JP2015005900A - Pre-distorter and method of controlling pre-distorter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力増幅器で発生する歪成分を補償するプリディストータとプリディストータ制御方法に関する。 The present invention relates to a predistorter that compensates for distortion components generated in a power amplifier and a predistorter control method.
一般に、電力増幅器（以下、ＰＡともいう）は移動無線通信用送信機において最も消費電力が高い無線回路といわれている。このため、送信機の消費電力低減には、ＰＡの消費電力を低減すること、いいかえるとＰＡの動作効率を高めることが重要である。ＰＡの効率を高める方法として、ＰＡの動作点を飽和出力近傍で動作させる方法がある。しかし、ＰＡの入出力特性における非線形性によって非線形歪（以下、歪成分ともいう）が発生し、この歪成分は隣接チャネルを使用する無線通信システムへの干渉となる。 In general, a power amplifier (hereinafter also referred to as PA) is said to be a radio circuit with the highest power consumption in a transmitter for mobile radio communication. For this reason, in order to reduce the power consumption of the transmitter, it is important to reduce the power consumption of the PA, in other words, increase the operational efficiency of the PA. As a method for improving the efficiency of the PA, there is a method of operating the operating point of the PA near the saturated output. However, nonlinear distortion (hereinafter also referred to as distortion component) occurs due to nonlinearity in the input / output characteristics of the PA, and this distortion component becomes interference with a wireless communication system using an adjacent channel.
ＰＡで発生する歪成分を補償する方法の一つとして、べき級数型プリディストータ（以下、プリディストータともいう）がある（例えば、特許文献１、非特許文献１，２参照）。プリディストータは、ＰＡで発生する歪成分を打ち消す成分（以下、歪補償成分ともいう）を生成し、ＰＡに入力する信号に歪補償成分を付加する。
One method for compensating for distortion components generated in PA is a power series predistorter (hereinafter also referred to as a predistorter) (see, for example,
図１に、従来のプリディストータ２００とその周辺装置である入力端子１００、増幅装置３００、帰還信号生成装置４００を示す。この例では、入力端子１００にディジタルのＩ相とＱ相の信号が入力される場合を示している。
FIG. 1 shows a conventional predistorter 200 and its peripheral devices, ie, an
プリディストータ２００は、分配器２１０、線形伝達経路２２０、３次歪発生経路２３０、合成器２４０、ＤＡＣ２５０、ＡＤＣ２６０、歪測定器２７０、制御器２８０を含む。
分配器２１０は、入力端子１００から入力された信号を線形伝達経路２２０と３次歪発生経路２３０に分配する。
線形伝達経路２２０は、遅延器を含み、３次歪発生経路２３０で生じる遅延時間だけ信号伝達を遅延させる。
３次歪発生経路２３０は、３次歪発生器２３１、３次歪ベクトル調整器２３２、３次歪周波数特性補償器２３３を含む。３次歪発生器２３１は、３次歪発生器２３１に入力する信号を３乗し、３次歪成分を生成する。３次歪ベクトル調整器２３２は、３次歪成分の振幅と位相を調整する。３次歪周波数特性補償器２３３は、周波数領域にて予め定めた帯域幅毎に３次歪ベクトル調整器２３２の出力の振幅と位相を調整し、３次歪ベクトル調整器２３２の出力に周波数特性を与える。
合成器２４０は、線形伝達経路２２０の出力と３次歪発生経路２３０で生成した歪補償成分とを合成する。
ＤＡＣ２５０は、合成器２４０の出力をディジタル信号からアナログ信号に変換する。
The predistorter 200 includes a distributor 210, a linear transmission path 220, a third-order
The distributor 210 distributes the signal input from the
The linear transmission path 220 includes a delay device and delays signal transmission by a delay time generated in the third-order
The third-order
The
The
ここで、プリディストータ２００の説明を中断し、増幅装置３００と帰還信号生成装置４００を説明する。
増幅装置３００は、ＤＡＣ２５０からの出力を直交変調する直交変調器３１０と、直交変調器の出力を所定の周波数となるように信号を周波数変換するアップコンバータ３２０と、アップコンバータ３２０の出力を所定の電力となるように信号を増幅する電力増幅器３３０とを含む。電力増幅器３３０の出力は出力端子５００から、例えば図示していないデュープレクサを介してアンテナに供給される。
帰還信号生成装置４００は、電力増幅器３３０の出力の一部を取り出す方向性結合器４１０と、方向性結合器４１０の出力を所定の周波数まで周波数変換するダウンコンバータ４２０と、ダウンコンバータの出力を直交復調する直交復調器４３０とを含む。
Here, the description of the predistorter 200 is interrupted, and the
The amplifying
The feedback signal generation device 400 includes a
ここから、プリディストータ２００の説明に戻る。
ＡＤＣ２６０は、帰還信号生成装置４００の出力であるアナログ信号をディジタル信号に変換する。
歪測定器２７０は、ＡＤＣ２６０の出力から増幅装置３００の電力増幅器３３０で発生した歪成分の電力を予め定めた任意の帯域幅毎に測定する。
制御器２８０は、歪測定器２７０の測定結果に基づいて電力増幅器３３０で発生する歪成分を補償するように３次歪ベクトル調整器２３２の振幅と位相と、３次歪周波数特性補償器２３３の振幅と位相を、それぞれ制御する。
From here, it returns to description of the predistorter 200. FIG.
The ADC 260 converts an analog signal that is an output of the feedback signal generation device 400 into a digital signal.
The
The
一般に、５次以上の高次の歪成分も補償する場合、ｉを予め定められた３以上の整数として、（２ｉ−１）次歪発生経路を並列に設置する。プリディストータが複数の歪発生経路（つまり、（２ｎ−１）次歪発生経路、ｎ＝２，…，ｉ）を備える場合、分配器２１０は線形伝達経路２２０と各（２ｎ−１）次歪発生経路に信号を分配する。合成器２４０は、線形伝達経路２２０と各（２ｎ−１）次歪発生経路からの出力を合成する。（２ｎ−１）次歪発生経路は、（２ｎ−１）次歪発生器、（２ｎ−１）次歪ベクトル調整器、（２ｎ−１）次周波数特性補償器を備える。例えば、３次の歪成分に加え５次の歪成分を補償する場合、ｉ＝３とし、３次歪発生経路と５次歪発生経路を並列に設置する。
In general, when compensating for a higher-order distortion component of the fifth or higher order, (2i-1) the second-order distortion generation path is installed in parallel, with i set to a predetermined integer of three or more. When the predistorter includes a plurality of distortion generation paths (that is, (2n-1) th order distortion generation paths, n = 2,..., I), the distributor 210 includes the linear transmission path 220 and each (2n-1) th order. Distributes the signal to the distortion generation path. The
図２に、３次歪発生器２３１の出力をＮ点ＦＦＴ（高速フーリエ変換）した場合の結果を模式的に示す。特許文献１によると、図２の斜線に示すように、３次歪発生器２３１の出力の帯域の一部は線形伝達経路２２０を経た信号の帯域に重なる。このため、３次歪発生経路２３０の出力は線形伝達経路２２０を経た信号に干渉を与える。特許文献１では、３次歪発生器２３１の構成を図３に示す構成とし、この干渉を低減することが開示されている。特許文献１による３次歪発生器２３１は、分配器１０００と３乗算器１１００と１乗算器１２００とベクトル調整器１３００と加算器１４００と設定部１５００を含む。
FIG. 2 schematically shows the result when the output of the third-
分配器１０００は、３次歪発生器２３１に入力される信号を３乗算器１１００と１乗算器１２００に分配する。３乗算器１１００は、３乗算器１１００に入力される信号を３乗する。１乗算器１２００は、１乗算器に入力する信号を１乗する（このため、実際には１乗算器１２００は不要である）。ベクトル調整器１３００は、１乗算器１２００の出力の振幅と位相を調整する。加算器１４００は、３乗算器１１００の出力とベクトル調整器１３００の出力を合成する。プリディストータ２００の入力信号が変調信号の場合、設定部１５００は、加算器１４００の出力中の１乗成分および３乗成分を検出し、レベルが最小となるようにベクトル調整器１３００の振幅と位相を調整し、加算器１４００において３乗算器１１００の出力に含まれる１乗算器１２００の出力に由来する成分が除去される。
The
ＰＡの特性によっては、３次歪発生器において干渉を最小化するよりも干渉を許容したほうがＰＡで発生する歪成分の大きさを示す指標の１つである隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）を改善できる場合がある。特許文献１の構成では、干渉を常に最小化するため、干渉を許容する場合に比べてＡＣＬＲを改善できない場合がある。
Depending on the characteristics of the PA, the adjacent channel leakage power ratio (ACLR), which is one of the indices indicating the magnitude of the distortion component generated in the PA when allowing the interference rather than minimizing the interference in the third-order distortion generator, is shown. It can be improved. In the configuration of
本発明は、このような観点から、隣接チャネル漏洩電力を低減できるプリディストータおよびその制御方法を提供することを目的とする。 In view of the above, an object of the present invention is to provide a predistorter capable of reducing adjacent channel leakage power and a control method thereof.
本発明のプリディストータは、電力増幅器で発生する歪成分を打ち消すような歪補償信号を入力信号に予め付加するプリディストータであって、Ｋを予め定められた２以上の整数として、（１）入力信号を遅延伝達する線形伝達経路と、（２）入力信号の（２Ｋ−１）次歪信号を生成する（２Ｋ−１）次歪発生器と、当該（２Ｋ−１）次歪信号の振幅と位相を調整する（２Ｋ−１）次歪ベクトル調整器とを含み、歪補償成分を出力する歪発生経路と、（３）線形伝達経路の出力と歪発生経路の出力とを合成する合成器と、（４）合成器の出力に対して電力増幅を行う電力増幅器の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力を測定する歪測定器と、（５）歪測定器の測定結果に基づいて歪発生経路の制御を行う制御器とを含んでいる。（２Ｋ−１）次歪発生器は、入力信号から（２Ｋ−１）次歪信号および（２Ｋ−１）次未満の各信号を生成するとともに、当該（２Ｋ−１）次未満の各信号の振幅と位相を調整し、制御器は、電力増幅器の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力が予め定められた基準を満たすように、（２Ｋ−１）次未満の各信号の振幅と位相の調整量を決定する。 The predistorter according to the present invention is a predistorter that preliminarily adds a distortion compensation signal that cancels a distortion component generated in a power amplifier to an input signal, where K is a predetermined integer of 2 or more (1 ) A linear transmission path for delay transmission of the input signal; (2) a (2K-1) -order distortion generator for generating a (2K-1) -order distortion signal of the input signal; and the (2K-1) -order distortion signal. A distortion generation path that outputs a distortion compensation component, and (3) a synthesis that combines the output of the linear transmission path and the output of the distortion generation path, including a (2K-1) -order distortion vector adjuster that adjusts the amplitude and phase. And (4) a distortion measuring device that measures adjacent channel leakage power included in the output of the power amplifier that amplifies the power of the output of the combiner, and (5) distortion is generated based on the measurement result of the distortion measuring device. And a controller for controlling the path. The (2K-1) -order distortion generator generates (2K-1) -order distortion signals and signals less than (2K-1) -order from the input signal, and each signal less than (2K-1) -order. The controller adjusts the amplitude and phase, and the controller adjusts the amplitude and phase of each signal less than (2K-1) th order so that the adjacent channel leakage power included in the output of the power amplifier satisfies a predetermined criterion. To decide.
あるいは本発明のプリディストータは、電力増幅器で発生する歪成分を打ち消すような歪補償信号を、複数のコンポーネントキャリアを含む入力信号に予め付加するプリディストータであって、Ｋを予め定められた２以上の整数として、（１）コンポーネントキャリアの信号を遅延伝達する線形伝達経路と、（２）コンポーネントキャリアごとに当該コンポーネントキャリアの信号だけを用いて得られる（２Ｋ−１）次の自己歪信号を生成する（２Ｋ−１）次自己歪信号発生器と、互いに異なる二つ以上のコンポーネントキャリアの信号を用いて得られる相互変調歪信号のうち少なくとも一部（以下、自己歪信号と相互変調歪信号のうち少なくとも一部を歪信号と総称する）のそれぞれを生成する相互変調歪信号生成器と、これら歪信号それぞれに対応して設けられており、対応する歪信号の振幅と位相を調整するベクトル調整器とを含み、歪補償信号を出力する歪発生経路と、（３）線形伝達経路の出力と歪補償信号発生経路の出力とを合成する合成器と、（４）合成器の出力に対して電力増幅を行う電力増幅器の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力を測定する歪測定器と、（５）歪測定器の測定結果に基づいて歪発生経路の制御を行う制御器とを含んでいる。（２Ｋ−１）次自己歪信号発生器は、（２Ｋ−１）次自己歪信号および当該（２Ｋ−１）次自己歪信号の生成に用いたコンポーネントキャリアの信号だけを用いて得られる（２Ｋ−１）次未満の各信号を生成するとともに、当該（２Ｋ−１）次未満の各信号の振幅と位相を調整し、相互変調歪信号生成器は、相互変調歪信号生成器に入力される信号の振幅と位相を調整し、制御器は、電力増幅器の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力が予め定められた基準を満たすように、（２Ｋ−１）次未満の各信号の振幅と位相の調整量と、相互変調歪信号生成器に入力される信号の振幅と位相の調整量を決定する。 Alternatively, the predistorter according to the present invention is a predistorter that preliminarily adds a distortion compensation signal that cancels a distortion component generated in a power amplifier to an input signal including a plurality of component carriers, and K is predetermined. As an integer of 2 or more, (1) a linear transmission path for delay transmission of a component carrier signal, and (2) a (2K-1) -order self-distortion signal obtained using only the component carrier signal for each component carrier (2K-1) order self-distortion signal generator and at least a part of intermodulation distortion signals obtained by using signals of two or more different component carriers (hereinafter referred to as self-distortion signal and intermodulation distortion). Intermodulation distortion signal generators that generate each of the signals (collectively referred to as at least a portion of the signals), A distortion generating path that outputs a distortion compensation signal, and (3) an output of the linear transmission path and distortion compensation. A combiner that combines the output of the signal generation path, (4) a distortion measuring device that measures the adjacent channel leakage power included in the output of the power amplifier that performs power amplification on the output of the combiner, and (5) distortion And a controller for controlling the strain generation path based on the measurement result of the measuring instrument. The (2K-1) -order self-distortion signal generator is obtained using only the (2K-1) -order self-distortion signal and the signal of the component carrier used to generate the (2K-1) -order self-distortion signal (2K-1). -1) Generate each signal less than the second order and adjust the amplitude and phase of each signal less than the (2K-1) th order, and the intermodulation distortion signal generator is input to the intermodulation distortion signal generator The controller adjusts the amplitude and phase of the signal, and the controller controls the amplitude and phase of each signal less than (2K-1) th order so that the adjacent channel leakage power included in the output of the power amplifier satisfies a predetermined criterion. The adjustment amount and the adjustment amount of the amplitude and phase of the signal input to the intermodulation distortion signal generator are determined.
本発明によると、電力増幅器の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力が予め定められた基準を満たすように、歪発生経路における（２Ｋ−１）次の歪発生器にて、（２Ｋ−１）次未満の各信号の振幅と位相の調整量を決定することから、隣接チャネル漏洩電力を低減できる。 According to the present invention, the (2K-1) th order distortion generator has a (2K-1) th order distortion generator so that the adjacent channel leakage power included in the output of the power amplifier satisfies a predetermined criterion. Since the amount of adjustment of the amplitude and phase of each signal below is determined, the adjacent channel leakage power can be reduced.
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態を説明する。なお、各実施形態において、図１に示すプリディストータ２００に含まれる構成要素と同じ機能を有する構成要素にはプリディストータ２００における当該構成要素の符号を割り当てて重複説明を省略する。よって、重複説明が省略された構成要素については図１に示すプリディストータ２００に関する説明を参照されたい。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In each embodiment, the constituent elements having the same functions as the constituent elements included in the predistorter 200 shown in FIG. 1 are assigned the reference numerals of the constituent elements in the predistorter 200, and redundant description is omitted. Therefore, please refer to the description about the predistorter 200 shown in FIG.
また、本発明のプリディストータは、Ｋを予め定められた２以上の整数、ｎ＝２、３、・・・、Ｋ(Ｋ＝２の場合、ｎ＝２)とすると、（２ｎ−１）次歪発生経路を含む。説明の便宜から、第１実施形態と第３実施形態はＫ＝２の場合について、第２実施形態はＫ＝３の場合について説明する。 In the predistorter of the present invention, when K is a predetermined integer of 2 or more, n = 2, 3,..., K (n = 2 when K = 2), (2n−1) ) Includes the next distortion generation path. For convenience of explanation, the first embodiment and the third embodiment will be described for the case of K = 2, and the second embodiment will be described for the case of K = 3.
《第１実施形態》
図４に、第１実施形態のプリディストータ３００００およびその周辺装置のブロック図を示す。従来のプリディストータ２００との違いは、３次歪発生器２３１１０と制御器２８０００である。第１実施形態のプリディストータ３００００は、制御器２８０００の指示に従ってＡＣＬＲを改善するように３次歪発生器２３１１０が動作する点で、従来技術と異なる。
<< First Embodiment >>
FIG. 4 is a block diagram of the predistorter 30000 and its peripheral devices according to the first embodiment. The difference from the conventional predistorter 200 is a third-
３次歪発生経路２３１００は、３次歪発生器２３１１０と、３次歪ベクトル調整器２３２と、３次歪周波数特性補償器２３３とを備える。
制御器２８０００は、３次歪発生器２３１１０を制御する３次歪発生器制御部２８１００と、３次歪ベクトル調整器２３２を制御する３次歪ベクトル調整器制御部２８２００と、３次歪周波数特性補償器２３３を制御する３次歪周波数特性補償器制御部２８３００と、歪発生経路制御部２８４００とを含む。
The third-order
The controller 28000 includes a third-order
図５に３次歪発生器２３１１０のブロック図を示す。３次歪発生器２３１１０は、分配器１０００と、３乗算器１１００と、ベクトル調整器１３２１と、加算器１４００と、電力測定部１７０１とを備える。ベクトル調整器１３２１が３次歪発生器制御部２８１００の指示に従い振幅と位相を調整する点がベクトル調整器１３００と異なる。電力測定部１７０１は３次歪発生器制御部２８１００からの指示に従い加算器１４００の出力における電力を測定するとともに測定した電力を３次歪発生器制御部２８１００に伝達する。
FIG. 5 shows a block diagram of the third-
図６に電力測定部１７０１のブロック図を示す。電力測定部１７０１は、シリアルパラレル変換器（Ｓ／Ｐ）１７１０と、フーリエ変換器（ＦＦＴ）１７１１と、電力測定器１７１２とを備える。
Ｓ／Ｐ１７１０は、加算器１４００の出力をシリアルパラレル変換する。ＦＦＴ１７１１は、Ｓ／Ｐ１７１０の出力をフーリエ変換によって時間領域から周波数領域に変換する。電力測定器１７１２は、制御器２８１００の指示に従って予め定めた複数の帯域幅内の電力を測定し、測定結果を制御器２８１００に伝達する。
FIG. 6 shows a block diagram of the
The S /
電力測定器１７１２にて予め定める帯域幅の例を図７に示す。図７の横軸はＦＦＴのポイント数を示す。図７では、Ｎポイントのフーリエ変換を行った例を示しているため、横軸の範囲は０からＮ−１ポイントまでとなる。ここで、ＢＷS0は、プリディストータ３００００に入力される信号の帯域幅ＢＷmの半分を示している。例えば、プリディストータ３００００の入力信号が５ＭＨｚのＬＴＥ信号である場合、ＢＷs0は５ＭＨｚ帯域幅のうちの上半分の２．５ＭＨｚから５ＭＨｚの２．５ＭＨｚ帯域幅である。ＢＷd0は、ＢＷs0に隣接する周波数帯域であり、その帯域幅はＢＷs0の帯域幅と同じである。ここでは、プリディストータ３００００に入力される信号の帯域幅を５ＭＨｚの場合について示したが、入力信号の帯域幅に合わせてＢＷs0とＢＷd0を設定する。
An example of a bandwidth predetermined by the
図８を参照して歪発生経路制御部２８４００の動作を示す。
The operation of the distortion generation path control
［ステップＳ３００］
歪発生経路制御部２８４００は、３次歪発生器２３１１０で発生する歪成分による干渉が予め定めた範囲内となるように３次歪発生器制御部２８１００に指示する。３次歪発生器制御部２８１００は、後述する図１０に示す方法を用いてベクトル調整器１３２１に与える振幅値と位相値の調整量を調整する。３乗算器１１００で発生する歪成分による干渉が予め定めた範囲内となった場合、３次歪発生器制御部２８１００はベクトル調整器１３２１の調整が完了したことを歪発生器制御部２８４００に通知する。
[Step S300]
The distortion generation path control
［ステップＳ３０１］
歪発生経路制御部２８４００は、電力増幅器３３０で発生する３次歪成分のうち上側帯域もしくは下側帯域どちらか一方の成分を低減するように３次歪ベクトル調整器制御部２８２００に指示する。３次歪ベクトル調整器制御部２８２００は、従来の手法である摂動法（参考文献：T. Nojima and T. Konno, “Cuber Predistortion Linearizer for Relay Equipment in 800 MHz Band Land Mobile Telephone System,”IEEE Transactions on vehicular technology, Vol. 34 , Issue 4, pp. 169-177, 1985.））や２次関数近似を用いた方法（上記非特許文献２）を用いて３次歪ベクトル調整器２３２に与える振幅値と位相値の調整量を調整する。
[Step S301]
The distortion generation path control
以下に参考文献に記載された摂動法を用いた振幅値の調整方法を示す。位相値の調整法方法は振幅値と同じである。摂動法による振幅値の調整を説明するため、図９にＰＡの出力のスペクトルを模式的に示す。 A method for adjusting the amplitude value using the perturbation method described in the reference document is shown below. The method of adjusting the phase value is the same as the amplitude value. In order to explain the adjustment of the amplitude value by the perturbation method, the spectrum of the output of the PA is schematically shown in FIG.
３次歪ベクトル調整器制御部２８２００は、３次歪成分上側帯域もしくは３次歪成分下側帯域の何れか一方の帯域を指定し、その帯域内の電力を低減するように３次歪ベクトル調整器２３２の位相値と振幅値をそれぞれ調整する。振幅値の調整では、最初に任意に設定した振幅値Ａ0の前後において指定した帯域内の電力ＰDを歪測定器２７０で測定する。得られた電力ＰDのうち電力が減少する方向へ事前に定めたオフセット値ΔＡだけ振幅値を変更し、電力ＰDを歪測定器２７０で測定する。振幅値の変更と電力ＰDの測定を繰り返すことで電力ＰDが予め定めた閾値以下となる振幅値ＡMINを求める。求めたＡMINを３次歪ベクトル調整器２３２に設定する。
Third-order distortion vector
以下に上記非特許文献２に記載された２次関数近似を用いた振幅値の調整方法を示す。位相値の調整法方法は振幅と同じである。
異なるＬ１点（Ｌ１は３以上の整数）の振幅（Ａ1，Ａ2，…，ＡL1）にてそれぞれ指定した帯域内の電力（Ｐ1，Ｐ2，…，ＰL1）を測定し、用いた振幅（Ａ1，Ａ2，…，ＡL1）と測定した電力（ＰD,1，ＰD,2，…，ＰD,L1）から最小２乗法により振幅値に対する指定した帯域内電力の依存性を示す２次関数（ＰD＝ａ2Ａ2＋ａ1Ａ＋ａ0）の係数（ａ2，ａ1，ａ0）を求める。ａ2，ａ1，ａ0においてＰDを最小にする振幅値ＡMIN（＝−ａ1／２ａ2）を３次歪ベクトル調整器２３２に設定する。位相値についても同様である。ここでは、２次関数を例として説明したが、位相値に対するＰDの依存性として２次関数の係数ではなく三角関数（ＰD＝ｂ2ｃｏｓ（ｂ1−Ｘ）＋ｂ0、Ｘは位相値）の係数（ｂ2，ｂ1，ｂ0）を最小２乗法により求めてもよい。得られた三角関数において指定した帯域の電力を最小にする（即ち、ｂ1−Ｘ＝π）位相値を３次歪ベクトル調整器２３２の位相値ＸMIN（＝ｂ1−π）として設定する。
２次関数近似を用いた計算方法において、係数ａ2が０以下となる場合または２次関数の係数が求まらない場合、ＰDを最小にする振幅値が０以下になる場合、測定した電力のうち最も電力を低くした振幅値をＡMINとしてもよい。
A method for adjusting the amplitude value using the quadratic function approximation described in
Measure the power (P 1 , P 2 ,..., P L1 ) within the band specified by the amplitude (A 1 , A 2 ,..., A L1 ) at different L1 points (L1 is an integer of 3 or more), Specified in-band power for the amplitude value by the least square method from the used amplitude (A 1 , A 2 ,..., A L1 ) and the measured power (P D, 1 , P D, 2 ,..., P D, L1 ) The coefficients (a 2 , a 1 , a 0 ) of a quadratic function (P D = a 2 A 2 + a 1 A + a 0 ) indicating the dependence of a 2, a 1, is set in a 0 to the amplitude value A MIN (= -a 1 / 2a 2) the third-order
In the calculation method using the quadratic function approximation, if a coefficient in the case or secondary function coefficients a 2 becomes 0 or less not obtained, if the amplitude value that minimizes the P D becomes 0 or less was determined The amplitude value with the lowest power among the powers may be A MIN .
３次歪ベクトル調整器制御部２８２００は、３次歪ベクトル調整器２３２の調整に必要となる電力増幅器３３０で発生する３次歪成分の電力を、歪発生経路制御部２８４００を介して歪測定器２７０から得る。もしくは、３次歪ベクトル調整器制御部２８２００が直接歪測定器２７０を制御してもよい。３次歪ベクトル調整器２３２の調整が完了した場合、３次歪ベクトル調整器制御部２８２００は調整が完了したことを歪発生経路制御部２８４００に通知する。
The third-order distortion vector
［ステップＳ３０２］
歪発生経路制御部２８４００は、ＡＣＬＲを測定するように歪測定器２７０に指示する。歪測定器２７０は、測定したＡＣＬＲを歪発生経路制御部２８４００に通知する。ＡＣＬＲは、ディジタルプリディストータ３００００に入力される信号の無線通信方式に定められた規格に応じて設定する。例えばディジタルプリディストータ３００００に入力される信号が下りのＬＴＥ ５ＭＨｚの場合、送信帯域４．５１５ＭＨｚ内の電力と中心周波数から＋／−５ＭＨｚ離調点における４．５１５ＭＨｚ帯域内の電力との比である。以下、中心周波数に対して高い周波数となるＡＣＬＲを上側ＡＣＬＲ、低い周波数となるＡＣＬＲを下側ＡＣＬＲという。加えて、次隣接のＡＣＬＲも測定してもよい。この場合、下りのＬＴＥ ５ＭＨｚの場合、送信帯域４．５１５ＭＨｚ内の電力と＋／−１０ＭＨｚ離調点における４．５１５ＭＨｚ帯域内の電力との比である。５次歪成分の帯域は３次歪成分に比べ広帯域であるため、５次歪成分を補償する場合は次隣接のＡＣＬＲを測定することが望ましい。
[Step S302]
The distortion generation path control
［ステップＳ３０３］
歪発生経路制御部２８４００は、歪測定器２７０から通知された上側／下側ＡＣＬＲがどちらも予め定めた目標値以下となる場合、処理を終了する。ＡＣＬＲが予め定めた目標値を超える場合、以下に示すステップＳ３０４に遷移する。
[Step S303]
The distortion generation path control
［ステップＳ３０４］
歪発生経路制御部２８４００は、ステップＳ３０１と同じ帯域側の歪成分を低減するように３次歪発生器制御部２８１００に指示する。３次歪発生器制御部２８１００は、電力増幅器３３０で発生する３次歪成分を低減するように従来の手法である摂動法や２次関数近似を用いた方法を用いてベクトル調整器１３２１に与える振幅値と位相値の調整量を調整する。３次歪発生器制御部２８１００は、ベクトル調整器１３２１の調整に必要となる電力増幅器３３０で発生する３次歪成分の電力について歪発生経路制御部２８４００を介して歪測定器２７０から得てもよく、直接歪測定器２７０から得てもよい。このステップでは、歪測定器２７０の結果を用いることで電力増幅器３３０にて発生する３次歪成分を低減するようにベクトル調整器１３２１の振幅と位相の調整量を調整する。
ベクトル調整器１３２１の調整が完了した場合、３次歪発生器制御部２８１００は調整が完了したことを歪発生経路制御部２８４００に通知する。
[Step S304]
The distortion generation path control
When the adjustment of the
ステップＳ３０４の後、ステップＳ３０２ａとＳ３０３ａの各処理を行う。ステップＳ３０２ａはステップＳ３０２と同じであり、ステップＳ３０３ａはステップＳ３０３と同じである。ステップＳ３０３ａの処理においてＡＣＬＲが目標値を超える場合、ステップＳ３０１ｂ，Ｓ３０２ｂ，Ｓ３０３ｂの各処理を再度行う。ステップＳ３０１ｂはステップＳ３０１と同じであり、ステップＳ３０２ｂはステップＳ３０２と同じであり、ステップＳ３０３ｂはステップＳ３０３と同じである。これにより、ステップＳ３０４の処理により３次歪成分を低減するように調整された３次歪発生器２３１１０に合わせて３次歪ベクトル調整器２３２を調整するため、ステップＳ３０１ｂ（Ｓ３０１）の処理を再度行わない場合に比べてＡＣＬＲを改善できる場合がある。
ステップＳ３０１ｂの処理を再度行ってもＡＣＬＲが目標値を超える場合、ステップＳ３０５に遷移する。
After step S304, each process of steps S302a and S303a is performed. Step S302a is the same as step S302, and step S303a is the same as step S303. When the ACLR exceeds the target value in the process of step S303a, the processes of steps S301b, S302b, and S303b are performed again. Step S301b is the same as step S301, step S302b is the same as step S302, and step S303b is the same as step S303. Accordingly, in order to adjust the third-order
If the ACLR exceeds the target value even after performing the process of step S301b again, the process proceeds to step S305.
［ステップＳ３０５］
歪発生経路制御部２８４００は、電力増幅器３３０で発生する３次歪成分を低減するように３次歪周波数特性補償器制御部２８３００に指示する。３次歪周波数特性補償器制御部２８３００は、従来の手法である摂動法や２次関数近似を用いた方法を用いて３次歪周波数特性補償器２３３の分割した各帯域に与える振幅値と位相値の調整量を調整する。３次歪周波数特性補償器制御部２８３００は、３次歪周波数特性補償器２３３の調整に必要となる電力増幅器３３０で発生する３次歪成分の電力を、歪発生経路制御部２８４００を介して歪測定器２７０から得る。３次歪周波数特性補償器２３３の調整が完了した場合、３次歪周波数特性補償器制御部２８３００は調整が完了したことを歪発生経路制御部２８４００に通知する。
ステップＳ３０５の後、ステップＳ３０２ｃとＳ３０３ｃの各処理を行う。ステップＳ３０２ｃはステップＳ３０２と同じであり、ステップＳ３０３ｃはステップＳ３０３と同じである。ステップＳ３０３ｃの処理においてＡＣＬＲが目標値を超える場合、ステップＳ３０４の処理に戻る。この一連の処理を予め定めた回数繰り返してもＡＣＬＲが目標値を超える場合は処理を終了してもよい。
[Step S305]
The distortion generation path control
After step S305, steps S302c and S303c are performed. Step S302c is the same as step S302, and step S303c is the same as step S303. If the ACLR exceeds the target value in the process of step S303c, the process returns to step S304. Even if this series of processes is repeated a predetermined number of times, the process may be terminated if the ACLR exceeds the target value.
ステップＳ３００とＳ３０１の順番を入れ替えた場合、３次歪成分を低減できない場合があるため１回目の調整に限り、ステップＳ３００、Ｓ３０１の順に行うことが望ましい。高次歪成分の補償においても同様である。 If the order of steps S300 and S301 is switched, the third-order distortion component may not be reduced. Therefore, it is preferable to perform steps S300 and S301 only in the first adjustment. The same applies to compensation for higher-order distortion components.
上記の各ステップを実施中、電力増幅器３３０で発生する歪成分が無線通信方式の定める規格値を満たさないまたは予め定めた目標値を超える場合、例えば、出力端子５００の前段に配置したスイッチ等のＯＮ／ＯＦＦを制御して、規格を満足しない信号を出力端子５００から出力させないようにする。このとき、図示していない表示ディスプレイに規格値または目標値を満足していないことを表示する機能を制御器２８０００に持たせてもよい。これによりプリディストータ３００００が規格値または目標値を満足していないことを把握することができる。
When the distortion component generated in the
本実施形態は、ステップＳ３０４の処理にて３次歪発生器２３１１０で発生する歪成分による干渉を許容してでも電力増幅器３３０で発生する３次歪成分を低減するようにベクトル調整器１３２１を調整する構成を備えている点が従来手法と異なる。
In the present embodiment, the
図１０を参照して３次歪発生器制御部２８１００の動作を示す。
The operation of the third-order distortion
［ステップＳ１００］
３次歪発生器制御部２８１００はベクトル調整器１３２１に与える振幅の調整量の調整から開始する。これは、３次歪発生器２３１１０の特性上、位相値を初期値０のままとし振幅値を調整するだけで干渉を低減できる場合があり、ベクトル調整器１３２１の調整時間を短縮できるためである。具体的な調整方法は後述する。
[Step S100]
The third-order distortion
［ステップＳ１０１］
３次歪発生器制御部２８１００は、ＢＷs0とＢＷd0の電力をそれぞれ測定するように電力測定部１７０１に指示する。電力測定部１７０１は測定した結果を３次歪発生器制御部２８１００に伝達する。３次歪発生器制御部２８１００は、得られた電力からレベル差Ｒd＝（１０ log10（ＢＷs0／ＢＷd0））計算する。ここでレベル差をデシベルとしているが、比（ＢＷs0／ＢＷd0）でもよく、差（ＢＷs0−ＢＷd0）でもよい。以下では、レベル差をデシベルとした場合を例に説明する。なお、信号処理能力や演算時間等の観点から適した単位を用いることが好ましい。
[Step S101]
Third-order distortion
［ステップＳ１０２］
計算したレベル差Ｒdが予め定めた範囲内（例えば、−０．５＜Ｒd＜０．５）である場合、処理を終了する。レベル差Ｒdが当該範囲内ではない場合、位相の調整（ステップＳ１０３）に遷移する。
線形伝達経路２２０の出力の成分（これは遅延差を除くと分配器１０００の出力と同じである）は３次歪成分と重なり合うため、電力測定部１７０１にて３乗算器１１００の出力からは線形伝達経路２２０の出力の成分を０に低減できたか否かを判別しえない。このため、レベル差Ｒdを０近傍にすることによって、線形伝達経路２２０の出力の成分を少なくともＢＷd0のレベル以下にすることができ、ＢＷs0で生じる干渉を低減できる。
振幅の簡易な設定方法として、レベル差Ｒdが最も小さくなるときの振幅値を設定するようにしてもよい。すなわち、ＢＷs0がＢＷd0に対して最も小さくなるようにしてもよい。これは、３次歪成分の帯域特性が台形状となる場合、ＢＷs0の電力がＢＷd0の電力を下回ることはないためである。
[Step S102]
If the calculated level difference R d is within a predetermined range (for example, −0.5 <R d <0.5), the process is terminated. If the level difference Rd is not within the range, the process proceeds to phase adjustment (step S103).
Since the output component of the linear transmission path 220 (which is the same as the output of the
As a simple method for setting the amplitude, the amplitude value when the level difference R d is minimized may be set. That is, BW s0 may be made the smallest with respect to BW d0 . This is because the power of BW s0 does not fall below the power of BW d0 when the band characteristic of the third-order distortion component is trapezoidal.
［ステップＳ１０３］
３次歪発生器制御部２８１００はベクトル調整器１３２１に与える位相の調整量の調整を行う。具体的な調整方法は後述する。ステップＳ１０３の処理を行った後、ステップＳ１０１の処理を再び行う（ステップＳ１０１ａ）。
[Step S103]
Third-order distortion
［ステップＳ１０４］
ステップＳ１０２の処理と同様に、計算したレベル差Ｒdが予め定めた範囲内である場合、処理を終了する。範囲内ではない場合には、ステップＳ１００の処理に戻る。
ここで、Ｓ１０４の処理が予め定められた回数繰り返された場合には、処理を終了してもよい。この場合、３次歪発生器制御部２８１００は、レベル差Ｒdが最も良い結果（言い換えると、予め定められた範囲に最も近い結果）となる振幅と位相の調整量をベクトル調整器１３２１に設定する。このためには、これまでに設定された振幅と位相に対応するレベル差を記憶しておくのがよい。
[Step S104]
Similar to the processing in step S102, when the calculated level difference R d is within a predetermined range, the processing is terminated. If it is not within the range, the process returns to step S100.
Here, when the process of S104 is repeated a predetermined number of times, the process may be terminated. In this case, the third-order distortion
このようにレベル差Ｒdを計算しＲdを０に近づけるように調整する点が従来技術（上記特許文献１）と異なり、ベクトル調整器１３２１に与える適切な振幅値と位相を従来技術（上記特許文献１）と比べて簡易に求められる場合がある。 Unlike the conventional technique (Patent Document 1) described above, the level difference R d is calculated and adjusted so that R d approaches 0 in this way. There are cases where it is required more simply than in Patent Document 1).
ステップＳ１００の処理における振幅値の調整について詳細を説明する。ここでは、上述の摂動法を参考にした方法を説明する。ステップＳ１０３の処理における位相の調整も同じである。 Details of the adjustment of the amplitude value in the process of step S100 will be described. Here, a method referring to the above-described perturbation method will be described. The phase adjustment in the process of step S103 is the same.
ベクトル調整器１３２１に与える振幅値の初期値をＹ0、振幅の刻み値をΔＹとする。ΔＹは、事前に定めておく。Ｙ0を与えた場合のレベル差Ｒd,0を測定し、記憶する。次いで振幅値をＹ0＋ΔＹとし、レベル差Ｒd,1を記憶する。Ｒd,0とＲd,1を比較し、レベル差が０に近づく方向にΔＹだけ振幅値を変え、予め定めた範囲内にレベル差が収まるまで振幅値にΔＹを加算もしくは減算していく。例えば、Ｒd,0がＲd,1よりも０から遠い場合かつＲd,1が予め定めた範囲内とならない場合、Ｙ0＋２ΔＹを振幅値とし、レベル差Ｒd,2を求める。Ｒd,2がＲd,1よりもさらに０に近づく場合かつＲd,2が予め定めた範囲内とならない場合、さらにΔＹだけ振幅値を変える。ΔＹだけ振幅値を変えた時のレベル差が予め定めた範囲内となった場合、終了する。逆に、Ｒd,2がＲd,1よりも０から遠ざかる場合、ベクトル調整器１３２１に与える振幅値をＹ0＋３ΔＹ／２とするように刻み値ΔＹを小さい値に置換し、レベル差を求めていく。Ｒd,0がＲd,1よりも０に近い場合かつＲd,0が予め定めた範囲内とならない場合は、Ｙ0−ΔＹを振幅値としてレベル差を求める。
ステップＳ１００の処理にてレベル差Ｒdが予め定めた範囲内に入った場合には、ステップＳ１０１の処理を省略してもよい。これによって、レベル差の測定回数を減らすことで計算時間の短縮が図れる。
It is assumed that the initial value of the amplitude value given to the
If the level difference R d falls within a predetermined range in the process of step S100, the process of step S101 may be omitted. Accordingly, the calculation time can be shortened by reducing the number of times of level difference measurement.
ステップＳ１００の処理における振幅値の調整について、摂動法ではなく、図１１に示すフローを用いてもよい。
ステップＳ１１０からＳ１１５に示すように異なる３点の振幅値（Ｙ0，Ｙ1，Ｙ2）においてＢＷs0の電力（Ｐ0，Ｐ1，Ｐ2）をそれぞれ測定し、記憶する。次いで、最小二乗法により振幅値とＢＷs0の関係を示す２次関数（Ｐ＝ａ2Ｙ2＋ａ1Ｙ＋ａ0）の係数（ａ2，ａ1，ａ0）を求める。求めた２次関数においてＰ＝ＢＷd0となるＹADJを導出する。２次関数であるため、２つのＹADJが求まるが、ＹADJは振幅値であり、負の値は存在しないことから正となる値とする（Ｓ１１６）。最後に求めたＹADJをベクトル調整器に設定する（Ｓ１１７）。
ステップＳ１１２においてＢＷs0の電力だけでなくＢＷd0の電力も合わせて測定してもよい。ＢＷs0とＢＷd0の電力からレベル差を求め、レベル差が予め定めた範囲内になった場合、設定した振幅値をＹADJとしてもよい。これにより、振幅値の調整に要する時間を短縮できる。
位相値についても同様の処理を行ってもよい。この場合、２次関数ではなく三角関数（Ｐ＝ｂ2ｓｉｎ（Ｚ−ｂ1）＋ｂ0）の係数（ｂ2，ｂ1，ｂ0）を求めてもよい。ただしＺは位相値である。
For the adjustment of the amplitude value in the process of step S100, the flow shown in FIG. 11 may be used instead of the perturbation method.
As shown in steps S110 to S115, the power (P 0 , P 1 , P 2 ) of BW s0 is measured and stored at three different amplitude values (Y 0 , Y 1 , Y 2 ). Next, coefficients (a 2 , a 1 , a 0 ) of a quadratic function (P = a 2 Y 2 + a 1 Y + a 0 ) indicating the relationship between the amplitude value and BW s0 are obtained by the method of least squares. Y ADJ is derived such that P = BW d0 in the obtained quadratic function. Since it is a quadratic function, two Y ADJ are obtained, but Y ADJ is an amplitude value, and since there is no negative value, it is set to a positive value (S116). Finally, Y ADJ obtained is set in the vector adjuster (S117).
In step S112, not only the power of BW s0 but also the power of BW d0 may be measured together. If the level difference is obtained from the powers of BW s0 and BW d0 and the level difference falls within a predetermined range, the set amplitude value may be set as Y ADJ . Thereby, the time required for adjusting the amplitude value can be shortened.
A similar process may be performed for the phase value. In this case, the coefficient (b 2 , b 1 , b 0 ) of the trigonometric function (P = b 2 sin (Z−b 1 ) + b 0 ) may be obtained instead of the quadratic function. However, Z is a phase value.
ステップＳ１００の処理における振幅値の調整についてＬＭＳといった適応アルゴリズムを用いてもよい。適応アルゴリズムを用いる場合、レベル差Ｒdを誤差とし、レベル差Ｒdを最小化するように振幅値を更新していく。位相値についても同様である。 An adaptive algorithm such as LMS may be used for adjustment of the amplitude value in the process of step S100. When using the adaptive algorithm, a level difference R d and error, continue to update the amplitude value so as to minimize the level difference R d. The same applies to the phase value.
上述の例では電力測定部１７０１がＦＦＴの結果のうち上側の成分を用いた場合について示したが、下側の成分（図２においてＮ／２以上、Ｎ−１以下の範囲の成分）を用いてもよい。３次歪発生器の出力が周波数依存性を持たないため、上側もしくは下側のいずれか一方の成分のみ使用することで、演算負荷を軽減できる。さらに演算負荷を軽減するため、ＢＷs0の帯域幅をＢＷm／２よりも狭めてもよい。
In the above example, the case where the
ところで、ＢＷs0の最小値は１つのＦＦＴポイント数である。このように最小値の場合、ＢＷs0としてＢＷm／２の範囲のうち原点以外の成分を使用する。プリディストータに入力される信号がＯＦＤＭ信号である場合、原点の成分はヌルであることがあり、原点を用いた場合、レベル差を適切に求められないからである。ＢＷd0はＢＷs0と同じ帯域幅とする。ただし、ＢＷd0はＢＷs0に隣接させるのではなく、ＢＷm-ＢＷm／４のように予め定めたオフセット値だけＦＦＴの原点から離れたところをＢＷd0の中心とする。例えば、５ＭＨｚ帯域幅の信号であれば、オフセット値を３．７５ＭＨｚとする。 By the way, the minimum value of BW s0 is one FFT point number. In this way, in the case of the minimum value, components other than the origin in the range of BW m / 2 are used as BW s0 . This is because when the signal input to the predistorter is an OFDM signal, the origin component may be null, and when the origin is used, the level difference cannot be obtained appropriately. BW d0 has the same bandwidth as BW s0 . However, the BW d0 is not adjacent to the BW s0 , but the center of the BW d0 is set at a position separated from the FFT origin by a predetermined offset value such as BW m -BW m / 4. For example, if the signal has a bandwidth of 5 MHz, the offset value is 3.75 MHz.
電力測定部１７０１の構成を図１２に示す構成としてもよい。図１２に示す構成では、電力測定部１７０１に入力された信号を分配器１７２０によってＦＩＲフィルタ１７２１に分配する。ＦＩＲフィルタ１７２１は、ＢＷs0とＢＷd0の成分をそれぞれ抽出し、電力測定器１７２２でそれぞれ電力を求める。この構成を用いた場合、ＦＦＴを行わないため信号処理部の演算量を低減できる。このため、例えば信号処理部の処理速度を低減できるといった利点が生じる場合がある。
The configuration of the
《第２実施形態》
図１３に第２実施形態のプリディストータ４００００とその周辺装置のブロック図を示す。第１実施形態との違いは、５次歪発生経路４３１００が追加されている点と、歪測定器２７１と制御器２８００１のそれぞれの構成にある。
<< Second Embodiment >>
FIG. 13 is a block diagram of the predistorter 40000 and its peripheral devices according to the second embodiment. The difference from the first embodiment is that a fifth-order
分配器２１１は、分配器２１１に入力された信号を線形伝達経路２２０と、３次歪発生経路２３１００と、５次歪発生経４３１００とにそれぞれ分配する。
５次歪発生経路４３１００は、５次歪発生器４３１１０、５次歪ベクトル調整器４３１２０、５次周波数特性補償器２３４３０を備える。５次歪発生器４３１１０は、５次歪発生器４３１１０に入力する信号を５乗し、５次歪成分を生成する。５次歪ベクトル調整器４３１２０は、５次歪発生器４３１１０の出力の振幅と位相をそれぞれ調整する。５次周波数特性補償器２３４３０は、５次歪ベクトル調整器４３１２０の出力を時間領域から周波数領域に変換し、予め定めた帯域毎に５次歪ベクトル調整器４３１２０の出力の振幅と位相をそれぞれ調整してから時間領域に戻し、時間領域に戻された信号を加算器２４０へ出力する。
加算器２４０は、線形伝達経路２２０、３次歪発生経路２３１００、５次歪発生経路４３１００の各出力を合成し、ＤＡＣ２５０に出力する。
The distributor 211 distributes the signal input to the distributor 211 to the linear transmission path 220, the third-order
The fifth-order
The
図１４に５次歪発生器４３１１０のブロック図を示す。５次歪発生器４３１１０は、分配器１０１０、５乗算器１６００、３乗算器１１００、ベクトル調整器１３２２，１３３１、加算器１４１０、電力測定部１９０１を備える。ベクトル調整器１３２２とベクトル調整器１３３１は、５次歪発生器制御部２８１２０の指示に従い入力された信号の振幅と位相を調整する。電力測定部１９０１は、５次歪発生器制御部２８１２０からの指示に従い加算器１４１０の出力における電力を測定するとともに測定した電力を５次歪発生器制御部２８１２０に通知する。
FIG. 14 shows a block diagram of the fifth-
図１５、１６を参照して歪発生経路制御部２８４０１の動作を示す。なお、実質的に同じ処理には手順の前後に関わらず同じステップ番号を付与して重複説明を省略する。
ステップＳ１０００は、ステップＳ３００、Ｓ３０１、３０２を含み、ステップＳ１１００は、ステップＳ４００、Ｓ４０１、Ｓ３０２を含み、ステップＳ１２００は、ステップＳ３０１、Ｓ３０４、Ｓ３０２を含み、ステップＳ１３００は、ステップＳ４０１、Ｓ４０２、Ｓ３０２を含み、ステップＳ１４００は、ステップＳ３０５、Ｓ３０２を含み、ステップＳ１５００は、ステップＳ４０３、Ｓ３０２を含む。
ステップＳ３００、Ｓ３０１、Ｓ３０２、Ｓ３０３は第１実施形態と同じであるため説明を省略する。ただし、５次歪成分を補償するため、ステップＳ３０２では次隣接のＡＣＬＲの測定、ステップＳ３０３では次隣接も含めたすべてのＡＣＬＲを測定する。また、ステップＳ３０３において、測定したすべてのＡＣＬＲが予め定めた目標値以下となる場合に処理を終了する。このとき、次隣接のＡＣＬＲの目標値と隣接のＡＣＬＲの目標値は異なる値でもよい。隣接のＡＣＬＲの目標値よりも次隣接のＡＣＬＲの目標値を無線通信方式の規格値を満たす範囲で緩和することによって、プリディストータ４００００の調整にかかる時間を短縮できる場合がある。
The operation of the distortion generation path control
Step S1000 includes steps S300, S301, and 302, step S1100 includes steps S400, S401, and S302, step S1200 includes steps S301, S304, and S302, and step S1300 includes steps S401, S402, and S302. Step S1400 includes steps S305 and S302, and step S1500 includes steps S403 and S302.
Steps S300, S301, S302, and S303 are the same as those in the first embodiment, and a description thereof will be omitted. However, in order to compensate for the fifth-order distortion component, the next adjacent ACLR is measured in step S302, and all ACLRs including the next adjacent are measured in step S303. In step S303, the process ends when all measured ACLRs are equal to or less than a predetermined target value. At this time, the target value of the next adjacent ACLR and the target value of the adjacent ACLR may be different values. In some cases, the time required for adjustment of the predistorter 40000 can be shortened by relaxing the target value of the next adjacent ACLR within a range that satisfies the standard value of the wireless communication scheme rather than the target value of the adjacent ACLR.
［ステップＳ４００］
歪発生経路制御部２８４０１は、１回目のステップＳ３０３でＡＣＬＲが目標値以下とならない場合、５次歪発生器４３１１０で発生する歪成分による干渉が予め定められた範囲内になるように５次歪発生器制御部２８１２０に指示する。５次歪発生器制御部２８１２０は、後述する方法を用いてベクトル調整器１３２２，１３３１に与える振幅値と位相値の調整量を調整する。干渉が予め定められた範囲内となった場合、５次歪発生器制御部２８１２０はベクトル調整器１３２２，１３３１の調整が完了したことを歪発生器制御部２８４０１に通知する。
[Step S400]
When the ACLR is not less than or equal to the target value in the first step S303, the distortion generation path control
［ステップＳ４０１］
歪発生経路制御部２８４０１は、電力増幅器３３０で発生する５次歪成分のうち上側帯域もしくは下側帯域どちらか一方の成分を低減するように５次歪ベクトル調整器制御部２８２２０に指示する。ここでは、３次歪ベクトル調整器の調整で選んだ帯域と反対側の帯域を選択した場合、歪成分を十分に低減できない懸念があるため、３次歪ベクトル調整器の調整で選んだ帯域と同じ側の帯域を調整対象にすることが望ましい。５次歪ベクトル調整器制御部２８２２０は、上述した摂動法や２次関数近似を用いた方法を用いて５次歪ベクトル調整器４３１２０に与える振幅値と位相値の調整量を調整する。５次歪ベクトル調整器制御部２８２２０は、５次歪ベクトル調整器４３１２０の調整に必要となる電力増幅器３３０で発生する５次歪成分の電力を、歪発生経路制御部２８４０１を介して歪測定器２７１から得る。５次歪ベクトル調整器４３１２０の調整が完了した場合、５次歪ベクトル調整器制御部２８２２０は調整が完了したことを歪発生経路制御部２８４０１に通知する。
[Step S401]
The distortion generation path control
ステップＳ４０１の処理の後、ステップＳ３０２の処理にてＡＣＬＲを測定し、ステップＳ３０３の処理にてＡＣＬＲが目標値以下となるか否かを判定する。目標値以下とならない場合、ステップＳ１２００、Ｓ３０３の順に処理を行う。ステップＳ１２００はステップＳ３０１と、Ｓ３０４と、Ｓ３０２を有する。Ｓ１２００を経たＳ３０３の処理にてＡＣＬＲが目標値以下とならない場合にはステップＳ１３００の処理を行う。ステップＳ１３００はステップＳ４０１と、Ｓ４０２と、Ｓ３０２を有する。 After the process of step S401, the ACLR is measured in the process of step S302, and it is determined in the process of step S303 whether the ACLR is equal to or less than the target value. If it is not less than the target value, processing is performed in the order of steps S1200 and S303. Step S1200 includes steps S301, S304, and S302. If ACLR is not less than or equal to the target value in the process of S303 after S1200, the process of step S1300 is performed. Step S1300 includes steps S401, S402, and S302.
［ステップＳ４０２］
歪発生経路制御部２８４０１は、ステップＳ４０１で選択された帯域と同じ側の帯域の歪成分を低減するように５次歪発生器制御部２８１２０に指示する。５次歪発生器制御部２８１２０は、電力増幅器３３０で発生する５次歪成分を低減するように従来の手法である摂動法や２次関数近似を用いた方法を用いてベクトル調整器１３２２，１３３１に与える振幅値と位相値の調整量を調整する。５次歪発生器制御部２８１２０は、ベクトル調整器１３２２，１３３１の調整に必要となる電力増幅器３３０で発生する５次歪成分の電力を、歪発生経路制御部２８４０１を介して歪測定器２７１から得る。ベクトル調整器１３２２，１３３１の調整が完了した場合、５次歪発生器制御部２８１２０は調整が完了したことを歪発生経路制御部２８４０１に通知する。ステップＳ４０２の処理では、ベクトル調整器１３３１，１３２２の順に調整することが好ましい。また、電力増幅器３３０の特性によってベクトル調整器１３３１，１３２１に与える振幅値と位相値の調整量を繰り返し調整することによって、より５次歪成分を低減できる場合には、調整を繰り返し行うことが好ましい。
ステップＳ４０２の処理の後、ステップＳ３０２とＳ３０３の各処理を行う。ステップＳ３０３の処理においてＡＣＬＲが目標値を超える場合にはステップＳ１４００の処理を行う。
ステップＳ１４００はＳ３０５とＳ３０２の処理を有する。ステップＳ１４００の処理を経たステップＳ３０３の処理においてＡＣＬＲが目標値以下とならない場合にはステップＳ１５００の処理を行う。
ステップＳ１５００の処理はステップＳ４０３とＳ３０２の処理を有する。
[Step S402]
The distortion generation path control
After the process of step S402, each process of steps S302 and S303 is performed. If the ACLR exceeds the target value in the process of step S303, the process of step S1400 is performed.
Step S1400 includes the processes of S305 and S302. If ACLR is not less than or equal to the target value in the process of step S303 after the process of step S1400, the process of step S1500 is performed.
The process of step S1500 includes the processes of steps S403 and S302.
［ステップＳ４０３］
歪発生経路制御部２８４０１は、電力増幅器３３０で発生する５次歪成分を低減するように５次周波数特性補償器制御部２８３２０に指示する。５次周波数特性補償器制御部２８３２０は、従来の手法である摂動法や２次関数近似を用いた方法を用いて５次周波数特性補償器２３４３０の分割した各帯域に与える振幅値と位相値の調整量を調整する。５次周波数特性補償器制御部２８３２０は、５次周波数特性補償器２３４３０の調整に必要となる電力増幅器３３０で発生する５次歪成分の電力を、歪発生経路制御部２８４０１を介して歪測定器２７１から得る。５次周波数特性補償器２３４３０の調整が完了した場合、５次周波数特性補償器制御部２８３２０は調整が完了したことを歪発生経路制御部２８４０１に通知する。
[Step S403]
The distortion generation path control
ステップＳ４０３の処理の後、ステップＳ３０２とＳ４０４の各処理を行う。ステップＳ４０４においてＡＣＬＲが目標値を超える場合にはステップＳ１２００の処理に戻る。この一連の処理を予め定めた回数繰り返してもＡＣＬＲが目標値を超える場合は処理を終了してもよい。
信号処理の回数を減らして調整時間を短縮するため、ステップＳ１２００におけるＳ３０１の後、Ｓ３０２とＳ３０３の各処理を行ってもよい。ステップＳ１３００の処理についても同様である。
After the process of step S403, each process of steps S302 and S404 is performed. If the ACLR exceeds the target value in step S404, the process returns to step S1200. Even if this series of processes is repeated a predetermined number of times, the process may be terminated if the ACLR exceeds the target value.
In order to shorten the adjustment time by reducing the number of times of signal processing, each processing of S302 and S303 may be performed after S301 in step S1200. The same applies to the processing in step S1300.
信号処理を簡易化するため、ステップＳ３０１とＳ３０４の間にＳステップ３０２とＳ３０３を行ってもよい。これによってステップＳ３０１を行うことでＡＣＬＲが目標値以下となる場合にステップＳ３０４の処理を行わないため、信号処理が簡易になる場合がある。Ｓ４０１とＳ４０２の間においても同様である。 In order to simplify the signal processing, S steps 302 and S303 may be performed between steps S301 and S304. As a result, when step S301 is performed and the ACLR becomes equal to or less than the target value, the processing of step S304 is not performed, and thus signal processing may be simplified. The same is true between S401 and S402.
《第３実施形態》
LTE-Advancedといった無線通信方式において、複数の周波数帯域（以下、コンポーネントキャリアともいう）を同時に使用するキャリアアグリゲーション（以下、ＣＡともいう）と呼ばれる技術がある。本実施形態ではＣＡに対応するプリディストータの構成とその制御法を説明する。図１７に２個のコンポーネントキャリアを不連続に配置した例を示すが、連続に配置する場合もある。この実施形態では、図１７に示すように信号帯域Ａｂと信号帯域Ｂｂが離れた帯域にある場合のＣＡに対応するプリディストータを示している。ここでは、信号帯域Ａｂと信号帯域Ｂｂにそれぞれ１つのコンポーネントキャリアを割り当てた場合について説明するが、信号帯域Ａｂと信号帯域Ｂｂにそれぞれ複数のコンポーネントキャリアを割り当てた場合や、信号帯域Ａｂと信号帯域Ｂｂ以外の第３の信号帯域を用いる場合についても同様の考え方で構成を拡張して実施できる。また、本実施形態では周波数特性補償器を示していないが、上述の方法と同様に周波数特性補償器を追加してもよい。
<< Third Embodiment >>
In a wireless communication system such as LTE-Advanced, there is a technique called carrier aggregation (hereinafter also referred to as CA) that uses a plurality of frequency bands (hereinafter also referred to as component carriers) simultaneously. In the present embodiment, a configuration of a predistorter corresponding to CA and a control method thereof will be described. Although FIG. 17 shows an example in which two component carriers are discontinuously arranged, there are cases where they are arranged continuously. In this embodiment, as shown in FIG. 17, a predistorter corresponding to CA in the case where the signal band Ab and the signal band Bb are in a separated band is shown. Here, a case where one component carrier is assigned to each of the signal band Ab and the signal band Bb will be described. However, when a plurality of component carriers are assigned to the signal band Ab and the signal band Bb, respectively, Even when the third signal band other than Bb is used, the configuration can be expanded and implemented in the same way. Further, although the frequency characteristic compensator is not shown in the present embodiment, a frequency characteristic compensator may be added in the same manner as the above-described method.
図１７に示すように２つの帯域にコンポーネントキャリアを割り当てた信号を１つの電力増幅器で増幅した場合、図１７に示す３次歪成分下側帯域Ａｂ１，Ｂｂ１、３次歪成分上側帯域Ａｂ２，Ｂｂ２に歪成分がそれぞれ発生する。例えば、等価低域系を仮定し、信号帯域Ａを用いる複素ベースバンド信号をｓ1、信号帯域Ｂを用いる複素ベースバンド信号をｓ2とし、電力増幅器のモデルを３次べき級数モデルとした場合、電力増幅器で発生する歪成分Ｄは、次式で表せる。
ここで、記号｜・｜は絶対値、*(上付きアスタリスク)は複素共役を表す。上式において、ｓ1 2ｓ2 *とｓ2 2ｓ1 *は信号帯域Ａｂの中心周波数と信号帯域Ｂｂの中心周波数からそれぞれΔＦだけ離れた帯域に発生する歪成分である。ΔＦが大きい場合、信号帯域Ａｂと信号帯域Ｂｂを通過させるフィルタを設置することでｓ1 2ｓ2 *とｓ2 2ｓ1 *を抑圧できる。このため、ｓ1 2ｓ2 *とｓ2 2ｓ1 *はプリディストータで補償しなくともよい。
ここでは、３次歪成分を用いた場合について説明するが、５次以上の高次歪成分を用いた場合についても同様の考え方で構成を拡張して実施できる。
Here, the symbol | · | represents an absolute value, and * (superscript asterisk) represents a complex conjugate. In the above equation, s 1 2 s 2 * and s 2 2 s 1 * are distortion components generated in a band separated by ΔF from the center frequency of the signal band Ab and the center frequency of the signal band Bb, respectively. When ΔF is large, s 1 2 s 2 * and s 2 2 s 1 * can be suppressed by installing a filter that passes the signal band Ab and the signal band Bb. For this reason, s 1 2 s 2 * and s 2 2 s 1 * do not need to be compensated by the predistorter.
Here, a case where a third-order distortion component is used will be described. However, even when a fifth-order or higher-order distortion component is used, the configuration can be extended with the same concept.
図１８に第３実施形態のプリディストータ５００００の構成とその周辺装置を示す。この例における周辺装置は、二つの信号発生装置Ａ，Ｂと、増幅装置９８０と、帰還信号生成装置９６０である。また、この例では、信号発生装置Ａが発生する信号は、１つ目の周波数帯域を用いて送信する複素ベースバンド信号ｓ1であり、Ｉ相信号とＱ相信号（以下、Ｉ／Ｑ信号ともいう）から成るディジタル信号とする。信号発生装置Ｂが発生する信号は、１つ目の周波数帯域とは異なる二つ目の周波数帯域を用いて送信する複素ベースバンド信号ｓ2であり、Ｉ相信号とＱ相信号（以下、Ｉ／Ｑ信号ともいう）から成るディジタル信号とする。 FIG. 18 shows the configuration of a predistorter 50000 according to the third embodiment and its peripheral devices. The peripheral devices in this example are two signal generators A and B, an amplifier 980, and a feedback signal generator 960. Further, in this example, the signal generated by the signal generator A is a complex baseband signal s 1 transmitted using the first frequency band, and an I-phase signal and a Q-phase signal (hereinafter referred to as I / Q signal). Digital signal. The signal generated by the signal generator B is a complex baseband signal s 2 that is transmitted using a second frequency band different from the first frequency band, and includes an I-phase signal and a Q-phase signal (hereinafter, I-phase signal). / Q signal).
プリディストータ５００００は、入力された信号を合成する信号加算器３０８と、歪補償信号を発生するための歪発生経路３０９と、信号発生装置Ａからの信号を信号加算器３０８と歪発生経路３０９に分配する分配器３０２Ａと、信号発生装置Ｂからの信号を信号加算器３０８と歪発生経路３０９に分配する分配器３０２Ｂと、歪発生経路３０９で生じる遅延時間だけ信号加算器３０８の出力信号を遅延させる遅延器を含む線形伝達経路３０１と、線形伝達経路３０１の出力と歪発生経路３０９の出力を合成する信号加算器３０３と、信号加算器３０３の出力（歪補償成分が付加されたディジタルＩ／Ｑ信号）をアナログＩ／Ｑ信号に変換するディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）３０４と、増幅装置９８０の出力の一部を帰還信号として取り込む帰還信号生成装置９６０の出力（アナログＩ／Ｑ信号）をディジタルＩ／Ｑ信号に変換するアナログディジタル変換器（ＡＤＣ）３０５と、ＡＤＣ３０５の出力から歪成分を測定する歪観測器３０６と、歪観測器３０６の出力に基づき、歪発生経路３０９で用いられるベクトル係数（振幅と位相）や周波数特性補償器係数（振幅と位相）などの調整量を決定する制御器３０７を含む。制御器３０７は、３次歪発生器制御部３０７１と、３次歪ベクトル調整器制御部３０７２と、歪発生経路制御部３０７５とを含んでいる。なお、信号発生装置Ａ，Ｂの信号ｓ1，ｓ2が直流を中心としたベースバンド信号の場合、分配器３０２Ａ，３０２Ｂは、信号帯域Ａｂの中心周波数と信号帯域Ｂｂの中心周波数との周波数差となるように各信号発生装置からの信号の周波数をそれぞれシフトさせる。この理由は、周波数をシフトしない場合、同一中心周波数に信号ｓ1と信号ｓ2が生じるからである。周波数のシフトは例えばＦＦＴとＩＦＦＴを用いることで行うことができる。例えば、ＦＦＴによって信号ｓ1，ｓ2を周波数領域に変換し、それぞれの周波数を所望の周波数（例えば、信号ｓ1に対して−ΔＦ／２、信号ｓ2に対して＋ΔＦ／２とする）にシフトさせたのちＩＦＦＴを用いることで行う。
The predistorter 50000 includes a
増幅装置９８０は、ＤＡＣ３０４の出力であるアナログＩ／Ｑ信号を直交変調する直交変調器９８１と、直交変調器９８１からの変調出力の周波数をキャリア周波数に変換するアップコンバータ９８２と、アップコンバータ９８２の出力信号を電力増幅する電力増幅器９８４を含む。電力増幅された高周波信号は出力端子９７０から、例えば図示していないデュープレクサを介してアンテナに供給される。
The amplifying device 980 includes a
帰還信号生成装置９６０は、増幅装置９８０の出力の一部を帰還信号として取り出す方向性結合器９６１と、帰還信号を周波数変換する周波数ダウンコンバータ９６２と、ダウンコンバートされた帰還信号を直交復調する直交復調器９６３を含む。
The feedback signal generator 960 includes a directional coupler 961 that extracts a part of the output of the amplifier 980 as a feedback signal, a frequency down
図１９に歪発生経路３０９の機能ブロック図を示す。
歪補償信号発生経路９０９は、３次歪信号｜ｓ1｜2ｓ1を発生する３次歪発生器９０９２Ａ１と３次歪信号｜ｓ1｜2ｓ1のベクトル係数（振幅と位相）の調整を行う３次歪ベクトル調整器９０９２Ａ２を含む歪信号生成部９０９２Ａと、３次歪信号｜ｓ2｜2ｓ2を発生する３次歪発生器９０９２Ｂ１と３次歪信号｜ｓ2｜2ｓ2のベクトル係数（振幅と位相）の調整を行う３次歪ベクトル調整器９０９２Ｂ２を含む歪信号生成部９０９２Ｂと、相互変調歪信号２｜ｓ2｜2ｓ1と２｜ｓ1｜2ｓ2を発生する相互変調歪生成部３０９５０と相互変調歪信号２｜ｓ2｜2ｓ1のベクトル係数（振幅と位相）の調整を行う副３次歪ベクトル調整器９０９５１と相互変調歪信号２｜ｓ1｜2ｓ2のベクトル係数（振幅と位相）の調整を行う副３次歪ベクトル調整器９０９５２とを含む副歪信号生成部３０９５と、分配器３０２Ａからの信号を歪信号生成部９０９２Ａと副歪信号生成部３０９５にそれぞれ分配する信号分配部９０９１Ａと、分配器３０２Ｂからの信号を歪信号生成部９０９２Ｂと副歪信号生成部３０９５にそれぞれ分配する信号分配部９０９１Ｂと、歪信号生成部９０９２Ａの出力と副歪信号生成部３０９５の出力と歪信号生成部９０９２Ａの出力とを合成する信号合成部３０９３を含む。信号合成部３０９３の出力は信号加算器３０３の入力となる。３次歪ベクトル調整器９０９２Ａ２、３次歪ベクトル調整器９０９２Ｂ２、副３次歪ベクトル調整器９０９５１、副３次歪ベクトル調整器９０９５２のそれぞれで調整するベクトル係数の値は制御器３０７の指示に基づく。３次歪発生器９０９２Ａ１の構成は、３次歪発生器２３１１０と同じである。３次歪発生器９０９２Ｂ１の構成は、３次歪発生器２３１１０と同じである。
FIG. 19 shows a functional block diagram of the
The distortion compensation signal generation path 909, the third-order distortion signal | s 1 | adjustment of vector coefficients of 2 s 1 (amplitude and phase) | a 2 s 1 generated third-order distortion generator 9092A1 and third-order distortion signal | s 1 A distortion signal generator 9092A including a third-order distortion vector adjuster 9092A2, a third-order distortion generator 9092B1 that generates a third-order distortion signal | s 2 | 2 s 2, and a third-order distortion signal | s 2 | 2 s 2. A distortion signal generation unit 9092B including a third-order distortion vector adjuster 9092B2 that adjusts vector coefficients (amplitude and phase), and intermodulation distortion signals 2 | s 2 | 2 s 1 and 2 | s 1 | 2 s 2 Intermodulation distortion generator 30950 to be generated, sub-third distortion vector adjuster 90951 for adjusting vector coefficients (amplitude and phase) of intermodulation distortion signal 2 | s 2 | 2 s 1 , and intermodulation distortion signal 2 | s 1 | Secondary third order distortion that adjusts the vector coefficient (amplitude and phase) of 2 s 2 A sub-distortion signal generation unit 3095 including a vector adjuster 90952, a signal distribution unit 9091A that distributes a signal from the distributor 302A to the distortion signal generation unit 9092A and the sub-distortion signal generation unit 3095, and a signal from the distributor 302B Synthesizes the output of the distortion signal generation unit 9092A, the output of the subdistortion signal generation unit 3095, and the output of the distortion signal generation unit 9092A. The
図２０に相互変調歪生成部３０９５０の構成を示す。相互変調歪生成部３０９５０は、計算回路３０９５０１Ａ，３０９５０１Ｂ、ベクトル調整回路３０９５０２Ａ，３０９５０２Ｂ、合成回路３０９５０３Ａ，３０９５０３Ｂ、電力測定回路３０９５０４Ａ，３０９５０４Ｂを含む。
FIG. 20 shows the configuration of the
計算回路３０９５０１Ａは、信号分配部９０９１Ａ，９０９１Ｂからの出力信号から３次歪成分（上式の２｜ｓ2｜2ｓ1）を生成する。ベクトル調整回路３０９５０２Ａは、３次歪発生器制御部３０７１からの制御情報に基づいて信号分配部９０９１Ａからの出力の振幅と位相を調整する。合成回路３０９５０３Ａは、計算回路３０９５０１Ａからの信号とベクトル調整回路３０９５０２Ａからの信号を合成し、副３次歪ベクトル調整器９０９５１へ出力する。電力測定回路３０９５０４Ａは、３次歪発生器制御部３０７１からの指示に従い合成回路３０９５０３Ａの出力における電力を測定するとともに測定した電力を３次歪発生器制御部３０７１に通知する。
計算回路３０９５０１Ｂは、信号分配部９０９１Ａ，９０９１Ｂからの出力信号から３次歪成分（上式の２｜ｓ1｜2ｓ2）を生成する。ベクトル調整回路３０９５０２Ｂは、３次歪発生器制御部３０７１からの制御情報に基づいて信号分配部９０９１Ｂからの出力の振幅と位相を調整する。合成回路３０９５０３Ｂは、計算回路３０９５０１Ｂからの信号とベクトル調整回路３０９５０２Ｂからの信号を合成し、副３次歪ベクトル調整器９０９５２へ出力する。電力測定回路３０９５０４Ｂは、３次歪発生器制御部３０７１からの指示に従い合成回路３０９５０３Ｂの出力における電力を測定するとともに測定した電力を３次歪発生器制御部３０７１に通知する。
The
副３次歪ベクトル調整器９０９５１は、３次歪ベクトル調整器制御部３０７２からの制御情報に基づいて相互変調歪生成部３０９５０の出力の振幅と位相を調整する。副３次歪ベクトル調整器９０９５２は、３次歪ベクトル調整器制御部３０７２からの制御情報に基づいて相互変調歪生成部３０９５０の出力の振幅と位相を調整する。
Sub-third-order
図２１と図２２を参照して歪発生経路制御部３０７５の動作を示す。ステップＳ３００、Ｓ３０１、Ｓ３０４はそれぞれ第１実施形態のステップＳ３００、Ｓ３０１、Ｓ３０４とそれぞれ同じであるため説明を省略する。また、図２１と図２２にて、実質的に同じ処理には手順の前後に関わらず同じステップ番号を付与して重複説明を省略する。
The operation of the distortion generation
［ステップＳ２０００］
歪発生経路制御部３０７５は、ステップＳ３００の処理と同様の処理によって干渉が予め定められた範囲内となるように３次歪発生器９０９２Ａ１，９０９２Ｂ１、ベクトル調整回路３０９５０２Ａ，３０９５０２Ｂを調整するように３次歪発生器制御部３０７１に指示し、３次歪発生器制御部３０７１の制御の下でそれぞれの位相と振幅が調整される（Ｓ３００ｐ，Ｓ３００ｑ，Ｓ３００ｒ，Ｓ３００ｓ）。ここで、３次歪発生器９０９２Ａ１，９０９２Ｂ１、ベクトル調整回路３０９５０２Ａ，３０９５０２Ｂを順番に制御してもよいものの、同時並行的に行うことによって高速化を図れる場合がある。
[Step S2000]
The distortion generation
歪発生経路制御部３０７５は、ステップＳ３０１の処理と同様の処理によって３次歪成分下側帯域Ａｂ１と３次歪成分上側帯域Ａｂ２のうちどちらか一方の歪成分を選択するとともに、３次歪成分下側帯域Ｂｂ１と３次歪成分上側帯域Ｂｂ２のうちどちらか一方の歪成分を選択し、選択された歪成分を低減するように３次歪ベクトル調整器制御部３０７２に指示し、３次歪ベクトル調整器制御部３０７２の制御の下でそれぞれの位相と振幅が調整される（Ｓ３０１ｐ，Ｓ３０１ｑ，Ｓ３０１ｒ，Ｓ３０１ｓ）。ここで、３次歪ベクトル調整器９０９２Ａ２と副３次歪ベクトル調整器９０９５１を調整する場合、選択された帯域の電力は歪測定器３０６によって測定される。３次歪ベクトル調整器９０９２Ｂ２と副３次歪ベクトル調整器９０９５２を調整する場合、選択された帯域の電力は歪測定器３０６によって測定される。また、３次歪ベクトル調整器９０９２Ａ２，９０９２Ｂ２の処理を同時並行的に行うことで高速化を図れる場合がある。副３次歪ベクトル調整器９０９５１，９０９５２の処理を同時並行的に行う場合も同様である。
The distortion generation
３次歪ベクトル調整器９０９２Ａ２，９０９２Ｂ２、副３次歪ベクトル調整器９０９５１，９０９５２の調整が終わった後、歪発生経路制御部３０７５は、ＡＣＬＲを測定するように歪測定器３０６に指示する。歪測定器３０６は、測定したＡＣＬＲを歪発生経路制御部３０７５に通知する。ＡＣＬＲの測定は送信帯域Ａｂ，Ｂｂについてそれぞれ行う（Ｓ２００１）。
After the third-order distortion vector adjusters 9092A2 and 9092B2 and the sub-third-order
［ステップＳ２１００］
歪発生経路制御部３０７５は、歪測定器３０６から通知された送信帯域Ａｂ，Ｂｂの上側／下側ＡＣＬＲがどちらも予め定めた目標値以下となる場合、処理を終了する。ＡＣＬＲが予め定めた目標値を超える場合、以下に示すステップＳ２２００に遷移する。
[Step S2100]
The distortion generation
［ステップＳ２２００］
歪発生経路制御部３０７５は、ステップＳ２０００で選択された歪成分を低減するように３次歪発生器制御部３０７１と３次歪ベクトル調整器制御部３０７２にそれぞれ指示する。３次歪発生器制御部３０７１は、ステップＳ３０４の処理と同様の処理によって３次歪発生器９０９２Ａ１，９０９２Ｂ１、ベクトル調整回路３０９５０２Ａ，３０９５０２Ｂを制御する。３次歪ベクトル調整器制御部３０７２は、ステップＳ３０１の処理と同様の処理によって３次歪ベクトル調整器９０９２Ａ２，９０９２Ｂ２、副３次歪ベクトル調整器９０９５１，９０９５２を制御する（Ｓ３０１ｐ，Ｓ３０１ｑ，Ｓ３０１ｒ，Ｓ３０１ｓ）。
[Step S2200]
The distortion generation
３次歪発生器９０９２Ａ１，９０９２Ｂ１、ベクトル調整回路３０９５０２Ａ，３０９５０２Ｂ、３次歪ベクトル調整器９０９２Ａ２，９０９２Ｂ２、副３次歪ベクトル調整器９０９５１，９０９５２の調整が終わった後、ステップＳ２００１の処理と同様の処理によってＡＣＬＲを測定する。
ＡＣＬＲが目標値以下となる場合、処理を終了する。ＡＣＬＲが予め定めた目標値を超える場合、ステップＳ２２００の処理を繰り返し行う。
After the adjustment of the third-order distortion generators 9092A1 and 9092B1, the
If the ACLR is equal to or less than the target value, the process is terminated. If the ACLR exceeds a predetermined target value, the process of step S2200 is repeated.
第３実施形態では、二つの異なる周波数帯域を同時に使用する信号を一つの信号発生装置によって発生できない場合を想定した。本発明の実施形態は、このような場合に限定されるものではない。一つの信号発生装置が複数の異なる周波数帯域を同時に使用する信号を発生する場合、当該信号を分波してから帯域ごとに歪信号の生成と調整の各処理を行うことによって、上記各実施形態に帰着させることができる。 In the third embodiment, it is assumed that a signal that uses two different frequency bands simultaneously cannot be generated by one signal generator. The embodiment of the present invention is not limited to such a case. In the case where one signal generator generates a signal that uses a plurality of different frequency bands at the same time, each of the above embodiments is performed by performing each process of generating and adjusting a distortion signal for each band after demultiplexing the signal. Can be reduced to
Claims (6)
Ｋを予め定められた２以上の整数として、
上記入力信号を遅延伝達する線形伝達経路と、
上記入力信号の（２Ｋ−１）次歪信号を生成する（２Ｋ−１）次歪発生器と、当該（２Ｋ−１）次歪信号の振幅と位相を調整する（２Ｋ−１）次歪ベクトル調整器とを含み、上記歪補償成分を出力する歪発生経路と、
上記線形伝達経路の出力と上記歪発生経路の出力とを合成する合成器と、
上記合成器の出力に対して電力増幅を行う上記電力増幅器の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力を測定する歪測定器と、
上記歪測定器の測定結果に基づいて上記歪発生経路の制御を行う制御器と
を含み、
上記（２Ｋ−１）次歪発生器は、上記入力信号から上記（２Ｋ−１）次歪信号および（２Ｋ−１）次未満の各信号を生成するとともに、当該（２Ｋ−１）次未満の各信号の振幅と位相を調整し、
上記制御器は、上記電力増幅器の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力が予め定められた基準を満たすように、上記（２Ｋ−１）次未満の各信号の振幅と位相の調整量を決定する
ことを特徴とするプリディストータ。 A predistorter that preliminarily adds a distortion compensation signal that cancels a distortion component generated in a power amplifier to an input signal,
K is a predetermined integer of 2 or more,
A linear transmission path for delay transmission of the input signal;
A (2K-1) -order distortion generator that generates a (2K-1) -order distortion signal of the input signal, and a (2K-1) -order distortion vector that adjusts the amplitude and phase of the (2K-1) -order distortion signal. A distortion generation path including the adjuster and outputting the distortion compensation component;
A synthesizer that synthesizes the output of the linear transmission path and the output of the distortion generation path;
A distortion measuring instrument that measures adjacent channel leakage power included in the output of the power amplifier that performs power amplification on the output of the combiner;
A controller for controlling the distortion generation path based on the measurement result of the distortion measuring instrument,
The (2K-1) th order distortion generator generates the (2K-1) th order distortion signal and each signal less than the (2K-1) th order from the input signal, and less than the (2K-1) th order. Adjust the amplitude and phase of each signal,
The controller determines the adjustment amount of the amplitude and phase of each signal less than the (2K-1) th order so that the adjacent channel leakage power included in the output of the power amplifier satisfies a predetermined criterion. A predistorter characterized by
上記（２Ｋ−１）次歪発生器は、
Ｋ＝２の場合：
上記入力信号を用いて（２Ｋ−１）次歪信号を発生する（２Ｋ−１）乗算器と、
上記入力信号の振幅と位相を調整するベクトル調整器と、
上記ベクトル調整器の出力と上記（２Ｋ−１）乗算器の出力を加算し、加算結果を上記（２Ｋ−１）次歪発生器の出力とする加算器とを含み、
Ｋ＞２の場合：
ｊは２≦ｊ＜Ｋを満たす各整数を表すとして、
上記入力信号を用いて（２Ｋ−１）次歪信号を発生する（２Ｋ−１）乗算器と、
上記入力信号の振幅と位相を調整するベクトル調整器と、
上記入力信号を用いて（２ｊ−１）次歪信号を発生する（２ｊ−１）乗算器と、上記（２ｊ−１）次歪信号の振幅と位相を調整する（２ｊ−１）次ベクトル調整器と、
上記（２ｊ−１）次ベクトル調整器の出力と上記ベクトル調整器の出力と上記（２Ｋ−１）乗算器の出力を加算し、加算結果を上記（２Ｋ−１）次歪発生器の出力とする加算器を含み、
上記制御器は、
Ｋ＝２の場合：
上記ベクトル調整器に与える振幅と位相の調整量を決定し、
Ｋ＞２の場合：
上記ベクトル調整器に与える振幅と位相の調整量と、上記（２ｊ−１）次ベクトル調整器のそれぞれに与える振幅と位相の調整量を決定する
ことを特徴とするプリディストータ。 The predistorter according to claim 1,
The (2K-1) order distortion generator is
For K = 2:
A (2K-1) multiplier that generates a (2K-1) -order distortion signal using the input signal;
A vector adjuster for adjusting the amplitude and phase of the input signal;
An adder that adds the output of the vector adjuster and the output of the (2K-1) multiplier and uses the addition result as the output of the (2K-1) -order distortion generator;
For K> 2:
j represents each integer satisfying 2 ≦ j <K.
A (2K-1) multiplier that generates a (2K-1) -order distortion signal using the input signal;
A vector adjuster for adjusting the amplitude and phase of the input signal;
(2j-1) multiplier that generates (2j-1) order distortion signal using the input signal, and (2j-1) order vector adjustment that adjusts the amplitude and phase of the (2j-1) order distortion signal And
The output of the (2j-1) th order vector adjuster, the output of the vector adjuster, and the output of the (2K-1) multiplier are added, and the addition result is output as the output of the (2K-1) th order distortion generator. Including an adder to
The controller is
For K = 2:
Determine the amount of amplitude and phase adjustment given to the vector adjuster,
For K> 2:
An amplitude and phase adjustment amount to be given to the vector adjuster and an amplitude and phase adjustment amount to be given to each of the (2j-1) -th order vector adjusters are determined.
上記（２Ｋ−１）次歪ベクトル調整器による上記調整は、上記（２Ｋ−１）次未満の各信号の振幅と位相の調整を経た上記（２Ｋ−１）次歪信号の振幅と位相に対して行われる
ことを特徴とするプリディストータ。 The predistorter according to claim 1 or 2,
The adjustment by the (2K-1) th order distortion vector adjuster is performed with respect to the amplitude and phase of the (2K-1) th order distortion signal after adjustment of the amplitude and phase of each signal less than the (2K-1) order. A predistorter characterized by being performed.
Ｋを予め定められた２以上の整数として、
上記コンポーネントキャリアの信号を遅延伝達する線形伝達経路と、
上記コンポーネントキャリアごとに当該コンポーネントキャリアの信号だけを用いて得られる（２Ｋ−１）次の自己歪信号を生成する（２Ｋ−１）次自己歪信号発生器と、互いに異なる二つ以上の上記コンポーネントキャリアの信号を用いて得られる相互変調歪信号のうち少なくとも一部（以下、自己歪信号と相互変調歪信号のうち少なくとも一部を歪信号と総称する）のそれぞれを生成する相互変調歪信号生成器と、これら歪信号それぞれに対応して設けられており、対応する歪信号の振幅と位相を調整するベクトル調整器とを含み、上記歪補償信号を出力する歪発生経路と、
上記線形伝達経路の出力と上記歪補償信号発生経路の出力とを合成する合成器と、
上記合成器の出力に対して電力増幅を行う上記電力増幅器の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力を測定する歪測定器と、
上記歪測定器の測定結果に基づいて上記歪発生経路の制御を行う制御器と
を含み、
上記（２Ｋ−１）次自己歪信号発生器は、上記（２Ｋ−１）次自己歪信号および当該（２Ｋ−１）次自己歪信号の生成に用いた上記コンポーネントキャリアの信号だけを用いて得られる（２Ｋ−１）次未満の各信号を生成するとともに、当該（２Ｋ−１）次未満の各信号の振幅と位相を調整し、
上記相互変調歪信号生成器は、上記相互変調歪信号生成器に入力される信号の振幅と位相を調整し、
上記制御器は、上記電力増幅器の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力が予め定められた基準を満たすように、上記（２Ｋ−１）次未満の各信号の振幅と位相の調整量と、上記相互変調歪信号生成器に入力される信号の振幅と位相の調整量を決定する
ことを特徴とするプリディストータ。 A predistorter that pre-adds a distortion compensation signal that cancels a distortion component generated in a power amplifier to an input signal including a plurality of component carriers,
K is a predetermined integer of 2 or more,
A linear transmission path for delay transmission of the component carrier signal;
A (2K-1) -order self-distortion signal generator that generates a (2K-1) -order self-distortion signal obtained by using only the component carrier signal for each component carrier, and two or more components different from each other Intermodulation distortion signal generation for generating at least a part of the intermodulation distortion signal obtained by using the carrier signal (hereinafter, at least a part of the self-distortion signal and the intermodulation distortion signal is collectively referred to as a distortion signal). A distortion generating path that outputs the distortion compensation signal, and a vector adjuster that adjusts the amplitude and phase of the corresponding distortion signal.
A combiner that combines the output of the linear transfer path and the output of the distortion compensation signal generation path;
A distortion measuring instrument that measures adjacent channel leakage power included in the output of the power amplifier that performs power amplification on the output of the combiner;
A controller for controlling the distortion generation path based on the measurement result of the distortion measuring instrument,
The (2K-1) th order self-distortion signal generator is obtained using only the (2K-1) th order self-distortion signal and the signal of the component carrier used to generate the (2K-1) th order self-distortion signal. Generating each signal less than (2K-1) th order, and adjusting the amplitude and phase of each signal less than (2K-1) th order,
The intermodulation distortion signal generator adjusts the amplitude and phase of a signal input to the intermodulation distortion signal generator,
The controller controls the amplitude and phase adjustment amount of each signal less than the (2K-1) th order so that the adjacent channel leakage power included in the output of the power amplifier satisfies a predetermined criterion, and the mutual A predistorter for determining an adjustment amount of an amplitude and a phase of a signal input to a modulation distortion signal generator.
上記プリディストータは、
Ｋを予め定められた２以上の整数として、
上記入力信号を遅延伝達する線形伝達経路と、
上記入力信号の（２Ｋ−１）次歪信号を生成する（２Ｋ−１）次歪発生器と、当該（２Ｋ−１）次歪信号の振幅と位相を調整する（２Ｋ−１）次歪ベクトル調整器とを含み、上記歪補償成分を出力する歪発生経路と、
上記線形伝達経路の出力と上記歪発生経路の出力とを合成する合成器と、
上記合成器の出力に対して電力増幅を行う上記電力増幅器の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力を測定する歪測定器と、
上記歪測定器の測定結果に基づいて上記歪発生経路の制御を行う制御器と
を含み、
上記制御方法は、
上記（２Ｋ−１）次歪発生器が、上記入力信号から上記（２Ｋ−１）次歪信号および（２Ｋ−１）次未満の各信号を生成するとともに、当該（２Ｋ−１）次未満の各信号の振幅と位相を調整するステップと、
上記制御器が、上記電力増幅器の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力が予め定められた基準を満たすように、上記（２Ｋ−１）次未満の各信号の振幅と位相の調整量を決定するステップと
を有することを特徴とするプリディストータの制御方法。 A predistorter control method for pre-adding a distortion compensation signal that cancels a distortion component generated in a power amplifier to an input signal,
The predistorter is
K is a predetermined integer of 2 or more,
A linear transmission path for delay transmission of the input signal;
A (2K-1) -order distortion generator that generates a (2K-1) -order distortion signal of the input signal, and a (2K-1) -order distortion vector that adjusts the amplitude and phase of the (2K-1) -order distortion signal. A distortion generation path including the adjuster and outputting the distortion compensation component;
A synthesizer that synthesizes the output of the linear transmission path and the output of the distortion generation path;
A distortion measuring instrument that measures adjacent channel leakage power included in the output of the power amplifier that performs power amplification on the output of the combiner;
A controller for controlling the distortion generation path based on the measurement result of the distortion measuring instrument,
The above control method is
The (2K-1) th order distortion generator generates the (2K-1) th order distortion signal and each signal less than (2K-1) th order from the input signal, and less than the (2K-1) th order. Adjusting the amplitude and phase of each signal;
The controller determines the adjustment amount of the amplitude and phase of each signal less than the (2K-1) th order so that the adjacent channel leakage power included in the output of the power amplifier satisfies a predetermined criterion. And a predistorter control method.
上記プリディストータは、
Ｋを予め定められた２以上の整数として、
上記コンポーネントキャリアの信号を遅延伝達する線形伝達経路と、
上記コンポーネントキャリアごとに当該コンポーネントキャリアの信号だけを用いて得られる（２Ｋ−１）次の自己歪信号を生成する（２Ｋ−１）次自己歪信号発生器と、互いに異なる二つ以上の上記コンポーネントキャリアの信号を用いて得られる相互変調歪信号のうち少なくとも一部（以下、自己歪信号と相互変調歪信号のうち少なくとも一部を歪信号と総称する）のそれぞれを生成する相互変調歪信号生成器と、これら歪信号それぞれに対応して設けられており、対応する歪信号の振幅と位相を調整するベクトル調整器とを含み、上記歪補償信号を出力する歪発生経路と、
上記線形伝達経路の出力と上記歪補償信号発生経路の出力とを合成する合成器と、
上記合成器の出力に対して電力増幅を行う上記電力増幅器の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力を測定する歪測定器と、
上記歪測定器の測定結果に基づいて上記歪発生経路の制御を行う制御器と
を含み、
上記制御方法は、
上記（２Ｋ−１）次自己歪信号発生器が、上記（２Ｋ−１）次自己歪信号および当該（２Ｋ−１）次自己歪信号の生成に用いた上記コンポーネントキャリアの信号だけを用いて得られる（２Ｋ−１）次未満の各信号を生成するとともに、当該（２Ｋ−１）次未満の各信号の振幅と位相を調整するステップと、
上記相互変調歪信号生成器が、上記相互変調歪信号生成器に入力される信号の振幅と位相を調整するステップと、
上記制御器が、上記電力増幅器の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力が予め定められた基準を満たすように、上記（２Ｋ−１）次未満の各信号の振幅と位相の調整量と、上記相互変調歪信号生成器に入力される信号の振幅と位相の調整量を決定するステップと
を有することを特徴とするプリディストータの制御方法。 A predistorter control method for adding in advance a distortion compensation signal that cancels a distortion component generated in a power amplifier to an input signal including a plurality of component carriers,
The predistorter is
K is a predetermined integer of 2 or more,
A linear transmission path for delay transmission of the component carrier signal;
A (2K-1) -order self-distortion signal generator that generates a (2K-1) -order self-distortion signal obtained by using only the component carrier signal for each component carrier, and two or more components different from each other Intermodulation distortion signal generation for generating at least a part of the intermodulation distortion signal obtained by using the carrier signal (hereinafter, at least a part of the self-distortion signal and the intermodulation distortion signal is collectively referred to as a distortion signal). A distortion generating path that outputs the distortion compensation signal, and a vector adjuster that adjusts the amplitude and phase of the corresponding distortion signal.
A combiner that combines the output of the linear transfer path and the output of the distortion compensation signal generation path;
A distortion measuring instrument that measures adjacent channel leakage power included in the output of the power amplifier that performs power amplification on the output of the combiner;
A controller for controlling the distortion generation path based on the measurement result of the distortion measuring instrument,
The above control method is
The (2K-1) -order self-distortion signal generator is obtained using only the (2K-1) -order self-distortion signal and the signal of the component carrier used to generate the (2K-1) -order self-distortion signal. Generating each signal of less than (2K-1) order and adjusting the amplitude and phase of each signal of less than (2K-1) order;
The intermodulation distortion signal generator adjusting the amplitude and phase of a signal input to the intermodulation distortion signal generator;
The controller adjusts the amplitude and phase of each signal less than the (2K-1) th order so that the adjacent channel leakage power included in the output of the power amplifier satisfies a predetermined criterion, and the mutual A method for controlling a predistorter, comprising: determining an adjustment amount of an amplitude and a phase of a signal input to a modulation distortion signal generator.
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