JP2015107043A - Power converter, and controller - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力変換装置及び制御装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device and a control device.
従来、３レベルコンバータを備えた電力変換装置が知られている。図１０に示すように電力変換装置は、単相交流電源１と、単相交流電源１に接続されたリアクトル２と、フルブリッジ結線の３レベルコンバータ３と、３レベルコンバータ３の直流側に直列接続された平滑コンデンサ５、６と、平滑コンデンサ５、６の直列出力に接続された直流負荷７と、３レベルコンバータを制御する制御装置１２’とを備える。 Conventionally, a power converter provided with a three-level converter is known. As shown in FIG. 10, the power converter includes a single-phase AC power source 1, a reactor 2 connected to the single-phase AC power source 1, a full-bridge three-level converter 3, and a DC level of the three-level converter 3 in series. Smoothing capacitors 5 and 6 connected to each other, a DC load 7 connected to a series output of the smoothing capacitors 5 and 6, and a control device 12 ′ for controlling the three-level converter are provided.
また制御装置１２’に必要な信号を検出及び出力する各種機器として電力変換装置は、単相交流電源１の電圧を検出する交流電圧検出器８と、平滑コンデンサ５、６の電圧を検出する直流電圧検出器９、１０と、単相交流電源１の電流を検出する交流電流検出器１１とを備えて構成される。なお単相交流電源１は、変圧器の二次側出力の場合もあり、リアクトル２は単相交流電源１の内部インダクタンスの場合もある。 The power converter as various devices for detecting and outputting signals necessary for the control device 12 ′ includes an AC voltage detector 8 that detects the voltage of the single-phase AC power supply 1 and a DC that detects the voltages of the smoothing capacitors 5 and 6. The voltage detectors 9 and 10 and the AC current detector 11 that detects the current of the single-phase AC power source 1 are provided. The single-phase AC power source 1 may be a secondary output of the transformer, and the reactor 2 may be an internal inductance of the single-phase AC power source 1.
ここで３レベルコンバータには、主に２つの課題がある。第１の課題は、全電圧制御を実行することである。具体的には平滑コンデンサ５、６から検出される直流電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎの和（直流全電圧）を所定の値（直流電圧指令値Ｖｄ＊）に保つことである。なお全電圧を直流電圧指令値Ｖｄ＊に保つということは、直流負荷７が必要とする電力を供給することに等しい。 Here, the three-level converter has two main problems. The first problem is to perform full voltage control. Specifically, the sum of the DC voltages Vdp and Vdn (DC total voltage) detected from the smoothing capacitors 5 and 6 is maintained at a predetermined value (DC voltage command value Vd *). Note that keeping all the voltages at the DC voltage command value Vd * is equivalent to supplying the power required by the DC load 7.
また第２の課題は、中性点電圧制御を実行することである。具体的には中性点電位（平滑コンデンサ５、６の接続点の電位、図１０においてはＣ点の電位）を直流全電圧の１／２にすること、或いは、直流電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎの差電圧をゼロにすることである。 A second problem is to execute neutral point voltage control. Specifically, the neutral point potential (the potential at the connection point of the smoothing capacitors 5 and 6, the potential at the point C in FIG. 10) is halved of the total DC voltage, or the difference between the DC voltages Vdp and Vdn. The voltage is zero.
第１の課題は、３レベルコンバータに限らず、２レベルコンバータにも共通する課題であるが、第２の課題は３レベルコンバータ特有の課題である。制御装置１２’の制御により、理想的には平滑コンデンサ５、６の直流電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎはバランスしているはずである。しかし実際にはアンバランス（中性点電位変動）が生じる場合がある。 The first problem is not limited to the three-level converter but is common to the two-level converter, but the second problem is a problem specific to the three-level converter. Ideally, the DC voltages Vdp and Vdn of the smoothing capacitors 5 and 6 should be balanced under the control of the control device 12 '. However, unbalance (neutral point potential fluctuation) may actually occur.
例えば平滑コンデンサ５、６の容量にばらつきがあったり、経年劣化により静電容量が減少したり、直流負荷７の消費する電力が上下不平衡であったり、或いは、３レベルコンバータ３を構成する半導体スイッチの各スイッチングタイミングにばらつきがあったりすると、アンバランスが生じる。 For example, the capacitance of the smoothing capacitors 5 and 6 varies, the capacitance decreases due to deterioration over time, the power consumed by the DC load 7 is unbalanced up or down, or the semiconductor constituting the three-level converter 3 If there are variations in the switching timing of the switch, an imbalance occurs.
直流電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎにアンバランスが生じると、３レベルコンバータ３を構成する半導体スイッチ及びクランプダイオード、或いは、３レベルコンバータ３の後段に設置される平滑コンデンサ５、６に過大な電圧が印加され、素子耐圧を越えると素子破壊を引き起こす。また定格電圧を超えて長時間駆動すると部品寿命を縮めることになる。 When an imbalance occurs in the DC voltages Vdp and Vdn, an excessive voltage is applied to the semiconductor switches and clamp diodes constituting the three-level converter 3 or the smoothing capacitors 5 and 6 installed in the subsequent stage of the three-level converter 3, Exceeding the device breakdown voltage causes device destruction. In addition, if the motor is driven for a long time exceeding the rated voltage, the component life is shortened.
特許文献１には、全電圧制御及び中性点電圧制御という３レベルコンバータの課題を解決しようとする３レベルコンバータの制御装置が開示されている。以下図１０を参照して、この特許文献１に開示された制御装置について説明する。 Patent Document 1 discloses a control device for a three-level converter that attempts to solve the problems of a three-level converter such as full voltage control and neutral point voltage control. Hereinafter, the control device disclosed in Patent Document 1 will be described with reference to FIG.
制御装置１２’は、電圧制御部（AVR :Automatic Voltage Regulator）１３ａ、電流制御部（ACR :Automatic Current Regulator）１４及びＰＷＭ制御部（PWM :Pulse Width Modulation）１５を備えて構成される。 The control device 12 ′ includes a voltage control unit (AVR: Automatic Voltage Regulator) 13 a, a current control unit (ACR: Automatic Current Regulator) 14, and a PWM control unit (PWM: Pulse Width Modulation) 15.
特に電圧制御部１３ａは、ゲイン１００、減算器１０１、１０２、電圧制御器（ＡＶＲ）１０３、１０４、減算器１０５、加算器１０６及び除算器１０９から構成される。ゲイン１００は、直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２の値を算出する。減算器１０１は、ゲイン１００の出力と直流電圧Ｖｄｐの差を算出する。減算器１０２は、ゲイン１００の出力と直流電圧Ｖｄｎとの差を算出する。 In particular, the voltage control unit 13a includes a gain 100, subtractors 101 and 102, voltage controllers (AVR) 103 and 104, a subtractor 105, an adder 106, and a divider 109. The gain 100 calculates a value that is ½ of the DC voltage command value Vd *. The subtractor 101 calculates the difference between the output of the gain 100 and the DC voltage Vdp. The subtractor 102 calculates the difference between the output of the gain 100 and the DC voltage Vdn.
電圧制御器１０３は、減算器１０１の出力を入力し、入力がゼロになるような操作量Ｉｓｐ＊を出力する。電圧制御器１０４は、減算器１０２の出力を入力し、入力がゼロになるような操作量Ｉｓｎ＊を出力する。減算器１０５は、電圧制御器１０３の出力Ｉｓｐ＊と電圧制御器１０４の出力Ｉｓｎ＊との差を算出する。加算器１０６は、電圧制御器１０３の出力Ｉｓｐ＊と電圧制御器１０４の出力Ｉｓｎ＊との和を算出する。除算器１０９は、減算器１０５の出力を加算器１０６の出力で除算した商を算出する。なお加算器１０６の出力が電流実効値指令Ｉｓ＊となり、除算器１０９の出力が中性点電圧制御のための変調率操作量ΔＹｍとなる。 The voltage controller 103 receives the output of the subtractor 101 and outputs an operation amount Isp * such that the input becomes zero. The voltage controller 104 receives the output of the subtractor 102 and outputs an operation amount Isn * such that the input becomes zero. The subtractor 105 calculates a difference between the output Isp * of the voltage controller 103 and the output Isn * of the voltage controller 104. The adder 106 calculates the sum of the output Isp * of the voltage controller 103 and the output Isn * of the voltage controller 104. The divider 109 calculates a quotient obtained by dividing the output of the subtractor 105 by the output of the adder 106. Note that the output of the adder 106 becomes the effective current value command Is *, and the output of the divider 109 becomes the modulation factor operation amount ΔYm for neutral point voltage control.
３レベルコンバータの課題である全電圧制御及び中性点電圧制御を解決するためには、３レベルコンバータ３から平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ、Ｉｄｎを個別に制御することができればよい。しかし一般に平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ、Ｉｄｎを直接制御することは困難であることから、特許文献１の電力変換装置においては間接的にＩｄｐ、Ｉｄｎの制御を行うようにしている。 In order to solve the total voltage control and neutral point voltage control, which are problems of the three-level converter, it is only necessary to individually control the currents Idp and Idn flowing from the three-level converter 3 to the smoothing capacitors 5 and 6. However, since it is generally difficult to directly control the currents Idp and Idn flowing through the smoothing capacitors 5 and 6, in the power conversion device of Patent Document 1, Idp and Idn are indirectly controlled.
すなわち上述したように電圧制御部１３ａは、直流負荷７に供給する直流電圧を分圧する２つの平滑コンデンサ５、６に対してそれぞれ電圧制御器１０３、１０４を備え、電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎが直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２に一致するような操作量Ｉｓｐ＊、Ｉｓｎ＊を出力する。さらにこれらの操作量の和及び差を算出することより、電流実効値指令Ｉｓ＊及び中性点電圧制御のための変調率操作量ΔＹｍを算出する。電流実効値指令Ｉｓ＊及び変調率操作量ΔＹｍは、下記式１により示される。 That is, as described above, the voltage control unit 13a includes the voltage controllers 103 and 104 for the two smoothing capacitors 5 and 6 that divide the DC voltage supplied to the DC load 7, and the voltages Vdp and Vdn are DC voltage commands. The manipulated variables Isp * and Isn * that match 1/2 of the value Vd * are output. Further, by calculating the sum and difference of these manipulated variables, the current effective value command Is * and the modulation factor manipulated variable ΔYm for neutral point voltage control are calculated. The current effective value command Is * and the modulation factor operation amount ΔYm are expressed by the following formula 1.
交流電流ｉｓの実効値Ｉｓは、電流制御部１４及びＰＷＭ制御部１５により、その指令値（電流実効値指令）Ｉｓ＊に一致する。実効値Ｉｓは、下記式２により示される。 The effective value Is of the alternating current is matches the command value (current effective value command) Is * by the current control unit 14 and the PWM control unit 15. The effective value Is is expressed by the following formula 2.
なおＰＷＭ制御部１５において変調率操作量ΔＹｍは、Ｕ相の変調率ｙｍｕ及びＶ相の変調率ｙｍｖの双方に加算されており、Ｕ相とＶ相との差（ｙｍｕ−ｙｍｖ）は変わらない。交流電流ｉｓは、交流電源電圧ｅｓとコンバータ出力電圧ｅｃ（Ｕ相とＶ相の差電圧）の差に応じて流れるので、変調率操作量ΔＹｍは交流電流ｉｓに影響を与えない。ＰＷＭ制御部１５において、Ｕ相の変調率ｙｍｕ及びＶ相の変調率ｙｍｖは、下記式３により示される。 In the PWM control unit 15, the modulation factor manipulated variable ΔYm is added to both the U-phase modulation factor ymu and the V-phase modulation factor ymv, and the difference between the U-phase and the V-phase (ymu−ymv) does not change. . Since the alternating current is flows according to the difference between the alternating current power supply voltage es and the converter output voltage ec (difference voltage between the U phase and the V phase), the modulation factor manipulated variable ΔYm does not affect the alternating current is. In the PWM control unit 15, the U-phase modulation factor ymu and the V-phase modulation factor ymv are expressed by the following Equation 3.
次に３レベルコンバータ３内の動作について説明する。３レベルコンバータは、各相４個のスイッチング素子（Ｓｕ１〜Ｓｕ４）を備えて構成されるが、非ラップ期間やゲートオフ状態（全素子オフ）を除けば３つの状態に限られる。Ｕ相のスイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４の３つ状態は、下記式４により示される。 Next, the operation in the three-level converter 3 will be described. The three-level converter includes four switching elements (Su1 to Su4) for each phase, but is limited to three states except for a non-wrap period and a gate-off state (all elements are off). The three states of the U-phase switching elements Su1 to Su4 are expressed by the following equation 4.
Ｕ相から平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐｕ、Ｉｄｎｕとすると、各状態におけるＩｄｐｕ及びＩｄｎｕは、交流電流ｉｓを用いて下記式５により示される。 Assuming currents Idpu and Idnu flowing from the U phase to the smoothing capacitors 5 and 6, Idpu and Idnu in each state are expressed by the following equation 5 using the alternating current is.
ここで、ＰＷＭのスイッチング周期程度の時間スケールで平均的にみれば、変調率ｙｍｕを状態１〜３の存在確率とみなすことができる。ｙｍｕの存在確率は、下記式６により示される。 Here, when viewed on an average on a time scale of about the PWM switching period, the modulation factor ymu can be regarded as the existence probability of states 1 to 3. The existence probability of ymu is expressed by Equation 6 below.
上記式６によりＵ相から平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐｕ、Ｉｄｎｕは、下記式７により示される。 The currents Idpu and Idnu flowing from the U phase to the smoothing capacitors 5 and 6 according to the above equation 6 are expressed by the following equation 7.
同様にしてＶ相から平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐｖ、Ｉｄｎｖは、下記式８により示される。 Similarly, currents Idpv and Idnv flowing from the V phase to the smoothing capacitors 5 and 6 are expressed by the following equation (8).
上記式７及び８により、３レベルコンバータ３から平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ、Ｉｄｎは、下記式９により示される。 The currents Idp and Idn flowing from the three-level converter 3 to the smoothing capacitors 5 and 6 from the above formulas 7 and 8 are expressed by the following formula 9.
上記式９に上記式３を代入すると、平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ、Ｉｄｎは、下記式１０により示される。
変調率ｙｍの極性に応じて場合分けすると、変調率操作量ΔＹｍが微小であるならば、平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ、Ｉｄｎは、下記式１１により示される。 If the modulation factor manipulated variable ΔYm is very small, the currents Idp and Idn flowing through the smoothing capacitors 5 and 6 are expressed by the following equation (11).
上記式１１により平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ及びＩｄｎの和及び差は、下記式１２により示される。 The sum and difference of the currents Idp and Idn flowing through the smoothing capacitors 5 and 6 according to the above equation 11 are expressed by the following equation 12.
ここで、交流電源周波数の時間スケールで平均的にみれば、交流電流ｉｓ及び変調率ｙｍを、それぞれ電流実効値Ｉｓ、変調率実効値Ｙｍに置き換えることができる。交流電流ｉｓ及び変調率ｙｍをそれぞれ電流実効値Ｉｓ及び変調率実効値Ｙｍに置き換えた場合の平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ及びＩｄｎの和及び差は、下記式１３により示される。 Here, when viewed on an average on the time scale of the AC power supply frequency, the AC current is and the modulation factor ym can be replaced with the current effective value Is and the modulation factor effective value Ym, respectively. The sum and difference of the currents Idp and Idn flowing through the smoothing capacitors 5 and 6 when the alternating current is and the modulation factor ym are replaced with the current effective value Is and the modulation factor effective value Ym are expressed by the following equation (13).
上記式１３に上記式１及び２を代入すると、平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ及びＩｄｎの和及び差は、下記式１４により示される。 Substituting the above formulas 1 and 2 into the above formula 13, the sum and difference of the currents Idp and Idn flowing through the smoothing capacitors 5 and 6 are expressed by the following formula 14.
上記式１４の和及び差を求めると、平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ及びＩｄｎは、それぞれ下記式１５により示される。 When the sum and difference of the above equation 14 are obtained, the currents Idp and Idn flowing through the smoothing capacitors 5 and 6 are expressed by the following equation 15, respectively.
以上により、電圧制御器１０３、１０４の出力Ｉｓｐ＊、Ｉｓｎ＊は、平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ、Ｉｄｎと１対１に対応し、平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ、Ｉｄｎを独立して制御可能であることから、Ｖｄｐ、Ｖｄｎを独立して制御可能なことが分かる。つまり特許文献１の電力変換装置によれば、３レベルコンバータの課題である全電圧制御及び中性点電圧制御を解決することができるとしている。 As described above, the outputs Isp * and Isn * of the voltage controllers 103 and 104 correspond one-to-one with the currents Idp and Idn flowing through the smoothing capacitors 5 and 6, and the currents Idp and Idn flowing through the smoothing capacitors 5 and 6 are independent of each other. Therefore, it can be seen that Vdp and Vdn can be controlled independently. That is, according to the power conversion device of Patent Document 1, it is possible to solve the total voltage control and the neutral point voltage control, which are problems of the three-level converter.
しかし特許文献１に記載の電力変換装置は、（条件１）直流負荷７が無負荷のとき、（条件２）平滑コンデンサ５、６の電圧の和（Ｖｄｐ＋Ｖｄｎ）が直流電圧指令値Ｖｄ＊に一致しているとき、かつ、（条件３）平滑コンデンサ５、６の電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎが不平衡のとき、の条件１〜３が揃った場合、正常に動作することができない。 However, in the power converter described in Patent Document 1, (Condition 1) When the DC load 7 is unloaded, (Condition 2) The sum of the voltages of the smoothing capacitors 5 and 6 (Vdp + Vdn) is equal to the DC voltage command value Vd *. If the conditions 1 to 3 are met when the conditions V1p and Vdn of the smoothing capacitors 5 and 6 are unbalanced, and if (condition 3) is satisfied.
直流負荷７が無負荷であり、かつ、全電圧（Ｖｄｐ＋Ｖｄｎ）が直流電圧指令値Ｖｄ＊に一致していることから、コンバータは電力を供給する必要がないので、交流電流ｉｓ＝０でよい。ところが交流電流ｉｓ＝０を上記式９に代入すると、平滑コンデンサ５、６に流れる電流はゼロ（Ｉｄｐ＝０、Ｉｄｎ＝０）になる。平滑コンデンサ５、６に流れる電流がゼロになると、平滑コンデンサ５、６の電圧は変動しないため電圧不平衡を補正することはできない。 Since the DC load 7 is unloaded and the total voltage (Vdp + Vdn) matches the DC voltage command value Vd *, the converter does not need to supply power, so the AC current is = 0. However, when the alternating current is = 0 is substituted into the above equation 9, the current flowing through the smoothing capacitors 5 and 6 becomes zero (Idp = 0, Idn = 0). When the current flowing through the smoothing capacitors 5 and 6 becomes zero, the voltage of the smoothing capacitors 5 and 6 does not fluctuate, so that the voltage imbalance cannot be corrected.
一般に電圧制御器１０３、１０４は、比例積分制御（ＰＩ制御）を実行するための積分器を用いるが、平滑コンデンサ５、６の電圧不平衡は解消されない、つまりＶｄｐ、Ｖｄｎが直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２に一致しない状態が続くと、電圧制御器１０３、１０４の積分器が発散してしまうという問題が生じる。 In general, the voltage controllers 103 and 104 use an integrator for executing proportional integral control (PI control), but the voltage imbalance of the smoothing capacitors 5 and 6 is not eliminated, that is, Vdp and Vdn are DC voltage command values Vd. If the state that does not match 1/2 of * continues, there arises a problem that the integrators of the voltage controllers 103 and 104 diverge.
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、安定した全電圧制御及び中性点電圧制御を行い得る電力変換装置を提案するものである。 The present invention has been made in consideration of the above points, and proposes a power conversion device capable of performing stable total voltage control and neutral point voltage control.
かかる課題を解決するために、本発明においては、単相交流電源と、単相交流電源にリアクトルを介して接続されるフルブリッジ結線のコンバータと、コンバータの直流側に直列接続される第１及び第２の平滑コンデンサと、コンバータを制御する制御装置とを備え、制御装置は、直流電圧制御装置及び中性点電圧制御装置を備え、直流電圧制御装置は、第１及び第２の平滑コンデンサから検出された第１及び第２の直流電圧を入力して、入力した第１及び第２の直流電圧を所定の直流電圧指令値に一致させるための操作量を算出するとともに算出した操作量を出力する第１及び第２の直流電圧制御部と、第１及び第２の直流電圧制御部から出力された２つの操作量を入力して、入力した２つの操作量の差を算出するとともに算出した操作量の差を出力する第１の減算部と、第１の減算部から出力された操作量の差を入力して、入力した操作量の差を所定の範囲内に収まるように制限して出力する第１の出力制限部とを備え、中性点電圧制御装置は、第１の出力制限部から出力された操作量の差に基づいて中性点電圧制御を行うことを特徴とする。 In order to solve such a problem, in the present invention, a single-phase AC power source, a full-bridge connection converter connected to the single-phase AC power source via a reactor, a first and a series connected to the DC side of the converter A second smoothing capacitor and a control device for controlling the converter; the control device comprises a direct current voltage control device and a neutral point voltage control device; and the direct current voltage control device comprises a first smoothing capacitor and a second smoothing capacitor. The detected first and second DC voltages are input, and an operation amount for matching the input first and second DC voltages to a predetermined DC voltage command value is calculated and the calculated operation amount is output. The first and second DC voltage control units and the two operation amounts output from the first and second DC voltage control units are input, and the difference between the two input operation amounts is calculated and calculated. Manipulation amount A first subtraction unit that outputs a difference and a difference between operation amounts output from the first subtraction unit are input, and the input operation amount difference is limited to be within a predetermined range and output. And the neutral point voltage control device performs neutral point voltage control based on the difference in the operation amount output from the first output restriction unit.
またかかる課題を解決するために、本発明においては、コンバータを制御する制御装置において、制御装置は、直流電圧制御装置及び中性点電圧制御装置を備え、直流電圧制御装置は、コンバータの直流側に直列接続された平滑コンデンサから検出された第１及び第２の直流電圧を入力して、入力した第１及び第２の直流電圧を所定の直流電圧指令値に一致させるための操作量を算出するとともに算出した操作量を出力する第１及び第２の直流電圧制御部と、第１及び第２の直流電圧制御部から出力された２つの操作量を入力して、入力した２つの操作量の差を算出するとともに操作量の差を出力する第１の減算部と、減算部から出力された操作量の差を入力して、入力した操作量の差を所定の範囲内に収まるように制限して出力する第１の出力制限部とを備え、中性点電圧制御装置は、第１の出力制限部から出力された操作量の差に基づいて中性点電圧制御を行うことを特徴とする。 In order to solve such a problem, in the present invention, in the control device that controls the converter, the control device includes a DC voltage control device and a neutral voltage control device, and the DC voltage control device is a DC side of the converter. The first and second DC voltages detected from the smoothing capacitors connected in series are input, and an operation amount for matching the input first and second DC voltages to a predetermined DC voltage command value is calculated. The first and second DC voltage control units that output the calculated operation amount and the two operation amounts output from the first and second DC voltage control units are input, and the two input operation amounts The first subtraction unit that calculates the difference between the operation amounts and outputs the difference between the operation amounts and the difference between the operation amounts output from the subtraction unit are input so that the input operation amount difference falls within a predetermined range. 1st limited output And a force limiting unit, the neutral point voltage control device, and performs the neutral point voltage control based on the difference of the output operation amount from the first output limiting unit.
本発明によれば、安定した全電圧制御及び中性点電圧制御を行うことができる。 According to the present invention, stable total voltage control and neutral point voltage control can be performed.
以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。
図１は、本実施の形態における電力変換装置１０００の回路構成を示す。電力変換装置１０００は、単相交流電源１と、単相交流電源１に接続されたリアクトル２と、フルブリッジ結線の３レベルコンバータ３と、３レベルコンバータ３の直流側に直列接続された平滑コンデンサ５、６と、平滑コンデンサ５、６の直列出力に接続された直流負荷７と、単相交流電源１の電圧を検出する交流電圧検出器８と、平滑コンデンサ５、６の電圧を検出する直流電圧検出器９、１０と、単相交流電源１の電流を検出する交流電流検出器１１と、３レベルコンバータ３を制御する制御装置１２とから構成される。なお単相交流電源１は変圧器の二次側出力の場合もあり、リアクトル２は単相交流電源１の内部インダクタンスの場合もある。
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a circuit configuration of a power conversion apparatus 1000 according to the present embodiment. The power converter 1000 includes a single-phase AC power source 1, a reactor 2 connected to the single-phase AC power source 1, a full-bridge connection three-level converter 3, and a smoothing capacitor connected in series to the DC side of the three-level converter 3. 5 and 6, a DC load 7 connected to the series output of the smoothing capacitors 5 and 6, an AC voltage detector 8 that detects the voltage of the single-phase AC power supply 1, and a DC that detects the voltage of the smoothing capacitors 5 and 6. The voltage detectors 9 and 10, an AC current detector 11 that detects the current of the single-phase AC power supply 1, and a control device 12 that controls the three-level converter 3 are configured. The single-phase AC power source 1 may be a secondary output of the transformer, and the reactor 2 may be an internal inductance of the single-phase AC power source 1.
図２は、３レベルコンバータ３の詳細な回路構成を示す。３レベルコンバータ３は、Ｕ相ブリッジ及びＶ相ブリッジの２相から構成されるフルブリッジ構成であり、Ｕ相ブリッジは半導体スイッチＳｕ１〜Ｓｕ４（２１〜２４）及びクランプダイオード２５、２６から構成され、Ｖ相ブリッジは半導体スイッチＳｖ１〜Ｓｖ４（３１〜３４）及びクランプダイオード３５、３６から構成される。 FIG. 2 shows a detailed circuit configuration of the three-level converter 3. The three-level converter 3 has a full bridge configuration including two phases of a U-phase bridge and a V-phase bridge. The U-phase bridge includes semiconductor switches Su1 to Su4 (21 to 24) and clamp diodes 25 and 26. The V-phase bridge includes semiconductor switches Sv1 to Sv4 (31 to 34) and clamp diodes 35 and 36.
図３は、他の３レベルコンバータ３’の詳細な回路構成を示す。他の３レベルコンバータ３’は、図２の３レベルコンバータ３と同様、Ｕ相ブリッジとＶ相ブリッジの２相から構成されるフルブリッジ構成である。Ｕ相ブリッジは半導体スイッチＳｕ１〜Ｓｕ４（４１〜４４）から構成され、Ｖ相ブリッジは半導体スイッチＳｖ１〜Ｓｖ４（５１〜５４）から構成される。他の３レベルコンバータ３’は、図２の３レベルコンバータ３からクランプダイオードを省略して回路を簡略化したものである。３レベルコンバータ３及び３’の何れにおいても全電圧制御及び中性点電圧制御という課題は共通する。 FIG. 3 shows a detailed circuit configuration of another three-level converter 3 '. The other three-level converter 3 ′ has a full-bridge configuration composed of two phases, a U-phase bridge and a V-phase bridge, like the three-level converter 3 of FIG. 2. The U-phase bridge is composed of semiconductor switches Su1 to Su4 (41 to 44), and the V-phase bridge is composed of semiconductor switches Sv1 to Sv4 (51 to 54). The other three-level converter 3 'is obtained by simplifying the circuit by omitting the clamp diode from the three-level converter 3 of FIG. The issues of total voltage control and neutral point voltage control are common to both of the three-level converters 3 and 3 '.
図１に戻り、３レベルコンバータを制御する制御装置１２は、電圧制御部（AVR :Automatic Voltage Regulator）１３、電流制御部（ACR :Automatic Current Regulator）１４、ＰＷＭ制御部１５（PWM :Pulse Width Modulation）を備えて構成される。 Returning to FIG. 1, the control device 12 that controls the three-level converter includes a voltage control unit (AVR: Automatic Voltage Regulator) 13, a current control unit (ACR: Automatic Current Regulator) 14, and a PWM control unit 15 (PWM: Pulse Width Modulation). ).
電圧制御部１３は、ゲイン１００、減算器１０１、１０２、電圧制御器１０３、１０４、減算器１０５、加算器１０６、リミッタ１０７、１０８及び除算器１０９を備えて構成される。ゲイン１００は、直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２の値を算出する。減算器１０１は、ゲイン１００の出力と直流電圧Ｖｄｐの差を算出する。減算器１０２は、ゲイン１００の出力と直流電圧Ｖｄｎの差を算出する。電圧制御器１０３は、減算器１０１の出力を入力して、入力がゼロになるような操作量Ｉｓｐ＊を出力する。電圧制御器１０４は、減算器１０２の出力を入力して、入力がゼロになるような操作量Ｉｓｎ＊を出力する。 The voltage control unit 13 includes a gain 100, subtracters 101 and 102, voltage controllers 103 and 104, a subtractor 105, an adder 106, limiters 107 and 108, and a divider 109. The gain 100 calculates a value that is ½ of the DC voltage command value Vd *. The subtractor 101 calculates the difference between the output of the gain 100 and the DC voltage Vdp. The subtractor 102 calculates the difference between the output of the gain 100 and the DC voltage Vdn. The voltage controller 103 receives the output of the subtractor 101 and outputs an operation amount Isp * such that the input becomes zero. The voltage controller 104 inputs the output of the subtractor 102 and outputs an operation amount Isn * such that the input becomes zero.
また減算器１０５は、電圧制御器１０３の出力Ｉｓｐ＊と電圧制御器１０４の出力Ｉｓｎ＊との差を算出する。加算器１０６は、電圧制御器１０３の出力Ｉｓｐ＊と電圧制御器１０４の出力Ｉｓｎ＊との和を算出する。リミッタ１０７は、減算器１０５の出力を入力し、出力が所定の範囲内に収まるように制限する。リミッタ１０８は、加算器１０６の出力を入力し、出力が所定の範囲内に収まるように制限する。除算器１０９は、リミッタ１０７の出力をリミッタ１０８の出力で除算した商を算出する。なおリミッタ１０８の出力が電流実効値指令Ｉｓ＊となり、除算器１０９の出力が中性点電圧制御のための変調率操作量ΔＹｍとなる。 The subtractor 105 calculates the difference between the output Isp * of the voltage controller 103 and the output Isn * of the voltage controller 104. The adder 106 calculates the sum of the output Isp * of the voltage controller 103 and the output Isn * of the voltage controller 104. The limiter 107 receives the output of the subtractor 105 and limits the output to be within a predetermined range. The limiter 108 inputs the output of the adder 106 and limits the output so that it falls within a predetermined range. The divider 109 calculates a quotient obtained by dividing the output of the limiter 107 by the output of the limiter 108. The output of the limiter 108 becomes the effective current value command Is *, and the output of the divider 109 becomes the modulation factor operation amount ΔYm for neutral point voltage control.
リミッタ１０８の制限値は、正常動作中に出力を制限しないように、コンバータの最大供給電力に対して十分余裕を持った値を設定する必要がある。また力行最大電力に対応して正の制限値、回生最大電力に対応して負の制限値をそれぞれ設定する必要がある。なおリミッタ１０８は、正常動作中には出力を制限しないことから省略してもよい。 The limit value of the limiter 108 needs to be set to a value having a sufficient margin with respect to the maximum supply power of the converter so as not to limit the output during normal operation. Further, it is necessary to set a positive limit value corresponding to the maximum power running power and a negative limit value corresponding to the maximum regeneration power. The limiter 108 may be omitted because it does not limit the output during normal operation.
一方リミッタ１０７は、正常動作中であっても、無負荷、或いは、無負荷に近い軽負荷状態で２つの平滑コンデンサ５、６の電圧が不平衡のときに出力を制限する必要があり、十分小さな制限値を設定する必要がある。電圧制御器１０３、１０４が発散することなく安定した全電圧制御及び中性点電圧制御を行うためには、リミッタ１０７の制限値はリミッタ１０８の制限値に比べて一桁小さくすることが望ましい。目安として例えば１／１０以下とすることが望ましい。 On the other hand, the limiter 107 needs to limit the output when the voltages of the two smoothing capacitors 5 and 6 are unbalanced in a light load state close to no load even during normal operation. It is necessary to set a small limit value. In order for the voltage controllers 103 and 104 to perform stable full voltage control and neutral point voltage control without divergence, it is desirable that the limit value of the limiter 107 be made an order of magnitude smaller than the limit value of the limiter 108. For example, it is desirable to set it to 1/10 or less.
図４は、電圧制御器１０３及び１０４の詳細な回路構成を示す。電圧制御器１０３は、比例項ゲイン２００、積分項ゲイン２０１、加算器２０２、２０３、遅延器２０４、減算器２０５、ゲイン２０６及び加算器２０７を備えて構成される。 FIG. 4 shows a detailed circuit configuration of the voltage controllers 103 and 104. The voltage controller 103 includes a proportional term gain 200, an integral term gain 201, adders 202 and 203, a delay unit 204, a subtractor 205, a gain 206, and an adder 207.
比例項ゲイン２００は、減算器１０１の出力とゲインＫｐとの積を出力する。積分項ゲイン２０１は、減算器１０１の出力とゲインＫｉとの積を出力する。加算器２０２は、積分項ゲイン２０１の出力と遅延器２０４の出力との和を算出する。加算器２０３は、比例項ゲイン２００の出力と加算器２０２の出力との和を算出する。遅延器２０４は、減算器２０５の出力を入力して、前回値を出力する。減算器２０５は、ゲイン２０６の出力と比例項ゲイン２００の出力との差を算出する。ゲイン２０６は、加算器２０７の出力の１／２の値を算出する。加算器２０７は、リミッタ１０７の出力とリミッタ１０８の出力との和を算出する。 The proportional term gain 200 outputs the product of the output of the subtractor 101 and the gain Kp. The integral term gain 201 outputs the product of the output of the subtractor 101 and the gain Ki. The adder 202 calculates the sum of the output of the integral term gain 201 and the output of the delay unit 204. The adder 203 calculates the sum of the output of the proportional term gain 200 and the output of the adder 202. The delay unit 204 inputs the output of the subtracter 205 and outputs the previous value. The subtractor 205 calculates the difference between the output of the gain 206 and the output of the proportional term gain 200. The gain 206 calculates a half value of the output of the adder 207. Adder 207 calculates the sum of the output of limiter 107 and the output of limiter 108.
電圧制御器１０４は、比例項ゲイン２１０、積分項ゲイン２１１、加算器２１２、２１３、遅延器２１４、減算器２１５、ゲイン２１６及び減算器２１７を備えて構成される。 The voltage controller 104 includes a proportional term gain 210, an integral term gain 211, adders 212 and 213, a delay device 214, a subtractor 215, a gain 216, and a subtractor 217.
比例項ゲイン２１０は、減算器１０２の出力とゲインＫｐとの積を出力する。積分項ゲイン２１１は、減算器１０２の出力とゲインＫｉとの積を出力する。加算器２１２は、積分項ゲイン２０１の出力と遅延器２０４の出力との和を算出する。加算器２１３は、比例項ゲイン２００の出力と加算器２０２の出力との和を算出する。遅延器２１４は、減算器２１５の出力を入力して、前回値を出力する。減算器２１５は、ゲイン２１６の出力と比例項ゲイン２１０の出力との差を算出する。ゲイン２１６は、減算器２１７の出力の１／２の値を算出する。減算器２１７は、リミッタ１０７の出力とリミッタ１０８の出力との差を算出する。 The proportional term gain 210 outputs the product of the output of the subtractor 102 and the gain Kp. The integral term gain 211 outputs the product of the output of the subtractor 102 and the gain Ki. The adder 212 calculates the sum of the output of the integral term gain 201 and the output of the delay unit 204. The adder 213 calculates the sum of the output of the proportional term gain 200 and the output of the adder 202. The delay unit 214 inputs the output of the subtracter 215 and outputs the previous value. The subtractor 215 calculates the difference between the output of the gain 216 and the output of the proportional term gain 210. The gain 216 calculates a half value of the output of the subtractor 217. The subtractor 217 calculates the difference between the output of the limiter 107 and the output of the limiter 108.
遅延器２０４、２１４が電圧制御器１０３、１０４の積分器としての役割を果たすことについて説明する。まず電圧制御器１０３、１０４の出力がリミッタ１０７、１０８に制限されない場合を考える。このときリミッタ１０７の出力（ΔＩｓ＊）及びリミッタ１０８の出力（Ｉｓ＊）は、下記式１６に示される。 It will be described that the delay devices 204 and 214 serve as an integrator of the voltage controllers 103 and 104. First, consider a case where the outputs of the voltage controllers 103 and 104 are not limited to the limiters 107 and 108. At this time, the output (ΔIs *) of the limiter 107 and the output (Is *) of the limiter 108 are expressed by the following Expression 16.
このときゲイン２０６及び２１６のそれぞれの出力は、下記式１７に示される。 At this time, the respective outputs of the gains 206 and 216 are expressed by the following Expression 17.
よって遅延器２０４及び２１４のそれぞれの入力は、下記式１８に示される。 Therefore, the respective inputs of the delay devices 204 and 214 are expressed by the following Equation 18.
上記式１６〜１８により、遅延器２０４、２１４は、加算器２０２、２１２の出力の前回値を保持、すなわち積分項ゲイン２０１、２１１の出力をそれぞれ積算していることが分かる。 From the above equations 16 to 18, it can be seen that the delay units 204 and 214 hold the previous values of the outputs of the adders 202 and 212, that is, integrate the outputs of the integral term gains 201 and 211, respectively.
一方電圧制御器１０３、１０４の出力がリミッタ１０７、１０８に制限される場合を考える。正常動作範囲内では、リミッタ１０８に制限されることはなく、無負荷かつ２つの平滑コンデンサ５、６電圧の和（Ｖｄｐ＋Ｖｄｎ）が直流電圧指令値Ｖｄ＊に一致し、加えて２つの平滑コンデンサ５、６の電圧が不平衡（Ｖｄｐ≠Ｖｄｎ）のとき、リミッタ１０７に制限される。 On the other hand, consider a case where the outputs of the voltage controllers 103 and 104 are limited to the limiters 107 and 108. Within the normal operating range, the limiter 108 is not limited, the no load and the sum of the two smoothing capacitors 5 and 6 (Vdp + Vdn) matches the DC voltage command value Vd *, and in addition, the two smoothing capacitors 5 , 6 is unbalanced (Vdp ≠ Vdn), it is limited to the limiter 107.
このときリミッタ１０８の出力はゼロとなり、ゲイン２０６、２１６の出力はリミッタ１０７の出力の±１／２となる。この結果、積分器としての役割を担う遅延器２０４、２１４に保持される値もゼロ近傍の小さな値を取るよう初期化される。後述する動作波形（図７）において示されるように時刻ｔ１で急に負荷を投入した場合であっても、中性点電圧制御の変調率操作量ΔＹｍは小さく抑制された値をとり、かつ連続した出力になることが保証される。 At this time, the output of the limiter 108 becomes zero, and the outputs of the gains 206 and 216 become ± 1/2 of the output of the limiter 107. As a result, the values held in the delay devices 204 and 214 serving as integrators are also initialized to take a small value near zero. As shown in an operation waveform (FIG. 7) described later, even when the load is suddenly applied at time t1, the modulation amount manipulated variable ΔYm for neutral point voltage control takes a small and suppressed value. The output is guaranteed.
図４は、電流制御部１４の詳細な回路構成を示す。電流制御部１４は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）１１０、正弦波発生器（ＳＩＮ）１１１、乗算器１１２、減算器１１３、電流制御器１１４及び減算器１１５を備えて構成される。 FIG. 4 shows a detailed circuit configuration of the current control unit 14. The current control unit 14 includes a PLL (Phase Locked Loop) 110, a sine wave generator (SIN) 111, a multiplier 112, a subtractor 113, a current controller 114, and a subtractor 115.
ＰＬＬ１１０は、交流電圧検出値ｅｃに同期した同期信号を算出する。正弦波発生器１１１は、ＰＬＬ１１０から出力される同期位相θに基づいて基準正弦波ｓｉｎθを算出する。乗算器１１２は、電圧制御部１３から出力される電流実効値指令Ｉｓ＊と正弦波発生器１１１から出力される基準正弦波ｓｉｎθとの積を算出する。 The PLL 110 calculates a synchronization signal synchronized with the AC voltage detection value ec. The sine wave generator 111 calculates a reference sine wave sin θ based on the synchronization phase θ output from the PLL 110. The multiplier 112 calculates the product of the current effective value command Is * output from the voltage control unit 13 and the reference sine wave sin θ output from the sine wave generator 111.
減算器１１３は、乗算器１１２の出力と交流電流検出値ｉｓとの差を算出する。電流制御器１１４は、減算器１１３の出力を入力し、入力が小さくなるような操作量を出力する。減算器１１５は、交流電圧検出値ｅｃと電流制御器１１４の出力との差を算出する。なお減算器１１５からの出力がコンバータ電圧指令ｅｃとなる。 The subtractor 113 calculates the difference between the output of the multiplier 112 and the AC current detection value is. The current controller 114 receives the output of the subtractor 113 and outputs an operation amount that reduces the input. The subtractor 115 calculates the difference between the AC voltage detection value ec and the output of the current controller 114. The output from the subtractor 115 becomes the converter voltage command ec.
図５は、ＰＷＭ制御部１５の詳細な回路構成を示す。ＰＷＭ制御部１５は、加算器１２２、除算器１２０、絶対値出力部（ＡＢＳ）１２３、乗算器１２４、符号反転部１２５、加算器１２６、１２７、ＰＷＭ部１２８及び１２９を備えて構成される。 FIG. 5 shows a detailed circuit configuration of the PWM control unit 15. The PWM control unit 15 includes an adder 122, a divider 120, an absolute value output unit (ABS) 123, a multiplier 124, a sign inversion unit 125, adders 126 and 127, and PWM units 128 and 129.
加算器１２２は、直流電圧ＶｄｐとＶｄｎとの和を算出する。除算器１２０は、電流制御部１４の出力するコンバータ電圧指令ｅｃを加算器１２２の出力で除算してコンバータ変調率ｙｍを算出する。絶対値出力部１２３は、除算器１２０から出力されるコンバータ変調率ｙｍの絶対値を算出する。乗算器１２４は、絶対値出力部１２３の出力と電圧制御部１３から出力される変調率操作量ΔＹｍとの積を算出する。 The adder 122 calculates the sum of the DC voltages Vdp and Vdn. Divider 120 divides converter voltage command ec output from current control unit 14 by the output of adder 122 to calculate converter modulation factor ym. The absolute value output unit 123 calculates the absolute value of the converter modulation rate ym output from the divider 120. Multiplier 124 calculates the product of the output of absolute value output unit 123 and the modulation factor operation amount ΔYm output from voltage control unit 13.
また符号反転部１２５は、除算器１２０から出力されるコンバータ変調率ｙｍの符合を反転した値を出力する。加算器１２６は、除算器１２０から出力されるコンバータ変調率ｙｍに乗算器１２４の出力を加算する。加算器１２７は、符号反転部１２５の出力に乗算器１２４の出力を加算する。 The sign inverting unit 125 outputs a value obtained by inverting the sign of the converter modulation rate ym output from the divider 120. Adder 126 adds the output of multiplier 124 to converter modulation factor ym output from divider 120. The adder 127 adds the output of the multiplier 124 to the output of the sign inverting unit 125.
またＰＷＭ部１２８は、加算器１２６の出力（Ｕ相変調率ｙｍｕ）を入力して、所定のキャリア周波数でスイッチングを行うゲート信号Ｇｐｕ１〜４を出力する。ＰＷＭ部１２９は、加算器１２７の出力（Ｖ相変調率ｙｍｖ）を入力して、所定のキャリア周波数でスイッチングを行うゲート信号Ｇｐｖ１〜４を出力する。 The PWM unit 128 receives the output of the adder 126 (U-phase modulation rate ymu) and outputs gate signals Gpu1 to Gpu4 that perform switching at a predetermined carrier frequency. The PWM unit 129 receives the output of the adder 127 (V-phase modulation rate ymv) and outputs gate signals Gpv1 to Gpv1 to 4 that perform switching at a predetermined carrier frequency.
図７は、電力変換装置１０００における動作波形を示す。初期状態において平滑コンデンサ５、６の電圧初期値Ｖｄｐ０、Ｖｄｎ０は、それぞれ直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２の値よりも低く、かつ電圧負平衡状態（Ｖｄｐ０＞Ｖｄｎ０）である。 FIG. 7 shows operation waveforms in the power conversion apparatus 1000. In the initial state, the voltage initial values Vdp0 and Vdn0 of the smoothing capacitors 5 and 6 are lower than the half of the DC voltage command value Vd *, respectively, and are in a negative voltage equilibrium state (Vdp0> Vdn0).
時刻ｔ０は、３レベルコンバータ３の起動直後であり無負荷状態である。よって平滑コンデンサ５、６を充電すると交流電流ｉｓ及び電流実効値指令Ｉｓ＊はゼロになる。時刻ｔ０以降、２つの平滑コンデンサ５、６の電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎの不平衡状態がすぐさま解消されることはないが、中性点電圧制御による変調率操作量ΔＹｍはリミッタ１０７に制限されており、後述する比較例の動作波形（図９）よりも小さな値をとる。このとき電圧制御器１０３の積分器はゼロ近傍のマイナス寄りにセットされ、電圧制御器１０４の積分器はゼロ近傍のプラス寄りにセットされている。 Time t0 is immediately after activation of the three-level converter 3 and is in a no-load state. Therefore, when the smoothing capacitors 5 and 6 are charged, the alternating current is and the current effective value command Is * become zero. After time t0, the unbalanced state of the voltages Vdp and Vdn of the two smoothing capacitors 5 and 6 will not be solved immediately, but the modulation factor manipulated variable ΔYm by the neutral point voltage control is limited to the limiter 107. The value is smaller than an operation waveform (FIG. 9) of a comparative example which will be described later. At this time, the integrator of the voltage controller 103 is set to the minus side near zero, and the integrator of the voltage controller 104 is set to the plus side near zero.
時刻ｔ１は、定格の２０％の負荷を投入したときの時刻である。このとき電圧制御器１０３、１０４は負荷に応じた電流実効値指令Ｉｓ＊を出力し、相応の交流電流ｉｓが流れるが、中性点電圧制御の変調率操作量ΔＹｍはリミッタ１０７に制限された値をとる。時刻ｔ１以降、平滑コンデンサ５、６の電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎは、激しい振動を引き起こさず、緩やかに直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２の値に収束していくことが示されている。 Time t1 is the time when a load of 20% of the rated load is applied. At this time, the voltage controllers 103 and 104 output a current effective value command Is * corresponding to the load, and a corresponding alternating current is flows. However, the modulation amount operation amount ΔYm of the neutral point voltage control is limited to the limiter 107. Takes a value. From time t1, it is shown that the voltages Vdp and Vdn of the smoothing capacitors 5 and 6 gradually converge to a half value of the DC voltage command value Vd * without causing severe vibration.
時刻ｔ２は、定格負荷を投入したときの時刻である。この場合においても平滑コンデンサ５、６の電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎは振動せず、それぞれ直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２の値を保っていることが示されている。 Time t2 is the time when the rated load is applied. Also in this case, it is shown that the voltages Vdp and Vdn of the smoothing capacitors 5 and 6 do not oscillate, and each of them maintains a value of ½ of the DC voltage command value Vd *.
従って図７の場合、無負荷かつ２つの平滑コンデンサ５、６の電圧の和（Ｖｄｐ＋Ｖｄｎ）が直流電圧指令値Ｖｄ＊に一致し、加えて２つの平滑コンデンサ５、６の電圧が不平衡（Ｖｄｐ≠Ｖｄｎ）のときであっても、２つの電圧制御器１０３、１０４が発散することなく安定した全電圧制御と中性点電圧制御を行い得ることが示されている。 Therefore, in the case of FIG. 7, the sum (Vdp + Vdn) of the no-load and two smoothing capacitors 5 and 6 matches the DC voltage command value Vd *, and in addition, the voltages of the two smoothing capacitors 5 and 6 are unbalanced (Vdp Even when ≠ Vdn), it is shown that the two voltage controllers 103 and 104 can perform stable total voltage control and neutral point voltage control without divergence.
図８は、比較例として電圧制御部１３ｂの回路構成を示す。電圧制御部１３ｂは、図１０に示す従来の電圧制御部１３ａの暫定対策である。電圧制御部１３ａは、無負荷かつ平滑コンデンサ５、６の電圧が不平衡の場合、２つの電圧制御器１０３、１０４が発散してしまうという問題が生じる。よって暫定対策として電圧制御部１３ｂは、電圧制御器１０３、１０４の後段にリミッタ１０７ｂ、１０８ｂを設けて構成される。他の構成は電圧制御部１３ａと同様であるためここでの説明は省略する。 FIG. 8 shows a circuit configuration of the voltage control unit 13b as a comparative example. The voltage control unit 13b is a provisional measure for the conventional voltage control unit 13a shown in FIG. The voltage control unit 13a has a problem that the two voltage controllers 103 and 104 diverge when there is no load and the voltages of the smoothing capacitors 5 and 6 are unbalanced. Therefore, as a provisional measure, the voltage control unit 13b is configured by providing limiters 107b and 108b downstream of the voltage controllers 103 and 104. Since the other configuration is the same as that of the voltage control unit 13a, description thereof is omitted here.
なおリミッタ１０７ｂ、１０８ｂの制限値は同一とする。リミッタ１０７ｂ、１０８ｂの制限値は、正常動作中に出力を制限しないように、コンバータの最大供給電力の１／２に対して十分余裕を持った値を設定する必要がある。また力行最大電力に対応して正の制限値、回生最大電力に対応して負の制限値をそれぞれ設定する必要がある。 The limit values of the limiters 107b and 108b are the same. The limit values of the limiters 107b and 108b need to be set to a value with a sufficient margin with respect to ½ of the maximum supply power of the converter so as not to limit the output during normal operation. Further, it is necessary to set a positive limit value corresponding to the maximum power running power and a negative limit value corresponding to the maximum regeneration power.
図９は、電圧制御部１３ａに替えて暫定対策である電圧制御部１３ｂを備えた従来の電力変換装置の動作波形を示す。初期状態において平滑コンデンサ５、６の電圧初期値Ｖｄｐ０、Ｖｄｎ０は、それぞれ直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２の値よりも低く、かつ電圧負平衡状態（Ｖｄｐ０＞Ｖｄｎ０）である。 FIG. 9 shows operation waveforms of a conventional power conversion device including a voltage control unit 13b as a provisional measure instead of the voltage control unit 13a. In the initial state, the voltage initial values Vdp0 and Vdn0 of the smoothing capacitors 5 and 6 are lower than the half of the DC voltage command value Vd *, respectively, and are in a negative voltage equilibrium state (Vdp0> Vdn0).
時刻ｔ０は、３レベルコンバータ３を起動直後であり無負荷状態である。よって平滑コンデンサ５、６を充電すると交流電流ｉｓ及び電流実効値指令Ｉｓ＊はゼロになる。時刻ｔ０以降、２つの平滑コンデンサ５、６の電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎの不平衡状態は解消されず、中性点電圧制御による変調率操作量ΔＹｍはリミッタに制限された最大値をとる。このとき電圧制御器１０３の積分器は負の最大値に飽和しており、電圧制御器１０４の積分器は正の最大値に飽和している。 At time t0, the 3-level converter 3 is immediately after starting and is in a no-load state. Therefore, when the smoothing capacitors 5 and 6 are charged, the alternating current is and the current effective value command Is * become zero. After time t0, the unbalanced state of the voltages Vdp and Vdn of the two smoothing capacitors 5 and 6 is not eliminated, and the modulation factor operation amount ΔYm by the neutral point voltage control takes a maximum value limited by the limiter. At this time, the integrator of the voltage controller 103 is saturated to a negative maximum value, and the integrator of the voltage controller 104 is saturated to a positive maximum value.
時刻ｔ１は、定格の２０％の負荷を投入したときの時刻である。このとき電圧制御器１０３、１０４は負荷に応じた電流実効値指令Ｉｓ＊を出力し、相応の交流電流ｉｓが流れるが、同時に中性点電圧制御の変調率操作量ΔＹｍを過大に出力し、平滑コンデンサ５、６の電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎは大きく振動してしまうことが示されている。２つの平滑コンデンサ５、６の電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎの振動は逆位相であり、全電圧（Ｖｄｐ＋Ｖｄｎ）はほぼ一定であることから、中性点電圧制御が過大に動作していることは明らかである。 Time t1 is the time when a load of 20% of the rated load is applied. At this time, the voltage controllers 103 and 104 output a current effective value command Is * according to the load, and a corresponding alternating current is flows. At the same time, the modulation amount manipulated variable ΔYm for neutral point voltage control is excessively output, It is shown that the voltages Vdp and Vdn of the smoothing capacitors 5 and 6 oscillate greatly. Since the oscillations of the voltages Vdp and Vdn of the two smoothing capacitors 5 and 6 are in reverse phase and the total voltage (Vdp + Vdn) is almost constant, it is clear that the neutral point voltage control is operating excessively. .
時刻ｔ２は、定格負荷を投入したときの時刻である。定格負荷を投入すると、平滑コンデンサ５、６の振動は速やかに収束し、それぞれ直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２の値にも一致するようになることが示されている。 Time t2 is the time when the rated load is applied. It is shown that when the rated load is applied, the vibrations of the smoothing capacitors 5 and 6 converge quickly and coincide with half the DC voltage command value Vd *.
なお図８に示す暫定対策を適用せず、図１０の構成の場合、時刻ｔ０にコンバータを起動した後、平滑コンデンサ５、６を充電して交流電流ｉｓ及び電流実効値指令Ｉｓ＊がゼロになると、電圧制御器１０３の積分器がマイナス無限大に発散し、電圧制御器１０４の積分器がプラス無限大に発散する。よってその時点で異常終了してしまう。 In the case of the configuration shown in FIG. 10 without applying the provisional countermeasure shown in FIG. 8, after the converter is started at time t0, the smoothing capacitors 5 and 6 are charged so that the alternating current is and the current effective value command Is * become zero. Then, the integrator of the voltage controller 103 diverges to minus infinity, and the integrator of the voltage controller 104 diverges to plus infinity. Therefore, it ends abnormally at that time.
無負荷かつ２つの平滑コンデンサ５、６電圧の和（Ｖｄｐ＋Ｖｄｎ）が直流電圧指令値Ｖｄ＊に一致し、加えて２つの平滑コンデンサ５、６の電圧が不平衡（Ｖｄｐ≠Ｖｄｎ）のとき、２つの電圧制御器１０３、１０４が発散することのみを防ぐためには、図８に示す暫定対策のように電圧制御器１０３、１０４の後段にリミッタ１０７ｂ、１０８ｂを追加すればよい。 When there is no load and the sum of the two smoothing capacitors 5 and 6 voltage (Vdp + Vdn) coincides with the DC voltage command value Vd *, and the voltages of the two smoothing capacitors 5 and 6 are unbalanced (Vdp ≠ Vdn), 2 In order to prevent only one voltage controller 103, 104 from diverging, limiters 107b, 108b may be added after the voltage controllers 103, 104 as a provisional measure shown in FIG.
ところが図８に示す暫定対策では、電圧制御器１０３、１０４の発散を防ぐことはできても、その差に応じて出力される中性点電圧制御の変調率操作量ΔＹｍが過大になることを防ぐことはできない。理由は、リミッタ１０７ｂ、１０８ｂの制限値は、正常時に必要な供給電力よりも大きな値を設定する必要があり、小さくすることができないからである。 However, in the provisional countermeasure shown in FIG. 8, even though the divergence of the voltage controllers 103 and 104 can be prevented, the neutral point voltage control modulation rate manipulated variable ΔYm output according to the difference is excessive. It cannot be prevented. The reason is that the limit values of the limiters 107b and 108b need to be set larger than the supply power required during normal operation and cannot be reduced.
過大な中性点電圧制御の変調率操作量ΔＹｍを出力すると、完全無負荷のときは交流電流ｉｓが流れないために平滑コンデンサ電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎともに変動しないことから問題ないが、僅かでも負荷が投入されて交流電流ｉｓが流れると過剰な中性点電圧制御を行うため、図９の時刻ｔ１以降のように平滑コンデンサ電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎが激しく振動する。 If an excessively large neutral point voltage control modulation rate manipulated variable ΔYm is output, there is no problem because the smoothing capacitor voltages Vdp and Vdn do not fluctuate because the alternating current is does not flow when there is no load completely. When the AC current is is supplied and excessive neutral point voltage control is performed, the smoothing capacitor voltages Vdp and Vdn vibrate vigorously as after time t1 in FIG.
これに対し、本実施の形態における電力変換装置１０００は、２つの電圧制御器１０３、１０４の差にリミッタ１０７を設け、直接、中性点電圧制御の変調率操作量ΔＹｍを小さく抑制することができるため、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎは振動せずに安定した全電圧制御及び中性点電圧制御を行うことができる。なお厳密には、電圧制御器１０３、１０４の積分器をリミッタ１０７、１０８の出力に応じて初期化する必要がある。 On the other hand, power conversion apparatus 1000 according to the present embodiment is provided with limiter 107 in the difference between two voltage controllers 103 and 104 to directly suppress the modulation factor manipulated variable ΔYm for neutral point voltage control. Therefore, the smoothing capacitor voltages Vdp and Vdn can perform stable full voltage control and neutral point voltage control without vibration. Strictly speaking, it is necessary to initialize the integrators of the voltage controllers 103 and 104 in accordance with the outputs of the limiters 107 and 108.
１ 単相交流電源
２ リアクトル
３ ３レベルコンバータ
５、６ 平滑コンデンサ
７ 直流負荷
８ 交流電圧検出器
９、１０ 直流電圧検出器
１１ 交流電流検出器
１２ ３レベルコンバータの制御装置
１３ 電圧制御部
１４ 電流制御部
１５ ＰＷＭ制御部
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Single-phase alternating current power supply 2 Reactor 3 3 level converter 5, 6 Smoothing capacitor 7 DC load 8 AC voltage detector 9, 10 DC voltage detector 11 AC current detector 12 Control device 13 of 3 level converter 13 Voltage control part 14 Current control Part 15 PWM control part
Claims (10)
前記単相交流電源にリアクトルを介して接続されるフルブリッジ結線のコンバータと、
前記コンバータの直流側に直列接続される第１及び第２の平滑コンデンサと、
前記コンバータを制御する制御装置とを備え、
前記制御装置は、
直流電圧制御装置及び中性点電圧制御装置を備え、
前記直流電圧制御装置は、
前記第１及び第２の平滑コンデンサから検出された第１及び第２の直流電圧を入力して、入力した第１及び第２の直流電圧を所定の直流電圧指令値に一致させるための操作量を算出するとともに算出した操作量を出力する第１及び第２の直流電圧制御部と、
前記第１及び第２の直流電圧制御部から出力された２つの操作量を入力して、入力した２つの操作量の差を算出するとともに算出した操作量の差を出力する第１の減算部と、
前記第１の減算部から出力された操作量の差を入力して、入力した操作量の差を所定の範囲内に収まるように制限して出力する第１の出力制限部とを備え、
前記中性点電圧制御装置は、
前記第１の出力制限部から出力された操作量の差に基づいて中性点電圧制御を行う
ことを特徴とする電力変換装置。 Single-phase AC power supply,
A full-bridge converter connected to the single-phase AC power source via a reactor;
First and second smoothing capacitors connected in series to the DC side of the converter;
A control device for controlling the converter,
The controller is
A DC voltage control device and a neutral point voltage control device are provided,
The DC voltage control device
An operation amount for inputting the first and second DC voltages detected from the first and second smoothing capacitors and matching the input first and second DC voltages to a predetermined DC voltage command value. And first and second DC voltage controllers that output the calculated operation amount;
A first subtraction unit that inputs two operation amounts output from the first and second DC voltage control units, calculates a difference between the two input operation amounts, and outputs a difference between the calculated operation amounts When,
A first output limiting unit that inputs the difference in the operation amount output from the first subtraction unit, limits the input operation amount difference so as to be within a predetermined range, and outputs the limit;
The neutral point voltage controller is
The neutral point voltage control is performed based on the difference in the operation amount output from the first output limiting unit.
前記リアクトルを流れる交流電流を検出する交流電流検出部とを備え、
前記制御装置は、
交流電流制御装置を備え、
前記直流電圧制御装置は、
前記第１及び第２の直流電圧制御部から出力された２つの操作量を入力して、入力した２つの操作量の和を算出するとともに算出した操作量の和を出力する第１の加算部を備え、
前記交流電流制御装置は、
前記交流電圧検出部から検出された交流電圧、前記交流電流検出部から検出された交流電流及び前記第１の加算部から出力された操作量の和に基づいて、前記リアクトルを流れる交流電流を制御する
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 An AC voltage detector for detecting an AC voltage of the single-phase AC power source;
An AC current detector for detecting an AC current flowing through the reactor,
The controller is
Equipped with an alternating current control device,
The DC voltage control device
A first adder that inputs two operation amounts output from the first and second DC voltage control units, calculates a sum of the two input operation amounts, and outputs a sum of the calculated operation amounts With
The alternating current control device includes:
The alternating current flowing through the reactor is controlled based on the sum of the alternating voltage detected from the alternating voltage detector, the alternating current detected from the alternating current detector, and the operation amount output from the first adder. The power conversion device according to claim 1, wherein:
前記第１の加算部から出力された操作量の和を入力して、入力した操作量の和を所定の範囲内に収まるように制限して出力する第２の出力制限部を備え、
前記交流電流制御装置は、
前記交流電圧検出部から検出された交流電圧、前記交流電流検出部から検出された交流電流及び前記第２の出力制限部から出力された操作量の和に基づいて、前記リアクトルを流れる交流電流を制御する
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。 The DC voltage control device
A second output limiting unit that inputs the sum of the operation amounts output from the first addition unit and outputs the sum of the input operation amounts so as to be within a predetermined range;
The alternating current control device includes:
Based on the sum of the AC voltage detected from the AC voltage detection unit, the AC current detected from the AC current detection unit, and the operation amount output from the second output limiting unit, the AC current flowing through the reactor is It controls. The power converter device of Claim 2 characterized by the above-mentioned.
前記第２の出力制限部の制限値よりも小さい
ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。 The limit value of the first output limiting unit is:
The power conversion device according to claim 3, wherein the power conversion device is smaller than a limit value of the second output limiting unit.
比例積分制御を実行するための第１及び第２の積分器と、
前記第１及び第２の出力制限部の出力の和を算出する第２の加算部と、
前記第１及び第２の出力制限部の出力の差を算出する第２の減算部とを備え、
前記第１の積分器は、
前記第２の加算部の出力を用いて初期化し、
前記第２の積分器は、
前記第２の減算部の出力を用いて初期化する
ことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。 The first and second DC voltage controllers are
First and second integrators for performing proportional integral control;
A second adder that calculates the sum of the outputs of the first and second output limiters;
A second subtracting unit that calculates a difference between outputs of the first and second output limiting units;
The first integrator comprises:
Initialize using the output of the second adder,
The second integrator is
The power converter according to claim 4, wherein initialization is performed using an output of the second subtracting unit.
前記制御装置は、
直流電圧制御装置及び中性点電圧制御装置を備え、
前記直流電圧制御装置は、
前記コンバータの直流側に直列接続された平滑コンデンサから検出された第１及び第２の直流電圧を入力して、入力した前記第１及び第２の直流電圧を所定の直流電圧指令値に一致させるための操作量を算出するとともに算出した操作量を出力する第１及び第２の直流電圧制御部と、
前記第１及び第２の直流電圧制御部から出力された２つの操作量を入力して、入力した２つの操作量の差を算出するとともに操作量の差を出力する第１の減算部と、
前記減算部から出力された操作量の差を入力して、入力した操作量の差を所定の範囲内に収まるように制限して出力する第１の出力制限部とを備え、
前記中性点電圧制御装置は、
前記第１の出力制限部から出力された操作量の差に基づいて中性点電圧制御を行う
ことを特徴とする制御装置。 In the control device for controlling the converter,
The controller is
A DC voltage control device and a neutral point voltage control device are provided,
The DC voltage control device
First and second DC voltages detected from a smoothing capacitor connected in series to the DC side of the converter are input, and the input first and second DC voltages are made to coincide with a predetermined DC voltage command value. First and second DC voltage control units for calculating an operation amount for outputting the calculated operation amount;
A first subtraction unit that inputs the two operation amounts output from the first and second DC voltage control units, calculates a difference between the two input operation amounts, and outputs a difference between the operation amounts;
A first output limiting unit that inputs the difference in the operation amount output from the subtraction unit, limits the input operation amount difference so as to be within a predetermined range, and outputs the first operation restriction unit;
The neutral point voltage controller is
The neutral point voltage control is performed based on the difference in the operation amount output from the first output limiting unit.
交流電流制御装置を備え、
前記直流電圧制御装置は、
前記第１及び第２の直流電圧制御部から出力された２つの操作量を入力して、入力した２つの操作量の和を算出するとともに操作量の和を出力する第１の加算部を備え、
前記交流電流制御装置は、
前記コンバータの電源である単相交流電源から検出された交流電圧、前記単相交流に接続されるリアクトルから検出された交流電流及び前記第１の加算部から出力された操作量の和に基づいて、前記リアクトルを流れる交流電流を制御する
ことを特徴とする請求項６に記載の制御装置。 The controller is
Equipped with an alternating current control device,
The DC voltage control device
A first adder configured to input the two operation amounts output from the first and second DC voltage control units, calculate a sum of the two input operation amounts, and output a sum of the operation amounts; ,
The alternating current control device includes:
Based on the sum of the AC voltage detected from the single-phase AC power source that is the power source of the converter, the AC current detected from the reactor connected to the single-phase AC, and the operation amount output from the first addition unit. The control device according to claim 6, wherein an alternating current flowing through the reactor is controlled.
前記第１の加算部から出力された操作量の和を入力して、入力した操作量の和を所定の範囲内に収まるように制限して出力する第２の出力制限部を備え、
前記交流電流制御装置は、
前記単相交流電源から検出された交流電圧、前記リアクトルから検出された交流電流及び前記第２の出力制限部から出力された操作量の和に基づいて、前記リアクトルを流れる交流電流を制限する
ことを特徴とする請求項７に記載の制御装置。 The DC voltage control device
A second output limiting unit that inputs the sum of the operation amounts output from the first addition unit and outputs the sum of the input operation amounts so as to be within a predetermined range;
The alternating current control device includes:
Limiting the AC current flowing through the reactor based on the sum of the AC voltage detected from the single-phase AC power supply, the AC current detected from the reactor, and the operation amount output from the second output limiting unit. The control device according to claim 7.
前記第２の出力制限部の制限値よりも小さい
ことを特徴とする請求項８に記載の制御装置。 The limit value of the first output limiting unit is:
The control device according to claim 8, wherein the control device is smaller than a limit value of the second output limiting unit.
比例積分制御を実行するための第１及び第２の積分器と、
前記第１及び第２の出力制限部の出力の和を算出する第２の加算部と、
前記第１及び第２の出力制限部の出力の差を算出する第２の減算部とを備え、
前記第１の積分器は、
前記第２の加算部の出力を用いて初期化し、
前記第２の積分器は、
前記第２の減算部の出力を用いて初期化する
ことを特徴とする請求項９に記載の制御装置。 The first and second DC voltage controllers are
First and second integrators for performing proportional integral control;
A second adder that calculates the sum of the outputs of the first and second output limiters;
A second subtracting unit that calculates a difference between outputs of the first and second output limiting units;
The first integrator comprises:
Initialize using the output of the second adder,
The second integrator is
The control device according to claim 9, wherein initialization is performed using an output of the second subtracting unit.
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