JP2015119319A - 高周波回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】基本波における負荷が変動しても回路変更せず、挿入損失が改善されるバランを備えた高周波回路を提供する。
【解決手段】不平衡伝送線路と不平衡伝送線路と各々電磁界結合する第1及び第2の平衡伝送線路とで構成されるバランと、バランの平衡伝送線路側である第1の平衡伝送線路と第2の平衡伝送線路とを切り替えるための第1及び第2のスイッチにより、平衡伝送線路の負荷インピーダンスと差動インピーダンスを整合することで挿入損失を改善することができる。
【選択図】図1
【解決手段】不平衡伝送線路と不平衡伝送線路と各々電磁界結合する第1及び第2の平衡伝送線路とで構成されるバランと、バランの平衡伝送線路側である第1の平衡伝送線路と第2の平衡伝送線路とを切り替えるための第1及び第2のスイッチにより、平衡伝送線路の負荷インピーダンスと差動インピーダンスを整合することで挿入損失を改善することができる。
【選択図】図1
Description
本発明は、スイッチにより平衡伝送線路を切り替えることによって接続される負荷インピーダンスに応じて差動インピーダンスを整合することができるバランを備えた高周波回路に関するものである。
一般的に、不平衡線路の信号を平衡線路の信号に変換したり、平衡線路の信号を不平衡線路の信号に変換したりする回路部品としてバラン(平衡不平衡変換器)が知られている。
従来のバランは、一例として図14の高周波回路図に示すように、不平衡側から信号が入力した場合は平衡側に信号を2分岐させ、分岐した各々の信号の位相が180度異なり、且つ同振幅で平衡信号端子から出力しており、入力端子IN1に接続された不平衡伝送線路101と、平衡伝送線路103とが構成されており、平衡伝送線路103に第1の出力端子OUT1と第2の出力端子OUT2が各々接続されることによって、構成される。
ここで、第1の出力端子OUT1と第2の出力端子OUT2に負荷を接続した場合、第1の出力端子OUT1と第2の出力端子OUT2におけるバランの平衡側出力端子の差動インピーダンスと負荷インピーダンスの整合性が取れていれば信号が反射せずに最大出力で通過する。しかし整合性が無ければ、信号が反射し、出力側に通過しにくくなるのでインピーダンス整合することは重要であった。なお、本発明でいうインピーダンス整合とは平衡側の回路と平衡側出力端子に接続される負荷が接続するとき、接続点である平衡側出力端子からみた回路の差動インピーダンスと負荷インピーダンスを等しくして、信号の反射による挿入損失を低減することである。
例えば、バランの平衡側出力端子に半導体IC(半導体集積回路)などが接続される場合の構成が特許文献1で開示されている。この文献で開示されているように、バランの平衡側出力端子に半導体ICなどの負荷が接続されるときには、平衡伝送線路だけでは負荷インピーダンスの位相成分に対する整合を合わすことが困難である。また、この不整合の起因により、信号の反射量が大きくなって挿入損失が増大してしまう。ゆえにバランの平衡伝送線路側と負荷との間にインピーダンスを調整する整合回路を組み込む必要があった。特許文献1では、インピーダンスの整合時に負荷インピーダンスの位相成分を調整する必要がある負荷を接続する場合であっても、2つの平衡端子に接続したインピーダンス調整素子を備えることで整合回路を別途必要としないバランとなっている。
また、周波数のズレが起きる場合や、異なる周波数帯で使用する場合など、バランへ入力される信号の周波数によってもインピーダンスが異なってくるため、広帯域にすることが知られている。広帯域では、インピーダンス整合を広い周波数帯で合わせることにより、その周波数帯域内で信号の周波数が異なっても挿入損失を少なくすることができる。バランによって広帯域な周波数特性をとるようにするためには、図13に示すようなマーチャントバランが知られており、不平衡伝送線路102と平衡伝送線路104、106とで構成されている。入力端108から入力された不平衡信号が不平衡伝送線路102から平衡伝送線路104と平衡伝送線路106へと出力される。平衡伝送線路104と平衡伝送線路106の各一端が接地されており、各他端の出力端110、出力端112から平衡信号として出力される。
さらに、マーチャントバランを1つの誘電体基板内に形成し、小型化並びに低損失化を図った構成が特許文献2に開示されている。この特許文献2では積層製品として伝送線路をコイルパターンで形成しているため、平面基板上にてストリップラインを用いた分布定数回路のときより、小型化に優れた自由度の高い設計ができるとともに、広帯域に適したマーチャントバランにすることができる。
しかしながら、製造上のバラツキなどによってバランの平衡側出力端子に接続される負荷が変わり、バランの平衡側出力端子の差動インピーダンスと負荷インピーダンスとの不整合に起因してしまう場合、インピーダンス調整回路を備えてもバランの平衡伝送線路側とバランの平衡側出力端子に接続される負荷の間の整合回路で再度インピーダンス整合が必要であり、バランの平衡側出力端子に接続される負荷インピーダンスが変化するたびに整合回路の設計を行わなければインピーダンス整合ができないという問題がある。
また、ICメーカーごとに負荷インピーダンスが異なっている場合がある。ICメーカーを変更することによって、バランの平衡側出力端子に接続される基本波における負荷インピーダンスが変わる場合、広帯域にしても平衡伝送線路の基本波における差動インピーダンスが異なるため、平衡側伝送線路の差動インピーダンスと負荷インピーダンスの整合が合わず、大きく不整合に起因してしまうという問題がある。なお、本発明でいう基本波とは、本バランの通過帯域に対して所定の周波数による高周波信号のことである。
本発明は、上記の問題に鑑みてなされたものであり、基本波における負荷が変動しても回路変更せず、インピーダンス整合することで挿入損失が改善されるバランを備えた高周波回路を提供することを目的とする。
上記目的を達成するための本発明に係る高周波回路は、不平衡伝送線路と、不平衡伝送線路と電磁結合する第1及び第2の平衡伝送線路と、第1の平衡伝送線路の接続端である第1及び第2の平衡端と、第2の平衡伝送線路の接続端である第3及び第4の平衡端と、第1及び第2のスイッチと、を備え、第1及び第3の平衡端は第1のスイッチに接続され、第2及び第4の平衡端は第2のスイッチに接続され、第1の平衡伝送線路と第2の平衡伝送線路は基本波に対して各々異なるインピーダンスを有することを第1の特徴とする。
上記特徴の高周波回路によれば、不平衡伝送線路と第1及び第2の平衡伝送線路が電磁結合することによってバランを形成する。このバランの平衡側出力端子に接続される負荷インピーダンスがバランの平衡側出力端子の差動インピーダンスと異なる場合であっても、スイッチを切り替えることによって、負荷インピーダンスと同じ差動インピーダンスの平衡伝送線路に合わせることができるので、不整合を改善して信号の反射量と挿入損失を軽減させることができる。
さらに、本発明に係る高周波回路は、第1の平衡端と第1のスイッチの間に構成される第1の伝送線路と、第3の平衡端と第1のスイッチの間に構成される第2の伝送線路と、第2の平衡端と第2のスイッチの間に構成される第3の伝送線路と、第4の平衡端と第2のスイッチの間に構成される第4の伝送線路と、を備え、第1及び第3の伝送線路と第2及び第4の伝送線路の線路幅が異なり、線路長が基本波の1/2波長の長さであることを第2の特徴とする。
上記特徴の高周波回路によれば、2つの平衡伝送線路のうちスイッチによって負荷と接続していない開放となる平衡伝送線路から反射する信号や、反射波と進行波が重畳して定在波が発生することなどにより基本波が劣化してしまうが、基本波に対して1/2波長の線路長である伝送線路を備えることによって、スイッチを使用して平衡伝送線路を切り替えても負荷と接続している一方の平衡伝送線路側は挿入損失も少なく、負荷と接続していない他方の平衡伝送線路側では開放になっていることで信号が反射するが、1/2波長の線路長である伝送線路なので定在波が現れず、基本波への影響をなくすことができる。
さらに、2つの平衡伝送線路のうちスイッチによって負荷と接続しているもう一方の平衡伝送線路では、基本波に対して1/2波長の線路長である伝送線路を備えており、差動ペアの伝送線路の差動インピーダンスと、バランの平衡側出力端子に接続されている負荷インピーダンスと同じにすることで基本波は、1/2波長の線路長である伝送線路を通過してバランの平衡側出力端子に接続されている負荷へ影響なく信号を送ることができる。
これにより、負荷と導通していない開放になっている平衡伝送線路からの反射波や定在波による不平衡側からの基本波の劣化をなくすことが可能となる。また1/2波長の線路長である差動ペアの伝送線路の差動インピーダンスと、負荷インピーダンスが同じであるため、導通している平衡伝送線路側は、損失なく基本波を通過させることができる。
本発明によれば、基本波における負荷が変動しても回路変更せず、スイッチにより平衡伝送線路を切り替えることによって接続される負荷インピーダンスに応じて、差動インピーダンスとインピーダンス整合することで挿入損失が改善されるバランを備えた高周波回路を提供することができる。
本発明を実施するための好適な形態につき、図面を参照しつつ詳細に説明する。以下の実施形態に記載した内容により本発明が限定されるものではない。また、以下に記載した構成要素には、当業者が容易に想定できるもの、実質的に同一のもの、均等の範囲のものが含まれる。さらに、以下に記載した構成要素は適宜組み合わせることが可能である。また、本発明の要旨を逸脱しない範囲で構成要素の種々の省略、置換又は変更を行うことができる。
(第1の実施形態)
図1は第1の実施形態に係る高周波回路の全体構成を示すブロック図である。入力端子IN1に接続された不平衡伝送線路1と、第1の平衡伝送線路2と、第2の平衡伝送線路3とが構成されており、第1の平衡伝送線路2と第2の平衡伝送線路3は第1の出力端子OUT1に接続された第1のスイッチ4と、第2の出力端子OUT2に接続された第2のスイッチ5とが接続されて構成されている。
図1は第1の実施形態に係る高周波回路の全体構成を示すブロック図である。入力端子IN1に接続された不平衡伝送線路1と、第1の平衡伝送線路2と、第2の平衡伝送線路3とが構成されており、第1の平衡伝送線路2と第2の平衡伝送線路3は第1の出力端子OUT1に接続された第1のスイッチ4と、第2の出力端子OUT2に接続された第2のスイッチ5とが接続されて構成されている。
また、不平衡伝送線路1は一端である不平衡端6が入力端IN1と接続しており、他端が接地されている。第1の平衡伝送線路2は第1のスイッチ4と接続している第1の平衡端7と第2のスイッチ5と接続している第2の平衡端8からなっており、第2の平衡伝送線路3は第1のスイッチ4と接続している第3の平衡端9と第2のスイッチ5と接続している第4の平衡端10からなっている。スイッチは1対多端子型のスイッチならよく、例えばSPDT(Single−Pole Double−Throw)などである。
そして、不平衡伝送線路1と、第1の平衡伝送線路2、第2の平衡伝送線路3とが、対向配置し、各々電磁界結合することでバランを形成する。第1の平衡伝送線路2と第2の平衡伝送線路3が異なる差動インピーダンスをもつために、第1の平衡伝送線路2と第2の平衡伝送線路3の線路幅を異なるように構成しているので平衡伝送線路側で異なる差動インピーダンスをもったバランを形成することができる。また本実施形態では一例として2つの平衡伝送線路の線路幅が異なることで平衡側の差動インピーダンスが異なっている説明をしているが、例えば、線路をコイル状にして形成し、平衡側の巻き数を各々異なるようにすることや、同じ長さの平衡伝送線路にチップインダクタやチップコンデンサなどの素子を接続することにより、異なる差動インピーダンスのバランを2つ構成することが可能である。また本実施形態では平衡伝送線路は2つで説明しているが、3つ以上の平衡伝送線路であっても電磁界結合してバランを形成することが可能であるため、平衡伝送線路が3つ以上でもこの発明が適応できることは言うまでも無い。
なお、第1の出力端子OUT1、第2の出力端子OUT2に接続される負荷によって第1の平衡伝送線路2と第2の平衡伝送線路3を切り替えるための第1のスイッチ4と第2のスイッチ5を備えている。第1の平衡伝送線路2には第1のスイッチ4と第2のスイッチ5がスイッチを切り替えたとき導通するように接続される。また第2の平衡伝送線路3にも第1のスイッチ4と第2のスイッチ5がスイッチを切り替えたとき導通するように第1の平衡伝送線路2と接続していない端子同士で接続される。
表1は、第1の平衡端7と第3の平衡端9の第1の出力端子OUT1との接続状態と、第2の平衡端8と第4の平衡端10の第2の出力端子OUT2との接続状態を示している。表1に示すとおり、接続モード1のとき、第1のスイッチ4によって第1の平衡伝送線路2の第1の平衡端7と第1の出力端子OUT1が接続し、第2のスイッチ5によって第1の平衡伝送線路2の第2の平衡端8と第2の出力端子OUT2が各々接続されることで、第1の平衡伝送線路2と第1の出力端子OUT1、第2の出力端子OUT2が各々導通する。第1の平衡伝送線路2が第1の出力端子OUT1、第2の出力端子OUT2と導通しているときは第2の平衡伝送線路3が開放になっている。
次に、接続モード2のとき、第1のスイッチ4によって第2の平衡伝送線路3の第3の平衡端9と第1の出力端子OUT1が接続し、第2のスイッチによって第2の平衡伝送線路3の第4の平衡端10と第2の出力端子OUT2が各々接続されることで、第2の平衡伝送線路3と第1の出力端子OUT1、第2の出力端子OUT2が各々導通する。第2の平衡伝送線路3が第1の出力端子OUT1、第2の出力端子OUT2と導通しているときは第1の平衡伝送線路2が開放になっている。今回は接続モード1のとき第1の平衡伝送線路2が第1の出力端子OUT1、第2の出力端子OUT2が導通し、接続モード2のとき第2の平衡伝送線路3が第1の出力端子OUT1、第2の出力端子OUT2が導通するとしているが接続モード1と接続モード2で導通する平衡伝送線路が逆でもよい。
なお、第1のスイッチ4と第2のスイッチ5によって第1の平衡伝送線路2と第2の平衡伝送線路3を切り替えているが、第1の平衡伝送線路2が導通しているときは第2の平衡伝送線路3が導通しておらず開放になっている。同様に、第2の平衡伝送線路3が導通しているときは第1の平衡伝送線路2が導通しておらず開放になっている。本願発明のスイッチとしては、適切な平衡伝送線路を選択し、スイッチのように切り替えられる機能を有していればよい。また、平衡伝送線路側で異なる差動インピーダンスにするためには、一例として第1の平衡伝送線路2と第2の平衡伝送線路3の各々で線路幅を変更してもよい。
例えば、基本波において第1の平衡伝送線路2の差動インピーダンスが50Ω、第2の平衡伝送線路3の差動インピーダンスが200Ωであるとする。負荷インピーダンス50Ωの負荷が第1の出力端子OUT1、第2の出力端子OUT2に接続される場合、表1に示すように第1のスイッチ4と第2のスイッチ5によって負荷と第1の平衡伝送線路2が第1の出力端子OUT1、第2の出力端子OUT2と各々導通するように切り替えることで50Ωの負荷と第1の平衡伝送線路2が接続される。また、200Ωの負荷が第1の出力端子OUT1、第2の出力端子OUT2に接続される場合、表1に示すように第1のスイッチ4と第2のスイッチ5によって負荷と第2の平衡伝送線路3が第1の出力端子OUT1、第2の出力端子OUT2と各々導通するように切り替えることで200Ωの負荷と第2の平衡伝送線路3が接続される。このようにスイッチを切り替えることにより、平衡伝送線路の差動インピーダンスと負荷インピーダンス整合することができる。
図2は第1の実施形態に係るスイッチ切り替え方法の一例を示す図である。スイッチを切り替える方法の一つとして、フィードバック制御を用いたスイッチ切り替え手法を説明する。第1のスイッチ4の出力端に接続される第1の検出部11と、第2のスイッチ5の出力端に接続される第2の検出部12とが構成されており、第1の検出部11から検出された信号と第2の検出部12から検出された信号とが接続され、第1のスイッチ4及び第2のスイッチ5にスイッチを切り替える信号を送る制御部13を構成されている。
第1及び第2の検出部はOUT1及びOUT2から反射された反射波を制御部13に出力する。制御部13は、第1及び第2の検出部から検出された反射波を読み取り、設定された所定の反射電力よりも高い場合、第1及び第2のスイッチを切り替えて、接続される平衡伝送線路を異なる平衡伝送線路に変更し、制御部13で読み取った反射電力が、設定された所定の反射電力よりも低い場合、第1及び第2のスイッチを切り替えず、接続される平衡伝送線路を変更しないという制御方法を用いる。この制御方法を用いることによって、OUT1及びOUT2に接続される負荷と整合性が取れる平衡伝送線路を選択することができ、差動インピーダンスと負荷インピーダンスのインピーダンス整合を調整することができる。なお、ここではスイッチを一例として、フィードバック制御を説明しているが、これに限らず、適切な平衡伝送線路を選択し、スイッチのように切り替えられる機能を有していればよく、その方法は特に問われるものではない。
以下、本発明の具体的な特性結果を図3〜5に示す特性図を参照にして説明する。本発明での特性図の結果は回路シミュレータとしてADS(アジレントテクノロジー社)で理想素子を使ってシミュレーションを行っている。ミックストモードによって入力側1ポート、出力側2ポートの計3ポートを、入力側1ポート、出力側1ポートの計2ポートで表しており、Sss11が入力端子IN1から見た不平衡伝送線路側の反射損失、Sdd22が第1の出力端子OUT1、第2の出力端子OUT2を1つの出力端子として、その出力端子から見た平衡伝送線路側の反射損失、Sds21が入力側1ポートから見た不平衡伝送線路側から平衡伝送線路側への挿入損失である。
一例として、図1の構成において、理想素子で不平衡伝送線路1の特性インピーダンスが50Ω、第1の平衡伝送線路2の差動インピーダンスが50Ω、第2の平衡伝送線路3の差動インピーダンスが200Ωとして、入力端子IN1より基本波が入力され第1の出力端子OUT1、第2の出力端子OUT2へ信号が出力され、基本波としてメインの周波数が15GHzの場合を説明する。平衡側線路差動インピーダンス200Ωと導通している状態なので第3の平衡端9と第1の出力端子OUT1、第4の平衡端10と第2の出力端子OUT2が各々導通している。
なお、実施形態1に係る高周波回路の構成とは図1に示す構成において、スイッチを使用して差動インピーダンス200Ωの平衡伝送線路に切り替えて負荷インピーダンス200Ωの負荷を接続した状態であり、従来のバラン構成とは図14に示す構成において不平衡伝送線路の特性インピーダンスが50Ω、平衡伝送線路の差動インピーダンスが200Ωの平衡伝送線路である場合を説明する。
図3は本発明の第1の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス200Ωと導通している高周波回路と従来のバラン構成におけるSss11を示す特性図である。縦軸がミックストモードで表したSss11であり、横軸が各周波数である。本発明の第1の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス200Ωと導通している高周波回路のSss11を実線で示し、従来のバラン構成におけるSss11を鎖線で示している。
また、図4は本発明の第1の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス200Ωと導通している高周波回路と従来のバラン構成におけるSdd22を示す特性図である。縦軸がミックストモードで表したSdd22であり、横軸が各周波数である。本発明の第1の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス200Ωと導通している高周波回路のSdd22を実線で示し、従来のバラン構成におけるSdd22を鎖線で示している。
また、図5は本発明の第1の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス200Ωと導通している高周波回路と従来のバラン構成におけるSds21を示す特性図である。縦軸がミックストモードで表したSds21であり、横軸が各周波数である。本発明の第1の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス200Ωと導通している高周波回路のSds21を実線で示し、従来のバラン構成におけるSds21を鎖線で示している。
表2は、図3〜5の特性図において、周波数15GHzにおける従来および実施形態1のバラン構成でのSss11、Sdd22、Sds21の値を示している。表2より、従来のバラン構成である場合、周波数15GHzにおいてSss11、Sdd22は−4.4dBとなり、Sds21は−1.9dBとなる。一方、本実施形態1のバラン構成である場合、図3〜5の特性図より200Ωの差動インピーダンスのときは、周波数15GHzにおいてSss11、Sdd22は−7.1dBとなり、Sds21は−0.9dBとなる。
上記より、インピーダンスの不整合の起因による状態から、図1の構成でバランとスイッチを備え、バランのインピーダンス調整を行えるようにすることで、Sss11、Sdd22においては−4.4dBから−7.1dBとなり、不整合が改善され反射損失が良くなることがわかる。Sds21においても−1.9dBから−0.9dBとなり、反射損失が良くなることで反射波の影響が減少し、不整合の起因による損失も改善されるため1dBも挿入損失が改善することがわかる。これはスイッチで平衡伝送線路側と出力端子に接続される負荷インピーダンスを適切に合わせることにより反射量が軽減され挿入損失が少なくなったためである。
本実施形態では、出力端子に接続される負荷インピーダンスと平衡伝送線路の差動インピーダンスが不整合に起因しないように、負荷と接続される平衡伝送線路をスイッチによって制御し、インピーダンス整合することで信号の反射量と挿入損失を軽減させることが可能となる。
(第2の実施形態)
図6は本発明に係る第2の実施形態による高周波回路のブロック図である。図6に示す第1の実施形態に係る高周波増幅器との異なる点は、第1及び第2の平衡伝送線路の各々の平衡端と第1及び第2のスイッチの間に設けられた第1の伝送線路14、第2の伝送線路15、第3の伝送線路16、第4の伝送線路17を各々備えている点である。第1の平衡端7と第1のスイッチ4の間に第1の伝送線路14、第3の平衡端9と第1のスイッチ4の間に第2の伝送線路15、第2の平衡端8と第2のスイッチ5の間に第3の伝送線路16、第4の平衡端10と第2のスイッチ5の間に第4の伝送線路17を備えている。第1の伝送線路14、第2の伝送線路15、第3の伝送線路16、第4の伝送線路17は基本波に対して1/2波長の線路長である線路長で構成されている。
図6は本発明に係る第2の実施形態による高周波回路のブロック図である。図6に示す第1の実施形態に係る高周波増幅器との異なる点は、第1及び第2の平衡伝送線路の各々の平衡端と第1及び第2のスイッチの間に設けられた第1の伝送線路14、第2の伝送線路15、第3の伝送線路16、第4の伝送線路17を各々備えている点である。第1の平衡端7と第1のスイッチ4の間に第1の伝送線路14、第3の平衡端9と第1のスイッチ4の間に第2の伝送線路15、第2の平衡端8と第2のスイッチ5の間に第3の伝送線路16、第4の平衡端10と第2のスイッチ5の間に第4の伝送線路17を備えている。第1の伝送線路14、第2の伝送線路15、第3の伝送線路16、第4の伝送線路17は基本波に対して1/2波長の線路長である線路長で構成されている。
なお、第1の伝送線路14、第2の伝送線路15、第3の伝送線路16、第4の伝送線路17を各々備えていることで2つの平衡伝送線路のうち平衡端が負荷と接続している平衡伝送線路側では1/2波長の線路長である伝送線路を通り、差動ペアの伝送線路の差動インピーダンスと、接続される負荷の負荷インピーダンスとを同じにすることで影響なく負荷へ信号が送られる。もう一方の平衡端が負荷と接続していない開放となる平衡伝送線路側にも信号は入り、開放となっているので反射波が発生し、反射波と進行波が重畳した合成波になる際に、反射波が進行波と位相が異なるため、定在波が発生する。1/2波長の線路長である伝送線路を備えることで反射波の位相が進行波と180°異なるために反射波と進行波がちょうどお互いを打ち消しあうようになり、その合成波である定在波が発生しなくなるため、基本波に悪影響を与えない。
また、第1の平衡伝送線路2と第2の平衡伝送線路3の差動インピーダンスが異なるので、各々の平衡伝送線路と第1及び第2のスイッチの間に設けられた伝送線路も、平衡伝送線路の差動インピーダンスと合わせることにより、異なる形状で1/2波長の線路長である伝送線路を形成する。
そこで、第1の平衡伝送線路2と第2の平衡伝送線路3に接続される伝送線路は、周波数と差動インピーダンスに合わせて1/2波長の線路長を形成するが、第1の平衡伝送線路2と第2の平衡伝送線路3では差動インピーダンスが異なり、各平衡伝送線路の差動インピーダンスに合わせるために、第1の伝送線路14及び第3の伝送線路16と第2の伝送線路15及び第4の伝送線路17で伝送線路の線路幅が異なる。よって、第1の平衡伝送線路2に接続される第1の伝送線路14と第3の伝送線路16とが同じ線路構成で、第2の平衡伝送線路3に接続される第2の伝送線路15と第4の伝送線路17とが同じ線路構成になる。
以下、本発明の具体的な特性結果を図7〜12に示す特性図から説明する。検証条件は図3〜5と同様である。まずは図7〜9に示す特性図より平衡側線路の差動インピーダンス50Ωと導通しているときを説明する。一例として、図1、6の構成において、理想素子で不平衡伝送線路1の特性インピーダンスが50Ω、第1の平衡伝送線路2の差動インピーダンスが50Ω、第2の平衡伝送線路3の差動インピーダンスが200Ωとして、入力端子IN1より基本波が入力され第1の出力端子OUT1、第2の出力端子OUT2へ信号が出力され、基本波として周波数が15GHzの場合を説明する。平衡側線路差動インピーダンス50Ωと導通している状態なので第1の平衡端7と第1の出力端子OUT1、第2の平衡端8と第2の出力端子OUT2が各々導通している。
なお、実施形態1に係る高周波回路の構成とは図1に示す構成において、スイッチを使用して差動インピーダンス50Ωの平衡伝送線路に切り替えて差動インピーダンス50Ωの負荷を接続した状態であり、実施形態2に係る高周波回路の構成とは図6に示す構成において、スイッチを使用して差動インピーダンス50Ωの平衡伝送線路に切り替えて差動インピーダンス50Ωの負荷を接続した状態であり、従来のバラン構成とは図14に示す構成において差動インピーダンスが200Ωの平衡伝送線路に差動インピーダンス50Ωの負荷を接続した状態である。
図7は本発明の第2の実施形態に係る平衡側線路差動インピーダンス50Ωと導通しているときの1/2波長の線路長である伝送線路の有無による高周波回路のSss11を示す特性図である。縦軸がミックストモードで表したSss11であり、横軸が各周波数である。本発明の第2の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス50Ωと導通している高周波回路のSss11を破線で示し、本発明の第1の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス50Ωと導通している高周波回路のSss11を実線で示し、従来のバラン構成におけるSss11を鎖線で示している。
また、図8は本発明の第2の実施形態に係る平衡側線路差動インピーダンス50Ωと導通しているときの1/2波長の線路長である伝送線路の有無による高周波回路のSdd22を示す特性図である。縦軸がミックストモードで表したSdd22であり、横軸が各周波数である。本発明の第2の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス50Ωと導通している高周波回路のSdd22を破線で示し、本発明の第1の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス50Ωと導通している高周波回路のSdd22を実線で示し、従来のバラン構成におけるSdd22を鎖線で示している。
また、図9は本発明の第2の実施形態に係る平衡側線路差動インピーダンス50Ωと導通しているときの1/2波長の線路長である伝送線路の有無による高周波回路のSds21を示す特性図である。縦軸がミックストモードで表したSds21であり、横軸が各周波数である。本発明の第2の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス50Ωと導通している高周波回路のSds21を破線で示し、本発明の第1の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス50Ωと導通している高周波回路のSds21を実線で示し、従来のバラン構成におけるSds21を鎖線で示している。
表3は図7〜9の特性図において、周波数15GHzにおける従来のバラン構成、実施形態1のバラン構成、実施形態2のバラン構成でのSss11、Sdd22、Sds21の値を示している。表3より、実施形態2の構成の場合、周波数15GHzにおいてSss11、Sdd22は−78.5dBとなり、Sds21は0dBとなる。
次に図10〜12に示す特性図より平衡側線路の差動インピーダンス200Ωと導通しているときを説明する。一例として、図1、5の構成において、不平衡伝送線路1の特性インピーダンスが50Ω、第1の平衡伝送線路2の差動インピーダンスが50Ω、第2の平衡伝送線路3の差動インピーダンスが200Ωとして、入力端子IN1より基本波が入力され第1の出力端子OUT1、第2の出力端子OUT2へ信号が出力され、基本波としてメインの周波数が15GHzの場合を説明する。平衡側線路差動インピーダンス200Ωと導通している状態なので第3の平衡端9と第1の出力端子OUT1、第4の平衡端10と第2の出力端子OUT2が各々導通している。
なお、実施形態1に係る高周波回路の構成とは図1に示す構成において、スイッチを使用して差動インピーダンス200Ωの平衡伝送線路に切り替えて負荷インピーダンス200Ωの負荷を接続した状態であり、実施形態2に係る高周波回路の構成とは図6に示す構成において、スイッチを使用して差動インピーダンス200Ωの平衡伝送線路に切り替えて負荷インピーダンス200Ωの負荷を接続した状態であり、従来のバラン構成とは図14に示す構成において差動インピーダンスが50Ωの平衡伝送線路に負荷インピーダンス200Ωの負荷を接続した状態である。
図10は本発明の第2の実施形態に係る平衡側線路差動インピーダンス200Ωと導通しているときの1/2波長の線路長である伝送線路の有無による高周波回路のSss11を示す特性図である。縦軸がミックストモードで表したSss11であり、横軸が各周波数である。本発明の第2の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス200Ωと導通している高周波回路のSss11を破線で示し、本発明の第1の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス50Ωと導通している高周波回路のSss11を実線で示し、従来のバラン構成におけるSss11を鎖線で示している。
また、図11は本発明の第2の実施形態に係る平衡側線路差動インピーダンス200Ωと導通しているときの1/2波長の線路長である伝送線路の有無による高周波回路のSdd22を示す特性図である。縦軸がミックストモードで表したSdd22であり、横軸が各周波数である。本発明の第2の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス200Ωと導通している高周波回路のSdd22を破線で示し、本発明の第1の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス50Ωと導通している高周波回路のSdd22を実線で示し、従来のバラン構成におけるSdd22を鎖線で示している。
また、図12は本発明の第2の実施形態に係る平衡側線路差動インピーダンス200Ωと導通しているときの1/2波長の線路長である伝送線路の有無による高周波回路のSds21を示す特性図である。縦軸がミックストモードで表したSds21であり、横軸が各周波数である。本発明の第2の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス200Ωと導通している高周波回路のSds21を破線で示し、本発明の第1の実施形態に係る高周波回路の平衡側線路差動インピーダンス50Ωと導通している高周波回路のSds21を実線で示し、従来のバラン構成におけるSds21を鎖線で示している。
表4は図10〜12の特性図において、周波数15GHzにおける従来のバラン構成、実施形態1のバラン構成、実施形態2のバラン構成でのSss11、Sdd22、Sds21の値を示している。表4より、実施形態2のバラン構成である1/2波長の線路長である伝送線路を備えた平衡側線路差動インピーダンス200Ωと導通している場合、周波数15GHzにおいてSss11、Sdd22は−63.3dBとなり、Sds21は0dBとなる。
上記より、図7、8、10、11のSss11とSdd22を各々比較しても従来のバラン構成より特性が改善された実施形態1に係る高周波回路の構成でも、実施形態2における1/2波長の線路長である伝送線路を備えることによって、差動インピーダンス50ΩのときのSss11、Sdd22においては−8.9dBから−78.5dBとなり、差動インピーダンス200ΩのときのSss11、Sdd22は−7.1dBから−66.3dBとなることより不整合が改善され反射損失がより良くなることがわかる。図9においてSds21を比較しても、Sds21が−0.6dBから0dBとなり、図12においてSds21を比較しても、Sds21が−0.9dBから0dBとなり挿入損失が実施形態2の方がより改善できることがわかる。
ゆえに、1/2波長の線路長である伝送線路を備えることで、挿入損失が少なくなり、第1のスイッチと第2のスイッチを切り替えても基本波に影響を与えないことがわかる。これは1/2波長の線路長である第1〜第4の伝送線路を備えることで第1のスイッチと第2のスイッチを切り替えても接続される負荷インピーダンスを合わせることができる。
なお、導通していない平衡伝送線路では開放となっているので反射波が発生し、反射波と進行波が重畳した合成波になる際に、反射波が進行波と位相が異なるため、定在波が発生してしまうが1/2波長の線路長である伝送線路を備えることで反射波の位相が進行波を180°異なるために反射波と進行波がちょうどお互いを打ち消しあうようになり、その合成波である定在波が発生しなくなるため、基本波の異常発振や、挿入損失の増加などの悪影響を与えない。
本実施形態では、1/2波長の線路長である伝送線路を備えることで出力端子が負荷と接続していない開放となっている平衡伝送線路側の信号が反射を起こさないことで、負荷と接続している平衡伝送線路側にも影響を与えない。
以上のように、本発明の高周波回路はバランの平衡側出力端子に接続される負荷が変わりやすい装置(例えば、電子機器)等に適している。
1、101、102 不平衡伝送線路
2 第1の平衡伝送線路
3 第2の平衡伝送線路
4 第1のスイッチ
5 第2のスイッチ
6 不平衡端
7 第1の平衡端
8 第2の平衡端
9 第3の平衡端
10 第4の平衡端
11 第1の検出部
12 第2の検出部
13 制御部
14 第1の伝送線路
15 第2の伝送線路
16 第3の伝送線路
17 第4の伝送線路
103、104、106 平衡伝送線路
108 入力端
110、112 出力端
2 第1の平衡伝送線路
3 第2の平衡伝送線路
4 第1のスイッチ
5 第2のスイッチ
6 不平衡端
7 第1の平衡端
8 第2の平衡端
9 第3の平衡端
10 第4の平衡端
11 第1の検出部
12 第2の検出部
13 制御部
14 第1の伝送線路
15 第2の伝送線路
16 第3の伝送線路
17 第4の伝送線路
103、104、106 平衡伝送線路
108 入力端
110、112 出力端
Claims (2)
- 不平衡伝送線路と、前記不平衡伝送線路と電磁結合する第1及び第2の平衡伝送線路と、
前記第1の平衡伝送線路の接続端である第1及び第2の平衡端と、前記第2の平衡伝送線路の接続端である第3及び第4の平衡端と、第1及び第2のスイッチと、を備え、
前記第1及び第3の平衡端は前記第1のスイッチに接続され、前記第2及び第4の平衡端は前記第2のスイッチに接続され、
前記第1の平衡伝送線路と前記第2の平衡伝送線路は基本波に対して各々異なるインピーダンスを有することを特徴とする高周波回路。 - 前記第1の平衡端と前記第1のスイッチの間に構成される第1の伝送線路と、
前記第3の平衡端と前記第1のスイッチの間に構成される第2の伝送線路と、
前記第2の平衡端と前記第2のスイッチの間に構成される第3の伝送線路と、
前記第4の平衡端と前記第2のスイッチの間に構成される第4の伝送線路と、
を備え、
前記第1及び第3の伝送線路と前記第2及び第4の伝送線路の線路幅が異なり、線路長が基本波の1/2波長の長さであることを特徴とする請求項1に記載された高周波回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013261205A JP2015119319A (ja) | 2013-12-18 | 2013-12-18 | 高周波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2013261205A JP2015119319A (ja) | 2013-12-18 | 2013-12-18 | 高周波回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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JP2015119319A true JP2015119319A (ja) | 2015-06-25 |
Family
ID=53531690
Family Applications (1)
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JP2013261205A Pending JP2015119319A (ja) | 2013-12-18 | 2013-12-18 | 高周波回路 |
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Country | Link |
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JP (1) | JP2015119319A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2021147040A1 (zh) * | 2020-01-22 | 2021-07-29 | 华为技术有限公司 | 一种集成电路 |
CN113196560A (zh) * | 2018-11-26 | 2021-07-30 | 株式会社电装 | 高频开关 |
-
2013
- 2013-12-18 JP JP2013261205A patent/JP2015119319A/ja active Pending
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN113196560A (zh) * | 2018-11-26 | 2021-07-30 | 株式会社电装 | 高频开关 |
WO2021147040A1 (zh) * | 2020-01-22 | 2021-07-29 | 华为技术有限公司 | 一种集成电路 |
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