JP2015053817A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】蓄電システムを長期化可能とし、電力変換損失を低減可能な蓄電システム向けの電力変換装置を供する。
【課題を解決するための手段】
半導体スイッチを用いて交流と直流を変換する交流直流変換装置の直流側端子にコンデンサを並列接続し、また交流直流変換装置の直流側端子に半導体スイッチを用いて直流と直流を変換する複数の直流電圧変換回路の低圧側端子を直列接続した両端をリアクトルを介して接続し、交流直流変換装置の交流側端子に交流電源を接続し、直流電圧変換回路のそれぞれに蓄電装置を接続して構成された電力変換装置であって、
複数の直流電圧変換回路はその低圧側端子から高圧側端子に向かって昇圧し、交流直流変換装置は交流の１周期内において半導体スイッチのスイッチング動作により交流と直流を変換する期間と、半導体スイッチのスイッチング不動作により交流と直流を変換しない期間とを含むことを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は電力変換装置に係り、特に蓄電装置を併用する電力変換装置に関する。

近年、二酸化炭素の排出による地球温暖化や、化石燃料の枯渇が懸念されており、二酸化炭素の排出量の低減や、化石燃料への依存度の低下が求められている。二酸化炭素の排出量の低減や、化石燃料への依存度の低下を図るためには、風力や太陽光などの自然から得られる再生可能エネルギーを利用した発電システムの導入が有効であると考えられる。

再生可能エネルギーを利用した発電システムの導入にあたっては、気象条件に左右される再生可能エネルギーの変動に伴う電力変動を抑制する手段が必要であり、その手段の一つとして、電気エネルギーの蓄積及び放出が可能な蓄電システムが注目されている。

再生可能エネルギーに併設した際の蓄電システムの具体的な動作としては、再生可能エネルギーが発電する電力が余剰である場合には余剰電力を貯蔵し、電力が不足する際には不足電力を補うために蓄電システムから放電する。このように、再生可能エネルギー発電システムに蓄電システムを併設することにより、再生可能エネルギーを有効利用することが可能である。

再生可能エネルギーの発電システムに併設される蓄電システムは、比較的短いサイクルで充放電が繰り返されるため、蓄電システムを構成する蓄電装置の寿命管理が重要である。従来の蓄電システムは、インバータまたはパワコンディショナを用いて蓄電装置をまとめて管理している。

この場合、蓄電装置の特性ばらつきが主な要因で、一部の性能の低い蓄電装置の劣化が進行し、蓄電システム全体の寿命を制限するという問題がある。

本件技術分野に関する背景技術として、例えば特許文献１には、蓄電池毎に設けられ、直流と直流とを変換可能な第１のコンバータを複数備えると共に、直流と交流とを変換可能な第２のコンバータを備え、複数備える第１のコンバータの一端に蓄電池を接続し、蓄電池を接続していない端子を直列接続した端子を、第２のコンバータの直流側の端子に接続する電力変換装置の回路構成と制御手段が開示されている。

特開２０１０−１４８２４２号公報

蓄電システムの寿命を管理する好適な手段の一つとして、特許文献１に開示された技術がある。本技術を蓄電システムの電力変換装置に適用することで、蓄電池毎に設置された第１のコンバータを利用し、第１のコンバータの出力電圧を調整することで、蓄電池毎の電力を調整可能である。これにより、一部の性能の低い蓄電装置に蓄電システムの寿命が制限されることが回避でき、蓄電システム全体の寿命を長期化することが可能である。

このように特許文献１に開示されている電力変換装置の回路構成は、蓄電装置を分割管理するには有効である。然しながら、第１のコンバータは、直流と交流とを変換可能な第２のコンバータの直流側端子に接続されるものであり、その方向が蓄電池から第２のコンバータに向かって昇圧動作をするものである。そのため、第２のコンバータがスイッチング動作を常時実施する必要があることから、スイッチング回数が増加することで電力変換損失が大きくなるという課題があった。

以上のことから本発明においては、直流と交流とを変換可能であり、直流側に接続した蓄電装置を、直流と直流とを変換する直流電圧変換回路を複数利用して分割制御することで、蓄電システムを長期化可能であると共に、複数備える直流電圧変換回路の一部のみでスイッチング動作を実施することにより、電力変換損失を低減可能な蓄電システム向けの電力変換装置を供することを目的とする。

尚、その他の課題は、以下に説明する実施形態において、課題の裏返しとなる効果に置き換え、その解決手段と共に説明する。

本発明は、上記代表課題を解決する解決手段を複数有する。ここでは、そのうちの一つを代表的な解決手段として挙げる。

半導体スイッチを用いて交流と直流を変換する交流直流変換装置の直流側端子にコンデンサを並列接続し、また交流直流変換装置の直流側端子に半導体スイッチを用いて直流と直流を変換する複数の直流電圧変換回路の低圧側端子を直列接続した両端をリアクトルを介して接続し、交流直流変換装置の交流側端子に交流電源を接続し、直流電圧変換回路のそれぞれに蓄電装置を接続して構成された電力変換装置であって、
複数の直流電圧変換回路はその低圧側端子から高圧側端子に向かって昇圧し、交流直流変換装置は交流の１周期内において半導体スイッチのスイッチング動作により交流と直流を変換する期間と、半導体スイッチのスイッチング不動作により交流と直流を変換しない期間とを含むことを特徴とする。

本願の代表的な解決手段によれば、蓄電池の直列接続を分割し、蓄電池の充電状態を分割管理することで蓄電システムの寿命を長期化すると共に、直流と交流とを変換する電力変換装置を構成する半導体スイッチのスイッチング回数を削減することで、電力変換損失を低減し、蓄電池が備える電力エネルギーを有効活用可能な電力変換装置を供することができる。

実施例１の電力変換装置の概略構成を示す図。 図１の直流交流変換回路１の概略構成を示す回路図。 図１の直流電圧変換回路の概略構成を示す回路図。 図１の交流電圧とその目標値と直流電圧の目標値を示す図。 図１の交流電圧目標値とキャリアとスイッチングパターンの関係を示す図。 図１の直流電圧目標値とキャリアとスイッチングパターンの関係を示す図。 直流電圧変換回路の低電圧側端子電圧の分担を示す図。 直流電圧変換回路の低電圧側端子電圧の分担を示す図。 直流電圧変換回路の低電圧側端子電圧の分担を示す図。 図１の交流電圧目標値と交流電圧の関係を示す図。 実施例２の電力変換装置の概略構成を示す図。 図１１の直流交流変換回路１の概略構成を示す回路図。 図１１の交流電圧とその目標値と直流電圧の目標値を示す図。 図１１の交流電圧目標値とキャリアとスイッチングパターンの関係を示す図。 図１１の直流電圧目標値とキャリアとスイッチングパターンの関係を示す図。 直流電圧変換回路の低電圧側端子電圧の分担を示す図。 直流電圧変換回路の低電圧側端子電圧の分担を示す図。 直流電圧変換回路の低電圧側端子電圧の分担を示す図。 図１１の交流電圧目標値と交流電圧の関係を示す図。 実施例３の電力変換装置の概略構成を示す図。

以下、本発明の実施形態について、図を用いて説明する。

なお、本発明の電力変換装置は、幅広い用途の電力変換装置に適用することができる。その一例をあげると、以下に説明する本発明の実施形態は、電力貯蔵や電力供給を目的とする蓄電システムの電力変換装置に適用することができる。また直流電圧変換回路の高電圧側端子にキャパシタを接続することにより、系統電圧の安定化を図る静止型無効電力補償装置の電力変換装置にも適用できる。さらに本発明の電力変換装置は、直流電圧変換回路の高電圧側端子に、蓄電装置やキャパシタではなく、太陽電池パネルを接続することにより、太陽電池パネルで発電した直流電力を交流電力に変換する電力変換装置にも適用できる。

以下に述べる本発明の実施形態において、電力変換装置とは、直流電力を交流電力に変換したり、交流電力を直流電力に変換したりする装置である。係る基本構成に付加する形で、電力変換装置の直流側接続端子に直流電力源を接続し、交流側接続端子にリアクトルを介して交流電源系統を接続、連系する場合がある。また、交流側接続端子に、発電機を代表とする交流負荷を接続する場合がある。

以下に説明する実施形態では、電力変換装置の直流側接続端子に蓄電装置を接続し、交流側接続端子に交流電源系統を接続し、連系動作を可能とする場合を例に挙げて説明する。然し、本発明が係る構成での用途に限定されるものではないことは言うまでもない。

尚、この他にも解決すべき課題及びその解決手段はある。それらについては、これ以降の各実施形態の中において、課題の裏返しとなる効果に置き換え、その解決手段と共に説明する。

本発明の実施例１に係る電力変換装置について図１乃至図１０を用いて説明する。まず図１は、実施例１の電力変換装置１００を適用した蓄電システムの全体概略構成を示している。

図１において、電力変換装置１００は、直流と交流を変換可能な直流交流変換回路１と、直流を直流へ変換可能な並列接続された複数の直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）と、直流交流変換回路１の直流側端子１ｄｃに接続するリアクトル３とコンデンサ４と、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃに接続されるフィルタ回路５を備えている。コンデンサ４は直流交流変換回路１の直流側端子１ｄｃに並列接続されており、リアクトル３は直流側端子１ｄｃに直列接続されている。

また、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）はそれぞれの接続端子において、低電圧側の接続端子である２ＡＬ、２ＢＬ、２ＣＬ、２ＤＬを直列に接続し、リアクトル３を直列接続した後に、直流交流変換回路１の直流側端子１ｄｃに接続されている。

さらに、電力変換装置１００は、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の高電圧側端子である２ＡＨ、２ＢＨ、２ＣＨ、２ＤＨに直流電源装置６（６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄ）がそれぞれ接続され、フィルタ回路５は交流電源系統７に接続されている。

なお交流電源系統７は、ここでは単相交流を生成する系統である例を挙げて詳細を説明するが、発電機などの交流電源負荷を接続してもよい。また、図１では明記していないが、電力変換装置１００は制御装置や外部の状態を検知するセンサを備えており、制御装置は、センサの出力信号に基づいて直流交流変換回路１の作動状態や直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の作動状態を変更する信号を演算、出力する制御プログラムがあらかじめ実装されている。

この図１の回路構成において、前述の特許文献１に記載の回路構成と対比して説明をすると、蓄電池毎に設置された第１のコンバータが直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）に対応しており、直流と交流とを変換可能な第２のコンバータが直流交流変換回路１に対応している。また特許文献１では、蓄電池から第２のコンバータに向かって昇圧動作をするものであるのに対し、実施例１では直流交流変換回路１から直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）に向かって昇圧させようとしている。

図１において、直流電源装置６（６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄ）の詳細は明記しないが、電気的に直並列に接続された複数の蓄電装置、例えばリチウムイオン二次電池、を備えている。複数の蓄電装置の電気的な接続の仕方は、電力変換装置と蓄電装置によって構成される蓄電システムに要求される出力電圧や蓄電容量などに関する仕様によって、直列接続、並列接続、直並列接続のいずれかが用いられる。

実施例１では、再生可能エネルギーによる発電システムに対応して設けられており、仕様として高電圧、高容量が要求されることから、複数の蓄電装置が電気的に直並列に接続された構成を採用している。また、蓄電装置に限らず、直流電圧を生成する直流電源などであっても良い。

なお図１の構成において直流交流変換回路１の直流側端子１ｄｃに印可される電圧は例えば５００乃至３００ボルトであり、複数の直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の低電圧側の接続端子２ＡＬ、２ＢＬ、２ＣＬ、２ＤＬでは、それぞれ１００から１００ボルトを分担印可され、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の高電圧側の接続端子２ＡＨ、２ＢＨ、２ＣＨ、２ＤＨは１００ボルトを与える。このように直流電圧変換回路２は、昇圧回路として機能している。

図２は、図１の電力変換装置１００を構成する主たる要素である直流交流変換回路１の概略構成を示している。図１に示したように、直流交流変換回路１は、交流と接続する端子である交流側接続端子１ａｃと、直流側と接続する端子である直流側接続端子１ｄｃを備えている。

また、直流交流変換回路１は、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅｅｍｉｔｔｅｄ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）といった半導体スイッチとダイオードを並列接続したスイッチｓｗａ、ｓｗｂ、ｓｗｃ、ｓｗｄを備えている。スイッチｓｗａとｓｗｂ、およびスイッチｓｗｃとｓｗｄは直列接続されて対に構成され、それぞれ２直列された端子が並列接続されて、直流側端子１ｄｃに接続されている。また、スイッチ対を２直列した中間点のそれぞれは、交流側端子１ａｃと接続されている。この直流交流変換回路１は直流側端子１ｄｃに接続した直流電圧を、単相交流に変換して交流側端子１ａｃより出力可能な単相フルブリッジ変換器の回路構成を備えている。

なお直流側接続端子１ｄｃは、正側端子１ｄｃ＋と、負側端子１ｄｃ−で構成されている。

図３は、図１の電力変換装置１を構成する主たる要素である直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の概略構成を示している。なお直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）は同一構成とされているため、図３には直流電圧変換回路２Ａの構成のみを示す。

直流電圧変換回路２Ａは、半導体スイッチとダイオードを並列接続した上述のスイッチｓｗａ、ｓｗｂ、ｓｗｃ、ｓｗｄと同一構成を備えるスイッチｓｗｅおよびｓｗｆと、低電圧側端子２ＡＬと高電圧側端子２ＡＨを備えている。

スイッチｓｗｅおよびｓｗｆは直列接続されており、直列接続した後のそれぞれの端子は、高電圧側端子２ＡＨを構成しており、スイッチｓｗｅおよびｓｗｆを構成するダイオードの逆方向に電圧を印加する際に、電圧が正となる端子が高電圧側端子の正側端子２ＡＨ＋であり、ダイオードの逆方向に電圧を印加する際に、電圧が負となる端子が高電圧側の負側端子２ＡＨ−である。

また、スイッチｓｗｅおよびｓｗｆの中間点と接続される正側端子２ＡＬ＋と、上述の高電圧側端子の負側端子と接続される負側端子２ＡＬ−の対にて低電圧側端子２ＡＬを構成している。

図３に示す直流電圧変換回路２Ａは、低電圧側端子２ＡＬに接続する直流電圧源ＤＣＡと、高電圧側端子２ＡＨに接続する直流電圧源ＤＣＢとで、直流の電力を双方向にて送受可能な回路構成であり、非絶縁型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの一部の回路構成と同様の構成を備える。なお、直流電源ＤＣＡの電圧は直流電源ＤＣＢの電圧よりも小さい関係を満たす必要がある。先の電圧分担事例では、直流電圧変換回路２Ａの低電圧側の接続端子２ＡＬでは、１００から１００ボルトを分担印可され、直流電圧変換回路２Ａの高電圧側の接続端子２ＡＨは１００ボルトであった。

次に、図４乃至図１０を用いて電力変換装置１００の動作の一例について説明する。

まず図４は、図１のように構成された電力変換装置１００における交流電源系統７の電圧ＶＡＣ、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊、直流交流変換回路１の直流側端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣ＊の時間変化波形を示している。但し図４において、横軸は時間、縦軸は図上方より、交流電源系統７の電圧ＶＡＣが正、交流端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊が正、直流端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣ＊が正を示している。

この図に示すように、直流交流変換回路１の交流端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊は、正負波高値が電圧ＶＬ以上であり、直流端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣ＊は、電圧値がＶＬ以上となるように設定される。つまり、交流電圧目標値ＶＡＣ＊がＶＬ以下である期間Ｔ１では直流電圧目標値ＶＤＣ＊をＶＬに保持し、交流電圧目標値ＶＡＣ＊がＶＬ以上である期間Ｔ２では直流電圧目標値ＶＤＣ＊をＶＬ以上としている。

後で詳細に説明するが、この結果直流交流変換回路１は期間Ｔ１において変換機能を実行し、出力として電圧ＶＬを与えている。期間Ｔ２では変換機能を実行しないことで交流側に印可された電圧をそのまま直流側に与えている。つまり直流交流変換回路１は、交流の１周期内で変換器停止状態を含むように運用される。

このように図４は、図１のように電力変換装置１００の交流側端子を単相の交流電源系統７に接続し、直流側端子２Ｈ（２ＡＨ、２ＢＨ、２ＣＨ、２ＤＨ）のそれぞれに蓄電装置から構成される直流電源装置６（６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄ）を接続し、交流電源系統７と直流電源装置６（６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄ）間にて電力を送受する場合の、交流電源系統７の電圧ＶＡＣ、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊、直流交流変換回路１の直流側端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣ＊を示している。

電力変換装置１００に備えられた図示せぬ制御装置は、交流電源系統７と連系して電力を送受するために、交流電源系統７の電圧の周期的な変化に基づいて、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊を演算する。この処理により演算された交流側端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊は、交流電源系統７の電圧の周期的な変化と同様に変換するものである。図４の上段と中段の波形はこの関係を示している。なお、図４の横軸の時刻０から時刻ｔ６の期間は交流波形の１周期を示しており、時刻ｔ１からｔ６の間隔は電気角が３０度に相当している。

電力変換装置１００に備えられた図示せぬ制御装置は、直流交流変換回路１が直流と交流とを変換して電力を交流電源系統７と直流電源装置６（６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄ）とで電力を送受可能とするための、直流交流変換装置１の直流側端子の電圧目標値、すなわち、コンデンサ４の電圧目標値ＶＤＣ＊を演算する。

直流側端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣ＊も、交流電源系統７の電圧の周期的な変化に合わせて変化するものであるが、交流側端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊の振幅絶対値がＶ_Ｌ以上となる条件での交流側端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊と、一定の電圧値により決定される。

より具体的には、時刻０から時刻ｔ_１、時刻ｔ_２から時刻ｔ_４、時刻ｔ_５から時刻ｔ_６では電圧目標値ＶＤＣ＊を一定値とし、時刻ｔ_１から時刻ｔ_２、時刻ｔ_４から時刻ｔ_５では交流側端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊と一致させる。

なお直流側端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣ＊を決定する電圧レベルＶ_Ｌは制御装置に予め実装された制御プログラムに保存された固定値を利用するものであっても良いし、電力変換装置１００の作動条件において変化するものであっても良い。

以上要するに図示せぬ制御装置は、少なくとも交流電源系統の電圧ＶＡＣを入力し、これに同期して作動する直流交流変換回路１の制御装置と、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の制御装置を含んでいる。

このうち直流交流変換回路１の制御装置では、図４の電圧目標値ＶＡＣ＊を作成し、直流交流変換回路１内の半導体素子を操作してこの波形に合致する交流側端子１ａｃの電圧ＶＡＣを得る。

また直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の制御装置では、電圧目標値ＶＤＣ＊を作成し、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）内の半導体素子を操作してこの波形に合致する直流側端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣを得る。

直流交流変換回路１の制御装置、あるいは直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の制御装置は、計算機により、あるいはアナログ回路により適宜構成することができ、その手法は種々のものを採用することができる。そのためここでは制御装置の実現手法ではなく、制御装置として実現すべき機能あるいは最終的に得られる波形を紹介説明する。

まず図５を用いて、電力変換装置１００内の直流交流変換回路１の制御装置が実現する半導体素子のスイッチングパターンとその演算方法の概要を説明する。

図５は、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊とキャリア１の関係、交流側端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊とキャリア２の関係、直流交流変換回路１の交流端子１ａｃのスイッチングパターンの関係を示している。図５は横軸が時間を示し、縦軸は図上方より、交流側端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊とキャリア１が正、交流側端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊とキャリア２が正、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃのスイッチングパターンが交流側端子１ａｃに正電圧出力時のオンレベルを示す。

図５最上段に記載のキャリア１は、交流側端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊の１周期の前半期間である時刻０から時刻ｔ_３での交流側端子１ａｃのスイッチングパターンを演算するためのものであり、その振幅がＶ_Ｌ、最低レベルが０の三角波である。キャリア１と交流側端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊を比較することにより、キャリア１が交流側端子１ａｃの電圧目標値以上の場合には直流交流変換回路１のスイッチングパターンに交流側端子１ａｃに正電圧出力時のオンレベルをセットし、キャリア１が交流側端子１ａｃの電圧目標値より小さい場合には直流交流変換回路１のスイッチングパターンにオフレベルをセットする。

また、図５中段に記載のキャリア２は、端子１ａｃの電圧目標値の１周期の後半期間である時刻ｔ_３から時刻ｔ_６での交流側端子１ａｃのスイッチングパターンを演算するためのものであり、その振幅がＶ_Ｌ、最低レベルが０から負方向に変化する三角波である。キャリア２と交流側端子１ａｃの電圧目標値を比較することにより、キャリア２が交流側端子１ａｃの電圧目標値以下の場合には直流交流変換回路１のスイッチングパターンに交流側端子１ａｃに負電圧出力時のオンレベルをセットし、キャリア２が交流側端子１ａｃの電圧目標値より大きい場合には直流交流変換回路１のスイッチングパターンにオフレベルをセットする。

以上の制御の結果として、図５の最下段の半導体素子のスイッチングパターンに示すように、交流波形の１周期の中で交流波形が波高値を示す前後６０度の区間ではスイッチングパターンがオフレベルとされ、交流波形の１周期の中で交流波形が波高値を示す前後６０度の区間以外の区間ではスイッチングパターンがオフレベルとされる。これにより直流交流変換回路１は交流波形の１周期の中で、稼働して変換動作を行う期間と不稼働で変換動作を行わない期間とを有することになる。

図６および図７は、電力変換装置１００の制御装置に実装されている制御プログラムにおいて、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の制御装置が実現する半導体素子のスイッチングパターンと、その演算方法の概要を示した図である。

図６は、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のそれぞれに該当するキャリアと、直流側端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣ＊を示す。図６の横軸は時間を示し、縦軸は図上方が直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の目標電圧とキャリアが正を示す。ここで、直流側端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣ＊は、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の低電圧側端子２ＡＬ、２ＢＬ、２ＣＬ、２ＤＬを直列した後の電圧の目標値であると共に、図４の最下段に記載のものと同じものである。

直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のそれぞれのキャリアは、三角波であり、その振幅は直流電源装置６（６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄ）の出力電圧をそれぞれ示すＶ_ｄｃ１、Ｖ_ｄｃ２、Ｖ_ｄｃ３、Ｖ_ｄｃ４とし、それぞれの直流電源装置６の最小レベルが、２ＡはＶ_ｄｃ２＋Ｖ_ｄｃ３＋Ｖ_ｄｃ４、２ＢはＶ_ｄｃ３＋Ｖ_ｄｃ４、２ＣはＶ_ｄｃ４、２Ｄは０である。直流側端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣ＊と、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のそれぞれのキャリアを比較することにより、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のスイッチングパターンを演算する。

より具体的には、直流側端子１ｄｃの電圧目標値が直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のキャリア以上の場合にはスイッチングパターンにオンレベルをセットし、直流側端子１ｄｃの電圧目標値が直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のキャリアより小さい場合にはスイッチングパターンにオフレベルをセットする。

図７は、上述の直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のスイッチングパターンを演算する制御アルゴリズムに基づいて決定された低圧側端子２ＡＬ、２ＢＬ、２ＣＬ、２ＤＬに出力される電圧を示す。図７の横軸は時間を示し、縦軸は図上方より端子２ＡＬの電圧が正、端子２ＢＬの電圧が正、端子２ＣＬの電圧が正、端子２ＤＬの電圧が正を示す。

図６に示す直流側端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣ＊と直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のキャリアに基づいて決定されたスイッチングパターンを利用することにより、直流電圧変換回路２Ａは低電圧側端子２ＡＬに電圧が０とＶ_ｄｃ１とが頻繁に切り替えられる電圧を出力する。

より具体的には、時刻０から時刻ｔ_１、時刻ｔ_２から時刻ｔ_４、時刻ｔ_５から時刻ｔ_６では一定の電圧レベルを保持するために、均等に電圧レベルの切換えを実施する。これに対し、時刻ｔ_１から時刻ｔ_２、および時刻ｔ_４から時刻ｔ_５では、直流側端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣ＊の変化を実現するように、電圧レベルの切換え期間を変化させる。

また、直流電圧変換回路２Ｂ、２Ｃ、２Ｄの低電圧側端子２ＢＬ、２ＣＬ、２ＤＬでは、直流側端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣ＊がそれぞれのキャリアよりも大きいため、それぞれに接続される直流電源装置６Ｂ、６Ｃ、６Ｄの出力電圧をそのまま出力するようにスイッチング状態をセットする。

また、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のそれぞれの低電圧側端子２ＡＬ、２ＢＬ、２ＣＬ、２ＤＬの出力電圧は上述の例に限ったのものではなく、それぞれのキャリアのベースレベルを変更することにより、出力電圧パターンを変更するものであっても良い。

図８は、図７と同様の横軸、縦軸を示す図であるが、低電圧側端子２ＣＬの出力電圧を変化させる場合の例である。この場合には、直流電圧変換回路２Ｃのキャリアの最下位レベルを他直流電圧変換回路のキャリア振幅の総加算値とし、端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣ＊と比較してスイッチングパターンを決定する。

図７および図８では、直流電圧変換回路の低電圧側端子の出力電圧の切り替えを、時刻０から時刻ｔ_６まで継続する例であるが、これに限ったものではなく、適宜、低電圧側端子の出力電圧を切り替える直流電圧変換回路を変更するものであっても良い。低電圧側端子の出力電圧を切り替える直流電圧変換回路の変更は、電力変換装置１００の制御装置に予め実装された期間にて変更するものであっても良いし、直流電源装置６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄの蓄電装置の充電状態、温度、出力電力などのいずれか、または複数を利用して判断した結果に基づいて決定されるものであっても良い。

図９は、直流電圧変換回路２Ａ、２Ｂ、２Ｃの低電圧側端子２ＡＬ、２ＢＬ、２ＣＬの作動状態は図７と同様であるが、直流電圧変換回路２Ｄの低電圧側端子２ＤＬの出力電圧を０とした場合を示す。図９の横軸および縦軸は図７および図８と同様である。

この際、直流電圧変換回路２Ｄを構成するスイッチ対の作動状態を、低電圧側端子２ＤＬと高電圧側端子２ＤＨとが電気的に切断される、すなわち、低電圧側端子２ＤＬを短絡した作動状態である。これにより、直流電圧変換回路２Ｄの高電圧側端子２ＤＨに接続した直流電源装置６Ｄを電力変換装置１００の動作状態に関わらず取り外し可能となることから、システム非停止での直流電源装置６Ｄの交換が可能となる。

図１０は、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃの電圧目標値、交流側端子１ａｃの電圧を示す。図１０の横軸は時間、縦軸は図上方より交流側端子１ａｃの電圧目標値が正、交流側端子１ａｃの電圧が正を示す。

図１０上段に示す交流側端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊の周期的な変化に応じて、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）が図７、図８および図９に示す電圧を出力することによって、直流側端子１ｄｃの電圧を図４または図８に示す電圧目標値に従って変化させると同時に、直流交流変換回路１のスイッチングパターンを図５最下段に示すようにセットすることで、図１０下段に示す交流側端子１ａｃの電圧を出力する。

より具体的には、時刻０から時刻ｔ_１、時刻ｔ_２から時刻ｔ_４、時刻ｔ_５から時刻ｔ６_Ｆでは交流側端子１ａｃの電圧を頻繁に切り替え、時刻ｔ_１から時刻ｔ_２、および時刻ｔ_４から時刻ｔ_５では直流側端子１ｄｃの電圧が交流側端子１ａｃの電圧目標値に応じて変化するため、交流側端子１ａｃの電圧の頻繁な切換えを実施せず、スイッチングがオンの状態を保持する。

以上に説明した交流側端子１ａｃおよび直流側端子１ｄｃの電圧を出力することにより、電力変換装置１００は直流と交流とを変換しながら、単相の交流電源系統７と直流電源装置６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄとの間で電力を送受することが可能となる。

本発明の実施例２に係る電力変換装置について図１１乃至図１９を用いて説明する。図１１は、実施例２の電力変換装置１００を適用した蓄電システムの全体の概略構成を示す。

図１１において、電力変換装置１００は、直流と交流を変換可能な直流交流変換回路１と、直流を直流へ変換可能な直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）と、直流交流変換回路１の直流側端子１ｄｃに接続するリアクトル３とコンデンサ４と、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃに接続されるフィルタ回路５を備えている。コンデンサ４は直流交流変換回路１の直流側端子１ｄｃに並列接続されており、リアクトル３は直流側端子１ｄｃに直列接続されている。

また、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）はそれぞれの接続端子において、低電圧側の接続端子である２ＡＬ、２ＢＬ、２ＣＬ、２ＤＬを直列に接続し、リアクトル３を直列接続した後に、直流交流変換回路１の直流側端子１ｄｃに接続されている。

さらに、電力変換装置１００は、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の高電圧側端子である２ＡＨ、２ＢＨ、２ＣＨ、２ＤＨに直流電源装置６（６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄ）が接続され、フィルタ回路９は交流電源系統１０に接続される。

以下、実施例２では、交流電源系統１０は三相交流を生成する系統である例を挙げて詳細を説明するが、発電機などの交流電源負荷を接続しても構わない。
また、図１１では明記しないが、電力変換装置１００は制御装置や外部の状態を検知するセンサを備えており、制御装置は、該センサの出力信号に基づいて直流交流変換回路１の作動状態や直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の作動状態を変更する信号を演算、出力する制御プログラムがあらかじめ実装されている。

図１１において、直流電源装置６（６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄ）の詳細は明記しないが、電気的に直並列に接続された複数の蓄電装置、例えばリチウムイオン二次電池、を備えている。複数の蓄電装置の電気的な接続の仕方は、電力変換装置と蓄電装置によって構成される蓄電システムに要求される出力電圧や蓄電容量などに関する仕様によって、直列接続、並列接続、直並列接続のいずれかが用いられる。

実施例２では、再生可能エネルギーによる発電システムに対応して設けられており、仕様として高電圧、高容量が要求されることから、複数の蓄電装置が電気的に直並列に接続された構成を採用している。また、蓄電装置に限らず、直流電圧を生成する直流電源などであっても良い。

なお図１の構成において直流交流変換回路１の直流側端子１ｄｃに印可される電圧は例えば５００乃至３００ボルトであり、複数の直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の低電圧側の接続端子２ＡＬ、２ＢＬ、２ＣＬ、２ＤＬでは、それぞれ１００から１００ボルトを分担印可され、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の高電圧側の接続端子２ＡＨ、２ＢＨ、２ＣＨ、２ＤＨは１００ボルトを与える。このように直流電圧変換回路２は、昇圧回路として機能している。

図１２は、図１１の電力変換装置１００を構成する直流交流変換回路１の概略構成を示している。図１１に示したように、直流交流変換回路１は、交流と接続する端子である交流側接続端子１ａｃと、直流側と接続する端子である直流側接続端子１ｄｃを備えている。

また、直流交流変換回路１は、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅｅｍｉｔｔｅｄ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）といった半導体スイッチとダイオードを並列接続したスイッチ対ｓｗａ、ｓｗｂ、ｓｗｃ、ｓｗｄ、ｓｗｅ、ｓｗｆを備えている。スイッチ対ｓｗａとｓｗｂ、ｓｗｃとｓｗｄ、およびｓｗｅとｓｗｆは直列接続され、それぞれ２直列された端子が並列接続されており、直流側端子１ｄｃと接続されている。また、スイッチ対を２直列した中間点のそれぞれは、交流側端子１ａｃと接続されている。この直流交流変換回路１は直流側端子１ｄｃに接続した直流電圧を、三相交流に変換して交流側端子１ａｃより出力可能な三相フルブリッジ変換器の回路構成を備えている。

なお直流側接続端子１ｄｃは、正側端子１ｄｃ＋と、負側端子１ｄｃ−で構成されている。

実施例２における直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の概略構成と機能は図３と同様であるため、説明を省略する。

次に、図１３乃至図１９を用いて電力変換装置１００の動作の一例について説明する。

まず図１３は、図１１のように構成された電力変換装置１００における交流電源系統１０の電圧ＶＡＣ、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊、直流交流変換回路１の直流側端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣ＊の時間変化波形を示している。

ただし交流電源系統１０の電圧ＶＡＣは３相であり、この各相電圧をＶＡＣＵ、ＶＡＣＶ、ＶＡＣＷとして図示している。また同様に端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊も３相であることから、各相電圧目標値をＶＡＣＵ＊、ＶＡＣＶ＊、ＶＡＣＷ＊として図示している。

図１３は横軸が時間、縦軸が図上方より、交流電源系統８の電圧ＶＡＣが正、端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊が正、端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣ＊が正を示す。図１３において、交流電源系統１０の電圧ＶＡＣ、および端子１ａｃの電圧目標値ＶＡＣ＊は三相分（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電圧および電圧目標値を示す。

電力変換装置１００に備えられた図示せぬ制御装置は、交流電源系統１０と連系して電力を送受するために、交流電源系統１０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧の周期的な変化に基づいて、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧目標値ＶＡＣ＊を演算する。この処理により演算された交流側端子１ａｃの電圧目標値は、交流電源系統１０の電圧の周期的な変化と同様に変換するものである。図１３の上段と中段の波形はこの関係を示している。

また、電力変換装置１００に備えられた図示せぬ制御装置は、直流交流変換回路１が直流と交流とを変換して電力を交流電源系統１０と直流電源装置６（６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄ）とで電力を送受可能とするための、直流交流変換装置１の直流側端子の電圧目標値ＶＤＣ＊、すなわち、コンデンサ４の電圧目標値ＶＤＣ＊を演算する。

直流側端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣ＊も、交流電源系統１０の電圧の周期的な変化に合わせて変化するものであるが、交流側端子１ａｃのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧目標値ＶＡＣＵ＊、ＶＡＣＶ＊、ＶＡＣＷ＊の正側の振幅絶対値がＶ_Ｌ２以上となる条件での交流側端子１ａｃの電圧目標値により決定される。

電圧目標の波形について図１３の交流波形で詳細に説明する。図１３の横軸の時刻０から時刻ｔ６の期間は交流波形の１周期を示しており、時刻ｔ１からｔ６の間隔は電気角が６０度に相当している。

この図において、より具体的には、時刻０から時刻ｔ_１、時刻ｔ_５から時刻ｔ６の区間ＴＵでは交流側端子１ａｃのＵ相の電圧目標値ＶＡＣＵ＊の正側を直流側端子１ｄｃの電圧目標値にセットし、時刻ｔ_１から時刻ｔ_３の区間ＴＶでは交流側端子１ａｃのＶ相の電圧目標値ＶＡＣＶ＊の正側を直流側端子１ｄｃの電圧目標値にセットし、時刻ｔ_３から時刻ｔ_５の区間ＴＷでは交流側端子１ａｃのＷ相の電圧目標値ＶＡＣＷ＊の正側を直流側端子１ｄｃの電圧目標値にセットする。

なお端子１ｄｃの電圧目標値を決定する電圧レベルＶ_Ｌ２は制御装置に予め実装された制御プログラムに保存された固定値を利用するものであっても良いし、電力変換装置１００の作動条件において変化するものであっても良い。

また、電圧レベルＶ_Ｌ２が図１３に示す例よりも大きくなる場合、すなわちＶ_Ｌ２が図１３中段に示す交流側端子１ａｃのＵ相、Ｖ相、Ｗ相間の電圧目標値ＶＡＣＵ＊、ＶＡＣＶ＊、ＶＡＣＷ＊の交差点より正側に大きくなる場合には、Ｖ_Ｌ２よりも交流側端子１ａｃのＵ相、Ｖ相、Ｗ相間の電圧目標値ＶＡＣＵ＊、ＶＡＣＶ＊、ＶＡＣＷ＊が大きい際に直流側端子１ｄｃの目標電圧に交流側端子１ａｃのＵ相、Ｖ相、Ｗ相間の電圧目標値をセットし、Ｖ_Ｌ２よりも交流側端子１ａｃのＵ相、Ｖ相、Ｗ相間の電圧目標値が小さい際にＶ_Ｌ２をセットする。

以上要するに図示せぬ制御装置は、少なくとも交流電源系統の電圧ＶＡＣを入力し、これに同期して作動する直流交流変換回路１の制御装置と、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の制御装置を含んでいる。

このうち直流交流変換回路１の制御装置では、図４の電圧目標値ＶＡＣ＊を作成し、直流交流変換回路１内の半導体素子を操作してこの波形に合致する交流側端子１ａｃの電圧ＶＡＣを得る。

また直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の制御装置では、電圧目標値ＶＤＣ＊を作成し、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）内の半導体素子を操作してこの波形に合致する直流側端子１ｄｃの電圧目標値ＶＤＣを得る。

直流交流変換回路１の制御装置、あるいは直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の制御装置は、計算機により、あるいはアナログ回路により適宜構成することができ、その手法は種々のものを採用することができる。そのためここでは制御装置の実現手法ではなく、制御装置として実現すべき機能あるいは最終的に得られる波形を紹介説明する。

まず図５を用いて、電力変換装置１００内の直流交流変換回路１の制御装置が実現する半導体素子のスイッチングパターンとその演算方法の概要を説明する。

次に、図１４を用いて、電力変換装置１００の直流交流変換回路１のスイッチングパターンの演算方法の概要を説明する。

図１４は、上段から直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧目標値とキャリアの関係、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃのＵ相用のスイッチングパターン、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃのＶ相用のスイッチングパターン、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃのＷ相用のスイッチングパターンをそれぞれ示している。

また図１４は横軸が時間を示し、縦軸は図上方より、交流側端子１ａｃの電圧目標値とキャリアが正、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃのＵ相用のスイッチングパターンがオンレベル、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃのＶ相用のスイッチングパターンがオンレベル、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃのＷ相用のスイッチングパターンがオンレベルを示す。

図１４最上段に記載のキャリアは、交流側端子１ａｃのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧目標値から、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチングパターンを演算するためのものであり、その振幅がＶ_Ｌ２の２倍２Ｖ_Ｌ２、中心レベルが０の三角波である。キャリアと交流側端子１ａｃのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧目標値を比較することにより、キャリアが交流側端子１ａｃのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧目標値以上の場合には直流交流変換回路１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチングパターンにオンレベルをセットし、キャリアが交流側端子１ａｃのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧目標値より小さい場合には、直流交流変換回路１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチングパターンにオフレベルをセットする。

以上の制御の結果として、図１４の下から３段に各相のスイッチングパターンを示すように、交流波形の１８０度の区間内で６０度の期間のみオンレベルとされ、他の１８０度の区間内でオフレベルとされる。また交流波形の１８０度の区間内における６０度のオンレベル区間は各相のいずれかで実施されており、かつこのオンレベル期間は互いに重複しないように設定されている。これにより直流交流変換回路１の各相のスイッチング素子は、交流波形の１周期の中で、稼働して変換動作を行う期間と不稼働で変換動作を行わない期間とを有することになる。

図１５および図１６は、電力変換装置１００の制御装置に実装されている制御プログラムにおいて、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のスイッチングパターンの演算方法概要を示した図である。

図１５は、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のそれぞれに該当するキャリアと、直流側端子１ｄｃの電圧目標値を示す。図１５の横軸は時間を示し、縦軸は図上方が直流電圧変換回路の目標電圧とキャリアが正を示す。ここで、直流側端子１ｄｃの電圧目標値は、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）の低電圧側端子２ＡＬ、２ＢＬ、２ＣＬ、２ＤＬを直列した後の電圧の目標値であると共に、図１３の最下段に記載のものと同じものである。

直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のそれぞれのキャリアは三角波であり、その振幅は直流電源装置６（６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄ）の出力電圧をそれぞれ示すＶ_ｄｃ１、Ｖ_ｄｃ２、Ｖ_ｄｃ３、Ｖ_ｄｃ４とし、それぞれの直流電源装置６の最小レベルが、２ＡはＶ_ｄｃ２＋Ｖ_ｄｃ３＋Ｖ_ｄｃ４、２ＢはＶ_ｄｃ３＋Ｖ_ｄｃ４、２ＣはＶ_ｄｃ４、２Ｄは０である。直流側端子１ｄｃの電圧目標値と、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のそれぞれのキャリアを比較することにより、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のスイッチングパターンを演算する。

より具体的には、直流側端子１ｄｃの電圧目標値が直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のキャリア以上の場合にはスイッチングパターンにオンレベルをセットし、直流側端子１ｄｃの電圧目標値が直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のキャリアより小さい場合にはスイッチングパターンにオフレベルをセットする。

図１６は、上述の直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のスイッチングパターンを演算する制御アルゴリズムに基づいて決定された２ＡＬ、２ＢＬ、２ＣＬ、２ＤＬに出力される電圧を示す。図１６の横軸は時間を示し、縦軸は図上方より２ＡＬ端子の電圧が正、２ＢＬの電圧が正、２ＣＬの電圧が正、２ＤＬの電圧が正を示す。

図１５に示す端子１ｄｃの電圧目標値と直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）のキャリアに基づいて決定されたスイッチングパターンを利用することにより、直流電圧変換回路２Ａは低電圧側端子２ＡＬに電圧が０とＶ_ｄｃ１とが頻繁に切り替えられる電圧を出力する。また、直流電圧変換回路２Ｂ、２Ｃ、２Ｄの低電圧側端子２ＢＬ、２ＣＬ、２ＤＬでは、端子１ｄｃの電圧目標値がそれぞれのキャリアよりも大きいため、それぞれに接続される直流電源装置６Ｂ、６Ｃ、６Ｄの出力電圧をそのまま出力するようにスイッチング状態をセットする。

また、直流電圧変換回路２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄのそれぞれの低電圧側端子２ＡＬ、２ＢＬ、２ＣＬ、２ＤＬの出力電圧は上述に限ったのものではなく、それぞれのキャリアのベースレベルを変更することにより、出力電圧パターンを変更するものであっても良い。

図１７は、図１６と同様の横軸、縦軸を示す図であるが、低電圧側端子２ＣＬの出力電圧を変化させる場合の例である。この場合には、直流電圧変換回路２Ｃのキャリアの最下位レベルを他直流電圧変換回路のキャリア振幅の総加算値とし、端子１ｄｃの電圧目標値と比較してスイッチングパターンを決定する。

図１６および図１７では、直流電圧変換回路の低電圧側端子の出力電圧の切り替えを、時刻０から時刻ｔ_Ｆまで継続する例であるが、これに限ったものではなく、適宜、低電圧側端子の出力電圧を切り替える直流電圧変換回路を変更するものであっても良い。

低電圧側端子の出力電圧を切り替える直流電圧変換回路の変更は、電力変換装置１００の制御装置に予め実装された期間にて変更するものであっても良いし、直流電源装置６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄの蓄電装置の充電状態、温度、出力電力などのいずれか、または複数を利用して判断した結果に基づいて決定されるものであっても良い。

図１８は、直流電圧変換回路２Ａ、２Ｂ、２Ｃの低電圧側端子２ＡＬ、２ＢＬ、２ＣＬの作動状態は図１６と同様であるが、直流電圧変換回路２Ｄの低電圧側端子２ＤＬの出力電圧を０とした場合を示す。

図１８の横軸および縦軸は図１６および図１７と同様である。この際、直流電圧変換回路２Ｄを構成するスイッチ対の作動状態を、低電圧側端子２ＤＬと高電圧側端子２ＤＨとが電気的に切断される、すなわち、低電圧側端子２ＤＬを短絡した作動状態である。これにより、直流電圧変換回路２Ｄの高電圧側端子２ＤＨに接続した直流電源装置６Ｄを電力変換装置１００の動作状態に関わらず取り外し可能となることから、システム非停止での直流電源装置６Ｄの交換が可能となる。

図１９は、直流交流変換回路１の交流側端子１ａｃのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧目標値、交流側端子１ａｃのＵ相の電圧、交流側端子１ａｃのＶ相の電圧、交流側端子１ａｃのＷ相の電圧をそれぞれ示している。図１９の横軸は時間、縦軸は図上方より交流側端子１ａｃの電圧目標値が正、交流側端子１ａｃのＵ相の電圧が正、交流側端子１ａｃのＶ相の電圧が正、交流側端子１ａｃのＷ相の電圧が正を示す。

図１９上段に示す交流側端子１ａｃのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧目標値の周期的な変化に応じて、直流電圧変換回路２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ）が図１６、図１７および図１９に示す電圧を出力することによって、直流側端子１ｄｃの電圧を図１３または図１５に示す電圧目標値に従って変化させると同時に、直流交流変換回路１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチングパターンを図１４に示すようにセットすることで、図１９に示す交流側端子１ａｃのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧を出力する。

より具体的には、電圧の最上端と最下端が円弧状の形状にて変化し、上記円弧状の外形の内部では最上端と最下端の間で頻繁に電圧が変化する。なお、Ｖ相、Ｗ相についてもＵ相と同様のため、詳細説明を省略する。

以上説明した交流側端子１ａｃおよび直流側端子１ｄｃの電圧を出力することにより、電力変換装置１００は直流と交流とを変換しながら、三相の交流電源系統１０と直流電源装置６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄとの間で電力を送受することが可能となる。

図２０は、実施例３の電力変換装置１００を適用した蓄電システムの全体の概略構成を示している。図２０の電力変換装置１００は、図１のそれとは直流交流変換回路１の直流端子１ｄｃに直列に接続したコンデンサ４を、コンデンサ４と抵抗１１の直列回路に置き換えた点である。なお、図１１の三相交流系統の場合に、直流端子１ｄｃに直列に接続したコンデンサ４を、コンデンサ４と抵抗１１の直列回路に置き換えてもよい。

Claims (12)

1. 半導体スイッチを用いて交流と直流を変換する交流直流変換装置の直流側端子にコンデンサを並列接続し、また交流直流変換装置の直流側端子に半導体スイッチを用いて直流と直流を変換する複数の直流電圧変換回路の低圧側端子を直列接続した両端をリアクトルを介して接続し、前記交流直流変換装置の交流側端子に交流電源を接続し、前記直流電圧変換回路のそれぞれに蓄電装置を接続して構成された電力変換装置であって、
   前記複数の直流電圧変換回路はその低圧側端子から高圧側端子に向かって昇圧し、前記交流直流変換装置は交流の１周期内において前記半導体スイッチのスイッチング動作により交流と直流を変換する期間と、前記半導体スイッチのスイッチング不動作により交流と直流を変換しない期間とを含むことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１記載の電力変換装置であって、
   前記半導体スイッチのスイッチング不動作により交流と直流を変換しない期間は、交流電圧が正負の最大値である時点を含む前後の期間とされていることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または請求項２記載の電力変換装置であって、
   前記半導体スイッチのスイッチング不動作により交流と直流を変換しない期間においては、交流電圧の波高値が交流直流変換装置の交流側端子に表れていることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
   前記交流電源が多相交流電源であることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
   前記複数の直流電圧変換回路の低圧側端子を直列接続した両端の電圧を、その目標電圧に制御するために一部の直流電圧変換回路により出力を可変に制御し、他の直流電圧変換回路はそれぞれ一定出力を与えるように運用されることを特徴とする電力変換装置。
6. 半導体スイッチを用いて交流と直流を変換する交流直流変換装置の直流側端子にコンデンサを並列接続し、また交流直流変換装置の直流側端子に半導体スイッチを用いて直流と直流を変換する複数の直流電圧変換回路の低圧側端子を直列接続した両端をリアクトルを介して接続し、前記交流直流変換装置の交流側端子に交流電源を接続し、前記直流電圧変換回路のそれぞれに蓄電装置を接続して構成された電力変換装置であって、
   前記直流電圧変換回路は、外部信号によって導通状態と不通状態を切り替え可能な半導体スイッチとダイオードとを並列接続したスイッチ対を２対直列接続し、該スイッチ対を直列接続した後の端子の対を高電圧側端子とし、前記ダイオードの順方向となるように電圧を印加する状況において電圧が低い端子を前記高電圧端子の正側端子とし、電圧が高い端子を前記高電圧端子の負側端子とし、前記スイッチ対の中間点と接続した端子と前記高電圧側端子の負側端子と接続した端子にて対をなす端子を低電圧側端子とし、前記低電圧側端子の内、前記スイッチ対の中間点と接続した端子を前記低電圧側端子の正側端子とし、前記高電圧側端子の負側端子と接続される端子を前記低電圧側端子の負側端子とし、前記高電圧側端子に直流電圧を発生する直流電源装置を接続し、前記直流電源装置が発生する直流電圧Ａに対し、所定期間の前記低電圧側端子にて発生する直流電圧の平均値が前記直流電圧Ａよりも低減可能であり、
   前記直流電圧変換回路の一部の前記低圧側端子が所定期間Ａにおいて発生する平均電圧が前記高圧側端子と異なるものであり、他の前記直流電圧変換回路の前記高圧側端子と前記低圧側端子の電圧が前記所定期間の発生電圧が一致する状態を保持することを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項６に記載の電力変換装置であって、
   前記電力変換装置が連系する系統の電圧または指令電圧の周期に基づいて、前記直流電圧変換回路の前記低電圧側端子を複数直列接続した後、前記リアクトルを直列接続した前記直列接続端子の前記所定期間Ａの発生電圧を周期的に変化させることを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項６または請求項７に記載の電力変換装置であって、
   単相交流電源系統と連系しながら直流と交流を変換する電力変換装置であり、
   前記所定期間Ａにおいて、連系する前記単相交流電源系統の周期的な電圧の変化にあわせて前記直流交流変換回路の前記直流側端子に発生する直流電圧を操作し、前記スイッチ対の一部をオン状態とし、前記半導体スイッチの他の一部をオフ状態とする期間Ｂを保持しながら、前記期間Ｂは前記単相交流電源系統の周期的な電圧の変化の周期の１０分の１より長く、２分の１より短い期間とすることを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項６から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
   三相交流電源系統と連系しながら直流と交流を変換する電力変換装置であり、前記所定期間Ａにおいて、連系する前記三相交流電源系統の周期的な電圧の変化にあわせて前記直流交流変換回路の前記直流側端子に発生する直流電圧を操作し、３相分備える前記スイッチ対のうち、２相分の前記スイッチ対の状態をオンまたはオフを保持しながら、残る１相分の前記スイッチ対の状態はオンとオフの変化を繰り返す期間Ｃが、前記三相交流電源系統の電圧変化の１周期の６分の１より短い期間であることを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項６から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    複数備える前記直流電圧変換回路の一部は、前記低電圧側端子と前記高電圧側端子の電圧が前記単相交流電源系統または前記三相交流電源系統の１周期の期間中、ほぼ一致することを特徴とする電力変換装置。
11. 請求項６乃至請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
    前記高電圧側端子に接続する前記直流電源装置の電力状態に基づいて前記直流電圧変換回路の前記低電圧側端子に発生する電圧が、前記高電圧側端子の電圧と異なる状態と、前記低電圧側端子に発生する電圧と前記高電圧側端子の電圧がほぼ一致する状態とを、複数の前記直流電圧変換回路間でローテーションすることを特徴とする電力変換装置。
12. 請求項６乃至請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
    複数備える前記直流電圧変換回路の一部が、前記低電圧側端子と前記高電圧側端子とを電気的に切断する状態を維持する際に、前記直流交流変換回路の前記交流側端子に発生する交流電圧を停止することなく、前記高電圧側端子に接続する装置を交換することを特徴とする電力変換装置。

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