JP2015001503A - 電流検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】１つの磁気コアによって広い範囲の電流検出が可能であり、かつ、過大電流が流れたときにその過大電流を確実に検出可能な電流検出装置を提供する。
【解決手段】測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイル３と、前記磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する発振手段４と、該発振手段から出力される前記矩形波電圧に基づいて前記測定電流を検出する電流検出手段とを少なくとも備えた電流検出装置であって、前記磁気コアに巻回した励磁コイルとは別の検出コイル２１と、該検出コイルの出力電圧が入力されるハイパスフィルタ２２とを備え、前記発振手段は、前記ハイパスフィルタの出力と前記励磁コイルの出力との差分を演算するノイズ除去手段２０を備えている。
【選択図】図２

Description

本発明は、漏電遮断器、漏電警報器などに適用できる電流検出装置に関する。

この種の電流検出装置としては、種々の構成を有するものが提案され、実施されているが、構造的に簡単で微小電流の検出が可能なものとしてフラックスゲート型の電流センサが知られている( 例えば、特許文献１参照) 。
この特許文献１に記載された従来例では、図１０（ａ）に示す構成を有する。すなわち、軟質磁性体製の同形，等大に構成された円環状をなすコア１０１及び１０２と、各コア１０１及び１０２に等しい回数巻回された励磁コイル１０３と、各コア１０１及び１０２にわたるよう一括して巻回された検出コイル１０４とを備えている。

励磁コイル１０３には図示しない交流電源が、また検出コイル１０４には図示しない検出回路が接続されている。そして、両コア１０１及び１０２の中心に電流を測定する対象物たる被測定導線１０５が挿通されている。
励磁コイル１０３はこれに通電したとき両コア１０１及び１０２に生じる磁場が逆相であって互いに打ち消し合うようコア１０１及び１０２に巻回されている。

そして、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電したとき、各コア１０１及び１０２に生じる磁束密度Ｂの経時変化は、図１０（ｂ）に示すようになる。軟質磁性体製のコア１０１及び１０２の磁気特性は磁場の大きさＨが所定の範囲内では磁場の大きさＨと磁束密度Ｂとは直線的な関係にある。しかしながら、磁場の大きさＨが所定値を超えると、磁束密度Ｂが変化しない磁気飽和の状態となる関係にあることから、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電すると、各コア１０１及び１０２に発生する磁束密度Ｂは実線図示のように上下対称の台形波状に変化し、しかも相互に１８０°位相がずれた状態となる。

今、被測定導線１０５に矢印で示す如く下向きに直流電流値Ｉが通電しているものとすると、この直流分に相当する磁束密度が重畳される結果、磁束密度Ｂは図１０（ｂ）に破線で示す如く、台形波のうち、上方の台形波はその幅が拡大され、一方下方の台形波はその幅が縮小された状態となる。

ここで、両コア１０１及び１０２に生じた磁束密度Ｂの変化を正弦波（起電力に対応）で表現すると図１０（ｃ）に示すようになる。この図１０（ｃ）では、前述した図１０（ｂ）で実線図示の台形波に対応して実線図示のように１８０°位相がずれた周波数ｆの正弦波（起電力）が表れるが、これらは１８０°ずれているため互いに打ち消し合う。一方、図１０（ｂ）で破線図示の台形波に対応して図１０（ｃ）には破線図示のような２倍の周波数２ｆの２次高調波が表れる。この２次高調波は位相が１８０°ずれているため、相互に重畳すると図１０（ｃ）の最下段に示すような正弦波信号となり、これが検出コイル１０４で検出される。

この検出コイル１０４で捉えられた検出信号は被測定導線１０５を流れる直流の電流値Ｉに対応しており、これを処理することで電流値Ｉを検出することができる。
また、特許文献２に記載された従来例では、図１１に示すように、感知される電流１２１は、ソフトフェライトのトロイダルルコアを有する小型変成器からなる可飽和コア磁気検知素子１２４の一次巻線を通って流れる。この変成器の２次巻線は一端が電力スイッチ１２３に接続され、この電力スイッチ１２３は、電源１２２から二次巻線に供給される電圧の極性を交互に切り替える。また、二次巻線の他端は、検知装置１２５に接続される。

電力スイッチ１２３が正極性を有する電流を供給すると、可飽和コア磁気検知素子１２４の二次巻線に流れる電流によりコアを飽和させる。コアが飽和すると、検知装置１２５の両端の電圧が急激に上昇し、検知装置１２５から出力される制御信号１２７はヒステレシススイッチ１２６に供給される。制御信号１２７があるレベルに到達したとき電力スイッチ１２３を反転させることで、可飽和コア磁気検知素子１２４の二次巻線に流れる電流の極性を切り替える。

これにより、可飽和コア磁気検知素子１２４には負極性の電流が供給され、コアの磁化は減少し、反対方向にコアが飽和される。すると、検知装置１２５の両端の電圧は、急激に負方向に上昇し、ヒステレシススイッチ１２６を介して電力スイッチ１２３の極性を切り替え、二次巻線に供給されている電圧の極性を反転させる。このように、このシステムは安定して周期的パターンで動作を繰り返す。

感知される電流１２１に比例する出力を得るために、ローパスフィルタ１２８が電力スイッチ１２３の出力に接続されて、混在する磁化電流成分の大部分を除去する。このローパスフィルタ１２８の出力線１２９における信号は感知される電流１２１に含まれる直流成分を含む非常に低い周波数成分である。感知される電流１２１の高周波成分は、変成器１３１の二次巻線に誘起されるので、変成器１３１の出力信号１３２は、出力線１２９における信号を電力増幅器１３０で増幅した直流成分を含む非常に低い周波数成分と高周波成分を含んでいる。これにより、広い周波数帯域にわたって電流の測定ができる。

特開２０００−１６２２４４号公報 特許第２９２３３０７号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、２つのコア１０１及び１０２を使用するため、実際にはコア１０１及び１０２の磁気特性を完全に一致させることは困難であるため、磁気特性の違いにより励磁電流ｉｅｘによる電圧が完全に打ち消されることなく発生してしまう。これが２次高調波成分に対応した検出電圧のＳ／Ｎ比を悪化させ、微小電流の検知が難しいという未解決の課題がある。また、少なくとも２つのコア１０１，１０２を使用するので、小型化や低コスト化を実現し難いという未解決の課題もある。
さらに、コア１０１、１０２を飽和領域まで励磁する必要があるので、大きな励磁電流が必要となり、センサの消費電流が大きいという未解決の課題もある。

一方、前記特許文献２に記載された電流センサは直流成分を含む非常に低い周波数成分の大電流を測定した場合、可飽和コア磁気検知素子１２４が可飽和する前に電力スイッチ１２３が切り替わってしまうので、ローパスフィルタ１２８の出力線１２９における信号は零に近づく。このため、特許文献２に記載された電流センサでは、ローパスフィルタを介して直流成分を含む非常に低い周波数成分を分離しているので、ノイズの影響を除去することはできるが、微小電流から大電流までの広い電流範囲の測定ができないという未解決の課題がある。さらに、少なくとも２つの変成器を使用するので、小型化や低コスト化を図ることが難しいという未解決の課題がある。

そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、１つの磁気コアによって広い範囲の電流検出がノイズの影響を受けることなく可能であり、かつ、過大電流が流れたときにその過大電流を確実に検出可能な電流検出装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するために、本発明に係る電流検出装置の第１の態様は、測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、設定した閾値に応じて、前記磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、当該励磁コイルに供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する発振手段と、該発振手段から出力される前記矩形波電圧に基づいて前記測定電流を検出する電流検出手段とを少なくとも備えた電流検出装置である。そして、前記磁気コアに巻回した励磁コイルとは別の検出コイルと、該検出コイルの出力電圧が入力されるハイパスフィルタとを備え、前記発振手段は、前記ハイパスフィルタの出力と前記励磁コイルの出力との差分を演算するノイズ除去手段を備えている。
また、本発明に係る電流検出装置の第２の態様は、前記ノイズ除去手段が、前記ハイパスフィルタの出力と前記励磁コイルの出力とが入力される差動増幅回路で構成されている。

また、本発明に係る電流検出装置の第３の態様は、前記差動増幅回路が、オペアンプと、該オペアンプの反転入力側及び前記ハイパスフィルタ間に介挿された第１の抵抗と、前記反転入力側及び出力側間に接続された第２の抵抗と、前記オペアンプの非反転入力側及び前記励磁コイル間に接続された第３の抵抗と、前記第３の抵抗及び前記オペアンプの非反転入力側間の接続点と接地との間に接続された第４の抵抗とを備えている。
また、本発明に係る電流検出装置の第４の態様は、前記電流検出手段が、前記発振回路から出力される矩形波電圧のデューティ比を検出し、検出したデューティ比に基づいて測定電流の過大電流を検出する第１の過大電流検出手段を備えている。

また、本発明に係る電流検出装置の第５の態様は、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の周波数に基づいて測定電流の過大電流を検出する第２の過大電流検出手段を備えている。
また、本発明に係る電流検出装置の第６の態様は、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の波高値に基づいて前記測定電流の過大電流を検出する第３の過大電流検出手段を備えている。

本発明によれば、微小電流から大電流までの検知を１つの磁気コアで実現できるので、より広範囲な電流監視等が可能な電流検出装置を小型化、低コストで算出することができる。さらに、ノイズ信号などによる誤動作を排除することができ、周囲環境条件による影響を受けることが少ない高信頼性を有する電流検出装置を提供することができる。

本発明の電流検出装置の実施形態の構成の示す図である。 図１の発振回路及びハイパスフィルタ回路の具体的構成を示す回路図である。 電流検出回路、周波数検出回路、振幅検出回路及び出力判定回路の具体的構成を示す回路図である。 磁気コアのＢ−Ｈ特性曲線を説明する図である。 測定電流Ｉ＝０のときの磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。 測定電流Ｉが０〜Ｉ_１の範囲にあるときの磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。 測定電流ＩがＩ_１〜Ｉ_２の範囲にあるときの磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。 測定電流ＩがＩ_３以上のときの磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。 実施形態の各部の波形例を示す波形図である。 特許文献１記載の従来装置を説明する図である。 特許文献２記載の従来装置を説明する図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
〔実施形態の構成〕
図１は、本発明の電流検出装置の実施形態の構成を示す図である。図２は、図１の発振回路及びハイパスフィルタ回路の具体的構成を示す回路図である。図３は、図１の電流検出回路、周波数検出回路、振幅検出回路及び出力判定回路の構成を具体化したブロック図である。

この実施形態に係る電流検出装置は、図１に示すように、導線１ａ、１ｂに流れる電流Ｉａ、Ｉｂの差である測定電流Ｉを検出するものであり、導線１ａ、１ｂの回りにリング状の磁気コア２が配設されている。つまり、磁気コア２内に導線１ａ、１ｂが挿通されている。
導線１ａ、１ｂは、例えば漏電検知などの対象物に設けられ、例えば１０Ａ〜８００Ａの往復の電流Ｉが流れる導線であって、健全状態では導線１ａ、１ｂに流れる電流の和はゼロであるが、漏電や地絡などで導線１ａ、１ｂに流れる電流の和が零にならず、検出対象とする例えば１５ｍＡ〜５００ｍＡ程度の微小な差異電流が流れる。

そして、この実施形態では、図１に示すように、励磁コイル３と、発振回路４と、電流検出回路５と、周波数検出回路６、振幅検出回路７及び出力判定回路８とを備えている。
磁気コア２には、励磁コイル３が所定巻数で巻回されており、この励磁コイル３に発振回路４から励磁電流が供給される。
発振回路４は、後述のように、設定したしきい値に応じて、磁気コア２を飽和状態またはその近傍の状態で、励磁コイル３に供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する。

発振回路４は、図２に示すように、コンパレータとして動作するオペアンプ１１を備えている。
このオペアンプ１１の出力側が、励磁コイル３及び抵抗１２を介して接地されている。そして、励磁コイル３及び抵抗１２との接続点がノイズ除去回路２０を介してオペアンプ１１の反転入力側に接続されている。また、オペアンプ１１の非反転入力側は、オペアンプ１１の出力側及びグランド間に直列に接続された分圧抵抗１３及び１４間の接続点に接続されている。そして、オペアンプ１１の出力側が出力端子１５に接続されている。

また、磁気コア２には、励磁コイル３とは別の検出コイル２１が巻装され、この検出コイル２１が磁気コア２の周囲に配置されたインバータ回路等の高周波ノイズ発生源のノイズを通過させるカットオフ周波数に設定されたハイパスフィルタ回路２２に接続されている。
ノイズ除去回路２０は、オペアンプ３０を有する差動増幅回路の構成を有する。すなわち、オペアンプ３０の反転入力側が第１の抵抗３１を介してハイパスフィルタ回路２２の出力側に接続されている。また、オペアンプ３０の反転入力側及び出力側間に第２の抵抗３２が接続されている。さらに、オペアンプ３０の非反転入力側が第３の抵抗３３を介して励磁コイル３の一端に接続されている。また、第３の抵抗Ｒ３３とオペアンプ３０の非反転入力側との間の接続点と接地との間に第４の抵抗３４が接続されている。

そして、抵抗３１〜３４の抵抗値を同一抵抗値に設定することにより、差動増幅回路を減算回路として構成することができる。つまり、抵抗３１への入力電圧をＶ１とし、抵抗３３への入力電圧をＶ２とし、抵抗３１及び３３を同一抵抗値Ｒ１とし、抵抗３２及び３４を同一抵抗値Ｒ２としたとき、オペアンプ３０の出力電圧Ｖｏは、下記（１）式で表される。
Ｖｏ＝（Ｒ２／Ｒ１）（Ｖ２−Ｖ１） ……（１）

さらに抵抗値Ｒ１及びＲ２を等しくすることにより、Ｖｏ＝Ｖ２−Ｖ１となり減算回路となる。
そして、抵抗３３は励磁コイル３に接続され、抵抗３１はハイパスフィルタ回路２２に接続されており、ハイパスフィルタ回路２２では、インバータ回路等のノイズ発生源からの高周波ノイズを通過させるので、ノイズ除去回路２０で励磁コイル３の出力からハイパスフィルタ回路２２を通過した高周波ノイズ分を減算することにより、高周波ノイズ成分を除去することができる。

電流検出回路５は、図３に示すように、デューティ比検出回路５１で構成されている。このデューティ比検出回路５１は、後述のように、発振回路４の出力電圧Ｖａを基に出力電圧Ｖａのデューティ比を検出し、測定電流Ｉを表す電圧信号でなる電流検出信号を出力する。
周波数検出回路６は、図３に示すように、ハイパスフィルタ回路６１と、絶対値検出回路６２とを備えている。

ハイパスフィルタ回路６１は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａをフィルタ処理して出力する。絶対値検出回路６２は、ハイパスフィルタ回路６１の出力電圧の絶対値を検出して電圧信号でなる周波数検出信号を出力する。
振幅検出回路７は、図３に示すように、絶対値検出回路７１で構成されている。
絶対値検出回路７１は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａの絶対値（波高値）を検出し、電圧信号でなる波高値信号を出力する。

出力判定回路８は、図３に示すように、電流検出回路５のデューティ比検出回路５１から出力される電流検出信号と基準信号Ｖｂ０とを比較する第１の過大電流検出手段としてのコンパレータ８１を備えている。このコンパレータ８１では、電流検出信号の値が基準信号Ｖｂ０を下回ったときに過電流状態を表すハイレベルの過電流検出信号ＯＣ０をオア回路８２に出力する。

また、出力判定回路８は、図３に示すように、周波数検出回路６の絶対値検出回路６２から出力される周波数検出信号と基準信号Ｖｂ１とを比較する第２の過大電流検出手段としてのコンパレータ８３を有する。このコンパレータ８３は周波数検出信号の値が基準信号Ｖｂ１を上回ったときに過電流状態を表すハイレベルの過電流検出信号ＯＣ１をオア回路８５に出力する。

また、出力判定回路８は、図３に示すように、振幅検出回路７の絶対値検出回路７１から出力される振幅検出信号と基準信号Ｖｂ２とを比較する第３の過大電流検出手段としてのコンパレータ８４を有する。このコンパレータ８４は、振幅検出信号の値が基準信号Ｖｂ２を下回ったときに過電流状態を表すハイレベルの過電流検出信号ＯＣ２をオア回路８５に出力する。
そして、オア回路８５の論理和出力がオア回路８２に出力され、このオア回路８２から過電流状態の有無を表す出力判別信号が出力される。

次に、上記実施形態の動作を説明する。
（発振回路の動作）
まず、発振回路４の動作について、図２を参照して説明する。
説明を簡単にするため、ノイズ除去回路２０が接続されておらず、励磁コイル３及び抵抗１２の接続点が直接オペアンプ１１の反転入力端子に接続されているものとする。
この発振回路４では、分圧抵抗１３及び１４の接続点Ｅの閾値電圧Ｖｔｈがオペアンプ１１の非反転入力側に供給されており、この閾値電圧Ｖｔｈと励磁コイル３及び抵抗１２との接続点Ｄの電圧Ｖｄとが比較されて、その比較出力が矩形波の出力電圧Ｖａとして出力側から出力される（例えば図９（ｂ）〜（ｄ）参照）。

いま、オペアンプ１１の出力側の出力電圧Ｖａがハイレベルとなると、これが励磁コイル３に印加される。このため、励磁コイル３を出力電圧Ｖａと抵抗１２の抵抗値Ｒ１２とに応じた励磁電流Ｉ_Ｌで励磁する。このとき、励磁電流Ｉ_Ｌは、図９（ａ）に示すように、励磁コイル３のインダクタンスＬと抵抗１２の抵抗値Ｒ１２で決まる時定数で上昇する。
このとき、オペアンプ１１の非反転入力側には、抵抗１３および抵抗１４の接続点Ｅが接続されているため、抵抗１３と抵抗１４で分圧された電圧が閾値電圧Ｖｔｈとして入力されている。一方、オペアンプ１１の反転入力側の励磁コイル３および抵抗１２の接続点Ｄの電圧Ｖｄは、励磁コイル３の励磁電流Ｉ_Ｌの増加に応じて増加する。そして、その電圧Ｖｄ＝Ｒ１２×Ｉ_Ｌが閾値電圧Ｖｔｈを上回ると、オペアンプ１１の出力電圧Ｖａがローレベルに反転する。

これに応じて励磁コイル３に流れる励磁電流Ｉ_Ｌの極性が反転し、励磁電流Ｉ_Ｌの励磁コイル３のインダクタンスＬと抵抗１２の抵抗値Ｒ１２で決まる時定数で減少する。
このとき、閾値電圧Ｖｔｈは、出力電圧Ｖａがローレベルになっているので、閾値電圧Ｖｔｈも低い電圧となる。そして、接続点Ｄの電圧Ｖｄが励磁コイル３の励磁電流Ｉ_Ｌの減少に応じて減少し、閾値電圧Ｖｔｈを下回ると、オペアンプ１１の出力電圧Ｖａは図９（ｂ）〜（ｄ）に示すようにハイレベルに反転する。

図９（ａ）では、ハイレベルからローレベルへの閾値励磁コイル電流をＩ_Ｌ２、ローレベルからハイレベルへの閾値励磁コイル電流をＩ_Ｌ１としている。
このような動作により、発振回路４の出力電圧Ｖａは、図９（ｂ）〜（ｄ）に示すように、ハイレベルとローレベルを交互に繰り返す矩形波電圧となり、発振回路４は非安定マルチバイブレータとして動作する。そして、励磁コイル３の励磁電流は、図９（ａ）に示すように、増加と減少を交互に繰り返す鋸歯状波電流となる。

ところで、磁気コア２のコア材質は高透磁率μを有する軟磁性材料が使用される。このようなコアを使用した環状リング磁気コアに巻回した励磁コイルに電流が流れると、この電流によりコアに磁界Ｈが生じてコア内部に磁束密度Ｂの磁束が発生する。コアの磁界Ｈと磁束密度の特性（Ｂ−Ｈ特性）は、図４に示すように磁界Ｈが増加すると磁束密度Ｂが急激に上昇する。そして、磁界Ｈがある値以上になると磁束密度Ｂの上昇は緩やかになり、その後は磁束密度が飽和する飽和領域（飽和磁束密度Ｂｓ）になる。

（磁気コアと発振回路との関係）
次に、磁気コア２と発振回路４との関係について説明する。
ここで、磁気コア２のＢ−Ｈ特性は、実際には図４の実線で示すようにヒステリシスを有する。しかし、説明をわかり易くするために、磁気コア２のＢ−Ｈ特性は、図４の破線で示すヒステリシスの中心値の特性を有するものとする。

いま、発振回路４からの矩形波電圧が、磁気コア２に巻回した励磁コイル３に印加されるものとする。このとき、磁気コア２の環状リング内に流れる測定電流Ｉ＝０の場合は、磁気コア２の内部の磁界Ｈおよび磁束密度Ｂは、図５（ａ）のＢ−Ｈ特性の太線の部分が動作領域となる。すなわち、磁気コア２の内部の磁界Ｈおよび磁束密度Ｂは、正側および負側が対称な状態での使用になる。

また、磁気コア２の平均磁路長をｌｍ、励磁コイル３の磁気コア２への巻数をＮとすると、Ｎ×Ｉ_Ｌ＝Ｈ×ｌｍの関係があるので、磁界Ｈは励磁電流Ｉ_Ｌに比例し、透磁率μはＢ−Ｈ特性の傾き（μ＝ｄＢ／ｄＨ）のため、励磁電流Ｉ_Ｌと透磁率μの関係は図５（ｂ）で表すことができる。
また、励磁コイル３のインダクタンスＬは、次の式で表すことができる。

ここで、φは磁気コア２内の磁束、Ｓは磁気コア２の断面積である。
上式によれば、励磁コイル３のインダクタンスＬは透磁率μに比例するため、図５（ｂ）は励磁電流Ｉ_ＬとインダクタンスＬに関係を表す特性曲線をみることができる。測定電流Ｉ＝０の場合には、図５（ｂ）の動作範囲は実線の太線部分であるため、励磁コイル３のインダクタンスＬは、ほぼ一定値（Ｌ_０）となる。

したがって、磁気コア２の環状リング内に流れる測定電流Ｉ＝０の場合には、発振回路４の励磁コイル３の励磁電流Ｉ_Ｌの増加時、減少時にかかわらず、励磁コイル３のインダクタンスＬは同一値Ｌ_０となる。このため、励磁電流Ｉ_Ｌの増加時および減少時の時定数が同一値となり、発振回路４の出力電圧（矩形波電圧）Ｖａのハイレベルとローレベルは１：１のデューティ比になる。
このため、測定電流Ｉ＝０のときには、励磁コイル３の励磁電流Ｉ_Ｌは図９（ａ）の実線のようになり、発振回路４の出力電圧は図９（ｂ）の実線のようになる。

次に、磁気コア２の環状リング内に測定電流Ｉとして電流Ｉ_１が流れたとする。
この電流Ｉ_１は、導線１ａを流れる電流Ｉａと、導線１ｂに流れる電流Ｉｂの差の電流であり、漏電や地絡に対応する電流である。電流Ｉ_１が流れると、電流Ｉ_１による磁界Ｈ_１が磁気コア２内に発生する。この磁界Ｈ_１により、磁気コア２のＢ−Ｈ特性曲線は、図６（ａ）のように、測定電流Ｉ＝０のときの磁界Ｈに対して磁界Ｈ_１の分だけシフトした特性曲線となる。

このような特性の磁気コア２に巻回される励磁コイル３に、発振回路４からの矩形波電圧が印加されると、磁気コア２の動作領域は図６（ａ）の実線の太線部分となる。このため、図６（ｂ）の実線の太線部分が動作領域での励磁コイル３のインダクタンスＬとなる。そして、励磁コイル３のインダクタンスＬは、励磁電流Ｉ_Ｌ が負の場合は測定電流Ｉ＝０の場合のインダクタンスＬとほぼ同一値（Ｌ_０）であるが、励磁電流Ｉ_Ｌが正の場合はＬ_０より小さな値となる。

そのため、励磁電流Ｉ_Ｌ が増大する場合は、発振回路４の抵抗１２による抵抗値Ｒ１２と励磁コイル３のインダクタンスＬによる時定数が、測定電流Ｉ＝０の場合より小さくなるので、励磁電流Ｉ_Ｌの立ち上がりが早くなる。一方、励磁電流Ｉ_Ｌが減少する場合は、測定電流Ｉ＝０の場合とほぼ同じ時定数で、励磁電流Ｉ_Ｌが立ち下がる。このため、励磁コイル３の励磁電流Ｉ_Ｌは図９（ａ）の点線のようになり、発振回路４の出力電圧は図９（ｃ）の点線のようになる。

したがって、発振回路４の出力電圧Ｖａのオフレベルの期間Ｔ_Ｌ１は、測定電流Ｉ＝０の場合のオフレベルの期間Ｔ_Ｌ０とほぼ同じであるが、そのオンレベルの期間Ｔ_Ｈ１は、測定電流Ｉ＝０の場合のオンレベルの期間Ｔ_Ｈ０よりも小さくなる。このため、発振回路４の出力電圧Ｖａは、オンレベルとオフレベルのデューティが変化する。
この結果、測定電流Ｉが０からＩ_１の範囲では、発振回路４の矩形波電圧である出力電圧Ｖａのデューティ比が、測定電流Ｉ（電流Ｉａと電流Ｉｂの差の電流値）に応じて変化する。

次に、測定電流ＩがＩ_１よりもさらに大きなＩ_２になると、電流Ｉ_２による磁界Ｈ_２が磁気コア２内に発生する。この磁界Ｈ_２により、磁気コア２のＢ−Ｈ特性曲線は、図７（ａ）のように、測定電流Ｉ＝０のときの磁界Ｈに対して磁界Ｈ_２の分だけシフトした特性曲線となる。
このような特性の磁気コア２に巻回される励磁コイル３に、発振回路４からの矩形波電圧が印加されると、磁気コア２の動作領域は図７（ａ）の実線の太線部分となる。このため、図７（ｂ）の実線の太線部分が動作領域での励磁コイル３のインダクタンスＬとなる。そして、励磁コイル３のインダクタンスＬは、励磁電流Ｉ_Ｌが正負のいずれの場合であっても、測定電流Ｉ＝０の場合のインダクタンスＬ_０より小さな値となる。

そのため、励磁電流Ｉ_Ｌは、立ち上がりおよび立ち下がりのいずれの場合も、測定電流Ｉ＝０の場合に比べて早くなる。このため、励磁コイル３の励磁電流Ｉ_Ｌは図９（ａ）の一点鎖線のようになり、発振回路４の出力電圧Ｖａは図９（ｄ）の一点鎖線のようになる。
このように、測定電流ＩがＩ_１よりもさらに大きなＩ_２の場合には、発振回路４の出力電圧Ｖａのオンレベル期間Ｔ_Ｈ２とオフレベル期間Ｔ_Ｌ２の双方が短くなる。このため、オンレベル期間とオフレベル期間のデューティ比が測定電流Ｉに応じて比例しなくなり、デューティ比のみの検出では測定電流Ｉを検出できなくなる。

測定電流Ｉがこのような検出領域になると、発振回路４の矩形波からなる出力電圧Ｖａの発振周波数ｆは、次式のようになり、測定電流Ｉ＝０の場合の発振周波数ｆにくらべて高くなる。
ｆ＝１／（Ｔ_Ｈ２＋Ｔ_Ｌ２）

このように、発振回路４の出力電圧Ｖａの周波数が急激に高くなるので、発振回路４を構成するオペアンプの特性（スルーレートなど）により出力電圧Ｖａの波高値が減少を始める。
その後、測定電流ＩがＩ_２ よりもさらに大きなＩ_３ になると、磁気コア２は図８に示すように完全飽和領域になり、励磁コイル３のインダクタンスＬはほぼ零となり、発振回路４は発振が不可能となって発振を停止する。

以上述べた磁気コア２の環状リング内に生じる測定電流Ｉと、発振回路４の出力電圧Ｖａの状態との関係をまとめると、以下のようになる。
（１）測定電流Ｉ＝０のとき
このときには、発振回路４の出力電圧（矩形波電圧）Ｖａは、図９（ｂ）の実線のように、ハイレベルとローレベルは１：１のデューティ比になる。

（２）測定電流Ｉが０からＩ_１の範囲のとき
このときには、発振回路４の出力電圧Ｖａは、図９（ｃ）の点線のようになり、そのデューティ比が測定電流Ｉ（電流Ｉａと電流Ｉｂの差の電流値）に応じて変化する。したがって、この範囲では、電流検出回路５で発振回路４の出力電圧Ｖａのデューティ比を検出することにより、測定電流Ｉを検出できる。

（３）測定電流ＩがＩ_１からＩ_２の範囲のとき
このときには、発振回路４の出力電圧Ｖａは、図９（ｄ）の一点鎖線のようになり、その発振周波数が測定電流Ｉ＝０の場合に比べて高くなる。さらに、発振回路４の出力電圧Ｖａの波高値（振幅）が減少するようになる。したがって、この範囲では、周波数検出回路６または振幅検出回路７で、発振回路４の出力電圧Ｖａの周波数または振幅を検出することにより、測定電流Ｉを検出できる。
（４）測定電流ＩがＩ_３以上のときには、発振回路４は発振動作を停止する。

このように、測定電流Ｉと発振回路４の出力電圧Ｖａには上記の（１）〜（４）の関係がある。
そこで、この実施形態では、（２）（３）の関係を利用して測定電流Ｉが過大電流であるか否を検出するようにし、このため、発振回路４の後段に電流検出回路５、周波数検出回路６、および振幅検出回路７をそれぞれ設けている（図１、図３参照）。

（電流検出回路などの動作）
次に、電流検出回路５、周波数検出回路６、及び振幅検出回路７のそれぞれの動作について、図１を参照して説明する。
まず、測定電流Ｉが０からＩ_１の範囲のときには、電流検出回路５のデューティ比検出回路５１の動作が有効である。
すなわち、デューティ比検出回路５１は、発振回路４の出力電圧Ｖａのハイレベル期間およびローレベル期間をそれぞれ測定し、この測定結果を基に出力電圧Ｖａのデューティ比を検出し、このデューティ比検出回路５１から出力される電圧信号でなる測定電流Ｉに応じた電流検出信号を出力判定回路８へ出力する。

次に、測定電流ＩがＩ_１からＩ_２の範囲のときには、周波数検出回路６と振幅検出回路７の動作が有効である。
すなわち、周波数検出回路６は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａの周波数をハイパスフィルタ回路６１で検出し、そのフィルタ出力を絶対値検出回路６２に検出して電圧信号でなる周波数検出信号を出力判定回路８へ出力する。

また、振幅検出回路７は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａの絶対値検出回路７１で検出し、波高値に応じた電圧信号でなる振幅検出信号を出力判定回路８へ出力する。
出力判定回路８では、電流検出回路５から出力される電流検出信号をコンパレータ８１で基準信号Ｖｂ０と比較し、電流検出信号が基準信号Ｖｂ０を下回ったらコンパレータ８１から過電流状態を表すハイレベルの第１の過電流検出信号ＯＣ０をオア回路８２に出力する。

また、出力判定回路８では、周波数検出回路６から出力される周波数検出信号をコンパレータ８３で基準信号Ｖｂ１と比較し、周波数検出信号が基準信号Ｖｂ１を上回ったらコンパレータ８３から過電流状態を表すハイレベルの第２の過電流検出信号ＯＣ１をオア回路８５に出力する。
さらに、出力判定回路８は、振幅検出回路７から出力される振幅検出信号をコンパレータ８４で基準信号Ｖｂ２と比較し、振幅検出信号が基準信号Ｖｂ２を下回ったらコンパレータ８４から過電流状態を表すハイレベルの第３の過電流検出信号ＯＣ２をオア回路８５に出力する。

オア回路８５は、コンパレータ８３から出力される過電流検出信号ＯＣ１とコンパレータ８４から出力される過電流検出信号ＯＣ２との論理和処理をし、この処理結果をオア回路８２に出力する。また、オア回路８２は、コンパレータ８１から出力される過電流検出信号ＯＣ０とオア回路８５の出力信号との論理和処理をする。
このため、オア回路８２は、電流検出回路５の電流検出信号の比較を行うコンパレータ８１、周波数検出回路６の周波数検出信号の比較を行うコンパレータ８３、および振幅検出回路７の振幅検出信号の比較を行うコンパレータ８４のうちの何れかの１つからハイレベルの過電流検出信号が入力されると、過電流を検出した旨のハイレベルの信号を出力する。

（高周波ノイズ成分の除去動作）
ところで、測定対象となる導線１ａ及び１ｂの周囲にインバータ等の高周波ノイズ源が配置されている場合には、導線１ａ及び１ｂに高周波ノイズ成分が重畳されることになる。励磁コイル３の出力電流に高周波ノイズ成分が重畳されていると前述した周波数検出回路６から出力される周波数検出信号や振幅検出回路７から出力される振幅検出信号に影響を与え、過電流状態を誤検出する場合が生じる。

このため、上記実施形態では、発振回路４のオペアンプ１１の反転入力端子と励磁コイル３及び抵抗１２との接続点との間にノイズ除去回路２０が介挿されている。このノイズ除去回路２０はオペアンプ３０と抵抗３１〜３４で構成される差動増幅回路の構成を有し、抵抗３１〜３４の抵抗値Ｒ１〜Ｒ４を全て等しく設定して減算回路として構成している。そして、抵抗３３には励磁コイル３及び抵抗１２間の高周波ノイズ成分を含む入力電圧Ｖ２が入力され、抵抗３１には磁気コア２に巻装した検出コイル２１の出力をハイパスフィルタ回路２２でハイパスフィルタ処理した高周波ノイズ成分を表すフィルタ出力が入力電圧Ｖ１として入力されている。

したがって、オペアンプ３０の出力電圧Ｖｏは入力電圧Ｖ２から入力電圧Ｖ１を減算した値（Ｖｏ＝Ｖ２−Ｖ１）となり、高周波ノイズ成分が除去された出力電圧Ｖｏとなる。
この出力電圧Ｖｏがオペアンプ１１の反転入力側に入力されるので、オペアンプ１１から出力される発振回路４の発振出力Ｖａは高周波ノイズの影響を除去した電圧信号となる。

このため、発振出力Ｖａが入力される電流検出回路５、周波数検出回路６及び振幅検出回路７で高周波ノイズ成分を除去した発振出力Ｖａに基づいて電流検出、周波数検出及び振幅検出を行うので、高周波ノイズ成分の影響を受けない正確な電流検出信号、周波数検出信号及び振幅検出信号を得ることができる。
この結果、出力判定回路８での過電流状態の検出を正確に行うことができ、高周波ノイズ成分による過電流状態の誤検出を確実に防止することができる。

〔実施形態の効果〕
以上のように、この実施形態では、測定電流Ｉが０からＩ_１の範囲のときは、電流検出回路５が、発振回路４の出力電圧Ｖａのデューティ比を検出し、この検出を基に第１の過電流の検出をするようにした。
また、この実施形態では、測定電流ＩがＩ_１からＩ_２の範囲のときには、周波数検出回路６が、発振回路４の出力電圧Ｖａの発振周波数の変化を基に第２の過電流を検出することに加え、振幅検出回路７が、その出力電圧Ｖａの振幅の変化を基に第３の過電流を検出するようにした。

さらに、この実施形態では、電流検出回路５、周波数検出回路６、及び振幅検出回路７のうちの何れかの１つから過電流である旨を示すハイレベルの信号が出力されると、それを出力するようにした。
このため、この実施形態によれば、導線１ａ、１ｂの少なくとも一方に過電流が流れた場合に、発振回路４の発振停止の有無にかかわらずその過電流を検出できる。しかも、この実施形態によれば、過電流が流れた場合に、広い検出範囲において精度良く過電流の検出を行うことができる。

また、この実施形態によれば、従来例のように２つの磁気コアを使用する場合のようにコア材料特性の違いによるＳ／Ｎ比の低下が生じることはなく、微小電流を高精度で検出することができる。
しかも、上記の従来例のように磁気センサなどを使用することなく電流の検出が可能であるので、堅牢で、周囲環境条件により影響を受けることの少ない電流検出装置を提供することができる。

さらに、発振回路４内にノイズ除去回路２０を設けて励磁コイル３及び抵抗１２の接続点の入力電圧から高周波ノイズを除去するようにしているので、導線１ａ及び１ｂの周囲にインバータ等の高周波ノイズ発生源が配置されている場合でも高周波ノイズ成分の影響を受けることなく正確な電流検出、周波数検出、振幅検出等を行って過電流状態を正確に検出することができる。したがって、周囲環境条件による影響を受けることが少ない高信頼性を有する電流検出装置を提供することができる。

〔実施形態の変形例〕
（１）上記の実施形態では、２本の導線１ａ、１ｂを用いて、これらに流れる電流の差の電流を検出する場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、１本の導線に流れる微小電流を検出する場合にも適用できる。
（２）上記の実施形態では、ノイズ除去回路２０をオペアンプ３０を使用した差動増幅回路で構成する場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、オペアンプ以外の半導体素子を使用した差動増幅回路を適用することもでき、さらには他の形式の減算回路を適用することもできる。

（３）上記の実施形態では、出力判定回路８で、２つのオア回路８２、８５を使用するようにしたが、これを１つのオア回路に置き換えることができる。この場合には、電流検出回路５、周波数検出回路６及び振幅検出回路７の各出力信号を、１つの３入力オア回路に入力して論理和処理する。
（４）上記の実施形態において、電流検出回路５、周波数検出回路６及び振幅検出回路７のそれぞれの出力信号を使用し、その信号ごとに例えばランプ等の表示器を点灯するようにすれば、過電流の検出状態を目視で認識できて便宜である。

１ａ、１ｂ…導線、２…磁気コア、３…励磁コイル、４…発振回路、５…電流検出回路、６…周波数検出回路、７…振幅検出回路、８…出力判定回路、２０…ノイズ除去回路、２１…検出コイル、２２…ハイパスフィルタ回路、３０…オペアンプ、３１〜３４…抵抗、５１…デューティ比検出回路、６１…ハイパスフィルタ回路、６２…絶対値検出回路、７１…絶対値検出回路、８１、８３、８４…コンパレータ、８２，８５…オア回路

Claims (6)

1. 測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、設定した閾値に応じて、前記磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、当該励磁コイルに供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する発振手段と、該発振手段から出力される前記矩形波電圧に基づいて前記測定電流を検出する電流検出手段とを少なくとも備えた電流検出装置であって、
   前記磁気コアに巻回した励磁コイルとは別の検出コイルと、
   該検出コイルの出力電圧が入力されるハイパスフィルタとを備え、
   前記発振手段は、前記ハイパスフィルタの出力と前記励磁コイルの出力との差分を演算するノイズ除去手段を備えている
   ことを特徴とする電流検出装置。
2. 前記ノイズ除去手段は、前記ハイパスフィルタの出力と前記励磁コイルの出力とが入力される差動増幅回路で構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電流検出装置。
3. 前記差動増幅回路は、オペアンプと、該オペアンプの反転入力側及び前記ハイパスフィルタ間に介挿された第１の抵抗と、前記反転入力側及び出力側間に接続された第２の抵抗と、前記オペアンプの非反転入力側及び前記励磁コイル間に接続された第３の抵抗と、前記第３の抵抗及び前記オペアンプの非反転入力側間の接続点と接地との間に接続された第４の抵抗とを備えていることを特徴とする請求項２に記載の電流検出装置。
4. 前記電流検出手段は、前記発振回路から出力される矩形波電圧のデューティ比を検出し、検出したデューティ比に基づいて測定電流の過大電流を検出する第１の過大電流検出手段を備えていることを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の電流検出装置。
5. 前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の周波数に基づいて測定電流の過大電流を検出する第２の過大電流検出手段を備えていることを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の電流検出装置。
6. 前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の波高値に基づいて前記測定電流の過大電流を検出する第３の過大電流検出手段を備えていることを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載の電流検出装置。

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