JP2015019480A - 電力変換装置およびその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】システムの複雑化やコストアップを伴わずに、電力変換装置内の平滑コンデンサに蓄えられた電荷を安全に速やかに放電させる電力変換装置等を得る。
【解決手段】放電指令に従って、インバータ制御ユニット４に、昇圧コンバータ６に流れる電流に基づいてインバータに含まれるパワー半導体素子の短絡故障検出を行わせ、パワー半導体素子のスイッチングアームの低電圧側パワー半導体素子１７と高電圧側パワー半導体素子１６の両側に短絡故障が存在している場合を除いて、インバータと電動機の接続点の電位を所定電位に固定させた後、昇圧コンバータ制御ユニット３に、昇圧コンバータ６を駆動して一次平滑コンデンサ１１と二次平滑コンデンサ１２の内部電荷の放電動作を行わせる。
【選択図】図１

Description

この発明は、電力変換装置等に係り、特に自動車用電力変換装置に有用な、電力変換装置内の平滑コンデンサに蓄えられた電荷を速やかに放電させるものに関する。

従来、直流電圧を充電可能な直流電源と、直流電源から供給される直流電圧を所定条件下で目標電圧値まで昇圧させる昇圧コンバータと、昇圧コンバータと直流電源との間の電圧を平滑化する平滑コンデンサと、昇圧コンバータから出力される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、平滑コンデンサから出力される高圧の直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、インバータから出力される交流電圧が印加されて駆動されることにより走行用動力を出力される三相交流電動機と、を備えたハイブリッド自動車が知られている。

このようなハイブリッド自動車では、車両の安全性向上のために、車両衝突時に平滑コンデンサに蓄電された高電圧の電荷を速やかに放電し感電を防止することが必要とされる。

例えば下記特許文献１には、衝突検出手段により衝突が検出された後、インバータの上アームトランジスタの全てをオフすると共に下アームトランジスタ全てをオンし、さらにその後に三相交流電動機に逆起電力が発生していない場合には、インバータの上アームトランジスタの少なくともいずれか１つに所定値よりも低い入力電圧を印加すると共に、所定値よりも低い入力電圧が印加された上アームトランジスタに直列に接続された下アームトランジスタをオンすることが提案されている。

この車両では、衝突検出手段により衝突が検知された後に三相交流電動機に逆起電力が発生している時には、インバータの上アームトランジスタの全てをオフすると共に下アームトランジスタ全てをオンすることにより、逆起電力によって流れる電流は、インバータの各下アームトランジスタおよびダイオードを概ね均等に分配されながら流れることになる。したがって、単一の下アームトランジスタに集中して電流が流れるのを抑制して、下アームトランジスタを保護すると共に、三相交流電動機の各相に半波電流が流れないようにして三相交流電動機の磁石に減磁が生じるのを抑制している。

また、平滑コンデンサからの放電電流と逆起電力による電流とが同時に流れることによりインバータの上アームトランジスタおよび下アームトランジスタが過熱状態となることを抑制している。更に、三相交流電動機に逆起電力が発生した場合、三相交流電動機にはその回転を止める方向のトルクが発生し、当該トルクにより三相交流電動機の回転がある程度低下した段階で逆起電力が発生しなくなる。

次に、三相交流電動機に逆起電力が発生していない時には、インバータの上アームトランジスタの少なくともいずれか一つに所定値よりも低い入力電圧が印加されると共に、当該所定電圧値よりも低い入力電圧が印加された上アームトランジスタに直列に接続された下アームトランジスタがオンされる。この時、インバータの上アームトランジスタの内、所定値よりも低い入力電圧が印加された上アームトランジスタの抵抗値は、完全オン時の抵抗値よりも大きくなり、当該上アームトランジスタを流れる電流の値は小さくなる。これにより、上アームトランジスタおよび下アームトランジスタに大電流が流れるのを抑制しながら、平滑コンデンサに蓄えられた電荷を速やかに放電させることを可能としている。

特許第５１７７２４５号公報

上記特許文献１を用いれば、衝突検出時にインバータや三相交流電動機を適正に保護しながら平滑コンデンサに蓄えられた電荷を速やかに放電させることが可能であるが、下記課題がある。

即ち、上記特許文献１では、衝突が検出された後にインバータの上アームトランジスタの全てをオフすると共に、下アームトランジスタの全てをオンしているが、例えば、衝突により上アームトランジスタのいずれか一つでも短絡していたことを考慮していない。この時、上アームトランジスタのいずれか一つ以上に、常時、短絡状態となる故障が生じていた場合、当該上アームトランジスタと、その上アームトランジスタに直列に接続された下アームトランジスタに集中して許容値を超える大電流が流れ続け、当該トランジスタの異常な温度上昇によって発煙、発火に至る課題がある。

更に、大電流が流れることにより、上アームトランジスタと下アームトランジスタが破壊されると、三相交流電動機の逆起電力が無くなってから、インバータの上アームトランジスタの少なくともいずれか一つに所定値よりも低い入力電圧が印加されると共に、当該所定電圧値よりも低い入力電圧が印加された上アームトランジスタに直列に接続された下アームトランジスタをオンさせても、平滑コンデンサに蓄えられた電荷を速やかに放電させることができない課題がある。

また、逆起電力が無くなってから、インバータの上アームトランジスタの少なくともいずれか一つに所定値よりも低い入力電圧が印加されると共に、当該所定電圧値よりも低い入力電圧が印加された上アームトランジスタに直列に接続された下アームトランジスタをオンする時の、上アームトランジスタが短絡故障しており常時完全オンと同じ状態であった場合も、同様に許容値を超える大電流が流れ続け、当該トランジスタの異常な温度上昇によって発煙、発火に至る課題がある。

または、大電流が流れることによる上アームトランジスタもしくは下アームトランジスタの破壊を防止する保護装置が動作し、上アームトランジスタもしくは下アームトランジスタが自動でオフされた場合は、電流が遮断され、平滑コンデンサに蓄えられた電荷を速やかに放電させることができない課題がある。

この発明は広義には、システムの複雑化やコストアップを伴わずに、電力変換装置内の平滑コンデンサに蓄えられた電荷を安全に速やかに放電させる電力変換装置等を提供することを目的とする。

この発明は、少なくとも１組のインバータおよび前記インバータに駆動される電動機と、直流電源と前記インバータの間に挿入され電力をＤＣ／ＤＣ変換する昇圧コンバータと、前記直流電源と前記昇圧コンバータの間に接続された一次平滑コンデンサと、前記昇圧コンバータと前記インバータの間に接続された二次平滑コンデンサと、前記インバータに含まれるパワー半導体素子のスイッチング動作を制御するインバータ制御ユニットと、前記昇圧コンバータに含まれるパワー半導体素子のスイッチング動作を制御するコンバータ制御ユニットと、前記昇圧コンバータを通過する電流を計測する電流センサと、を備えた電力変換装置において、放電指令に従って、前記インバータ制御ユニットに、前記電流センサの計測電流に基づき前記インバータに含まれる前記パワー半導体素子の短絡故障検出を行わせ、パワー半導体素子のスイッチングアームの低電圧側パワー半導体素子と高電圧側パワー半導体素子の両側に短絡故障が存在している場合を除いて、前記第インバータと電動機の接続点の電位を所定電位に固定させた後、前記昇圧コンバータ制御ユニットに、前記昇圧コンバータを駆動して前記一次平滑コンデンサと前記二次平滑コンデンサの内部電荷の放電動作を行わせる、強制放電制御部、を設けたことを特徴とする電力変換装置等にある。

この発明は、システムの複雑化やコストアップを伴わずに、電力変換装置内の平滑コンデンサに蓄えられた電荷を安全に速やかに放電させる電力変換装置等を提供できる。

この発明に係る自動車用電力変換装置の構成の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１における昇圧コンバータによる平滑コンデンサの電荷の放電動作を説明するためのフローチャートである。 この発明の実施の形態１における昇圧コンバータの半導体スイッチ素子によるスイッチング動作を説明するための図である。 この発明の実施の形態１に係る電圧比Ｖ２／Ｖ１に対する電流のリプル成分ΔＩＬの振幅の特性を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る半導体スイッチ素子のスイッチングＤＵＴＹに対する電圧比Ｖ２／Ｖ１の特性を示す図である。 この発明の実施の形態２における自動車用電力変換装置の昇圧コンバータの構成の一例を示す図である。

この発明による電力変換装置およびその制御方法は、種々の分野の電力変換装置に適用可能であるが、以下では特に有用な自動車用電力変換装置に適用した場合を例に挙げて説明する。この発明を適用した自動車用電力変換装置においては、車両の衝突検知時にインバータや三相交流電動機を適正に保護しながら、平滑コンデンサに蓄えられた電荷を速やかに放電することができる。

以下、この発明による自動車用電力変換装置等を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。なお、各実施の形態において、同一もしくは相当部分は同一符号で示し、重複する説明は省略する。

実施の形態１．
図１は、この発明に係る自動車用電力変換装置の構成の一例を示す図である。図１において、自動車用電力変換装置は制御装置１により制御され、直流電源５と、第１のインバータ７と第２のインバータ８と、直流電源５と第１のインバータ７および第２のインバータ８との間に挿入され、直流電源５と第１のインバータ７および第２のインバータ８の間の電力をＤＣ／ＤＣ変換する昇圧コンバータ６と、昇圧コンバータ６を制御するコンバータ制御ユニット３と、直流電源５と昇圧コンバータ６の間に接続された一次平滑コンデンサ１１と、昇圧コンバータ６と第１のインバータ７および第２のインバータ８の間に接続された二次平滑コンデンサ１２と、一次平滑コンデンサ１１の高電圧ノードと低電圧ノード間の電圧を計測する一次電圧センサ１３と、二次平滑コンデンサ１２の高電圧ノードと低電圧ノード間の電圧を計測する二次電圧センサ１４と、第１のインバータ７および第２のインバータ８を制御するインバータ制御ユニット４と、第１のインバータ７により駆動される第１の電動機９と、第２のインバータ８により駆動される第２の電動機１０と、車両の稼動時には直流電源５と一次平滑コンデンサ１１および昇圧コンバータ６とを閉状態で接続し、車両の衝突時に開状態で切断するリレー２２と、を備えている。

なお、制御装置１、コンバータ制御ユニット３、インバータ制御ユニット４、衝突検出装置２１等の制御対象への制御信号線は煩雑になり分かり難くなるので詳細な図示は省略されている。

インバータ制御ユニット４は、第１のインバータ７に含まれるスイッチングアーム１８の高電圧側パワー半導体素子１６および低電圧側パワー半導体素子１７の内の半導体スイッチ素子１９(１９ａ，１９ｂ)のスイッチング動作を制御して、第１のインバータ７のＤＣ／ＡＣ変換動作の制御を行う。同じく、第２のインバータ８に含まれるスイッチングアーム１８の高電圧側パワー半導体素子１６および低電圧側パワー半導体素子１７の内の半導体スイッチ素子１９(１９ａ，１９ｂ)のスイッチング動作を制御して、第２のインバータ８のＤＣ／ＡＣ変換動作の制御を行う。

コンバータ制御ユニット３は、昇圧コンバータ６に含まれるパワー半導体素子２５の構成要素である半導体スイッチ素子１９(１９ｇ−１９ｊ)のスイッチング動作を制御し、昇圧コンバータ６でのＤＣ／ＤＣ変換動作の制御を行う。

第１および第２のインバータ７，８において、パワー半導体素子１６，１７は、半導体スイッチ素子１９と半導体整流素子２０を相互に逆並列に接続したものを単位とし、更に、パワー半導体素子の直列接続体をアーム１８と称する。インバータ７，８内のスイッチングアーム１８は、駆動する電動機の相数に応じて対応する本数が設けられてり、図１に示す通り、第１の電動機９、第２の電動機１０が三相の電動機である場合、第１のインバータ７、第２のインバータ８は、それぞれ３つのスイッチングアーム１８を備える。３つの相は、それぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相と分けられ、パワー半導体素子１６，１７はＵ相，Ｖ相，Ｗ相のスイッチングアーム１８として構成される。

また、昇圧コンバータ６においても各パワー半導体素子２５は半導体スイッチ素子１９(１９ｇ−１９ｊ)と半導体整流素子２０(２０ｇ−２０ｊ)を相互に逆並列に接続したものを単位としてなる。

図１では、第１のインバータ７のＵ相のアームは、半導体スイッチ素子１９ａ、１９ｂとしてＳｉを材料としたＩＧＢＴ(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ：Insulated Gate Bipolar Transistor)を、半導体整流素子２０ａ、２０ｂとして同じくＳｉを材料としたＰｉＮダイオードを用いている。

半導体スイッチ素子１９ａであるＩＧＢＴのコレクタ電極Ｃには半導体整流素子２０ａであるＰｉＮダイオードのカソード電極Ｋを接続し、ＩＧＢＴのエミッタ電極ＥにはＰｉＮダイオードのアノード電極Ａを接続しており、相互に逆並列に接続してパワー半導体素子の一単位となっている。

また、同様に半導体スイッチ素子１９ｂであるＩＧＢＴのコレクタ電極Ｃには半導体整流素子２０ｂであるＰｉＮダイオードのカソード電極Ｋを接続し、ＩＧＢＴのエミッタ電極ＥにはＰｉＮダイオードのアノード電極Ａを接続している。これら半導体スイッチ素子１９ａと半導体整流素子２０ａからなるパワー半導体素子と、半導体スイッチ素子１９ｂと半導体整流素子２０ｂからなるパワー半導体素子を直列接続してＵ相アームを構成している。

ＩＧＢＴとＰｉＮダイオードの同様な接続にて、Ｖ相アーム、Ｗ相アームが構成される。

インバータ制御ユニット４は、第１のインバータ７に含まれるスイッチングアーム１８の高電圧側パワー半導体素子１６および低電圧側パワー半導体素子１７の内の半導体スイッチ素子(１９)のスイッチング動作を制御して、第１の電動機９との接続ノードＵａｃ１、Ｖａｃ１、Ｗａｃ１の電位を調整することで、第１の電動機９に流れる電流量を制御し、ひいては、第１の電動機９を駆動することとなる。

同様にしてインバータ制御ユニット４は、第２のインバータ８に含まれるスイッチングアーム１８の高電圧側パワー半導体素子１６および低電圧側パワー半導体素子１７の内の半導体スイッチ素子のスイッチング動作を制御して、第２の電動機１０との接続ノードＵａｃ２、Ｖａｃ２、Ｗａｃ２の電位を調整することで、第２の電動機１０に流れる電流量を制御し、ひいては、第２の電動機１０を駆動することとなる。

また、インバータ制御ユニット４は、第１の電動機９および第２の電動機１０の回転情報を取得できる。この回転情報は、例えば各電動機の回転速度センサまたは回転角度センサ等の回転状態を検出するセンサ(図示省略)から得る。

衝突検出装置２１は、例えば図示しない加速度センサにより車両の衝突の有無を検出し、制御装置１および強制放電判定指示部２に衝突情報を出力する。制御装置１は、衝突検出装置２１からの衝突情報に基づき、一次平滑コンデンサ１１および二次平滑コンデンサ１２を放電するよう、コンバータ制御ユニット３およびインバータ制御ユニット４へ指示を行う強制放電判定指示部２を備えている。コンバータ制御ユニット３およびインバータ制御ユニット４は協働してパワー半導体素子の短絡故障検出を含む強制放電の制御を行う。

一次平滑コンデンサ１１は直流電源５と昇圧コンバータ６の間の電圧を平滑化し、二次平滑コンデンサ１２は昇圧コンバータ６と第１のインバータ７および第２のインバータ８の間の電圧を平滑化する。一次電圧センサ１３は一次平滑コンデンサ１１の高電圧ノードと低電圧ノード間の電圧を計測し、二次電圧センサ１４は二次平滑コンデンサ１２の高電圧ノードと低電圧ノード間の電圧を計測する。電流センサ１５は昇圧コンバータ６を通過する電流を計測する。

次に車両衝突時の動作について説明する。まず、衝突検出装置２１が、例えば図示しない加速度センサにより車両の衝突を検出する。衝突検出装置２１は、車両の衝突を検出すると、衝突情報を制御装置１と強制放電判定指示部２へ出力する。次に、制御装置１は、車両を安全に停車するため、図示しないエンジンを停止する。続いて、強制放電判定指示部２は、コンバータ制御ユニット３およびインバータ制御ユニット４に放電動作実行を指示する。

放電動作実行の指示に従い、インバータ制御ユニット４は、まず、第１のインバータ７および第２のインバータ８内の半導体スイッチ素子(１９)を全てオフ(開状態)となるよう制御すると同時に、第１の電動機９および第２の電動機１０の回転情報を得る。

ここで、上記制御を行ったにもかかわらず、第１の電動機９、第２の電動機１０からの回転情報が、電動機が回転中であることを指示または示唆している場合は、車両の図示しない駆動輪が路面から浮いている状態で空転している、または衝突後も車両が完全に停止していないなど、外的要因で第１の電動機９、第２の電動機１０が回転し続けている可能性がある。

そしてこのような場合、第１の電動機９または第２の電動機１０において逆起電力が発生し、接続されているインバータ(７，８)の中のパワー半導体素子(１６，１７)に電流が流れ、放電すべき二次平滑コンデンサ１２を蓄電する可能性がある。

車両が衝突し、なんらかの乗員の救護処置や車両の事故後処理を行うべきであるにも拘らず、電動機が回転し逆起電力が発生している状況にあり、自動車用電力変換装置内部の平滑コンデンサに蓄積される電荷を速やかに放電し、感電を防止するためには、逆起電力が生じていても平滑コンデンサに蓄電しないよう操作することが望まれる。

このため、第１の電動機９と第１のインバータ７の接続点の電位を所定の電位に、また、第２の電動機１０と第２のインバータ８の接続点の電位を所定の電位に固定することで、第１のインバータ７から二次平滑コンデンサ１２への電荷の充電、第２のインバータ８から二次平滑コンデンサ１２への電荷の充電を抑止する。

実施の形態１での所定の電位とは、二次平滑コンデンサ１２の高電位ノードＰ２の電位Ｖｐ２または低電位ノードＮ２の電位Ｖｎ２と同じ電位である。

この発明では、上述の逆起電力による二次平滑コンデンサ１２への充電を回避するため、以下のようにすることで、高電圧側パワー半導体素子１６および低電圧側パワー半導体素子１７の短絡を検出し、適切なインバータ制御を行えるようにした。

次に、第１のインバータ７および第２のインバータ８の高電圧側パワー半導体素子１６および低電圧側パワー半導体素子１７の短絡故障を検出する動作について説明する。

まず、インバータ制御ユニット４により、第１のインバータ７の低電圧側パワー半導体素子１７全てをオン動作させる。この時、それ以外の、第１のインバータ７の高電圧側パワー半導体素子１６全てと、第２のインバータ８の低電圧側パワー半導体素子１７全ておよび高電圧側パワー半導体素子１６全てをオフ動作する。そして、昇圧コンバータ６内の電流センサ１５により、昇圧コンバータ６を通過する電流を計測し、上記低圧側パワー半導体素子１７全てのオン動作によって、過大電流が導通する場合は、第１のインバータ７の高電圧側パワー半導体素子１６のいずれか一つ以上が短絡故障していると判定する(Ｓ１)。

この時の判定閾値は、低電圧側パワー半導体素子１７と高電圧側パワー半導体素子１６の短絡経路に許容値を超える過大電流が流れても、パワー半導体素子が異常に温度上昇し発煙、発火に至らない程度の値に設定され、また、判定時間は、過大電流が導通しても第１のインバータ７および第２のインバータ８の高電圧側パワー半導体素子１６と低電圧側パワー半導体素子１７を破壊しない時間、例えば１０[μｓ]以内に制限される。

上記Ｓ１で、第１のインバータ７の低電圧側パワー半導体素子１７全てをオン動作しても、電流センサ１５に過大電流が流れない場合は、引き続いて当該オン動作を継続し、次にインバータ制御ユニット４により、第２のインバータ８の低電圧側パワー半導体素子１７全てをオン動作する(Ｓ２)。

ここで上記Ｓ２にて、電流センサ１５に過大電流が流れない場合は、引き続いて当該オン動作を継続しつつ、次に、リレー２２を開状態として、直流電源５と一次平滑コンデンサ１１および昇圧コンバータ６との間を電気的に切断する(Ｓ６)。

他方、上記Ｓ２で、第２のインバータ８の低電圧側パワー半導体素子１７全てをオン動作すると電流センサ１５に過大電流が流れる場合は、低電圧側パワー半導体素子１７のオン動作を止め、全てオフ動作に切り替えた上で、高電圧側パワー半導体素子１６全てをオン動作するとともに、上記電流センサ１５により、昇圧コンバータ６に過大電流が導通するか否かを判定する(Ｓ７)。

上記Ｓ７で、上記高圧側パワー半導体素子１６全てのオン動作によっても、過大電流が導通する場合は、第２のインバータ８の低電圧側パワー半導体素子１７と高電圧側パワー半導体素子１６の両者が、それぞれでいずれか一つ以上の相で短絡故障していると判定し、高電圧側パワー半導体素子１６のオン動作を止める(Ｓ８)。

上記Ｓ７で、第２のインバータ８の高電圧側パワー半導体素子１６全てをオン動作しても、電流センサ１５に過大電流が流れない場合は、引き続いて当該オン動作を継続し、次に、リレー２２を開状態として、直流電源５と一次平滑コンデンサ１１および昇圧コンバータ６との間を電気的に切断する(Ｓ９)。

上記Ｓ１で、他方、第１のインバータ７の低電圧側パワー半導体素子１７全てをオン動作すると電流センサ１５に過大電流が流れる場合は、低電圧側パワー半導体素子１７のオン動作を止め、全てオフ動作に切り替えた上で、高電圧側パワー半導体素子１６全てをオン動作するとともに、電流センサ１５により、昇圧コンバータ６に過大電流が導通するか否かを判定する(Ｓ３)。

上記Ｓ３で、高圧側パワー半導体素子１６全てのオン動作によっても、過大電流が導通する場合は、第１のインバータ７の低電圧側パワー半導体素子１７と高電圧側パワー半導体素子１６の両者が、それぞれでいずれか一つ以上の相で短絡故障していると判定し、高電圧側パワー半導体素子１６のオン動作を止める(Ｓ４)。

上記Ｓ３で、第１のインバータ７の高電圧側パワー半導体素子１６全てをオン動作しても、電流センサ１５に過大電流が流れない場合は、引き続いて当該オン動作を継続し、次にインバータ制御ユニット４により、第２のインバータ８の低電圧側パワー半導体素子１７全てをオン動作する(Ｓ５)。

続いて上記Ｓ５で、同様にインバータ制御ユニット４により、第２のインバータ８の低電圧側パワー半導体素子１７全てをオン動作する。第１のインバータ７の高電圧側パワー半導体素子１６、第２のインバータ８の低電圧側パワー半導体素子１７のオン、オフの動作は、上述の処置を継続する。

ここで上記Ｓ５で、電流センサ１５に過大電流が流れない場合は、引き続いて当該オン動作を継続しつつ、次に、リレー２２を開状態として、直流電源５と一次平滑コンデンサ１１および昇圧コンバータ６との間を電気的に切断する(上記Ｓ６に同じ)。

他方、上記Ｓ５で、第２のインバータ８の低電圧側パワー半導体素子１７全てをオン動作すると電流センサ１５に過大電流が流れる場合は、低電圧側パワー半導体素子１７のオン動作を止め、全てオフ動作に切り替えた上で、高電圧側パワー半導体素子１６全てをオン動作するとともに、上記電流センサ１５により、昇圧コンバータ６に過大電流が導通するか否かを判定する(上記Ｓ７に同じ)。

上記Ｓ７で、上記高圧側パワー半導体素子１６全てのオン動作によっても、過大電流が導通する場合は、第２のインバータ８の低電圧側パワー半導体素子１７と高電圧側パワー半導体素子１６の両者が、それぞれでいずれか一つ以上の相で短絡故障していると判定し、高電圧側パワー半導体素子１６のオン動作を止める(上記Ｓ８に同じ)。

上記Ｓ７で、第２のインバータ８の高電圧側パワー半導体素子１６全てをオン動作しても、電流センサ１５に過大電流が流れない場合は、引き続いて当該オン動作を継続し、次に、リレー２２を開状態として、直流電源５と一次平滑コンデンサ１１および昇圧コンバータ６との間を電気的に切断する(上記Ｓ９に同じ)。

第１のインバータ７の低電圧側パワー半導体素子１７と高電圧側パワー半導体素子１６の両者が、それぞれでいずれか一つ以上の相で短絡故障している場合(上記Ｓ４)、および第２のインバータ８の低電圧側パワー半導体素子１７と高電圧側パワー半導体素子１６の両者が、それぞれでいずれか一つ以上の相で短絡故障している場合(上記Ｓ８)を除いて、第１の電動機９と第１のインバータ７の接続点の電位、第２の電動機１０と第２のインバータ８の接続点の電位を、それぞれ所定の電位に固定することとなり、第１のインバータ７から二次平滑コンデンサ１２への電荷の充電、第２のインバータ８から二次平滑コンデンサ１２への電荷の充電を抑止する。

電動機(９，１０)とインバータ(７，８)の接続点の電位の固定は、短絡故障している相が有る場合には短絡故障している相を含む側の全ての半導体スイッチ素子をオン動作、いずれの相も短絡故障していない側の全ての半導体スイッチ素子をオフ動作させることで行われる。短絡故障している相を含まない場合には、低圧側パワー半導体１７全てをオン動作、高圧側パワー半導体１６全てをオフ動作させることで行われる。

上記所定の電位とは、二次平滑コンデンサ１２の高電位ノードＰ２の電位Ｖｐ２または低電位ノードＮ２の電位Ｖｎ２と等しいことから、以下に説明する昇圧コンバータ６による一次平滑コンデンサ１１および二次平滑コンデンサ１２の電荷の放電によって電位Ｖｐ２が変化しても、同じく、電動機(９，１０)から二次平滑コンデンサ１２へ電荷が充電されることはない。

またこの時、オフ動作している高電圧側パワー半導体素子１６もしくは低電圧側パワー半導体素子１７には短絡故障したパワー半導体素子が無いため、過大電流が流れず、第１のインバータ７と第２のインバータ８と第１の電動機９および第２の電動機１０を保護することが可能となる。

以上のように、第１のインバータ７および第２のインバータ８の、高電圧側パワー半導体素子１６および低電圧側パワー半導体素子１７の短絡故障判定が終了すると、直流電源５と一次平滑コンデンサ１１および昇圧コンバータ６との間を電気的に切断する。

次に、コンバータ制御ユニット３により、昇圧コンバータ６に含まれるパワー半導体素子の構成要素である半導体スイッチ素子１９(１９ｇ−１９ｊ)をスイッチング動作させ、一次平滑コンデンサ１１および二次平滑コンデンサ１２の電荷を放電する。この放電動作について、さらに詳細に説明する。

まず、昇圧コンバータ６の構成について説明する。この実施の形態の昇圧コンバータは、パワー半導体素子２５を４つ直列接続したアームを備えている。図１では、昇圧コンバータ６のアームは、半導体スイッチ素子１９ｇ、１９ｈ、１９ｉ、１９ｊとしてＳｉを材料としたＩＧＢＴを、半導体整流素子２０ｇ、２０ｈ、２０ｉ、２０ｊとして同じくＳｉを材料としたＰｉＮダイオードを用いている。ＩＧＢＴとＰｉＮダイオードは相互に逆並列に接続してパワー半導体素子の一単位となっている。

半導体スイッチ素子１９ｊのエミッタ(Ｅ)は、一次平滑コンデンサ１１の低電圧ノードＮ１と接続し、かつ二次平滑コンデンサ１２の低電圧ノードＮ２と接続している。低電位ノードＮ１はリレー２２を介して直流電源５の低電位側出力端子と接続しており、また低電圧ノードＮ２は第１のインバータ７の低電圧側パワー半導体素子１７のノードＮｕ１、Ｎｖ１、Ｎｗ１、および、第２のインバータ８の低電圧側パワー半導体素子１７のノードＮｕ２、Ｎｖ２、Ｎｗ２と接続している。したがって、リレー２２が閉の状態では、直流電源５の低電位側出力端子、ノードＮ１、Ｎ２、Ｎｕ１、Ｎｖ１、Ｎｗ１、Ｎｕ２、Ｎｖ２、Ｎｗ２は全て同電位(代表として電位Ｖｎ２)となる。

半導体スイッチ素子１９ｊのコレクタＣは、半導体スイッチ素子１９ｉのエミッタＥ、およびチャージシフトコンデンサ２３の低電位側ノードと接続している。また、半導体スイッチ素子１９ｉのコレクタＣは、半導体スイッチ素子１９ｈのエミッタＥおよびリアクトル２４のコイルの一端と接続している。半導体スイッチ素子１９ｈのコレクタＣは、半導体スイッチ素子１９ｇのエミッタＥおよびチャージシフトコンデンサ２３の高電位側ノードと接続している。

半導体スイッチ素子１９ｇのコレクタＣは、二次平滑コンデンサ１２の高電圧ノードＰ２と接続し、また第１のインバータ７の高電圧側パワー半導体素子１６のノードＰｕ１、Ｐｖ１、Ｐｗ１、および第２のインバータ８の高電圧側パワー半導体素子１６のノードＰｕ２、Ｐｖ２、Ｐｗ２と接続している。したがって、ノードＰ２、Ｐｕ１、Ｐｖ１、Ｐｗ１、Ｐｕ２、Ｐｖ２、Ｐｗ２は全て同電位(代表として電位Ｖｐ２)となる。

次に、一次平滑コンデンサ１１および二次平滑コンデンサ１２の電荷を放電する動作をフローチャートに従って説明する。まず、上記までの動作説明において、衝突検出装置２１が衝突情報を制御装置１および強制放電判定指示部２へ出力し、制御装置１は車両を安全に停車するため、図示しないエンジンを停止しており、また、強制放電判定指示部２は、コンバータ制御ユニット３およびインバータ制御ユニット４に放電動作実行を指示(例えば放電動作実行信号等を出力)している。

さらに、第１のインバータ７の低電圧側パワー半導体素子１７と高電圧側パワー半導体素子１６の両者が、それぞれでいずれか一つ以上の相で短絡故障している場合と、第２のインバータ８の低電圧側パワー半導体素子１７と高電圧側パワー半導体素子１６の両者が、それぞれでいずれか一つ以上の相で短絡故障している場合を除いて、第１の電動機９と第１のインバータ７の接続点の電位、第２の電動機１０と第２のインバータ８の接続点の電位は、それぞれ電位Ｖｐ２、または電位Ｖｎ２に固定されており、また、リレー２２を開状態として一次平滑コンデンサ１１および昇圧コンバータ６と、直流電源５との間は電気的に切断されている。

コンバータ制御ユニット３は、図２に示す動作フローチャートに従い、半導体スイッチ素子(１９)をスイッチング動作させて一次平滑コンデンサ１１および二次平滑コンデンサ１２の電荷を放電する。また図３には、この発明における昇圧コンバータの半導体スイッチ素子によるスイッチング動作を説明するための図、図４には電圧比Ｖ２／Ｖ１に対する電流のリプル成分ΔＩＬの振幅の特性を示す図、図５には半導体スイッチ素子のスイッチングＤＵＴＹに対する電圧比Ｖ２／Ｖ１の特性を示す図を示す。

図２を参照して、ステップＳ１００にエントリーした後、ステップＳ１０１にて一次電圧センサ１３から一次平滑コンデンサ１１の高電圧ノードと低電圧ノード間の電圧Ｖ１を、二次電圧センサ１４から二次平滑コンデンサ１２の高電圧ノードと低電圧ノード間の電圧Ｖ２を取得する。

次にステップＳ１０２にて、電圧Ｖ２と電圧Ｖ１の電圧差ΔＶ＝(Ｖ２−Ｖ１)を算出する。ステップＳ１０３にて、ΔＶと所定閾値Ｖｔｈ１を大小比較する。ΔＶが閾値Ｖｔｈ１未満である場合はステップＳ１０５へ移り、ΔＶがＶｔｈ１以上である場合はステップＳ１０４へ移る。所定の閾値Ｖｔｈ１は一次平滑コンデンサ１１と二次平滑コンデンサ１２の電荷が放電できたか否かを判定する設定値となる。

ステップＳ１０４にて、コンバータ制御ユニット３は半導体スイッチ素子１９ｊ、１９ｉ、１９ｈ、１９ｇのスイッチング動作を図３の(ａ)に示すように設定する。図３の(ａ)は、半導体スイッチ素子１９ｊ、１９ｉ、１９ｈ、１９ｇのスイッチング動作のタイミングを時系列で示したタイムチャートであり、半導体スイッチ素子１９ｊ、１９ｉのスイッチングＤＵＴＹは１／３で、互いに位相差を１８０度とした相似波形である。半導体スイッチ素子１９ｈ、１９ｇのスイッチングは、それぞれ半導体スイッチ素子１９ｉ、１９ｊと相補の関係でＤＵＴＹは(１−(１／３))で動作する。

また、スイッチング周波数(ｆｓｗ−ｄｓｃｈｒｇ)は、平滑コンデンサの放電動作用の周波数として、正常時に昇圧コンバータ６の昇圧電圧を制御する際のｆｓｗと異なる高い周波数に設定する。

図３の(ｂ)は、昇圧コンバータ６のリアクトル２４を導通する電流ＩＬの変化を示しており、図３の(ａ)のスイッチング動作と同じ時間軸(time)で示されている。リアクトル２４を導通する電流ＩＬは、すなわち昇圧コンバータ６を通過する電流であり、電流センサ１５にて検出される。電流ＩＬは、ゼロを跨いで正、負の極性に流れ、その平均値はゼロ、振幅はΔＩＬとなる。この電流ＩＬは一次平滑コンデンサ１１と二次平滑コンデンサ１２の間を行き来する電流であり、半導体スイッチ素子１９ｉ、１９ｊがスイッチオンの場合に負極性から正極性へ向けて増加し、スイッチオフの場合に正極性から負極性へ向けて減少する。

スイッチングＤＵＴＹを上記のように設定することにより、一次平滑コンデンサ１１、二次平滑コンデンサ１２の電荷を迅速に放電することが可能となる。図４、図５を用いてこれを説明する。

図４は、電圧Ｖ２と電圧Ｖ１の電圧比Ｖ２／Ｖ１に対して、リアクトル２４を導通する電流のリプル成分ΔＩＬの振幅の大きさを相対的に示す特性図である。電圧比Ｖ２／Ｖ１が１．０、および２．０の場合にリプル成分ΔＩＬの振幅はゼロとなる。この時、昇圧コンバータ６を導通する電流は極めて少なく、平滑コンデンサの電荷はあまり放電されない。一方、電圧比Ｖ２／Ｖ１が１．０から２．０の間で１．５の場合にはリプル成分ΔＩＬの振幅は極大値となる。

図５は、半導体スイッチ素子１９ｊ、１９ｉのスイッチングＤＵＴＹに対して、電圧比Ｖ２／Ｖ１の値を示す特性図である。電圧比Ｖ２／Ｖ１とスイッチングＤＵＴＹの関係は

電圧比Ｖ２／Ｖ１＝１／(１−(スイッチングＤＵＴＹ))

で表され、これを図示すると図５のようになる。

リアクトル２４を導通する電流のリプル成分ΔＩＬが極大値であり、電圧比Ｖ２／Ｖ１が１．５となるのは、半導体スイッチ素子１９ｊ、１９ｉのスイッチングＤＵＴＹが１／３となる場合である。

今、第１の電動機９と第１のインバータ７の接続点の電位、第２の電動機１０と第２のインバータ８の接続点の電位が所定値に固定されていることから、第１の電動機９、第２の電動機１０は電気負荷として作用していない。リアクトル２４には直流成分の負荷電流は導通せず、一次平滑コンデンサ１１、二次平滑コンデンサ１２の間で無負荷電流が流れるのみである。しかしながら、図３に示すように半導体スイッチ素子１９ｊ、１９ｉのスイッチングＤＵＴＹを１／３、半導体スイッチ素子１９ｈ、１９ｇのスイッチングＤＵＴＹを(１−(１／３))と設定することで無負荷電流の振幅ΔＩＬを極大とすることができる。

一次平滑コンデンサ１１、二次平滑コンデンサ１２の間を流れる無負荷電流は、昇圧コンバータ６内のリアクトル２４、半導体スイッチ素子１９、半導体整流素子２０、チャージシフトコンデンサ２３を導通経路とする。このため、リアクトル２４、チャージシフトコンデンサ２３、半導体スイッチ素子(１９)、半導体整流素子(２０)に電流が流れることで、経路の抵抗成分にて損失が発生することで、電気エネルギーが熱に変換され、一次平滑コンデンサ１１、二次平滑コンデンサ１２に蓄積された電荷は放電して行く。また、一次平滑コンデンサ１１、二次平滑コンデンサ１２に蓄積された電荷の放電に連動して、チャージシフトコンデンサ２３に蓄えられた電荷も、放電して行く。

ステップＳ１０４で半導体スイッチ素子１９ｊ、１９ｉのスイッチングＤＵＴＹを１／３に、半導体スイッチ素子１９ｈ、１９ｇのスイッチングＤＵＴＹを(１−(１／３))に設定した後、再びステップＳ１０１に戻って上記の動作フローを繰り返す。一次平滑コンデンサ１１、二次平滑コンデンサ１２に蓄積された電荷の放電に連れて電圧Ｖ１、電圧Ｖ２は減少して行き、その電位差ΔＶも減少していく。やがてΔＶはＶｔｈ１未満となり、ステップＳ１０５へ移る。ステップＳ１０５では半導体スイッチ素子１９ｊ、１９ｉ、１９ｈ、１９ｇの全てをスイッチオフと設定し、続いてステップＳ１０６へ移り、一次平滑コンデンサ１１、二次平滑コンデンサ１２の電荷の放電動作を終了する。

以上に説明したように、この実施の形態によれば、正常動作時に必要な自動車用電力変換装置の構成に、新たに部品を付加することなく、車両の衝突検出に際して、第１のインバータ７、第２のインバータ８のそれぞれの低電圧側パワー半導体素子１７、高電圧側パワー半導体素子１６のオン動作、オフ動作を所定の手順に従って切替えて第１の電動機９と第１のインバータ７の接続点の電位、第２の電動機１０と第２のインバータ８の接続点の電位を、それぞれ所定の電位に固定する。その後、リレー２２を開状態として一次平滑コンデンサ１１および昇圧コンバータ６と、直流電源５との間を電気的に切断した後、昇圧コンバータ６の半導体スイッチ素子１９をスイッチングして無負荷動作を行い昇圧コンバータ６内のリアクトル２４、チャージシフトコンデンサ２３、半導体スイッチ素子１９、半導体整流素子２０に電流を流し、経路の抵抗成分にて電気エネルギーを熱に変換して一次平滑コンデンサ１１と二次平滑コンデンサ１２の電荷を放電する。この時、半導体スイッチ素子のスイッチングＤＵＴＹを、昇圧コンバータ６に導通する電流の振幅が極大化するよう設定し、放電を速やかに終了させ、なんらかの乗員の救護処置や車両の事故後処理を行うべき時に、感電を防止して安全を確保することができる。

実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２に係る自動車用電力変換装置を図６を用いて説明する。図６はこの実施の形態に係る昇圧コンバータの構成図であり、昇圧コンバータ６ａでは、アームは半導体スイッチ素子１９ａｇ、１９ａｈ、１９ａｉ、１９ａｊとしてＳｉ材料からなるＩＧＢＴではなく、バンドギャップがさらに大きいシリコンカーバイド(ＳｉＣ、炭化珪素)材料のユニポーラ型の電界効果トランジスタ(ＦＥＴ)を用いている。

この実施の形態の自動車用電力変換装置は、昇圧コンバータ６ａのパワー半導体素子が、バンドギャップがＳｉ材料のそれよりも大きい半導体材料を用いた電界効果トランジスタで構成されることを除いて、先の実施の形態１の自動車用電力変換装置の場合と同じであり、以下では、実施の形態１と同じ構成、動作、作用の箇所については適宜説明を省略する。

電界効果トランジスタは、その内部構造に起因して双方向導通が可能な半導体素子であり、電圧の逆バイアス時(ドレイン電極の電位よりもソース電極の電位の方が高い状態)でスイッチオフであっても、ソース電極からドレイン電極の方向へ電流を導通することができる。一方、順バイアス時(ソース電極の電位よりもドレイン電極の電位の方が高い状態)では、スイッチオンの場合にドレイン電極からソース電極の方向へ電流を導通し、スイッチオフの場合には電流は導通しない。この特性から、半導体スイッチ素子としての機能と半導体整流素子としての機能を兼ねることができる。

また、ユニポーラ型の半導体素子であるがゆえ、スイッチオンの状態からスイッチオフの状態に切替わるターンオフ時の終盤に、ＩＧＢＴのようにドリフト層内の蓄積キャリアが再結合により消滅するまでの期間としてテール電流が流れるといった現象が生じず、スイッチングの応答が速いという特徴がある。このためＩＧＢＴよりも高周波数でのスイッチング動作が可能となる。

また、半導体材料としてＳｉではなくバンドギャップがさらに大きいワイドバンドギャップ材料のシリコンカーバイド(ＳｉＣ)を用いる利点として、高い耐圧のユニポーラ型パワー半導体素子を、実用的な特性で実現できるという点が挙げられる。これは、ワイドバンドギャップ半導体材料の絶縁破壊強度がＳｉの絶縁破壊強度よりも、数倍以上、高い数値であるということに起因する。すなわち、高い耐圧のパワー半導体素子を実現するためには、半導体の内部のドリフト領域に厚みを持たせ、内部の電界強度が絶縁破壊を起こさないよう厚みが設定される。

しかしながらＳｉ材料を用いたユニポーラ型のパワー半導体素子では、耐圧が１００Ｖを超える領域において絶縁破壊を生じない厚みを設定すると、このドリフト領域での抵抗成分による損失が著しく増加し、同程度の耐圧のバイポーラ型のパワー半導体素子と比較して、特性が劣ってしまう。

例えば、自動車に搭載の電気駆動システム用の電力変換装置に適用するパワー半導体素子は、直流電圧が１００Ｖから約７００Ｖに到る範囲の電圧帯を扱うため、耐圧が６００Ｖ、あるいは１２００Ｖのものが用いられる。Ｓｉ材料を用いたユニポーラ型のパワー半導体素子では、損失が大きく、発熱による温度上昇により耐熱温度を超過することから、実用困難であった。

一方、ワイドバンドギャップ半導体材料の高絶縁破壊強度であるという特徴を活かすと、半導体の内部のドリフト領域の厚みを薄くすることができ、耐圧が６００Ｖから１２００Ｖ程度であっても、特性が良いユニポーラ型のパワー半導体素子が実現できる。尚、絶縁破壊強度は
Ｓｉが３．０×１０^５Ｖ／ｃｍ
シリコンカーバイド(４Ｈ−ＳｉＣ)が２．５×１０^６Ｖ／ｃｍ
である。

この実施の形態の自動車用電力変換装置は、上記のシリコンカーバイド材料の電界効果トランジスタの特長を用い、昇圧コンバータ６ａの半導体スイッチ素子のスイッチング周波数ｆｓｗ−ｄｓｃｈｒｇ−ＳｉＣを実施の形態１での周波数ｆｓｗ−ｄｓｃｈｒｇと比べて高く動作させる。

このことより、リアクトル２４を導通する電流のリプル成分ΔＩＬは波形の山部と谷部の間隔が短縮され、振幅が小さくなるものの、それに増してリアクトル２４で発生する損失が増大し、一次平滑コンデンサ１１、二次平滑コンデンサ１２に蓄積された電荷の放電を促進して、より短時間で放電できるという効果が得られる。

リアクトル２４で生じる損失は、コイル部分で発生する銅損成分と、コイルに導通する電流によって誘導される磁気によりコア部分で発生する鉄損からなる。銅損成分はコイルに直流電流が流れることで生じる直流抵抗損と交流電流(リプル電流)が流れることで生じる交流抵抗損、および、コアからの漏れ磁束が導体に鎖交することで生じる損失に分けられる。

ここで、この発明での平滑コンデンサに蓄積された電荷の放電動作に際しては直流成分の負荷電流は導通せず、一次平滑コンデンサ１１、二次平滑コンデンサ１２の間で無負荷電流が流れるのみであり、直流抵抗損は生じない。

また、交流抵抗損は、コイルに流れる交流電流の周波数が高いほど導体の中心部に電流が流れにくくなる表皮効果と、コイルの隣接する巻回部分が近接して同方向に電流が流れると相互の導体の近接部分で磁束数が増すため、近接していない側を流れようとして抵抗が増す近接効果からなる。これはいずれも、電流の周波数に対して指数的に損失が増大する。

鉄損成分は、コアの内部の磁束が変化し磁区が磁界の向きを変える際に生じるヒステリシス損と、コアに渦電流が流れることで生じる渦電流損からなる。いずれも、コイルに流れる交流電流によって誘導される交番磁束の周波数に対して指数的に損失が増大する。

したがって、上記のようにリアクトル２４のコイルに導通する交流電流(リプル電流)の周波数が高ければ高いほど、発生する損失は増大する。パワー半導体素子よりも著しく熱容量が大きいリアクトル２４にて、積極的に一次平滑コンデンサ１１、二次平滑コンデンサ１２に蓄積された電荷を熱に変換するよう作用させれば、温度上昇による部品の劣化の懸念を抑えながら、さらに迅速に放電することができる。

以上に説明したように、この実施の形態によれば、昇圧コンバータ６ａのパワー半導体素子が、バンドギャップがＳｉ材料のそれよりも大きい半導体材料を用いた電界効果トランジスタで構成され、平滑コンデンサに蓄えられた電荷の放電動作に当たって、半導体スイッチ素子のシリコンカーバイド材料による電界効果トランジスタ(ＦＥＴ)をＳｉ材料によるＩＧＢＴよりも高周波数でスイッチングし、リアクトル２４の損失を増大させて短時間に放電を終了して、感電する可能性をさらに低減できる。

以上のように、この発明を、実施の形態１と実施の形態２によって説明したが、これらはこの発明の好適な実施の形態を例示したものに過ぎない。例えば、インバータと電動機からなる構成を２組備えた電力変換装置について説明したが、インバータと電動機からなる構成を少なくとも１組または３組以上備えた電力変換装置において適応可能である。

短絡故障検出に関し、インバータと電動機が１組の場合、例えば上記Ｓ２で、第２のインバータの処理に移らずに、そのまま、次の操作をおこない、電流センサ１５に過大電流が流れない場合は、引き続いて当該オン動作を継続しつつ、次に、リレー２２を開状態として、直流電源５と一次平滑コンデンサ１１および昇圧コンバータ６との間を電気的に切断する。

またインバータと電動機が３組の場合、第１のインバータ７、第２のインバータ８の短絡検出を実施して行き、低電圧側パワー半導体素子１７、高電圧側パワー半導体素子１６の双方に短絡故障した素子を含んでいないことが、第１のインバータ７、第２のインバータ８両者で明確になった場合に、同様に、第３のインバータの低電圧側パワー半導体素子を全てオンして行き、第３のインバータの短絡故障の有無を確認する。

そして、短絡故障検出を行い、その結果に従って、高低両側のパワー半導体素子が正常および高低両側のパワー半導体素子のいずれか一方が正常の場合には、接続点の電位の固定および放電動作を行い、高低両側のパワー半導体素子に短絡故障がある場合には、接続点の電位の固定および放電動作は行わない。

また、昇圧コンバータとして、単一のリアクトルと単一のアーム、単一のチャージシフトコンデンサを備える構成を用いて説明したが、複数のリアクトル、アーム、チャージシフトコンデンサを備えて並列動作するものであっても良い。従ってこの発明は、これら実施の形態の構成、動作に限定されるものでない。

また上記説明では、コンバータ制御ユニット３およびインバータ制御ユニット４が直接制御を行う形式で説明されているが、制御装置１が例えば図１に破線で示す強制放電制御部２ａを備え、強制放電制御部２ａが強制放電判定指示部２から強制放電の指令が入力されると、各センサからの信号に基づく電動機、インバータの状態に従って、上記説明においてコンバータ制御ユニット３およびインバータ制御ユニット４において行われた強制放電のための動作を行わせるようにコンバータ制御ユニット３およびインバータ制御ユニット４を制御し、コンバータ制御ユニット３およびインバータ制御ユニット４は強制放電制御部２ａからの制御信号に従って各パワー半導体素子のオンオフ制御等を行うように構成してもよい。すなわち強制放電制御部２ａは、制御装置１に設けても、コンバータ制御ユニット３およびインバータ制御ユニット４に機能を分散して設けて協働させてもよい。

さらに、上記各実施の形態では自動車用電力変換装置について説明したが、この発明はこれに限定されず、その他の分野の電力変換装置の強制放電時にも適当可能である。電力変換装置は衝突情報に相当する放電指令を受けることにより、上述の短絡故障検出を含む強制放電の動作を行う。

１ 制御装置、２ 強制放電判定指示部、２ａ 強制放電制御部、３ コンバータ制御ユニット、４ インバータ制御ユニット、５ 直流電源、６，６ａ 昇圧コンバータ、７ 第１のインバータ、８ 第２のインバータ、９ 第１の電動機、１０ 第２の電動機、１１ 一次平滑コンデンサ、１２ 二次平滑コンデンサ、１３ 一次電圧センサ、１４ 二次電圧センサ、１５ 電流センサ、１６ 高電圧側パワー半導体素子、１７ 低電圧側パワー半導体素子、１８ スイッチングアーム、１９，１９ａ，１９ｂ，１９ｇ，１９ｈ，１９ｉ，１９ｊ，１９ａｇ，１９ａｈ，１９ａｉ，１９ａｊ 半導体スイッチ素子、２０，２０ａ，２０ｂ，２０ｇ，２０ｈ，２０ｉ，２０ｊ 半導体整流素子、２１ 衝突検出装置、２２ リレー、２３ チャージシフトコンデンサ、２４ リアクトル、２５ パワー半導体素子。

この発明は、少なくとも１組のインバータおよび前記インバータに駆動される電動機と、直流電源と前記インバータの間に挿入され電力をＤＣ／ＤＣ変換する昇圧コンバータと、前記直流電源と前記昇圧コンバータの間に接続された一次平滑コンデンサと、前記昇圧コンバータと前記インバータの間に接続された二次平滑コンデンサと、前記インバータに含まれるパワー半導体素子のスイッチング動作を制御するインバータ制御ユニットと、前記昇圧コンバータに含まれるパワー半導体素子のスイッチング動作を制御するコンバータ制御ユニットと、前記昇圧コンバータを通過する電流を計測する電流センサと、前記一次平滑コンデンサと前記直流電源との間に挿入されたリレーと、を備えた電力変換装置において、放電指令に従って、前記インバータ制御ユニットに、前記電流センサの計測電流に基づき前記インバータに含まれる前記パワー半導体素子の短絡故障検出を行わせ、パワー半導体素子のスイッチングアームの低電圧側パワー半導体素子と高電圧側パワー半導体素子の両側に短絡故障が存在している場合を除いて、前記インバータと電動機の接続点の電位を所定電位に固定させた後、前記リレーを開放して前記一次平滑コンデンサと前記直流電源との間を電気的に切断した状態で、前記昇圧コンバータ制御ユニットに、前記昇圧コンバータを駆動して前記一次平滑コンデンサと前記二次平滑コンデンサの内部電荷の放電動作を行わせる、強制放電制御部、を設け、前記強制放電制御部は、前記インバータ制御ユニットに、前記短絡故障検出において、前記パワー半導体素子の短絡故障を検出する前記インバータを構成するパワー半導体素子を、パワー半導体素子のスイッチングアームの高電位側および低電位側のパワー半導体素子の一方を全てオン動作、他方を全てオフ動作させ、前記昇圧コンバータの前記電流センサにより過大電流が流れたことを検出することで、オン動作させたパワー半導体素子と反対の電位側のパワー半導体素子のいずれかが短絡故障していることを検出し、前記電位の固定において、前記インバータのパワー半導体素子のスイッチングアームの高電位側パワー半導体および低電位側パワー半導体の内、両方の側に短絡故障している相を含む場合を除いて、短絡故障している相を含む側の全ての半導体スイッチ素子をオン動作、いずれの相も短絡故障していない側の全ての半導体スイッチ素子をオフ動作させることで、前記インバータと前記電動機の接続点の電位を所定の電位に固定する、ことを特徴とする電力変換装置等にある。

Claims (7)

1. 少なくとも１組のインバータおよび前記インバータに駆動される電動機と、
   直流電源と前記インバータの間に挿入され電力をＤＣ／ＤＣ変換する昇圧コンバータと、
   前記直流電源と前記昇圧コンバータの間に接続された一次平滑コンデンサと、
   前記昇圧コンバータと前記インバータの間に接続された二次平滑コンデンサと、
   前記インバータに含まれるパワー半導体素子のスイッチング動作を制御するインバータ制御ユニットと、
   前記昇圧コンバータに含まれるパワー半導体素子のスイッチング動作を制御するコンバータ制御ユニットと、
   前記昇圧コンバータを通過する電流を計測する電流センサと、
   を備えた電力変換装置において、
   放電指令に従って、前記インバータ制御ユニットに、前記電流センサの計測電流に基づき前記インバータに含まれる前記パワー半導体素子の短絡故障検出を行わせ、パワー半導体素子のスイッチングアームの低電圧側パワー半導体素子と高電圧側パワー半導体素子の両側に短絡故障が存在している場合を除いて、前記第インバータと電動機の接続点の電位を所定電位に固定させた後、
   前記昇圧コンバータ制御ユニットに、前記昇圧コンバータを駆動して前記一次平滑コンデンサと前記二次平滑コンデンサの内部電荷の放電動作を行わせる、
   強制放電制御部、
   を設けたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記強制放電制御部は、前記インバータ制御ユニットに、
   前記パワー半導体素子の短絡故障を検出する前記インバータを構成するパワー半導体素子を、パワー半導体素子のスイッチングアームの高電位側または低電位側のパワー半導体素子を全てオン動作させ、前記昇圧コンバータの前記電流センサにより過大電流が流れたことを検出することで、オン動作させたパワー半導体素子と反対の電位側のパワー半導体素子のいずれかが短絡故障していることを検出する、ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記強制放電制御部は、前記インバータ制御ユニットに、
   前記インバータのパワー半導体素子のスイッチングアームの高電位側パワー半導体および低電位側パワー半導体の内、両方の側に短絡故障している相を含む場合を除いて、短絡故障している相を含む側の全ての半導体スイッチ素子をオン動作、いずれの相も短絡故障していない側の全ての半導体スイッチ素子をオフ動作させることで、前記インバータと前記電動機の接続点の電位を所定の電位に固定する、ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記一次平滑コンデンサの両端電圧を計測する一次電圧センサと、前記二次平滑コンデンサの両端電圧を計測する二次電圧センサと、を備え、前記一次電圧センサと二次電圧センサの計測電圧の差から放電状態を判定する、ことを特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記昇圧コンバータに含まれるパワー半導体素子は、バンドギャップがＳｉ材料よりも大きい半導体材料からなる電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１から４までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記電力変換装置が自動車用電力変換装置であって、放電指令が自動車の衝突時に発生されるものであることを特徴とする請求項１から５までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 少なくとも１組のインバータおよび前記インバータに駆動される電動機と、直流電源と前記インバータの間に挿入され電力をＤＣ／ＤＣ変換する昇圧コンバータと、前記直流電源と前記昇圧コンバータの間に接続された一次平滑コンデンサと、前記昇圧コンバータと前記インバータの間に接続された二次平滑コンデンサと、前記インバータに含まれるパワー半導体素子のスイッチング動作を制御するインバータ制御ユニットと、前記昇圧コンバータに含まれるパワー半導体素子のスイッチング動作を制御するコンバータ制御ユニットと、を備えた電力変換装置において、
   放電指令に従って、前記インバータ制御ユニットに、前記昇圧コンバータに流れる電流に基づいてインバータに含まれる前記パワー半導体素子の短絡故障検出を行わせ、パワー半導体素子のスイッチングアームの低電圧側パワー半導体素子と高電圧側パワー半導体素子の両側に短絡故障が存在している場合を除いて、前記第インバータと電動機の接続点の電位を所定電位に固定させた後、
   前記昇圧コンバータ制御ユニットに、前記昇圧コンバータを駆動して前記一次平滑コンデンサと前記二次平滑コンデンサの内部電荷の放電動作を行わせる、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。

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