆動回路または装置に関する。また、本発明の別の一様態は、駆動用の交番電圧において、駆動周波数の高調波成分の基本波への重畳が低減された駆動回路または装置に関する。 According to one aspect of the present invention, even when the resonance frequency of the vibrator varies in the frequency band to be used or changes during driving, the fluctuation of the alternating voltage applied to the electromechanical energy conversion element is small and a stable voltage. The present invention relates to a drive circuit or device that outputs an amplitude . Another embodiment of the present invention relates to a driving circuit or device in which the superposition of the harmonic component of the driving frequency on the fundamental wave is reduced in the alternating voltage for driving.
本発明の一様態は、弾性体と、前記弾性体に固定された第1の電気−機械エネルギー変換素子、及び第2の電気−機械エネルギー変換素子とを備える振動体と、駆動回路と、を有し、According to one embodiment of the present invention, an elastic body, a vibrating body including a first electro-mechanical energy conversion element fixed to the elastic body, and a second electro-mechanical energy conversion element, and a drive circuit are provided. Have
前記駆動回路は、前記第1の電気−機械エネルギー変換素子に直列に接続された第1のインダクタと第1のキャパシタと、前記第2の電気−機械エネルギー変換素子に直列に接続された第2のインダクタと第2のキャパシタと、を有し、The drive circuit includes a first inductor and a first capacitor connected in series to the first electro-mechanical energy conversion element, and a second connected in series to the second electro-mechanical energy conversion element. An inductor and a second capacitor,
前記振動体に、互いに次数の異なる第1の振動モードの振動及び第2の振動モードの振動を重ね合わせた振動を発生させる交番電圧を前記第1及び第2の電気−機械エネルギー変換素子の夫々に印加し、前記第1の電気−機械エネルギー変換素子及び前記第2の電気−機械エネルギー変換素子に夫々印加される交番電圧は、互いに異なる位相と同一の周波数を有し、前記第1のインダクタと前記第1のキャパシタとによる直列共振周波数をfs1、前記第2のインダクタと前記第2のキャパシタとによる直列共振周波数をfs2とし、前記振動体の共振周波数をfmとした場合に、0.73・fm<fs1<1.2・fm、及び0.73・fm<fs2<1.2・fmを満たすことを特徴とする装置に関する。The first and second electro-mechanical energy conversion elements respectively generate alternating voltages that generate vibrations in which the vibrations of the first vibration mode and the second vibration mode having different orders are superimposed on the vibrating body. The alternating voltage applied to the first electro-mechanical energy conversion element and the second electro-mechanical energy conversion element respectively has a different phase and the same frequency, and the first inductor When the series resonance frequency by the first capacitor and the first capacitor is fs1, the series resonance frequency by the second inductor and the second capacitor is fs2, and the resonance frequency of the vibrating body is fm, 0.73 The present invention relates to an apparatus characterized by satisfying fm <fs1 <1.2 · fm and 0.73 · fm <fs2 <1.2 · fm.
本発明の別の一様態は、弾性体と、前記弾性体に固定された第1の電気−機械エネルギー変換素子、及び第2の電気−機械エネルギー変換素子とを備える振動体と、駆動回路と、Another embodiment of the present invention includes a vibrating body including an elastic body, a first electro-mechanical energy conversion element fixed to the elastic body, and a second electro-mechanical energy conversion element, and a drive circuit. ,
を有し、Have
前記駆動回路は、The drive circuit is
前記第1の電気−機械エネルギー変換素子に直列に接続された第1のインダクタと第1のキャパシタと、前記第2の電気−機械エネルギー変換素子に直列に接続された第2のインダクタと第2のキャパシタと、を有し、A first inductor and a first capacitor connected in series to the first electro-mechanical energy conversion element; a second inductor connected in series to the second electro-mechanical energy conversion element; And a capacitor
前記振動体に次数の異なる第1の振動モードの振動と第2の振動モードの振動とを時間的に切替えて発生させ、前記第1のインダクタと前記第1のキャパシタとによる直列共振周波数をfs1、前記第2のインダクタと前記第2のキャパシタとによる直列共振周波数をfs2とし、前記振動体の共振周波数をfmとした場合に、0.73・fm<fs1<1.2・fm、及び0.73・fm<fs2<1.2・fmを満たすことを特徴とする装置に関する。A first vibration mode vibration and a second vibration mode vibration having different orders are generated in the vibration body by switching over time, and a series resonance frequency by the first inductor and the first capacitor is fs1. When the series resonance frequency of the second inductor and the second capacitor is fs2, and the resonance frequency of the vibrating body is fm, 0.73 · fm <fs1 <1.2 · fm, and 0 It is related with the apparatus characterized by satisfy | filling .73 * fm <fs2 <1.2 * fm.
また、本発明の一様態は、弾性体と、前記弾性体に固定された第1の電気−機械エネルギー変換素子、及び第2の電気−機械エネルギー変換素子とを備える振動体と、駆動回路と、を有し、According to another aspect of the present invention, a vibration body including an elastic body, a first electro-mechanical energy conversion element fixed to the elastic body, and a second electro-mechanical energy conversion element, a drive circuit, Have
前記駆動回路は、前記第1の電気−機械エネルギー変換素子に直列に接続された第1のインダクタと第1のキャパシタと、前記第2の電気−機械エネルギー変換素子に直列に接続された第2のインダクタと第2のキャパシタと、を有し、The drive circuit includes a first inductor and a first capacitor connected in series to the first electro-mechanical energy conversion element, and a second connected in series to the second electro-mechanical energy conversion element. An inductor and a second capacitor,
前記振動体に次数の異なる第1の振動モードの振動と第2の振動モードの振動とを時間的に切替えて発生させ、または、前記振動体に、互いに次数の異なる第1の振動モードの振動及び第2の振動モードの振動を重ね合わせた振動を発生させる交番電圧を前記第1及び第2の電気−機械エネルギー変換素子の夫々に印加し、前記互いに次数の異なる第1及び第2の振動モードを重ね合わせた振動を発生させる場合の前記第1の電気−機械エネルギー変換素子及び前記第2の電気−機械エネルギー変換素子に夫々印加される交番電圧は、互いに異なる位相と同一の周波数を有し、前記第1の電気−機械エネルギー変換素子及び前記第2の電気−機械エネルギー変換素子に印加される交番電圧のピーク周波数をfe、前記振動体の駆動周波数をfdとした場合に、fe<2・fdを満たすことを特徴とする装置に関する。First vibration mode vibrations and second vibration mode vibrations having different orders are generated in the vibration body by switching over time, or vibrations in the first vibration mode having different orders are generated in the vibration body. And an alternating voltage for generating a vibration in which the vibrations of the second vibration mode are superimposed are applied to the first and second electro-mechanical energy conversion elements, respectively, and the first and second vibrations having different orders from each other. The alternating voltage applied to each of the first electro-mechanical energy conversion element and the second electro-mechanical energy conversion element in the case of generating vibrations with overlapping modes has different phases and the same frequency. The peak frequency of the alternating voltage applied to the first electromechanical energy conversion element and the second electromechanical energy conversion element is fe, and the driving frequency of the vibrator is f. When a, to an apparatus and satisfies the fe <2 · fd.
更に、本発明の一様態は、弾性体に固定された電気−機械エネルギー変換素子に交番電圧を印加することにより、前記電気−機械エネルギー変換素子と前記弾性体とから少なくとも構成される振動体に振動を発生させる振動体の駆動回路であって、Furthermore, according to one aspect of the present invention, an alternating voltage is applied to the electro-mechanical energy conversion element fixed to the elastic body, whereby the vibration body constituted by at least the electro-mechanical energy conversion element and the elastic body is applied. A driving circuit for a vibrating body that generates vibration,
前記第1の電気−機械エネルギー変換素子に直列に接続された第1のインダクタと第1のキャパシタと、前記第2の電気−機械エネルギー変換素子に直列に接続された第2のインダクタと第2のキャパシタと、を有し、A first inductor and a first capacitor connected in series to the first electro-mechanical energy conversion element; a second inductor connected in series to the second electro-mechanical energy conversion element; And a capacitor
前記振動体に次数の異なる第1の振動モードの振動と第2の振動モードの振動とを時間的に切替えて発生させ、または、前記振動体に、互いに次数の異なる第1の振動モードの振動及び第2の振動モードの振動を重ね合わせた振動を発生させる交番電圧を前記第1及び第2の電気−機械エネルギー変換素子の夫々に印加し、前記互いに次数の異なる第1及び第2の振動モードを重ね合わせた振動を発生させる場合の前記第1の電気−機械エネルギー変換素子及び前記第2の電気−機械エネルギー変換素子に夫々印加される交番電圧は、互いに異なる位相と同一の周波数を有し、前記第1の電気−機械エネルギー変換素子及び前記第2の電気−機械エネルギー変換素子に印加される交番電圧のピーク周波数をfe、前記振動体の駆動周波数をfdとした場合に、fe<2・fdを満たすことを特徴とする、振動体の駆動回路に関する。First vibration mode vibrations and second vibration mode vibrations having different orders are generated in the vibration body by switching over time, or vibrations in the first vibration mode having different orders are generated in the vibration body. And an alternating voltage for generating a vibration in which the vibrations of the second vibration mode are superimposed are applied to the first and second electro-mechanical energy conversion elements, respectively, and the first and second vibrations having different orders from each other. The alternating voltage applied to each of the first electro-mechanical energy conversion element and the second electro-mechanical energy conversion element in the case of generating vibrations with overlapping modes has different phases and the same frequency. The peak frequency of the alternating voltage applied to the first electromechanical energy conversion element and the second electromechanical energy conversion element is fe, and the driving frequency of the vibrator is f. When a, and satisfies the fe <2 · fd, a driving circuit of the vibrator.
Claims (9)
前記電気−機械エネルギー変換素子に直列に接続されたインダクタとキャパシタとを有し、
前記インダクタと前記キャパシタとによる直列共振周波数をfsとし、前記振動体の共振周波数をfmとした場合に、
0.73・fm<fs<1.2・fm
を満たすことを特徴とする振動体の駆動回路。 A driving circuit for a vibrating body that generates vibration in at least a vibrating body including the electro-mechanical energy converting element and the elastic body by applying an alternating voltage to the electromechanical energy converting element fixed to the elastic body Because
An inductor and a capacitor connected in series to the electromechanical energy conversion element;
When the series resonance frequency by the inductor and the capacitor is fs and the resonance frequency of the vibrating body is fm,
0.73 · fm <fs <1.2 · fm
A driving circuit for a vibrating body characterized by satisfying
交番電圧が印加される1次側のコイルと、前記電気−機械エネルギー変換素子に並列に接続された2次側のコイルと、からなるトランスと、
前記トランスの1次側及び2次側のうち少なくとも一方に、前記電気−機械エネルギー変換素子に直列に接続されたインダクタとキャパシタと、を有し、
前記インダクタと前記キャパシタとによる直列共振周波数をfsとし、前記振動体の共振周波数をfmとした場合に、
0.73・fm<fs<1.2・fm
を満たすことを特徴とする振動体の駆動回路。 A driving circuit for a vibrating body that generates vibration in at least a vibrating body including the electro-mechanical energy converting element and the elastic body by applying an alternating voltage to the electromechanical energy converting element fixed to the elastic body Because
A transformer comprising a primary coil to which an alternating voltage is applied and a secondary coil connected in parallel to the electromechanical energy conversion element;
An inductor and a capacitor connected in series to the electromechanical energy conversion element on at least one of the primary side and the secondary side of the transformer;
When the series resonance frequency by the inductor and the capacitor is fs and the resonance frequency of the vibrating body is fm,
0.73 · fm <fs <1.2 · fm
A driving circuit for a vibrating body characterized by satisfying
fe<2・fd
を満たすことを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1項に記載の振動体の駆動回路。 When the peak frequency of the alternating voltage applied to the electro-mechanical energy conversion element is fe and the drive frequency of the vibrator is fd,
fe <2 · fd
The vibration body drive circuit according to any one of claims 1 to 3, wherein:
前記振動体に次数の異なる第1の振動モードの振動及び第2の振動モードの振動を重ね合わせた振動を発生させる周波数と、異なる位相と、を持つ波形の交番電圧を前記第1及び第2の電気−機械エネルギー変換素子の夫々に印加することを特徴とする請求項1乃至4のいずれか1項に記載の振動体の駆動回路。 The vibrating body includes an elastic body, and a first electro-mechanical energy conversion element and a second electro-mechanical energy conversion element fixed to the elastic body,
The first and second alternating voltages having waveforms having different frequencies and frequencies at which vibrations of the first vibration mode and the second vibration mode having different orders are superimposed on the vibrator are generated. 5. The vibration body drive circuit according to claim 1, wherein the vibration body drive circuit is applied to each of the electro-mechanical energy conversion elements.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015021501A JP5940184B2 (en) | 2015-02-05 | 2015-02-05 | Vibration body drive circuit, device, and optical apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015021501A JP5940184B2 (en) | 2015-02-05 | 2015-02-05 | Vibration body drive circuit, device, and optical apparatus |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2011016348A Division JP5693262B2 (en) | 2011-01-28 | 2011-01-28 | Vibration body drive circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2015128769A true JP2015128769A (en) | 2015-07-16 |
JP5940184B2 JP5940184B2 (en) | 2016-06-29 |
Family
ID=53759955
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2015021501A Active JP5940184B2 (en) | 2015-02-05 | 2015-02-05 | Vibration body drive circuit, device, and optical apparatus |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5940184B2 (en) |
Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57188369A (en) * | 1981-05-15 | 1982-11-19 | Hitachi Ltd | Ink jet recorder |
JPS59154159A (en) * | 1983-02-22 | 1984-09-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Atomizer |
JPS6054762A (en) * | 1983-09-02 | 1985-03-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Atomizer |
JPH01107681A (en) * | 1987-10-20 | 1989-04-25 | Canon Inc | Driver circuit for oscillatory wave motor |
JP2006522579A (en) * | 2003-04-02 | 2006-09-28 | ピエゾモーター ウプサラ エイビー | Near-resonant wide-range electromechanical motor |
JP2008207170A (en) * | 2007-02-02 | 2008-09-11 | Canon Inc | Dust removing device and dust removing method |
JP2011005402A (en) * | 2009-06-24 | 2011-01-13 | Taiyo Yuden Co Ltd | Driving circuit device of ultrasonic motor |
JP2011015435A (en) * | 2007-02-02 | 2011-01-20 | Canon Inc | Vibrating device and vibration generation method of the same |
-
2015
- 2015-02-05 JP JP2015021501A patent/JP5940184B2/en active Active
Patent Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57188369A (en) * | 1981-05-15 | 1982-11-19 | Hitachi Ltd | Ink jet recorder |
JPS59154159A (en) * | 1983-02-22 | 1984-09-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Atomizer |
JPS6054762A (en) * | 1983-09-02 | 1985-03-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Atomizer |
JPH01107681A (en) * | 1987-10-20 | 1989-04-25 | Canon Inc | Driver circuit for oscillatory wave motor |
JP2006522579A (en) * | 2003-04-02 | 2006-09-28 | ピエゾモーター ウプサラ エイビー | Near-resonant wide-range electromechanical motor |
JP2008207170A (en) * | 2007-02-02 | 2008-09-11 | Canon Inc | Dust removing device and dust removing method |
JP2011015435A (en) * | 2007-02-02 | 2011-01-20 | Canon Inc | Vibrating device and vibration generation method of the same |
JP2011005402A (en) * | 2009-06-24 | 2011-01-13 | Taiyo Yuden Co Ltd | Driving circuit device of ultrasonic motor |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP5940184B2 (en) | 2016-06-29 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR101736726B1 (en) | Vibration apparatus and optical apparatus | |
JP6639148B2 (en) | Drive circuit of vibration type actuator, vibration device, replacement lens, imaging device, and automatic stage | |
JP2012231595A (en) | Driving circuit for oscillation device, dust removing device, and driving circuit for oscillation device of oscillation type actuator | |
JP6579778B2 (en) | Vibration type driving device, replacement lens including vibration type driving device, imaging device, and method of manufacturing vibration type driving device | |
JP6415301B2 (en) | Vibration body drive circuit, vibration actuator, imaging device, image generation device, and dust removal device | |
US8562154B2 (en) | Vibrator driving method, vibrating apparatus, driving apparatus having vibrating apparatus, foreign substance removing apparatus having vibrating apparatus, and optical apparatus having vibrating apparatus | |
JP5725882B2 (en) | Foreign object removal unit and optical apparatus provided with the same | |
JP2011091776A (en) | Vibrating device, driving device with the same, dust removing device and optical apparatus | |
JP5783708B2 (en) | Dust removing device and imaging device | |
JP5940184B2 (en) | Vibration body drive circuit, device, and optical apparatus | |
JP2017028933A (en) | Control device, vibration type drive device, dust removal device, lens barrel, and imaging device | |
JP6071320B2 (en) | Piezoelectric device, dust removing device, imaging device, and electronic apparatus | |
JP2013090495A (en) | Control device for vibrator comprising electromechanical energy conversion element detecting temperature of vibrator, dust removal device having control device, and vibration type actuator | |
JP5388712B2 (en) | Foreign matter removal device | |
JP5928685B2 (en) | Power generation device and method for controlling power generation device | |
WO2021039358A1 (en) | Drive device, drive method, and electronic instrument | |
JP2011097397A (en) | Dust removal device | |
JP2014017869A (en) | Vibration device, driving device having the same, dust removal device, and optical instrument |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20160126 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20160129 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20160314 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20160419 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20160517 |
|
R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 5940184 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |