JP2014230340A

JP2014230340A - 制御方法

Info

Publication number: JP2014230340A
Application number: JP2013106704A
Authority: JP
Inventors: 恒平吉田; Kohei Yoshida
Original assignee: Toyota Industries Corp
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 2013-05-21
Filing date: 2013-05-21
Publication date: 2014-12-08
Anticipated expiration: 2033-05-21
Also published as: JP5954256B2

Abstract

【課題】スイッチング素子を備える絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御としてピーク電流制御からＰＩ制御に切り替える際やＰＩ制御からピーク電流制御に切り替える際に出力電流が変動することを抑える。【解決手段】第１の制御と第２の制御とを組合せた制御方法において、第１の制御から第２の制御に切り替える際に、第１の制御の値を第２の制御の値に合わせる。【選択図】図１

Description

本発明は、２つの制御の切り替え制御方法に関する。

スイッチング素子を備える絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御として様々なものがある。例えば、ピーク電流制御は、今回の制御周期の出力電流から次回の制御周期の目標の出力電流（目標電流）までの出力電流の変化を用いて、スイッチング素子の制御信号のデューティ比を調整することにより、次回の制御周期の出力電流を制御するものであり、ロバスト性を高めることができる。

しかしながら、ピーク電流制御では、目標電流が小さくなり出力電流がゼロになる期間を含んで変動する不連続モードになると、出力電流の変化を正しく求めることができなくなり応答性が低くなるため、出力電流を目標電流に追従させることが困難になってしまう。

また、スイッチング素子を備える絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御としてＰＩ制御がある。ＰＩ制御は、出力電流と目標電流との差分がゼロになるように、比例制御と積分制御を行うことにより、出力電流を制御するものであり、不連続モードになっても出力電流を目標電流に追従させることができる。

しかしながら、ＰＩ制御は、ロバスト性が低いため、負荷や入力電力の変動の影響により出力電流のリプルが大きくなるおそれがある。
そこで、通常はロバスト性が高いピーク電流制御を行い、目標電流が小さくなったときに応答性が高いＰＩ制御に切り替え、目標電流が元の大きさに戻ったときにＰＩ制御からピーク電流制御に切り替えることが考えられる。

しかしながら、ピーク電流制御では出力電流が目標電流に一定の誤差をもって追従し、ＰＩ制御では出力電流が目標電流に一致して追従するため、ピーク電流制御がＰＩ制御に切り替わる際やＰＩ制御がピーク電流制御に切り替わる際、出力電流が変動してしまう。

なお、スイッチング素子を備え、昇圧リアクトルに流れる電流の電流モードを連続モード、臨界モード及び不連続モードの何れかに切換る制御の関連技術として、例えば、特許文献１に記載される技術もある。

国際公開第ＷＯ２０１０／０２３９７８Ａ１

本発明では、スイッチング素子を備える絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御として、ピーク電流制御からＰＩ制御に切り替える際に出力電流が変動することを抑える、または、ＰＩ制御からピーク電流制御に切り替える際に出力電流が変動することを抑えることが可能な技術を提供することを目的とする。

本実施形態の制御方法は、スイッチング素子を備える絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流と目標電流との差分がゼロになるように、比例制御と積分制御を行うことにより、前記出力電流を制御するＰＩ制御から、今回の制御周期の前記出力電流から次回の制御周期の目標電流までの前記出力電流の変化を用いて、前記スイッチング素子の制御信号のデューティ比を調整することにより、次回の制御周期の前記出力電流を制御するピーク電流制御に切り替える際、前記ＰＩ制御で求められた前記制御信号のデューティ比と前記ピーク電流制御で求められる前記制御信号のデューティ比との差分を、前記ピーク電流制御で求められる前記制御信号のデューティ比に加算し、その加算後のデューティ比の制御信号により、前記スイッチング素子を制御する、または、前記ピーク電流制御から前記ＰＩ制御に切り替える際、ＰＩ制御で設定される今回の制御周期の目標電流を、前記ピーク電流制御で制御された前回の制御周期の出力電流に置き換え、その置き換え後の目標電流を用いて、前記スイッチング素子を制御する。

これにより、第１の制御から第２の制御に切り替える際に、制御結果の変動を抑えることができる。そのため、スイッチング素子を備える絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御としてピーク電流制御からＰＩ制御に切り替える際やＰＩ制御からピーク電流制御に切り替える際に出力電流が変動することを抑えることができる。

本発明によれば、スイッチング素子を備える絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御としてピーク電流制御からＰＩ制御に切り替える際やＰＩ制御からピーク電流制御に切り替える際に出力電流が変動することを抑えることができる。

本実施形態の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。制御回路の動作を示すフローチャートである。制御切替時の出力電流の一例を示す図である。制御切替時の出力電流の一例を示す図である。

図１は、本実施形態の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。
図１に示す絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、例えば、車載バッテリを充電するための充電器であって、外部から入力される目標電流に応じた出力電流を車載バッテリに供給する。また、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、コンデンサ２と、スイッチング素子３〜６と、トランス７と、整流回路８と、平滑回路９と、制御回路１０と、電圧検出部１１、１２と、電流検出部１３とを備える。なお、スイッチング素子３〜６は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）に限らず、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やバイポーラトランジスタなどでもよい。

整流回路８は、ダイオード１４〜１７を備える。なお、整流回路８の回路構成は特に限定されない。
平滑回路９は、インダクタ１８と、コンデンサ１９とを備える。

コンデンサ２は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の入力段に設けられている。スイッチング素子３、４は互いに直列接続されるとともにコンデンサ２に並列接続されている。スイッチング素子５、６は互いに直列接続されるとともにスイッチング素子３、４に並列接続されている。トランス７の１次コイルの一方端はスイッチング素子５、６の接続点に接続され、トランス７の１次コイルの他方端はスイッチング素子３、４の接続点に接続されている。コンデンサ２及びスイッチング素子４、６は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の１次側グランドに接続されている。ダイオード１４のカソード端子はインダクタ１８の一方端及びダイオード１６のカソード端子に接続され、ダイオード１４のアノード端子はトランス７の２次コイルの一方端及びダイオード１５のカソード端子に接続されている。ダイオード１６のアノード端子はトランス７の２次コイルの他方端及びダイオード１７のカソード端子に接続されている。ダイオード１５、１７のアノード端子はそれぞれ絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の２次側グランドに接続されている。コンデンサ１９は絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力段に設けられている。インダクタ１８の他方端はコンデンサ１９の一方端に接続されている。コンデンサ１９の他方端は絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の２次側グランドに接続されている。

制御信号Ｓ１〜Ｓ４によってスイッチング素子３、６とスイッチング素子４、５とが交互にオン、オフすることにより、入力電力が交流電力に変換されてトランス７の１次コイルから２次コイルに伝わる。そして、２次コイルに伝わった交流電力は整流回路８により整流された後、平滑回路９により平滑されて出力される。

電圧検出部１１はトランス７の２次コイル側へ入力される電圧（インダクタ１８にかかる電圧）Ｖｉｎを検出し、電圧検出部１２は絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖｏｕｔを検出する。なお、電圧検出部１１、１２は、例えば、電圧計とする。

電流検出部１３は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電流（インダクタ１８に流れる電流）ＩＬを検出する。なお、電流検出部１３は、例えば、電流計とする。
制御回路１０は、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、及び出力電流ＩＬを用いて、ピーク電流制御（ＰＣＭＣ：peak current mode control）やＰＩ（Ｐ：Proportional、Ｉ：Integral）制御を行う。また、制御回路１０は、ピーク電流制御やＰＩ制御を行うことによって制御信号Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれのデューティ比を調整し出力電流ＩＬを制御する。例えば、制御回路１０は、ピーク電流制御時、Ｄ１＝１／Ｖｉｎ｛Ｌ×（Ｉｔｇｔ−ＩＬ）／ｍ×Ｔ＋２×Ｖｏｕｔ｝−Ｄ０を計算することにより、次回の制御周期における制御信号Ｓ１〜Ｓ４のデューティ比Ｄ１を求める。なお、Ｌはインダクタ１８のインダクタンス値を示し、Ｉｔｇｔは次回の制御周期の目標電流を示し、ｍは制御周期を示し、Ｔはスイッチング周期を示し、Ｄ０は今回の制御周期における制御信号Ｓ１〜Ｓ４のデューティ比を示している。また、例えば、制御回路１０は、ＰＩ制御時、Ｄ１＝Ｋｐ×ΔＩＬ＋Ｋｉ×ΣΔＩＬを計算することにより、次回の制御周期における制御信号Ｓ１〜Ｓ４のデューティ比Ｄ１を求める。なお、ΔＩＬは今回の制御周期の目標電流Ｉｔｇｔと出力電流ＩＬとの差分を示し、Ｋｐは比例制御項の係数を示し、Ｋｉは積分制御項の係数を示している。また、制御回路１０は、例えば、目標電流Ｉｔｇｔが大きく出力電流ＩＬがゼロよりも大きい値で変動する連続モードのときにピーク電流制御を行い、目標電流Ｉｔｇｔが小さく出力電流ＩＬがゼロになる期間を含んで変動する不連続モードのときにＰＩ制御を行う。また、制御回路１０は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、マルチコアＣＰＵ、プログラマブルなデバイス（ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）などに構成され、不図示の記憶部に記憶されているプログラムをＣＰＵ、プログラマブルなデバイス、又はＰＬＤなどが読み出して実行することにより、制御回路１０の動作が実現される。

図２は、制御回路１０の動作を示すフローチャートである。
まず、制御回路１０は、充電開始の指示が入力されると（Ｓ１１：Ｙｅｓ）、ＰＩ制御を行うか否かを判断する（Ｓ１２）。例えば、制御回路１０は、出力電流ＩＬが閾値以下である場合、ＰＩ制御を行うと判断し、出力電流が閾値よりも大きい場合、ピーク電流制御を行うと判断する。

次に、制御回路１０は、ＰＩ制御を行うと判断すると（Ｓ１２：Ｙｅｓ）、充電終了の指示が入力されるか（Ｓ１４：Ｙｅｓ）、又は、ピーク電流制御に切り替えると判断するまで（Ｓ１５：Ｙｅｓ）、ＰＩ制御を継続して行う（Ｓ１３〜Ｓ１５）。例えば、制御回路１０は、出力電流ＩＬが閾値よりも大きい場合、ＰＩ制御からピーク電流制御に切り替えると判断する。

次に、制御回路１０は、ピーク電流制御に切り替えると判断すると（Ｓ１５：Ｙｅｓ）、ＰＩ制御で求められた今回の制御周期のデューティ比Ｄ０（現在の操作量）とピーク電流制御で求められる次回の制御周期のデューティ比Ｄ１（次回の操作量）との差分を求め、その差分をピーク電流制御で求められる次回の制御周期のデューティ比Ｄ１に加算して（Ｓ１６）、ピーク電流制御を行う（Ｓ１７）。ピーク電流制御では出力電流ＩＬが目標電流Ｉｔｇｔと一定の誤差をもって追従するように、制御信号Ｓ１〜Ｓ４のデューティ比Ｄ１が制御される。そのため、図３（ａ）に示すように、目標電流Ｉｔｇｔが徐々に大きくなる場合において、単に、ＰＩ制御からピーク電流制御に切り替えると、ＰＩ制御によって目標電流Ｉｔｇｔに一致して追従していた出力電流ＩＬがピーク電流制御によって一定の誤差分急激に下がり、出力電流ＩＬが変動してしまう。そこで、本実施形態の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、ＰＩ制御で求められた今回の制御周期のデューティ比Ｄ０とピーク電流制御で求められる次回の制御周期のデューティ比Ｄ１との差分を求め、その差分をピーク電流制御で求められる次回の制御周期のデューティ比Ｄ１に加算することによって、制御切り替え時にデューティ比が小さくなる分、それ以降のピーク電流制御においてデューティ比に下駄を履かせている。これにより、図３（ｂ）に示すように、ＰＩ制御からピーク電流制御への切り替え時に、出力電流ＩＬが急激に下がらず、出力電流ＩＬの変動を抑えることができる。

次に、制御回路１０は、充電終了の指示が入力されるか（Ｓ１８：Ｙｅｓ）、又は、ＰＩ制御に切り替えると判断するまで（Ｓ１９：Ｙｅｓ）、ピーク電流制御を継続して行う（Ｓ１６〜Ｓ１９）。なお、最初に、ＰＩ制御からピーク電流制御に切り替えた際に求めたデューティ比Ｄ０とデューティ比Ｄ１との差分は、それ以降のＰＩ制御からピーク電流制御への切り替え時に使用してもよい。また、ピーク電流制御が継続して行われる場合、デューティ比Ｄ０とデューティ比Ｄ１との差分を一定値ずつ小さくすることにより、目標電流Ｉｔｇｔによって得られる本来の出力電流ＩＬ（図３（ｂ）に示す点線）に徐々に近づけるようにしてもよい。

また、制御回路１０は、充電開始の指示の入力後（Ｓ１２）、ピーク電流制御を行うと判断すると（Ｓ１２：Ｎｏ）、充電終了の指示が入力されるか（Ｓ２１：Ｙｅｓ）、又は、ＰＩ制御に切り替えると判断するまで（Ｓ２２：Ｙｅｓ）、ピーク電流制御を継続して行う（Ｓ２０〜Ｓ２２）。例えば、制御回路１０は、出力電流ＩＬが閾値以下である場合、ピーク電流制御からＰＩ制御に切り替えると判断する。

次に、制御回路１０は、ＰＩ制御に切り替えると判断すると（Ｓ２２：Ｙｅｓ）、ＰＩ制御で設定される今回の制御周期の目標電流Ｉｔｇｔを、ピーク電流制御で制御された前回の制御周期の出力電流ＩＬに置き換えて（Ｓ２３）、ＰＩ制御を行う（Ｓ２４）。上述したように、ピーク電流制御では出力電流ＩＬが目標電流Ｉｔｇｔと一定の誤差をもって追従するように、制御信号Ｓ１〜Ｓ４のデューティ比Ｄ１が制御される。そのため、図４（ａ）に示すように、目標電流Ｉｔｇｔが徐々に小さくなる場合において、単に、ピーク電流制御からＰＩ制御に切り替えると、ピーク電流制御によって目標電流Ｉｔｇｔに一定の誤差をもって追従していた出力電流ＩＬがＰＩ制御によって目標電流Ｉｔｇｔと急に一致するようになるため、出力電流ＩＬが急激に上がり、出力電流ＩＬが変動してしまう。そこで、本実施形態の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、ＰＩ制御で設定される今回の制御周期の目標電流Ｉｔｇｔを、ピーク電流制御で制御された前回の制御周期の出力電流ＩＬに置き換えている。これにより、図４（ｂ）に示すように、ピーク電流制御からＰＩ制御への切り替え時に、出力電流ＩＬが急激に上がらず出力電流ＩＬの変動を抑えることができる。

次に、制御回路１０は、充電終了の指示が入力されるか（Ｓ２５：Ｙｅｓ）、又はピーク電流制御に切り替えると判断するまで（Ｓ２６：Ｙｅｓ）、ＰＩ制御を継続して行う（Ｓ２４〜Ｓ２６）。

また、制御回路１０は、ＰＩ制御に切り替えると判断すると（Ｓ１９：Ｙｅｓ）、Ｓ２３〜Ｓ２６を実行する。
また、制御回路１０は、ピーク電流制御に切り替えると判断すると（Ｓ２６：Ｙｅｓ）、Ｓ１６〜Ｓ１９を実行する。

このように、本実施形態の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、ＰＩ制御からピーク電流制御に切り替える際やピーク電流制御からＰＩ制御に切り替える際、出力電流ＩＬの変動を抑えることができる。すなわち、第１の制御から第２の制御に切り替える際に、制御結果の変動を抑えることができる。

また、本実施形態の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、出力電流ＩＬの変動を抑えることができるため、車載バッテリの充電器として機能させる場合、バッテリ側に設けられる電流センサの値を安定させることができる。

また、本実施形態の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、出力電流ＩＬの変動を抑えることができるため、インダクタンス値Ｌが小さいインダクタ１８を採用することができ、小型化することができる。

なお、上記実施形態では、連続モードのときにピーク電流制御を行い、不連続モードのときにＰＩ制御を行う構成であるが、出力電流ＩＬがゼロを最小値として変動する臨界モードのときにピーク電流制御又はＰＩ制御を行うように構成してもよい。

１絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
２コンデンサ
３〜６スイッチング素子
７トランス
８整流回路
９平滑回路
１０制御回路
１１、１２電圧検出部
１３電流検出部
１４〜１７ダイオード
１８インダクタ
１９コンデンサ

Claims

スイッチング素子を備える絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、
前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流と目標電流との差分がゼロになるように、比例制御と積分制御を行うことにより、前記出力電流を制御するＰＩ制御から、今回の制御周期の前記出力電流から次回の制御周期の目標電流までの前記出力電流の変化を用いて、前記スイッチング素子の制御信号のデューティ比を調整することにより、次回の制御周期の前記出力電流を制御するピーク電流制御に切り替える際、前記ＰＩ制御で求められた前記制御信号のデューティ比と前記ピーク電流制御で求められる前記制御信号のデューティ比との差分を、前記ピーク電流制御で求められる前記制御信号のデューティ比に加算し、その加算後のデューティ比の制御信号により、前記スイッチング素子を制御する、
または、
前記ピーク電流制御から前記ＰＩ制御に切り替える際、ＰＩ制御で設定される今回の制御周期の目標電流を、前記ピーク電流制御で制御された前回の制御周期の出力電流に置き換え、その置き換え後の目標電流を用いて、前記スイッチング素子を制御する
ことを特徴とする制御方法。
複数のスイッチング素子を備え、それらスイッチング素子がそれぞれオン、オフすることにより、入力される直流電力を交流電力に変換するフルブリッジ回路と、
前記フルブリッジ回路により変換された交流電力を１次コイルから２次コイルに伝えるトランスと、
前記トランスの２次コイルに伝わった交流電力を整流する整流回路と、
前記整流回路により整流された電力を平滑する平滑回路と、
前記平滑回路から出力される電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部から出力される電流を用いて、前記複数のスイッチング素子のオン、オフを制御する制御信号を出力する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記平滑回路の出力電流と目標電流との差分がゼロになるように、比例御と積分制御を行うことにより、前記出力電流を制御するＰＩ制御から、今回の制御周期の前記出力電流から次回の制御周期の目標電流までの前記出力電流の変化を用いて、前記制御信号のデューティ比を調整することにより、次回の制御周期の前記出力電流を制御するピーク電流制御に切り替える際、前記ＰＩ制御で求められた前記制御信号のデューティ比と前記ピーク電流制御で求められる前記制御信号のデューティ比との差分を、前記ピーク電流制御で求められる前記制御信号のデューティ比に加算する、
または、
前記ピーク電流制御から前記ＰＩ制御に切り替える際、前記ＰＩ制御で設定される今回の制御周期の目標電流を、前記ピーク電流制御で制御された前回の制御周期の出力電流に置き換える
ことを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。